WO2017150832A1 - 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기 - Google Patents

부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기 Download PDF

Info

Publication number
WO2017150832A1
WO2017150832A1 PCT/KR2017/001776 KR2017001776W WO2017150832A1 WO 2017150832 A1 WO2017150832 A1 WO 2017150832A1 KR 2017001776 W KR2017001776 W KR 2017001776W WO 2017150832 A1 WO2017150832 A1 WO 2017150832A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
symbol
interval
signal
noise ratio
period
Prior art date
Application number
PCT/KR2017/001776
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
윤영호
Original Assignee
주식회사 텔레칩스
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 주식회사 텔레칩스 filed Critical 주식회사 텔레칩스
Priority to US16/081,968 priority Critical patent/US10348433B2/en
Priority to JP2018566177A priority patent/JP6664521B2/ja
Priority to EP17760236.4A priority patent/EP3425834B1/en
Publication of WO2017150832A1 publication Critical patent/WO2017150832A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/005—Interference mitigation or co-ordination of intercell interference
    • H04J11/0056—Inter-base station aspects
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10—Complex mathematical operations
    • G06F17/14—Fourier, Walsh or analogous domain transformations, e.g. Laplace, Hilbert, Karhunen-Loeve, transforms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H04J11/0046—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver using joint detection algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/005—Interference mitigation or co-ordination of intercell interference
    • H04J11/0059—Out-of-cell user aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2646—Arrangements specific to the transmitter only using feedback from receiver for adjusting OFDM transmission parameters, e.g. transmission timing or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/006—Quality of the received signal, e.g. BER, SNR, water filling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference

Definitions

  • the present invention relates to a method for suppressing interference and noise signals between subcarriers and an orthogonal frequency division multiplex (hereinafter, referred to as 'OFDM') receiver for performing the same, and more particularly, to a subcarrier in an OFDM receiver.
  • 'OFDM' orthogonal frequency division multiplex
  • OFDM orthogonal frequency division multiple access
  • a transmitting end of a communication system using an OFDM scheme modulates serial data symbols, demultiplexes them into parallel data, and then inverses Fast Fourier Transform (IFFT).
  • IFFT Fast Fourier Transform
  • a plurality of subcarriers are allocated to the demultiplexed parallel data and transmitted to the receiver.
  • the receiving end separates the subcarriers from the received signal by fast Fourier transform (hereinafter, referred to as 'FFT'), multiplexes the parallel data from which the subcarriers are separated, into serial data, and then multiplexes serialized data.
  • the data is demodulated to detect a desired data symbol.
  • the FFT output data of the OFDM receiver generates inter-carrier interference (hereinafter, referred to as 'ICI') due to radio channel characteristics.
  • 'ICI' inter-carrier interference
  • an area without OFDM inter-symbol interference hereinafter, referred to as 'ISI'
  • 'ISI' an area without OFDM inter-symbol interference
  • a guard interval that is, no ISI in the time domain, that is, sample data of a symbol interference free interval and sample data of an effective symbol interval are added up.
  • the FFT operation is performed on the FFT input data including the summed sample data.
  • a ratio between the symbol interference free period and the FFT size may be added.
  • EGC equal gain combining
  • the Signal to Noise Ratio (hereinafter referred to as SNR) of the symbol interference free period may be higher or lower than the SNR of the effective symbol period.
  • a change width of channel power between a guard period and an effective symbol period is large.
  • an aspect of the present invention is to reduce the interference and noise signals between subcarriers by performing a weighting operation between the sample data included in the symbol interference pre-interval and the sample data of the effective symbol interval in the time domain in consideration of the channel change.
  • a method and an OFDM receiver for performing the same are provided.
  • a method for suppressing interference between subcarriers and a noise signal includes an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) receiver in an inter-symbol interference in a guard interval (GI).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplex
  • GI guard interval
  • ISI symbol interference free period without interference
  • SNR signal to noise ratio
  • the signal-to-noise ratio of the measured or estimated symbol-interference free interval and the signal-to-noise ratio of the effective symbol interval may be used.
  • a weighting operation may be performed by applying a range setting value of hardware bit precision using the signal-to-noise ratio of the symbol interference free period and the signal-to-noise ratio of the effective symbol period.
  • an orthogonal frequency division multiplexing receiver has no inter-symbol interference (ISI) in a guard interval (GI) of an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) symbol.
  • Sample data of the symbol interference free period and sample data of the effective symbol period using a signal to noise ratio (SNR) of a symbol interference free period and a signal to noise ratio of an effective symbol period corresponding to the symbol interference free period A weighting operation unit that performs a weighting operation between the fast Fourier transform sampling data control unit to generate fast Fourier transform (FFT) input data by including weighted sample data in the valid symbol interval, and the fast Fourier transform input
  • FFT fast Fourier transform
  • the weight calculation unit calculates
  • a weighting operation may be performed using a sum of a second operation value and a signal-to-noise ratio of the symbol interference pre-section and the signal-to-noise ratio of the effective symbol period.
  • the weight calculation unit calculates
  • a range setting value of hardware bit precision is calculated using the signal-to-noise ratio of the symbol interference pre-period and the signal-to-noise ratio of the effective symbol interval, and the range setting value is converted into a signal modeling the symbol interference pre-interval and the effective symbol period.
  • the weighted operation may be performed by applying the weighted coefficient to each modeled signal.
  • the apparatus may further include an estimator configured to estimate the signal-to-noise ratio of the interval in the time domain or the frequency domain.
  • the first power spectrum of the fast Fourier transform result of the sample data of the symbol interference pre-period and the second power spectrum of the fast Fourier transform result of the sample data of the effective symbol-interval are both greater than or equal to a predetermined threshold.
  • the value obtained by accumulating or averaging one power spectrum may be estimated as a signal-to-noise ratio of the symbol interference pre-interval, and the value obtained by accumulating or averaging the second power spectrum may be estimated as a signal-to-noise ratio of the effective symbol interval. .
  • a weight ratio calculation is performed in consideration of SNR to maximize the maximum ratio combining.
  • 'MRC' a weight ratio calculation
  • FIG. 2 is an exemplary diagram of an OFDM symbol showing a guard interval without intersymbol interference according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of an OFDM receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a method of suppressing interference and noise signals between subcarriers according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram for obtaining correlation energy in order to estimate a symbol interference free interval according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 6 illustrates an example of configuring FFT input data according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of an OFDM receiver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a method of suppressing interference and noise signals between subcarriers according to another embodiment of the present invention.
  • FIG 9 illustrates an example of configuring FFT input data according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating an SNR estimation method according to an embodiment of the present invention.
  • ... unit means a unit for processing at least one function or operation, which may be implemented in hardware or software or a combination of hardware and software.
  • ... module means a unit for processing at least one function or operation, which may be implemented in hardware or software or a combination of hardware and software.
  • Like reference numerals in the drawings denote like elements.
  • FIG. 2 is an exemplary diagram of an OFDM symbol showing a guard interval without intersymbol interference according to an embodiment of the present invention.
  • an arbitrary OFDM symbol that is, the (b) th symbol includes a guard interval and a valid symbol interval at the front end.
  • the effective symbol interval includes a symbol data interval and a guard interval at a later stage.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating a method of suppressing interference and noise signals between subcarriers according to an embodiment of the present invention.
  • 5 is a diagram illustrating correlation energy for estimating a symbol interference free interval according to an embodiment of the present invention, and
  • FIG. 6 is an exemplary diagram for configuring FFT input data according to an embodiment of the present invention.
  • the OFDM receiver 100 includes a symbol interference pre-section estimation unit 101, an SNR measurement unit 103, a weighting operation unit 105, an FFT sampling data control unit 107, and an FFT operation unit 109. ) And the equalization unit 111.
  • the symbol interference free interval estimator 101 estimates the number of samples ( ⁇ ) of the symbol interference free interval and the symbol interference free interval using the received data (S101).
  • the symbol interference pre-interval estimator 101 may use a method using a correlation of the guard interval of the OFDM symbol as shown in FIG. 5.
  • the symbol interference free interval estimator 101 finds a symbol interference free interval by obtaining a correlation energy between a guard interval and an effective symbol interval.
  • the transmission data of the guard interval is the same as the transmission data located in the last region of the valid symbol interval.
  • the SNR measuring unit 103 measures the SNR of each of the symbol interference free period and the effective symbol period (S103).
  • the SNR may be calculated by measuring the channel power, but the SNR measurement method may be measured using a method or apparatus well known in the telecommunications industry, and thus it is not specifically described, and description thereof will be omitted.
  • the weighting operation unit 105 performs a weighting operation using the SNR of each section between the sample data P1 of the symbol interference free interval and the sample data P3 located at the rear of the effective symbol section corresponding thereto using the CP data characteristic. (S105). This weighting operation reduces not only the differential and noise components of the wireless channel, but also the gain of a large SNR section in a channel change environment.
  • modeling the received symbol is as follows.
  • N is the effective symbol interval length
  • N G is the guard interval length
  • ⁇ is the number of samples for the symbol interference pre-interval
  • y (n) is the Analog-Digital Converter at the nth time. ) Indicates the output signal.
  • Modeling a valid symbol interval for the received symbol is as follows.
  • the output out [n] of the weighting unit 105 is as follows.
  • N- ⁇ ⁇ n ⁇ N N- ⁇ ⁇ n ⁇ N.
  • SNR GI means SNR of the symbol interference free period
  • SNR EFF means SNR of the effective symbol period corresponding to the symbol interference free period
  • This weighting algorithm can obtain MRC gain. However, if the difference between the SNR GI and the SNR EFF is very large, the hardware bit precision (HW bit precision) for expressing this may be increased, thereby increasing the hardware (HW) calculation amount. If the hardware bit precision is not sufficient, the magnitude of the weighting unit 105 output may be biased.
  • the hardware calculation amount is reduced by setting the range with limited hardware bit precision for the ratio of the SNR GI and the SNR EFF .
  • ⁇ means a range setting value of hardware bit precision.
  • the FFT sampling data control unit 107 weights the sample data P5 that is weighted by the weighting operation unit 105 between the sample data P1 of the symbol interference free interval and the sample data P3 located at the rear of the effective symbol interval corresponding thereto. ) Is positioned at the rear of the valid symbol interval to configure FFT input data (S107).
  • the FFT input data in which the weighted sampled data P5 is arranged is output to the FFT calculator 109.
  • the FFT input data is as follows.
  • FFT input data is represented as received data, SNR GI and SNR EFF as follows.
  • the FFT calculator 109 performs an FFT operation on the FFT input data output from the FFT sampling data controller 120 (S109).
  • the equalizer 111 performs channel equalization on the signal output from the FFT calculator 109 (S111).
  • a weighting operation is performed on each sample data by using the SNR of the symbol interference pre-section and the effective symbol section in a large channel change, thereby obtaining a gain similar to MRC diversity.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of an OFDM receiver according to another embodiment of the present invention
  • Figure 8 is a subcarrier between subcarriers according to another embodiment of the present invention
  • 9 is a flowchart illustrating a method of suppressing interference and noise signals
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating a method of estimating SNR according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is an example of configuring FFT input data according to another embodiment of the present invention. It is also.
  • the OFDM receiver 100 ′ includes a symbol interference pre-section estimation unit 101, a weighting operation unit 105, an FFT sampling data control unit 107, an FFT operation unit 109, an equalizer 111, and an add-on. Government 113.
  • the symbol interference free interval estimator 101 estimates a symbol interference free interval from OFDM symbols of received data (S201).
  • Step S201 is the same as step S101 of FIG. 4.
  • the estimator 113 estimates the SNR of the symbol interference free period and the SNR of the effective symbol period (S203).
  • the weighting unit 105 performs a weighting operation between the sample data of the symbol interference free interval and the sample data of the effective symbol interval using the SNR estimated by the estimator 113 (S205).
  • Step S205 is the same as step S105 of FIG. 4.
  • the FFT sampling data control unit 107 configures the FFT input data by placing the weighted sample data P5 at the rear of the effective symbol interval (S207).
  • Step S207 is the same as step S107 of FIG. 4.
  • the weight calculation used in the weighting calculation is performed by the estimator 113, which will be described later.
  • the FFT calculator 109 performs an FFT operation on the FFT input data in which the weighted sample data P5 is aligned (S209).
  • Step S209 is the same as step S109 of FIG. 4.
  • the equalizer 111 performs channel equalization on the result of the FFT operation (S211).
  • Step S211 is the same as step S111 of FIG. 4.
  • the estimator 113 estimates the SNR in the time domain. Since the noise over time does not change significantly, it may be assumed that the noise of the sample data of the symbol interference free period and the sample data of the corresponding effective symbol period are similar. Therefore, the power of the time domain data can correspond to the SNR.
  • the estimator 113 may indirectly estimate the SNR GI and the SNR EFF as follows.
  • a size component other than power may be used to simplify hardware (HW).
  • the magnitude component means the sum of the absolute values.
  • the sum of the squared components of the signal is performed.
  • the squared operation is not performed when the magnitude component is used, a smaller hardware bit can be used compared to the power usage, and the process for the squared operation is not necessary.
  • an average or a random scale reduction may be performed as the number of samples ( ⁇ ) of the symbol interference free interval.
  • the estimator 113 estimates the SNR in the frequency domain.
  • the carrier-to-noise ratio (hereinafter referred to as 'CNR') on the frequency of the sample data of the symbol interference free interval and the sample data of the effective symbol interval is not constant. do. Therefore, if the method of indirectly estimating the SNR on the frequency is applied, it is as shown in FIG.
  • the estimator 113 performs FFTs corresponding to the guard interval (GI) length for each of the sample data of the symbol interference free interval and the sample data of the effective symbol interval (S301 and S303).
  • GI guard interval
  • a power spectrum 1 of the FFT result for the sample data of the symbol interference free period and a power spectrum 2 of the FFT result for the sample data of the effective symbol interval are obtained (S305 and S307).
  • the estimator 113 accumulates each of the power spectrums for the subcarriers whose FFT results for the sample data of the symbol interference pre-period and for each of the power spectrums of the FFT results for the sample data of the effective symbol interval are above a predetermined threshold.
  • An operation (addition) or an average operation is performed (S309).
  • the cumulative or averaged power spectrum values are estimated as SNR GI and SNR EFF , respectively (S311).
  • the estimator 113 estimates, by SNR GI , the value of cumulative calculation or averaging power spectrum 1 for each subcarrier whose power spectra 1 and 2 are equal to or greater than a predetermined threshold, and the cumulative calculation or averaging of power spectrum 2.
  • the value is estimated as SNR EFF .
  • a subcarrier whose power spectrum is below a predetermined threshold is a subcarrier having a low CNR and uses only a subcarrier having a high CNR because of its low reliability.
  • the weighting unit 105 performs a weighting operation as shown in Equation 4 or 5 using the SNR GI and SNR EFF estimated by the estimator 113.
  • the embodiments of the present invention described above are not only implemented through the apparatus and the method, but may be implemented through a program for realizing a function corresponding to the configuration of the embodiments of the present invention or a recording medium on which the program is recorded.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Data Mining & Analysis (AREA)
  • Mathematical Optimization (AREA)
  • Computational Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mathematical Analysis (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)

Abstract

부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기가 제공된다. 여기서, 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 수신기가 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간을 이용하여 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법으로서, 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 단계, 그리고 가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 구성한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계를 포함한다.

Description

부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기
본 발명은 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, 이하, 'OFDM'이라 통칭함) 수신기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 OFDM 수신기에서 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하기 위한 기술에 관한 것이다.
최근 무선 통신 환경에서 고품질 및 고속의 데이터 전송을 지원하기 위해 많은 연구가 진행되고 있다. 그 중 OFDM은 한정된 주파수를 효율적으로 사용하여 DVB-T/H(digital video broadcasting-terrestrial and handheld)과 DMB(Digital Multimedia Broadcasting) 등의 방송 시스템에 사용되고 있으며 4세대 통신과 차세대 방송에서도 유력한 후보이다.
OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템의 송신단은 직렬 데이터 심볼을 변조하고, 병렬 데이터로 역다중화한 뒤 이를 역고속푸리에변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)한다. 그리고 역다중화된 병렬 데이터에 다수의 부반송파를 각각 할당하여 수신단으로 전송한다. 그러면, 수신단은 수신 신호를 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform, 이하, 'FFT'라 통칭함)하여 수신 신호에서 부반송파를 분리하고, 부반송파가 분리된 병렬 데이터를 직렬 데이터로 다중화한 후, 다중화된 직렬 데이터를 복조하여 원하는 데이터 심볼을 검출한다.
이때, OFDM 수신단의 FFT 출력 데이터는 무선 채널 특성에 의하여 부반송파간의 간섭(Inter-Carrier Interference, 이하, 'ICI'라 통칭함)이 발생하게 된다. OFDM 수신기의 FFT를 수행하기 이전에 OFDM 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, 이하, 'ISI'라 통칭함)이 없는 영역을 이용하여 부반송파간의 간섭을 억제하고 잡음 성분을 감소시킬 수 있다.
즉, FFT 연산을 수행할 FFT 입력 데이터를 구성할 때, 시간 도메인에서 ISI가 없는 보호 구간(Guard Interval, GI), 즉, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터를 합산한다. 그리고 합산된 샘플 데이터를 포함하는 FFT 입력 데이터에 대한 FFT 연산을 수행한다. 이러한 FFT 연산을 통해 ICI 및 잡음 성분을 감소시킬 수 있는 내용에 대해서 한국공개특허 2010-0039467에 개시되어 있다.
이때, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 합산시 프랭크 윈도우(Frank window)의 경우, 심볼간섭 프리구간 대비 FFT 사이즈 간의 비를 이용하여 더할 수 있다.
다른 기존 방식의 경우, 각각 0.5에 해당하는 가중치를 설정하여 평균을 취하는 방식을 이용할 수 있다. 즉, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 각각 가중치 0.5를 부가한 후, 이들 값의 평균값을 연산한다. 이러한 방식은 동등 이득 결합(equal gain combining, 이하, 'EGC'라 통칭함)과 유사하다. 여기서, EGC는 본질적으로 동등한 가중치를 가진 서로 다른 채널들의 위상-코히어런트 결합(phase-coherent combining)을 의미한다.
그런데, 만약, 이동 환경에 의하여 채널 변화가 급격하게 변화한다면, 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, 이하, 'SNR'이라 통칭함)가 유효 심볼 구간의 SNR보다 높거나 낮을 수 있다.
도 1은 종래에 OFDM 심볼을 나타낸 것이다.
도 1을 참조하면, 보호 구간과 유효 심볼 구간의 채널 파워(Channel Power)의 변화 폭이 크다.
이처럼, 채널 변화가 클 경우에 종래처럼 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터의 단순 합을 수행할 경우, SNR이 큰 구간의 이득을 얻지 못하는 문제가 발생한다.
따라서, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 채널 변화를 고려하여 시간 도메인에서 심볼간섭 프리구간에 포함된 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간의 가중 연산을 수행함으로써, 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 OFDM 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 하나의 특징에 따르면, 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 수신기가 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간을 이용하여 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법으로서, 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 단계, 그리고 가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 구성한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계를 포함한다.
상기 가중 연산을 수행하는 단계 이전에,
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 각각 측정하거나 또는 추정하는 단계를 더 포함하고,
상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
측정 또는 추정된 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용할 수 있다.
상기 측정하거나 또는 추정하는 단계는,
시간 도메인에서 수신 데이터의 전력을 통해 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 각각 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 측정하거나 또는 추정하는 단계는,
상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 각각에 대하여 보호 구간 길이에 해당하는 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 단계, 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼을 각각 측정하는 단계, 그리고 상기 제1 파워 스펙트럼 및 상기 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용한 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 적용한 가중 연산을 수행할 수 있다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 수신기는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 심볼의 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 가중 연산부, 가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터를 생성하는 고속 푸리에 변환 샘플링 데이터 제어부, 그리고 상기 고속 푸리에 변환 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 고속 푸리에 변환 연산부를 포함한다.
상기 가중 연산부는,
상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호에 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제1 연산 값과, 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제2 연산 값 및 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 합산한 값을 이용한 가중 연산을 수행할 수 있다.
상기 가중 연산부는,
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 산출하고, 상기 범위 설정값을 상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호 및 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 각각 가중치 계수로 적용하여 가중 연산을 수행할 수 있다.
상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 측정하는 측정부 또는 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 추정하는 추정부를 더 포함할 수 있다.
상기 추정부는,
상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터를 이용하여 FFT 입력 데이터를 생성할 때, SNR을 고려하여 가중 연산을 수행함으로써, 최대 비율 결합(Maximum Ratio Combining, 이하, 'MRC'로 통칭함) 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 종래에 OFDM 심볼을 나타낸 것이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 심볼간 간섭이 없는 보호 구간을 나타낸 OFDM 심볼의 예시도이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 심볼간섭 프리구간을 추정하기 위해 상관 에너지(correlation energy)를 구하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 한 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
도 10은 본 발명의 한 실시예에 따른 SNR 추정 방법을 나타낸 순서도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 명세서에 기재된 "…부", "…모듈" 의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 구성 요소를 나타낸다.
이하, 도면을 참조로 하여 본 발명의 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 OFDM 수신기에 대하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 심볼간 간섭이 없는 보호 구간을 나타낸 OFDM 심볼의 예시도이다.
도 2를 참조하면, 임의의 OFDM 심볼(이하, '심볼'이라 통칭함), 즉, (b)번째 심볼은 선단의 보호 구간(Guard Interval) 및 유효 심볼 구간으로 이루어진다. 도시하지는 않았지만, 유효 심볼 구간은 심볼 데이터 구간 및 후단의 보호 구간으로 이루어진다.
여기서, 선단의 보호 구간 중에서 'ISI가 없는 보호 구간'을 '심볼간섭 프리구간'으로 통칭하여 기재한다. 그리고 τmax는 채널의 최대 지연 시간을 나타내며, 심볼간섭 프리구간의 최대 지연 시간과 반비례 관계(Δ=NG-τmax)이다.
이러한 심볼간섭 프리구간을 이용하여 FFT 연산 이전에 ICI 및 백색 부가 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, 이하, 'AWGN'라 통칭함)을 억제하는 OFDM 수신기의 구성을 두가지 실시예로 설명하면, 다음과 같다.
먼저, 하나의 실시예는 실제로 측정한 SNR을 이용하는 것이다. 도 3은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 4는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이며, 도 5는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 심볼간섭 프리구간을 추정하기 위해 상관 에너지를 구하는 도면이며, 도 6은 본 발명의 하나의 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
도 3 및 도 4를 참조하면, OFDM 수신기(100)는 심볼간섭 프리구간 추정부(101), SNR 측정부(103), 가중 연산부(105), FFT 샘플링 데이터 제어부(107), FFT 연산부(109) 및 등화부(111)를 포함한다.
심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 수신 데이터를 이용하여 심볼간섭 프리구간 및 심볼간섭 프리구간의 샘플 수(-)를 추정한다(S101).
여기서, 하나의 실시예에 따르면, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 도 5와 같이 OFDM 심볼의 보호 구간의 상관도를 이용하는 방법이 사용될 수 있다.
도 5를 참조하면, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 보호 구간과 유효 심볼 구간 간에 상관 에너지를 구하여 심볼간섭 프리구간을 찾는다.
심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 상관 에너지를 구하기 위해 샘플 수를 변경해가며 상관 에너지를 계산한다. 예를들면, 상관 에너지 0은 샘플 수 = NG에 해당한다. 채널 임펄스 응답(channel impulse response)이 존재하는 경우 상관 에너지가 가장 높게 연산되므로, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 가장 높게 연산된 상관 에너지를 이용하여 심볼간섭 프리구간을 찾는다. 즉, 상관 에너지 Δ-1가 가장 높게 연산된 경우, 상관 에너지 Δ-1가 산출된 보호 구간을 심볼간섭 프리구간으로 추정할 수 있다. 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 추정된 심볼간섭 프리구간 및 심볼간섭 프리구간의 샘플 수(Δ)를 FFT 샘플링 데이터 제어부(107)로 전달한다.
보호 구간은 유효 심볼 구간의 CP(Cyclic Prefix)이므로 보호 구간의 전송 데이터는 유효 심볼 구간의 마지막 영역에 위치하는 전송 데이터와 동일하다.
SNR 측정부(103)는 심볼간섭 프리구간 및 유효 심볼 구간 각각의 SNR을 측정한다(S103). 예를들면, 채널 파워를 측정하여 SNR을 산출할 수 있지만, SNR 측정 방식은 통신 업계에 널리 알려진 방법이나 장치를 이용하여 측정할 수 있으므로, 특정하여 기재하지 않으며 이에 대한 설명은 생략한다.
가중 연산부(105)는 CP 데이터 특성을 이용하여 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터(P1)와 이에 대응되는 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치하는 샘플 데이터(P3) 간에 각 구간의 SNR을 이용한 가중 연산을 수행한다(S105). 이러한 가중 연산을 통해 무선 채널의 차등 성분과 잡음 성분이 줄어들 뿐만 아니라 채널 변화가 큰 환경에서 SNR이 큰 구간의 이득을 얻을 수 있다.
여기서, 수신된 심볼을 모델링하면 다음과 같다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000001
여기서, n은 시간 인덱스, N은 유효 심볼 구간 길이, NG는 보호 구간 길이, Δ는 심볼간섭 프리구간에 대한 샘플 수를 나타내고, y(n)은 n번째 시간에서의 ADC(Analog-Digital Converter) 출력 신호를 나타낸다.
수신된 심볼에 대한 심볼간섭 프리구간을 모델링하면 다음과 같다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000002
수신된 심볼에 대한 유효 심볼 구간을 모델링하면 다음과 같다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000003
가중 연산부(105)의 출력(out[n])은 다음과 같다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000004
여기서, N-Δ≤n≤N이다.
이때, SNRGI는 심볼간섭 프리구간의 SNR을 의미하고, SNREFF는 심볼간섭 프리구간에 상응하는 유효 심볼 구간의 SNR을 의미한다.
이러한 가중 연산 방식은 MRC 이득을 얻을 수 있다. 단, SNRGI와 SNREFF의 차이가 매우 크면 이를 표현하기 위한 하드웨어 비트 정밀도(HW bit precision)가 증가하여 하드웨어(HW) 연산량이 증가할 수 있다. 하드웨어 비트 정밀도가 충분치 않을 경우 가중 연산부(105) 출력의 크기가 바이어스(bias) 될 수 있다.
이처럼, SNRGI와 SNREFF의 차이가 매우 큰 경우, 즉, 기 정해진 임계값 이상으로 큰 경우, SNRGI와 SNREFF의 비율에 대하여 제한된 하드웨어 비트 정밀도로 범위 설정을 수행하여 하드웨어 연산량을 줄이는데, 다음과 같다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000005
Figure PCTKR2017001776-appb-I000006
여기서, α는 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 의미한다.
FFT 샘플링 데이터 제어부(107)는 가중 연산부(105)에 의해 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터(P1)와 이에 대응되는 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치하는 샘플 데이터(P3) 간에 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치시켜 FFT 입력 데이터를 구성한다(S107). 그리고 이러한 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 정렬한 FFT 입력 데이터를 FFT 연산부(109)로 출력한다.
여기서, FFT 입력 데이터는 다음과 같다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000007
수학식 4를 수학식 6에 적용하는 경우, FFT 입력 데이터를 수신 데이터, SNRGI및 SNREFF로 나타내면 다음과 같다.
[수학식 7]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000008
FFT 연산부(109)는 FFT 샘플링 데이터 제어부(120)로부터 출력되는 FFT 입력 데이터에 대해 FFT 연산을 수행한다(S109).
등화부(111)는 FFT 연산부(109)에서 출력한 신호에 대한 채널 등화(channel equalization)를 수행한다(S111).
전술한 바와 같이, 채널 변화가 큰 환경에서 심볼간섭 프리구간과 유효 심볼구간의 SNR을 이용하여 각 샘플 데이터에 대하여 가중 연산을 수행함으로써, MRC 다이버시티(Diversity)와 유사한 이득을 얻을 수 있다.
한편, 다른 실시예는 실제 환경에서 SNR을 추정하는 방식으로서, 도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법을 나타낸 순서도이며, 도 9는 본 발명의 한 실시예에 따른 SNR 추정 방법을 나타낸 순서도이고, 도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 FFT 입력 데이터를 구성하는 예시도이다.
이때, 도 3의 구성과 동일한 구성 요소는 동일한 도면 부호를 사용하고, 도 3과 동일한 동작은 그 설명을 생략한다.
도 7을 참조하면, OFDM 수신기(100')는 심볼간섭 프리구간 추정부(101), 가중 연산부(105), FFT 샘플링 데이터 제어부(107), FFT 연산부(109), 등화부(111) 및 추정부(113)를 포함한다.
도 8을 참조하면, 심볼간섭 프리구간 추정부(101)는 수신 데이터의 OFDM 심볼에서 심볼간섭 프리구간을 추정한다(S201). S201 단계는 도 4의 S101 단계와 동일하다.
추정부(113)는 심볼간섭 프리구간의 SNR 및 유효 심볼 구간의 SNR을 추정한다(S203).
가중 연산부(105)는 추정부(113)가 추정한 SNR을 이용하여 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행한다(S205). S205 단계는 도 4의 S105 단계와 동일하다.
FFT 샘플링 데이터 제어부(107)는 도 9와 같이, 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 유효 심볼 구간의 뒷부분에 위치시켜 FFT 입력 데이터를 구성한다(S207). S207 단계는 도 4의 S107 단계와 동일하다. 다만, 가중 연산시 사용되는 가중치 계산은 추정부(113)에 의해 이루어지며, 후술한다.
FFT 연산부(109)는 가중 연산된 샘플 데이터(P5)를 정렬한 FFT 입력 데이터에 대한 FFT 연산을 수행한다(S209). S209 단계는 도 4의 S109 단계와 동일하다.
등화부(111)는 FFT 연산 결과에 대한 채널 등화를 수행한다(S211). S211 단계는 도 4의 S111 단계와 동일하다.
여기서, 하나의 실시예에 따르면, 추정부(113)는 시간 도메인에서 SNR을 추정한다. 시간에 따른 잡음은 크게 변하지 않기 때문에 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 이에 상응하는 유효 심볼 구간의 샘플 데이터의 잡음이 유사하다고 가정할 수 있다. 그러므로, 시간 도메인 데이터의 전력이 SNR과 대응될 수 있다.
따라서, 추정부(113)는 SNRGI와 SNREFF을 다음과 같이 간접적으로 추정할 수 있다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000009
[수학식 9]
Figure PCTKR2017001776-appb-I000010
이때, 하드웨어(HW) 간소화를 위해 전력이 아닌 크기 성분을 이용할 수도 있다. 여기서, 크기 성분은 절대값에 대한 합을 의미한다. 전력을 이용시 신호 제곱 성분의 합을 수행하나, 크기 성분을 이용시 제곱 연산을 수행하지 않기 때문에 전력 이용 대비 작은 하드웨어 비트 사용이 가능하고 제곱 연산을 위한 과정이 필요치 않게 된다.
또한, 하드웨어 비트 정밀도 감소를 위해 심볼간섭 프리구간의 샘플수(-)로 평균을 취하거나 또는 임의의 스케일 감소를 수행할 수 있다.
다음, 다른 실시예에 따르면, 추정부(113)는 주파수 도메인에서 SNR을 추정한다. 다중 채널 환경이거나 또는 잡음이 서로 다른 환경에서는 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터의 주파수 상의 반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio, 이하, 'CNR'이라 통칭함)이 일정하지 않게 된다. 따라서, SNR을 주파수 상에서 간접적으로 추정하는 방법을 적용하면, 도 10과 같다.
도 10을 참조하면, 추정부(113)는 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 각각에 대하여 보호 구간(GI) 길이에 해당하는 FFT를 수행한다(S301, S303).
다음, 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과의 파워 스펙트럼(Power spectrum)1과, 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과의 파워 스펙트럼2를 구한다(S305, S307).
다음, 추정부(113)는 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과와, 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 FFT 결과 각각의 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 부반송파에 대한 각각의 파워 스펙트럼을 누적 연산(덧셈)하거나 또는 평균 연산을 수행한다(S309). 그리고 누적 연산 또는 평균 연산된 파워 스펙트럼의 값을 각각 SNRGI와 SNREFF로 추정한다(S311).
즉, 추정부(113)는 파워 스펙트럼 1 및 2가 모두 기 정해진 임계치 이상인 부반송파 별로 각각 파워 스펙트럼 1을 누적 연산 또는 평균연산한 값을 SNRGI로 추정하고, 파워 스펙트럼 2를 누적 연산 또는 평균연산한 값을 SNREFF로 추정한다.
여기서, 파워 스펙트럼이 기 정해진 임계치 이하인 부반송파는 CNR이 낮은 부반송파로서, 신뢰도(reliability)가 낮기 때문에 CNR이 높은 부반송파만 이용한다.
가중 연산부(105)는 전술한 바와 같이 추정부(113)가 추정한 SNRGI와 SNREFF을 이용하여 수학식 4 또는 수학식 5와 같이 가중 연산을 수행한다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (10)

  1. 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 수신기가 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간을 이용하여 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법으로서,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 단계, 그리고
    가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 구성한 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에서,
    상기 가중 연산을 수행하는 단계 이전에,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 각각 측정하거나 또는 추정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
    측정 또는 추정된 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하는 방법.
  3. 제2항에서,
    상기 측정하거나 또는 추정하는 단계는,
    시간 도메인에서 수신 데이터의 전력을 통해 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비 및 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 각각 추정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  4. 제2항에서,
    상기 측정하거나 또는 추정하는 단계는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 각각에 대하여 보호 구간 길이에 해당하는 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 단계,
    상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼을 각각 측정하는 단계, 그리고
    상기 제1 파워 스펙트럼 및 상기 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  5. 제1항에서,
    상기 가중 연산을 수행하는 단계는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용한 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 적용한 가중 연산을 수행하는 방법.
  6. 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 심볼의 보호 구간(Guard Interval, GI)에서 심볼간 간섭(Inter-symbol interference, ISI)이 없는 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR)와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터와 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터 간에 가중 연산을 수행하는 가중 연산부,
    가중 연산된 샘플 데이터를 상기 유효 심볼 구간에 포함시켜 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 입력 데이터를 생성하는 고속 푸리에 변환 샘플링 데이터 제어부, 그리고
    상기 고속 푸리에 변환 입력 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 연산을 수행하는 고속 푸리에 변환 연산부
    를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 가중 연산부는,
    상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호에 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제1 연산 값과, 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 가중치 계수로 적용한 제2 연산 값 및 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 합산한 값을 이용한 가중 연산을 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 가중 연산부는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 이용하여 하드웨어 비트 정밀도의 범위 설정값을 산출하고, 상기 범위 설정값을 상기 심볼간섭 프리구간을 모델링한 신호 및 상기 유효 심볼 구간을 모델링한 신호에 각각 가중치 계수로 적용하여 가중 연산을 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  9. 제6항에서,
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 측정하는 측정부 또는
    상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비와, 상기 심볼간섭 프리구간에 대응되는 유효 심볼 구간의 신호대잡음비를 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 추정하는 추정부
    를 더 포함하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
  10. 제9항에서,
    상기 추정부는,
    상기 심볼간섭 프리구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제1 파워 스펙트럼 및 상기 유효 심볼 구간의 샘플 데이터에 대한 고속 푸리에 변환 결과의 제2 파워 스펙트럼이 모두 기 정해진 임계치 이상인 하나 이상의 부반송파 별로 상기 제1 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 심볼간섭 프리구간의 신호대잡음비로 추정하고, 상기 제2 파워 스펙트럼을 누적 연산 또는 평균 연산한 값을 상기 유효 심볼 구간의 신호대잡음비로 추정하는 직교 주파수 분할 다중 수신기.
PCT/KR2017/001776 2016-03-03 2017-02-17 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기 WO2017150832A1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/081,968 US10348433B2 (en) 2016-03-03 2017-02-17 Method for suppressing inter-subcarrier interference and noise signal, and orthogonal frequency division multiplexing receiver for performing same
JP2018566177A JP6664521B2 (ja) 2016-03-03 2017-02-17 副搬送波間の干渉および雑音信号を抑制する方法およびこれを行う直交周波数分割多重受信機
EP17760236.4A EP3425834B1 (en) 2016-03-03 2017-02-17 Method for suppressing inter-subcarrier interference and noise signal, and orthogonal frequency division multiplexing receiver for performing same

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020160025906A KR101794987B1 (ko) 2016-03-03 2016-03-03 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기
KR10-2016-0025906 2016-03-03

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017150832A1 true WO2017150832A1 (ko) 2017-09-08

Family

ID=59744149

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2017/001776 WO2017150832A1 (ko) 2016-03-03 2017-02-17 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10348433B2 (ko)
EP (1) EP3425834B1 (ko)
JP (1) JP6664521B2 (ko)
KR (1) KR101794987B1 (ko)
WO (1) WO2017150832A1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113098815B (zh) * 2021-03-05 2022-04-01 华中科技大学 一种水声ofdm载波间干扰的频域抑制方法与系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090059781A1 (en) * 2007-08-31 2009-03-05 Ming-Chien Tseng Method and apparatus for ici cancellation in communication systems
KR100992327B1 (ko) * 2009-02-18 2010-11-05 성균관대학교산학협력단 Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 동기 장치
KR20120133336A (ko) * 2011-05-31 2012-12-10 주식회사 텔레칩스 직교주파수분할다중접속 시스템을 위한 안테나 다이버시티 획득 장치 및 방법
KR101239655B1 (ko) * 2012-01-13 2013-03-05 (주)에프씨아이 오에프디엠 시스템에서의 에프에프티 윈도우 조절방법

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100234329B1 (ko) * 1997-09-30 1999-12-15 윤종용 Ofdm 시스템 수신기의 fft 윈도우 위치 복원장치 및 그 방법_
US7769094B2 (en) * 2006-11-10 2010-08-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Arrangement and method for reducing the impact of interfering signals in a communication system
US8000417B1 (en) * 2007-11-27 2011-08-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and OFDM receivers providing inter-carrier interference cancellation with guard interval reuse scheme
KR20100039467A (ko) 2008-10-08 2010-04-16 주식회사 텔레칩스 Ｏｆｄｍ 수신기에서 부반송파간의 간섭 신호 억제 장치 및방법

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090059781A1 (en) * 2007-08-31 2009-03-05 Ming-Chien Tseng Method and apparatus for ici cancellation in communication systems
KR100992327B1 (ko) * 2009-02-18 2010-11-05 성균관대학교산학협력단 Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 동기 장치
KR20120133336A (ko) * 2011-05-31 2012-12-10 주식회사 텔레칩스 직교주파수분할다중접속 시스템을 위한 안테나 다이버시티 획득 장치 및 방법
KR101239655B1 (ko) * 2012-01-13 2013-03-05 (주)에프씨아이 오에프디엠 시스템에서의 에프에프티 윈도우 조절방법

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MA, CHUN-YING ET AL.: "A Simple ICI Suppression Method Utilizing Cyclic Prefix for OFDM Systems in the Presence of Phase Noise", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol. 61, no. 11, 26 September 2013 (2013-09-26), pages 4539 - 4550, XP011532066 *
See also references of EP3425834A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
US10348433B2 (en) 2019-07-09
EP3425834B1 (en) 2022-08-03
EP3425834A1 (en) 2019-01-09
EP3425834A4 (en) 2019-09-25
JP2019511180A (ja) 2019-04-18
KR20170103304A (ko) 2017-09-13
US20190123844A1 (en) 2019-04-25
JP6664521B2 (ja) 2020-03-13
KR101794987B1 (ko) 2017-11-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2015093711A1 (ko) Lte 프레임 동기 검출 방법 및 장치, 이를 적용한 중계 장치
WO2012077859A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 프리앰블 전송 방법 및 장치
US8345734B2 (en) Time error estimation for data symbols
WO2010131818A1 (ko) 다중입출력 안테나 직교주파수 분할 다중화 시스템의 셀간 간섭 완화를 위한 공간 공분산 행렬 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법
KR101223783B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 심벌 타이밍 오프셋 추정 장치 및방법
WO2013022270A2 (ko) Ｏｆｄｍ 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법
WO2010002186A2 (en) Apparatus and method for channel estimation in a mobile communication system
CN101228759A (zh) 宏分集ofdm传输的数据和导频符号的加扰
KR100896654B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템의 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산 추정장치 및 방법
WO2018088620A1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 단일 탭 등화기를 이용한 부반송파의 왜곡 보상 방법 및 그를 위한 장치
EP3295634A1 (en) Apparatus and mehtod for synchronization signal detection
WO2017131457A1 (en) Method and apparatus for estimating and correcting phase error in wireless communication system
KR100542115B1 (ko) Ｏｆｄｍａ기반 셀룰러 시스템 기지국의 위상 왜곡 보상장치 및 방법
WO2012173321A1 (en) Apparatus and method for receiving signal in wireless communication system
CN101917359A (zh) 用于在无线通信系统中接收信号的接收设备和方法
WO2019066201A1 (en) APPARATUS AND METHOD FOR PREAMBLE SYMBOL GENERATION AND DETECTION
WO2010071311A2 (ko) 하향링크 다중 안테나 시스템에 있어서, 파일럿 심볼 전송 방법
EP2612457A1 (en) Apparatus and method for i/q offset cancellation in sc-fdma system
WO2017150832A1 (ko) 부반송파간의 간섭 및 잡음 신호를 억제하는 방법 및 이를 수행하는 직교 주파수 분할 다중 수신기
Morelli et al. Estimation of residual carrier and sampling frequency offsets in OFDM-SDMA uplink transmissions
KR20010048447A (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 ｃｙｃｌｉｃ ｓｕｆｆｉｘ를사용한 보호구간의 구현 방법 및 장치
WO2016163748A1 (ko) 송신 신호를 검출하기 위한 장치 및 방법
KR20040110342A (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 반복 신호를 이용한 신호대잡음비측정장치 및 방법
WO2009134008A1 (en) Device and method for transmiting and receiving synchronization channel
KR101811953B1 (ko) Ofdm 기반의 전력선 통신 시스템을 이용한 샘플링 주파수 오차 추정 방법 및 그 장치

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018566177

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2017760236

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017760236

Country of ref document: EP

Effective date: 20181004

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17760236

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1