WO2018034530A1 - 이동 통신 시스템에서 위상을 스위칭해 신호를 전송하는 방법 및 장치 - Google Patents

이동 통신 시스템에서 위상을 스위칭해 신호를 전송하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2018034530A1
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심세준
양하영
김종돈
최찬호
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삼성전자 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for transmitting a signal by switching a phase of a signal in a mobile communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting a signal by appropriately switching the phase of a signal for each frequency band.
  • LTE Long Term Evolution
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • MTC machine type communication
  • New ways to provide and new ways to improve spectral efficiency are being discussed.
  • MIMO multiple-input multiple-output
  • Rel-12 an enhanced downlink MIMO enhancement (MIMO) technology provides a subband channel channel quality indicator (hereinafter referred to as subband CQI) and a subband precoding matrix indicator (sub).
  • subband CQI subband channel channel quality indicator
  • sub subband precoding matrix indicator
  • subband PMI a -band pre-coding matrix index
  • 5G fifth generation
  • mmWave millimeter wave
  • a method of measuring correlation between antennas is being discussed, and a study for reflecting this in base station operation is being conducted.
  • CDD cyclic delay diversity
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • the LTE standard also applies a technique for obtaining delay diversity between transmit antenna paths called large delay CDDs, commonly referred to as transmission mode 3, but this is also OFDM. This technique applies a certain delay to subcarriers.
  • the present invention provides a signal transmission method of a transmitter, comprising: estimating a transmission correlation between transmission paths; Calculating a phase rotation value to be applied to a transmission signal based on the estimated transmission correlation; Applying phase rotation according to the phase rotation value to the transmission signal; And transmitting the transmission signal.
  • the phase rotation value is calculated according to the channel state on the basis of the sub-unit constituting the frequency band, and when a time division duplex (TDD) system is applied, a sounding reference signal (SRS)
  • the method may further include receiving, wherein the phase rotation value is calculated based on channel state information estimated based on the SRS, and a channel transmitted by a receiver when a frequency division duplex (FDD) system is applied.
  • the method may further include receiving state information, wherein the phase rotation value is calculated based on the channel state information.
  • a transmitter for transmitting a signal comprising: a transceiver for transmitting and receiving a signal with a receiver; And estimating a transmission correlation between each transmission path, calculating a phase rotation value to be applied to the transmission signal based on the estimated transmission correlation, applying a phase rotation according to the phase rotation value to the transmission signal, And a control unit for controlling to transmit the transmission signal.
  • the phase rotation value is calculated according to the channel state on the basis of the sub-unit constituting the frequency band
  • the control unit is a sounding reference signal (sounding reference signal, when a time division duplex (TDD) system is applied)
  • TDD time division duplex
  • the controller is further configured to apply a frequency division duplex (FDD) system.
  • the receiver is further controlled to receive the channel state information transmitted, and the phase rotation value is calculated based on the channel state information.
  • the signal can be effectively transmitted by applying different phase rotation to each resource block.
  • 1A is a diagram illustrating an apparatus capable of performing CDD technology.
  • 1B is a diagram illustrating an apparatus capable of performing a VAM technique.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a channel over time experienced by a signal transmitted from each antenna.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an OFDM transceiver system having four antennas.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the structure of a BS-PSAM system for carrying out the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the operation of a transmitter for carrying out the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a transmitter and a receiver capable of carrying out the present invention.
  • each block of the flowchart illustrations and combinations of flowchart illustrations may be performed by computer program instructions. Since these computer program instructions may be mounted on a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment, those instructions executed through the processor of the computer or other programmable data processing equipment may be described in flow chart block (s). It creates a means to perform the functions. These computer program instructions may be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular manner, and thus the computer usable or computer readable memory. It is also possible for the instructions stored in to produce an article of manufacture containing instruction means for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • Computer program instructions may also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operating steps may be performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-implemented process to create a computer or other programmable data. Instructions for performing the processing equipment may also provide steps for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • each block may represent a portion of a module, segment, or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • logical function e.g., a module, segment, or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • the functions noted in the blocks may occur out of order.
  • the two blocks shown in succession may in fact be executed substantially concurrently, or the blocks may sometimes be executed in the reverse order, depending on the corresponding function.
  • ' ⁇ part' used in the present embodiment refers to software or a hardware component such as an FPGA or an ASIC, and ' ⁇ part' plays certain roles.
  • ' ⁇ ' is not meant to be limited to software or hardware.
  • ' ⁇ Portion' may be configured to be in an addressable storage medium or may be configured to play one or more processors.
  • ' ⁇ ' means components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, and processes, functions, properties, procedures, and the like. Subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuits, data, databases, data structures, tables, arrays, and variables.
  • the functionality provided within the components and the 'parts' may be combined into a smaller number of components and the 'parts' or further separated into additional components and the 'parts'.
  • the components and ' ⁇ ' may be implemented to play one or more CPUs in the device or secure multimedia card.
  • 1A is a diagram illustrating an apparatus capable of performing CDD technology.
  • an OFDMA-based device capable of performing CDD technology may include a TX processing unit 100 and an IFFT unit 100 performing an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform). 112, a delay unit 120 to which a delay is applied, and an antenna 130 and 132.
  • k is an index of the subcarrier
  • the TX processing unit processes signals on K subcarriers and transfers them to the IFFT unit.
  • the IFFF unit 110 for antenna 0 performs an IFFT and maps the signal to antenna 0 130.
  • the IFFT unit 112 for 1 maps the signal to which the delay is applied to the antenna 1 132.
  • 1B is a diagram illustrating an apparatus capable of performing a VAM technique.
  • a CDMA-based device capable of performing VAM technology includes a TX processing unit 150, a phase rotation unit 160, and an antenna 170, 172.
  • the signal processed by the TX processing unit and mapped to antenna 0 170 is mapped to antenna 0 without phase rotation, and the signal mapped to antenna 1 172 is mapped to antenna 1 after phase rotation is applied at the phase rotation unit. .
  • CDD and VAM are techniques for mapping a signal to an antenna after applying a constant delay or phase rotation to the signal.
  • both the CDD and the VAM change the phase of the signal when mapping the antenna, and the signal is mapped (the OFDMA system such as LTE changes the phase in the frequency band due to the delay change in time band).
  • the channel phase experienced by the signal will be different.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a channel over time experienced by a signal transmitted from each antenna.
  • a channel propagation 210 of a signal transmitted from antenna 0 220 and antenna 1 230 is changed according to time 200.
  • the receiver since the transmission channel is different between antennas, the receiver may obtain a transmission diversity gain between antennas.
  • CDD or VAM is a technique for obtaining channel diversity according to a constant channel change between antennas as described above, and has been developed to apply a constant phase rotation to all subcarriers even in a technique using a plurality of subcarriers such as OFDMA.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an OFDM transceiver system having four antennas.
  • the OFDM transmission / reception system includes a TX processing unit 300, an IFFT unit 310, 312, 314 and 316, a delay unit 320, 322, and an antenna. 330, 332, 334 and 336.
  • the TX processing unit processes signals on K subcarriers
  • the IFFT unit for antenna 2 334 314 and the IFFT unit 316 for antenna 3 336 perform IFFT of the signal to be mapped to each antenna.
  • a delay of D0 and D1 is applied to a signal for antenna 2 and a signal for antenna 3 in delay unit 320 for antenna 2 and delay unit 322 for antenna 3, respectively.
  • This system can also be understood as an OFDM system having four transmit antennas and two receive antennas by applying CDD to two transmit antennas.
  • the received signal y k received by the receiver according to the system of FIG. 3 is defined as in Equation 1 below.
  • H k is a channel matrix corresponding to a k th subcarrier
  • D k is a k th subcarrier response matrix according to delay diversity
  • T is a transmission precoding matrix
  • x k is a transmission vector
  • n k is a noise vector.
  • H k and D k can be defined as in Equation 2.
  • Equation 4 the channel correlation matrix affecting the system performance is calculated as shown in Equation 4 below.
  • ⁇ and ⁇ may be referred to as the correlation of the transmission path (hereinafter referred to as transmission correlation) and the correlation of the reception path (hereinafter referred to as reception correlation). Defined as If each element of the matrix R is calculated using the defined transmit and receive correlations, Equations 6 and 7 are shown.
  • Equation 8 the final matrix R is derived as shown in Equation 8.
  • Equation 8 the matrix R is mainly affected by the harmonic component and transmission correlation due to the path delay.
  • the receiver can obtain path diversity without affecting the performance of the CDD. The greater the degree The subcarriers exist in which the diversity performance is reduced by the components.
  • BS-PSAM band selective phase
  • BS-PSAM band selective phase
  • SNR received signal-to-noise ratio signal-to-noise ratio
  • FIG. 5 is a block diagram showing the structure of a BS-PSAM system for carrying out the present invention.
  • a BS-PSAM system is applied to a base station, and this technique is applied to a downlink signal transmitted from a base station to a terminal.
  • the BS-PSAM system includes a TX processing unit 500, a BS-PSAM unit 510, an IFFT unit 520, 522, 524 and 526, and a channel. And a channel state information unit 512 and antennas 530, 532, 534, and 536.
  • the TX processing unit processes the signals on K subcarriers K and transmits them to the BS-PSAM unit, and the BS-PSASM unit transmits uplink feedback information and / or sounding reference signal (SRS) or transmitted by the UE transmitted from the channel state information unit.
  • SRS sounding reference signal
  • the IFFT unit performs an IFFT on the signal to which the CDD is applied, and then a signal mapped to each antenna is transmitted to the terminal.
  • FIG. 6 is a view showing in more detail the role of the BS-PSAM unit of the present invention.
  • t means a t-th transmission antenna
  • l means an l-th resource block.
  • the delay phase corresponding to the t th transmit antenna and the l th resource block is expressed by Equation 9 below.
  • N is the FFT size
  • Dl t is the CDD delay value.
  • the BS-PSAM unit 510 applies a delay value as shown in Equation 9 different for each resource block.
  • the CDD is applied in units of scheduled resource blocks to the terminal to reflect frequency selective characteristics. It has a structure capable of mapping the signal to the antenna by changing the phase in units of minimum resource blocks through this.
  • the BS-PSAM unit determines the delay value based on the channel state information transmitted from the channel state information unit and / or related information.
  • the following describes a method of determining a delay value applied to each resource block at this time.
  • Equation 10 First frequency selective phase rotation and (Or delay values D 0 and D 1 ) apply an algorithm to find a value maximizing the received SNR for each resource block based on Equation 8. This can be expressed by Equation 10 below.
  • the maximum received SNR for each resource block is maximized.
  • ⁇ which is a transmission correlation value
  • ⁇ the transmission correlation value
  • the present invention proposes the following transmission correlation estimation method according to whether the communication system is a time division duplex (TDD) or frequency division duplex (FDD) system.
  • TDD since correlation between uplink / downlink (UL / DL) channels is established, transmission correlation is directly estimated by a base station modem using an SRS transmitted uplink or a reference signal transmitted along with a data channel. Can be applied.
  • FDD since the mutual relationship between UL and DL channels is not established, the CQI information fed back by the terminal should be used. At this time, the CQI information, the base station transmits a pilot (pilot) signal is not applied to the phase change per antenna for each resource block, the terminal should directly include a transmission correlation ⁇ estimated using this.
  • the 5G system which is currently under discussion, discusses a pilot pattern for allowing a UE to measure and report antenna correlation information for data transmission in a millimeter wave region.
  • the base station Corresponds to (phase rotation according to the transmission path correlation)
  • In-pair information is stored in advance, and predetermined in every subframe
  • One pair of pairs can be selected to transmit a signal, and the signal is transmitted while changing it every subframe.
  • the signal to which the pair is applied may be a downlink reference signal.
  • the terminal is sent like this
  • the subband CQI is measured based on the paired signal and fed back to the base station, which corresponds to the largest subband CQI.
  • the pair may be selected. If this is expressed as an expression, Equation 11 is obtained.
  • a predetermined value is determined as shown in Tables 1-1 to 1-10 or 1-1 to 1-10 below.
  • the values are listed as an example. variety For value The table can be derived from Eq. 10 and used.
  • the transmitter may be a base station.
  • the base station may estimate a transmission correlation based on the uplink feedback information or the SRS (900).
  • the uplink feedback information may be a subband CQI.
  • the base station calculates a phase rotation value to be applied to the signal for each resource block (or a sub-unit of the frequency band corresponding to the resource block) using one of the two methods described in the present invention based on the transmission correlation (910) ).
  • the base station maps a signal to which the calculated phase rotation value is applied to each antenna for each resource block when transmitting a downlink signal, and transmits the signal (920).
  • the transmitter may be a base station and the receiver may be a terminal.
  • the transmitter 1000 may include a transceiver 1010, a controller 1020, and a storage 1030, and the receiver 1040 may include a transceiver 1050 and a controller 1060.
  • the storage unit of the transmitter is a frequency selective phase rotation value calculated in advance according to the transmission correlation according to the second method proposed by the present invention. You can save the table.
  • the control unit may estimate the transmission correlation based on the uplink feedback information and / or the SRS and / or the reference signal received by the transceiver, and the received SNR according to the first method of the present invention based on the calculated transmission correlation. To maximize The value can be calculated.
  • each resource block calculated by the transceiver may be controlled to transmit a signal by applying a value.
  • the transceiver may be controlled to transmit a signal by applying a value.
  • the transceiver is a frequency selectively determined for each resource block Apply the value to map the signal to the antenna and transmit the mapped signal.
  • the transmission and reception unit may transmit the SRS to the terminal, and also predetermined The signal may be transmitted to the terminal according to the pair, and the uplink feedback information transmitted by the terminal may be received.
  • each block of FIGS. 5 and 6 may be located in the transceiver, and the control unit may play a role.
  • the transceiver of the receiver receives various signals transmitted by the base station and may transmit uplink feedback information to the base station.
  • the controller of the receiver may receive and decode a signal to which phase rotation is applied based on a reference signal transmitted by the base station.

Abstract

본 발명은 안테나간 상관도가 클 경우 특정 부반송파에서 수신 성능이 저하되는 문제를 해결하기 위해 주파수 대역을 나누어 안테나별로 위상 회전을 다르게 적용하는 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명은 송신기의 신호 전송 방법에 있어서 각 송신 경로간의 송신 상관도를 추정하고, 상기 추정된 송신 상관도를 기반으로 송신 신호에 적용할 위상 회전값을 계산하고, 상기 송신 신호에 상기 위상 회전값에 따른 위상 회전을 적용하고, 상기 송신 신호를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

이동 통신 시스템에서 위상을 스위칭해 신호를 전송하는 방법 및 장치
본 발명은 이동 통신 시스템에서 신호의 위상을 스위칭해 신호를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것으로, 보다 구체적으로 주파수 대역 별로 적절하게 신호의 위상을 스위칭해 신호를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
최근 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 연구된 Long Term Evolution (LTE) 표준은 캐리어 어그리게이션 또는 반송파 묶음(carrier aggregation) 등과 같이 주파수 사용 효율을 증대시키는 방법, MTC(machine type communication) 등과 같은 새로운 서비스를 제공하는 방법, 그리고 스펙트럼 효율을 높이는 방법 등이 새롭게 논의되고 새로운 표준 기술로 검토되고 있다. 이 중 특히 스펙트럼 효율(spectral efficiency)을 높이는 대표적인 방법으로 주로 multiple-input multiple-output(MIMO) 기술이 검토되어 다양한 MIMO 기술이 LTE 표준 내에 포함되었다. 특히 최근 릴리즈 12(Rel-12) LTE에는 향상된 하향링크 MIMO(downlink MIMO enhancement) 기술로 서브밴드 채널 품질 지시자(sub-band channel channel quality indicator, 이하 서브밴드 CQI)와 서브밴드 프리코딩 행렬 지시자(sub-band pre-coding matrix index, 이하 서브밴드 PMI)를 포함하는 피드백(feedback) 모드를 추가하여 스펙트럼 효율을 높이는 방법 등이 검토되었다. 또한 최근에 논의되고 있는 5세대(5G) 통신 표준 규격에서는 밀리미터파(mmWave)를 통신에 이용할 수 있고, 밀리미터파를 이용해 데이터를 효율적으로 전송하기 위해 채널의 선택도(selectivity)의 영향을 줄이기 위해서, 안테나 간 상관관계(correlation) 을 측정할 수 있는 방법이 논의되고 있고, 이를 기지국 운용에 반영하기 위한 연구가 진행되고 있다.
이러한 표준 규격상의 지원과 별개로 기지국이 구현하는 방식으로 스펙트럼 효율을 높이는 방법을 고려할 수 있으며, 이러한 대표적인 방법이 순환 지연 다이버시티(cyclic delay diversity, 이하 CDD) 이다. CDD는 직교 주파수 분할 다중 접속(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA) 시스템에서 주파수 대역(frequency-domain)의 부반송파(sub-carrier) 간 일정한 위상(phase)이 시간 대역(time-domain)에서 일정한 지연(delay)로 변환되기 때문에 붙여진 명칭으로, 3세대(3G) 통신 시스템인 광대역 부호 분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)에서는 정의된 가상 안테나 매핑(virtual antenna mapping, VAM) 등과 유사한 기술이다.
기존 CDD 또는 VAM기술에서는 일정한 지연(delay)이나 일정한 위상(phase)을 적용하여 안테나를 매핑(mapping)하는 방법이 연구되었다. LTE 표준 규격에서도 큰 지연 CDD(large delay CDD), 통칭 전송 모드(transmission mode) 3으로 불리는 전송 안테나 경로(transmit antenna path) 간 지연 다이버시티(delay diversity)를 얻을 수 있는 기술이 적용되었으나 이 또한 OFDM 부반송파에 일정한 지연을 적용하는 기술이다.
그런데 안테나 간 상관도가 클 경우 특정 부반송파에서 주파수 널링(nulling)이 발생해 수신 성능이 저하되는 문제가 발생할 수 있다. 그러므로 이러한 문제를 해결하기 위해 주파수 대역을 나누어 안테나별로 위상 스위칭을 서로 다르게 적용할 수 있는 방법이 필요하다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 송신기의 신호 전송 방법에 있어서, 각 송신 경로간의 송신 상관도를 추정하는 단계; 상기 추정된 송신 상관도를 기반으로 송신 신호에 적용할 위상 회전값을 계산하는 단계; 상기 송신 신호에 상기 위상 회전값에 따른 위상 회전을 적용하는 단계; 및 상기 송신 신호를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 위상 회전값은 주파수 대역을 구성하는 소단위 기준으로 채널 상태에 따라 계산되며, 또한 시간 분할 이중 통신(time division duplex, TDD) 시스템이 적용될 경우, 사운딩 기준 신호(sounding reference signal, SRS)를 수신하는 단계를 더 포함하고, 상기 위상 회전값은 상기 SRS를 기반으로 추정된 채널 상태 정보를 기반으로 계산되며, 주파수 분할 이중 통신(frequency division duplex, FDD) 시스템이 적용될 경우, 수신기가 전송하는 채널 상태 정보를 수신하는 단계를 더 포함하고, 상기 위상 회전값은 상기 채널 상태 정보를 기반으로 계산되는 것을 특징으로 한다.
또한 신호를 전송하는 송신기에 있어서, 수신기와 신호를 송수신하는 송수신부; 및 각 송신 경로간의 송신 상관도를 추정하고, 상기 추정된 송신 상관도를 기반으로 송신 신호에 적용할 위상 회전값을 계산하고, 상기 송신 신호에 상기 위상 회전값에 따른 위상 회전을 적용하고, 상기 송신 신호를 전송하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 위상 회전값은 주파수 대역을 구성하는 소단위 기준으로 채널 상태에 따라 계산되며, 또한 상기 제어부는 시간 분할 이중 통신(time division duplex, TDD) 시스템이 적용될 경우, 사운딩 기준 신호(sounding reference signal, SRS)를 수신하도록 더 제어하고, 상기 위상 회전값은 상기 SRS를 기반으로 추정된 채널 상태 정보를 기반으로 계산되며, 또한 상기 제어부는 주파수 분할 이중 통신(frequency division duplex, FDD) 시스템이 적용될 경우, 수신기가 전송하는 채널 상태 정보를 수신하도록 더 제어하고, 상기 위상 회전값은 상기 채널 상태 정보를 기반으로 계산되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시예에 따른 신호 전송 방법에 따르면, 자원 블록마다 서로 다른 위상 회전을 적용해 신호를 전송함으로써 신호를 효과적으로 전송할 수 있다.
도 1a는 CDD 기술을 수행할 수 있는 장치를 도시한 도면이다.
도 1b는 VAM 기술을 수행할 수 있는 장치를 도시한 도면이다.
도 2는 각 안테나에서 전송된 신호가 겪는 시간에 따른 채널을 도시한 도면이다.
도 3은 4개의 안테나를 가진 OFDM 송수신 시스템을 도시한 블록도이다.
도 4는 송신 채널 상관도 α=1로 가정했을 때 특정 CDD 값에 따른 식 8의 주파수 응답을 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명을 수행하기 위한 BS-PSAM 시스템의 구조를 도시한 블록도이다.
도 7 및 도 8은 각각
Figure PCTKR2017009000-appb-I000001
일 때 및
Figure PCTKR2017009000-appb-I000002
일 때의 본 발명에서 제안한 BS-PSAM기술을 적용한 경우의 수신 SNR을 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명을 수행하기 위한 송신기의 동작을 도시한 도면이다.
도 10은 본 발명을 수행할 수 있는 송신기 및 수신기를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
또한, 본 발명의 실시예들을 구체적으로 설명함에 있어서, 본 발명의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경 및 채널형태를 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하며, 이는 본 발명의 기술분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.
도 1a는 CDD 기술을 수행할 수 있는 장치를 도시한 도면이다.
도 1a에 따르면, CDD 기술을 수행할 수 있는 OFDMA 기반의 장치는 TX 프로세싱부(TX processing unit, 100), IFFT(역 고속 푸리에 변환, Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하는 IFFT 부(IFFT unit, 100, 112), 지연을 적용하는 지연부(delay unit, 120) 및 안테나(antenna, 130, 132)로 구성된다. 이 때 k는 부반송파의 인덱스로 TX 프로세싱부는 K개의 부반송파상의 신호를 처리해 IFFT부로 전달하고, 안테나 0을 위한 IFFF부(110)은 IFFT를 수행한 후 신호를 안테나 0(130)에 매핑하고, 안테나 1을 위한 IFFT부(112)는 IFFT를 수행한 후 지연부에서 지연이 적용된 신호를 안테나 1(132)에 매핑한다.
도 1b는 VAM 기술을 수행할 수 있는 장치를 도시한 도면이다.
도 1b에 따르면, VAM 기술을 수행할 수 있는 CDMA 기반의 장치는 TX 프로세싱부(TX processing unit, 150), 위상 회전부(cyclic shift unit, 160) 및 안테나(antenna, 170, 172)로 구성된다. 이 때 TX 프로세싱부에서 처리되어 안테나 0(170)에 매핑되는 신호는 위상 회전 없이 안테나 0에 매핑되고, 안테나 1(172)에 매핑되는 신호는 위상 회전부에서 위상 회전이 적용된 후 안테나 1에 매핑된다.
이와 같이 CDD 및 VAM은 신호에 일정한 지연 또는 위상 회전을 적용한 후 안테나에 신호를 매핑하는 기술이다. 결과적으로 CDD나 VAM 모두 안테나 매핑 시 신호의 위상을 변경하여 신호를 매핑하는 (LTE와 같은 OFDMA 시스템은 시간 대역상의 지연 변경으로 주파수 대역상의 위상이 변경됨) 하는 기술이고 이 경우 각 안테나를 통해 전송되는 신호가 겪는 채널 위상이 달라지게 된다.
도 2는 각 안테나에서 전송된 신호가 겪는 시간에 따른 채널을 도시한 도면이다.
도 2에 따르면, 시간(200)의 흐름에 따라 안테나 0(220) 및 안테나 1(230)에서 전송된 신호의 채널 (channel propagation, 210)가 달라지게 된다. 이 때 안테나 간 전송 채널이 달라지므로 수신기는 안테나 간 전송 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
종래의 CDD나 VAM은 앞서 설명한 것과 같이 안테나간 일정한 채널 변화에 따른 채널 다이버시티를 얻는 기술로, OFDMA와 같이 다수개의 부반송파를 사용하는 기술에서도 모든 부반송파에 일정한 위상 회전을 적용하도록 발전되었다.
그러나 LTE와 같이 OFDMA를 사용하면서 다수개의 부반송파를 여러 개의 서브밴드로 나누어서 사용자(user)를 할당하는 경우, 각 사용자가 겪는 채널이 서로 다르다는 특성을 이용할 수 있다. 특히, LTE Rel-12에서 서브밴드 CQI및 서브밴드PMI를 전송하는 피드백 모드 지원 등과 같이 최근 표준 기술은 서브밴드 별로 자원을 효율적으로 관리하는 방향으로 연구되고 있으므로 추후 표준 기술 연구의 방향에 따라 서브밴드 별로 동적으로(dynamic) 위상을 다르게 적용하는 알고리즘에 대한 검토가 필요하다.
도 3은 4개의 안테나를 가진 OFDM 송수신 시스템을 도시한 블록도이다.
도 3에 따르면, OFDM 송수신 시스템은 TX 프로세싱부(TX processing unit, 300), IFFT부(IFFT unit, 310, 312, 314 및 316), 지연부(delay unit, 320, 322) 및 안테나(antenna, 330, 332, 334 및 336)으로 구성된다. 이 때 TX 프로세싱부는 K개의 부반송파상의 신호를 처리하고, 안테나 0(330)을 위한 IFFT부(310), 안테나 1(332)을 위한 IFFT부(312), 안테나 2(334)를 위한 IFFT부(314) 및 안테나 3(336)을 위한 IFFT부(316)은 각 안테나에 매핑될 신호의 IFFT를 수행한다. 이 때 안테나 2를 위한 신호 및 안테나 3을 위한 신호에는 안테나 2를 위한 지연부(320) 및 안테나 3을 위한 지연부(322)에서 각각 D0 및 D1의 지연이 적용된다. 또한 이러한 시스템은 2개의 송신 안테나에 CDD를 적용해 4개의 송신 안테나 및 2개의 수신 안테나를 가진 OFDM 시스템이라고도 이해할 수 있다.
도 3의 시스템에 따른 수신기가 수신하는 수신 신호 yk를 다음 식 1과 같이 정의한다.
[식 1]
yk = HkDkTxk + nk
여기서 Hk는 k번째 부반송파에 해당하는 채널 행렬이고, Dk는 지연 다이버시티에 따른 k번째 부반송파 응답 행렬이고, T는 송신 프리코딩 행렬이며, xk는 송신 벡터 및 nk는 잡음 벡터이다. 이 때, Hk와 Dk는 다음 식 2와 같이 정의할 수 있다.
[식 2]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000003
Figure PCTKR2017009000-appb-I000004
여기서
Figure PCTKR2017009000-appb-I000005
,
Figure PCTKR2017009000-appb-I000006
로 D0와 D1은 CDD 경로에 해당하는 지연값이고 N은 OFDM 시스템의 FFT 크기를 나타낸다. 따라서 CDD 지연에 따른 수신 채널 Hk,eff 는 다음 식 3과 같이 계산할 수 있다.
[식 3]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000007
이 때 지연 다이버시티에 따른 영향을 살펴 보기 위해 시스템 성능에 영향을 주는 채널 상관 행렬을 계산하면 다음 식 4와 같이 유도된다.
[식 4]
여기서
Figure PCTKR2017009000-appb-I000009
로 정의하고 채널 행렬 값의 각 경로별 상관도를 다음 식 5와 같이 정의한다.
[식 5]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000010
여기서 α와 β는 각각 송신 경로의 상관도(이하 송신 상관도)와 수신 경로의 상관도(이하 수신 상관도)라 할 수 있고, α는 다시 복소수 형태로
Figure PCTKR2017009000-appb-I000011
로 정의한다. 이렇게 정의한 송, 수신 상관도를 이용해서 행렬 R의 각각의 원소를 계산하면 다음 식 6 및 식 7과 같다.
[식 6]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000012
Figure PCTKR2017009000-appb-I000013
(수식 1)
Figure PCTKR2017009000-appb-I000014
[식 7]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000015
Figure PCTKR2017009000-appb-I000016
(수식 2)
Figure PCTKR2017009000-appb-I000017
Figure PCTKR2017009000-appb-I000018
이므로 최종적인 행렬 R은 다음 식 8과 같이 유도된다.
[식 8]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000019
(수식 3)
식 8을 통해서 행렬 R은 경로 지연에 의한 하모닉(harmonic) 성분과 송신 상관도에 의해서 주로 영향받고 있음을 알 수 있다. 송수신 상관도 값이 1, 즉, α=0, β=0인 독립 항등 분포(independent and identically distributed, i.i.d.) 채널인 경우 CDD에 따른 성능 저하 영향이 없이 수신기는 경로 다이버시티를 얻을 수 있지만 채널 상관도가 클수록
Figure PCTKR2017009000-appb-I000020
성분에 의해서 다이버시티 성능이 저하되는 부반송파가 존재하게 된다.
도 4는 송신 채널 상관도 α=1로 가정했을 때 특정 CDD 값에 따른 식 8의 주파수 응답을 도시한 도면이다.
도 4에 따르면, 적용되는 특정 경로 지연값에 따라서 주파수당 신호에 미치는 영향이 다른 것을 알 수 있다. 고정된 지연을 사용하면 CDD의 지연 하모닉 성분에 의해서 특정 부반송파 응답이 1 이하로 떨어지고 이로 인해서 주파수 별 선택성(selectivity)에 의한 다이버시티 이득을 얻을 수 있지만, 안테나 간 상관도가 큰 경우 특정 부반송파에서 주파수 널링(nulling)이 발생하여 수신 성능이 저하될 가능성도 있다.
본 발명에서는 기존 CDD와 VAM 알고리즘에서 지금까지 검토되지 않은 주파수 대역의 서브밴드 상에 신호를 전송하기 위해 동적으로 신호의 위상을 달리하여 상기 신호를 안테나에 매핑하는 알고리즘인 BS-PSAM(band selective phase switching antenna mapping)을 제안한다. BS-PSAM은 서브밴드 선택적인 채널 상태를 고려하여 안테나 별로 주파수 대역상의 위상 스위칭 매핑(frequency domain phase switching mapping)을 적용하고 이를 통해서 채널의 주파수 선택적 다이버시티(frequency selective diversity)와 수신 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio, SNR) 이득을 동시에 얻는 방법이다.
도 5는 본 발명을 수행하기 위한 BS-PSAM 시스템의 구조를 도시한 블록도이다. 상기 도 5에서는 BS-PSAM 시스템이 기지국에 적용되어 기지국이 단말로 전송하는 하향링크 신호에 이러한 기술이 적용된 경우를 도시한다.
도 5에 따르면, BS-PSAM 시스템은 TX 프로세싱부(TX processing unit, 500), BS-PSAM 부(BS-PSAM unit, 510), IFFT부(IFFT unit, 520, 522, 524 및 526), 채널 상태 정보부(channel state information unit, 512) 및 안테나(antenna, 530, 532, 534 및 536)로 구성된다. TX 프로세싱부는 부반송파 K개 상의 신호를 처리해 BS-PSAM 부로 전달하고, BS-PSASM 부에서는 채널 상태 정보부에서 전달한 단말이 전송한 상향링크 피드백 정보 또는/및 사운딩 기준 신호(sounding reference signal, SRS) 또는 SRS를 기반으로 계산된 상향링크 채널 상태 정보를 수신해 각 단말에게 스케줄링된 자원 블록(resource block) 단위로 CDD를 적용한다. IFFT부에서는 CDD가 적용된 신호에 IFFT를 수행하고, 이후 각 안테나에 매핑된 신호는 단말로 전송된다.
도 6은 본 발명의 BS-PSAM 부의 역할을 보다 자세히 도시한 도면이다.
도 6에 따르면 t는 t번째 전송 안테나를 의미하고, l은 l번째 자원 블록을 의미한다. 이 때 t번째 전송 안테나 및 l 번째 자원 블록에 해당하는 지연 위상은 아래 식 9와 같다.
[식 9]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000021
식 9에서 N은 FFT 크기, Dl, t는 CDD 지연값이다. BS-PSAM 부(510)에서는 각 자원 블록별로 서로 다른 식 9와 같은 지연값을 적용한다. 즉 기존의 시간 영역에서 일정한 지연값을 적용하거나 주파수 영역에서 일정한 위상 회전값을 적용하는 구조와 달리, 주파수 선택적 특성을 반영할 수 있도록 단말에게 스케줄링된 자원 블록(scheduled resource block) 단위로 CDD를 적용할 수 있는 구조를 가지며, 이를 통해 최소 자원 블록 단위로 위상을 변경하여 안테나에 신호를 매핑할 수 있는 구조를 갖는다. 이 때 BS-PSAM 부는 채널 상태 정보부에서 전송되는 채널 상태 정보 및/또는 그에 관련된 정보를 기반으로 지연값을 결정한다.
아래에서는 이 때 각 자원 블록별로 적용되는 지연값을 결정하는 방법에 대해 기술한다.
첫 번째로 주파수 선택적인 위상 회전값
Figure PCTKR2017009000-appb-I000022
과
Figure PCTKR2017009000-appb-I000023
(또는 지연값 D0 및 D1)은 식 8을 기반으로 자원 블록별로 수신 SNR을 최대로 하는 값을 찾는 알고리즘을 적용한다. 이는 아래 식 10으로 표현할 수 있다.
[식 10]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000024
(수식 4)
식 10에서
Figure PCTKR2017009000-appb-I000025
와
Figure PCTKR2017009000-appb-I000026
은 l번째 자원 블록에 해당하는 안테나 별 위상 회전값이다.
식 10에 의하면 자원 블록 별 수신 SNR을 최대로 하는
Figure PCTKR2017009000-appb-I000027
쌍을 찾기 위해서는 송신 상관도 값인 α를 추정해야 하는 것을 알 수 있다. 이 때 송신 상관도 값인 α는 수신 안테나가 고정일 때 송신 경로간 상관관계를 의미한다. 따라서 본 발명을 적용하기 위해서는 송신 상관도 값인 α를 추정하기 위한 방법도 함께 검토되어야 한다. 본 발명에서는 통신 시스템이 시간 분할 이중 통신(time division duplex, TDD) 또는 주파수 분할 이중 통신(frequency division duplex, FDD) 시스템인지에 따라서 다음과 같은 송신 상관도 추정 방법을 함께 제안한다.
TDD의 경우 상향링크/하향링크(UL/DL) 채널 간 상호 관계(reciprocity)가 성립하므로 상향링크로 전송되는 SRS나 데이터 채널과 함께 전송되는 기준 신호를 이용해서 기지국 모뎀에서 직접 송신 상관도를 추정하는 방법을 적용할 수 있다. 반면 FDD의 경우 UL/DL 채널 간 상호 관계가 성립되지 않으므로 단말이 피드백하는 CQI 정보를 활용해야 한다. 이 때 CQI 정보에는, 기지국에서 자원 블록 별로 안테나 별 위상 변화가 적용되지 않은 파일럿(pilot) 신호를 전송하고 단말은 이를 이용해서 추정한 송신 상관도인 α가 직접 포함되어야 한다. 일례로 현재 논의 중인 5G 시스템에서는 밀리미터파 영역에서의 데이터 전송을 위해서 안테나 상호관계(antenna correlation) 정보 등을 단말이 측정(measure)하여 보고할 수 있도록 하는 파일럿 패턴에 대해서 논의하고 있다.
기존 LTE FDD시스템에서 표준 기술상의 변화 없이 본 발명을 활용하는 방법으로 서브밴드(subband) CQI피드백을 활용하는 방법이 있을 수 있다. 기지국에서는 몇 개의
Figure PCTKR2017009000-appb-I000028
(송신 경로 상관도에 따른 위상 회전)에 해당하는
Figure PCTKR2017009000-appb-I000029
인 페어(pair) 정보를 미리 저장하고 있고, 매 서브프레임(subframe) 마다 미리 정해진
Figure PCTKR2017009000-appb-I000030
페어 중에 한 개의 페어를 선택해서 신호를 전송할 수 있으며, 이를 매 서브프레임마다 변경하면서 신호를 송신한다. 상기 페어를 적용하는 신호는 하향링크 기준 신호가 될 수 있다. 단말은 이렇게 전송된
Figure PCTKR2017009000-appb-I000031
페어가 적용된 신호를 기반으로 서브밴드 CQI를 측정하고, 이를 기지국으로 피드백하며, 이 중에서 가장 큰 서브밴드 CQI에 해당하는
Figure PCTKR2017009000-appb-I000032
페어가 선택될 수 있다. 이를 수식으로 표현하면 다음 식 11과 같다.
[식 11]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000033
(수식 5)
두 번째로 추정된 송신 상관도 값 α를 이용해서 자원 블록 별 위상 회전값을 찾는 방법으로는 아래 표 1-1 내지 표 1-10 또는 표 1-1 내지 표 1-10과 같이 미리 정해진
Figure PCTKR2017009000-appb-I000034
값에 따른
Figure PCTKR2017009000-appb-I000035
테이블을 이용하는 방법이 있다. 표 1-1 내지 표 1-10은
Figure PCTKR2017009000-appb-I000036
=0인 경우의
Figure PCTKR2017009000-appb-I000037
값이고, 표 2-1 내지 표 2-10은
Figure PCTKR2017009000-appb-I000038
=0.1인 경우의
Figure PCTKR2017009000-appb-I000039
값을 일례로 나열한 것이다. 다양한
Figure PCTKR2017009000-appb-I000040
값에 대한
Figure PCTKR2017009000-appb-I000041
테이블을 식 10로부터 도출해서 활용할 수 있다.
[표 1-1]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000042
[표 1-2]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000043
[표 1-3]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000044
[표 1-4]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000045
[표 1-5]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000046
[표 1-6]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000047
[표 1-7]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000048
[표 1-8]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000049
[표 1-9]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000050
[표 1-10]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000051
[표 2-1]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000052
[표 2-2]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000053
[표 2-3]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000054
[표 2-4]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000055
[표 2-5]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000056
[표 2-6]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000057
[표 2-7]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000058
[표 2-8]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000059
[표 2-9]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000060
[표 2-10]
Figure PCTKR2017009000-appb-I000061
도 7 및 도 8은 각각
Figure PCTKR2017009000-appb-I000062
=0일 때 및
Figure PCTKR2017009000-appb-I000063
=0.9일 때의 본 발명에서 제안한 BS-PSAM 기술을 적용한 경우의 수신 SNR을 도시한 도면이다.
도 7 및 8에 따르면 송신 경로의 상관도 값 α를 추정하여 위상
Figure PCTKR2017009000-appb-I000064
를 알고 있을 때 본 발명에 따른
Figure PCTKR2017009000-appb-I000065
테이블을 적용하면 2T에서 4T로 확장했을 얻을 수 있는 이론적인 수신 SNR 3dB에 가까운 수신 이득을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
도 9는 본 발명을 수행하기 위한 송신기의 동작을 도시한 도면이다. 이 때 송신기는 기지국이 될 수 있다.
도 9에 따르면, 기지국은 상향링크 피드백 정보 또는 SRS를 기반으로 송신 상관도를 추정할 수 있다(900). 이 때 상향링크 피드백 정보는 서브밴드 CQI 가 될 수 있다. 이후 기지국은 송신 상관도를 기반으로 본 발명에 기술된 두 가지 방법 중 하나를 이용해 각 자원 블록 (또는 자원 블록에 상응하는 주파수 대역의 소 단위)별로 신호에 적용할 위상 회전값을 계산한다(910). 이후 기지국은 하향링크 신호를 전송시 각 자원 블록별로 상기 계산된 위상 회전값을 적용한 신호를 안테나에 매핑하고, 상기 신호를 전송한다(920).
도 10은 본 발명을 수행할 수 있는 송신기 및 수신기를 도시한 도면이다. 이 때 송신기는 기지국, 수신기는 단말이 될 수 있다.
도 10에 따르면, 송신기(1000)는 송수신부(1010), 제어부(1020) 및 저장부(1030)으로 구성될 수 있으며, 수신기(1040)은 송수신부(1050) 및 제어부(1060)으로 구성될 수 있다. 이 때 송신기의 저장부는 본 발명에서 제안한 두 번째 방법에 따라 송신 상관도에 따라 미리 계산된 주파수 선택적 위상 회전값인
Figure PCTKR2017009000-appb-I000066
테이블을 저장할 수 있다. 제어부는 송수신부가 수신한 상향링크 피드백 정보 및/또는 SRS 및/또는 기준 신호에 기반해 송신 상관도를 추정할 수 있으며, 상기 계산된 송신 상관도를 기반으로 본 발명의 첫 번째 방법에 따라 수신 SNR을 최대로 하는
Figure PCTKR2017009000-appb-I000067
값을 계산할 수 있다. 이후 송수신부에서 각 자원 블록별로 계산된
Figure PCTKR2017009000-appb-I000068
값을 적용해 신호를 전송하도록 송수신부를 제어할 수 있다. 또한 상기 계산된 송신 상관도를 기반으로 두 번째 방법에 따라 미리 계산된
Figure PCTKR2017009000-appb-I000069
값을 적용해 신호를 전송하도록 송수신부를 제어할 수 있다. 송수신부는 각 자원 블록 별로 주파수 선택적으로 결정된 상기
Figure PCTKR2017009000-appb-I000070
값을 적용해 신호를 안테나에 매핑하고, 매핑된 신호를 전송한다. 또한 송수신부는 SRS를 단말로 전송할 수 있으며, 또한 미리 결정된
Figure PCTKR2017009000-appb-I000071
페어에 따라 신호를 단말로 전송할 수 있으며, 단말이 전송한 상향링크 피드백 정보를 수신할 수 있다. 이 때 도 5 및 6의 각 블록은 송수신부에 위치할 수 있으며, 또한 제어부에서 그 역할을 수행할 수 있다.
수신기의 송수신부는 기지국이 전송한 각종 신호를 수신하며, 상향링크 피드백 정보를 기지국으로 전송할 수 있다. 수신기의 제어부는 기지국이 전송한 기준 신호를 기반으로 위상 회전이 적용된 신호를 수신해 디코딩(decoding)할 수 있다.

Claims (14)

  1. 송신기의 신호 전송 방법에 있어서,
    각 송신 경로간의 송신 상관도를 추정하는 단계;
    상기 추정된 송신 상관도를 기반으로 송신 신호에 적용할 위상 회전값을 계산하는 단계;
    상기 송신 신호에 상기 위상 회전값에 따른 위상 회전을 적용하는 단계; 및
    상기 송신 신호를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 위상 회전값은 주파수 대역을 구성하는 소단위 기준으로 채널 상태에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    시간 분할 이중 통신(time division duplex, TDD) 시스템이 적용될 경우, 사운딩 기준 신호(sounding reference signal, SRS)를 수신하는 단계를 더 포함하고,
    상기 위상 회전값은 상기 SRS를 기반으로 추정된 채널 상태 정보를 기반으로 계산되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    주파수 분할 이중 통신(frequency division duplex, FDD) 시스템이 적용될 경우, 수신기가 전송하는 채널 상태 정보를 수신하는 단계를 더 포함하고,
    상기 위상 회전값은 상기 채널 상태 정보를 기반으로 계산되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    미리 정해진 위상 회전값 페어 집합 중 하나를 적용해 기준 신호(reference signal, RS)를 상기 수신기로 전송하는 단계를 더 포함하고,
    상기 채널 상태 정보는 상기 RS를 기반으로 추정된 것임을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 위상 회전값
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000072
    와
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000073
    는 아래 식을 기반으로 계산되고,
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000074
    α는 상기 송신 상관도이며,
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000075
    는 α의 편각이고, l은 주파수 대역을 구성하는 소단위의 인덱스인 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 위상 회전값은 상기 추정된 송신 상관도에 따라 미리 결정된 위상 회전값 집합에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
  8. 신호를 전송하는 송신기에 있어서,
    수신기와 신호를 송수신하는 송수신부; 및
    각 송신 경로간의 송신 상관도를 추정하고, 상기 추정된 송신 상관도를 기반으로 송신 신호에 적용할 위상 회전값을 계산하고, 상기 송신 신호에 상기 위상 회전값에 따른 위상 회전을 적용하고, 상기 송신 신호를 전송하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 위상 회전값은 주파수 대역을 구성하는 소단위 기준으로 채널 상태에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는 시간 분할 이중 통신(time division duplex, TDD) 시스템이 적용될 경우, 사운딩 기준 신호(sounding reference signal, SRS)를 수신하도록 더 제어하고,
    상기 위상 회전값은 상기 SRS를 기반으로 추정된 채널 상태 정보를 기반으로 계산되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는 주파수 분할 이중 통신(frequency division duplex, FDD) 시스템이 적용될 경우, 수신기가 전송하는 채널 상태 정보를 수신하도록 더 제어하고,
    상기 위상 회전값은 상기 채널 상태 정보를 기반으로 계산되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는 미리 정해진 위상 회전값 페어 집합 중 하나를 적용해 기준 신호(reference signal, RS)를 상기 수신기로 전송하도록 더 제어하고,
    상기 채널 상태 정보는 상기 RS를 기반으로 추정된 것임을 특징으로 하는 송신기.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 위상 회전값
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000076
    와
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000077
    는 아래 식을 기반으로 계산되고,
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000078
    α는 상기 송신 상관도이며,
    Figure PCTKR2017009000-appb-I000079
    는 α의 편각이고, l은 주파수 대역을 구성하는 소단위의 인덱스인 것을 특징으로 하는 송신기.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 위상 회전값은 상기 추정된 송신 상관도에 따라 미리 결정된 위상 회전값 집합에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 송신기.
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