WO2017043866A1 - 멀티 캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법 - Google Patents

멀티 캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법 Download PDF

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WO2017043866A1
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signal
waveform
interference
parameter
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김경연
윤여훈
홍성남
김찬홍
설지윤
조용호
호카밍
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삼성전자 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to an apparatus and method for transmitting / receiving a signal in a multi-carrier communication system, and more particularly, to an apparatus for transmitting / receiving a signal in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform. And to a method.
  • fourth-generation (4G, hereinafter referred to as “4G”) Telecommunications System Improved 5th-generation (5G, hereinafter “5G”) to meet the increasing demand for wireless data traffic after commercialization.
  • 5G Fifth-generation
  • Efforts have been made to develop a communication system or a pre-5G (pre-5G, hereinafter referred to as “pre-5G") communication system.
  • pre-5G pre-5G
  • a 5G communication system or a pre-5G communication system may be a 4G network after a Beyond 4G network or a long-term evolution (LTE) hereinafter called Post LTE. It is called the system afterwards.
  • LTE long-term evolution
  • mmWave millimeter wave
  • 60 GHz 60 giga
  • MMI massive multi-input multi-output
  • 5G communication systems have advanced small cells, advanced small cells, cloud radio access network (cloud RAN), ultra-dense network (ultra-dense network) Device to device (D2D, hereinafter referred to as "D2D") communication, wireless backhaul, moving network, cooperative communication, and coordinated multi-points (CoMP). And technology developments such as reception interference cancellation.
  • cloud RAN cloud radio access network
  • ultra-dense network ultra-dense network
  • CoMP coordinated multi-points
  • FSK hybrid frequency shift keying
  • ACM advanced coding modulation
  • 5G systems hybrid frequency shift keying (FSK, hereinafter referred to as “FSK”
  • QAM Quadrature amplitude modulation
  • FQAM hybrid FSK and QAM
  • SWSC sliding window superposition coding
  • FBMC bank bank multicarrier
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • SCMA sparse code multiple access
  • IoT Internet of Things
  • MTC machine type communication
  • communication devices are expected to increase rapidly due to an increase in data rates along with various schemes such as IoT / MTC.
  • next generation 4G mobile communication system (hereinafter referred to as “beyond 4G mobile communication system”) is cyclic prefixed.
  • CP-OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the new multiple access method includes a filter bank multi-carrier (FBMC), and a generalized frequency division multiplexing (GFDM).
  • UFMC filter bank multi-carrier
  • GFDM generalized frequency division multiplexing
  • the multiple access scheme having the non-orthogonal waveform can improve frequency confinement through subcarrier filtering or subband filtering compared to the CP-OFDM scheme, thus reducing a guard interval or flexible frequency resource. (flexible) can be used.
  • the multiple access scheme having the non-orthogonal waveform can increase the transmission efficiency and the frequency utilization, but the reception performance may be degraded due to the interference of the non-orthogonal waveform itself.
  • OQAM offset quadrature amplitude modulation
  • One embodiment of the present invention proposes an apparatus and method for transmitting / receiving signals in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • one embodiment of the present invention proposes a signal transmission / reception apparatus and method capable of reducing reception complexity in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • one embodiment of the present invention proposes a signal transmission / reception apparatus and method capable of reducing latency in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • an embodiment of the present invention proposes an apparatus and method for transmitting / receiving a signal based on statistical characteristics of residual interference after equalization in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • an embodiment of the present invention proposes an apparatus and method for transmitting / receiving a signal so that it is possible to increase non-Gaussian characteristics in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • a method of receiving a signal in a multi-carrier system system comprising: performing a waveform preprocessing operation based on at least one of an equalization operation and a filtering operation on an input signal; And checking whether the signal is a Gaussian proximity signal, and performing a soft de-mapping operation on the waveform preprocessed signal based on the test result.
  • a signal receiving apparatus in a multi-carrier system system comprising: a waveform preprocessor configured to perform a waveform preprocessing operation based on at least one of an equalization operation and a filtering operation on an input signal; And a controller for performing an operation for checking whether the signal is a Gaussian proximity signal, and a soft demapper for performing a soft demapping operation on the waveform preprocessed signal based on the test result.
  • the terms “include” and “Comprise” and its derivatives mean unlimited inclusion;
  • the term “or” is inclusive and means “and / or”;
  • the phrases “associated with” and “associated therewith” and their derivatives include, be included within, and interconnected with ( interconnect with, contain, be contained within, connect to or with, connect to or with Possibility to be communicable with, cooperate with, interleave, juxtapose, be proximate to, Is large or be bound to or with, have, have a property of, etc .;
  • controller means any device, system, or portion thereof that controls at least one operation, wherein the device is hardware, firmware or software, or some combination of at least two of the hardware, firmware or software.
  • One embodiment of the present invention has the effect of making it possible to transmit / receive a signal in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • one embodiment of the present invention has the effect that it is possible to transmit / receive a signal so that it is possible to reduce reception complexity in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • one embodiment of the present invention has the effect that it is possible to transmit / receive a signal so that it is possible to reduce latency in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • an embodiment of the present invention has the effect that it is possible to transmit and receive a signal based on the statistical characteristics of residual interference after equalization in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • an embodiment of the present invention enables one embodiment of the present invention to transmit / receive a signal so that it is possible to increase non-Gaussian characteristics in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform. It is effective.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing an example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating an internal structure of a non-Gaussian characteristic estimator included in a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a diagram schematically showing another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a diagram schematically showing another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a diagram schematically illustrating a process of transmitting / receiving feedback information between an eNB and a UE in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a graph schematically illustrating a received BER in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a diagram schematically illustrating a non-Gaussian characteristic of residual interference in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 12 is a diagram schematically illustrating a non-Gaussian characteristic of residual interference when the GFDM scheme is used in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 13 schematically illustrates the non-Gaussian characteristic of residual interference when the QAM-FBMC scheme is used in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a view schematically showing the characteristics of the residual interference according to the operation of the non-Gaussian soft demapper when using the MIMO scheme in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 16 schematically illustrates an internal structure of a signal transmission apparatus in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • first and second may be used to describe various components, but the components are not limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another.
  • first component may be referred to as the second component, and similarly, the second component may also be referred to as the first component.
  • an electronic device may include a communication function.
  • the electronic device may include a smart phone, a tablet personal computer (PC), a mobile phone, a video phone, and an e-book reader (e).
  • -book reader desktop PC, laptop PC, netbook PC, personal digital assistant (PDA), portable Portable multimedia player (PMP, hereinafter referred to as 'PMP'), MP3 player, mobile medical device, camera, wearable device (e.g., head-mounted) Head-mounted device (HMD), for example referred to as 'HMD', electronic clothing, electronic bracelet, electronic necklace, electronic accessory, electronic tattoo, or smart watch ), Etc.
  • the electronic device may be a smart home appliance having a communication function.
  • the smart home appliance includes a television, a digital video disk (DVD) player, an audio, a refrigerator, an air conditioner, a vacuum cleaner, an oven, and micro-wave oven, a washer and dryer, and air purifier, set-top box (set-top box) and, TV box (For example, Samsung HomeSync TM, Apple TV TM , or Google TV TM) and game console (gaming console), electronic dictionary, camcorder, electronic photo frame, and so on.
  • DVD digital video disk
  • an electronic device may be a medical device (eg, magnetic resonance angiography (MRA) device) and magnetic resonance imaging.
  • MRA magnetic resonance angiography
  • MRI magnetic resonance angiography
  • CT computed tomography
  • EDR event data recorder
  • FDR flight data (flight data).
  • 'FER' a motor vehicle infotainment device
  • a navigational electronic device e.g., a navigational navigation device, a gyroscope, Or a compass
  • avionics device security device, industrial or consumer robot.
  • an electronic device includes a furniture, a part of a building / structure, an electronic board, an electronic signature receiving device, a projector, and various measurement devices (eg, Water, electricity, gas or electromagnetic wave measuring devices) and the like.
  • various measurement devices eg, Water, electricity, gas or electromagnetic wave measuring devices
  • the electronic device may be a combination of devices as described above.
  • the electronic device according to the preferred embodiments of the present invention is not limited to the device as described above.
  • an apparatus for transmitting a signal may be a user equipment (UE) or a base station, for example, an enhanced node B (eNB), hereinafter “eNB”. It will be referred to as).
  • UE user equipment
  • eNB enhanced node B
  • the signal receiving apparatus may be a UE or a base station, for example, an eNB.
  • a UE may be used interchangeably with terms such as mobile station (MS), terminal, device, wireless terminal, and the like.
  • the eNB may be used interchangeably with terms such as node B, access point (AP), and the like.
  • One embodiment of the present invention proposes an apparatus and method for transmitting / receiving a signal in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • one embodiment of the present invention proposes a signal transmission / reception apparatus and method capable of reducing reception complexity in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • one embodiment of the present invention proposes a signal transmission / reception apparatus and method capable of reducing latency in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • an embodiment of the present invention proposes an apparatus and method for transmitting / receiving a signal based on statistical characteristics of residual interference after equalization in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • an embodiment of the present invention provides an apparatus and method for transmitting / receiving a signal to enable an increase in non-Gaussian characteristics in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform. Suggest.
  • an apparatus and method proposed in an embodiment of the present invention include a long-term evolution (LTE) mobile communication system and a long-term evolution-advanced (LTE-A: long-term evolution-advanced (hereinafter referred to as LTE-A) mobile communication system, licensed-assisted access (LAA) (hereinafter referred to as "LAA”)-LTE mobile communication system
  • LTE-A long-term evolution-advanced
  • LAA licensed-assisted access
  • a high speed downlink packet access (HSDPA) is referred to as a mobile communication system and a high speed uplink packet access (HSUPA) is referred to as an HSUPA.
  • 3GPP2 3rd generation project partnership 2
  • Mobile communication system 3GPP2
  • WCDMA wideband code division multiple access
  • CDMA code division multiple access
  • Mobile communication system IEEE of Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802.16m communication system, evolved packet system (EPS) And various mobile communication systems such as a mobile internet protocol (mobile IP, hereinafter referred to as a mobile IP) system.
  • IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
  • EPS evolved packet system
  • mobile IP mobile internet protocol
  • a signal receiving apparatus in a multi-carrier system system comprising: a waveform preprocessor configured to perform a waveform preprocessing operation based on at least one of an equalization operation and a filtering operation on an input signal; A controller for performing an operation for checking whether a signal is a Gaussian proximity signal and a soft demapper for performing a soft de-mapping operation on the waveform preprocessed signal based on the test result. do.
  • the apparatus further comprises a noise whitener that performs a whitening operation on the waveform preprocessed signal when the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal
  • the softener The demapper may perform a soft demapping operation on the whitened signal based on a non-Gaussian parameter.
  • the non-Gaussian parameter is characterized by including at least one of a shape parameter and a scale parameter.
  • the soft demapper when the waveform preprocessed signal is a Gaussian proximity signal, the soft demapper performs a soft demapping operation on the waveform preprocessed signal based on a non-Gaussian parameter. It is characterized by.
  • the non-Gaussian parameter is characterized by including at least one of a shape parameter and a scale parameter.
  • the soft demapper performs a soft demapping operation on the waveform preprocessed signal when the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal, or the soft demapper When the waveform preprocessed signal is a Gaussian proximity signal, a non-Gaussian soft demapping operation is performed on the waveform preprocessed signal.
  • the soft demapper In one embodiment of the invention, the soft demapper; And performing a soft demapping operation on the waveform preprocessed signal based on a non-Gaussian characteristic estimated based on a filter interference table.
  • the apparatus And if the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal, further comprising a noise whitener that performs a whitening operation on the waveform preprocessed signal, wherein the soft demapper is a non-Gaussian for the whitened signal.
  • a non-Gaussian soft demapping operation is performed.
  • the soft demapper performs a soft demapping operation on the whitened signal based on a non-Gaussian characteristic estimated based on a filter interference table.
  • the soft demapper performs a soft demapping operation on the waveform preprocessed signal based on a sum of interference and noise when the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal. It features.
  • the apparatus If the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal, the waveform preprocessed signal further includes a noise whitener that performs a whitening operation on the waveform preprocessed signal. And performing a non-Gaussian soft demapping operation based on the sum of the noise.
  • the soft demapper may be configured when the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal. And performing a soft demapping operation on the waveform preprocessed signal based on a non-Gaussian parameter and a sum of interference and noise.
  • the non-Gaussian parameter is characterized by including at least one of a shape parameter and a scale parameter.
  • the apparatus And if the waveform preprocessed signal is not a Gaussian proximity signal, further comprising a noise whitener that performs a whitening operation on the waveform preprocessed signal, wherein the soft demapper is a non-Gaussian for the whitened signal.
  • a non-Gaussian soft demapping operation is performed based on a (non-Gaussian) parameter and a sum of interference and noise.
  • the non-Gaussian parameter is characterized by including at least one of a shape parameter and a scale parameter.
  • a soft demapper that may affect the input value of a channel decoder by modeling a statistical characteristic of residual interference after equalization in a multi-carrier communication system. It is applied to a mapper to improve the reception performance of the signal reception device.
  • the soft demapper is a unit that calculates the reliability of a received signal based on probabilities from all possible transmission signals, which directly affects communication quality.
  • the channel decoder calculates a log likelihood ratio (LLR, hereinafter referred to as "LLR").
  • the dependency between the values of the plurality of random variables must be low, and the magnitudes of the values of the plurality of random variables must be the same or at least similar.
  • SIR self signal to interference ratio
  • the interference and noise for each subcarrier which are the sum of the residual interferences and the noise having different sizes, necessarily have non-Gaussian characteristics. Since the non-Gaussian characteristic will be described with reference to FIG. 11 below, a detailed description thereof will be omitted.
  • an embodiment of the present invention proposes an apparatus and method for transmitting / receiving signals in consideration of non-Gaussian characteristics in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform.
  • FIG. 1 is a view schematically illustrating an example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 111, a controller 113, a noise whitener 115, a soft demapper 117, a channel decoder 119, And a non-Gaussian feature estimator 121, a non-Gaussian parameter update unit 123, and a selector 125.
  • the waveform preprocessor 111 performs a waveform preprocessing operation on an input signal, and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 113.
  • the waveform preprocessor 111 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform, which will be described in detail below.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • FBMC filter bank multi-carrier
  • the waveform preprocessor 111 May perform a filtering operation after performing an equalization operation in the frequency domain with respect to the signal input to the waveform preprocessor 111, and may take a real value again after performing the filtering operation.
  • OQAM offset quadrature amplitude modulation
  • the waveform preprocessor 111 may perform the filtering operation after performing an equalization operation in the frequency domain on the signal input to the waveform preprocessor 111.
  • the controller 113 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 111 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 121. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 121 will be described in detail below, the detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 113 may convert the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 111 into the noise white signal. Output to you 115. In addition, the controller 113 outputs to the soft demapper 117 when the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 111 is a Gaussian proximity signal.
  • the controller 113 checks whether the corresponding signal is a Gaussian proximity signal in order to prevent unnecessary operation when the corresponding signal is a Gaussian proximity signal.
  • skewness a skewness corresponding to a third moment of the random signal (hereinafter referred to as a "skewness") and a kurtosis corresponding to a fourth order moment are described.
  • kurtosis is all zeros.
  • the entropy of the Gaussian distribution (hereinafter referred to as "entropy") is infinite, and in the case of neg-entropy consisting of a difference between the entropy of the Gaussian distribution and the entropy of the signal of interest, the signal of interest has a Gaussian distribution. If neg-entropy is zero.
  • the shape parameter value for determining the shape of the CGG distribution is 2 do.
  • the degree of non-Gaussian distribution may be determined based on the difference between the non-Gaussian measurement parameter and the Gaussian parameter. Therefore, a threshold value may be used to determine the difference between the non-Gaussian measurement parameter and the Gaussian parameter, and as a result, the threshold value may indicate the degree of performance increase when the non-Gaussian soft demapper is used as a result. It can be determined based on.
  • the performance is directly affected by the signal to interference plus noise ratio (SINR) of the input signal, so that the threshold is initially the default.
  • SINR signal to interference plus noise ratio
  • the threshold value is set to a default value, and the threshold value may be changed according to the degree of performance improvement by the non-Gaussian soft demapper.
  • the non-Gaussian soft demapper when the noise is a limit condition, a Gaussian soft demapper is used, and when the interference signal is relatively large, the non-Gaussian soft demapper may be selectively used based on the non-Gaussian degree of the interference signal.
  • SINR is less than the signal to noise ratio (SNR, hereinafter referred to as "SNR"
  • SNR signal to noise ratio
  • the threshold value may be reduced by a predetermined step value.
  • the threshold may be increased according to the complexity requirement of the signal receiving apparatus.
  • the operation when the controller 113 outputs the waveform pre-processed signal output from the waveform preprocessor 111 to the noise whitener 115 is as follows.
  • the noise whitener 115 performs a whitening operation in the frequency domain on the signal output from the controller 113 and then outputs the signal to the soft demapper 117 and the non-Gaussian parameter update unit 123.
  • the noise whitener 115 performs the whitening operation in the frequency domain with respect to the noise whose characteristics are changed by the subcarriers due to the equalization and the filtering performed by the waveform preprocessor 111, so that the characteristics of the subcarriers are the same.
  • the reason why the noise whitener 115 performs the whitening operation in the frequency domain is to model the statistical characteristics of the residual interference and to have the same characteristics for each subcarrier when using the modeled statistical characteristics.
  • the soft demapper 117 may also operate as a Gaussian soft demapper, or may act as a non-Gaussian soft demapper, in which case the soft demapper 117 operates as a Gaussian soft demapper.
  • the soft demapper 117 is a shape parameter and scale (shape, hereinafter referred to as “shape”) output from the non-Gaussian parameter update unit 123 with respect to the signal output from the noise whitener 115.
  • a soft demapping operation is performed based on at least one of a scale (hereinafter referred to as a "scale”) parameter and outputs the soft demapped signal to the channel decoder 119 and the selector 125.
  • the shape parameter represents a parameter modeling the non-Gaussian characteristic.
  • the scale parameter corresponds to the magnitude of noise and interference, and may be adjusted according to a given shape parameter. Since the operation of the non-Gaussian parameter updating unit 123 to generate the shape parameter and the scale parameter will be described in detail below, detailed description thereof will be omitted.
  • the soft demapper 117 may perform a soft demapping operation based only on the shape parameter. No additional parameters other than the shape parameter are required.
  • the soft demapper 117 when the soft demapper 117 does not perform a soft demapping operation based on a log-max approximation method, the soft demapper 117 performs a soft demapping operation based only on the shape parameter. Can not. Accordingly, the soft demapper 117 needs an additional parameter other than the shape parameter, that is, a scale parameter.
  • the scale parameter may be estimated based on the first statistical characteristic of the absolute value of the interference with the shape parameter.
  • information about an operation for estimating a transmission signal or a reference signal for example, a pilot signal is required.
  • the channel decoder 119 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 117.
  • the non-Gaussian parameter updating unit 123 in the embodiment of the present invention is the non-Gaussian characteristic estimator 121.
  • the shape parameter can be calculated in advance based on the filter-specific interference table and the SNR.
  • the interference table for each filter is shown in Table 1 as an example.
  • the non-Gaussian characteristic estimator 121 models the sum of the new interference and noise by applying the interference parameter to the interference signal as a weight based on the interference table in the adjacent frequency domain and the time domain occurring for each filter, and calculates the interference and noise.
  • the shape parameter may be calculated in advance based on the first and second statistical characteristics of the absolute value of the sum.
  • the interference signal represents a signal that is randomly modulated using a modulation scheme applied to the input signal.
  • the non-Gaussian feature estimator 121 calculates the non-Gaussian parameter based on a moment matching method is described as an example, and the non-Gaussian feature estimator 121 Of course, the non-Gaussian parameter may be calculated using a method other than the moment matching method.
  • the non-Gaussian parameter may be pre-calculated based on the interference table and the SNR of each filter.
  • the non-Gaussian soft demapper may be used based on the output of the non-Gaussian characteristic estimator without the operation of updating the non-Gaussian parameters when there is only interference by the filter.
  • the non-Gaussian parameter update unit 123 is a reception signal and an estimated transmission signal (or pilot signal) when the interference situation changes, such as when a multi-cell or multi-user interference occurs, for example Based on the non-Gaussian parameter can be updated. That is, the interfering signal may be generated by subtracting the transmitted signal from the received signal and may be used to estimate the non-Gaussian parameter through moment matching or other method.
  • the non-Gaussian parameter is estimated in an iterative manner, an initial value of the non-Gaussian parameter may be set and the non-Gaussian parameter may be updated based on the non-Gaussian parameter provided by the non-Gaussian feature estimator 121. .
  • the non-Gaussian characteristic of the interference may increase when the self SIR for each filter bank is different. Therefore, in order to take advantage of this feature, it may be advantageous to divide and transmit the data to which the channel encoding is applied together through a plurality of filter banks rather than to apply the channel encoding for each filter bank.
  • the selector 125 does not apply channel encoding differently for each filter bank, but rather channel quality information for each filter set corresponding to the same channel encoding block, for example, a channel quality indicator (CQI).
  • CQI channel quality indicator
  • Channel quality information such as mutual information and the like.
  • the selector 125 similarly selects a channel encoding block filter set to which channel encoding is to be applied, and then generates information on the selected channel encoding block filter set as feedback information. That is, the feedback information includes information on the channel encoding block filter set and channel quality information on the channel encoding block filter set.
  • the feedback information is transmitted to a signal transmitting device corresponding to the signal receiving device through a transmitter (not shown separately in FIG. 1).
  • the signal transmission apparatus determines a channel encoding block suitable for the signal reception apparatus based on the feedback information. As such, by selecting the channel encoding block to be transmitted to the signal receiving apparatus based on the feedback information, the data rate of the multicarrier communication system can be improved.
  • the signal receiver includes the waveform preprocessor 111, the controller 113, the noise whitener 115, the soft demapper 117, the channel decoder 119, and the non-Gaussian image.
  • the signal receiver includes the waveform preprocessor 111, The controller 113, the noise whitener 115, the soft demapper 117, the channel decoder 119, the non-Gaussian characteristic estimator 121, the non-Gaussian parameter update unit 123, and the selector ( Of course, at least two of 125 may be implemented in an integrated form.
  • the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 1 illustrates an example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the internal structure of the non-Gaussian parameter update unit included in the signal receiving apparatus in the multi-carrier communication system having the non-orthogonal waveform according to the present invention will be described.
  • FIG. 2 is a diagram schematically illustrating an internal structure of a non-Gaussian characteristic estimator included in a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the non-Gaussian characteristic estimator includes a multiplier 211, a magnetic interference signal generator 213, an adder 215, an absolute value detector 217, a moment generator 219, and a controller ( 221).
  • the magnetic interference of the filter is generated, and based on the interference table of the filter in addition to the self SIR, the influence of the adjacent subcarrier or the adjacent symbol can be detected. Since the interference table of the filter is as described in Table 1, the detailed description thereof will be omitted.
  • the magnetic interference of the filter can be reproduced, and a signal corresponding to the interference and noise can be generated by adding the interference and the noise according to the noise level.
  • An entropy or neg-entropy may be generated based on a moment or empirical distribution based on a signal corresponding to the noise and interference, and an entropy or neg based on the moment or the empirical distribution.
  • -entropy and the like can be used not only as a parameter for measuring the non-Gaussian degree but also as a parameter of the non-Gaussian soft demapper.
  • a shape parameter for determining the shape of a distribution and a scale parameter for determining the level of noise and interference are required.
  • the scale parameter is estimated based on the difference moment and the estimated shape parameter.
  • the scale parameter is a value related to the magnitude of interference and noise, and needs to be updated whenever the magnitude of the interference and noise changes.
  • a parameter for determining the characteristics of the interference may be determined by the ratio of the interference and the noise and the type of the interference, rather than the magnitude of the interference and the noise itself.
  • the shape parameter may have a difference between the difference between the default SINR and the SNR and the interference amount such that the difference between the default SINR and the SNR of the shape parameter initially determined offline reaches an interference amount or is negligible compared to the interference amount. If it grows, it needs to be updated. For example, when a modulation and coding scheme (MCS) (hereinafter referred to as "MCS") MCS level is determined and no other interference factor is generated within the range in which the determined MCS level operates, shape The change in parameters is not large.
  • MCS modulation and coding scheme
  • random noise is multiplied by a noise magnitude through a multiplier 211 and then output to the adder 215.
  • the modulated interference signal is input to the magnetic interference signal generator 213, and the magnetic interference signal generator 213 generates a magnetic interference signal of the filter based on the interference table of the filter, and then the magnetic interference of the filter.
  • the interference signal is output to the adder 215.
  • the adder 215 adds the noise output from the multiplier 211 and the magnetic interference of the filter output from the magnetic interference signal generator 213, and outputs the added value to the absolute value detector 217. .
  • the absolute value detector 217 detects an absolute value of the value output from the adder 215 and outputs the absolute value to the moment generator 219.
  • the moment generator 219 generates the first moment and the second moment with respect to the signal output from the absolute value detector 217 and then outputs the generated moment to the controller 221.
  • the controller 221 estimates a shape parameter based on the first moment and the second moment, and estimates the scale parameter based on the first moment and the estimated shape parameter.
  • the scale parameter is a value related to the magnitude of interference and noise, and needs to be updated whenever the magnitude of the interference and noise changes.
  • a parameter for determining the characteristics of the interference may be determined by the ratio of the interference and the noise and the type of the interference, rather than the magnitude of the interference and the noise itself. Therefore, the shape parameter needs to be updated if other interference such as multi-cell interference or multi-user interference occurs in addition to self interference by the filter.
  • the non-Gaussian feature estimator calculates the non-Gaussian parameter based on the moment matching method.
  • the non-Gaussian feature estimator uses the method other than the moment matching method to calculate the non-Gaussian parameter. Of course, you can calculate.
  • the non-Gaussian characteristic estimator includes the multiplier 211, the magnetic interference signal generator 213, the adder 215, the absolute value detector 217, the moment generator 219, and the controller ( Although illustrated as being implemented in separate units, such as 221, the non-Gaussian characteristic estimator includes the multiplier 211, a magnetic interference signal generator 213, an adder 215, and an absolute value detector 217. ), The moment generator 219, and at least two of the controller 221 may be integrated. In addition, the non-Gaussian characteristic estimator may be implemented by one processor or one chipset.
  • the interference signal is determined by a filter by considering a difference between a received signal and a transmitted signal (or a known reference signal, for example, a pilot signal or a detected signal). Magnetic interference may be considered as well as multi-cell or multi-user interference and the like.
  • the non-Gaussian parameter updating unit is a difference between the signal output from the noise whitener 115 without the multiplier 211, the magnetic interference signal generator 213, and the adder 215 included in the non-Gaussian characteristic estimator and the transmission signal. Estimate non-Gaussian parameters based on.
  • the non-Gaussian parameter update unit may include an absolute value detector 217 and a moment generator 219.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 311, a controller 313, a simplified Gaussian soft demapper 315, a soft demapper 317, a channel decoder 319, Gaussian characteristic estimator 321 is included.
  • the waveform preprocessor 311 performs a waveform preprocessing operation on an input signal, and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 313.
  • the waveform preprocessor 311 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform. Since the operation of the waveform preprocessor 311 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 313 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 311 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 321. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 321 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 313 may output the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 311 to the soft decode. Output to the mapper 317. In addition, the controller 313 outputs to the simplified Gaussian soft demapper 315 when the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 311 is a Gaussian proximity signal.
  • the controller 313 when the controller 313 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 311 to the soft demapper 317, the soft demapper 317 is output from the controller 313.
  • a soft demapping operation is performed on the output signal based on the filter-dependent interference table and the SNR output from the non-Gaussian feature estimator 321 and then output to the channel decoder 319.
  • the interference table for each filter is similar to that described in Table 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the channel decoder 319 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 317.
  • the simplified Gaussian soft demapper 315 is the controller.
  • a simplified Gaussian soft demapping operation is performed on the signal output at 313 and then output to the channel decoder 319.
  • the simplified Gaussian soft demapping operation may include one of a Gaussian soft demapping operation and a Gaussian soft demapping operation in which some of operations included in the Gaussian soft demapping operation are omitted. Assume that it can be.
  • the channel decoder 319 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 317.
  • the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 311, the controller 313, the simplified Gaussian soft demapper 315, the soft demapper 317, the channel decoder 319, Although illustrated as being implemented in separate units, such as a non-Gaussian feature estimator 321, the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 311, the controller 313, and the simplified Gaussian soft demapper 315. In addition, at least two of the soft demapper 317, the channel decoder 319, and the non-Gaussian characteristic estimator 321 may be integrated. In addition, the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 3 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • Another example of the internal structure of the signal receiving apparatus in the multi-carrier communication system having the non-orthogonal waveform according to the above will be described.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 411, a controller 413, a noise whitener 415, a simplified Gaussian soft demapper 417, and a non-Gaussian soft demapper 419. And a channel decoder 421 and a non-Gaussian feature estimator 423.
  • the waveform preprocessor 411 performs a waveform preprocessing operation on an input signal and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 413.
  • the waveform preprocessor 411 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform. Since the operation of the waveform preprocessor 411 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 413 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 411 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 423. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 423 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 413 may convert the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 311 into the interference white signal. Output to you 415.
  • the noise whitener 415 performs a whitening operation in the frequency domain on the signal output from the controller 413 and then outputs the non-Gaussian soft demapper 419. In this case, the noise whitener 415 performs the whitening operation in the frequency domain with respect to the noise whose characteristics are changed by the subcarriers due to the equalization and filtering performed by the waveform preprocessor 411. Can be Since the detailed operation of the noise whitener 415 is similar to that described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the signal whitened by the noise whitener 415 is output to the non-Gaussian soft demapper 419, and the non-Gaussian soft demapper 419 is output to the signal output from the noise whitener 415.
  • a non-Gaussian soft demapping operation is performed based on the filter-specific interference table and SNR output from the Gaussian characteristic estimator 423 and then output to the channel decoder 421.
  • the interference table for each filter is similar to that described in Table 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the channel decoder 421 performs a channel decoding operation on the signal output from the non-Gaussian soft demapper 419.
  • the controller 413 when the controller 413 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 411 to the simplified Gaussian soft demapper 417, the simplified Gaussian soft demapper 417 is the controller.
  • a simplified Gaussian soft demapping operation is performed on the signal output from 413 and then output to the channel decoder 421.
  • the channel decoder 421 performs a channel decoding operation on the signal output from the simplified Gaussian soft demapper 417.
  • the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 411, the controller 413, the noise whitener 415, the simplified Gaussian soft demapper 417, and the non-Gaussian soft demapper 419. ), A channel decoder 421, and a case in which the unit is implemented as separate units such as the non-Gaussian characteristic estimator 423, the signal receiving apparatus may include the waveform preprocessor 411 and the controller 413. And a noise whitener 415, a simplified Gaussian soft demapper 417, a non-Gaussian soft demapper 419, a channel decoder 421, and a non-Gaussian feature estimator 423 are integrated. Of course it can be implemented in the form. In addition, the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 4 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 Another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to FIG.
  • FIG. 5 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 511, a controller 513, a simplified Gaussian soft demapper 515, a soft demapper 517, a channel decoder 519, A Gaussian characteristic estimator 521 and a (interference + noise) level parameter update unit 523.
  • the waveform preprocessor 511 performs a waveform preprocessing operation on an input signal, and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 513.
  • the waveform preprocessor 511 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform. Since the operation of the waveform preprocessor 511 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 513 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 511 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 521. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 521 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 513 may output the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 511 to the soft decode. And outputs to the mapper 517 and the (interference + noise) level parameter update unit 523.
  • controller 513 outputs the simplified Gaussian soft demapper 515 when the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 511 is a Gaussian proximity signal.
  • the soft demapper 517 is output from the controller 513.
  • a soft demapping operation is performed on the output signal based on the (interference + noise) level parameter output from the (interference + noise) level parameter updating unit 523, and the soft de-mapped signal is converted into the channel decoder ( 519). Since the operation of the (interference + noise) level parameter update unit 523 is similar to that described with reference to FIGS. 1 and 2, a detailed description thereof will be omitted.
  • the channel decoder 519 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 517.
  • the simplified Gaussian soft demapper 515 when the controller 513 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 511 to the simplified Gaussian soft demapper 515, the simplified Gaussian soft demapper 515 is configured to control the controller. A simplified Gaussian soft demapping operation is performed on the signal output from 513 and then output to the channel decoder 519.
  • the channel decoder 519 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 517.
  • the signal receiver includes the waveform preprocessor 511, the controller 513, the simplified Gaussian soft demapper 515, the soft demapper 517, the channel decoder 519, although the case is implemented as separate units such as the non-Gaussian characteristic estimator 521 and the (interference + noise) level parameter update unit 523, the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 511, Controller 513, simplified Gaussian soft demapper 515, soft demapper 517, channel decoder 519, non-Gaussian characteristic estimator 521, (interference + noise) level parameter update unit ( Of course, at least two of the 523 may be implemented in an integrated form. In addition, the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 5 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 611, a controller 613, a noise whitener 615, a simplified Gaussian soft demapper 617, and a non-Gaussian soft demapper 619. And a channel decoder 621, a non-Gaussian feature estimator 623, and an (interference + noise) level parameter update unit 625.
  • the waveform preprocessor 611 performs a waveform preprocessing operation on an input signal, and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 613.
  • the waveform preprocessor 611 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform. Since the operation of the waveform preprocessor 611 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 613 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 611 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 623. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 623 is the same as that described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 613 may convert the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 611 into the interference white signal. Output to you 615.
  • the noise whitener 615 performs the non-Gaussian soft demapper 619 and the (interference + noise) level parameter updating unit 625 after performing the whitening operation in the frequency domain on the signal output from the controller 613.
  • the noise whitener 615 performs the whitening operation in the frequency domain with respect to the noise whose characteristics are changed by the subcarriers due to the equalization and the filtering performed by the waveform preprocessor 611, so that the characteristics of the subcarriers are the same.
  • a detailed operation of the noise whitener 615 is similar to that described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the signal whitened by the noise whitener 615 is output to the non-Gaussian soft demapper 619, and the non-Gaussian soft demapper 619 is applied to the signal output from the noise whitener 615.
  • Interference + noise performs a non-Gaussian soft demapping operation based on the (interference + noise) level parameter output from the level parameter updating unit 625, and transmits the non-Gaussian soft de-mapped signal to the channel decoder 621.
  • the channel decoder 621 performs a channel decoding operation on the signal output from the non-Gaussian soft demapper 619.
  • the controller 613 when the controller 613 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 611 to the simplified Gaussian soft demapper 617, the simplified Gaussian soft demapper 617 is the controller.
  • a simplified Gaussian soft demapping operation is performed on the signal output from 613 and then output to the channel decoder 621.
  • the channel decoder 621 performs a channel decoding operation on the signal output from the simplified Gaussian soft demapper 617.
  • the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 611, the controller 613, the noise whitener 615, the simplified Gaussian soft demapper 617, and the non-Gaussian soft demapper 619. ),
  • the channel decoder 621, the non-Gaussian characteristic estimator 623, and the (interference + noise) level parameter update unit 625 are illustrated as separate units.
  • the waveform preprocessor 611, the controller 613, the noise whitener 615, the simplified Gaussian soft demapper 617, the non-Gaussian soft demapper 619, the channel decoder 621, At least two of the non-Gaussian feature estimator 623 and the (interference + noise) level parameter update unit 625 may be implemented in an integrated form.
  • the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 6 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 Another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to FIG.
  • FIG. 7 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 711, a controller 713, a simplified Gaussian soft demapper 715, a soft demapper 717, a channel decoder 719, Gaussian characteristic estimator 721 and non-Gaussian parameter update unit 723.
  • the waveform preprocessor 711 performs a waveform preprocessing operation on an input signal, and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 713.
  • the waveform preprocessor 711 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform. Since the operation of the waveform preprocessor 711 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 713 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 711 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 721. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 721 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 713 When the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 711 is not a Gaussian proximity signal, the controller 713 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 711 to the soft decode. Output to the mapper 717 and the non-Gaussian parameter update unit 723.
  • controller 713 outputs to the simplified Gaussian soft demapper 715 when the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 711 is a Gaussian proximity signal.
  • the controller 713 when the controller 713 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 711 to the soft demapper 717, the soft demapper 717 is output from the controller 713.
  • a soft demapping operation is performed on the output signal based on at least one of a shape parameter and a scale parameter output from the non-Gaussian parameter updating unit 723, and the soft demapped signal is transmitted to the channel decoder 719.
  • the channel decoder 719 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 717.
  • the controller 713 when the controller 713 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 711 to the simplified Gaussian soft demapper 715, the simplified Gaussian soft demapper 715 is the controller.
  • a simplified Gaussian soft demapping operation is performed on the signal output from 713 and then output to the channel decoder 719.
  • the channel decoder 719 performs a channel decoding operation on the signal output from the soft demapper 717.
  • the signal receiver includes the waveform preprocessor 711, the controller 713, the simplified Gaussian soft demapper 715, the soft demapper 717, the channel decoder 719, Although the case where the non-Gaussian feature estimator 721 and the non-Gaussian parameter update unit 723 are implemented as separate units is illustrated, the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 711 and the controller 713. And a simplified Gaussian soft demapper 715, a soft demapper 717, a channel decoder 719, a non-Gaussian feature estimator 721, and a non-Gaussian parameter update unit 723 are integrated. Of course it can be implemented in the form. In addition, the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 7 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 Another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to FIG.
  • FIG. 8 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus includes a waveform preprocessor 811, a controller 813, a noise whitener 815, a simplified Gaussian soft demapper 817, and a non-Gaussian soft demapper 819. And a channel decoder 821, a non-Gaussian characteristic estimator 823, and a non-Gaussian parameter updating unit 825.
  • the waveform preprocessor 811 performs a waveform preprocessing operation on an input signal, and outputs the waveform preprocessed signal to the controller 813.
  • the waveform preprocessor 811 performs a waveform preprocessing operation based on a multiplexing scheme used in a multi-carrier system supporting the non-orthogonal waveform. Since the operation of the waveform preprocessor 811 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 813 checks whether the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 811 is a Gaussian proximity signal based on the non-Gaussian characteristic output from the non-Gaussian characteristic estimator 823. Since the operation of estimating the non-Gaussian characteristic in the non-Gaussian characteristic estimator 823 is the same as described with reference to FIG. 1, a detailed description thereof will be omitted.
  • the controller 813 may generate the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 811 to the interference white signal. Output to you 815.
  • the noise whitener 815 performs a whitening operation in the frequency domain on the signal output from the controller 813, and then outputs the noise to the non-Gaussian soft demapper 819 and the non-Gaussian parameter updating unit 825.
  • the noise whitener 815 performs the whitening operation in the frequency domain with respect to the noise whose characteristics are changed by the subcarriers due to the equalization and the filtering performed by the waveform preprocessor 811.
  • the signal whitened by the noise whitener 815 is output to the non-Gaussian soft demapper 819, and the non-Gaussian soft demapper 619 is applied to the signal output from the noise whitener 815.
  • a non-Gaussian soft demapping operation is performed based on at least one of a shape parameter and a scale parameter output from the Gaussian parameter updating unit 825 and outputs the non-Gaussian soft demapped signal to the channel decoder 821. Since the operation of the non-Gaussian parameter update unit 825 is similar to that described with reference to FIGS. 1 and 2, a detailed description thereof will be omitted.
  • the channel decoder 821 performs a channel decoding operation on the signal output from the non-Gaussian soft demapper 819.
  • the controller 813 when the controller 813 outputs the waveform preprocessed signal output from the waveform preprocessor 811 to the simplified Gaussian soft demapper 817, the simplified Gaussian soft demapper 817 is the controller.
  • a simplified Gaussian soft demapping operation is performed on the signal output from 813 and then output to the channel decoder 821.
  • the channel decoder 821 performs a channel decoding operation on the signal output from the simplified Gaussian soft demapper 817.
  • the signal receiving apparatus includes the waveform preprocessor 811, the controller 813, the noise whitener 815, the simplified Gaussian soft demapper 817, and the non-Gaussian soft demapper 819. ), A channel decoder 821, a non-Gaussian characteristic estimator 823, and a non-Gaussian parameter updating unit 825, are illustrated as being implemented in separate units.
  • the estimator 823 and the non-Gaussian parameter update unit 825 may be implemented in an integrated form.
  • the signal receiving apparatus may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 8 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The process of transmitting / receiving feedback information between the eNB and the UE in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to FIG.
  • FIG. 9 is a diagram schematically illustrating a process of transmitting / receiving feedback information between an eNB and a UE in a multi-carrier communication system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • a UE 913 uses at least two filter banks, and as an example, it is assumed that the UE 913 uses three filter banks.
  • non-Gaussian characteristics may be increased when the SIR generates filter groups by grouping different filters and performs a channel encoding operation on each of the filter groups separately. Accordingly, the UE 913 selects a specific filter bank such that the non-Gaussian characteristic of the filter banks included in the UE 913 itself can be increased.
  • the UE 913 selects a filter bank set capable of applying the same encoding scheme.
  • the UE 913 performs an encoding operation by applying the same encoding scheme to at least two filter banks, this is ((F1, F2), F3), ((F1, F3), F2), ( F1, (F2, F3)). Since applying the same encoding scheme to at least two filter banks is effective only when the difference in SIR is large, the number of preselectable combinations may be reduced by comparing SIR.
  • the UE 913 may perform an encoding operation by applying the same encoding scheme to each of the three filter banks, which may be represented as (F1, F2, F3).
  • the UE 913 estimates the MCS level for each case and selects a case where the sum rate is maximum, and the filter bank to which the sum rate is maximized and the same encoding are applied. Generate feedback information including information about the group.
  • the UE 913 transmits the generated feedback information to the eNB 911 (step 915). After receiving feedback information from the UE 913, the eNB 911 processes data for the UE 913 based on the received feedback information, and sends the processed data to the UE 913. Transmit (step 917).
  • SISO single input single output
  • MIMO multi-input multi-output
  • the LLR is calculated after the received signal is divided by streams, such as a linear MIMO equalizer or a successive interference cancellation (SIC) method
  • the LLR is calculated by the stream as in the SISO method. Modeling with Gaussian distribution is possible.
  • each stream has the same parameter.
  • ML maximum likelihood
  • the shape parameter may be calculated based on the interference table SNR of the filter and the number of receiving antennas as described above.
  • the shape parameter may be calculated according to the number of streams when an equalization operation is first performed on a received signal.
  • the covariance matrix to be estimated varies depending on whether the preprocessing stage performs the whitening operation in the frequency domain or the whitening operation in the spatial and frequency domains.
  • MLD hard maximum likelihood detection
  • the Euclidean distance-based vector symbol is selected in the same manner as the Gaussian distribution assumption, but the soft MLD method is used.
  • BLER reception block error rate
  • FIG. 10 is a graph schematically illustrating a receiving BLER in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • an embodiment of the present invention first proposes a non-Gaussian soft demapper for modeling and using residual interference through a non-orthogonal waveform, for example, an interference table and an SNR.
  • a non-orthogonal waveform for example, an interference table and an SNR.
  • an embodiment of the present invention proposes a filter bank whose SIR is asymmetric in order to avoid loss in terms of channel estimation.
  • performance is limited by a relatively poor SIR, which may cause error flooring. Therefore, in an embodiment of the present invention, by using the non-Gaussian soft demapper, the performance of about 3 dB or more may be improved in the BLER of 10-2.
  • the shape parameter when the shape parameter is estimated offline (eg, assumes SNR is 25 dB) in consideration of the characteristics of the filter, and only the scaling parameter is updated, there is no performance deterioration. If the scaling parameter does not change for each coding block, the results based on the log-max approximation show that there is only a performance degradation of less than 1 dB at the BLER of 10-2, and still 3 dB less than the Gaussian soft demapper. It can be seen that a performance improvement can be obtained. As a result, one embodiment of the present invention demonstrated that offline parameter estimation is possible.
  • FIG. 10 illustrates a reception BLER in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 a multi-carrier having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention is described.
  • Non-Gaussian characteristics of residual interference in a carrier system will be described.
  • FIG. 11 is a diagram schematically illustrating non-Gaussian characteristics of residual interference in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the Gaussian characteristic and the non-Gaussian characteristic of the residual interference for the filter when the shape parameter is 0.5 are shown.
  • FIG. 11 illustrates non-Gaussian characteristics of residual interference in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 illustrates non-Gaussian characteristics of residual interference when the GFDM scheme is used in a multi-carrier system having the following will be described.
  • FIG. 12 is a diagram schematically illustrating non-Gaussian characteristics of residual interference when a GFDM scheme is used in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the non-Gaussian characteristic of the residual interference illustrated in FIG. 12 represents the non-Gaussian characteristic of the residual interference when the GFDM scheme is used and the square-root-raised-cosine (SRRC) filter is used.
  • the self SIR of the SRRC filter is 9.7 dB at an SNR of 25 dB.
  • FIG. 12 illustrates a non-Gaussian characteristic of residual interference when a GFDM scheme is used in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram schematically illustrating non-Gaussian characteristics of residual interference when the QAM-FBMC scheme is used in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the non-Gaussian characteristic of the residual interference illustrated in FIG. 13 is a non-Gaussian characteristic of the residual interference when a QAM-FBMC scheme is used and a PHYDYAS (physical layer for dynamic spectrum access and cognitive radio) filter is used. Indicates.
  • the self SIR of the PHYDYAS filter is 7.5 dB at an SNR of 15 dB.
  • FIG. 13 schematically illustrates the non-Gaussian characteristic of residual interference when the QAM-FBMC scheme is used in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the characteristics of the residual interference due to the operation of the non-Gaussian soft demapper will be described.
  • FIG. 14 is a diagram schematically illustrating characteristics of residual interference due to operation of a non-Gaussian soft demapper when using a MIMO scheme in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the number of transmitting antennas used by the signal transmitting apparatus is Nt and the number of receiving antennas used by the signal receiving apparatus is Nr.
  • each stream has the same parameter.
  • the ML detection method for jointly receiving the transmission signal of the entire stream for each subcarrier rather than the linear equalizer, it is possible to jointly estimate the characteristics of the random variable by the number of streams or the number of reception antennas Nr. At this time, it may be necessary to estimate the covariance matrix between the shape parameter and the antenna.
  • the shape parameter may be calculated based on the interference table SNR of the filter and the number Nr of receiving antennas as described above.
  • the shape parameter may be calculated according to the number of streams when an equalization operation is first performed on a received signal.
  • the covariance matrix to be estimated varies depending on whether the preprocessing stage performs the whitening operation in the frequency domain or the whitening operation in the spatial and frequency domains.
  • the Euclidean distance-based vector symbol may be selected in the same manner as the Gaussian distribution assumption.
  • the non-Gaussian distribution-based soft demapper is required.
  • FIG. 14 illustrates the characteristics of the residual interference according to the operation of the non-Gaussian soft demapper when the MIMO scheme is used in the multi-carrier system having the non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 illustrates the characteristics of the residual interference according to the operation of the non-Gaussian soft demapper when the MIMO scheme is used in the multi-carrier system having the non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 schematically illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal receiving apparatus 1500 includes a transmitter 1511, a controller 1513, a receiver 1515, and a storage unit 1517.
  • the controller 1513 controls the overall operation of the signal receiving apparatus 1500, and particularly relates to the operation of transmitting / receiving signals in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention. Control the operation. Operations related to the operation of transmitting / receiving signals in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention are the same as those described with reference to FIGS. 1 to 14, and thus detailed description thereof will be omitted.
  • the transmitter 1511 transmits various signals and various messages to other entities included in the mobile multi-carrier communication system under the control of the controller 1513.
  • various signals and various messages transmitted by the transmitter 1511 are the same as those described with reference to FIGS. 1 to 14, detailed descriptions thereof will be omitted.
  • the receiver 1515 receives various signals and various messages from other entities included in the multi-carrier communication system under the control of the controller 1513.
  • various signals and various messages received by the receiver 1515 are the same as those described with reference to FIGS. 1 to 14, detailed descriptions thereof will be omitted.
  • the storage unit 1517 transmits / receives a signal in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention performed by the signal receiving apparatus 1500 under the control of the controller 1513. It stores programs related to the operation and various data.
  • the storage unit 1517 stores various signals and various messages received by the receiver 1515 from the other entities.
  • the signal receiving apparatus 1500 illustrates a case where the signal receiving apparatus 1500 is implemented as separate units such as the transmitter 1511, the controller 1513, the receiver 1515, and the storage unit 1517.
  • the signal receiving apparatus 1500 may be implemented in an integrated form of at least two of the transmitter 1511, the controller 1513, the receiver 1515, and the storage unit 1517.
  • the signal receiving apparatus 1500 may be implemented by one processor or one chipset.
  • FIG. 15 illustrates another example of an internal structure of a signal receiving apparatus in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • An internal structure of a signal transmission apparatus in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to the present invention will be described.
  • FIG. 16 schematically illustrates an internal structure of a signal transmission apparatus in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention.
  • the signal transmission apparatus 1600 includes a transmitter 1611, a controller 1613, a receiver 1615, and a storage unit 1615.
  • the controller 1613 controls the overall operation of the signal transmission apparatus 1600, and particularly relates to the operation of transmitting / receiving signals in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention. Control the operation. Operations related to the operation of transmitting / receiving signals in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention are the same as those described with reference to FIGS. 1 to 14, and thus detailed description thereof will be omitted.
  • the transmitter 1611 transmits various signals and various messages to other entities included in the mobile multi-carrier communication system under the control of the controller 1613.
  • various signals and various messages transmitted by the transmitter 1611 are the same as those described with reference to FIGS. 1 to 14, detailed descriptions thereof will be omitted.
  • the receiver 1615 receives various signals and various messages from other entities included in the multi-carrier communication system under the control of the controller 1613.
  • various signals and various messages received by the receiver 1615 are the same as those described with reference to FIGS. 1 to 14, detailed descriptions thereof will be omitted.
  • the storage unit 1617 transmits / receives a signal in a multi-carrier system having a non-orthogonal waveform according to an embodiment of the present invention performed by the signal transmission apparatus 1600 under the control of the controller 1613. It stores programs related to the operation and various data.
  • the storage unit 1617 stores various signals and various messages received by the receiver 1615 from the other entities.
  • FIG. 16 illustrates a case in which the signal transmission apparatus 1600 is implemented as separate units such as the transmitter 1611, the controller 1613, the receiver 1615, and the storage unit 1617.
  • the signal transmission apparatus 1600 may be implemented in an integrated form of at least two of the transmitter 1611, the controller 1613, the receiver 1615, and the storage unit 1615.
  • the signal transmission apparatus 1600 may be implemented by one processor or one chipset.
  • Certain aspects of the present invention may also be embodied as computer readable code on a computer readable recording medium.
  • a computer readable recording medium is any data storage device capable of storing data that can be read by a computer system. Examples of the computer readable recording medium include read-only memory (ROM), random-access memory (RAM), CD-ROMs, magnetic tapes, Floppy disks, optical data storage devices, and carrier waves (such as data transmission over the Internet).
  • the computer readable recording medium can also be distributed over network coupled computer systems so that the computer readable code is stored and executed in a distributed fashion.
  • functional programs, code, and code segments for achieving the present invention can be easily interpreted by those skilled in the art to which the present invention is applied.
  • any such software may be, for example, volatile or nonvolatile storage, such as a storage device such as a ROM, whether or not removable or rewritable, or a memory such as, for example, a RAM, a memory chip, a device or an integrated circuit. Or, for example, CD or DVD, magnetic disk or magnetic tape and the like can be stored in a storage medium that is optically or magnetically recordable and simultaneously readable by a machine (eg computer).
  • a machine eg computer
  • the method according to an embodiment of the present invention may be implemented by a computer or a portable terminal including a control unit and a memory, wherein the memory is suitable for storing a program or programs including instructions for implementing embodiments of the present invention. It will be appreciated that this is an example of a machine-readable storage medium.
  • the present invention includes a program comprising code for implementing the apparatus or method described in any claim herein and a storage medium readable by a machine (such as a computer) storing such a program.
  • a machine such as a computer
  • such a program can be transferred electronically through any medium, such as a communication signal transmitted over a wired or wireless connection, and the invention suitably includes equivalents thereof.
  • the apparatus may receive and store the program from a program providing apparatus connected by wire or wirelessly.
  • the program providing apparatus includes a memory for storing a program including instructions for causing the program processing apparatus to perform a preset content protection method, information necessary for the content protection method, and wired or wireless communication with the graphic processing apparatus.
  • a communication unit for performing and a control unit for automatically transmitting the program or the corresponding program to the request or the graphics processing unit.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 롱 텀 에볼루션(long term evolution: LTE)과 같은 4세대(4th-generation: 4G) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위해 제공될 5세대(5th-generation: 5G) 또는 프리-5G(pre-5G) 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명은 멀티-캐리어(multi-carrier system) 시스템에서 신호를 수신하는 방법에 있어서, 입력 신호에 대해 등화 동작 및 필터링 동작 중 적어도 하나를 기반으로 하는 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하는 과정과, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안(Guassian) 근접 신호인지 검사하는 과정과, 상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

Description

멀티 캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법
본 발명은 멀티 캐리어(multi-carrier) 통신 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 비직교 파형(non-orthogonal waveform)을 가지는 멀티 캐리어 통신 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
4세대(4th-generation: 4G, 이하 "4G"라 칭하기로 한다) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5세대(5th-generation: 5G, 이하 "5G"라 칭하기로 한다) 통신 시스템 또는 프리-5G(pre-5G, 이하 "pre-5G"라 칭하기로 한다) 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (beyond 4G network) 통신 시스템 또는 롱 텀 에볼루션(long-term evolution: LTE, 이하 "LTE"라 칭하기로 한다) 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 밀리미터파(millimeter wave: mmWave, 이하 "mmWave"라 칭하기로 한다) 대역 (예를 들어, 60기가 (60GHz) 대역과 같은 주파수 대역)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍 (beam forming), 거대 배열 다중 입력 다중 출력(massive multi-input multi-output: massive MIMO, 이하 "massive MIMO"라 칭하기로 한다) 방식과, 전차원 다중 입력 다중 출력(full dimensional MIMO: FD-MIMO, 이하 "FD-MIMO"라 칭하기로 한다) 방식과, 어레이 안테나(array antenna) 방식과, 아날로그 빔 포밍(analog beam-forming) 방식 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 방식 등이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 디바이스 대 디바이스 (device to device: D2D, 이하 "D2D"라 칭하기로 한다) 통신, 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(advanced coding modulation: ACM, 이하 "ACM"이라 칭하기로 한다) 방식인 하이브리드 주파수 쉬프트 키잉(frequency shift keying: FSK, 이하 "FSK"라 칭하기로 한다) 및 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation: QAM, 이하 "QAM"이라 칭하기로 한다)(hybrid FSK and QAM: FQAM, 이하 "FQAM"라 칭하기로 한다) 방식 및 슬라이딩 윈도우 중첩 코딩(sliding window superposition coding: SWSC, 이하 "SWSC"라 칭하기로 한다) 방식과, 진보된 억세스 기술인 필터 뱅크 멀티 캐리어(filter bank multi carrier: FBMC, 이하 "FBMC"라 칭하기로 한다) 방식과, 비직교 다중 억세스(non-orthogonal multiple access: NOMA, 이하 "NOMA"라 칭하기로 한다) 방식 및 성긴 코드 다중 억세스(sparse code multiple access: SCMA, 이하 "SCMA"라 칭하기로 한다) 방식 등이 개발되고 있다.
현재 무선 통신 시스템에서는 사물 인터넷(internet of things: IoT, 이하 "IoT"라 칭하기로 한다)/머신 타입 통신(machine type communication: MTC, 이하 "MTC"라 칭하기로 한다) 등과 같은 다양한 방식들이 제안되고 있다. 상기 IoT는 각종 사물에 센서와 통신 기능을 내장하여 인터넷에 연결하는 방식을 의미한다. 여기서, 사물이란 가전 제품, 이동 디바이스, 웨어러블 컴퓨터(wearable computer) 등과 같은 다양한 임베디드 시스템(embedded system)(스마트 폰과 같은 전자 디바이스의 컴퓨터 시스템)이다. 상기 IoT 에 연결되는 사물들은 상기 사물들 자신을 구별할 수 있는 유일한 인터넷 프로토콜(internet protocol: IP, 이하 "IP"라 칭하기로 한다) 어드레스를 기반으로 인터넷에 연결되어야 하며, 외부 환경으로부터의 정보 획득을 위해 센서를 내장할 수 있다.
또한, 현재 무선 통신 시스템에서는 상기 IoT/MTC 등과 같은 다양한 방식들과 함께 데이터 레이트의 증가로 인해 통신 디바이스들이 급격하게 증가할 것으로 예상된다.
따라서, 이와 같은 통신 디바이스들의 급격한 증가를 대비하여 기가 비트(giga bit) 레벨의 무선 통신 방식들 및 다양한 디바이스들에 대한 다중 접속 방식 등에 대한 요구가 절실해지고 있다.
그런데, 이런 요구는 단순히 가용 주파수 대역을 확장하는 것만으로는 만족될 수 없으며, 따라서 다음 세대 (beyond 4G) 이동 통신 시스템(이하, "beyond 4G 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)은 사이클릭 프리픽스드 직교 주파수 분할 다중화(cyclic prefixed orthogonal frequency division multiplexing: CP-OFDM, 이하 "CP-OFDM"라 칭하기로 한다) 방식 대비 보다 주파수 효율적인 새로운 다중 접속 방식을 필요로 한다.
상기 새로운 다중 접속 방식으로는 필터 뱅크 멀티-캐리어(filter bank multi-carrier: FBMC, 이하 "FBMC"라 칭하기로 한다) 방식과, 일반 주파수 분할 다중화(generalized frequency division multiplexing: GFDM, 이하 "GFDM"라 칭하기로 한다) 방식과, 범용 필터 멀티-캐리어(universal filtered multi-carrier: UFMC, 이하 "UFMC"라 칭하기로 한다) 방식 등과 같이 서브 캐리어(sub-carrier) 별 필터링 또는 서브 밴드(sub-band) 별 필터링을 통한 비직교 파형을 가지는 다중 접속 방식이 논의되고 있다.
상기 비직교 파형을 가지는 다중 접속 방식은 상기 CP-OFDM방식 대비 서브 캐리어 별 필터링 또는 서브 밴드 별 필터링을 통해 주파수 confinement를 향상시킬 수 있으며, 따라서 보호 구간(guard interval)을 감소시키거나 주파수 자원을 플렉서블(flexible)하게 사용할 수 있다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 비직교 파형을 가지는 다중 접속 방식은 송신 효율성 및 주파수 활용성을 증가시킬 수 있지만, 비직교 파형 자체의 간섭으로 인하여 수신 성능이 열화될 수 있다.
따라서 상기와 같은 비직교 파형의 간섭으로 인한 수신 성능 열화를 방지하기 위해 다양한 방식들이 제안된 바 있으며, 그 중 대표적인 방식이 오프셋 직교 진폭 변조(offset quadrature amplitude modulation: OQAM, 이하 "OQAM"라 칭하기로 한다)-FBMC방식이나 GFDM방식 등에서 사용되고 있는 멀티-탭(multi-tap) 등화기를 사용하는 간섭 감쇄 방식 혹은 간섭 제거 방식이다. 그런데, 상기 멀티-탭 등화기를 사용하는 간섭 감쇄 방식 혹은 간섭 제거 방식은 신호 수신 장치의 수신 복잡도 및 레이턴시(latency)를 증가시킨다.
따라서, 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 효율적으로 신호를 송/수신하는 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
한편, 상기와 같은 정보는 본 발명의 이해를 돕기 위한 백그라운드(background) 정보로서만 제시될 뿐이다. 상기 내용 중 어느 것이라도 본 발명에 관한 종래 기술로서 적용 가능할지 여부에 관해, 어떤 결정도 이루어지지 않았고, 또한 어떤 주장도 이루어지지 않는다.
본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 수신 복잡도를 감소시키는 것이 가능한 신호 송/수신 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 레이턴시를 감소시키는 것이 가능한 신호 송/수신 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 등화 후 잔여 간섭의 통계적 특성을 기반으로 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 비가우시안(non-Gaussian) 특성을 증가시키는 것이 가능하도록 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
본 발명의 일 실시예에서 제안하는 방법은; 멀티-캐리어(multi-carrier system) 시스템에서 신호를 수신하는 방법에 있어서, 입력 신호에 대해 등화 동작 및 필터링 동작 중 적어도 하나를 기반으로 하는 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하는 과정과, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안(Guassian) 근접 신호인지 검사하는 과정과, 상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑(soft de-mapping) 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서 제안하는 장치는; 멀티-캐리어(multi-carrier system) 시스템에서 신호 수신 장치에 있어서, 입력 신호에 대해 등화 동작 및 필터링 동작 중 적어도 하나를 기반으로 하는 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하는 파형 사전 프로세서와, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안(Guassian) 근접 신호인지 검사하는 동작을 수행하는 제어기와, 상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 소프트 디매퍼를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 측면들과, 이득들 및 핵심적인 특징들은 부가 도면들과 함께 처리되고, 본 발명의 바람직한 실시예들을 개시하는, 하기의 구체적인 설명으로부터 해당 기술 분야의 당업자에게 자명할 것이다.
하기의 본 개시의 구체적인 설명 부분을 처리하기 전에, 이 특허 문서를 통해 사용되는 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들을 설정하는 것이 효과적일 수 있다: 상기 용어들 "포함하다(include)" 및 "포함하다(comprise)"와 그 파생어들은 한정없는 포함을 의미하며; 상기 용어 "혹은(or)"은 포괄적이고, "및/또는"을 의미하고; 상기 구문들 "~와 연관되는(associated with)" 및 "~와 연관되는(associated therewith)"과 그 파생어들은 포함하고(include), ~내에 포함되고(be included within), ~와 서로 연결되고(interconnect with), 포함하고(contain), ~내에 포함되고(be contained within), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(connect to or with), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(couple to or with), ~와 통신 가능하고(be communicable with), ~와 협조하고(cooperate with), 인터리빙하고(interleave), 병치하고(juxtapose), ~로 가장 근접하고(be proximate to), ~로 ~할 가능성이 크거나 혹은 ~와 ~할 가능성이 크고(be bound to or with), 가지고(have), 소유하고(have a property of) 등과 같은 내용을 의미하고; 상기 용어 "제어기"는 적어도 하나의 동작을 제어하는 임의의 디바이스, 시스템, 혹은 그 부분을 의미하고, 상기와 같은 디바이스는 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어, 혹은 상기 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어 중 적어도 2개의 몇몇 조합에서 구현될 수 있다. 어떤 특정 제어기와 연관되는 기능성이라도 집중화되거나 혹은 분산될 수 있으며, 국부적이거나 원격적일 수도 있다는 것에 주의해야만 할 것이다. 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들은 이 특허 문서에 걸쳐 제공되고, 해당 기술 분야의 당업자는 많은 경우, 대부분의 경우가 아니라고 해도, 상기와 같은 정의들이 종래 뿐만 아니라 상기와 같이 정의된 단어들 및 구문들의 미래의 사용들에도 적용된다는 것을 이해해야만 할 것이다.
본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호를 송/수신하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 수신 복잡도를 감소시키는 것이 가능하도록 신호를 송/수신하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 레이턴시를 감소시키는 것이 가능하도록 신호를 송/수신하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 등화 후 잔여 간섭의 통계적 특성을 기반으로 신호를 송/수신하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 비가우시안(non-Gaussian) 특성을 증가시키는 것이 가능하도록 신호를 송/수신하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
본 발명의 특정한 바람직한 실시예들의 상기에서 설명한 바와 같은 또한 다른 측면들과, 특징들 및 이득들은 첨부 도면들과 함께 처리되는 하기의 설명으로부터 보다 명백하게 될 것이다:
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 포함하는 비가우시안 특성 추정기의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 eNB와 UE간의 피드백 정보 송/수신 과정을 개략적을 도시한 도면이다;
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 수신 BER을 개략적으로 도시한 그래프이다;
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 개략적으로 도시한 도면이다;
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 GFDM 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 개략적으로 도시한 도면이다;
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 QAM-FBMC 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 개략적으로 도시한 도면이다;
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 MIMO 방식을 사용할 경우의 비가우시안 소프트 디매퍼의 동작에 따른 잔여 간섭의 특성을 개략적으로 도시한 도면이다;
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도면들을 통해, 유사 참조 번호들은 동일한 혹은 유사한 엘리먼트들과, 특징들 및 구조들을 도시하기 위해 사용된다는 것에 유의해야만 한다.
첨부되는 도면들을 참조하는 하기의 상세한 설명은 청구항들 및 청구항들의 균등들로 정의되는 본 개시의 다양한 실시예들을 포괄적으로 이해하는데 있어 도움을 줄 것이다. 하기의 상세한 설명은 그 이해를 위해 다양한 특정 구체 사항들을 포함하지만, 이는 단순히 예로서만 간주될 것이다. 따라서, 해당 기술 분야의 당업자는 여기에서 설명되는 다양한 실시예들의 다양한 변경들 및 수정들이 본 개시의 범위 및 사상으로부터 벗어남이 없이 이루어질 수 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 공지의 기능들 및 구성들에 대한 설명은 명료성 및 간결성을 위해 생략될 수 있다.
하기의 상세한 설명 및 청구항들에서 사용되는 용어들 및 단어들은 문헌적 의미로 한정되는 것이 아니라, 단순히 발명자에 의한 본 개시의 명료하고 일관적인 이해를 가능하게 하도록 하기 위해 사용될 뿐이다. 따라서, 해당 기술 분야의 당업자들에게는 본 개시의 다양한 실시예들에 대한 하기의 상세한 설명은 단지 예시 목적만을 위해 제공되는 것이며, 첨부되는 청구항들 및 상기 청구항들의 균등들에 의해 정의되는 본 개시를 한정하기 위해 제공되는 것은 아니라는 것이 명백해야만 할 것이다.
또한, 본 명세서에서 명백하게 다른 내용을 지시하지 않는 "한"과, "상기"와 같은 단수 표현들은 복수 표현들을 포함한다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 따라서, 일 예로, "컴포넌트 표면(component surface)"은 하나 혹은 그 이상의 컴포넌트 표현들을 포함한다.
또한, 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
또한, 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
또한, 별도로 다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 이해되어야만 한다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 통신 기능을 포함할 수 있다. 일 예로, 전자 디바이스는 스마트 폰(smart phone)과, 태블릿(tablet) 개인용 컴퓨터(personal computer: PC, 이하 'PC'라 칭하기로 한다)와, 이동 전화기와, 화상 전화기와, 전자책 리더(e-book reader)와, 데스크 탑(desktop) PC와, 랩탑(laptop) PC와, 넷북(netbook) PC와, 개인용 복합 단말기(personal digital assistant: PDA, 이하 'PDA'라 칭하기로 한다)와, 휴대용 멀티미디어 플레이어(portable multimedia player: PMP, 이하 'PMP'라 칭하기로 한다)와, 엠피3 플레이어(mp3 player)와, 이동 의료 디바이스와, 카메라와, 웨어러블 디바이스(wearable device)(일 예로, 헤드-마운티드 디바이스(head-mounted device: HMD, 일 예로 'HMD'라 칭하기로 한다)와, 전자 의류와, 전자 팔찌와, 전자 목걸이와, 전자 앱세서리(appcessory)와, 전자 문신, 혹은 스마트 워치(smart watch) 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 통신 기능을 가지는 스마트 가정용 기기(smart home appliance)가 될 수 있다. 일 예로, 상기 스마트 가정용 기기는 텔레비젼과, 디지털 비디오 디스크(digital video disk: DVD, 이하 'DVD'라 칭하기로 한다) 플레이어와, 오디오와, 냉장고와, 에어 컨디셔너와, 진공 청소기와, 오븐과, 마이크로웨이브 오븐과, 워셔와, 드라이어와, 공기 청정기와, 셋-탑 박스(set-top box)와, TV 박스 (일 예로, Samsung HomeSyncTM, Apple TVTM , 혹은 Google TVTM)와, 게임 콘솔(gaming console)과, 전자 사전과, 캠코더와, 전자 사진 프레임 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 의료 기기(일 예로, 자기 공명 혈관 조영술(magnetic resonance angiography: MRA, 이하 'MRA'라 칭하기로 한다) 디바이스와, 자기 공명 화상법(magnetic resonance imaging: MRI, 이하 "MRI"라 칭하기로 한다)과, 컴퓨터 단층 촬영(computed tomography: CT, 이하 'CT'라 칭하기로 한다) 디바이스와, 촬상 디바이스, 혹은 초음파 디바이스)와, 네비게이션(navigation) 디바이스와, 전세계 위치 시스템(global positioning system: GPS, 이하 'GPS'라 칭하기로 한다) 수신기와, 사고 기록 장치(event data recorder: EDR, 이하 'EDR'이라 칭하기로 한다)와, 비행 기록 장치(flight data recorder: FDR, 이하 'FER'이라 칭하기로 한다)와, 자동차 인포테인먼트 디바이스(automotive infotainment device)와, 항해 전자 디바이스(일 예로, 항해 네비게이션 디바이스, 자이로스코프(gyroscope), 혹은 나침반)와, 항공 전자 디바이스와, 보안 디바이스와, 산업용 혹은 소비자용 로봇(robot) 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 통신 기능을 포함하는, 가구와, 빌딩/구조의 일부와, 전자 보드와, 전자 서명 수신 디바이스와, 프로젝터와, 다양한 측정 디바이스들(일 예로, 물과, 전기와, 가스 혹은 전자기 파 측정 디바이스들) 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 상기에서 설명한 바와 같은 디바이스들의 조합이 될 수 있다. 또한, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 전자 디바이스는 상기에서 설명한 바와 같은 디바이스에 한정되는 것이 아니라는 것은 당업자에게 자명할 것이다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 신호 송신 장치는 사용자 단말기(user equipment: UE, 이하 "UE"라 칭하기로 하다) 혹은 기지국, 일 예로 향상된 노드 B(enhanced node B: eNB, 이하 "eNB"라 칭하기로 한다)가 될 수 있다.
또한, 본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 신호 수신 장치는 UE 혹은 기지국, 일 예로 eNB가 될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, UE는 이동 단말기(mobile station: MS), 단말기, 디바이스, 무선 단말기 등과 같은 용어들과 혼용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 기지국은 eNB는 노드 비(node B), 억세스 포인트(access point: AP) 등과 같은 용어들과 혼용될 수 있다.
본 발명의 일 실시예는 비직교 파형(non-orthogonal waveform)을 가지는 멀티-캐리어(multi-carrier) 통신 시스템에서 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 수신 복잡도를 감소시키는 것이 가능한 신호 송/수신 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 레이턴시(latency)를 감소시키는 것이 가능한 신호 송/수신 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 등화 후 잔여 간섭의 통계적 특성을 기반으로 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 비가우시안(non-Gaussian) 특성을 증가시키는 것이 가능하도록 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
한편, 본 발명의 일 실시예에서 제안하는 장치 및 방법은 롱 텀 에볼루션 (LTE: long-term evolution, 이하 'LTE'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 롱 텀 에볼루션-어드밴스드 (LTE-A: long-term evolution-advanced, 이하 'LTE-A'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 인가-보조 억세스(licensed-assisted access: LAA, 이하 " LAA"라 칭하기로 한다)-LTE 이동 통신 시스템과, 고속 하향 링크 패킷 접속(high speed downlink packet access: HSDPA, 이하 'HSDPA'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 고속 상향 링크 패킷 접속(high speed uplink packet access: HSUPA, 이하 'HSUPA'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 3세대 프로젝트 파트너쉽 2(3rd generation project partnership 2: 3GPP2, 이하 '3GPP2'라 칭하기로 한다)의 고속 레이트 패킷 데이터(high rate packet data: HRPD, 이하 'HRPD'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 3GPP2의 광대역 부호 분할 다중 접속(WCDMA: wideband code division multiple access, 이하 'WCDMA'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 3GPP2의 부호 분할 다중 접속(CDMA: code division multiple access, 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 국제 전기 전자 기술자 협회(IEEE: institute of electrical and electronics engineers, 이하 'IEEE'라 칭하기로 한다) 802.16m 통신 시스템과, 진화된 패킷 시스템(EPS: evolved packet system, 이하 'EPS'라 칭하기로 한다)과, 모바일 인터넷 프로토콜(mobile internet protocol: Mobile IP, 이하 'Mobile IP '라 칭하기로 한다) 시스템 등과 같은 다양한 통신 시스템들에 적용 가능하다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에서 제안하는 장치는; 멀티-캐리어(multi-carrier system) 시스템에서 신호 수신 장치에 있어서, 입력 신호에 대해 등화 동작 및 필터링 동작 중 적어도 하나를 기반으로 하는 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하는 파형 사전 프로세서와, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안(Guassian) 근접 신호인지 검사하는 동작을 수행하는 제어기와, 상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑(soft de-mapping) 동작을 수행하는 소프트 디매퍼를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 장치는 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 잡음 화이트너를 더 포함하며, 상기 소프트 디매퍼는 상기 화이트닝된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 소프트 디매퍼는 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 소프트 디매퍼는 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 소프트 디매핑 동작을 수행하거나, 혹은 상기 소프트 디매퍼는 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 소프트 디매퍼는; 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 필터(filter) 간섭 테이블을 기반으로 추정된 비가우시안 특성을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 장치는; 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 잡음 화이트너를 더 포함하며, 상기 소프트 디매퍼는 상기 화이트닝된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 소프트 디매퍼는 상기 화이트닝된 신호에 대해서 필터(filter) 간섭 테이블을 기반으로 추정된 비가우시안 특성을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 소프트 디매퍼는 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 간섭과 잡음의 합을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 장치는; 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 잡음 화이트너를 더 포함하며, 상기 소프트 디매퍼는 상기 화이트닝된 신호에 대해서 간섭과 잡음의 합을 기반으로 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.본 발명의 일 실시예에서, 상기 소프트 디매퍼는 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터 및 간섭과 잡음의 합을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 장치는; 상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 잡음 화이트너를 더 포함하며, 상기 소프트 디매퍼는 상기 화이트닝된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터 및 간섭과 잡음의 합을 기반으로 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에서, 상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 한다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에서는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 등화 후 잔여 간섭의 통계적 특성을 모델링(modeling)하여 채널 디코더(channel decoder)의 입력 값에 영향을 줄 수 있는 소프트 디매퍼(soft de-mapper)에 적용함으로써 신호 수신 장치의 수신 성능을 향상시킨다.
그러면 여기서 상기 소프트 디매퍼에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 소프트 디매퍼는 가능한 모든 송신 신호들로부터의 확률들을 기반으로 수신 신호의 신뢰도를 계산하는 유닛으로서, 통신 품질에 직접적인 영향을 미치게 된다.
일반적으로 등화기가 완벽하게 구현되었다고 가정될 경우, 수신 신호로부터 간섭은 완전하게 제거된다고 가정될 수 있으며, 또한 수신 신호는 가우시안(Gaussian) 분포를 갖는다고 가정될 수 있다. 그리고, 이런 가정 하에서 채널 디코더는 로그 우도 비(log likelihood ratio: LLR, 이하 "LLR"이라 칭하기로 한다)를 계산하게 된다.
그러나, 다수의 랜덤 변수(random variable)들의 값들의 합이 가우시안 분포를 가지기 위해서는 상기 다수의 랜덤 변수들의 값들 간에는 의존도가 낮아야만 하며, 상기 다수의 랜덤 변수들의 값들의 크기가 동일하거나 적어도 유사해야만 한다.
그러나, 멀티-캐리어 통신 시스템에서 비직교 파형(non-orthogonal waveform)을 가질 경우, 등화 및 필터링 후의 서브 캐리어(sub-carrier) 별 잔여 간섭은 필터링에 의해 다수 개의 인접 서브 캐리어들 및 인접 심볼들로부터의 의존성을 가짐을 알 수 있다.
한편, 스펙트럼(spectrum)의 confinement를 확보하기 위해 디자인된 필터들은 파형 자체에 대해 자기 간섭이 존재하게 되고, 따라서 셀프(self) 신호 대 간섭 비(signal to interference ratio: SIR, 이하 "SIR"이라 칭하기로 한다)이 존재하게 된다. 이런, 셀프 SIR은 필터 별로 고정된 값으로서, 순시적으로 변하는 채널 환경에 따른 신호대 잡음 비(signal to noise ratio: SNR, 이하 "SNR"이라 칭하기로 한다)와는 다른 값이다.
또한, 멀티 필터 뱅크(multi-filter bank)가 사용될 경우, 필터 뱅크들의 SIR들 간에는 차이가 존재할 수 있다. 이렇게, 크기가 다른 잔여 간섭들과 잡음간의 합으로 이루어진 서브 캐리어 별 간섭 및 잡음은 필연적으로 비가우시안 특성을 가지게 된다. 상기 비가우시안 특성에 대해서는 하기에서 도 11을 참조하여 설명할 것이므로, 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 비가우시안 특성을 고려하여 신호를 송/수신하는 장치 및 방법을 제안한다.
그러면 여기서 도 1을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(111)와, 제어기(113)와, 잡음 화이트너(whitener)(115)와, 소프트 디매퍼(117)와, 채널 디코더(119)와, 비가우시안 특성 추정기(121)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)과, 선택기(125)를 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(111)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(113)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(111)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하며, 이에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 일 예로 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation: QAM, 이하 "QAM"라 칭하기로 한다)-필터 뱅크 멀티-캐리어(filter bank multi-carrier: FBMC, 이하 " FBMC"라 칭하기로 한다) 방식이 사용될 경우, 상기 파형 사전 프로세서(111)는 상기 파형 사전 프로세서(111)로 입력되는 신호에 대해 주파수 도메인(domain)에서 등화 동작을 수행한 후 필터링 동작을 수행할 수 있다.
또한, 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 일 예로 오프셋 직교 진폭 변조(offset quadrature amplitude modulation: OQAM, 이하 " OQAM"라 칭하기로 한다)-FBMC방식이 사용될 경우, 상기 파형 사전 프로세서(111)는 상기 파형 사전 프로세서(111)로 입력되는 신호에 대해 주파수 도메인에서 등화 동작을 수행한 후 필터링 동작을 수행하고, 상기 필터링 동작을 수행한 후 다시 실수(real) 값을 취할 수 있다.
또한, 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 일 예로 일반 주파수 분할 다중화(generalized frequency division multiplexing: GFDM, 이하 " GFDM"라 칭하기로 한다) 방식이 사용될 경우, 상기 QAM-FBMC 방식이 사용될 경우와 마찬가지로 상기 파형 사전 프로세서(111)는 상기 파형 사전 프로세서(111)로 입력되는 신호에 대해 주파수 도메인에서 등화 동작을 수행한 후 필터링 동작을 수행할 수 있다.
한편, 상기 제어기(113)는 상기 비가우시안 특성 추정기(121)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(111)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(121)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(111)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(113)는 상기 파형 사전 프로세서(111)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 잡음 화이트너(115)로 출력한다. 또한, 상기 제어기(113)는 상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(111)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우 상기 소프트 디매퍼(117)로 출력한다.
먼저, 상기 제어기(113)가 해당 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사하는 이유는 상기 해당 신호가 가우시안 근접 신호일 경우 불필요한 연산을 방지하기 위해서이다.
그러면 여기서 상기 제어기(113)가 상기 해당 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사하는 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 랜덤 신호가 가우시안 분포를 가질 경우, 상기 랜덤 신호의 3차 모멘트(moment)에 해당하는 비대칭도(skewness, 이하 "skewness"라 칭하기로 한다)와 4차 모멘트에 해당하는 첨도(kurtosis, 이하 "kurtosis"라 칭하기로 한다)가 모두 0이다.
또한, 상기 가우시안 분포의 엔트로피(entropy, 이하 "entropy"라 칭하기로 한다)는 무한대이며, 상기 가우시안 분포의 entropy 와 관심 신호의 entropy 의 차로 이루어진 neg-entropy의 경우, 상기 관심 신호가 가우시안 분포를 가질 경우 상기 neg-entropy는 0이다.
또한, 상기 해당 신호를 복소 일반 가우시안(complex generalized Gaussian: CGG, 이하 "CGG"라 칭하기로 한다) 분포로 모델링할 경우, 상기 CGG 분포의 모양을 결정하는 쉐이프 파라미터(shape parameter)의 값은 2가 된다.
따라서, 비가우시안 분포의 정도는 비가우시안 측정 파라미터와 가우시안 파라미터간의 차이를 기반으로 결정될 수 있다. 따라서, 상기 비가우시안 측정 파라미터와 가우시안 파라미터간의 차이를 결정하기 위해 임계 값이 사용될 수 있으며, 상기 임계 값은 결과적으로 가우시안 소프트 디매퍼를 사용할 경우 대비 비가우시안 소프트 디매퍼를 사용할 경우의 성능 증가 정도를 기반으로 결정될 수 있다.
상기 가우시안 소프트 디매퍼의 경우 성능이 입력 신호의 신호 대 간섭 잡음비(signal to interference plus noise ratio: SINR, 이하 "SINR"이라 칭하기로 한다)에 의해 직접적으로 영향을 받으며, 따라서 초기에는 임계 값이 디폴트(default) 임계 값으로 설정되고, 상기 비가우시안 소프트 디매퍼에 의해 성능이 향상되는 정도에 따라 상기 임계 값이 변경될 수 있다.
일 예로, 잡음이 한계 상황일 경우는 가우시안 소프트 디매퍼가 사용되고, 간섭 신호가 비교적 클 경우 상기 간섭 신호의 비가우시안 정도를 기반으로 비가우시안 소프트 디매퍼를 선택적으로 사용할 수 있다. 따라서, SINR이 신호 대 잡음 비(signal to noise ratio: SNR, 이하 "SNR"이라 칭하기로 한다) 보다 작을 경우, 즉 간섭이 클 경우, 상기 임계 값을 감소시켜 비가우시안 소프트 디매퍼가 선택될 확률을 증가시킬 수 있다. 여기서, 상기 임계 값은 일 예로 미리 설정되어 있는 스텝(step) 값 만큼 감소될 수 있다.
또 다른 예로, 일반적으로 비가우시안 소프트 디매퍼의 복잡도가 가우시안 소프트 디매퍼의 복잡도 보다 높기 때문에, 상기 신호 수신 장치의 복잡도 요구 사항에 따라 상기 임계 값이 증가될 수도 있다.
한편, 상기 제어기(113)가 상기 파형 사전 프로세서(111)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 잡음 화이트너(115)로 출력한 경우의 동작에 대해서 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 잡음 화이트너(115)는 상기 제어기(113)가 출력한 신호에 대해 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행한 후 상기 소프트 디매퍼(117) 및 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)로 출력한다. 여기서, 상기 잡음 화이트너(115)는 상기 파형 사전 프로세서(111)에서 수행된 등화 및 필터링 등으로 인해 서브 캐리어 별 특성이 변경된 잡음에 대해서 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행함으로써 서브 캐리어 별 특성이 동일한 형태가 되도록 할 수 있다.
상기 잡음 화이트너(115)가 상기 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행하는 이유는 잔여 간섭의 통계적 특성을 모델링하고, 상기 모델링된 통계적 특성을 사용할 경우 서브 캐리어 별로 동일한 특성을 가지도록 하기 위해서이다.
상기 소프트 디매퍼(117)는 가우시안 소프트 디매퍼로도 동작할 수도 있고, 비가우시안 소프트 디매퍼로도 동작할 수 있으며, 이 경우에는 상기 소프트 디매퍼(117)는 가우시안 소프트 디매퍼로 동작한다. 상기 소프트 디매퍼(117)는 상기 잡음 화이트너(115)에서 출력한 신호에 대해 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)에서 출력한 쉐이프(shape, 이하 "shape"라 칭하기로 한다) 파라미터 및 스케일(scale, 이하 "scale"라 칭하기로 한다) 파라미터 중 적어도 하나를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하고, 상기 소프트 디매핑된 신호를 상기 채널 디코더(119) 및 선택기(125)로 출력한다. 여기서, 상기 shape 파라미터는 비가우시안 특성을 모델링한 파라미터를 나타낸다. 또한, 상기 scale 파라미터는 잡음과 간섭의 크기에 해당되며, 주어진 shape 파라미터에 따라 조절될 수 있다. 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)이 shape 파라미터 및 scale 파라미터를 생성하는 동작에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 소프트 디매퍼(117)가 log-max 근사화 방식을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행할 경우, 상기 소프트 디매퍼(117)는 상기 shape 파라미터만을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행할 수 있으며, 따라서 상기 shape 파라미터 이외의 추가적인 파라미터를 필요로 하지 않는다.
이와는 달리, 상기 소프트 디매퍼(117)가 log-max 근사화 방식을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하지 않을 경우, 상기 소프트 디매퍼(117)는 상기 shape 파라미터만을 기반으로는 소프트 디매핑 동작을 수행할 수 없다. 따라서, 상기 소프트 디매퍼(117)는 상기 shape 파라미터 이외의 추가적인 파라미터, 즉 scale 파라미터를 필요로 한다. 여기서, 상기 scale 파라미터는 상기 shape 파라미터와 간섭의 절대값의 1차 통계적 특성을 기반으로 추정될 수 있다. 또한, 상기 간섭의 절대값의 1차 통계적 특성을 기반으로 상기 scale 파라미터를 추정하기 위해서는 송신 신호를 추정하는 동작 혹은 기준 신호, 일 예로 파일럿(pilot) 신호에 대한 정보가 필요로 된다.
상기 채널 디코더(119)는 상기 소프트 디매퍼(117)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)이 비가우시안 파라미터들을 업데이트하는 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 비가우시안 특성을 CGG 분포로 모델링할 경우 shape 파라미터 및 scale 파라미터가 필요로 된다. 상기에서 설명한 바와 같이 필터의 self SIR과 SNR간의 차이가 비가우시안 특성을 모델링하는데 가장 중요하기 때문에, 본 발명의 일 실시예에서 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)은 상기 비가우시안 특성 추정기(121)에서 출력한 필터별 간섭 테이블과 SNR을 기반으로 shape 파라미터를 미리 계산할 수 있다.
여기서, 상기 필터별 간섭 테이블은 일 예로 하기 표 1에 나타낸 바와 같다.
Figure PCTKR2016010034-appb-T000001
상기 비가우시안 특성 추정기(121)는 필터마다 발생하는 인접 주파수 도메인 및 시간 도메인에서 간섭 테이블을 기반으로 간섭 파라미터를 간섭 신호에 가중치로 적용함으로써 새로운 간섭 및 잡음의 합을 모델링하고, 상기 간섭 및 잡음의 합의 절대값의 1차 통계적 특성 및 2차 통계적 특성을 기반으로 상기 shape 파라미터를 미리 계산할 수 있다. 여기서, 상기 간섭 신호는 상기 입력 신호에 적용되는 변조 방식을 사용하여 랜덤하게 변조된 신호를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에서는, 상기 비가우시안 특성 추정기(121)가 모멘트 매칭 방법(moment matching method)을 기반으로 비가우시안 파라미터를 계산할 경우를 일 예로 하여 설명한 것이며, 상기 비가우시안 특성 추정기 (121)가 상기 모멘트 매칭 방법이 아닌 다른 방법을 사용하여 상기 비가우시안 파라미터를 계산할 수도 있음은 물론이다.
특히, 본 발명의 일 실시예서는 상기 비가우시안 특성 추정기(121)가 채널을 기반으로 생성되는 것이 아니므로, 필터 별 간섭 테이블과 SNR을 기반으로 상기 비가우시안 파라미터를 미리 계산할 수 있다. 이와는 달리, 본 발명의 일 실시예에서, 필터에 의한 간섭만 존재할 경우 비가우시안 파라미터들을 업데이트하는 동작 없이 비가우시안 특성 추정기의 출력을 기반으로 비가우시안 소프트 디매퍼를 사용할 수도 있다.
한편, 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)은 간섭 상황이 변할 경우, 일 예로 다중 셀 또는 다중 사용자 간섭이 발생하는 경우와 같이 간섭 상황이 변할 경우, 수신 신호 및 추정된 송신 신호(또는 파일럿 신호)를 기반으로 비가우시안 파라미터를 업데이트할 수 있다. 즉, 간섭 신호는 수신 신호에서 송신 신호를 제거함으로써 생성될 수 있으며, 모멘트 매칭 또는 다른 방법을 통해 비가우시안 파라미터를 추정하는데 사용될 수 있다. 여기서, 상기 비가우시안 파라미터가 반복적인 방식으로 추정될 경우에서는 상기 비가우시안 특성 추정기(121)가 제공하는 비가우시안 파라미터를 기반으로 비가우시안 파라미터의 초기값을 설정하고, 비가우시안 파라미터를 업데이트할 수 있다.
한편, 상기 신호 수신 장치가 다수 개의 필터 뱅크들을 사용할 경우, 필터 뱅크별 self SIR이 다를 경우 간섭의 비가우시안 특성이 증가될 수 있다. 따라서, 이런 특성을 활용하기 위해서는 필터 뱅크 별로 채널 인코딩을 적용하는 것보다 채널 인코딩이 함께 적용된 데이터를 다수 개의 필터 뱅크들을 통해 분할하여 송신하는 것이 유리할 수 있다.
따라서, 상기 선택기(125)는 필터 뱅크 별로 다르게 채널 인코딩을 적용하는 것이 아니라 동일 채널 인코딩 블록에 해당하는 필터 집합 별로 채널 품질 정보, 일 예로 채널 품질 지시자(channel quality indicator: CQI, 이하 "CQI"라 칭하기로 한다)와, 상호 정보(mutual information) 등과 같은 채널 품질 정보를 결정한다. 그리고, 상기 선택기(125)는 동일하게 채널 인코딩을 적용할 채널 인코딩 블록 필터 집합을 선택한 후, 상기 선택한 채널 인코딩 블록 필터 집합에 대한 정보를 피드백 정보로 생성한다. 즉, 상기 피드백 정보는 채널 인코딩 블록 필터 집합에 대한 정보와, 해당 채널 인코딩 블록 필터 집합에 대한 채널 품질 정보를 포함한다. 그리고, 상기 피드백 정보는 송신기(도 1에 별도로 도시되지 않음)를 통해 상기 신호 수신 장치에 대응되는 신호 송신 장치로 송신된다.
그러면, 상기 신호 송신 장치는 상기 피드백 정보를 기반으로 상기 신호 수신 장치에 적합한 채널 인코딩 블록을 결정하게 된다. 이렇게, 상기 피드백 정보를 기반으로 상기 신호 송신 장치가 상기 신호 수신 장치로 송신할 채널 인코딩 블록을 선택함으로써, 상기 멀티 캐리어 통신 시스템의 데이터 레이트를 향상시킬 수 있다.
한편, 도 1에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(111)와, 제어기(113)와, 잡음 화이트너(115)와, 소프트 디매퍼(117)와, 채널 디코더(119)와, 비가우시안 특성 추정기(121)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)과, 선택기(125)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(111)와, 제어기(113)와, 잡음 화이트너(115)와, 소프트 디매퍼(117)와, 채널 디코더(119)와, 비가우시안 특성 추정기(121)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(123)과, 선택기(125) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 1에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 포함하는 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 포함하는 비가우시안 특성 추정기의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 상기 비가우시안 특성 추정기는 곱셈기(211)와, 자기 간섭 신호 생성기(213)와, 가산기(215)와, 절대값 검출기(217)와, 모멘트 생성기(219)와, 제어기(221)를 포함할 수 있다..
먼저, 비직교 파형의 경우, 필터의 자기 간섭이 발생하게 되는데, self SIR외에 필터의 간섭 테이블 등을 기반으로 인접 서브 캐리어 혹은 인접 심볼에 의한 영향을 검출할 수 있다. 상기 필터의 간섭 테이블은 상기 표 1에서 설명한 바와 같으므로, 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
따라서, 상기 필터의 간섭 테이블과 변조 방식을 알 경우 상기 필터의 자기 간섭을 재현할 수 있으며, 잡음 레벨에 따라 간섭과 잡음을 가산함으로써 간섭 및 잡음에 해당하는 신호를 생성할 수 있다.
상기와 같은 잡음 및 간섭에 해당하는 신호를 기반으로 모멘트 또는 경험적 분포(empirical distribution)를 기반으로 하는 entropy또는 neg-entropy등을 생성할 수 있고, 상기 모멘트 또는 상기 경험적 분포를 기반으로 하는 entropy또는 neg-entropy등은 비가우시안 정도를 측정하는 파라미터로 사용될 수 있을 뿐만 아니라 비가우시안 소프트 디매퍼의 파라미터로 사용될 수 있다.
일 예로, 간섭 신호를 CGG분포로 모델링할 경우 두 개의 파라미터들, 즉 분포의 모양을 결정하는 shape 파라미터와 잡음 및 간섭의 레벨을 결정하는 scale 파라미터가 필요하다. 상기 shape 파라미터 및 scale 파라미터를 추정하는 방식들은 다양하게 존재할 수 있지만, 그 중 비교적 간단한 방식은 간섭의 절대값의 1차 모멘트 및 2차 모멘트를 기반으로 shape 파라미터를 추정하고, 상기 간섭 절대값의 1차 모멘트 및 상기 추정된 shape 파라미터를 기반으로 상기 scale 파라미터를 추정하는 방식이다. 여기서, 상기 scale 파라미터는 간섭 및 잡음의 크기와 관련 된 값으로서, 상기 간섭 및 잡음의 크기가 변할 때마다 업데이트가 필요하다. 상기 shape 파라미터의 경우 간섭의 특성을 결정짓는 파라미터로서 상기 간섭과 잡음의 크기 자체보다는 간섭과 잡음의 크기 비와 간섭의 종류에 의해 결정될 수 있다.
따라서, 상기 필터에 의한 self 간섭 외에 멀티 셀(multi-cell) 간섭 또는 멀티-유저(multi-user) 간섭 등과 같은 다른 간섭이 추가로 발생할 경우 상기 shape 파라미터는 업데이트가 필요하다. 일 예로, 상기 shape 파라미터는 초기에 오프라인(offline)으로 결정한 shape 파라미터의 디폴트 SINR과 SNR의 차가 간섭량에 도달되거나 혹은 간섭량 대비 무시할 수 있을 정도로 미미해지는 등과 같이 디폴트 SINR과 SNR의 차와 간섭량 간의 차이가 증가하게 될 경우 업데이트가 필요하다. 일 예로, 변조 및 코딩 방식(modulation and coding scheme: MCS, 이하 "MCS"라 칭하기로 한다) MCS레벨이 결정되고, 상기 결정된 MCS레벨이 동작하는 범위 내에서 다른 간섭 요인이 발생되지 않는 경우, shape 파라미터의 변화는 크지 않다.
다시 도 2를 참조하면, 상기 비가우시안 특성 추정기에서, 랜덤 잡음은 곱셈기(211)를 통해 잡음 크기와 곱해진 후 상기 가산기(215)로 출력된다. 또한, 변조된 간섭 신호는 상기 자기 간섭 신호 생성기(213)로 입력되고, 상기 자기 간섭 신호 생성기(213)는 필터의 간섭 테이블을 기반으로 상기 필터의 자기 간섭 신호를 생성한 후, 상기 필터의 자기 간섭 신호를 상기 가산기(215)로 출력한다.
상기 가산기(215)는 상기 곱셈기(211)에서 출력한 잡음과 상기 자기 간섭 신호 생성기(213)에서 출력한 필터의 자기 간섭을 가산하고, 상기 가산된 값을 상기 절대값 검출기(217)로 출력한다.
상기 절대값 검출기(217)는 상기 가산기(215)에서 출력한 값에 대한 절대값을 검출한 후 상기 모멘트 생성기(219)로 출력한다.
상기 모멘트 생성기(219)는 상기 절대값 검출기(217)에서 출력한 신호에 대해서 1차 모멘트 및 2차 모멘트를 생성한 후 상기 제어기(221)로 출력한다.
상기 제어기(221)는 상기 1차 모멘트 및 2차 모멘트를 기반으로 shape 파라미터를 추정하고, 상기 1차 모멘트 및 상기 추정된 shape 파라미터를 기반으로 상기 scale 파라미터를 추정한다. 여기서, 상기 scale 파라미터는 간섭 및 잡음의 크기와 관련 된 값으로서, 상기 간섭 및 잡음의 크기가 변할 때마다 업데이트가 필요하다. 상기 shape 파라미터의 경우 간섭의 특성을 결정짓는 파라미터로서 상기 간섭과 잡음의 크기 자체보다는 간섭과 잡음의 크기 비와 간섭의 종류에 의해 결정될 수 있다. 따라서, 상기 필터에 의한 self 간섭 외에 멀티 셀 간섭 또는 멀티-유저 간섭 등과 같은 다른 간섭이 추가로 발생할 경우 상기 shape 파라미터는 업데이트가 필요하다.
한편, 도 2에서는 비가우시안 특성 추정기는 모멘트 매칭 방법을 기반으로 비가우시안 파라미터를 계산하는 경우에 대해서 설명하였으나, 상기 비가우시안 특성 추정기는 상기 모멘트 매칭 방법이 아닌 다른 방법을 사용하여 상기 비가우시안 파라미터를 계산할 수도 있음은 물론이다.
한편, 도 2에서는 상기 비가우시안 특성 추정기는 상기 곱셈기(211)와, 자기 간섭 신호 생성기(213)와, 가산기(215)와, 절대값 검출기(217)와, 모멘트 생성기(219)와, 제어기(221)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 비가우시안 특성 추정기는 상기 곱셈기(211)와, 자기 간섭 신호 생성기(213)와, 가산기(215)와, 절대값 검출기(217)와, 모멘트 생성기(219)와, 제어기(221) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 비가우시안 특성 추정기는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
한편, 별도의 도면으로 도시하지는 않았으나 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛에서는, 간섭 신호가 수신 신호와 송신 신호 (혹은 이미 알고 있는 기준 신호, 일 예로 파일럿 신호 또는 검출된 신호) 간의 차이를 고려함으로써 필터에 의한 자기 간섭 뿐만 아니라 다중 셀 또는 다중 사용자 간섭 등과 함께 고려될 수 있다.
즉, 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛은 상기 비가우시안 특성 추정기가 포함하는 곱셈기(211), 자기 간섭 신호 생성기(213), 가산기(215) 없이 잡음 화이트너(115)에서 출력된 신호와 송신 신호간의 차를 기반으로 비가우시안 파라미터를 추정한다. 또한, 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛이 모멘트 매칭 방법을 사용하는 경우 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛은 절대값 검출기(217)와 모멘트 생성기 (219)를 포함할 수 있다.
다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(311)와, 제어기(313)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(315)와, 소프트 디매퍼(317)와, 채널 디코더(319)와, 비가우시안 특성 추정기(321)를 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(311)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(313)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(311)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행한다. 상기 파형 사전 프로세서(311)의 동작은 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제어기(313)는 상기 비가우시안 특성 추정기(321)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(321)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(313)는 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 소프트 디매퍼(317)로 출력한다. 또한, 상기 제어기(313)는 상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(315)로 출력한다.
한편, 상기 제어기(313)가 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 소프트 디매퍼(317)로 출력한 경우, 상기 소프트 디매퍼(317)는 상기 제어기(313)에서 출력한 신호에 대해 상기 비가우시안 특성 추정기(321)에서 출력한 필터별 간섭 테이블과 SNR을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(319)로 출력한다. 여기서, 상기 필터별 간섭 테이블은 표 1에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(319)는 상기 소프트 디매퍼(317)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 제어기(313)가 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(315)로 출력한 경우, 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(315)는 상기 제어기(313)에서 출력한 신호에 대해 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(319)로 출력한다. 이하, 본 발명의 일 실시예에서는, 상기 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작은 가우시안 소프트 디매핑 동작과 상기 가우시안 소프트 디매핑 동작이 포함하는 동작들 중 일부가 생략된 가우시안 소프트 디매핑 동작 중 어느 하나가 될 수 있다고 가정하기로 한다.
상기 채널 디코더(319)는 상기 소프트 디매퍼(317)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 3에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(311)와, 제어기(313)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(315)와, 소프트 디매퍼(317)와, 채널 디코더(319)와, 비가우시안 특성 추정기(321)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(311)와, 제어기(313)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(315)와, 소프트 디매퍼(317)와, 채널 디코더(319)와, 비가우시안 특성 추정기(321) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 3에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 4를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(411)와, 제어기(413)와, 잡음 화이트너(415)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(417)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(419)와, 채널 디코더(421)와, 비가우시안 특성 추정기(423)를 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(411)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(413)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(411)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행한다. 상기 파형 사전 프로세서(411)의 동작은 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제어기(413)는 상기 비가우시안 특성 추정기(423)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(411)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(423)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(411)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(413)는 상기 파형 사전 프로세서(311)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간섭 화이트너(415)로 출력한다.
상기 잡음 화이트너(415)는 상기 제어기(413)가 출력한 신호에 대해 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행한 후 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(419)로 출력한다. 여기서, 상기 잡음 화이트너(415)는 상기 파형 사전 프로세서(411)에서 수행된 등화 및 필터링 등으로 인해 서브 캐리어 별 특성이 변경된 잡음에 대해서 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행함으로써 서브 캐리어 별 특성이 동일한 형태가 되도록 할 수 있다. 상기 잡음 화이트너(415)에 대한 구체적인 동작은 도 1에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 잡음 화이트너(415)에서 화이트닝된 신호는 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(419)로 출력되고, 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(419)는 상기 잡음 화이트너(415)에서 출력한 신호에 대해 상기 비가우시안 특성 추정기(423)에서 출력한 필터별 간섭 테이블과 SNR을 기반으로 비가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(421)로 출력한다. 여기서, 상기 필터별 간섭 테이블은 표 1에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(421)는 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(419)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 제어기(413)가 상기 파형 사전 프로세서(411)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(417)로 출력한 경우, 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(417)는 상기 제어기(413)에서 출력한 신호에 대해 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(421)로 출력한다.
상기 채널 디코더(421)는 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(417)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 4에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(411)와, 제어기(413)와, 잡음 화이트너(415)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(417)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(419)와, 채널 디코더(421)와, 비가우시안 특성 추정기(423)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(411)와, 제어기(413)와, 잡음 화이트너(415)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(417)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(419)와, 채널 디코더(421)와, 비가우시안 특성 추정기(423) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 4에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 5를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(511)와, 제어기(513)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(515)와, 소프트 디매퍼(517)와, 채널 디코더(519)와, 비가우시안 특성 추정기(521)와, (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(523)을 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(511)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(513)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(511)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행한다. 상기 파형 사전 프로세서(511)의 동작은 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제어기(513)는 상기 비가우시안 특성 추정기(521)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(511)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(521)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(511)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(513)는 상기 파형 사전 프로세서(511)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 소프트 디매퍼(517)와 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(523)으로 출력한다.
또한, 상기 제어기(513)는 상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(511)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(515)로 출력한다.
한편, 상기 제어기(513)가 상기 파형 사전 프로세서(511)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 소프트 디매퍼(517)로 출력한 경우, 상기 소프트 디매퍼(517)는 상기 제어기(513)에서 출력한 신호에 대해 상기 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(523)에서 출력한 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하고, 상기 소프트 디매핑된 신호를 상기 채널 디코더(519)로 출력한다. 상기 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(523)의 동작은 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(519)는 상기 소프트 디매퍼(517)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 제어기(513)가 상기 파형 사전 프로세서(511)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(515)로 출력한 경우, 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(515)는 상기 제어기(513)에서 출력한 신호에 대해 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(519)로 출력한다.
상기 채널 디코더(519)는 상기 소프트 디매퍼(517)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 5에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(511)와, 제어기(513)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(515)와, 소프트 디매퍼(517)와, 채널 디코더(519)와, 비가우시안 특성 추정기(521)와, (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(523)과 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(511)와, 제어기(513)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(515)와, 소프트 디매퍼(517)와, 채널 디코더(519)와, 비가우시안 특성 추정기(521)와, (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(523) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 5에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(611)와, 제어기(613)와, 잡음 화이트너(615)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(617)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(619)와, 채널 디코더(621)와, 비가우시안 특성 추정기(623)와, (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(625)을 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(611)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(613)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(611)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행한다. 상기 파형 사전 프로세서(611)의 동작은 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제어기(613)는 상기 비가우시안 특성 추정기(623)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(611)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(623)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(611)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(613)는 상기 파형 사전 프로세서(611)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간섭 화이트너(615)로 출력한다.
상기 잡음 화이트너(615)는 상기 제어기(613)가 출력한 신호에 대해 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행한 후 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(619) 및 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(625)으로 출력한다. 여기서, 상기 잡음 화이트너(615)는 상기 파형 사전 프로세서(611)에서 수행된 등화 및 필터링 등으로 인해 서브 캐리어 별 특성이 변경된 잡음에 대해서 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행함으로써 서브 캐리어 별 특성이 동일한 형태가 되도록 할 수 있다. 상기 잡음 화이트너(615)에 대한 구체적인 동작은 도 1에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 잡음 화이트너(615)에서 화이트닝된 신호는 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(619)로 출력되고, 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(619)는 상기 잡음 화이트너(615)에서 출력한 신호에 대해 상기 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(625)에서 출력한 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터를 기반으로 비가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행하고, 상기 비가우시안 소프트 디매핑된 신호를 상기 채널 디코더(621)로 출력한다. 상기 (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(625)의 동작은 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(621)는 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(619)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 제어기(613)가 상기 파형 사전 프로세서(611)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(617)로 출력한 경우, 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(617)는 상기 제어기(613)에서 출력한 신호에 대해 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(621)로 출력한다.
상기 채널 디코더(621)는 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(617)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 6에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(611)와, 제어기(613)와, 잡음 화이트너(615)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(617)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(619)와, 채널 디코더(621)와, 비가우시안 특성 추정기(623)와, (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(625)과 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(611)와, 제어기(613)와, 잡음 화이트너(615)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(617)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(619)와, 채널 디코더(621)와, 비가우시안 특성 추정기(623)와, (간섭 + 잡음) 레벨 파라미터 업데이트 유닛(625) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 6에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(711)와, 제어기(713)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(715)와, 소프트 디매퍼(717)와, 채널 디코더(719)와, 비가우시안 특성 추정기(721)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(723)을 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(711)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(713)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(711)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행한다. 상기 파형 사전 프로세서(711)의 동작은 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제어기(713)는 상기 비가우시안 특성 추정기(721)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(711)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(721)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(711)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(713)는 상기 파형 사전 프로세서(711)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 소프트 디매퍼(717)와 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(723)으로 출력한다.
또한, 상기 제어기(713)는 상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(711)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(715)로 출력한다.
한편, 상기 제어기(713)가 상기 파형 사전 프로세서(711)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 소프트 디매퍼(717)로 출력한 경우, 상기 소프트 디매퍼(717)는 상기 제어기(713)에서 출력한 신호에 대해 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(723)에서 출력한 shape 파라미터 및 scale 파라미터 중 적어도 하나를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하고, 상기 소프트 디매핑된 신호를 상기 채널 디코더(719)로 출력한다. 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(723)의 동작은 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(719)는 상기 소프트 디매퍼(717)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 제어기(713)가 상기 파형 사전 프로세서(711)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(715)로 출력한 경우, 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(715)는 상기 제어기(713)에서 출력한 신호에 대해 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(719)로 출력한다.
상기 채널 디코더(719)는 상기 소프트 디매퍼(717)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 7에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(711)와, 제어기(713)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(715)와, 소프트 디매퍼(717)와, 채널 디코더(719)와, 비가우시안 특성 추정기(721)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(723)과 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(711)와, 제어기(713)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(715)와, 소프트 디매퍼(717)와, 채널 디코더(719)와, 비가우시안 특성 추정기(721)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(723) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 7에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 8을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 8을 참조하면, 신호 수신 장치는 파형 사전 프로세서(811)와, 제어기(813)와, 잡음 화이트너(815)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(817)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(819)와, 채널 디코더(821)와, 비가우시안 특성 추정기(823)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(825)을 포함한다.
상기 파형 사전 프로세서(811)는 입력 신호에 대해 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하고, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 제어기(813)로 출력한다. 여기서, 상기 파형 사전 프로세서(811)는 상기 비직교 파형을 지원하는 멀티-캐리어 시스템에서 사용되는 다중화 방식을 기반으로 파형 사전 프로세싱 동작을 수행한다. 상기 파형 사전 프로세서(811)의 동작은 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 제어기(813)는 상기 비가우시안 특성 추정기(823)에서 출력한 비가우시안 특성을 기반으로 상기 파형 사전 프로세서(811)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호인지 검사한다. 상기 비가우시안 특성 추정기(823)에서 비가우시안 특성을 추정하는 동작에 대해서는 도 1에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 검사 결과 상기 파형 사전 프로세서(811)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우 상기 제어기(813)는 상기 파형 사전 프로세서(811)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간섭 화이트너(815)로 출력한다.
상기 잡음 화이트너(815)는 상기 제어기(813)가 출력한 신호에 대해 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행한 후 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(819) 및 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(825)으로 출력한다. 여기서, 상기 잡음 화이트너(815)는 상기 파형 사전 프로세서(811)에서 수행된 등화 및 필터링 등으로 인해 서브 캐리어 별 특성이 변경된 잡음에 대해서 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행함으로써 서브 캐리어 별 특성이 동일한 형태가 되도록 할 수 있다. 상기 잡음 화이트너(815)에 대한 구체적인 동작은 도 1에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 잡음 화이트너(815)에서 화이트닝된 신호는 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(819)로 출력되고, 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(619)는 상기 잡음 화이트너(815)에서 출력한 신호에 대해 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(825)에서 출력한 shape 파라미터 및 scale 파라미터 중 적어도 하나를 기반으로 비가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행하고, 상기 비가우시안 소프트 디매핑된 신호를 상기 채널 디코더(821)로 출력한다. 상기 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(825)의 동작은 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 유사하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(821)는 상기 비가우시안 소프트 디매퍼(819)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 상기 제어기(813)가 상기 파형 사전 프로세서(811)에서 출력한 파형 사전 프로세싱된 신호를 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(817)로 출력한 경우, 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(817)는 상기 제어기(813)에서 출력한 신호에 대해 간략화된 가우시안 소프트 디매핑 동작을 수행한 후 상기 채널 디코더(821)로 출력한다.
상기 채널 디코더(821)는 상기 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(817)에서 출력한 신호에 대해 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 8에서는 상기 신호 수신 장치가 상기 파형 사전 프로세서(811)와, 제어기(813)와, 잡음 화이트너(815)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(817)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(819)와, 채널 디코더(821)와, 비가우시안 특성 추정기(823)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(825)과 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치는 상기 파형 사전 프로세서(811)와, 제어기(813)와, 잡음 화이트너(815)와, 간략화 가우시안 소프트 디매퍼(817)와, 비가우시안 소프트 디매퍼(819)와, 채널 디코더(821)와, 비가우시안 특성 추정기(823)와, 비가우시안 파라미터 업데이트 유닛(825) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 8에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 9를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 eNB와 UE간의 피드백 정보 송/수신 과정에 대해서 설명하기로 한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서 eNB와 UE간의 피드백 정보 송/수신 과정을 개략적을 도시한 도면이다.
도 9를 참조하면, 먼저 UE(913)는 적어도 두 개의 필터 뱅크들을 사용하며, 도 9에서는 일 예로 상기 UE(913)가 3개의 필터 뱅크들을 사용한다고 가정하기로 한다.
먼저, SIR이 다른 필터들을 그룹핑하여 필터 그룹들을 생성하고, 상기 필터 그룹들 각각에 대해 별도로 채널 인코딩 동작을 수행할 경우 비가우시안 특성이 증가될 수 있다. 따라서, 상기 UE(913)는 상기 UE(913) 자신이 포함하고 있는 필터 뱅크들 중 비가우시안 특성이 증가될 수 있도록 특정 필터 뱅크를 선택한다.
상기 UE(913)가 두 개 이상의 필터 뱅크들을 사용할 경우, 상기 UE(913)는 동일한 인코딩 방식을 적용할 수 있는 필터 뱅크 집합을 선택한다.
상기 UE(913)가 3개의 필터 뱅크들을 사용할 경우, 필터 뱅크별로 인코딩 동작을 수행할 경우, 이는 ((F1), (F2), (F3))와 같이 나타낼 수 있다.
또한, 상기 UE(913)는 적어도 두 개의 필터 뱅크들에 동일한 인코딩 방식을 적용하여 인코딩 동작을 수행할 경우, 이는 ((F1, F2), F3), ((F1, F3), F2), (F1, (F2, F3))와 같이 나타낼 수 있다. 이렇게 적어도 두 개의 필터 뱅크들에 동일한 인코딩 방식을 적용하는 것은 SIR의 차이가 클 경우에만 효과가 있으므로, SIR을 비교하여 미리 선택 가능한 조합들의 개수를 감소시킬 수도 있다.
또한, 상기 UE(913)는 상기 세 개의 필터 뱅크들 각각에 동일한 인코딩 방식을 적용하여 인코딩 동작을 수행할 수 있으며, 이는 (F1, F2, F3)와 같이 나타낼 수 있다.
따라서, 상기 UE(913)는 각 경우에 대해서 MCS 레벨을 추정한 후 합산 레이트(sum rate)가 최대가 되는 경우를 선택하고, 상기 합산 레이트가 최대가 되는 MCS 레벨 및 동일 인코딩이 적용되는 필터 뱅크 그룹에 대한 정보를 포함하는 피드백 정보를 생성한다.
상기 UE(913)는 상기 eNB(911)로 상기 생성한 피드백 정보를 송신한다(915단계). 상기 UE(913)로부터 피드백 정보를 수신한 후, 상기 eNB(911)는 상기 수신한 피드백 정보를 기반으로 상기 UE(913)에 대한 데이터를 프로세싱하고, 상기 프로세싱한 데이터를 상기 UE(913)로 송신한다(917단계).
한편, 상기에서는 단일 입력 단일 출력(single input single output: SISO, 이하 "SISO"라 칭하기로 한다) 방식이 사용될 경우의 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 통신 시스템에서의 신호 수신 과정에 대해서 설명하였다. 하지만, 본 발명의 일 실시예는 상기 SISO 방식 뿐만 아니라 다중 입력 다중 출력(multi-input multi-output: MIMO, 이하 "MIMO"라 칭하기로 한다) 방식에 대해서도 적용이 가능하다.
선형 MIMO 등화기 또는 연속적 간섭 제거(successive interference cancellation: SIC, 이하 "SIC"라 칭하기로 한다) 방식과 같이 수신 신호에 대해 스트림 별로 구분을 한 후 LLR을 계산하는 경우 SISO 방식과 동일하게 스트림 별로 비가우시안 분포로 모델링이 가능하다. 또한, 공간 도메인에서 화이트닝 동작이 수행될 경우 스트림 별로 동일한 파라미터를 가지게 된다.
한편, 선형 등화기가 아닌 서브 캐리어 별로 전체 스트림의 송신 신호를 조인트(joint)하게 수신하는 최대 우도(maximum likelihood: ML, 이하 "ML"이라 칭하기로 한다) 검출 방식의 경우, 스트림들의 개수 또는 수신 안테나들의 개수 만큼의 랜덤 변수의 특성을 조인트하게 추정할 수 있다. 이때 shape 파라미터와 안테나간의 공분산 행렬의 추정이 필요하게 될 수 있다.
상기 shape 파라미터는 상기에서 설명한 바와 같이 필터의 간섭 테이블 SNR 및 수신 안테나들의 개수를 기반으로 계산될 수 있다. 상기 shape 파라미터는 수신 신호에 대해서 등화 동작이 먼저 수행될 경우에는 스트림들의 개수에 따라 계산될 수 있다.
한편, 사전 처리 단에서 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행하는지 혹은 공간 및 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행하는지에 따라 추정할 공분산 행렬의 형태가 달라진다. 일 예로, 하드(hard) 최대 우도 검출(maximum likelihood: MLD, 이하 "MLD"라 칭하기로 한다) 방식에서는 가우시안 분포 가정과 동일하게 유클리디안(Euclidean) 거리 기반 벡터 심볼을 선택하면 되지만, 소프트 MLD방식에서는 비가우시안 분포 기반 소프트 디매퍼가 필요로 된다.
그러면 여기서 도 10을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 수신 블록 에러 레이트(block error rate: BLER, 이하 "BLER"이라 칭하기로 한다)에 대해서 설명하기로 한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 수신 BLER을 개략적으로 도시한 그래프이다.
도 10을 참조하면, 먼저 본 발명의 일 실시예는 비직교 파형의 특성, 일 예로 간섭 테이블 및 SNR을 통해 잔여 간섭을 모델링하여 사용하는 비가우시안 소프트 디매퍼를 제안한다. 일 예로, QAM-FBMC방식을 지원하는 통신 시스템에서 데이터 레이트 측면에서의 감소 없이 스펙트럼 confinement에 대해 비교적 양호한 특성을 유지하면서 필터의 self SIR을 증가시키는 데는 한계가 존재한다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 채널 추정 측면에서 손실이 없도록 하기 위해서 SIR이 비대칭인 필터 뱅크를 제안한다. 그런데, MCS 레벨을 증가시키고 두 개의 필터 뱅크들에 대해서 동일한 채널 인코딩 방식을 적용할 경우, 비교적 열악한 SIR에 의해 성능이 제한되게 되고, 이로 인해 에러 플로링(error flooring) 현상이 발생할 수도 있다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 비가우시안 소프트 디매퍼를 사용함으로써 10-2의 BLER에서 약 3dB이상의 성능을 개선할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에서는 필터의 특성을 고려하여 오프라인으로 shape 파라미터를 추정(일 예로, SNR을 25dB로 가정함)하고, scaling 파라미터만 업데이트한 경우 성능의 열화가 전혀 없었으며, 채널 인코딩 코딩 블록 별로 scaling 파라미터가 변하지 않는 경우log-max 근사화 방식을 기반으로 하는 결과를 보면 10-2의 BLER에서 1dB 미만의 성능 열화만이 존재함을 알 수 있고, 또한 가우시안 소프트 디매퍼 대비 여전히 3dB의 성능 향상을 확보할 수 있다는 것을 알 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 일 실시예에서는 오프라인 파라미터 추정이 가능함을 증명하였다.
도 10에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 수신 BLER에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 11을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 잔여 간섭의 비가우시안 특성에 대해서 설명하기로 한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 11을 참조하면, shape 파라미터가 1.3일 경우(shape parameter = 1.3)의 필터에 대한 잔여 간섭의 비가우시안 특성과, shape 파라미터가 0.8일 경우(shape parameter = 0.8)의 필터에 대한 잔여 간섭의 비가우시안 특성과, shape 파라미터가0.5일 경우(shape parameter = 0.5)의 필터에 대한 잔여 간섭의 비가우시안 특성이 도시되어 있다. 일 예로, 잔여 간섭이 가우시안 특성을 나타낼 경우 shape 파라미터는 2(shape parameter = 2)이다.
도 11에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 잔여 간섭의 비가우시안 특성에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 12를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 GFDM 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성에 대해서 설명하기로 한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 GFDM 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 12를 참조하면, 도 12에 도시되어 있는 잔여 간섭의 비가우시안 특성은 GFDM 방식이 사용되고, SRRC (square-root-raised-cosine) 필터가 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 나타낸다. 여기서, 상기 SRRC 필터의 self SIR은25dB의 SNR에서 9.7dB이다.
도 12에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 GFDM 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 13을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 QAM-FBMC 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성에 대해서 설명하기로 한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 QAM-FBMC 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 13을 참조하면, 도 13에 도시되어 있는 잔여 간섭의 비가우시안 특성은 QAM-FBMC 방식이 사용되고, PHYDYAS (physical layer for dynamic spectrum access and cognitive radio) 필터가 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성을 나타낸다. 여기서, 상기 PHYDYAS 필터의 self SIR은15dB의 SNR에서 7.5dB이다.
도 13에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 QAM-FBMC 방식이 사용될 경우의 잔여 간섭의 비가우시안 특성에 대해서 개략적으로 설명하였으며, 다음으로 도 14를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 MIMO 방식을 사용할 경우의 비가우시안 소프트 디매퍼의 동작에 따른 잔여 간섭의 특성에 대해서 설명하기로 한다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 MIMO 방식을 사용할 경우의 비가우시안 소프트 디매퍼의 동작에 따른 잔여 간섭의 특성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 14를 참조하면, 먼저, 신호 송신 장치가 사용하는 송신 안테나들의 개수가 Nt개이고, 신호 수신 장치가 사용하는 수신 안테나들의 개수가 Nr개라고 가정하기로 한다.
선형 MIMO등화기 또는 SIC 방식과 같이 수신 신호에 대해 스트림 별로 구분을 한 후 LLR을 계산하는 경우 SISO방식과 동일하게 스트림 별로 비가우시안 분포로 모델링이 가능하다. 또한, 공간 도메인에서 화이트닝 동작이 수행될 경우 스트림 별로 동일한 파라미터를 가지게 된다.
한편, 선형 등화기가 아닌 서브 캐리어 별로 전체 스트림의 송신 신호를 조인트하게 수신하는 ML 검출 방식의 경우, 스트림들의 개수 또는 수신 안테나들의 개수 Nr만큼의 랜덤 변수의 특성을 조인트하게 추정할 수 있다. 이때 shape 파라미터와 안테나간의 공분산 행렬의 추정이 필요하게 될 수 있다.
상기 shape 파라미터는 상기에서 설명한 바와 같이 필터의 간섭 테이블 SNR 및 수신 안테나들의 개수 Nr를 기반으로 계산될 수 있다. 상기 shape 파라미터는 수신 신호에 대해서 등화 동작이 먼저 수행될 경우에는 스트림들의 개수에 따라 계산될 수 있다.
한편, 사전 처리 단에서 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행하는지 혹은 공간 및 주파수 도메인에서 화이트닝 동작을 수행하는지에 따라 추정할 공분산 행렬의 형태가 달라진다. 일 예로, 하드 MLD 방식에서는 가우시안 분포 가정과 동일하게 유클리디안(Euclidean) 거리 기반 벡터 심볼을 선택하면 되지만, 소프트 MLD방식에서는 비가우시안 분포 기반 소프트 디매퍼가 필요로 된다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 MIMO 방식을 사용할 경우의 비가우시안 소프트 디매퍼의 동작에 따른 잔여 간섭의 특성에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 15를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 15를 참조하면, 신호 수신 장치(1500)는 송신기(1511)와, 제어기(1513)와, 수신기(1515)와, 저장 유닛(1517)을 포함한다.
먼저, 상기 제어기(1513)는 상기 신호 수신 장치(1500)의 전반적인 동작을 제어하며, 특히 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 동작에 관련된 동작을 제어한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 동작에 관련된 동작에 대해서는 도 1 내지 도 14에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 송신기(1511)는 상기 제어기(1513)의 제어에 따라 상기 이동 멀티-캐리어 통신 시스템에 포함되는 다른 엔터티들로 각종 신호들 및 각종 메시지들을 송신한다. 여기서, 상기 송신기(1511)가 송신하는 각종 신호들 및 각종 메시지들은 도 1 내지 도 14에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
또한, 상기 수신기(1515)는 상기 제어기(1513)의 제어에 따라 상기 멀티-캐리어 통신 시스템에 포함되는 다른 엔터티들로부터 각종 신호들 및 각종 메시지들을 수신한다. 여기서, 상기 수신기(1515)가 수신하는 각종 신호 및 각종 메시지들은 도 1 내지 도 14에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 저장 유닛(1517)은 상기 제어기(1513)의 제어에 따라 상기 신호 수신 장치(1500)가 수행하는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 동작에 관련된 동작과 관련된 프로그램과 각종 데이터 등을 저장한다.
또한, 상기 저장 유닛(1517)은 상기 수신기(1515)가 상기 다른 엔터티들로부터 수신한 각종 신호 및 각종 메시지들을 저장한다.
한편, 도 15에는 상기 신호 수신 장치(1500)가 상기 송신기(1511)와, 제어기(1513)와, 수신기(1515)와, 저장 유닛(1517)과 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치(1500)는 상기 송신기(1511)와, 제어기(1513)와, 수신기(1515)와, 저장 유닛(1517) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치(1500)는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 16을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 16을 참조하면, 신호 송신 장치(1600)는 송신기(1611)와, 제어기(1613)와, 수신기(1615)와, 저장 유닛(1617)을 포함한다.
먼저, 상기 제어기(1613)는 상기 신호 송신 장치(1600)의 전반적인 동작을 제어하며, 특히 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 동작에 관련된 동작을 제어한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 동작에 관련된 동작에 대해서는 도 1 내지 도 14에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 송신기(1611)는 상기 제어기(1613)의 제어에 따라 상기 이동 멀티-캐리어 통신 시스템에 포함되는 다른 엔터티들로 각종 신호들 및 각종 메시지들을 송신한다. 여기서, 상기 송신기(1611)가 송신하는 각종 신호들 및 각종 메시지들은 도 1 내지 도 14에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
또한, 상기 수신기(1615)는 상기 제어기(1613)의 제어에 따라 상기 멀티-캐리어 통신 시스템에 포함되는 다른 엔터티들로부터 각종 신호들 및 각종 메시지들을 수신한다. 여기서, 상기 수신기(1615)가 수신하는 각종 신호 및 각종 메시지들은 도 1 내지 도 14에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 저장 유닛(1617)은 상기 제어기(1613)의 제어에 따라 상기 신호 송신 장치(1600)가 수행하는 본 발명의 일 실시예에 따른 비직교 파형을 가지는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 송/수신하는 동작에 관련된 동작과 관련된 프로그램과 각종 데이터 등을 저장한다.
또한, 상기 저장 유닛(1617)은 상기 수신기(1615)가 상기 다른 엔터티들로부터 수신한 각종 신호 및 각종 메시지들을 저장한다.
한편, 도 16에는 상기 신호 송신 장치(1600)가 상기 송신기(1611)와, 제어기(1613)와, 수신기(1615)와, 저장 유닛(1617)과 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 송신 장치(1600)는 상기 송신기(1611)와, 제어기(1613)와, 수신기(1615)와, 저장 유닛(1617) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 송신 장치(1600)는 1개의 프로세서 혹은 1개의 칩셋(chipset)으로 구현될 수도 있음은 물론이다.
본 발명의 특정 측면들은 또한 컴퓨터 리드 가능 기록 매체(computer readable recording medium)에서 컴퓨터 리드 가능 코드(computer readable code)로서 구현될 수 있다. 컴퓨터 리드 가능 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의해 리드될 수 있는 데이터를 저장할 수 있는 임의의 데이터 저장 디바이스이다. 상기 컴퓨터 리드 가능 기록 매체의 예들은 리드 온니 메모리(read-only memory: ROM)와, 랜덤-접속 메모리(random-access memory: RAM)와, CD-ROM들과, 마그네틱 테이프(magnetic tape)들과, 플로피 디스크(floppy disk)들과, 광 데이터 저장 디바이스들, 및 캐리어 웨이브(carrier wave)들(상기 인터넷을 통한 데이터 송신과 같은)을 포함할 수 있다. 상기 컴퓨터 리드 가능 기록 매체는 또한 네트워크 연결된 컴퓨터 시스템들을 통해 분산될 수 있고, 따라서 상기 컴퓨터 리드 가능 코드는 분산 방식으로 저장 및 실행된다. 또한, 본 발명을 성취하기 위한 기능적 프로그램들, 코드, 및 코드 세그먼트(segment)들은 본 발명이 적용되는 분야에서 숙련된 프로그래머들에 의해 쉽게 해석될 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 장치 및 방법은 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합의 형태로 실현 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 이러한 임의의 소프트웨어는 예를 들어, 삭제 가능 또는 재기록 가능 여부와 상관없이, ROM 등의 저장 장치와 같은 휘발성 또는 비휘발성 저장 장치, 또는 예를 들어, RAM, 메모리 칩, 장치 또는 집적 회로와 같은 메모리, 또는 예를 들어 CD, DVD, 자기 디스크 또는 자기 테이프 등과 같은 광학 또는 자기적으로 기록 가능함과 동시에 기계(예를 들어, 컴퓨터)로 읽을 수 있는 저장 매체에 저장될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방법은 제어부 및 메모리를 포함하는 컴퓨터 또는 휴대 단말에 의해 구현될 수 있고, 상기 메모리는 본 발명의 실시 예들을 구현하는 지시들을 포함하는 프로그램 또는 프로그램들을 저장하기에 적합한 기계로 읽을 수 있는 저장 매체의 한 예임을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명은 본 명세서의 임의의 청구항에 기재된 장치 또는 방법을 구현하기 위한 코드를 포함하는 프로그램 및 이러한 프로그램을 저장하는 기계(컴퓨터 등)로 읽을 수 있는 저장 매체를 포함한다. 또한, 이러한 프로그램은 유선 또는 무선 연결을 통해 전달되는 통신 신호와 같은 임의의 매체를 통해 전자적으로 이송될 수 있고, 본 발명은 이와 균등한 것을 적절하게 포함한다
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 장치는 유선 또는 무선으로 연결되는 프로그램 제공 장치로부터 상기 프로그램을 수신하여 저장할 수 있다. 상기 프로그램 제공 장치는 상기 프로그램 처리 장치가 기 설정된 컨텐츠 보호 방법을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 프로그램, 컨텐츠 보호 방법에 필요한 정보 등을 저장하기 위한 메모리와, 상기 그래픽 처리 장치와의 유선 또는 무선 통신을 수행하기 위한 통신부와, 상기 그래픽 처리 장치의 요청 또는 자동으로 해당 프로그램을 상기 송수신 장치로 전송하는 제어부를 포함할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형할 수 있음은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (15)

  1. 멀티-캐리어(multi-carrier system) 시스템에서 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    입력 신호에 대해 등화 동작 및 필터링 동작 중 적어도 하나를 기반으로 하는 파형 사전 프로세싱 동작을 수행하는 과정과,
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안(Guassian) 근접 신호인지 검사하는 과정과,
    상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑(soft de-mapping) 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 과정과,
    상기 화이트닝된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터를 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 검사 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함하거나, 혹은
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호일 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 필터(filter) 간섭 테이블을 기반으로 추정된 비가우시안 특성을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 결정 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 과정과,
    상기 화이트닝된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 화이트닝된 신호에 대해서 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 화이트닝된 신호에 대해서 필터(filter) 간섭 테이블을 기반으로 추정된 비가우시안 특성을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 결정 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 간섭과 잡음의 합을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 결정 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 과정과,
    상기 화이트닝된 신호에 대해서 간섭과 잡음의 합을 기반으로 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 결정 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터 및 간섭과 잡음의 합을 기반으로 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 결정 결과를 기반으로 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정은;
    상기 파형 사전 프로세싱된 신호가 가우시안 근접 신호가 아닐 경우, 상기 파형 사전 프로세싱된 신호에 대해서 화이트닝(whitening) 동작을 수행하는 과정과,
    상기 화이트닝된 신호에 대해서 비가우시안(non-Gaussian) 파라미터 및 간섭과 잡음의 합을 기반으로 비가우시안(non-Gaussian) 소프트 디매핑 동작을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 비가우시안 파라미터는 쉐이프(shape) 파라미터와 스케일(scale) 파라미터 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 멀티-캐리어 시스템에서 신호를 수신하는 방법.
  15. 청구항 1 내지 청구항 14 중 어느 하나의 방법을 수행하도록 구성됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
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