WO2015130043A1 - 이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치 - Google Patents

이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치 Download PDF

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WO2015130043A1
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determined
signal
modulation method
received signal
determining
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홍성남
사공민
임치우
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삼성전자 주식회사
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Definitions

  • Embodiments of the present disclosure relate to a modulation method and apparatus for transmitting and receiving signals in a mobile communication system. More particularly, the present invention relates to a modulation method and apparatus for allowing a shape of an interference signal to have a non-Gaussian distribution in a mobile communication system.
  • Gaussian assumptions have been made on interfering signals in order to operate systems with low complexity in mobile communication systems. Based on these assumptions, operations such as adaptive modulation, adaptive encoding operation, and soft decision decoding metric generation are performed to reduce the complexity of the implementation of the communication system.
  • the prior art has mainly used Quadrature Amplitude Modulation (QAM) series modulation to make the characteristics of the interference signal as close as Gaussian in order to satisfy this assumption.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a method of achieving the target performance by repeatedly transmitting QAM symbols for a user who cannot satisfy the target error performance even with the minimum channel coding rate and the minimum modulation order is applied.
  • the entities involved in the communication may include the size of symbols in the time domain or the spatial domain of the signal. It transmits and receives information by differential frequency and phase. If the channel gain is good, the interference is small, or the large transmission power is used, the effective inter-symbol distance is increased at the receiving end. Therefore, the transmission rate can be increased by using a higher order modulation technique.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • FSK Frequency-Shift Keying
  • PSK Phase-Shift Keying
  • An embodiment of the present disclosure is proposed to solve the above-described problem, and an object of the present invention is to provide a modulation method and an apparatus in which a distribution of added noise due to an interference component is transmitted in a non-Gaussian form in a mobile communication system.
  • an embodiment of the present disclosure is to provide a modulation method and apparatus that can reduce the PAPR problem in the transmission and reception of signals in a mobile communication system.
  • a signal transmission method in a transmission apparatus of a mobile communication system comprises the steps of determining a modulation method for data transmission; Determining a level of Quadrature Amplitude Modulation (QAM) according to the determined modulation method; Determining an amplitude of a carrier and a phase of a carrier based on the determined QAM level and the data to be transmitted; And if the determined modulation method is the first modulation method, determine the length of the sequence, select one of the sequences of the determined length according to the data to be transmitted, amplitude of the selected sequence and the determined carrier and the determined carrier Generating a modulated symbol based on the phase of the data to be transmitted.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a signal receiving method includes receiving a signal from a transmitting apparatus; Determining a modulation method of the received signal; Determining a sequence corresponding to the received signal from the sequence set based on a correlator according to the modulation method and a sequence set related to modulation of the received signal; And demodulating the received signal based on the determined sequence and a log likelihood ratio corresponding to the received signal.
  • a transmitting apparatus of a mobile communication system includes a transmitting and receiving unit for transmitting and receiving a signal; And controlling the transceiver, determining a modulation method for data transmission, determining a level of Quadrature Amplitude Modulation (QAM) according to the determined modulation method, and based on the determined QAM level and the data to be transmitted.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • Receiving apparatus of a mobile communication system includes a transceiver for transmitting and receiving a signal; And controlling the transceiver to receive a signal from a transmitting device, determining a modulation method of the received signal, and based on a correlator according to the modulation method and a sequence set related to the modulation of the received signal. And a controller configured to determine a sequence corresponding to the received signal among the sequence set and to demodulate the received signal based on the determined sequence and a log likelihood ratio corresponding to the received signal.
  • the throughput of the system can be further improved by providing a modulation method in which the shape of the additive noise has a non-Gaussian distribution in the mobile communication system.
  • a modulation method and apparatus that does not cause a PAPR problem in the transmission and reception of signals using SC-FDMA.
  • 1 is a diagram illustrating a change in transmission capacity of a channel according to a distribution form of additive noise.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency and quadrature-amplitude modulation (FQAM) method according to an embodiment of the present disclosure.
  • FQAM frequency and quadrature-amplitude modulation
  • FIG. 3 is a diagram illustrating elements of a transmitting and receiving end of FQAM according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating PAPR distribution according to a modulation method according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a sequence modulation method and a decoding method according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a sequence and quadrature-amplitude modulation (SQAM) method according to an embodiment of the present specification.
  • SQAM quadrature-amplitude modulation
  • FIG. 7 is a diagram illustrating elements of a transmission and reception terminal according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating elements of a transmitter and receiver according to another embodiment of the present specification.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a structure of a transmission subframe according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to another embodiment of the present specification.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a method of determining a modulation method according to an exemplary embodiment of the present specification.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a distribution of PAPR according to another embodiment of the present specification.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a transmitter according to an embodiment of the present specification.
  • 15 is a diagram illustrating a receiver according to an exemplary embodiment of the present specification.
  • each block of the flowchart illustrations and combinations of flowchart illustrations may be performed by computer program instructions. Since these computer program instructions may be mounted on a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment, those instructions executed through the processor of the computer or other programmable data processing equipment may be described in flow chart block (s). It creates a means to perform the functions. These computer program instructions may be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular manner, and thus the computer usable or computer readable memory. It is also possible for the instructions stored in to produce an article of manufacture containing instruction means for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • Computer program instructions may also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operating steps may be performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-implemented process to create a computer or other programmable data. Instructions for performing the processing equipment may also provide steps for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • each block may represent a portion of a module, segment, or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • logical function e.g., a module, segment, or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • the functions noted in the blocks may occur out of order.
  • the two blocks shown in succession may in fact be executed substantially concurrently, or the blocks may sometimes be executed in the reverse order, depending on the corresponding function.
  • the term ' ⁇ part' used in the present embodiment refers to software or a hardware component such as a Field Programmable Gate Array (FPGA) or an ASIC (Application-Specific Integrated Circuit), and ' ⁇ part' has a role. Perform them.
  • ' ⁇ ' is not meant to be limited to software or hardware.
  • ' ⁇ Portion' may be configured to be in an addressable storage medium or may be configured to play one or more processors.
  • ' ⁇ ' means components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, and processes, functions, properties, procedures, and the like. Subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuits, data, databases, data structures, tables, arrays, and variables.
  • the functionality provided within the components and the 'parts' may be combined into a smaller number of components and the 'parts' or further separated into additional components and the 'parts'.
  • the components and ' ⁇ ' may be implemented to play one or more CPUs in the device or secure multimedia card.
  • 1 is a diagram illustrating a change in transmission capacity of a channel according to a distribution form of additive noise.
  • the identification number 110 represents an additive noise distribution, which is a complex generalized Gaussian having a Gaussian and alpha value of 1.0 and 0.5, respectively.
  • the channel capacity is lower than that of other types of addition noise when the shape of the addition noise indicates a Gaussian shape in a strong interference signal environment.
  • the distribution of the additive noise has a non-Gaussian shape and the channel capacity increases when the distribution of the heavy tail is obtained.
  • the transmission / reception system is designed such that the statistical distribution of interference signals having additive noise characteristics follows the non-Gaussian distribution, higher network throughput can be obtained by improving channel capacity.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency and quadrature-amplitude modulation (FQAM) method according to an embodiment of the present disclosure.
  • FQAM frequency and quadrature-amplitude modulation
  • the modulation method according to the embodiment may modulate a signal by combining quadrature amplitude modulation (4-QAM) and frequency-shift keying (FSK) modulation.
  • information included in a signal may be represented based on frequency, phase, and amplitude. More specifically, the information included in the signal may be indicated based on at least one of the frequency, phase, and amplitude of the carrier wave.
  • the 4-QAM and 4-FSK modulation methods are combined, but different rate modulation methods may be combined.
  • Identification number 210 is a constellation indicating a QAM having a number of four levels. In case of transmitting a signal through such 4-QAM, four different information can be transmitted per FSK symbol.
  • the identification number 220 is a constellation indicating the FSK with the number of levels 4.
  • 4-FSK method four different information can be transmitted per QAM symbol by activating symbols of different frequencies.
  • the FQAM may have 16 different transmission symbol candidates.
  • the distribution of the additive noise on the channel may have a non-Gaussian shape.
  • channel capacity may be increased compared to transmitting signals through QAM.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating elements of a transmitting and receiving end of FQAM according to an embodiment of the present specification.
  • the transmitter of the embodiment may include an M-ary channel encoder 310 and an M-ary FQAM modulator 320.
  • information bits to be transmitted may be input to the M-ary channel encoder 310.
  • the M-ary channel encoder 310 may encode the input information bits in the form of an M-ary symbol.
  • the size of M may vary and may vary depending on the design.
  • the M-ary FQAM modulator 320 may modulate the encoded M-ary symbol into an M-ary FQAM symbol.
  • the M-ary modulator 320 may include a signal based on the frequency, phase, and amplitude of the transmitted signal, M may be variably determined according to the embodiment, and the levels of QAM and FSK are also variable. Can be determined.
  • the signal modulated by the M-ary FQAM modulator 320 may be transmitted to the receiver through the channel 330.
  • the receiver of the embodiment may include a soft decision decoding metric generator 340 and an M-ary channel decoder 350.
  • the hard decision decoding metric generator 350 may be a non-Gaussian decoder, and may perform decoding through the hard decision based on the received signal.
  • the hard decision decoding metric generator 350 of the embodiment may generate a non-binary decoding metric.
  • the decoding metric generated by the hard decision decoding metric generator 350 may be decoded by the M-ary channel decoder 350, and the decoded bits may be transmitted to the control unit of the receiving end.
  • a signal may be transmitted and received so that the form of additive noise has a non-Gaussian distribution.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating PAPR distribution according to a modulation method according to an embodiment of the present disclosure.
  • the identification numbers 410 and 412 illustrate PAPR for each modulation method in an orthogonal frequency-division multiple access (OFDMA) system and a single carrier frequency division multiple access (SC-FDMA) system.
  • OFDMA orthogonal frequency-division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • Identification numbers 412 and 422 indicate PAPR when transmitting signals via 4-QAM in an OFDMA system.
  • identification numbers 416 and 424 indicate PAPR when transmitting a signal via 4-QAM in an SC-FDMA system.
  • Identification number 418 represents a PAPR when transmitting a signal using a combination of 4-FSK and 8-PSK in the SC-FDMA system.
  • identification number 426 represents PAPR when a signal is transmitted using 32-FQAM combining 8-FSK and 4-QAM in SC-FDMA system.
  • the PAPR is larger than that of the QAM in SC-FDMA.
  • FQAM in the case of FQAM, only a part of the plurality of subcarriers constituting the symbol is activated, which makes the statistical distribution of the interference signal non-Gaussian. This is similar to the FSK modulation scheme. However, FQAM greatly improves spectral efficiency than FSK by transmitting QAM symbols on the active subcarriers. Applying such FQAM to users outside the cell with very strong interference signal forms non-Gaussian interference channel, which can significantly improve network throughput compared to the system that formed Gaussian interference channel by repeatedly transmitting conventional QAM symbols. .
  • a downlink in which a base station delivers information to a terminal delivers information to a terminal
  • an uplink in which a terminal transmits information to a base station in a cellular wireless communication network In case of an uplink in which a terminal transmits information to a base station, a battery to average power ratio (PAPR) problem is important because the battery consumption of the terminal should be minimized. Accordingly, in the cellular mobile communication standard such as 3GPP LTE, a single carrier frequency division multiple access (SC-FDMA) scheme is applied to uplink in order to reduce PAPR.
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • the FQAM scheme described above has a PAPR similar to that of QAM when applied to an OFDMA system, but has a much larger PAPR than that of QAM when applied to an SC-FDMA scheme. This is because the FQAM scheme uses a scheme of activating only a part of a plurality of subcarriers constituting a symbol.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a sequence modulation method and a decoding method according to an embodiment of the present specification.
  • an output signal 530 may be output.
  • the reception signal 510 includes a result of mapping input bits for transmission to a specific sequence in the transmitter.
  • the input bits have a total length of 2 bits, which may be mapped to Walsh sequences having a length of 4, respectively.
  • the length of the input bit and the length of the Walsh sequence may vary depending on the system.
  • each sequence may be distinguished, or another sequence set may be used in which each component in the sequence is orthogonal to each other, or a correlation between each sequence may satisfy zero.
  • another sequence set that can satisfy a value close to 0 between correlations may be used.
  • the modulator of the transmitter may map input bits to sequences belonging to orthogonal sequence sets, and in the embodiment of FIG. 5, when the input bits are “00”, case 1 and “01” are case 1 and “2”. 10 ”can be mapped to case 3 and“ 11 ”to case 4.
  • Such a mapping relationship may vary according to an embodiment, and may be determined through information set together at a transmitter and a receiver, and may be variably determined according to the type and timing of a transmitted signal.
  • the correlator 520 of the embodiment may calculate the output signal 530 based on the components of the received signal.
  • the calculation formula of the correlator 520 may vary depending on the type and length of the sequence used in the modulator.
  • the controller of the receiver may determine the input bits mapped to the existing based on the output signal 530. Such a mapping relationship may be set between the transmitter and the receiver or by a specific signal transmitted from the transmitter or the receiver.
  • information contained in input bits can be modulated and transmitted from a transmitter to a receiver using a specific sequence.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a sequence and quadrature-amplitude modulation (SQAM) method according to an embodiment of the present specification.
  • SQAM quadrature-amplitude modulation
  • the SQAM according to the embodiment may modulate a signal by combining 4-QAM and 4-WSM (Walsh Sequence Modulaion).
  • information included in a signal may be represented based on a type of a sequence, a phase of a signal, and an amplitude of the signal. More specifically, the information included in the signal may be indicated based on at least one of the selected sequence, the phase of the carrier, and the amplitude of the carrier.
  • Identification number 610 is a constellation indicating a QAM having a number of four levels. In case of transmitting a signal through the 4-QAM, four different pieces of information can be transmitted per WSM symbol.
  • Identification number 620 is a constellation diagram showing a WSM having a level number of four.
  • the phase of the subcarriers in each frequency band may vary according to the selected sequence.
  • SQAM combining identification numbers 610 and 620 has a characteristic of 16 different transmission symbol candidates.
  • Identification number 630 represents the constellation of 16-SQAM according to an embodiment of the present disclosure.
  • S k represents one of the 4-QAM symbol candidates.
  • a combination of QAM and WSM can modulate transmission data to SQAM.
  • all subcarriers are activated similarly to QAM, and thus, even when using SQAM in an SC-FDMA system, the PAPR may be less increased than when using FQAM.
  • the distribution of additive noise can be brought to non-Gaussian, and even when applied to an SC-FDMA system, the PAPR does not increase.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating elements of a transmission and reception terminal according to an embodiment of the present disclosure.
  • the transmitter of the embodiment includes a channel encoder 702, an SQAM modulator 704, a scrambler 706, a serial to parallel transform unit 708, and a discrete Fourier transform (DFT). ) 710, an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) unit 712, and a Cyclic Prefix (CP) adder 714.
  • DFT discrete Fourier transform
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • CP Cyclic Prefix
  • the channel encoder 702 of the embodiment may encode a bit of information to be transmitted by using a binary code or by using an M-ary code.
  • the SQAM modulator 704 of the embodiment may modulate the encoded information bits using SQAM.
  • the level of SQAM used may be determined differently according to an embodiment, and the level may be variably determined according to channel conditions.
  • the scrambler 706 of the embodiment may scramble the modulated signal.
  • the scrambler 706 may scramble the modulated signal on a subcarrier basis.
  • the method of scrambling may have a repeating pattern between subcarriers, and thus scrambling may be applied on a subcarrier basis to reduce a repeated pattern in order to reduce PAPR.
  • the method of selecting the scrambling sequence may be variously determined according to the transmitted signal, but the scrambling sequence is preferably applied in the same transmitter and the receiver.
  • the scrambled signal is converted by the serial-parallel conversion unit 708, the DFT unit 710 performs a discrete Fourier transform, the IFFT unit 712 performs an inverse fast Fourier transform, and CP
  • the adder 714 may add a CP and transmit the CP to the receiver through the channel 720.
  • the receiver of the embodiment includes a synchronization and CP removal unit 752, an FFT unit 754, an IDFT unit 756, a parallel-serial conversion unit 758, a descrambler 760, a correlator 762, and an LLR (Log). Likelihood Ratio, a log likelihood ratio) calculator 764 and the channel decoder 766 may include at least one.
  • the synchronization and CP removal unit 752 may synchronize the received signal and remove the CP.
  • the FFT unit 754 may perform fast Fourier transform on the signal from which the CP is removed.
  • the IDFT unit 756 may perform inverse discrete Fourier transform on the converted signal.
  • the parallel-serial converter 758 may convert the converted signal from parallel to serial.
  • the descrambler 760 may descramble the converted signal using a sequence corresponding to the sequence used by the scrambler 706. Descrambling may be preferably performed on a subcarrier basis in correspondence with the scrambler 706.
  • the correlator 762 may extract information included in the transmitted signal by extracting information of the sequence used by the SQAM modulator 704.
  • the correlator 762 may know the sequence information and mapping information used by the SQAM modulator 704, and may extract the sequence information used by the SQAM modulator 704 based on the received signal or the converted signal.
  • the log-likelihood ratio (LLR) calculator 764 may calculate an LLR from a received signal or a converted signal.
  • the channel decoder 766 may estimate a symbol based on at least one of the calculated LLR value and the received signal information.
  • the channel decoder 766 may estimate at least one of an information bit and a symbol based on the calculated LLR value.
  • a binary decoder which is one of the channel decoders, calculates an LLR as shown in Equation 1 below.
  • Equation 1 LLR of the ⁇ -th bit of the k-th symbol corresponding to binary decoding, Is an estimate of the channel coefficient for the kth transmission symbol, y [k] is a received signal corresponding to the kth transmission symbol, Is a set of candidate symbols for which the ⁇ -th bit is 0, wherein Is a set of candidate symbols for which the ⁇ -th bit is 1, wherein Denotes a PDF (Probability Density Function) for the kth received symbol, and s [k] denotes a kth transmitted symbol.
  • W is a dummy variable representing a symbol candidate that can be transmitted.
  • a non-binary decoder calculates an LLR as shown in Equation 2 below and uses the result as an input.
  • Equation 2 Is a symbol LLR for a k-th symbol, y [k] is a received signal corresponding to a k-th transmission symbol, and Is an estimate of the channel coefficient for the kth transmission symbol, Is the LLR corresponding to the lth candidate symbol, and Is the PDF of the kth received symbol, s [k] is the kth transmitted symbol, Denotes the lth candidate symbol.
  • CGG Complex Generalized Gaussian
  • the CGG decoding metric generation method assumes that an interference signal or noise follows a CGG distribution, and calculates LLR or PDF and provides the calculated result to the input of the channel decoder. Since the CGG decoding metric generation method includes a Gaussian decoding metric generation method, only the CGG decoding metric generation method will be described in the present invention.
  • the PDF of the CGG distribution is shown in Equation 3 below.
  • Equation 3 Is a PDF of noise, z is a variable representing noise, and Is a shape parameter representing a degree of non-Gaussian, Is a scale parameter, a variable representing a variance, Is the gamma function, Is defined as
  • Equation 3 the PDF of the CGG distribution is based on a Gaussian distribution when ⁇ is 2, and a super Gaussian distribution having a heavy-tail when ⁇ is less than 2. In addition, if ⁇ is greater than 2, it follows a Sub Gaussian distribution having a light tail. That is, when ⁇ is 2, the CGG decoding method is the same as the Gaussian decoding method.
  • Equation 4 a PDF equation such as Equation 4 below is required.
  • Equation 4 Is the PDF of the transmission symbol, y [k] is the received signal corresponding to the kth transmission symbol, and Is the channel coefficient for the kth transmission symbol, s [k] is the kth transmission symbol, and Is the shape parameter, Is the scale parameter, Is the gamma function, Is defined as
  • LLR is calculated using PDF for Gaussian or non-Gaussian symbols for SQAM as shown in Equation 5 and Equation 6 below.
  • Equation 5 Is the common PDF of the correlator output for the received symbol, y [k] is the correlator output vector corresponding to the kth transmission symbol, Is an estimate of a channel coefficient for a kth transmission symbol, m [k] is an index of a sequence containing a QAM symbol in a kth SQAM block, s [k] is a QAM symbol of a kth transmission symbol, and Is the number of candidate sequences included in the SQAM modulation scheme, PDF for lth correlator output, Denotes the l-th correlator output for the received signal corresponding to the k-th transmission symbol.
  • Equation 6 Is the PDF of the lth correlator output for the received signal corresponding to the kth transmit symbol, Is the l-th correlator output for the received signal corresponding to the k th transmit symbol, Is an estimate of a channel coefficient for a kth transmission symbol, m [k] is an index of a sequence containing a QAM symbol in a kth SQAM symbol, and s [k] is a QAM symbol of a kth transmission symbol, Is the shape parameter, Is the scale parameter, Is a gamma function, Means delta function.
  • the gamma function is The delta function gives 1 as the result if l and m [k] are equal, or 0 as the result.
  • ⁇ denotes a difference between a distribution of an interference signal having a non-Gaussian characteristic and a Gaussian distribution.
  • ⁇ which is a shape parameter of the CGG PDF, may be used as a measure of the non-Gaussian characteristic.
  • the terminal receives a signal for channel estimation from the base station through the receiver, and collects the received signal and estimated channel coefficients for the M F subcarriers constituting each SQAM symbol at the FFT output from the receiver.
  • the correlator output for the received signal for each subcarrier constituting one SQAM symbol may be expressed as Equation 7 below.
  • the UE estimates a transmitted SQAM symbol as shown in Equation 8 by performing a hard decision on the received signal based on Equation 7.
  • Is a sequence index of SQAM estimated by performing hard decision on the k-th SQAM received symbol Is a QAM transmission symbol of SQAM estimated by performing hard decision on the k-th SQAM received symbol
  • C is a set of possible SQAM symbols, and is a sequence index of each SQAM symbol that is an element of C QAM symbol transmitted using and corresponding sequence It is expressed as
  • Is the l-th correlator output of the M- F correlator outputs for the k-th SQAM received symbol Is an average of channel coefficient estimates for the M F subcarriers constituting the kth SQAM received symbol, Is a QAM transmitted symbol of SQAM estimated by performing hard decision on the k-th SQAM received symbol, Is a transmission sequence index of SQAM estimated by performing hard decision on the k-th SQAM received symbol, and Is a delta function.
  • Ns the number of received SQAM symbols used for ⁇ estimation, but need not be construed as being limited to the number of symbols of the received signal, for example, Ns, which is greater than 1 as a parameter determined based on the number of symbols of the received signal. It may be defined as a parameter having a value smaller than the number of symbols in the received signal.
  • the value of ⁇ which is a scale parameter of the CGG pdf, may be estimated from Equation 11 below from the estimated value of ⁇ .
  • the operation performed in each element may be performed under the control of the controller, and the transmitter may include a transmitter for signal transmission and a receiver for signal reception.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating elements of a transmitter and receiver according to another embodiment of the present specification.
  • the transmitter of the embodiment includes an M-ary channel encoder 802, an M-ary SQAM modulator 804, a symbol interleaver 806, a scrambler 808, a resource mapper 810, and a discrete Fourier transform. At least one of a Discrete Fourier Transform (DFT) unit 812, an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) unit 814, and a CP (Cyclic Prefix) adder 816 may be included.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • CP Cyclic Prefix
  • the M-ary channel encoder 802 of the embodiment may encode the information bits to be transmitted using the M-ary code. Since the SQAM of the embodiment may have a distribution similar to that of the FQAM in terms of the output of the correlator, channel encoding may be performed using an M-ary code. According to an embodiment, M may be variably selected.
  • the M-ary SQAM modulator 804 of the embodiment may modulate the encoded information bits using SQAM.
  • the level of SQAM used may be determined differently according to an embodiment, and the level may be variably determined according to channel conditions.
  • the symbol interleaver 806 may perform symbol interleaving to reduce channel correlation between modulated SQAM symbols, and more specifically, may perform symbol interleaving in units of SQAM symbols.
  • the scrambler 808 of the embodiment may scramble the modulated signal.
  • the scrambler 808 may scramble the modulated signal on a subcarrier basis.
  • the method of scrambling may have a repeating pattern between subcarriers, and thus scrambling may be applied on a subcarrier basis to reduce a repeated pattern in order to reduce PAPR.
  • the method of selecting the scrambling sequence may be variously determined according to the transmitted signal, but the scrambling sequence is preferably applied in the same transmitter and the receiver.
  • the resource mapper 810 of the embodiment may map subcarrier resources so that a fading effect can correspond between subcarriers constituting the SQAM symbol. More specifically, the corresponding fading effect includes allowing each subcarrier to experience similar fading effects, and as such, the transmitter may map the subcarrier resources such that each subcarrier experiences a similar fading effect.
  • the resource mapping may map a specific resource region on a time frequency, and when the length is 4, the resource may be mapped as an identification number 872 or an identification number 874.
  • the length of the resource of the embodiment may correspond to M.
  • the signal mapped to the transmission resource the discrete Fourier transform in the DFT unit 812, the inverse fast Fourier transform in the IFFT unit 814, CP is added in the CP adder 816
  • the channel 820 may transmit to the receiver.
  • the receiver of the embodiment includes a synchronization and CP remover 852, an FFT unit 854, an IDFT unit 856, a resource demapper 858, a descrambler 860, a symbol deinterleaver 861, and a correlator ( 862, a log likelihood ratio (LLR) calculator 864, and an M-ary channel decoder 866 may be included.
  • a synchronization and CP remover 852 an FFT unit 854, an IDFT unit 856, a resource demapper 858, a descrambler 860, a symbol deinterleaver 861, and a correlator ( 862, a log likelihood ratio (LLR) calculator 864, and an M-ary channel decoder 866 may be included.
  • the synchronization and CP removal unit 852 may synchronize the received signal and remove the CP.
  • the FFT unit 854 may perform fast Fourier transform on the signal from which the CP is removed.
  • the IDFT unit 856 may perform inverse discrete Fourier transform on the converted signal.
  • the parallel-serial converter 858 may convert the converted signal from parallel to serial.
  • the resource demapping unit 858 of the embodiment may demap a symbol in a resource allocated to correspond to the resource mapper 810.
  • the descrambler 860 may perform descrambling based on a demapped signal using a sequence corresponding to a sequence used by the scrambler 808. Descrambling may be preferably performed on a subcarrier basis corresponding to the scrambler 808.
  • the symbol deinterleaver 861 may perform symbol deinterleaving in units of SQAM symbols corresponding to the symbol interleaver 806.
  • the correlator 862 may extract information included in the transmitted signal by extracting information of the sequence used by the SQAM modulator 804.
  • the correlator 862 may know the sequence information and mapping information used by the SQAM modulator 804, and extract sequence information used by the SQAM modulator 804 based on the received signal or the converted signal.
  • the LLR calculator 864 of the embodiment may calculate the LLR from the received signal or the converted signal.
  • the channel decoder 866 of the embodiment may estimate a symbol based on at least one of the calculated LLR value and the received signal information.
  • the channel decoder 866 may estimate at least one of an information bit and a symbol based on the calculated LLR value.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a structure of a transmission subframe according to an embodiment of the present specification.
  • a subframe of an embodiment may include slot 0 912 and slot 1 914 according to a time domain.
  • the frequency domain may include a QAM band 920 and an SQAM band 930.
  • the QAM band 920 of the embodiment may include N1 resource blocks (RBs), and the SQAM band 930 may include N2 RBs.
  • N1 and N2 may be differently selected according to an embodiment, and may be variably selected according to channel conditions.
  • the signal transmitted in the QAM band 920 may be modulated with QAM
  • the signal transmitted in the SQAM band 930 may be modulated with SQAM
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present disclosure.
  • the terminal 1002 and the base station 1004 may transmit and receive a signal.
  • Modulation method used in the signal transmission and reception of the embodiment can be variously determined, but will be described based on the use of the SQAM method in the uplink.
  • the base station 1004 may transmit a message for requesting channel state information to the terminal 1002.
  • the base station 1004 may further transmit a reference signal for channel state measurement to the terminal 1002.
  • the channel state information may include a signal-to-interference-plus-noise ratio (SINR) of the signal received by the terminal and a non-Gaussianity of the band for transmitting the signal using SQAM.
  • the non-Gaussian degree may include a value for determining how far from the Gaussian distribution the ⁇ value in the CGG PDF or the shape of the additive noise in the corresponding band.
  • a band for transmitting a signal using SQAM may be set between the terminal 1002 and the base station 1004 or may be changed according to a communication situation.
  • the terminal 1002 may transmit a signal including the requested information to the base station 1004.
  • the base station 1004 may determine a Modulation and Coding Scheme (MCS) level of SQAM based on the received information.
  • MCS Modulation and Coding Scheme
  • the MCS level may include at least one of a length of a sequence for SQAM modulation, a QAM level, and a code rate.
  • the base station 1004 may determine the MCS level of the SQAM based on the channel state.
  • the channel state information may include at least one of an SINR and a non-Gaussian degree.
  • the base station 1004 may transmit a signal including the determined MCS level information to the terminal 1002.
  • the signal including the MCS level information may also include one or more reference signals.
  • the terminal 1002 may transmit a signal for performing SQAM modulation to the base station 1004 based on the received MCS level information.
  • the base station 1004 may demodulate the received signal based on the MCS level determined in step 1020.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to another embodiment of the present specification.
  • the terminal 1102 may transmit a message including channel state information to the base station 1104.
  • the base station 1104 may further transmit a reference signal for measuring channel state to the terminal 1102 in a previous step.
  • the terminal 1102 may measure a channel state based on the reference signal.
  • the channel state information may include a signal-to-interference-plus-noise ratio (SINR) of the signal received by the terminal and a non-Gaussianity of the band for transmitting the signal using SQAM.
  • the non-Gaussian degree may include a value for determining how far from the Gaussian distribution the ⁇ value in the CGG PDF or the shape of the additive noise in the corresponding band.
  • a band for transmitting a signal using SQAM may be set between the terminal 1102 and the base station 1104 or may be changed according to a communication situation.
  • the base station 1104 may estimate channel information between the terminal 1102 and the base station 1104 based on the received information.
  • the base station 1104 may determine a modulation and coding scheme (MCS) level of SQAM based on the estimated channel information.
  • MCS modulation and coding scheme
  • the MCS level may include at least one of a length, a code rate, and a QAM level of a sequence for SQAM modulation.
  • the base station 1104 may determine the MCS level of the SQAM based on the channel state.
  • the channel state information may include at least one of an SINR and a non-Gaussian degree.
  • the base station 1104 may transmit a signal including the determined MCS level information to the terminal 1102.
  • the signal including the MCS level information may also include one or more reference signals.
  • the terminal 1102 may transmit a signal on which SQAM modulation is performed to the base station 1104 based on the received MCS level information.
  • the base station 1104 may demodulate the received signal based on the MCS level determined in step 1120.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a method of determining a modulation method according to an exemplary embodiment of the present specification.
  • a method of determining a modulation method may be performed at at least one of a base station and a terminal.
  • the base station determines the MCS level, but the terminal may directly determine the MCS based on the measured SINR.
  • the base station may compare the SINR value reported from the terminal with the threshold value S th .
  • the threshold value of the embodiment may be determined according to a preset value or variably determined according to a communication situation. More specifically, the S th value may be determined based on a value that is a criterion for repetition in QAM using a specific level of MCS.
  • the base station may determine the MCS level of the SQAM based on the characteristics of the SQAM band.
  • the MSC level of the SQAM determined according to the embodiment may include at least one of the length of the sequence, the level / order and the code rate of the QAM.
  • the characteristic value determined in the SQAM band may be determined based on non-Gaussianity.
  • the MCS level of the communication system can be optimized through LLS (Link Level Simulation).
  • the base station can adjust the MCS level of the SQAM only by changing the length of the sequence or the change in the QAM order.
  • the length of the sequence may be reduced and the QAM order may be increased.
  • the length of the sequence can be increased and the order of the QAM can be reduced.
  • the base station can determine the MCS level of the QAM or SQAM through such a method.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a distribution of PAPR according to another embodiment of the present specification.
  • an identification number 1312 is a graph showing a change in a PAPR value when 4-QAM is used in an OFDMA system.
  • Identification number 1314 indicates a change in the PAPR value when using 4-QAM in the SC-FDMA system. In case of using 4-QAM, it can be seen that SC-FDMA has a lower PAPR distribution than OFDMA.
  • Identification number 1316 is a graph showing the change in the PAPR value when using 32-FQAM (4-FSK + 8-QAM) in the SC-FDMA system.
  • identification number 1318 is a graph showing the change in the PAPR value when using 32-SQAM (4-WSM + 8-QAM) in the SC-FDMA system.
  • the 32-SQAM shows less PAPR problem in the SC-FDMA system than the 32-FQAM.
  • by adjusting the levels of the WSM and QAM may have a better PAPR distribution.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a transmitter according to an embodiment of the present specification.
  • the transmitter 1400 may include at least one of a transceiver 1410, a storage 1420, and a transmitter controller 1430.
  • the transceiver 1410 may transmit and receive a signal, and may transmit and receive information with a receiver based on a signal transmitted and received through the transceiver.
  • the transceiver 1410 may include a wireless or wired communication unit.
  • the storage unit 1420 may store information related to the operation of the transmitter 1400, may transmit or receive information through the transceiver unit 1410, or may store at least one of information processed by the transmitter control unit 1430.
  • the transmitter controller 1430 may control an operation of the transmitter 1400. More specifically, the receiver controller 1430 may process information related to the operation of the transmitter 1400 in the whole embodiment. In addition, the transmitter control unit 1430 may encode an information bit, perform SQAM modulation, perform symbol interleaving, perform subcarrier scrambling, perform resource mapping, perform DFT, and perform IFFT. And CP addition.
  • 15 is a diagram illustrating a receiver according to an exemplary embodiment of the present specification.
  • a receiver 1500 may include at least one of a transceiver 1510, a storage 1520, and a receiver controller 1530.
  • the transceiver 1510 may transmit and receive a signal, and may transmit and receive information with a transmitter based on a signal transmitted and received through the transceiver.
  • the transceiver 1510 may include a wireless or wired communication unit.
  • the storage unit 1520 may store information related to the operation of the receiver 1500, may transmit or receive information through the transceiver 1510, or store at least one of information processed by the receiver controller 1530.
  • the receiver controller 1530 may control an operation of the receiver 1500. More specifically, the receiver controller 1530 may process information related to the operation of the receiver 1500 of the first embodiment. In addition, the receiver controller 1530 decodes information bits, performs SQAM demodulation, calculates an LLR, calculates a correlation for a sequence, performs symbol deinterleaving, and performs subcarrier descrambling. At least one of an operation, an operation for performing resource demapping, an IDFT, an FFT, and a CP removal may be performed.

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Abstract

본 명세서의 일 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 송신 장치에서 신호 전송 방법은 데이터 전송을 위한 변조 방법을 결정하는 단계; 상기 결정된 변조 방법에 따른 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하는 단계; 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송될 데이터를 기반으로 반송파의 진폭 및 반송파의 위상을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 변조 방법이 제1변조 방법일 경우, 시퀀스의 길이를 결정하고, 상기 전송될 데이터에 따라 상기 결정된 길이의 시퀀스 중 하나를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스 및 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송할 데이터를 변조한 심볼을 생성하는 단계를 포함한다. 본 명세서의 실시 예에 따르면 이동통신 시스템에서 가산 잡음의 형태가 비 가우시안 분포를 가지게 하는 변조 방법을 제공함으로써 시스템의 처리량(Throughput)을 보다 향상 시킬 수 있다. 또한 본 명세서의 실시 예에 따르면 SC-FDMA를 이용하는 신호 송수신에서 PAPR 문제를 발생 시키지 않는 변조 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Description

이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치
본 명세서의 실시 예는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치에 관한 것으로 보다 구체적으로, 이동 통신 시스템에서 간섭 신호의 형태가 비 가우시안 분포를 가지도록 하는 변조 방법 및 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템에서 낮은 복잡도로 시스템을 운용하기 위하여 간섭신호에 대하여 가우시안 가정을 해 왔다. 이와 같은 가정을 기반으로 적응적 변조, 적응적 부호화 운용 및 연판정 복호 메트릭 생성과 같은 동작을 수행함으로써 통신 시스템의 구현의 복잡도를 낮게 하였다.
또한 종래 기술은 이와 같은 가정을 만족시기키 위해 간섭신호의 특성을 최대한 가우시안에 가깝게 만들기 위하여 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 계열의 변조 방식을 주로 사용해 왔다. 또한, 이러한 맥락에서, 최소 채널 부호화 율과 최소 변조 차수를 적용해도 목표 에러 성능을 만족시킬 수 없는 사용자에 대하여 QAM 심볼을 반복적으로 전송함으로써 목표 성능을 달성하게 하는 방법을 적용하였다.
또한 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), FSK(Frequency-Shift Keying), PSK(Phase-Shift Keying) 등 종래의 변조 기법들에 따르면, 통신에 관여하는 엔터티들은 신호의 시간 도메인 또는 공간 도메인에서 심볼의 크기, 주파수, 페이즈 등을 차등하여 정보를 송수신한다. 채널 게인(Gain)이 좋거나 각종 간섭이 작은 경우, 또는 큰 송신 파워를 사용할 경우 수신단에서의 유효 심볼간 거리가 커지므로 높은 차수의 변조 기법을 사용하여 전송률을 높일 수 있다.
한편, 셀룰러 무선 통신 네트워크에는 기지국이 단말에게 정보를 전달하는 하향 링크와 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크가 존재한다. 이 중 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크의 경우 단말의 배터리 소모를 최소화 해야 하므로 PAPR (Peak to Average Power Ratio) 문제가 중요하게 다루어 진다. 따라서, 3GPP LTE와 같은 셀룰러 이동 통신 표준에서는 PAPR 감소를 위하여 상향링크에서는 SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 적용한다. 따라서 OFDMA(Orthogonal Frequency-Division Multiple Access) 뿐만 아니라 SC-FDMA를 사용하는 신호 송수신 시에도 PAPR 문제를 발생하지 않도록 하는 변조 방법 및 장치가 요구된다.
본 명세서의 실시 예는 상술한 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로 이동 통신 시스템에서 신호 송수신시 간섭 성분으로 인한 가산 잡음의 분포를 비 가우시안 형태로 하는 변조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 명세서의 실시 예는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신에 있어서 PAPR문제를 줄일 수 있는 변조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상술한 과제를 달성하기 위한, 본 명세서의 일 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 송신 장치에서 신호 전송 방법은 데이터 전송을 위한 변조 방법을 결정하는 단계; 상기 결정된 변조 방법에 따른 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하는 단계; 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송될 데이터를 기반으로 반송파의 진폭 및 반송파의 위상을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 변조 방법이 제1변조 방법일 경우, 시퀀스의 길이를 결정하고, 상기 전송될 데이터에 따라 상기 결정된 길이의 시퀀스 중 하나를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스 및 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송할 데이터를 변조한 심볼을 생성하는 단계를 포함한다.
본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 수신 장치에서 신호 수신 방법은 송신 장치로부터 신호를 수신하는 단계; 상기 수신된 신호의 변조 방법을 판단하는 단계; 상기 변조 방법 및 상기 수신한 신호의 변조와 관련된 시퀀스 셋에 따른 상관자(correlator)를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스를 결정하는 단계; 및 상기 결정된 스퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응하는 로그 우도비를 기반으로 상기 수신한 신호를 복조하는 단계를 포함한다.
본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 송신 장치는 신호를 송수신하는 송수신부; 및 상기 송수신부를 제어하고, 데이터 전송을 위한 변조 방법을 결정하고, 상기 결정된 변조 방법에 따른 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하고, 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송될 데이터를 기반으로 반송파의 진폭 및 반송파의 위상을 결정하고, 상기 결정된 변조 방법이 제1변조 방법일 경우, 시퀀스의 길이를 결정하고, 상기 전송될 데이터에 따라 상기 결정된 길이의 시퀀스 중 하나를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스 및 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송할 데이터를 변조한 심볼을 생성하는 제어부를 포함한다.
본 명세서의 또 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 수신 장치는 신호를 송수신하는 송수신부; 및 송신 장치로부터 신호를 수신하도록 상기 송수신부를 제어하고, 상기 수신된 신호의 변조 방법을 판단하고, 상기 변조 방법 및 상기 수신한 신호의 변조와 관련된 시퀀스 셋에 따른 상관자(correlator)를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스를 결정하고, 상기 결정된 스퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응하는 로그 우도비를 기반으로 상기 수신한 신호를 복조하는 제어부를 포함한다.
본 명세서의 실시 예에 따르면 이동통신 시스템에서 가산 잡음의 형태가 비 가우시안 분포를 가지게 하는 변조 방법을 제공함으로써 시스템의 처리량(Throughput)을 보다 향상 시킬 수 있다. 또한 본 명세서의 실시 예에 따르면 SC-FDMA를 이용하는 신호 송수신에서 PAPR 문제를 발생 시키지 않는 변조 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 가산 잡음의 분포 형태에 따른 채널의 전송 수용량(Capacity)의 변화를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM(Frequency and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM 의 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 4는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법에 따른 PAPR 분포를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 명세서의 실시 예에 따른 시퀀스 변조(Sequence Modulation) 방법 및 복호 방법을 나타내는 도면이다.
도 6는 본 명세서의 실시 예에 따른 SQAM(Sequence and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 명세서의 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 9는 본 명세서의 실시 예에 따른 전송 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 11은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 PAPR의 분포를 나타내는 도면이다.
도 14는 본 명세서의 실시 예에 따른 송신기를 나타내는 도면이다.
도 15는 본 명세서의 실시 예에 따른 수신기를 나타내는 도면이다.
이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA(Field Programmable Gate Array) 또는 ASIC(Application-Specific Integrated Circuit) 과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.
도 1은 가산 잡음의 분포 형태에 따른 채널의 전송 수용량(Capacity)의 변화를 나타내는 도면이다.
도 1은 참조하면, 식별번호 110은 가우시안(Gaussian) 및 알파(α)값이 각각 1.0 및 0.5 인 복소 일반화 가우시안(Complex Generalized Gaussian)인 가산 잡음 분포(Additive Noise Distribution)를 나타내며, 식별번호 120은 각 경우에서 채널 수용량(Channel Capacity)에 따라 요구되는 최소 신호대 잡음비를 나타내는 도면이다.
도면을 참고하면, 간섭 신호의 세기가 강한 환경에서 가산 잡음의 형태가 가우시안 형태를 나타내는 경우 다른 형태의 가산 잡음 형태에 비해서 채널 수용량이 떨어지는 것을 확인 할 수 있다. 또한 가산 잡음의 분포가 비 가우시안의 형태를 띄며 헤비 테일(Heavy Tail)의 분포를 가지게 되면 채널 수용량이 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이와 같이 무선 통신 네트워크에서 가산 잡음의 통계적인 분포가 가우시안 분포를 따르는 경우 다른 분포를 가지는 경우에 비해 채널 수용량이 떨어지는 것을 확인할 수 있다. 따라서, 가산 잡음의 특성을 갖는 간섭 신호들의 통계적인 분포가 비가우시안 분포를 따르도록 송수신 시스템을 설계하면, 채널 수용량의 향상을 통해 보다 높은 네트워크 처리량을 얻을 수 있다.
통신시스템의 전송단에서 신호를 송신할 때 QPSK(Quadrature Phase-Shift Keying) 변조 방법을 통해 신호를 전송하고, 특정 비율의 채널 코드를 적용 시켜서 신호를 전송하였을 때 목표 에러 성능을 만족 시킬 수 없을 경우 동일한 변조 심볼을 반복하여 전송함으로써 목표 에러 성능을 만족시킬 수 있다. 그러나 이와 같은 변조 방법을 통해 신호를 전송하는 경우 가산 잡음의 형태가 가우시안 분포를 가지는 채널을 형성하게 된다. 이와 같은 경우 채널 수용량이 감소할 수 있다.
도 2는 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM(Frequency and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 2를 참조하면, 실시 예의 변조 방법은 4-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 4-FSK(Frequency-Shift Keying) 변조를 조합하여 신호를 변조할 수 있다. 실시 예의 FQAM방법의 경우 주파수(Frequency), 위상(Phase) 및 진폭(Amplitude)를 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다. 보다 구체적으로 반송파의 주파수, 위상 및 진폭 중 적어도 하나를 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다. 실시 예에서는 4-QAM과 4-FSK 변조의 방법을 조합하였으나, 다른 비율(rate)의 변조 방법을 조합할 수 있다.
식별번호 210은 레벨(level)의 수가 4인 QAM을 나타내는 성상도이다. 이와 같은 4-QAM을 통해 신호를 전송하는 경우 FSK 심볼 하나당 4개의 다른 정보를 전송할 수 있는 특징이 있다.
식별번호 220은 레벨의 수가 4인 FSK를 나타내는 성상도이다. 이와 같은 4-FSK의 방법을 사용함으로써 각기 다른 주파수의 심볼을 활성화 시킴으로써 QAM 심볼 하나당 4개의 다른 정보를 전송할 수 있는 특징이 있다.
식별번호 210 및 220을 조합한 FQAM의 경우 각기 다른 16개의 전송 심볼 후보를 가질 수 있다.
실시 예의 FQAM을 이용하여 신호를 변조하여 전송하는 경우, 채널 상에서 가산 잡음의 분포가 비 가우시안 형태를 가질 수 있다. 이 경우 QAM을 통해 신호를 전송하는 것에 비해 채널 수용량이 늘어날 수 있다.
도 3은 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM 의 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 3을 참조하면 실시 예의 송신단은 M-ary 채널 인코더(310) 및 M-ary FQAM 모듈레이터(320)를 포함할 수 있다. 실시 예에서 전송할 정보 bits가 M-ary 채널 인코더(310)에 입력될 수 있다. 실시 예에서 M-ary 채널 인코더(310)는 상기 입력된 정보 bits를 M-ary 심볼의 형태로 인코딩 할 수 있다. 실시 예에서 M의 크기는 가변적일 수 있으며 설계에 따라 달라질 수 있다.
M-ary FQAM 모듈레이터(320)은 인코딩된 M-ary 심볼을 M-ary FQAM 심볼로 변조할 수 있다. 실시 예에서 M-ary 모듈레이터(320)는 전송되는 신호의 주파수, 위상 및 진폭을 기반으로 신호를 포함할 수 있으며, M은 실시 예에 따라 가변적으로 결정될 수 있으며, QAM과 FSK의 레벨도 각각 가변적으로 결정될 수 있다.
M-ary FQAM 모듈레이터(320)에서 변조된 신호는 채널(330)을 거쳐 수신부로 전달 될 수 있다.
실시 예의 수신부는 경판단 디코딩 메트릭 생성기(Soft Decision Decoding Metric Generator)(340) 및 M-ary 채널 디코더(350)를 포함할 수 있다.
실시 예의 경판단 디코딩 메트릭 생성기(350)는 비 가우시안 디코더일 수 있으며, 수신된 신호를 기반으로 경판단을 통해 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 실시 예의 경판단 디코딩 메트릭 생성기(350)는 비이진 복호 메트릭을 생성할 수 있다.
실시 예의 경판단 디코딩 메트릭 생성기(350)에서 생성된 디코딩 메트릭은 M-ary 채널 디코더(350)에서 디코딩을 수행할 수 있으며, 디코딩 된 bits 가 수신단의 제어부로 전달 될 수 있다.
이와 같은 송수신단을 통해 가산 잡음의 형태가 비 가우시안의 분포를 가지도록 신호를 송수신 할 수 있다.
도 4는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법에 따른 PAPR 분포를 나타내는 도면이다.
도 4를 참조하면 식별번호 410 및 412의 경우 OFDMA(Orthogonal Frequency-Division Multiple Access) 시스템 및 SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 시스템 상에서 각 변조 방법 별 PAPR을 나타낸 도면이다.
식별번호 412 및 422는 OFDMA 시스템에서 4-QAM을 통해 신호를 전송할 때 PAPR을 나타낸다.
또한 식별번호 416 및 424는 SC-FDMA 시스템에서 4-QAM을 통해 신호를 전송할 때 PAPR을 나타낸다.
식별번호 418은 SC-FDMA 시스템에서 4-FSK 및 8-PSK를 조합한 방법을 이용하여 신호를 전송하는 경우의 PAPR을 나타낸다.
또한 식별번호 426은 SC-FDMA시스템에서 8-FSK 및 4-QAM을 조합한 32-FQAM을 이용하여 신호를 전송하는 경우의 PAPR을 나타낸다.
이와 같이 실시 예의 FQAM의 경우 SC-FDMA에서 PAPR이 QAM에 비해 크게 나타나는 것을 확인할 수 있다.
실시 예에서 FQAM의 경우, 심볼을 구성하는 다수의 부 반송파 중 일부만 활성화 되므로 간섭신호의 통계적인 분포를 비가우시안하게 만드는 특성을 갖는다. 이는 FSK 변조방식과 유사하다. 그러나, FQAM은 활성화 되는 부 반송파에 QAM심볼을 전송함으로써 FSK방식보다 spectral efficiency를 크게 개선한다. 이와 같은 FQAM 을 간섭신호가 매우 강한 셀 외곽 사용자 들에게 적용하게 되면 비가우시안 간섭 채널을 형성하게 되므로 종래의 QAM 심볼을 반복 전송하여 가우시안 간섭채널을 형성하던 시스템 대비 네트워크 처리량을 매우 크게 개선할 수 있다.
한편, 셀룰러 무선 통신 네트워크에는 기지국이 단말에게 정보를 전달하는 하향 링크와 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크가 존재한다. 이 중 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크의 경우 단말의 배터리 소모를 최소화 해야 하므로 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 문제가 중요하게 다루어 진다. 따라서, 3GPP LTE와 같은 셀룰러 이동 통신 표준에서는 PAPR 감소를 위하여 상향링크에서는 SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 적용한다.
그런데, 상기 기술한 FQAM 방식은 OFDMA 시스템에 적용할 경우 QAM 과 유사한 PAPR을 갖지만 SC-FDMA 방식에 적용할 경우 QAM의 경우보다 매우 큰 PAPR 을 갖게 된다. 이는 FQAM 방식이 심볼을 구성하는 다수의 부반송파(subcarrier) 중 일부만을 활성화 시키는 방식을 사용하기 때문이다.
만일, SC-FDMA system에 QAM 대신 FQAM을 적용하게 되면 비 가우시안 간섭 채널이 형성되지만 PAPR 문제 때문에 QAM 대비 송신 power를 감소시켜야 하므로 전체 네트워크 처리량 개선 효과가 크게 감소할 수 있다. 따라서, 비 가우시안 간섭 채널을 형성 시킬 수 있으면서도 SC-FDMA system에서 PAPR 문제를 발생시키지 않는 변조 방법이 필요하다.
도 5는 본 명세서의 실시 예에 따른 시퀀스 변조(Sequence Modulation) 방법 및 복호 방법을 나타내는 도면이다.
도 5를 참조하면 실시 예에서 수신신호(510)의 각 성분을 코릴레이터(520)를 통해 연산을 하면 출력신호(530)이 나올 수 있다.
실시 예에서 수신신호(510)는 송신기에서 각 전송되기 위한 입력 비트(Input Bit)를 각각 특정 시퀀스에 매핑시킨 결과를 포함한다. 실시 예에서 입력 비트는 총 2비트의 길이를 가지며, 이는 각각 길이 4인 왈시 시퀀스(Walsh sequence)에 매핑될 수 있다. 실시 예에 따라 입력 비트의 길이와 왈시 시퀀스의 길이는 각각 시스템에 따라 가변적으로 변할 수 있다. 또한 왈시 시퀀스 이외에도 각각의 시퀀스를 구별할 수 있거나, 시퀀스 내의 각 성분이 서로 직교(orthogonal)하거나, 각 시퀀스 간의 코릴레이션(correlation)이 0을 만족할 수 있는 다른 시퀀스 셋을 사용할 수도 있다. 또한, 실시 예에 따라 시퀀스 내의 각 성분이 서로 직교하지 아니 하더라도 각 시퀀스 간의 코릴레이션(correlation)이 0에 근접한 값을 만족할 수 있는 다른 시퀀스 셋을 사용할 수도 있다.
실시 예의 전송부의 변조기에서 입력 비트들을 각각 직교하는 시퀀스 집합에 속하는 시퀀스로 매핑하여 전송할 수 있으며, 도 5의 실시 예에서 입력 비트가 “00”일 경우 case 1, “01”일 경우 case 2, “10”일 경우에 case 3, “11”일 경우 case 4에 매핑될 수 있다. 이와 같은 매핑 관계는 실시 예에 따라 달라질 수 있으며, 송신단과 수신단에 함께 설정된 정보를 통해 결정 될 수 있으며 이는 전송되는 신호의 종류 및 타이밍에 따라 가변적으로 결정될 수도 있다.
또한 실시 예의 코릴레이터(520)은 상기 수신신호의 성분을 기반으로 출력 신호(530)를 계산할 수 있다. 코릴레이터(520)의 계산 식은 변조기에서 사용하는 시퀀스의 종류 및 길이에 따라 각각 달라질 수 있다.
실시 예에서 수신기의 제어부는 출력신호(530)을 기반으로 기존에 매핑된 입력 비트를 판단할 수 있다. 이와 같은 매핑 관계는 송신기 및 수신기 사이에 기 설정되거나 송신기 또는 수신기에서 전송하는 특정 신호에 의해서 설정될 수 있다.
이와 같은 방법을 통해 특정 시퀀스를 이용해 입력 비트에 포함된 정보를 송신기에서 수신기로 변조하여 전달할 수 있다.
도 6는 본 명세서의 실시 예에 따른 SQAM(Sequence and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 6을 참조하면, 실시 예의 SQAM은 4-QAM과 4-WSM(Walsh Sequence Modulaion)을 조합하여 신호를 변조할 수 있다. 실시 예의 SQAM 방법의 경우 시퀀스의 종류, 신호의 위상 및 신호의 진폭을 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다. 보다 구체적으로 선택된 시퀀스, 반송파의 위상 및 반송파의 진폭 중 적어도 하나를 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다.
실시 예에서는 4-QAM과 4-WSM 방법을 조합하였으나, 다른 비율의 변조 방법도 적용될 수 있음이 자명하다.
식별번호 610은 레벨(level)의 수가 4인 QAM을 나타내는 성상도이다. 이와 같은 4-QAM을 통해 신호를 전송하는 경우 WSM 심볼 하나당 각각 4개의 다른 정보를 전송할 수 있는 특징이 있다.
식별번호 620은 레벨 수가 4인 WSM을 나타내는 성상도이다. 선택된 시퀀스에 따라 각 주파수 대역의 부반송파의 위상이 달라질 수 있다.
식별번호 610 및 620을 조합한 SQAM의 경우 각기 다른 16개의 전송 심볼 후보를 갖는다는 특징이 있다.
식별번호 630은 본 명세서의 실시 예에 따른 16-SQAM의 성상도를 나타낸다. 실시 예에서 Sk는 4-QAM 심볼 후보들 중 하나를 나타낸다.
이와 같이 QAM과 WSM의 조합을 통해 SQAM으로 전송 데이터를 변조할 수 있다. SQAM으로 변조된 신호의 경우 QAM과 유사하게 모든 부반송파(Subcarrier)가 활성화(Activation)되므로 SC-FDMA 시스템에서 SQAM을 사용하는 경우에도 PAPR이 증가하는 문제가 FQAM을 사용하는 경우보다 적게 발생할 수 있다. 이와 같이 SQAM을 이용하여 전송 데이터를 변조하는 경우, 가산 잡음의 분포를 비 가우시안으로 가져갈 수 있으며, SC-FDMA 시스템에 적용하는 경우에도 PAPR이 커지는 문제가 발생하지 않는 효과가 있다.
도 7은 본 명세서의 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 7을 참조하면, 실시 예의 송신기는 채널 인코더(702), SQAM 모듈레이터(704), 스크램블러(706), 직렬-병렬(Serial to Parallel) 변환부(708), 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)부(710), 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)부(712) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가부(714) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 실시 예의 각 구성 요소는 필수적인 구성요소로만 이루어지지 않으며, 실시 형태에 따라 각 구성 요소 중 일부가 생략될 수 있다.
실시 예의 채널 인코더(702)는 바이너리(Binary) 코드를 사용하거나 M-ary 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩 할 수 있다.
실시 예의 SQAM 모듈레이터(704)는 인코딩된 정보 비트를 SQAM을 사용하여 변조 할 수 있다. 사용되는 SQAM의 레벨은 실시 예에 따라 다르게 결정될 수 있으며, 또한 레벨은 채널 상태에 따라 가변적으로 결정될 수 있다.
실시 예의 스크램블러(706)는 변조된 신호를 스크램블링 할 수 있으며, 실시 예에서는 변조된 신호를 서브캐리어 단위로 스크램블링 할 수 있다. 보다 구체적으로 스크램블링 하는 방법은 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용할 수 있다. 또한 실시 예에서 스크램블링 시퀀스를 선택하는 방법은 전송되는 신호에 따라 다양하게 결정될 수 있으나, 동일한 송신기 및 수신기에서 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하다.
또한 실시 예에서 스크램블링 된 신호를 직렬-병렬 변환부(708)에서 변환을 수행하고, DFT부(710)에서 이산 푸리에 변환을 수행하며, IFFT부(712)에서 역 고속 푸리에 변환을 수행하며, CP 추가부(714)에서 CP를 추가하여 채널(720)을 통해 수신기에 전송할 수 있다.
실시 예의 수신기는 동기화 및 CP제거부(752), FFT부(754), IDFT부(756), 병렬-직렬 변환부(758), 디스크램블러(760), 코릴레이터(762), LLR(Log Likelihood Ratio, 로그 우도비)계산부(764) 및 채널디코더(766) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
동기화 및 CP제거부(752)는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거할 수 있다. FFT부(754)에서는 CP가 제거된 신호에 고속 푸리에 변환을 수행할 수 있다. IDFT부(756)에서는 변환된 신호에 역 이산 푸리에 변환을 수행할 수 있다. 병렬-직렬 변환부(758)은 변환된 신호를 병렬에서 직렬로 변환할 수 있다.
실시 예에 디스크램블러(760)는 스크램블러(706)가 사용하는 시퀀스와 대응되는 시퀀스를 이용하여 변환된 신호를 디스크램블링을 수행할 수 있다. 디스크램블링은 바람직하게 스크램블러와(706)와 대응되게 서브 캐리어 단위로 수행될 수 있다.
실시 예에 코릴레이터(762)는 SQAM 모듈레이터(704)에서 사용한 시퀀스의 정보를 추출하여 전송된 신호에 포함된 정보를 추출할 수 있다. 코릴레이터(762)는 SQAM 모듈레이터(704)가 사용한 시퀀스 정보 및 매핑 정보를 알 수 있으며, 수신된 신호 또는 변환된 신호를 기반으로 SQAM 모듈레이터(704)에서 사용한 시퀀스 정보를 추출할 수 있다.
실시 예의 LLR (Log-Likelihood Ratio) 계산부(764)는 수신된 신호 또는 변환된 신호로부터 LLR을 계산할 수 있다.
또한 실시 예의 채널 디코더(766)은 계산된 LLR 값과 수신된 신호 정보 중 적어도 하나를 기반으로 심볼을 추정할 수 있다.
보다 구체적으로 채널 디코더(766)는 계산된 LLR 값을 기반으로 정보 비트(information bit) 및 심볼(symbol) 중 적어도 하나를 추정(estimation)할 수 있다. 채널 디코더 중 하나인 이진 디코더는(binary decoder)는 하기 <수학식 1>과 같이 LLR을 계산한다.
수학식 1
Figure PCTKR2015001463-appb-M000001
상기 <수학식 1>에서, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000001
은 이진 복호화에 대응하는 k번째 심볼의 λ번째 비트의 LLR, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000002
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기 y[k]는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000003
는 λ번째 비트가 0인 후보 심볼들의 집합, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000004
는 λ번째 비트가 1인 후보 심볼들의 집합, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000005
는 k번째 수신 심볼에 대한 PDF (Probability Density Function), 상기 s[k]는 k번째 송신 심볼을 의미한다. 상기 w는 송신 가능한 심볼 후보를 나타내는 더미 변수(Dummy Variable)이다.
16-QAM의 경우, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000006
는 전체 16개 심볼들 중 8개, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000007
는 나머지 8개를 포함한다.
반면, 비-이진 복호화기(Non-Binary Decoder)는 하기 <수학식 2>와 같이 LLR을 계산한 후, 그 결과를 입력(Input)으로 사용한다.
수학식 2
Figure PCTKR2015001463-appb-M000002
상기 <수학식 2>에서, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000008
는 k번째 심볼에 대한 심볼 LLR, y[k] 는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000009
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000010
은 l번째 후보 심볼에 대응하는 LLR, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000011
는 k번째 수신 심볼의 PDF, 상기 s[k]는 k번째 송신 심볼, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000012
은 l번째 후보 심볼을 의미한다.
상기 <수학식 2>를 통해 알 수 있듯이, 채널 복호화에 필요한 LLR을 계산하기 위해서는 확률 밀도 함수(Probability Density Function, PDF)의 계산이 필요하다.
기존의 비가우시안 복호 메트릭 생성방법 중에 대표적인 방법으로, CGG(Complex Generalized Gaussian)복호 메트릭 생성방식이 존재한다. 상기 CGG 복호 메트릭 생성방식은 간섭 신호 또는 잡음이 CGG 분포를 따른다고 가정하고, LLR 또는 PDF를 계산하여 계산된 결과를 채널 복호화기의 입력으로 제공한다. 상기 CGG 복호 메트릭 생성방식은 가우시안 복호 메트릭 생성방식을 포함하므로, 본 발명에서는 상기 CGG 복호 메트릭 생성방식에 대해서만 설명한다. CGG 분포의 PDF는 하기 <수학식 3>과 같다.
수학식 3
Figure PCTKR2015001463-appb-M000003
상기 <수학식 3>에서, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000013
는 잡음의 PDF, 상기 z 는 잡음을 나타내는 변수, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000014
는 모양 파라미터(Shape Parameter)로서 비가우시안의 정도를 표현하는 변수, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000015
는 스케일 파라미터(Scale Parameter)로서 분산(Variance)을 표현하는 변수, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000016
는 감마 함수(Gamma Function)로서,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000017
로 정의된다.
상기 <수학식 3>에서, CGG 분포의 PDF는, 상기 α가 2이면 가우시안(Gaussian) 분포에 따르고, 상기 α가 2보다 작으면 헤비 테일(Heavy-Tail)을 가지는 수퍼 가우시안(Super Gaussian) 분포에 따르고, 상기 α가 2보다 크면 라이트 테일(Light-Tail)을 가지는 서브 가우시안(Sub Gaussian) 분포에 따르게 된다. 즉, 상기 α가 2인 경우, 상기 CGG 복호 방식은 가우시안 복호 방식과 동일하다.
대부분의 간섭 신호 및 잡음들은 상기 α 값이 0 내지 2에 속하는 수퍼 가우시안 또는 가우시안으로 모델링 될 수 있다. 스케일 파라미터(Scale Parameter)라 불리는 상기 β는 가우시안 PDF의 분산과 같은 역할을 수행한다. 대부분의 비-가우시안 복호 방식에 사용되는 PDF들은 CGG 분포의 α 및 β와 같은 모양 파라미터 및 스케일 파라미터를 포함한다.
일 예에 따라, QAM을 CGG 복호하기 위해서, 하기 <수학식 4>와 같은 PDF 식의 계산이 필요하다.
수학식 4
Figure PCTKR2015001463-appb-M000004
상기 <수학식 4>에서, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000018
는 송신 심볼의 PDF, y[k] 는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000019
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수, 상기 s[k]는 k번째 송신 심볼, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000020
는 모양 파라미터, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000021
는 스케일 파라미터, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000022
는 감마 함수(Gamma Function)로서,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000023
로 정의된다.
SQAM의 경우, 상기 QAM과 달리, 수신기에 후보 시퀀스에 대한 코릴레이터가 존재하고 하나의 심볼에 대한 다수의 코릴레이터 출력이 존재하므로, 상기 QAM에 대하여 제안된 LLR 산출 방식을 상기 SQAM에 확장하는 것은 적절하지 아니하다. 따라서, 하기 <수학식 5> 및 하기 <수학식 6>과 같이 SQAM을 위한 가우시안 또는 비-가우시안 심볼에 대한 PDF를 이용하여 LLR을 산출한다.
수학식 5
Figure PCTKR2015001463-appb-M000005
상기 <수학식 5>에서, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000024
는 수신 심볼에 대한 코릴레이터 출력의 공통(joint) PDF, y[k]는 k번째 송신 심볼에 대응하는 코릴레이터 출력 벡터, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000025
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기 m[k] 는 k번째 SQAM 블록에서 QAM 심볼이 실린 시퀀스(Sequence)의 인덱스, 상기 s[k] 는 k번째 송신 심볼의 QAM 심볼, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000026
는 SQAM 변조 방식에 포함된 후보 시퀀스의 개수, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000027
는 l번째 코릴레이터 출력에 대한PDF,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000028
는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호에 대한 l번째 코릴레이터 출력을 의미한다.
수학식 6
Figure PCTKR2015001463-appb-M000006
상기 <수학식 6>에서, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000029
는 k번째 송신심볼에 대응하는 수신신호에 대한 l번째 코릴레이터 출력의 PDF,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000030
는 k번째 송신심볼에 대응하는 수신신호에 대한 l번째 코릴레이터 출력, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000031
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기 m[k]는 k번째 SQAM 심볼에서 QAM 심볼이 실린 시퀀스(Sequence)의 인덱스, 상기 s[k] 는 k번째 송신 심볼의 QAM 심볼,상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000032
는 모양 파라미터, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000033
는 스케일 파라미터, 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000034
는 감마 함수(Gamma Function), 상기
Figure PCTKR2015001463-appb-I000035
는 델타 함수(Delta Function)를 의미한다. 상기 감마 함수는
Figure PCTKR2015001463-appb-I000036
로 정의되고, 상기 델타 함수는 l 과 m[k]가 같으면 1, 아니면 0을 결과로 제공한다.
이하, 간섭 신호의 비가우시안화 특성을 나타내는 파라미터인 α를 추정하는 과정을 설명한다. 구체적으로, α는 비 가우시안 특성을 가지는 간섭신호의 분포와 가우시안 분포의 차이를 의미한다. 이상에서 설명한 바와 같이 간섭 신호의 분포는 CGG 분포와 유사한 특성을 가지므로, CGG PDF의 모양 파라미터인 α가 비 가우시안 특성의 척도로서 사용될 수 있다.
단말은 수신기를 통해 기지국으로부터 채널 추정을 위한 신호를 수신하고, 수신기로부터의 FFT 출력에서 각 SQAM 심볼을 구성하는 MF개의 서브캐리어에 대한 수신 신호 및 추정된 채널 계수들을 모은다. 한 개의 SQAM 심볼을 이루는 각 서브캐리어에 대한 수신 신호에 대한 코릴레이터 출력은 다음 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2015001463-appb-M000007
여기서,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000037
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 l번째 코릴레이터 출력을 의미한다.
다음으로, 단말은 <수학식 7>을 기초로 수신 신호의 경판정(hard decision)을 수행하여 다음 <수학식 8>과 같이 송신 SQAM 심볼을 추정한다.
수학식 8
Figure PCTKR2015001463-appb-M000008
여기서,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000038
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 sequence 인덱스,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000039
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 QAM 송신 심볼, C는 가능한 SQAM 심볼들의 집합이고, C의 원소인 각 SQAM 심볼들의 sequence 인덱스인
Figure PCTKR2015001463-appb-I000040
와 해당 sequence를 이용하여 전송되는 QAM 심볼
Figure PCTKR2015001463-appb-I000041
로 표현된다.
이후 <수학식 8>의 경판정 결과를 이용하여 다음의 <수학식 9>와 같이 간섭 신호가 추정된다.
수학식 9
Figure PCTKR2015001463-appb-M000009
여기서,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000042
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 MF개의 코릴레이터 출력 중 l번째 코릴레이터 출력,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000043
는 k번째 SQAM 수신 심볼을 구성하는 MF개의 서브캐리어에 대한 채널 계수 (channel coefficient) 추정값의 평균,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000044
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 QAM 송신 심볼,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000045
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 송신 시퀀스 인덱스, 그리고
Figure PCTKR2015001463-appb-I000046
는 델타 함수이다.
마지막으로, 간섭 신호의 비가우시안 특성을 나타내는 α는 다음 <수학식 10>에 의해 추정된다.
수학식 10
Figure PCTKR2015001463-appb-M000010
여기서,
Figure PCTKR2015001463-appb-I000047
는 α 추정을 위하여 사용되는 수신 SQAM 심볼 수를 의미할 수 있으나 상기 Ns를 수신 신호의 심볼 수라고만 국한되어 해석될 필요는 없으며, 예를 들어 수신 신호의 심볼 수를 기초로 결정된 파라미터로서 1 보다 크고 수신 신호의 심볼 수보다 작은 값을 가지는 파라미터로 정의될 수도 있을 것이다.
한편, CGG pdf의 스케일 파라미터인 β의 값은 추정된 α의 값으로부터 다음의 <수학식 11>과 같이 추정될 수 있다.
수학식 11
Figure PCTKR2015001463-appb-M000011
또한 실시 예에서 각 요소에서 수행되는 동작은 제어부의 제어에 따라 수행될 수 있으며, 송신기는 신호 송신을 위한 송신부, 수신기는 신호 수신을 위한 수신부를 포함할 수 있다.
도 8은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 8을 참조하면, 실시 예의 송신기는 M-ary 채널 인코더(802), M-ary SQAM 모듈레이터(804), 심볼 인터리버(806), 스크램블러(808), 자원 매핑기(810), 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)부(812), 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)부(814) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가부(816) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 실시 예의 각 구성 요소는 필수적인 구성요소로만 이루어지지 않으며, 실시 형태에 따라 각 구성 요소 중 일부가 생략될 수 있다.
실시 예의 M-ary 채널 인코더(802)는 M-ary 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩 할 수 있다. 실시 예의 SQAM은 코릴레이터의 출력 관점에서는 FQAM과 유사한 분포를 가질 수 있으므로 M-ary 코드로 채널 인코딩을 할 수 있다. 실시 예에 따라 M은 가변적으로 선택될 수 있다.
실시 예의 M-ary SQAM 모듈레이터(804)는 인코딩된 정보 비트를 SQAM을 사용하여 변조 할 수 있다. 사용되는 SQAM의 레벨은 실시 예에 따라 다르게 결정될 수 있으며, 또한 레벨은 채널 상태에 따라 가변적으로 결정될 수 있다.
실시 예의 심볼 인터리버(806)는 모듈레이션 된 SQAM 심볼 사이에 채널 코릴레이션(channel correlation)을 줄이기 위해 심볼 인터리빙을 수행할 수 있으며, 보다 구체적으로 SQAM 심볼 단위의 심볼 인터리빙을 수행할 수 있다.
실시 예의 스크램블러(808)는 변조된 신호를 스크램블링 할 수 있으며, 실시 예에서는 변조된 신호를 서브캐리어 단위로 스크램블링 할 수 있다. 보다 구체적으로 스크램블링 하는 방법은 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용할 수 있다. 또한 실시 예에서 스크램블링 시퀀스를 선택하는 방법은 전송되는 신호에 따라 다양하게 결정될 수 있으나, 동일한 송신기 및 수신기에서 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하다.
실시 예의 자원 매핑기(810)는 SQAM 심볼을 구성하는 서브캐리어 간에 페이딩 효과(fading effect)가 대응될 수 있도록 서브 캐리어 자원을 매핑할 수 있다. 보다 구체적으로 상기 대응되는 페이딩 효과는 각 부 반송파들이 서로 유사한 페이딩 효과를 경험하도록 하는 것을 포함하며, 이와 같이 송신기는 각 부 반송파들이 서로 유사한 페이딩 효과를 경험하도록 상기 서브 캐리어 자원을 매핑할 수 있다. 실시 예에서 자원 매핑은 시간 주파수 상에서 특정 자원 영역을 매핑 시킬 수 있으며 길이가 4인 경우 식별번호 872 또는 식별번호 874와 같이 자원을 매핑 시킬 수 있다. 실시 예의 자원의 길이는 M과 대응될 수 있다.
또한 실시 예에서 전송 자원에 매핑된 신호는, DFT부(812)에서 이산 푸리에 변환을 수행하며, IFFT부(814)에서 역 고속 푸리에 변환을 수행하며, CP 추가부(816)에서 CP를 추가하여 채널(820)을 통해 수신기에 전송할 수 있다.
실시 예의 수신기는 동기화 및 CP제거부(852), FFT부(854), IDFT부(856), 자원 디매핑기(858), 디스크램블러(860), 심볼 디인터리버 (861), 코릴레이터(862), LLR(Log Likelihood Ratio, 로그 우도비)계산부(864) 및 M-ary 채널디코더(866) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
동기화 및 CP제거부(852)는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거할 수 있다. FFT부(854)에서는 CP가 제거된 신호에 고속 푸리에 변환을 수행할 수 있다. IDFT부(856)에서는 변환된 신호에 역 이산 푸리에 변환을 수행할 수 있다. 병렬-직렬 변환부(858)은 변환된 신호를 병렬에서 직렬로 변환할 수 있다.
실시 예의 자원 디매핑(de-mapping)기(858)는 자원 매핑기(810)와 대응되게 할당된 자원에서 심볼을 디매핑 할 수 있다.
실시 예에 디스크램블러(860)는 스크램블러(808)가 사용하는 시퀀스와 대응되는 시퀀스를 이용하여 디매핑된 신호를 기반으로 디스크램블링을 수행할 수 있다. 디스크램블링은 바람직하게 스크램블러와(808)와 대응되게 서브 캐리어 단위로 수행될 수 있다.
실시 예에 심볼 디인터리버(861)는 심볼 인터리버(806)와 대응되게 SQAM 심볼 단위의 심볼 디인터리빙을 수행할 수 있다.
실시 예에 코릴레이터(862)는 SQAM 모듈레이터(804)에서 사용한 시퀀스의 정보를 추출하여 전송된 신호에 포함된 정보를 추출할 수 있다. 코릴레이터(862)는 SQAM 모듈레이터(804)가 사용한 시퀀스 정보 및 매핑 정보를 알 수 있으며, 수신된 신호 또는 변환된 신호를 기반으로 SQAM 모듈레이터(804)에서 사용한 시퀀스 정보를 추출할 수 있다.
실시 예의 LLR 계산부(864)는 수신된 신호 또는 변환된 신호로부터 LLR을 계산할 수 있다.
또한 실시 예의 채널 디코더(866)은 계산된 LLR 값과 수신된 신호 정보 중 적어도 하나를 기반으로 심볼을 추정할 수 있다.
보다 구체적으로 채널 디코더(866)는 계산된 LLR 값을 기반으로 정보 비트(information bit) 및 심볼(symbol) 중 적어도 하나를 추정(estimation)할 수 있다.
도 9는 본 명세서의 실시 예에 따른 전송 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 9를 참조하면, 실시 예의 서브프레임은 시간 영역에 따라 슬롯(slot) 0(912) 및 슬롯 1(914)를 포함할 수 있다. 또한 주파수 영역에 따라 QAM 대역(920) 및 SQAM 대역(930)을 포함할 수 있다. 실시 예의 QAM 대역(920)은 N1개의 RB(Resource Block)를 포함할 수 있으며, SQAM 대역(930)은 N2개의 RB를 포함할 수 있다. 실시 예에서 N1및 N2은 실시 예에 따라 다르게 선택될 수 있으며, 채널 상태에 따라 가변적으로 선택될 수 있다.
실시 예에서 QAM 대역(920)에서 전송되는 신호는 QAM으로 변조될 수 있으며, SQAM 대역(930)에서 전송되는 신호는 SQAM으로 변조될 수 있다.
도 10은 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 10을 참조하면, 실시 예에서 단말(1002) 및 기지국(1004)은 신호를 송수신 할 수 있다. 실시 예의 신호 송수신에서 사용되는 변조 방법은 다양하게 결정될 수 있으나 상향 링크에서 SQAM 방법을 사용하는 것을 기준으로 설명하도록 한다.
단계 1010에서 기지국(1004)는 단말(1002)에 채널 상태 정보를 요청하는 메시지를 전송할 수 있다. 도면에 미도시 되지만 기지국(1004)은 단말(1002)에 채널 상태 측정을 위한 기준 신호를 추가로 전송할 수 있다. 실시 예에서 상기 채널 상태 정보는 단말이 수신한 신호의 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio) 및 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역의 비 가우시안 정도(Non-Gaussianity)를 포함할 수 있다. 실시 예에서 상기 비 가우시안 정도는 CGG PDF에서의 α값 또는 해당 대역에서 가산 잡음의 형태가 가우시안 분포에서 얼마나 벗어나는지를 판단할 수 있는 수치를 포함할 수 있다. 실시 예에서 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역은 단말(1002) 및 기지국(1004) 사이에 설정 되거나 통신 상황에 따라 변경될 수 있다.
단계 1015에서 단말(1002)은 기지국(1004)에 상기 요청된 정보를 포함하는 신호를 전송할 수 있다.
단계 1020에서 기지국(1004)는 상기 수신한 정보를 기반으로, SQAM의 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨은 SQAM 변조를 위한 시퀀스의 길이, QAM 레벨 및 코드레이트 (Code-Rate) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 실시 예에서 기지국(1004)는 채널 상태를 기반으로 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다.
실시 예에서 채널 상태 정보는 SINR 및 비 가우시안 정도 정도 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 1025에서 기지국(1004)은 상기 결정된 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호를 단말(1002)에 전송할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호는 1개 이상의 기준신호를 함께 포함할 수도 있다.
단계 1030에서 단말(1002)은 상기 수신한 MCS 레벨 정보를 기반으로, SQAM 모듈레이션을 수행한 신호를 기지국(1004)에 전송할 수 있다.
단계 1035에서 기지국(1004)는 단계 1020에서 결정된 MCS레벨을 기반으로 상기 수신된 신호를 디모듈레이션 할 수 있다.
도 11은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 11을 참조하면 단계 1110에서 단말(1102)은 기지국(1104)에 채널 상태 정보를 포함하는 메시지를 전송할 수 있다. 도면에 미도시 되지만 기지국(1104)은 이전 단계에서 단말(1102)에 채널 상태 측정을 위한 기준 신호를 추가로 전송할 수 있다. 또한 단말(1102)은 상기 기준신호를 기반으로 채널 상태를 측정할 수 있다. 실시 예에서 상기 채널 상태 정보는 단말이 수신한 신호의 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio) 및 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역의 비 가우시안 정도(Non-Gaussianity)를 포함할 수 있다. 실시 예에서 상기 비 가우시안 정도는 CGG PDF에서의 α값 또는 해당 대역에서 가산 잡음의 형태가 가우시안 분포에서 얼마나 벗어나는지를 판단할 수 있는 수치를 포함할 수 있다. 실시 예에서 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역은 단말(1102) 및 기지국(1104) 사이에 설정 되거나 통신 상황에 따라 변경될 수 있다.
단계 1115에서 기지국(1104)은 상기 수신한 정보를 기반으로 단말(1102)과 기지국(1104) 사이에 채널 정보를 추정할 수 있다.
단계 1120에서 기지국(1104)는 상기 추정한 채널 정보를 기반으로, SQAM의 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨은 SQAM 변조를 위한 시퀀스의 길이, 코드레이트 및 QAM 레벨 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 실시 예에서 기지국(1104)는 채널 상태를 기반으로 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에서 채널 상태 정보는 SINR 및 비 가우시안 정도 정도 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 1125에서 기지국(1104)은 상기 결정된 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호를 단말(1102)에 전송할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호는 1개 이상의 기준신호를 함께 포함할 수도 있다.
단계 1130에서 단말(1102)은 상기 수신한 MCS 레벨 정보를 기반으로, SQAM 모듈레이션을 수행한 신호를 기지국(1104)에 전송할 수 있다.
단계 1135에서 기지국(1104)는 단계 1120에서 결정된 MCS레벨을 기반으로 상기 수신된 신호를 디모듈레이션 할 수 있다.
도 12는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 12를 참조하면, 실시 예에 따른 변조 방법을 결정하는 방법은 기지국 및 단말 중 적어도 한 곳에서 실시 될 수 있다. 설명의 편의를 위해 기지국에서 MCS 레벨을 결정하는 것으로 설명하나, 단말은 자신이 측정한 SINR을 기반으로 직접 MCS를 결정할 수도 있다.
단계 1205에서 기지국은 단말로부터 보고 받은 SINR 값과 문턱 값(Sth)를 비교할 수 있다. 실시 예의 문턱 값은 기 설정된 값에 따라 결정되거나, 통신 상황에 따라 가변적으로 결정될 수 있다. 보다 구체적으로 Sth값은 특정 레벨의 MCS를 사용하는 QAM에서 재전송(repetition) 수행 여부의 기준이 되는 값을 기반으로 결정이 될 수 있다.
실시 예에서 SINR 값이 Sth보다 클 경우 단계 1215에서 기지국은 QAM 시스템을 기반으로 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 보다 구체적으로 Sth 값이 3dB인 경우, SINR > 3dB 이면 QPSK, code rate=1/2을 적용하여 신호를 전송할 수 있다.
실시 예에서 SINR 값이 Sth보다 작거나 같을 경우 단계 1210에서 기지국은 SQAM 대역(band)의 특성 기반으로 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에 따라 결정되는 SQAM의 MSC 레벨은 시퀀스의 길이, QAM의 레벨/오더 및 코드레이트 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 SQAM 대역에서 판단하는 특성 값은 비 기우시안 정도(non-Gaussianity)를 기반으로 판단할 수 있다. 또한 통신 시스템의 MCS 레벨의 경우 LLS (Link Level Simulation)를 통해 최적화를 실시 할 수 있다.
또한 실시 예에서 SQAM 대역의 채널 특성이 가우시안과 유사할수록 시퀀스의 길이를 증가시키고, QAM의 오더를 감소시킬 수 있다. 또한 SQAM 대역의 채널 특성이 비 가우시안과 가까울수록 시퀀스의 길이는 감소 시키고, QAM 오더를 증가시킬 수 있다. 채널의 특성 변화에 따라 기지국은 시퀀스의 길이 변화나 QAM 오더의 변화 중 하나만으로 SQAM의 MCS 레벨을 조절할 수 있다.
또한 실시 예에서 SINR 값이 클수록 시퀀스의 길이는 감소 시키고, QAM 오더를 증가시킬 수 있다. 또한 SINR 값이 작을수록 시퀀스의 길이를 증가시키고, QAM의 오더를 감소시킬 수 있다.
실시 예에서 기지국은 이와 같은 방법을 통해 QAM 또는 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다.
도 13은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 PAPR의 분포를 나타내는 도면이다.
도 13을 참조하면, 식별번호 1312는 OFDMA 시스템에서 4-QAM을 이용한 경우 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 식별번호 1314는 SC-FDMA 시스템에서 4-QAM을 이용한 경우 PAPR 값의 변화를 나타낸다. 4-QAM을 사용할 경우 SC-FDMA의 경우 OFDMA보다 낮은 PAPR 분포를 가지는 것을 볼 수 있다.
식별번호 1316은 SC-FDMA 시스템에서 32-FQAM(4-FSK + 8-QAM)을 이용한 경우에 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 또한 식별번호 1318은 SC-FDMA 시스템에서 32-SQAM(4-WSM + 8-QAM)을 이용한 경우에 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 실시 예에서 32-SQAM의 경우 32-FQAM에 비해 SC-FDMA 시스템에서 PAPR 문제를 적게 발생시키는 것을 보여준다. 또한 실시 예에서 WSM와 QAM의 레벨을 각각 조절함으로써 보다 나은 PAPR 분포를 가질 수도 있다.
도 14는 본 명세서의 실시 예에 따른 송신기를 나타내는 도면이다.
도 14를 참조하면 본 명세서의 실시 예에 따른 송신기(1400)는 송수신부(1410), 저장부(1420) 및 송신기 제어부(1430) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
실시 예에서 송수신부(1410)는 신호를 송수신 할 수 있으며, 송수신부를 통해 송수신되는 신호를 기반으로 수신기와 정보를 송수신 할 수 있다. 송수신부(1410)는 무선 또는 유선 통신부를 포함할 수 있다.
실시 예에서 저장부(1420)는 송신기(1400)의 동작과 관련된 정보를 저장할 수 있으며, 송수신부(1410)를 통해 송수신 되거나, 송신기 제어부(1430)가 처리하는 정보 중 적어도 하나를 저장할 수 있다.
송신기 제어부(1430)는 송신기(1400)의 동작을 제어할 수 있다. 보다 구체적으로 수신기 제어부(1430)는 실시 예 전반의 송신기(1400)의 동작과 관련된 정보를 처리할 수 있다. 또한 송신기 제어부(1430)는 정보 비트를 인코딩 하는 동작, SQAM 변조를 하는 동작, 심볼 인터리빙을 하는 동작, 서브캐리어 단위 스크램블링을 하는 동작, 자원 매핑을 하는 동작 DFT를 수행하는 동작, IFFT를 수행하는 동작 및 CP 추가를 하는 동작 중 적어도 하나를 수행할 수 있다.
도 15는 본 명세서의 실시 예에 따른 수신기를 나타내는 도면이다.
도 15를 참조하면 본 명세서의 실시 예에 따른 수신기(1500)는 송수신부(1510), 저장부(1520) 및 수신기 제어부(1530) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
실시 예에서 송수신부(1510)는 신호를 송수신 할 수 있으며, 송수신부를 통해 송수신되는 신호를 기반으로 송신기와 정보를 송수신 할 수 있다. 송수신부(1510)는 무선 또는 유선 통신부를 포함할 수 있다.
실시 예에서 저장부(1520)는 수신기(1500)의 동작과 관련된 정보를 저장할 수 있으며, 송수신부(1510)를 통해 송수신 되거나, 수신기 제어부(1530)가 처리하는 정보 중 적어도 하나를 저장할 수 있다.
수신기 제어부(1530)는 수신기(1500)의 동작을 제어할 수 있다. 보다 구체적으로 수신기 제어부(1530)는 실시 예 전반의 수신기(1500)의 동작과 관련된 정보를 처리할 수 있다. 또한 수신기 제어부(1530)는 정보 비트를 디코딩 하는 동작, SQAM 복조를 하는 동작, LLR을 계산하는 동작, 시퀀스에 대한 상관도를 계산하는 동작, 심볼 디인터리빙을 하는 동작, 서브캐리어 단위 디스크램블링을 하는 동작, 자원 디매핑을 하는 동작 IDFT를 수행하는 동작, FFT를 수행하는 동작 및 CP 제거를 하는 동작 중 적어도 하나를 수행할 수 있다.
한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims (16)

  1. 이동 통신 시스템의 송신 장치에서 신호 전송 방법에 있어서,
    데이터 전송을 위한 변조 방법을 결정하는 단계;
    상기 결정된 변조 방법에 따른 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하는 단계;
    상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송될 데이터를 기반으로 반송파의 진폭 및 반송파의 위상을 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 변조 방법이 제1변조 방법일 경우, 시퀀스의 길이를 결정하고, 상기 전송될 데이터에 따라 상기 결정된 길이의 시퀀스 중 하나를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스 및 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송할 데이터를 변조한 심볼을 생성하는 단계를 포함하는 신호 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 결정된 변조 방법이 제2변조 방법일 경우, 상기 결정된 반송파의 진폭과 위상을 기반으로 상기 전송될 데이터를 변조하는 단계를 더 포함하는 신호 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    수신 장치로부터 채널의 신호 대 간섭 잡음비(Signal to Interference-plus-Noise Ratio, SINR)와 관련된 정보를 수신하는 단계를 더 포함하고,
    상기 변조 방법을 결정하는 단계는
    상기 SINR이 기 특정 값 이상인 경우, 상기 변조 방법은 QAM으로 결정되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 변조된 심볼을 인터리빙 하는 단계; 및
    상기 변조된 심볼을 부 반송파(subcarrier) 단위로 스크램블링 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 스크램블링 된 부 반송파의 페이딩(fading) 효과를 판단하는 단계; 및
    상기 부 반송파간의 페이딩 효과가 서로 대응되도록 상기 부 반송파의 전송 자원을 매핑하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신소 전송 방법.
  6. 이동 통신 시스템의 수신 장치에서 신호 수신 방법에 있어서,
    송신 장치로부터 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신된 신호의 변조 방법을 판단하는 단계;
    상기 변조 방법 및 상기 수신한 신호의 변조와 관련된 시퀀스 셋에 따른 상관자(correlator)를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스를 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 스퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응하는 로그 우도비를 기반으로 상기 수신한 신호를 복조하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 수신 신호에 적용된 인터리빙 방법을 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 인터리빙 방법을 기반으로 상기 수신된 신호를 디 인터리빙 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 수신 신호에 적용된 부 반송파 단위 스크램블링 방법에 대응하는 방법을 결정하는 단계; 및
    상기 결정된 부 반송파 단위 스크램블링 방법을 기반으로 상기 수신된 신호를 부 반송파 단위로 디스크램블링(descrambling)하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  9. 이동 통신 시스템의 송신 장치에 있어서,
    신호를 송수신하는 송수신부; 및
    상기 송수신부를 제어하고, 데이터 전송을 위한 변조 방법을 결정하고, 상기 결정된 변조 방법에 따른 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하고, 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송될 데이터를 기반으로 반송파의 진폭 및 반송파의 위상을 결정하고, 상기 결정된 변조 방법이 제1변조 방법일 경우, 시퀀스의 길이를 결정하고, 상기 전송될 데이터에 따라 상기 결정된 길이의 시퀀스 중 하나를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스 및 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송할 데이터를 변조한 심볼을 생성하는 제어부를 포함하는 송신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 결정된 변조 방법이 제2변조 방법일 경우, 상기 결정된 반송파의 진폭과 위상을 기반으로 상기 전송될 데이터를 변조하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는
    수신 장치로부터 채널의 신호 대 간섭 잡음비(Signal to Interference-plus-Noise Ratio, SINR)와 관련된 정보를 수신하도록 상기 송수신부를 제어하고, 상기 SINR이 기 특정 값 이상인 경우 상기 변조 방법은 QAM으로 결정하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 변조된 심볼을 인터리빙 하고, 상기 변조된 심볼을 부 반송파(subcarrier) 단위로 스크램블링 하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 스크램블링 된 부 반송파의 페이딩(fading) 효과를 판단하고, 상기 부 반송파간의 페이딩 효과가 서로 대응되도록 상기 부 반송파의 전송 자원을 매핑하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  14. 이동 통신 시스템의 수신 장치에 있어서,
    신호를 송수신하는 송수신부; 및
    송신 장치로부터 신호를 수신하도록 상기 송수신부를 제어하고, 상기 수신된 신호의 변조 방법을 판단하고, 상기 변조 방법 및 상기 수신한 신호의 변조와 관련된 시퀀스 셋에 따른 상관자(correlator)를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스를 결정하고, 상기 결정된 스퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응하는 로그 우도비를 기반으로 상기 수신한 신호를 복조하는 제어부를 포함하는 수신 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 수신 신호에 적용된 인터리빙 방법을 결정하고, 상기 결정된 인터리빙 방법을 기반으로 상기 수신된 신호를 디 인터리빙 하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 수신 신호에 적용된 부 반송파 단위 스크램블링 방법에 대응하는 방법을 결정하고, 상기 결정된 부 반송파 단위 스크램블링 방법을 기반으로 상기 수신된 신호를 부 반송파 단위로 디스크램블링(descrambling)하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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