KR102171502B1 - 이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치 - Google Patents

이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 명세서의 일 실시 예에 따르는이동 통신 시스템의 송신기에서 변조 방법은 변조 방식을 결정하는 단계; 상기 결정된 변조 방식을 기반으로 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하는 단계; 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송되는 데이터에 따라 반송파의 진폭과 위상을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조방식에 해당하는 경우, 시퀀스 집합(Sequence set)의 시퀀스 길이를 결정하고, 전송되는 데이터에 따라 상기 시퀀스 집합에서 시퀀스를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스, 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송되는 데이터를 변조한 신호를 수신기에 전송하는 단계를 포함한다. 본 명세서의 실시 예에 따르면 이동통신 시스템에서 가산 잡음의 형태가 비 가우시안 분포를 가지게 하는 변조 방법을 제공함으로써 시스템의 처리량(Throughput)을 보다 향상 시킬 수 있다. 또한 본 명세서의 실시 예에 따르면 SC-FDMA를 이용하는 신호 송수신에서 PAPR 문제를 발생 시키지 않는 변조 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Description

이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치 {MODULATION METHOD AND APPARATUS FOR TRANCEIVING SIGNAL IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
본 명세서의 실시 예는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치에 관한 것으로 보다 구체적으로, 이동 통신 시스템에서 간섭 신호의 형태가 비 가우시안 분포를 가지도록 하는 변조 방법 및 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템에서 낮은 복잡도로 시스템을 운용하기 위하여 간섭신호에 대하여 가우시안 가정을 해 왔다. 이와 같은 가정을 기반으로 적응적 변조, 적응적 부호화 운용 및 연판정 복호 메트릭 생성과 같은 동작을 수행함으로써 통신 시스템의 구현의 복잡도를 낮게 하였다.
또한 종래 기술은 이와 같은 가정을 만족시기키 위해 간섭신호의 특성을 최대한 가우시안에 가깝게 만들기 위하여 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 계열의 변조 방식을 주로 사용해 왔다. 또한, 이러한 맥락에서, 최소 채널 부호화 율과 최소 변조 차수를 적용해도 목표 에러 성능을 만족시킬 수 없는 사용자에 대하여 QAM 심볼을 반복적으로 전송함으로써 목표 성능을 달성하게 하는 방법을 적용하였다.
또한 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), FSK(Frequency-Shift Keying), PSK(Phase-Shift Keying) 등 종래의 변조 기법들에 따르면, 통신에 관여하는 엔터티들은 신호의 시간 도메인 또는 공간 도메인에서 심볼의 크기, 주파수, 페이즈 등을 차등하여 정보를 송수신한다. 채널 게인(Gain)이 좋거나 각종 간섭이 작은 경우, 또는 큰 송신 파워를 사용할 경우 수신단에서의 유효 심볼간 거리가 커지므로 높은 차수의 변조 기법을 사용하여 전송률을 높일 수 있다.
한편, 셀룰러 무선 통신 네트워크에는 기지국이 단말에게 정보를 전달하는 하향 링크와 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크가 존재한다. 이 중 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크의 경우 단말의 배터리 소모를 최소화 해야 하므로 PAPR (Peak to Average Power Ratio) 문제가 중요하게 다루어 진다. 따라서, 3GPP LTE와 같은 셀룰러 이동 통신 표준에서는 PAPR 감소를 위하여 상향링크에서는 SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 적용한다. 따라서 OFDMA(Orthogonal Frequency-Division Multiple Access) 뿐만 아니라 SC-FDMA를 사용하는 신호 송수신 시에도 PAPR 문제를 발생하지 않도록 하는 변조 방법 및 장치가 요구된다.
본 명세서의 실시 예는 상술한 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로 이동 통신 시스템에서 신호 송수신시 간섭 성분으로 인한 가산 잡음의 분포를 비 가우시안 형태로 하는 변조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 명세서의 실시 예는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신에 있어서 PAPR문제를 발생 시키지 않는 변조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다
상술한 과제를 달성하기 위하여, 본 명세서의 일 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 송신기에서 변조 방법은 변조 방식을 결정하는 단계; 상기 결정된 변조 방식을 기반으로 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하는 단계; 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송되는 데이터에 따라 반송파의 진폭과 위상을 결정하는 단계; 및 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조방식에 해당하는 경우, 시퀀스 집합(Sequence set)의 시퀀스 길이를 결정하고, 전송되는 데이터에 따라 상기 시퀀스 집합에서 시퀀스를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스, 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송되는 데이터를 변조한 신호를 수신기에 전송하는 단계를 포함한다.
본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템의 수신기에서 복조 방법은 송신기로부터 신호를 수신하는 단계; 상기 수신된 신호를 상기 송신기에서 시퀀스 셋 (Sequence set)에 따른 상관자(Correlator)를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스를 판단하는 단계; 및 상기 시퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응하는 로그 우도비 계산 결과를 기반으로 상기 수신된 신호를 복조하는 단계를 포함한다.
본 명세서의 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템에서 신호를 변조하여 송신하는 송신기는 수신기에 신호를 전송하는 전송부; 및 상기 전송부를 제어하며, 변조 방식을 결정하고, 상기 결정된 변조 방식을 기반으로 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 결정하고, 상기 결정된 QAM 레벨 및 상기 전송되는 데이터에 따라 반송파의 진폭과 위상을 결정하고, 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조방식에 해당하는 경우, 시퀀스 집합(Sequence set)의 시퀀스 길이를 결정하고, 전송되는 데이터에 따라 상기 시퀀스 집합에서 시퀀스를 선택하고, 상기 선택된 시퀀스, 상기 결정된 반송파의 진폭 및 상기 결정된 반송파의 위상을 기반으로 상기 전송되는 데이터를 변조한 신호를 수신기에 전송하는 제어부를 포함한다.
본 명세서의 또 다른 실시 예에 따르는 이동 통신 시스템에서 복조를 하는 수신기는 송신기로부터 신호를 수신하는 수신부; 및 상기 수신부를 제어하고, 상기 수신된 신호를 상기 송신기에서 시퀀스 셋에 따른 상관자(Correlator)를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스를 판단하고, 상기 시퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응하는 로그 우도비 계산 결과를 기반으로 상기 수신된 신호를 복조하는 제어부를 포함한다.
본 명세서의 실시 예에 따르면 이동통신 시스템에서 가산 잡음의 형태가 비 가우시안 분포를 가지게 하는 변조 방법을 제공함으로써 시스템의 처리량(Throughput)을 보다 향상 시킬 수 있다. 또한 본 명세서의 실시 예에 따르면 SC-FDMA를 이용하는 신호 송수신에서 PAPR 문제를 발생 시키지 않는 변조 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 가산 잡음의 분포 형태에 따른 채널의 전송 수용량(Capacity)의 변화를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM(Frequency and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM 의 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 4는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법에 따른 PAPR 분포를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 명세서의 실시 예에 따른 시퀀스 변조(Sequence Modulation) 방법 및 복호 방법을 나타내는 도면이다.
도 6는 본 명세서의 실시 예에 따른 SQAM(Sequence and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 명세서의 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 9는 본 명세서의 실시 예에 따른 전송 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 11은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 PAPR의 분포를 나타내는 도면이다.
이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA(Field Programmable Gate Array) 또는 ASIC(Application-Specific Integrated Circuit) 과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.
도 1은 가산 잡음의 분포 형태에 따른 채널의 전송 수용량(Capacity)의 변화를 나타내는 도면이다.
도 1은 참조하면, 식별번호 110은 가우시안(Gaussian) 및 알파(α)값이 각각 1.0 및 0.5 인 복소 일반화 가우시안(Complex Generalized Gaussian)인 가산 잡음 분포(Additive Noise Distribution)를 나타내며, 식별번호 120은 각 경우에서 채널 수용량(Channel Capacity)에 따라 요구되는 최소 신호대 잡음비를 나타내는 도면이다.
도면을 참고하면, 간섭 신호의 세기가 강한 환경에서 가산 잡음의 형태가 가우시안 형태를 나타내는 경우 다른 형태의 가산 잡음 형태에 비해서 채널 수용량이 떨어지는 것을 확인 할 수 있다. 또한 가산 잡음의 분포가 비 가우시안의 형태를 띄며 헤비 테일(Heavy Tail)의 분포를 가지게 되면 채널 수용량이 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이와 같이 무선 통신 네트워크에서 가산 잡음의 통계적인 분포가 가우시안 분포를 따르는 경우 다른 분포를 가지는 경우에 비해 채널 수용량이 떨어지는 것을 확인할 수 있다. 따라서, 가산 잡음의 특성을 갖는 간섭 신호들의 통계적인 분포가 비가우시안 분포를 따르도록 송수신 시스템을 설계하면, 채널 수용량의 향상을 통해 보다 높은 네트워크 처리량을 얻을 수 있다.
통신시스템의 전송단에서 신호를 송신할 때 QPSK(Quadrature Phase-Shift Keying) 변조 방법을 통해 신호를 전송하고, 특정 비율의 채널 코드를 적용 시켜서 신호를 전송하였을 때 목표 에러 성능을 만족 시킬 수 없을 경우 동일한 변조 심볼을 반복하여 전송함으로써 목표 에러 성능을 만족시킬 수 있다. 그러나 이와 같은 변조 방법을 통해 신호를 전송하는 경우 가산 잡음의 형태가 가우시안 분포를 가지는 채널을 형성하게 된다. 이와 같은 경우 채널 수용량이 감소할 수 있다.
도 2는 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM(Frequency and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 2를 참조하면, 실시 예의 변조 방법은 4-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 4-FSK(Frequency-Shift Keying) 변조를 조합하여 신호를 변조할 수 있다. 실시 예의 FQAM방법의 경우 주파수(Frequency), 위상(Phase) 및 진폭(Amplitude)를 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다. 보다 구체적으로 반송파의 주파수, 위상 및 진폭 중 적어도 하나를 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다. 실시 예에서는 4-QAM과 4-FSK 변조의 방법을 조합하였으나, 다른 비율(rate)의 변조 방법을 조합할 수 있다.
식별번호 210은 레벨(level)의 수가 4인 QAM을 나타내는 성상도이다. 이와 같은 4-QAM을 통해 신호를 전송하는 경우 FSK 심볼 하나당 4개의 다른 정보를 전송할 수 있는 특징이 있다.
식별번호 220은 레벨의 수가 4인 FSK를 나타내는 성상도이다. 이와 같은 4-FSK의 방법을 사용함으로써 각기 다른 주파수의 심볼을 활성화 시킴으로써 QAM 심볼 하나당 4개의 다른 정보를 전송할 수 있는 특징이 있다.
식별번호 210 및 220을 조합한 FQAM의 경우 각기 다른 16개의 전송 심볼 후보를 가질 수 있다.
실시 예의 FQAM을 이용하여 신호를 변조하여 전송하는 경우, 채널 상에서 가산 잡음의 분포가 비 가우시안 형태를 가질 수 있다. 이 경우 QAM을 통해 신호를 전송하는 것에 비해 채널 수용량이 늘어날 수 있다.
도 3은 본 명세서의 실시 예에 따른 FQAM 의 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 3을 참조하면 실시 예의 송신단은 M-ary 채널 인코더(310) 및 M-ary FQAM 모듈레이터(320)를 포함할 수 있다. 실시 예에서 전송할 정보 bits가 M-ary 채널 인코더(310)에 입력될 수 있다. 실시 예에서 M-ary 채널 인코더(310)는 상기 입력된 정보 bits를 M-ary 심볼의 형태로 인코딩 할 수 있다. 실시 예에서 M의 크기는 가변적일 수 있으며 설계에 따라 달라질 수 있다.
M-ary FQAM 모듈레이터(320)은 인코딩된 M-ary 심볼을 M-ary FQAM 심볼로 변조할 수 있다. 실시 예에서 M-ary 모듈레이터(320)는 전송되는 신호의 주파수, 위상 및 진폭을 기반으로 신호를 포함할 수 있으며, M은 실시 예에 따라 가변적으로 결정될 수 있으며, QAM과 FSK의 레벨도 각각 가변적으로 결정될 수 있다.
M-ary FQAM 모듈레이터(320)에서 변조된 신호는 채널(330)을 거쳐 수신부로 전달 될 수 있다.
실시 예의 수신부는 경판단 디코딩 메트릭 생성기(Soft Decision Decoding Metric Generator)(340) 및 M-ary 채널 디코더(350)를 포함할 수 있다.
실시 예의 경판단 디코딩 메트릭 생성기(350)는 비 가우시안 디코더일 수 있으며, 수신된 신호를 기반으로 경판단을 통해 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 실시 예의 경판단 디코딩 메트릭 생성기(350)는 비이진 복호 메트릭을 생성할 수 있다.
실시 예의 경판단 디코딩 메트릭 생성기(350)에서 생성된 디코딩 메트릭은 M-ary 채널 디코더(350)에서 디코딩을 수행할 수 있으며, 디코딩 된 bits 가 수신단의 제어부로 전달 될 수 있다.
이와 같은 송수신단을 통해 가산 잡음의 형태가 비 가우시안의 분포를 가지도록 신호를 송수신 할 수 있다.
도 4는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법에 따른 PAPR 분포를 나타내는 도면이다.
도 4를 참조하면 식별번호 410 및 412의 경우 OFDMA(Orthogonal Frequency-Division Multiple Access) 시스템 및 SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 시스템 상에서 각 변조 방법 별 PAPR을 나타낸 도면이다.
식별번호 412 및 422는 OFDMA 시스템에서 4-QAM을 통해 신호를 전송할 때 PAPR을 나타낸다.
또한 식별번호 416 및 424는 SC-FDMA 시스템에서 4-QAM을 통해 신호를 전송할 때 PAPR을 나타낸다.
식별번호 418은 SC-FDMA 시스템에서 4-FSK 및 8-PSK를 조합한 방법을 이용하여 신호를 전송하는 경우의 PAPR을 나타낸다.
또한 식별번호 426은 SC-FDMA시스템에서 8-FSK 및 4-QAM을 조합한 32-FQAM을 이용하여 신호를 전송하는 경우의 PAPR을 나타낸다.
이와 같이 실시 예의 FQAM의 경우 SC-FDMA에서 PAPR이 QAM에 비해 크게 나타나는 것을 확인할 수 있다.
실시 예에서 FQAM의 경우, 심볼을 구성하는 다수의 부 반송파 중 일부만 활성화 되므로 간섭신호의 통계적인 분포를 비가우시안하게 만드는 특성을 갖는다. 이는 FSK 변조방식과 유사하다. 그러나, FQAM은 활성화 되는 부 반송파에 QAM심볼을 전송함으로써 FSK방식보다 spectral efficiency를 크게 개선한다. 이와 같은 FQAM 을 간섭신호가 매우 강한 셀 외곽 사용자 들에게 적용하게 되면 비가우시안 간섭 채널을 형성하게 되므로 종래의 QAM 심볼을 반복 전송하여 가우시안 간섭채널을 형성하던 시스템 대비 네트워크 처리량을 매우 크게 개선할 수 있다.
한편, 셀룰러 무선 통신 네트워크에는 기지국이 단말에게 정보를 전달하는 하향 링크와 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크가 존재한다. 이 중 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크의 경우 단말의 배터리 소모를 최소화 해야 하므로 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 문제가 중요하게 다루어 진다. 따라서, 3GPP LTE와 같은 셀룰러 이동 통신 표준에서는 PAPR 감소를 위하여 상향링크에서는 SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 적용한다.
그런데, 상기 기술한 FQAM 방식은 OFDMA 시스템에 적용할 경우 QAM 과 유사한 PAPR을 갖지만 SC-FDMA 방식에 적용할 경우 QAM의 경우보다 매우 큰 PAPR 을 갖게 된다. 이는 FQAM 방식이 심볼을 구성하는 다수의 부반송파(subcarrier) 중 일부만을 활성화 시키는 방식을 사용하기 때문이다.
만일, SC-FDMA system에 QAM 대신 FQAM을 적용하게 되면 비 가우시안 간섭 채널이 형성되지만 PAPR 문제 때문에 QAM 대비 송신 power를 감소시켜야 하므로 전체 네트워크 처리량 개선 효과가 크게 감소할 수 있다. 따라서, 비 가우시안 간섭 채널을 형성 시킬 수 있으면서도 SC-FDMA system에서 PAPR 문제를 발생시키지 않는 변조 방법이 필요하다.
도 5는 본 명세서의 실시 예에 따른 시퀀스 변조(Sequence Modulation) 방법 및 복호 방법을 나타내는 도면이다.
도 5를 참조하면 실시 예에서 수신신호(510)의 각 성분을 코릴레이터(520)를 통해 연산을 하면 출력신호(530)이 나올 수 있다.
실시 예에서 수신신호(510)는 송신기에서 각 전송되기 위한 입력 비트(Input Bit)를 각각 특정 시퀀스에 매핑시킨 결과를 포함한다. 실시 예에서 입력 비트는 총 2비트의 길이를 가지며, 이는 각각 길이 4인 왈시 시퀀스(Walsh sequence)에 매핑될 수 있다. 실시 예에 따라 입력 비트의 길이와 왈시 시퀀스의 길이는 각각 시스템에 따라 가변적으로 변할 수 있다. 또한 왈시 시퀀스 이외에도 각각의 시퀀스를 구별할 수 있거나, 시퀀스 내의 각 성분이 서로 직교(orthogonal)하거나, 각 시퀀스 간의 코릴레이션(correlation)이 0을 만족할 수 있는 다른 시퀀스 셋을 사용할 수도 있다. 또한, 실시 예에 따라 시퀀스 내의 각 성분이 서로 직교하지 아니 하더라도 각 시퀀스 간의 코릴레이션(correlation)이 0에 근접한 값을 만족할 수 있는 다른 시퀀스 셋을 사용할 수도 있다.
실시 예의 전송부의 변조기에서 입력 비트들을 각각 직교하는 시퀀스 집합에 속하는 시퀀스로 매핑하여 전송할 수 있으며, 도 5의 실시 예에서 입력 비트가 "00"일 경우 case 1, "01"일 경우 case 2, "10"일 경우에 case 3, "11"일 경우 case 4에 매핑될 수 있다. 이와 같은 매핑 관계는 실시 예에 따라 달라질 수 있으며, 송신단과 수신단에 함께 설정된 정보를 통해 결정 될 수 있으며 이는 전송되는 신호의 종류 및 타이밍에 따라 가변적으로 결정될 수도 있다.
또한 실시 예의 코릴레이터(520)은 상기 수신신호의 성분을 기반으로 출력 신호(530)를 계산할 수 있다. 코릴레이터(520)의 계산 식은 변조기에서 사용하는 시퀀스의 종류 및 길이에 따라 각각 달라질 수 있다.
실시 예에서 수신기의 제어부는 출력신호(530)을 기반으로 기존에 매핑된 입력 비트를 판단할 수 있다. 이와 같은 매핑 관계는 송신기 및 수신기 사이에 기 설정되거나 송신기 또는 수신기에서 전송하는 특정 신호에 의해서 설정될 수 있다.
이와 같은 방법을 통해 특정 시퀀스를 이용해 입력 비트에 포함된 정보를 송신기에서 수신기로 변조하여 전달할 수 있다.
도 6는 본 명세서의 실시 예에 따른 SQAM(Sequence and Quadrature-Amplitude Modulation) 방법을 나타내는 도면이다.
도 6을 참조하면, 실시 예의 SQAM은 4-QAM과 4-WSM(Walsh Sequence Modulaion)을 조합하여 신호를 변조할 수 있다. 실시 예의 SQAM 방법의 경우 시퀀스의 종류, 신호의 위상 및 신호의 진폭을 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다. 보다 구체적으로 선택된 시퀀스, 반송파의 위상 및 반송파의 진폭 중 적어도 하나를 기반으로 신호에 포함된 정보를 나타낼 수 있다.
실시 예에서는 4-QAM과 4-WSM 방법을 조합하였으나, 다른 비율의 변조 방법도 적용될 수 있음이 자명하다.
식별번호 610은 레벨(level)의 수가 4인 QAM을 나타내는 성상도이다. 이와 같은 4-QAM을 통해 신호를 전송하는 경우 WSM 심볼 하나당 각각 4개의 다른 정보를 전송할 수 있는 특징이 있다.
식별번호 620은 레벨 수가 4인 WSM을 나타내는 성상도이다. 선택된 시퀀스에 따라 각 주파수 대역의 부반송파의 위상이 달라질 수 있다.
식별번호 610 및 620을 조합한 SQAM의 경우 각기 다른 16개의 전송 심볼 후보를 갖는다는 특징이 있다.
식별번호 630은 본 명세서의 실시 예에 따른 16-SQAM의 성상도를 나타낸다. 실시 예에서 Sk는 4-QAM 심볼 후보들 중 하나를 나타낸다.
이와 같이 QAM과 WSM의 조합을 통해 SQAM으로 전송 데이터를 변조할 수 있다. SQAM으로 변조된 신호의 경우 QAM과 유사하게 모든 부반송파(Subcarrier)가 활성화(Activation)되므로 SC-FDMA 시스템에서 SQAM을 사용하는 경우에도 PAPR이 증가하는 문제가 FQAM을 사용하는 경우보다 적게 발생할 수 있다. 이와 같이 SQAM을 이용하여 전송 데이터를 변조하는 경우, 가산 잡음의 분포를 비 가우시안으로 가져갈 수 있으며, SC-FDMA 시스템에 적용하는 경우에도 PAPR이 커지는 문제가 발생하지 않는 효과가 있다.
도 7은 본 명세서의 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 7을 참조하면, 실시 예의 송신기는 채널 인코더(702), SQAM 모듈레이터(704), 스크램블러(706), 직렬-병렬(Serial to Parallel) 변환부(708), 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)부(710), 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)부(712) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가부(714) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 실시 예의 각 구성 요소는 필수적인 구성요소로만 이루어지지 않으며, 실시 형태에 따라 각 구성 요소 중 일부가 생략될 수 있다.
실시 예의 채널 인코더(702)는 바이너리(Binary) 코드를 사용하거나 M-ary 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩 할 수 있다.
실시 예의 SQAM 모듈레이터(704)는 인코딩된 정보 비트를 SQAM을 사용하여 변조 할 수 있다. 사용되는 SQAM의 레벨은 실시 예에 따라 다르게 결정될 수 있으며, 또한 레벨은 채널 상태에 따라 가변적으로 결정될 수 있다.
실시 예의 스크램블러(706)는 변조된 신호를 스크램블링 할 수 있으며, 실시 예에서는 변조된 신호를 서브캐리어 단위로 스크램블링 할 수 있다. 보다 구체적으로 스크램블링 하는 방법은 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용할 수 있다. 또한 실시 예에서 스크램블링 시퀀스를 선택하는 방법은 전송되는 신호에 따라 다양하게 결정될 수 있으나, 동일한 송신기 및 수신기에서 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하다.
또한 실시 예에서 스크램블링 된 신호를 직렬-병렬 변환부(708)에서 변환을 수행하고, DFT부(710)에서 이산 푸리에 변환을 수행하며, IFFT부(712)에서 역 고속 푸리에 변환을 수행하며, CP 추가부(714)에서 CP를 추가하여 채널(720)을 통해 수신기에 전송할 수 있다.
실시 예의 수신기는 동기화 및 CP제거부(752), FFT부(754), IDFT부(756), 병렬-직렬 변환부(758), 디스크램블러(760), 코릴레이터(762), LLR(Log Likelihood Ratio, 로그 우도비)계산부(764) 및 채널디코더(766) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
동기화 및 CP제거부(752)는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거할 수 있다. FFT부(754)에서는 CP가 제거된 신호에 고속 푸리에 변환을 수행할 수 있다. IDFT부(756)에서는 변환된 신호에 역 이산 푸리에 변환을 수행할 수 있다. 병렬-직렬 변환부(758)은 변환된 신호를 병렬에서 직렬로 변환할 수 있다.
실시 예에 디스크램블러(760)는 스크램블러(706)가 사용하는 시퀀스와 대응되는 시퀀스를 이용하여 변환된 신호를 디스크램블링을 수행할 수 있다. 디스크램블링은 바람직하게 스크램블러와(706)와 대응되게 서브 캐리어 단위로 수행될 수 있다.
실시 예에 코릴레이터(762)는 SQAM 모듈레이터(704)에서 사용한 시퀀스의 정보를 추출하여 전송된 신호에 포함된 정보를 추출할 수 있다. 코릴레이터(762)는 SQAM 모듈레이터(704)가 사용한 시퀀스 정보 및 매핑 정보를 알 수 있으며, 수신된 신호 또는 변환된 신호를 기반으로 SQAM 모듈레이터(704)에서 사용한 시퀀스 정보를 추출할 수 있다.
실시 예의 LLR (Log-Likelihood Ratio) 계산부(764)는 수신된 신호 또는 변환된 신호로부터 LLR을 계산할 수 있다.
또한 실시 예의 채널 디코더(766)은 계산된 LLR 값과 수신된 신호 정보 중 적어도 하나를 기반으로 심볼을 추정할 수 있다.
보다 구체적으로 채널 디코더(766)는 계산된 LLR 값을 기반으로 정보 비트(information bit) 및 심볼(symbol) 중 적어도 하나를 추정(estimation)할 수 있다. 채널 디코더 중 하나인 이진 디코더는(binary decoder)는 하기 <수학식 1>과 같이 LLR을 계산한다.
Figure 112014019724091-pat00001
상기 <수학식 1>에서, 상기
Figure 112014019724091-pat00002
은 이진 복호화에 대응하는 k번째 심볼의 λ번째 비트의 LLR, 상기
Figure 112014019724091-pat00003
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기
Figure 112014019724091-pat00004
는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호, 상기
Figure 112014019724091-pat00005
는 λ번째 비트가 0인 후보 심볼들의 집합, 상기
Figure 112014019724091-pat00006
는 λ번째 비트가 1인 후보 심볼들의 집합, 상기
Figure 112014019724091-pat00007
는 k번째 수신 심볼에 대한 PDF (Probability Density Function), 상기
Figure 112014019724091-pat00008
는 k번째 송신 심볼을 의미한다. 상기
Figure 112014019724091-pat00009
는 송신 가능한 심볼 후보를 나타내는 더미 변수(Dummy Variable)이다.
16-QAM의 경우, 상기
Figure 112014019724091-pat00010
는 전체 16개 심볼들 중 8개, 상기
Figure 112014019724091-pat00011
는 나머지 8개를 포함한다.
반면, 비-이진 복호화기(Non-Binary Decoder)는 하기 <수학식 2>와 같이 LLR을 계산한 후, 그 결과를 입력(Input)으로 사용한다.
Figure 112014019724091-pat00012
상기 <수학식 2>에서, 상기
Figure 112014019724091-pat00013
는 k번째 심볼에 대한 심볼 LLR,
Figure 112014019724091-pat00014
는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호, 상기
Figure 112014019724091-pat00015
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기
Figure 112014019724091-pat00016
은 l번째 후보 심볼에 대응하는 LLR, 상기
Figure 112014019724091-pat00017
는 k번째 수신 심볼의 PDF, 상기
Figure 112014019724091-pat00018
는 k번째 송신 심볼, 상기
Figure 112014019724091-pat00019
은 l번째 후보 심볼을 의미한다.
상기 <수학식 2>를 통해 알 수 있듯이, 채널 복호화에 필요한 LLR을 계산하기 위해서는 확률 밀도 함수(Probability Density Function, PDF)의 계산이 필요하다.
기존의 비가우시안 복호 메트릭 생성방법 중에 대표적인 방법으로, CGG(Complex Generalized Gaussian)복호 메트릭 생성방식이 존재한다. 상기 CGG 복호 메트릭 생성방식은 간섭 신호 또는 잡음이 CGG 분포를 따른다고 가정하고, LLR 또는 PDF를 계산하여 계산된 결과를 채널 복호화기의 입력으로 제공한다. 상기 CGG 복호 메트릭 생성방식은 가우시안 복호 메트릭 생성방식을 포함하므로, 본 발명에서는 상기 CGG 복호 메트릭 생성방식에 대해서만 설명한다. CGG 분포의 PDF는 하기 <수학식 3>과 같다.
Figure 112014019724091-pat00020
상기 <수학식 3>에서, 상기
Figure 112014019724091-pat00021
는 잡음의 PDF, 상기
Figure 112014019724091-pat00022
는 잡음을 나타내는 변수, 상기
Figure 112014019724091-pat00023
는 모양 파라미터(Shape Parameter)로서 비가우시안의 정도를 표현하는 변수, 상기
Figure 112014019724091-pat00024
는 스케일 파라미터(Scale Parameter)로서 분산(Variance)을 표현하는 변수, 상기
Figure 112014019724091-pat00025
는 감마 함수(Gamma Function)로서,
Figure 112014019724091-pat00026
로 정의된다.
상기 <수학식 3>에서, CGG 분포의 PDF는, 상기 α가 2이면 가우시안(Gaussian) 분포에 따르고, 상기 α가 2보다 작으면 헤비 테일(Heavy-Tail)을 가지는 수퍼 가우시안(Super Gaussian) 분포에 따르고, 상기 α가 2보다 크면 라이트 테일(Light-Tail)을 가지는 서브 가우시안(Sub Gaussian) 분포에 따르게 된다. 즉, 상기 α가 2인 경우, 상기 CGG 복호 방식은 가우시안 복호 방식과 동일하다.
대부분의 간섭 신호 및 잡음들은 상기 α 값이 0 내지 2에 속하는 수퍼 가우시안 또는 가우시안으로 모델링 될 수 있다. 스케일 파라미터(Scale Parameter)라 불리는 상기 β는 가우시안 PDF의 분산과 같은 역할을 수행한다. 대부분의 비-가우시안 복호 방식에 사용되는 PDF들은 CGG 분포의 α 및 β와 같은 모양 파라미터 및 스케일 파라미터를 포함한다.
일 예에 따라, QAM을 CGG 복호하기 위해서, 하기 <수학식 4>와 같은 PDF 식의 계산이 필요하다.
Figure 112014019724091-pat00027
상기 <수학식 4>에서, 상기
Figure 112014019724091-pat00028
는 송신 심볼의 PDF,
Figure 112014019724091-pat00029
는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호, 상기
Figure 112014019724091-pat00030
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수, 상기
Figure 112014019724091-pat00031
는 k번째 송신 심볼, 상기
Figure 112014019724091-pat00032
는 모양 파라미터, 상기
Figure 112014019724091-pat00033
는 스케일 파라미터, 상기
Figure 112014019724091-pat00034
는 감마 함수(Gamma Function)로서,
Figure 112014019724091-pat00035
로 정의될 수 있다.
SQAM의 경우, 상기 QAM과 달리, 수신기에 후보 시퀀스에 대한 코릴레이터가 존재하고 하나의 심볼에 대한 다수의 코릴레이터 출력이 존재하므로, 상기 QAM에 대하여 제안된 LLR 산출 방식을 상기 SQAM에 확장하는 것은 적절하지 아니하다. 따라서, 하기 <수학식 5> 및 하기 <수학식 6>과 같이 SQAM을 위한 가우시안 또는 비-가우시안 심볼에 대한 PDF를 이용하여 LLR을 산출한다.
Figure 112014019724091-pat00036
상기 <수학식 5>에서, 상기
Figure 112014019724091-pat00037
는 수신 심볼에 대한 코릴레이터 출력의 공통(joint) PDF,
Figure 112014019724091-pat00038
는 k번째 송신 심볼에 대응하는 코릴레이터 출력 벡터, 상기
Figure 112014019724091-pat00039
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기
Figure 112014019724091-pat00040
는 k번째 SQAM 블록에서 QAM 심볼이 실린 시퀀스(Sequence)의 인덱스, 상기
Figure 112014019724091-pat00041
는 k번째 송신 심볼의 QAM 심볼, 상기
Figure 112014019724091-pat00042
는 SQAM 변조 방식에 포함된 후보 시퀀스의 개수, 상기
Figure 112014019724091-pat00043
는 l번째 코릴레이터 출력에 대한PDF,
Figure 112014019724091-pat00044
는 k번째 송신 심볼에 대응하는 수신 신호에 대한 l번째 코릴레이터 출력을 의미한다.
Figure 112014019724091-pat00045
상기 <수학식 6>에서, 상기
Figure 112014019724091-pat00046
는 k번째 송신심볼에 대응하는 수신신호에 대한 l번째 코릴레이터 출력의 PDF,
Figure 112014019724091-pat00047
는 k번째 송신심볼에 대응하는 수신신호에 대한 l번째 코릴레이터 출력, 상기
Figure 112014019724091-pat00048
는 k번째 송신 심볼에 대한 채널 계수의 추정, 상기
Figure 112014019724091-pat00049
는 k번째 SQAM 심볼에서 QAM 심볼이 실린 시퀀스(Sequence)의 인덱스, 상기
Figure 112014019724091-pat00050
는 k번째 송신 심볼의 QAM 심볼, 상기
Figure 112014019724091-pat00051
는 모양 파라미터, 상기
Figure 112014019724091-pat00052
는 스케일 파라미터, 상기
Figure 112014019724091-pat00053
는 감마 함수(Gamma Function), 상기
Figure 112014019724091-pat00054
는 델타 함수(Delta Function)를 의미한다. 상기 감마 함수는
Figure 112014019724091-pat00055
로 정의되고, 상기 델타 함수는 l 과 m[k]가 같으면 1, 아니면 0을 결과로 제공한다.
이하, 간섭 신호의 비가우시안화 특성을 나타내는 파라미터인 α를 추정하는 과정을 설명한다. 구체적으로, α는 비 가우시안 특성을 가지는 간섭신호의 분포와 가우시안 분포의 차이를 의미한다. 이상에서 설명한 바와 같이 간섭 신호의 분포는 CGG 분포와 유사한 특성을 가지므로, CGG PDF의 모양 파라미터인 α가 비 가우시안 특성의 척도로서 사용될 수 있다.
단말은 수신기를 통해 기지국으로부터 채널 추정을 위한 신호를 수신하고, 수신기로부터의 FFT 출력에서 각 SQAM 심볼을 구성하는 MF개의 서브캐리어에 대한 수신 신호 및 추정된 채널 계수들을 모은다. 한 개의 SQAM 심볼을 이루는 각 서브캐리어에 대한 수신 신호에 대한 코릴레이터 출력은 다음 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014019724091-pat00056
여기서,
Figure 112014019724091-pat00057
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 l번째 코릴레이터 출력을 의미한다.
다음으로, 단말은 <수학식 7>을 기초로 수신 신호의 경판정(hard decision)을 수행하여 다음 <수학식 8>과 같이 송신 SQAM 심볼을 추정한다.
Figure 112014019724091-pat00058
여기서,
Figure 112014019724091-pat00059
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 sequence 인덱스,
Figure 112014019724091-pat00060
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 QAM 송신 심볼, C는 가능한 SQAM 심볼들의 집합이고, C의 원소인 각 SQAM 심볼들의 sequence 인덱스인
Figure 112014019724091-pat00061
와 해당 sequence를 이용하여 전송되는 QAM 심볼
Figure 112014019724091-pat00062
로 표현된다.
이후 <수학식 8>의 경판정 결과를 이용하여 다음의 <수학식 9>와 같이 간섭 신호가 추정된다.
Figure 112014019724091-pat00063
여기서,
Figure 112014019724091-pat00064
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 MF개의 코릴레이터 출력 중 l번째 코릴레이터 출력,
Figure 112014019724091-pat00065
는 k번째 SQAM 수신 심볼을 구성하는 MF개의 서브캐리어에 대한 채널 계수 (channel coefficient) 추정값의 평균,
Figure 112014019724091-pat00066
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 QAM 송신 심볼,
Figure 112014019724091-pat00067
는 k번째 SQAM 수신 심볼에 대한 경판정을 수행하여 추정된 SQAM의 송신 시퀀스 인덱스, 그리고
Figure 112014019724091-pat00068
는 델타 함수이다.
마지막으로, 간섭 신호의 비가우시안 특성을 나타내는 α는 다음 <수학식 10>에 의해 추정된다.
Figure 112014019724091-pat00069
여기서,
Figure 112014019724091-pat00070
는 α 추정을 위하여 사용되는 수신 SQAM 심볼 수를 의미할 수 있으나 상기 Ns를 수신 신호의 심볼 수라고만 국한되어 해석될 필요는 없으며, 예를 들어 수신 신호의 심볼 수를 기초로 결정된 파라미터로서 1 보다 크고 수신 신호의 심볼 수보다 작은 값을 가지는 파라미터로 정의될 수도 있을 것이다.
한편, CGG pdf의 스케일 파라미터인 β의 값은 추정된 α의 값으로부터 다음의 <수학식 11>과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112014019724091-pat00071
또한 실시 예에서 각 요소에서 수행되는 동작은 제어부의 제어에 따라 수행될 수 있으며, 송신기는 신호 송신을 위한 송신부, 수신기는 신호 수신을 위한 수신부를 포함할 수 있다.
도 8은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 송수신단의 요소들을 나타내는 도면이다.
도 8을 참조하면, 실시 예의 송신기는 M-ary 채널 인코더(802), M-ary SQAM 모듈레이터(804), 심볼 인터리버(806), 스크램블러(808), 자원 매핑기(810), 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)부(812), 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)부(814) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가부(816) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 실시 예의 각 구성 요소는 필수적인 구성요소로만 이루어지지 않으며, 실시 형태에 따라 각 구성 요소 중 일부가 생략될 수 있다.
실시 예의 M-ary 채널 인코더(802)는 M-ary 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩 할 수 있다. 실시 예의 SQAM은 코릴레이터의 출력 관점에서는 FQAM과 유사한 분포를 가질 수 있으므로 M-ary 코드로 채널 인코딩을 할 수 있다. 실시 예에 따라 M은 가변적으로 선택될 수 있다.
실시 예의 M-ary SQAM 모듈레이터(804)는 인코딩된 정보 비트를 SQAM을 사용하여 변조 할 수 있다. 사용되는 SQAM의 레벨은 실시 예에 따라 다르게 결정될 수 있으며, 또한 레벨은 채널 상태에 따라 가변적으로 결정될 수 있다.
실시 예의 심볼 인터리버(806)는 모듈레이션 된 SQAM 심볼 사이에 채널 코릴레이션(channel correlation)을 줄이기 위해 심볼 인터리빙을 수행할 수 있으며, 보다 구체적으로 SQAM 심볼 단위의 심볼 인터리빙을 수행할 수 있다.
실시 예의 스크램블러(808)는 변조된 신호를 스크램블링 할 수 있으며, 실시 예에서는 변조된 신호를 서브캐리어 단위로 스크램블링 할 수 있다. 보다 구체적으로 스크램블링 하는 방법은 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용할 수 있다. 또한 실시 예에서 스크램블링 시퀀스를 선택하는 방법은 전송되는 신호에 따라 다양하게 결정될 수 있으나, 동일한 송신기 및 수신기에서 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하다.
실시 예의 자원 매핑기(810)는 SQAM 심볼을 구성하는 서브캐리어 간에 페이딩 효과(fading effect)가 대응될 수 있도록 서브 캐리어 자원을 매핑할 수 있다. 보다 구체적으로 상기 대응되는 페이딩 효과는 각 부 반송파들이 서로 유사한 페이딩 효과를 경험하도록 하는 것을 포함하며, 이와 같이 송신기는 각 부 반송파들이 서로 유사한 페이딩 효과를 경험하도록 상기 서브 캐리어 자원을 매핑할 수 있다. 실시 예에서 자원 매핑은 시간 주파수 상에서 특정 자원 영역을 매핑 시킬 수 있으며 길이가 4인 경우 식별번호 872 또는 식별번호 874와 같이 자원을 매핑 시킬 수 있다. 실시 예의 자원의 길이는 M과 대응될 수 있다.
또한 실시 예에서 전송 자원에 매핑된 신호는, DFT부(812)에서 이산 푸리에 변환을 수행하며, IFFT부(814)에서 역 고속 푸리에 변환을 수행하며, CP 추가부(816)에서 CP를 추가하여 채널(820)을 통해 수신기에 전송할 수 있다.
실시 예의 수신기는 동기화 및 CP제거부(852), FFT부(854), IDFT부(856), 자원 디매핑기(858), 디스크램블러(860), 심볼 디인터리버 (861), 코릴레이터(862), LLR(Log Likelihood Ratio, 로그 우도비)계산부(864) 및 M-ary 채널디코더(866) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
동기화 및 CP제거부(852)는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거할 수 있다. FFT부(854)에서는 CP가 제거된 신호에 고속 푸리에 변환을 수행할 수 있다. IDFT부(856)에서는 변환된 신호에 역 이산 푸리에 변환을 수행할 수 있다. 병렬-직렬 변환부(858)은 변환된 신호를 병렬에서 직렬로 변환할 수 있다.
실시 예의 자원 디매핑(de-mapping)기(858)는 자원 매핑기(810)와 대응되게 할당된 자원에서 심볼을 디매핑 할 수 있다.
실시 예에 디스크램블러(860)는 스크램블러(808)가 사용하는 시퀀스와 대응되는 시퀀스를 이용하여 디매핑된 신호를 기반으로 디스크램블링을 수행할 수 있다. 디스크램블링은 바람직하게 스크램블러와(808)와 대응되게 서브 캐리어 단위로 수행될 수 있다.
실시 예에 심볼 디인터리버(861)는 심볼 인터리버(806)와 대응되게 SQAM 심볼 단위의 심볼 디인터리빙을 수행할 수 있다.
실시 예에 코릴레이터(862)는 SQAM 모듈레이터(804)에서 사용한 시퀀스의 정보를 추출하여 전송된 신호에 포함된 정보를 추출할 수 있다. 코릴레이터(862)는 SQAM 모듈레이터(804)가 사용한 시퀀스 정보 및 매핑 정보를 알 수 있으며, 수신된 신호 또는 변환된 신호를 기반으로 SQAM 모듈레이터(804)에서 사용한 시퀀스 정보를 추출할 수 있다.
실시 예의 LLR 계산부(864)는 수신된 신호 또는 변환된 신호로부터 LLR을 계산할 수 있다.
또한 실시 예의 채널 디코더(866)은 계산된 LLR 값과 수신된 신호 정보 중 적어도 하나를 기반으로 심볼을 추정할 수 있다.
보다 구체적으로 채널 디코더(866)는 계산된 LLR 값을 기반으로 정보 비트(information bit) 및 심볼(symbol) 중 적어도 하나를 추정(estimation)할 수 있다.
도 9는 본 명세서의 실시 예에 따른 전송 서브 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 9를 참조하면, 실시 예의 서브프레임은 시간 영역에 따라 슬롯(slot) 0(912) 및 슬롯 1(914)를 포함할 수 있다. 또한 주파수 영역에 따라 QAM 대역(920) 및 SQAM 대역(930)을 포함할 수 있다. 실시 예의 QAM 대역(920)은 N1개의 RB(Resource Block)를 포함할 수 있으며, SQAM 대역(930)은 N2개의 RB를 포함할 수 있다. 실시 예에서 N1및 N2은 실시 예에 따라 다르게 선택될 수 있으며, 채널 상태에 따라 가변적으로 선택될 수 있다.
실시 예에서 QAM 대역(920)에서 전송되는 신호는 QAM으로 변조될 수 있으며, SQAM 대역(930)에서 전송되는 신호는 SQAM으로 변조될 수 있다.
도 10은 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 10을 참조하면, 실시 예에서 단말(1002) 및 기지국(1004)은 신호를 송수신 할 수 있다. 실시 예의 신호 송수신에서 사용되는 변조 방법은 다양하게 결정될 수 있으나 상향 링크에서 SQAM 방법을 사용하는 것을 기준으로 설명하도록 한다.
단계 1010에서 기지국(1004)는 단말(1002)에 채널 상태 정보를 요청하는 메시지를 전송할 수 있다. 도면에 미도시 되지만 기지국(1004)은 단말(1002)에 채널 상태 측정을 위한 기준 신호를 추가로 전송할 수 있다. 실시 예에서 상기 채널 상태 정보는 단말이 수신한 신호의 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio) 및 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역의 비 가우시안 정도(Non-Gaussianity)를 포함할 수 있다. 실시 예에서 상기 비 가우시안 정도는 CGG PDF에서의 α값 또는 해당 대역에서 가산 잡음의 형태가 가우시안 분포에서 얼마나 벗어나는지를 판단할 수 있는 수치를 포함할 수 있다. 실시 예에서 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역은 단말(1002) 및 기지국(1004) 사이에 설정 되거나 통신 상황에 따라 변경될 수 있다.
단계 1015에서 단말(1002)은 기지국(1004)에 상기 요청된 정보를 포함하는 신호를 전송할 수 있다.
단계 1020에서 기지국(1004)는 상기 수신한 정보를 기반으로, SQAM의 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨은 SQAM 변조를 위한 시퀀스의 길이, QAM 레벨 및 코드레이트 (Code-Rate) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 실시 예에서 기지국(1004)는 채널 상태를 기반으로 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다.
실시 예에서 채널 상태 정보는 SINR 및 비 가우시안 정도 정도 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 1025에서 기지국(1004)은 상기 결정된 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호를 단말(1002)에 전송할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호는 1개 이상의 기준신호를 함께 포함할 수도 있다.
단계 1030에서 단말(1002)은 상기 수신한 MCS 레벨 정보를 기반으로, SQAM 모듈레이션을 수행한 신호를 기지국(1004)에 전송할 수 있다.
단계 1035에서 기지국(1004)는 단계 1020에서 결정된 MCS레벨을 기반으로 상기 수신된 신호를 디모듈레이션 할 수 있다.
도 11은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법을 나타내는 도면이다.
도 11을 참조하면 단계 1110에서 단말(1102)은 기지국(1104)에 채널 상태 정보를 포함하는 메시지를 전송할 수 있다. 도면에 미도시 되지만 기지국(1104)은 이전 단계에서 단말(1102)에 채널 상태 측정을 위한 기준 신호를 추가로 전송할 수 있다. 또한 단말(1102)은 상기 기준신호를 기반으로 채널 상태를 측정할 수 있다. 실시 예에서 상기 채널 상태 정보는 단말이 수신한 신호의 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio) 및 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역의 비 가우시안 정도(Non-Gaussianity)를 포함할 수 있다. 실시 예에서 상기 비 가우시안 정도는 CGG PDF에서의 α값 또는 해당 대역에서 가산 잡음의 형태가 가우시안 분포에서 얼마나 벗어나는지를 판단할 수 있는 수치를 포함할 수 있다. 실시 예에서 SQAM을 사용하여 신호를 전송하는 대역은 단말(1102) 및 기지국(1104) 사이에 설정 되거나 통신 상황에 따라 변경될 수 있다.
단계 1115에서 기지국(1104)은 상기 수신한 정보를 기반으로 단말(1102)과 기지국(1104) 사이에 채널 정보를 추정할 수 있다.
단계 1120에서 기지국(1104)는 상기 추정한 채널 정보를 기반으로, SQAM의 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨은 SQAM 변조를 위한 시퀀스의 길이, 코드레이트 및 QAM 레벨 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 실시 예에서 기지국(1104)는 채널 상태를 기반으로 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에서 채널 상태 정보는 SINR 및 비 가우시안 정도 정도 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 1125에서 기지국(1104)은 상기 결정된 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호를 단말(1102)에 전송할 수 있다. 실시 예에서 MCS 레벨 정보를 포함하는 신호는 1개 이상의 기준신호를 함께 포함할 수도 있다.
단계 1130에서 단말(1102)은 상기 수신한 MCS 레벨 정보를 기반으로, SQAM 모듈레이션을 수행한 신호를 기지국(1104)에 전송할 수 있다.
단계 1135에서 기지국(1104)는 단계 1120에서 결정된 MCS레벨을 기반으로 상기 수신된 신호를 디모듈레이션 할 수 있다.
도 12는 본 명세서의 실시 예에 따른 변조 방법을 결정하는 방법을 나타내는 도면이다.
도 12를 참조하면, 실시 예에 따른 변조 방법을 결정하는 방법은 기지국 및 단말 중 적어도 한 곳에서 실시 될 수 있다. 설명의 편의를 위해 기지국에서 MCS 레벨을 결정하는 것으로 설명하나, 단말은 자신이 측정한 SINR을 기반으로 직접 MCS를 결정할 수도 있다.
단계 1205에서 기지국은 단말로부터 보고 받은 SINR 값과 문턱 값(Sth)를 비교할 수 있다. 실시 예의 문턱 값은 기 설정된 값에 따라 결정되거나, 통신 상황에 따라 가변적으로 결정될 수 있다. 보다 구체적으로 Sth값은 특정 레벨의 MCS를 사용하는 QAM에서 재전송(repetition) 수행 여부의 기준이 되는 값을 기반으로 결정이 될 수 있다.
실시 예에서 SINR 값이 Sth보다 클 경우 단계 1215에서 기지국은 QAM 시스템을 기반으로 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 보다 구체적으로 Sth 값이 3dB인 경우, SINR > 3dB 이면 QPSK, code rate=1/2을 적용하여 신호를 전송할 수 있다.
실시 예에서 SINR 값이 Sth보다 작거나 같을 경우 단계 1210에서 기지국은 SQAM 대역(band)의 특성 기반으로 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 실시 예에 따라 결정되는 SQAM의 MSC 레벨은 시퀀스의 길이, QAM의 레벨/오더 및 코드레이트 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 SQAM 대역에서 판단하는 특성 값은 비 기우시안 정도(non-Gaussianity)를 기반으로 판단할 수 있다. 또한 통신 시스템의 MCS 레벨의 경우 LLS (Link Level Simulation)를 통해 최적화를 실시 할 수 있다.
또한 실시 예에서 SQAM 대역의 채널 특성이 가우시안과 유사할수록 시퀀스의 길이를 증가시키고, QAM의 오더를 감소시킬 수 있다. 또한 SQAM 대역의 채널 특성이 비 가우시안과 가까울수록 시퀀스의 길이는 감소 시키고, QAM 오더를 증가시킬 수 있다. 채널의 특성 변화에 따라 기지국은 시퀀스의 길이 변화나 QAM 오더의 변화 중 하나만으로 SQAM의 MCS 레벨을 조절할 수 있다.
또한 실시 예에서 SINR 값이 클수록 시퀀스의 길이는 감소 시키고, QAM 오더를 증가시킬 수 있다. 또한 SINR 값이 작을수록 시퀀스의 길이를 증가시키고, QAM의 오더를 감소시킬 수 있다.
실시 예에서 기지국은 이와 같은 방법을 통해 QAM 또는 SQAM의 MCS 레벨을 결정할 수 있다.
도 13은 본 명세서의 다른 실시 예에 따른 PAPR의 분포를 나타내는 도면이다.
도 13을 참조하면, 식별번호 1312는 OFDMA 시스템에서 4-QAM을 이용한 경우 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 식별번호 1314는 SC-FDMA 시스템에서 4-QAM을 이용한 경우 PAPR 값의 변화를 나타낸다. 4-QAM을 사용할 경우 SC-FDMA의 경우 OFDMA보다 낮은 PAPR 분포를 가지는 것을 볼 수 있다.
식별번호 1316은 SC-FDMA 시스템에서 32-FQAM(4-FSK + 8-QAM)을 이용한 경우에 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 또한 식별번호 1318은 SC-FDMA 시스템에서 32-SQAM(4-WSM + 8-QAM)을 이용한 경우에 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 실시 예에서 32-SQAM의 경우 32-FQAM에 비해 SC-FDMA 시스템에서 PAPR 문제를 적게 발생시키는 것을 보여준다. 또한 실시 예에서 WSM와 QAM의 레벨을 각각 조절함으로써 보다 나은 PAPR 분포를 가질 수도 있다. 한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims (26)

  1. 이동 통신 시스템에서 송신기의 신호 전송 방법에 있어서,
    데이터 전송을 위한 변조 방식을 확인하는 단계;
    상기 확인된 변조 방식에 기반하여, 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 레벨을 확인하는 단계;
    상기 확인된 QAM 레벨 및 전송될 데이터에 기반하여, 반송파의 진폭과 위상을 확인하는 단계; 및
    상기 확인된 변조 방식이 제1 변조 방식이면, 채널 정보에 기반하여 시퀀스들의 길이를 확인하고, 상기 확인된 길이의 시퀀스들 중에서 상기 전송될 데이터에 따라 시퀀스를 선택하며, 상기 선택된 시퀀스, 상기 반송파의 진폭과 위상에 기반하여, 상기 전송될 데이터에 대응되는 변조된 심볼들을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 확인된 변조 방식이 제2 변조 방식이면,
    상기 확인된 반송파의 진폭과 위상에 기반하여, 상기 전송될 데이터를 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 변조 방식을 확인하는 단계는,
    수신기로부터, 채널 상태를 기반으로 결정된 변조 방식과 관련된 정보를 수신하는 단계; 및
    상기 수신한 변조 방식과 관련된 정보를 기반으로 상기 변조 방식을 확인하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 변조 방식과 관련된 정보를 수신하는 단계는,
    상기 수신기로부터, 채널의 신호 대 간섭 잡음비(Signal to Interference-plus-Noise Ratio, SINR)와 관련된 정보를 수신하는 단계를 포함하고,
    상기 변조 방식을 확인하는 단계는, 상기 SINR이 임계값 이상이면, 상기 변조 방식을 QAM으로 확인하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 변조된 심볼을 인터리빙 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    스크램블링된 부 반송파(subcarrier)를 생성하기 위해, 상기 변조된 심볼을 부 반송파 단위로 스크램블링 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 상기 스크램블링 하는 단계는,
    기 설정된 스크램블링 방식으로 상기 변조된 심볼을 스크램블링하는 단계를 포함하며,
    상기 기 설정된 스크램블링 방식은, 수신기에 대응하는 각 송신기에 동일하게 적용되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 스크램블링된 부 반송파의 페이딩(fading) 효과를 판단하는 단계; 및
    상기 페이딩 효과에 따라 각 부 반송파의 페이딩 효과가 대응되도록 상기 부 반송파의 전송 자원을 매핑하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 변조 레벨은,
    채널의 신호대 간섭 잡음비(Signal to Interference plus Noise Ratio, SINR)와 임계값의 크기 비교 결과를 기반으로 확인되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  10. 삭제
  11. 이동 통신 시스템에서 수신기의 신호 수신 방법에 있어서,
    송신기로부터 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신된 신호의 변조 방식을 확인하는 단계;
    상기 변조 방식 및 상기 수신된 신호를 변조하기 위하여 사용되는 시퀀스 세트와 관련된 상관자(correlator)에 기반하여, 상기 시퀀스 세트로부터 상기 수신된 신호에 대응되는 시퀀스를 확인하는 단계; 및
    상기 확인된 시퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응되는 로그 우도비(log likelihood ratio, LLR) 계산 결과에 기반하여, 상기 수신된 신호를 복조하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 수신된 신호에 적용된 인터리빙 방법을 확인하는 단계; 및
    상기 확인된 인터리빙 방법에 기반하여, 상기 수신된 신호를 디-인터리빙(deinterleaving)하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 수신된 신호에 적용된 부 반송파(subcarrier) 단위에 대한 스크램블링 방법을 확인하는 단계; 및
    상기 확인된 스크램블링 방법에 기반하여, 상기 수신된 신호를 상기 부 반송파 단위로 디스크램블링(descrambling)하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  14. 이동 통신 시스템에서 신호를 전송하는 송신기에 있어서,
    신호를 송수신하는 송수신부; 및
    상기 송수신부를 제어하며, 데이터 전송을 위한 변조 방식을 확인하고, 상기 확인된 변조 방식을 기반하여, 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)의 레벨을 확인하고, 상기 확인된 QAM 레벨 및 전송될 데이터에 기반하여, 반송파의 진폭과 위상을 확인하고, 상기 확인된 변조 방식이 제1 변조 방식이면, 채널 정보에 기반하여 시퀀스들의 길이를 확인하고, 상기 확인된 길이의 시퀀스들 중에서 상기 전송될 데이터에 따라 시퀀스를 선택하며, 상기 선택된 시퀀스, 상기 반송파의 진폭과 위상에 기반하여, 상기 전송될 데이터에 대응되는 변조된 심볼들을 생성하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 확인된 변조 방식이 제2 변조 방식이면,
    상기 확인된 반송파의 진폭과 위상에 기반하여, 상기 전송될 데이터를 변조하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 제어부는
    수신기로부터, 채널 상태를 기반으로 결정된 변조 방식과 관련된 정보를 수신하고, 상기 수신한 변조 방식과 관련된 정보를 기반으로 상기 변조 방식을 확인하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 수신기로부터, 채널의 신호 대 간섭 잡음비(Signal to Interference-plus-Noise Ratio, SINR)와 관련된 정보를 수신하는 것을 특징으로 하고,
    상기 변조 방식을 확인하는 단계는, 상기 SINR이 임계값 이상이면, 상기 변조 방식을 QAM으로 확인하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 변조된 심볼을 인터리빙 하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 제어부는
    스크램블링된 부 반송파(subcarrier)를 생성하기 위해 상기 변조된 심볼을 부 반송파 단위로 스크램블링 하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제어부는
    기 설정된 스크램블링 방식으로 상기 변조된 심볼을 스크램블링하고,
    상기 기 설정된 스크램블링 방식은
    수신기에 대응하는 각 송신기에 동일하게 적용되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 스크램블링 된 부 반송파의 페이딩(fading) 효과를 판단하고, 상기 페이딩 효과에 따라 각 부 반송파의 페이딩 효과가 대응되도록 상기 부 반송파의 전송 자원을 매핑하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  22. 제14항에 있어서,
    상기 제어부는
    채널의 신호대 간섭 잡음비(Signal to Interference plus Noise Ratio, SINR)와 임계값의 크기 비교 결과를 기반으로 상기 변조 레벨을 확인하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  23. 삭제
  24. 이동 통신 시스템에서 신호를 수신하는 수신기에 있어서,
    신호를 송수신하는 송수신부; 및
    상기 송수신부를 제어하고, 상기 수신된 신호의 변조 방식을 확인하고, 상기 변조 방식 및 상기 수신된 신호를 변조하기 위하여 사용되는 시퀀스 세트와 관련된 상관자(correlator) 에 기반하여, 상기 시퀀스 세트로부터 상기 수신된 신호에 대응되는 시퀀스를 확인하고, 상기 확인된 시퀀스 및 상기 수신된 신호에 대응되는 로그 우도비(log likelihood ratio, LLR) 계산 결과에 기반하여, 상기 수신된 신호를 복조하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 수신된 신호에 적용된 인터리빙 방법을 확인하고, 상기 확인된 인터리빙 방법에 기반하여, 상기 수신된 신호를 디-인터리빙(deinterleaving)하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 수신된 신호에 적용된 부 반송파(subcarrier) 단위에 대한 스크램블링 방법을 확인하고, 상기 확인된 스크램블링 방법에 기반하여, 상기 수신된 신호를 상기 부 반송파 단위로 디스크램블링(descrambling)하는 것을 특징으로 하는 수신기.
KR1020140023620A 2014-02-27 2014-02-27 이동 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 방법 및 장치 KR102171502B1 (ko)

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