WO2019221388A1 - 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for estimating a channel using a demodulation reference signal (DMRS) in a wireless communication system.
  • DMRS demodulation reference signal
  • mobile communication systems have been developed to provide voice services while guaranteeing user activity.
  • mobile communication systems are gradually expanding to not only voice but also data services, and now they have developed to the extent that they can provide high-speed data services.
  • a shortage of resources and users demand faster services, and thus, a more advanced mobile communication system is required.
  • LTE Long Term Evolution
  • 3GPP The 3rd Generation Partnership Project
  • LTE is a technology that implements high-speed packet-based communication with a transmission rate of up to 100 Mbps, aiming for commercialization in 2010.
  • various methods are discussed.
  • the network structure can be simplified to reduce the number of nodes located on the communication path, or the wireless protocols can be as close to the wireless channel as possible.
  • a 5G communication system or a pre-5G communication system is called a Beyond 4G network communication system or a post LTE system.
  • 5G communication systems are being considered for implementation in the ultra-high frequency (mmWave) band (eg, such as the 60 Gigabit (60 GHz) band).
  • mmWave ultra-high frequency
  • 60 Gigabit 60 GHz
  • 5G communication systems beamforming, massive array multiple input / output (Full-Dimensional MIMO), and full dimensional multiple input / output (FD-MIMO) are used in 5G communication systems to increase path loss mitigation and propagation distance of radio waves in the ultra-high frequency band.
  • Array antenna, analog beam-forming, and large scale antenna techniques are discussed.
  • 5G communication systems have advanced small cells, advanced small cells, cloud radio access network (cloud RAN), ultra-dense network (ultra-dense network) , Device to Device communication (D2D), wireless backhaul, moving network, cooperative communication, Coordinated Multi-Points (CoMP), and interference cancellation
  • cloud RAN cloud radio access network
  • ultra-dense network ultra-dense network
  • D2D Device to Device communication
  • wireless backhaul moving network
  • cooperative communication Coordinated Multi-Points (CoMP), and interference cancellation
  • Hybrid FSK and QAM Modulation FQAM
  • SWSC sliding window superposition coding
  • ACM Advanced Coding Modulation
  • FBMC Fan Bank Multi Carrier
  • NOMA non orthogonal multiple access
  • SCMA sparse code multiple access
  • IoT Internet of Things
  • IoE Internet of Everything
  • M2M machine to machine
  • MTC Machine Type Communication
  • IT intelligent Internet technology services can be provided that collect and analyze data generated from connected objects to create new value in human life.
  • IoT is a field of smart home, smart building, smart city, smart car or connected car, smart grid, health care, smart home appliances, advanced medical services, etc. through convergence and complex of existing information technology (IT) technology and various industries. It can be applied to.
  • the NR New Radio
  • DL / UL OFDM symbol has a CP in front of the net OFDM so that the receiver discards the CP and takes a fast Fourier Transform (FFT) size of the sample.
  • FFT fast Fourier Transform
  • 14 symbol slots or 12 symbol slots are defined and have a plurality of physical resource blocks (PRBs) for one slot period.
  • PRB physical resource blocks
  • One PRB is composed of 14 OFDM symbols in the time domain and 12 resource elements (RE) in the frequency domain when the CP type is normal CP. Therefore, one PRB has 168 REs.
  • One PRB includes 12 OFDM symbols in the time domain and 12 resource elements (RE) in the frequency domain when the CP type is extended CP. Therefore, one PRB has 144 REs.
  • a base station may have a plurality of transmit antenna ports. Each antenna port is disjointly associated with a different DMRS.
  • the NR standard supports four DMRS ports for type 1 and six DMRS ports for type 2 based on 1-symbol DMRS. Type 1 supports 8 DMRS ports and type 2 supports 12 DMRS ports based on 2-symbol DMRS.
  • An object of the present invention is to provide a channel estimation method and apparatus for receiving a multi-input multi-output (MIMO) signal.
  • MIMO multi-input multi-output
  • an uplink channel estimation method of a base station includes at least one radio channel tap based on a sounding reference signal (SRS) received from a terminal. Determining an average power value of the radio channel tap for each link between the transmitting antenna and the receiving antenna to which the SRS is transmitted, and the position of the radio channel tap. And estimating an effective channel frequency response (effective CFR) of a physical uplink shared channel (PUSCH) based on the average power value of the radio channel tap. .
  • SRS sounding reference signal
  • the method for estimating a downlink channel of a terminal in a wireless communication system of the present invention includes at least one channel tap based on a channel state information reference signal (CSI-RS) received from a base station. Determining a position of the radio signal, determining an average power value of the radio channel tap for each link between a transmission antenna and a reception antenna on which the CSI-RS is transmitted; Estimating an effective channel frequency response (effective CFR) of a physical downlink shared channel (PDSCH) based on a location and an average power value of the radio channel tap.
  • CSI-RS channel state information reference signal
  • the base station for estimating the uplink channel includes at least one radio channel tap based on a transmitting / receiving unit for transmitting and receiving a signal and a sounding reference signal (SRS) received from the terminal. determine a location of a tap, determine an average power value of the radio channel tap for each link between a transmission antenna and a reception antenna to which the SRS is transmitted, and determine the location of the radio channel tap and And a controller for estimating an effective channel frequency response (effective CFR) of a physical uplink shared channel (PUSCH) based on the average channel tap power value.
  • SRS sounding reference signal
  • the terminal for estimating the downlink channel includes at least one terminal based on a channel state information reference signal (CSI-RS) received from a transceiver for transmitting and receiving a signal and a base station.
  • CSI-RS channel state information reference signal
  • CSI-RS channel state information reference signal
  • the present invention can improve channel estimation performance for receiving New Radio (NR) Multi-Input Multi-Output (MIMO) signals.
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the present invention provides support and code division multiplexing of a channel obtained through a channel state information reference signal (CSI-RS) or a sounding reference signal (SRS).
  • CSI-RS channel state information reference signal
  • SRS sounding reference signal
  • a pattern of the CDM) DMRS can be used to obtain channel estimation performance close to the LMMSE channel estimator which is virtually impossible to implement.
  • FIG. 1 is a diagram showing the frequency position of RE occupied by 1-symbol DMRS in the case of type 1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency position of an RE occupied by 2-symbol DMRS in the case of type 1;
  • 3 is a diagram illustrating a frequency position of RE occupied by 1-symbol DMRS in the case of type 2;
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a frequency position of RE occupied by 2-symbol DMRS in the case of type 2;
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an antenna port structure in UL 2 layer transmission for each UE in MU-MIMO
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an antenna port structure in DL 2 layer transmission for each UE in MU-MIMO.
  • FIG. 7 illustrates a structure of a DMRS port during UL 2 layer transmission for each UE in UL MU-MIMO.
  • FIG. 8 illustrates a structure of a DMRS port when transmitting DL 2 layer for each UE in DL MU-MIMO.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating a channel estimation method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating an effective CFR estimation method according to an embodiment of the present invention.
  • 11 is a flowchart illustrating a method of channel estimation for each transmission layer and a receiving antenna link according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of jointly estimating a channel for a transmission layer and a reception antenna link according to an embodiment of the present invention.
  • 13A and 13B show the performance of an effective CFR estimate under an EPA channel.
  • 14A and 14B illustrate the performance of an effective CFR estimate under an ETU channel.
  • 15 is a block diagram showing an internal structure of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • 16 is a block diagram illustrating an internal structure of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • each block of the flowchart illustrations and combinations of flowchart illustrations may be performed by computer program instructions. Since these computer program instructions may be mounted on a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment, those instructions executed through the processor of the computer or other programmable data processing equipment may be described in flow chart block (s). It creates a means to perform the functions. These computer program instructions may be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular manner, and thus the computer usable or computer readable memory. It is also possible for the instructions stored in to produce an article of manufacture containing instruction means for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • Computer program instructions may also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operating steps may be performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-implemented process to create a computer or other programmable data. Instructions for performing the processing equipment may also provide steps for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • each block may represent a portion of a module, segment, or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • logical function e.g., a module, segment, or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • the functions noted in the blocks may occur out of order.
  • the two blocks shown in succession may in fact be executed substantially concurrently, or the blocks may sometimes be executed in the reverse order, depending on the corresponding function.
  • ' ⁇ part' used in the present embodiment refers to software or a hardware component such as an FPGA or an ASIC, and ' ⁇ part' performs certain roles.
  • ' ⁇ ' is not meant to be limited to software or hardware. May be configured to reside in an addressable storage medium or may be configured to play one or more processors.
  • ' ⁇ ' means components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, and processes, functions, properties, procedures, and the like. Subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuits, data, databases, data structures, tables, arrays, and variables.
  • the functionality provided within the components and the 'parts' may be combined into a smaller number of components and the 'parts' or further separated into additional components and the 'parts'.
  • the components and ' ⁇ ' may be implemented to play one or more CPUs in the device or secure multimedia card.
  • the terminal may utilize the location of a radio channel tap estimated using channel state information-reference signal (CSI-RS).
  • CSI-RS channel state information-reference signal
  • the position of the radio channel tap may indicate a degree of delay of a signal received in the channel, the number of delays generated through the multipath channel is called sparsity, and the plurality of delay values are called support.
  • the delay of the signal may be discontinuous and there may be a plurality of taps according to the signal delay.
  • the radio channel taps may also be sparse.
  • the base station may utilize support of a channel estimated based on a sounding reference signal (SRS).
  • SRS sounding reference signal
  • the same DMRS (demodulation reference signal) pattern may be used for both a physical downlink shared channel (PDSCH) or a physical uplink shared channel (PUSCH).
  • the DMRS may be transmitted by code division multiplexing (CDM) in the time domain and the frequency domain.
  • CDM code division multiplexing
  • a DMRS signal corresponding to each layer is required.
  • an improved channel estimation algorithm may be needed in the frequency selective channel.
  • the present invention describes a method for performing channel estimation using the support of the channel obtained through CSI-RS or SRS and the pattern of the CDM DMRS.
  • the present invention relates to a method for estimating a reception channel in a wireless communication system, and the method for estimating a reception channel is not limited to the embodiment and can be implemented in various ways.
  • FIG. 1 shows the frequency position of the RE occupied by the 1-symbol DMRS in the case of type 1
  • FIG. 2 shows the frequency position of the RE occupied by the 2-symbol DMRS in the case of type 1
  • FIG. 4 the frequency position of the RE occupied by the 1-symbol DMRS is shown.
  • the system When multiple layers occupy the same physical resource block (PRB), the system must have orthogonal DMRS to estimate the channel of each layer.
  • the port number Can be defined as Assuming Type 1, a DMRS having four orthogonality may be required for the base station to use four DMRS ports.
  • the base station may secure orthogonality of the two DMRSs by first assigning different frequency resources to the two DMRSs.
  • the base station may be designed to have orthogonality using a length-2 orthogonal cover code (OCC) having orthogonality in a frequency domain with respect to a DMRS having the same frequency.
  • OCC orthogonal cover code
  • ports 0 and 1 may use length-2 OCC at frequencies 0 and 2, frequencies 4 and 6, and frequencies 8 and 10, and ports 2 and 3 are frequencies 1 and 3, frequencies 5 and 7, and frequency 9 and You can use length-2 OCC at 11.
  • the base station may additionally use length-2 OCC in the time domain.
  • port 0 and port 4, port 1 and 5, port 2 and port 6, and port 3 and port 7 may be orthogonal by the time domain length-2 OCC.
  • DMRSs having six orthogonality may be required in order for the base station to use six DMRS ports.
  • the base station may secure orthogonality of the three DMRSs by first assigning different frequency resources to the three DMRSs.
  • the base station may be designed to have orthogonality using a length-2 orthogonal cover code (OCC) having orthogonality in a frequency domain with respect to a DMRS having the same frequency.
  • OCC orthogonal cover code
  • ports 0 and 1 may use length-2 OCC at frequencies 0 and 1 and frequencies 6 and 7, and ports 2 and 3 may use length-2 OCC at frequencies 2 and 3 and frequencies 8 and 9.
  • Ports 4 and 5 can use length-2 OCCs at frequencies 4 and 5 and at frequencies 10 and 11.
  • the base station may additionally use length-2 OCC in the time domain.
  • port 0 and port 6, port 1 and 7, port 2 and port 8, port 3 and port 9, port 4 and port 10, and port 5 and port 11 are time domain length-2. It can have orthogonality by OCC.
  • FIG. 7 illustrates a structure of a DMRS port when transmitting uplink (UL) 2 layers for each user equipment (UE) in a multi-user multi-input multi-output (MU-MIMO).
  • a MIMO signal having two transmit antennas and two DMRS ports of UE 0 is transmitted to a base station.
  • the MIMO signal having two transmit antennas of UE 1 and two DMRS ports is transmitted to the base station.
  • a multi-user (MU) MIMO signal is transmitted to a base station, and there is an explicit precoder known to the base station.
  • the base station allocates DMRS 0 and DMRS 1 to UE 0 and allocates DMRS 2 and DMRS 3 to UE 1.
  • the base station uses the previously obtained channel estimation value when it matches-filters symbols rising on two layers for UE 0 and symbols rising on two layers for UE 1. Can be.
  • the length of the cyclic prefix (CP) may be set longer than the maximum delay length of the multipath experienced by the signal in the wireless channel.
  • the maximum delay value of the channel defined as enhanced pedestrian A (EPA) is 0.41 us among the various channels experienced by outdoor pedestrians.
  • the maximum delay value of the channel defined as enhanced vehicular A (EVA) is 2.51 us among the various channels experienced by the UE of the outdoor vehicle.
  • the max delay value of a channel defined as enhanced typical urban (ETU) is 5 us.
  • the aforementioned EPA, EVA and ETU are seven, nine and nine multipath channels. That is, the wireless channel may be generated such that the max delay is mostly within the OFDM CP length and the channel tap is sparse.
  • the channel experienced by the received signal may be generated by a combination of a transmit filter, a sparse wireless channel, and a receive filter of the base station. In the following, it is assumed that a channel does not change with time during a 14-symbol 1 slot.
  • the DMRS signal undergoes the same channel in subcarriers 0, 2, 4, 6, 8, and 10 within 1 PRB u. .
  • the effective channel frequency response (CFR) between transmit layer 0 and receive antenna port m is measured.
  • the effective CFR between transmit layer 1 and receive antenna port receive antenna m is defined as Can be defined as In this case, the signal vector obtained by dividing the received signal vector by the reference signal on the aforementioned subcarrier obtained from the receiving antenna m is obtained.
  • the noise vector obtained by dividing the above noise signal by the reference signal Can be defined as Vector Is expressed as follows.
  • Effective CIR Vectors Above Is a column vector having only non-zero entries of the effective channel impulse response (CIR) between transmit layer n and receive antenna port m. Since the plurality of receive antenna ports are co-located, channel support can be maintained regardless of the receive antenna port index.
  • the sparsity of the CIR between the transmission layers 0 and 1 from the reception antenna port m may be defined as L, respectively.
  • Equation 3 Receive signals and noise signals from each PRB When defined as, Equation 3 may be expressed as follows.
  • Equation 6 and 7 Representation of Equations 6 and 7 is as follows.
  • the CIR vector and the effective CIR vector which are stacked with different transmission layer indexes for a specific reception antenna are defined as follows.
  • the precoder matrix is
  • the covariance matrix may be determined in consideration of the leakage matrix by the transmit / receive filter.
  • the row vector corresponding to the physical RE index of the RE where data of PRB u is located and the column vector of channel tap position where L channel coefficient values are located Sub-matrix of size Can be defined.
  • the effective CFR vector of RE in the reception antenna m If you define as The LMMSE estimate of
  • the effective CFR vector of the receive antenna m above RB u The LMMSE channel estimate can be expressed as
  • the DMRS signal undergoes the same channel in subcarriers 1, 3, 5, 7, 9, and 11 within 1 PRB u.
  • the effective CFR between transmit layer 0 and receive antenna port m on the aforementioned subcarrier is defined as Can be defined as In this case, the signal vector obtained by dividing the received signal vector by the reference signal on the aforementioned subcarrier obtained from the receiving antenna m is obtained.
  • the noise vector obtained by dividing the above noise signal by the reference signal Can be defined as Vector Is expressed as follows.
  • the row vector corresponding to the physical RE index of the RE where the DMRS ports 2 and 3 of the PRB u are located and the column vector of the channel tap position where the L channel coefficient values are located Is a submatrix of magnitude May be defined as in Equation 22 below.
  • Type 1 provides up to four DMRS ports for 1-symbol DMRS.
  • Type 2 provides up to six DMRS ports for 1-symbol DMRS.
  • the interval between subcarriers of the DMRS is increased more than the type 1 interval, which can be expected to deteriorate the channel estimation performance than the type 1 in the frequency selection channel.
  • the DMRS signal undergoes the same channel in subcarriers 0, 1, 6, and 7 within 1 PRB u.
  • the effective CFR between the reception antenna port m in the transmission layers 0 and 1 on the PRB u on which the shared channel is raised can be obtained in a manner similar to the equation development from Equations 1 to 19.
  • the DMRS signals undergo the same channel in subcarriers 2, 3, 8, and 9 within 1 PRB u.
  • the effective CFR between the reception antenna ports m in the transmission layers 2 and 3 above the PRB u on which the shared channel is raised can be obtained in a manner similar to the equation development from Equations 1 to 19.
  • the transmitter uses ports 4 and 5 of the 1-symbol DMRS set to Type 2, the DMRS signals on the subcarriers 4, 5, 10, and 11 within 1 PRB u undergo the same channel.
  • the effective CFR between the receiving antenna port m in the transmission layers 4 and 5 on the PRB u on which the shared channel is raised can be obtained in a manner similar to the equation development from Equations 1 to 19.
  • the LMMSE channel estimation technique may have the following problems. As can be seen in Equation 3, Equation 15, Equation 18, Equation 19, Equation 21, and Equation 24, the LMMSE channel estimating technique is based on the sparsity of the radio channel and the autocorrelation matrix of the radio channel. and You need to know it before you can apply it. However, since the UE cannot accurately obtain the statistical value, a sub-optimal channel estimator is required.
  • a channel estimation scheme is proposed after DMRS is assigned to a UE.
  • a pilot signal uniformly spread over the system bandwidth (bandwidth part) viewed by the terminal is required.
  • the base station may use a sounding reference signal (SRS) in the case of UL, and the terminal may use channel state information-reference signal (CSI-RS) in the case of the DL.
  • SRS sounding reference signal
  • CSI-RS channel state information-reference signal
  • the base station receives the SRS periodically or aperiodically from the UE in the case of UL, and can approximately obtain the sparsity of the channel.
  • the UE can obtain the sparsity of the channel approximately by receiving from.
  • UL since a plurality of UEs must use UL resources for SRS, UL capacity due to SRS reception can be reduced.
  • DL since the CSI-RS can use the same resources by a plurality of UEs, the DL capacity reduction can be relatively small compared to the SRS.
  • the base station that estimates the sparsity and channel power of the UL channel through SRS can estimate the channel with the help of DMRS for the scheduled PRB.
  • the sparsity and channel power of the DL channel can be estimated through CSI-RS.
  • Estimating the UE can perform channel estimation for the scheduled PRB with the help of DMRS.
  • the present invention proposes a channel estimator that is close to the performance of the LMMSE channel estimator which is virtually impossible to implement in the above manner.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an antenna port structure for SRS when transmitting UL 2 layers by UE in MU-MIMO
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an antenna port structure for CSI-RS when transmitting DL 2 layers by UE in MU-MIMO. to be.
  • the SRS of UE 0 may be mapped to the RE through the RE mapper and transmitted to the base station through two antenna ports allocated to the UE 0.
  • the SRS of UE 1 may be transmitted to the base station through two antenna ports as well.
  • the CSI-RS of UE 0 may be mapped to the RE through the RE mapper, and the base station may transmit the UE to the UE 0 through two antenna ports allocated to the UE 0.
  • the CSI-RS of UE 1 may also transmit to the UE 1 through the two antenna ports.
  • FIG. 7 illustrates a structure of a DMRS port when transmitting a UL 2 layer for each UE in a UL MU-MIMO
  • FIG. 8 illustrates a structure of a DMRS port for transmitting a DL 2 layer for each UE in a DL MU-MIMO.
  • DMRSs 0 and 1 are allocated to UE 0 and DMRSs 2 and 3 are allocated to UE 1.
  • the DMRS allocated to the terminal may be precoded and mapped to the RE through the RE mapper.
  • the DMRSs 0 and 1 may be transmitted to the base station through each of the DMRS ports 0 and 1 allocated to the UE 0.
  • the DMRSs 2 and 3 may be transmitted to the base station through each of the DMRS ports 2 and 3 allocated to the UE 1.
  • the base station allocates DMRSs 0 and 1 to UE 0 and DMRSs 2 and 3 to UE 1.
  • the DMRS may be precoded and mapped to the RE through the RE mapper.
  • the DMRSs 0 and 1 may be transmitted to UE0 through DMRS ports 0 and 1 allocated to the UE0, respectively.
  • the DMRSs 2 and 3 may be transmitted to UE1 through DMRS ports 2 and 3 assigned to the UE1, respectively.
  • the base station performs channel estimation by receiving SRSs transmitted from UE 0 and UE 1 by UL.
  • the SRS is transmitted by FDM and CDM on a system bandwidth (bandwidth part) viewed by the terminal, it may be possible to distinguish between the UE.
  • the UE may perform channel estimation by receiving the CSI-RS transmitted by the base station through the DL.
  • the CSI-RS is transmitted by FDM and CDM on a system bandwidth (bandwidth part) viewed by the terminal, it may be possible to distinguish between the UE.
  • a plurality of UEs may transmit the PUSCH on the same PRB.
  • the base station allocates different DMRS ports to UE0 and UE1 for channel estimation, and each DMRS signal passes through the same precoder as the layer of the PUSCH corresponding thereto, so that the effective CFR of the DMRS signal may be the same.
  • a base station when a base station allocates a PDSCH to a terminal through a PDCCH, a plurality of UEs may receive the PDSCH on the same PRB.
  • the base station allocates different DMRS ports to UE0 and UE1 for channel estimation, and since each DMRS signal passes through the same precoder as the layer of the PDSCH corresponding thereto, the effective CFR of the DMRS signal may be the same.
  • the base station may receive the reference signal from the terminal to perform uplink channel estimation, and the terminal may receive the reference signal from the base station to perform downlink channel estimation.
  • the uplink channel estimation method and the downlink channel estimation method are different from the subject performing the channel estimation and the received reference signal, but the channel estimation method may correspond to each other.
  • an uplink channel estimation method of a base station is described first, and a downlink channel estimation method of a corresponding terminal is described.
  • the base station receives a sounding reference signal (SRS) received from the terminal. Based on the location of the at least one wireless channel tap (channel tap) can be identified.
  • the terminal may identify the location of at least one radio channel tap based on a channel state information reference signal (CSI-RS) received from the base station.
  • SRS sounding reference signal
  • the position of the radio channel tap may indicate a degree of delay of a signal received in the channel, the number of delays generated through the multipath channel is called sparsity, and the plurality of delay values are called support. .
  • the delay of the signal may be discontinuous and there may be a plurality of taps according to the signal delay.
  • the radio channel taps may also be sparse.
  • the base station or the terminal may estimate the support based on the received reference signal.
  • the base station may determine an average power value of the radio channel tap for each link between the transmission antenna and the reception antenna on which the SRS is transmitted.
  • the terminal may determine an average channel tap power value for each link between a transmission antenna and a reception antenna on which the CSI-RS is transmitted.
  • the average channel tap power may be determined assuming the same for each link between the transmit and receive antennas.
  • step S930 the base station determines an effective channel frequency response of a physical uplink shared channel (PUSCH) based on the position of the radio channel tap and the average power value of the radio channel tap.
  • effective CFR can be estimated.
  • the terminal determines an effective channel frequency response (effective CFR) of a physical downlink shared channel (PDSCH) based on the position of the radio channel tap and the average power value of the radio channel tap. It can be estimated.
  • the method of estimating the effective CFR can be described in detail with reference to FIGS. 10 and 11 to 12 below.
  • the uplink channel estimation method and the downlink channel estimation method are different from the subject performing the channel estimation and the received reference signal, but the channel estimation method may correspond.
  • the base station estimates an uplink channel.
  • the uplink channel estimation method described in FIGS. 10 and 11 through 12 may also be applied to the downlink channel estimation method of the terminal.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating an effective CFR estimation method according to an embodiment of the present invention.
  • the base station may determine a covariance matrix of the effective channel impulse response (effective CIR).
  • the base station determines a covariance matrix of the CIR based on an average power value for each radio channel tap in step S920 of FIG. 9 and assuming that channel powers between a plurality of transmitting antennas and a receiving antenna are equally allocated to each channel tap. Can be.
  • the base station may determine the covariance matrix of the effective CIR using a precoder.
  • the base station may determine a system matrix based on the position of the radio channel tap.
  • the position of the radio channel tap may be estimated in step S910 of FIG. 9, and an effective CFR may be expressed as a product of the system matrix and the effective CIR.
  • the base station may estimate a variance of interference and noise based on a demodulation reference signal (DMRS) received from the terminal.
  • DMRS demodulation reference signal
  • the base station may estimate the effective CIR based on the covariance matrix of the effective CIR, the system matrix, and the dispersion of the interference and noise.
  • the base station may estimate the effective CFR based on the effective CIR.
  • the base station may estimate an effective CFR of a resource element on which a PUSCH is raised by performing a fast Fourier transform (FFT) in a frequency domain on the effective CIR.
  • FFT fast Fourier transform
  • a channel estimation method using DMRS is as follows. First, when the base station estimates the uplink channel using the DMRS received from the UE, OCC decover first the DMRS covered with code division multiplexing (F-CDM) and orthogonal cover code (OCC) in the frequency direction, and then transmits one Channel estimation can be performed for each layer and receive antenna link.
  • the base station may jointly estimate the channel for the link between the plurality of transmission layers and the reception antennas rather than separately performing channel estimation for each transmission layer and the reception antenna link.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating a method of estimating a channel for each transmission layer and a reception antenna link according to an embodiment of the present invention.
  • the above embodiment relates to a method for OCC decovering a DMRS covered with an OCC first and channel estimation for each antenna link.
  • each step of FIG. 11 is not an essential step, and some steps may be omitted.
  • the base station may estimate the channel power between the transmitting and receiving antennas, and determine the covariance matrix of the CIR by dividing by the number of channel taps. The base station may consider that the channel power is equally allocated to each channel tap. Since two antenna ports are allocated to the terminal, it may be assumed that the base station receives the SRS transmitted from antenna 0 and antenna 1 of the terminal.
  • the base station estimates the channel power between the transmitting and receiving antennas from the SRS transmitted by the antenna 0, and obtains the power generated by the number of channel taps.
  • the base station may determine a covariance matrix of the CIR that uses the power as a diagonal entry of the diagonal matrix.
  • the base station may determine the covariance matrix of the CIR in a similar manner from the SRS transmitted by the antenna 1.
  • the base station may determine a covariance matrix of the CIRs of the antenna 0 and the antenna 1 by obtaining a covariance matrix having a covariance matrix of the CIRs of the antenna 0 and the antenna 1 as a diagonal block.
  • the base station divides the sum of powers of the two channels estimated from the antenna 0 and the antenna 1 by the number of taps of the two channels, and the antenna 0 and the antenna having the power as a diagonal entry of the diagonal matrix.
  • the covariance matrix of CIR of 1 can be determined.
  • the base station may regard the reception vector obtained by walsh decovering a plurality of reception signals adjacent to the DMRS as the sum of the effective CFR and the noise between the transmission and reception antennas.
  • the base station may Walsh decover two adjacent received signals from among received signals of resource elements in which a DMRS in which frequency-code division multiplexing (F-CDM) is located is located.
  • F-CDM frequency-code division multiplexing
  • the base station Since it is assumed that the 1-symbol DMRS pattern and Type 1, the Walsh Code is two, the base station is Two receive vectors of size can be obtained.
  • the base station may regard each of the vectors as the sum of the effective CFR and noise between the transmission layer 0 and the reception antenna and the sum of the effective CFR and the noise between the transmission layer 1 and the reception antenna.
  • the specific operation is as follows.
  • the OCC decovered signal by the base station may be expressed as follows.
  • Equations 25 and 26 can be approximated as follows.
  • the value to be estimated is the effective CFR value from the layer 0 and the layer 1 to the receiving antenna m on the RE k, respectively. and to be. Since the number of samples after decovering PRB u is three, the reception vector for PRB u , effective CFR vector , Noise vector Can be defined. Then, the reception vector can be expressed as follows.
  • the base station may determine a system matrix in which a matrix having only a column corresponding to the position of the radio channel tap in a Fourier matrix is stacked by the number of observed PRBs.
  • the position of the radio channel tap is estimated by the base station from the SRS, and the base station may determine a system matrix by stacking a column determined based on the position of the radio channel tap.
  • the received signals and the noise signals in the N PRB PRBs are respectively , When defined as, it can be expressed as follows.
  • the system matrix is as follows.
  • the base station may determine the covariance matrix of the effective CIR that combines the precoder with the covariance matrix of the CIR.
  • the base station may know the precoder at the receiver. The specific operation is as follows.
  • the base station may estimate a noise variance of the observed PRB.
  • the base station estimates an effective CIR using an effective CFR product of the system matrix and estimates an effective CFR in a frequency domain.
  • the base station may estimate an effective CIR and an effective CFR by using a normalized maximum likelihood (ML) scheme.
  • ML normalized maximum likelihood
  • the base station is the first located diagonally in the covariance matrix of the effective CIR.
  • a sub-matrix of magnitude can be used as an effective CIR matrix between transmit layer 0 and the receive antenna, and a second diagonally located in the covariance matrix of the effective CIR.
  • the submatrix of magnitude may be an effective CIR matrix between the transmission layer 1 and the reception antenna.
  • Equation 33 The effective CIR estimate in Equation 33 Is as follows.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of jointly estimating a channel for a transmission layer and a reception antenna link according to an embodiment of the present invention.
  • the embodiment is a method for jointly estimating a channel for a link between a plurality of transmit layers and a receive antenna, rather than separately estimating a channel for each transmit layer and a receive antenna link.
  • each step of FIG. 12 is not an essential step, and some steps may be omitted.
  • the base station estimates the channel power between the transmitting and receiving antennas, and can determine the covariance matrix of the CIR by dividing by the number of channel taps.
  • the method of determining the covariance matrix of the CIR of the base station may correspond to step S1110 of FIG. 11.
  • the base station may regard the vector received from the RE of the DMRS as the sum of the effective CFR and the noise between the transmitting and receiving antennas. Since it is assumed that the 1-symbol DMRS pattern and Type 1 in the above, the base station is One receive vector of size can be obtained.
  • the base station may regard the vector as the sum of the effective CFR between the transmission layer 0 and the reception antenna and the effective CFR between the transmission layer 1 and the reception antenna and noise.
  • the base station stacks a matrix having only a column corresponding to the position of the radio channel tap in a Fourier matrix by the number of observed PRBs and determines a system matrix using a walsh code.
  • a walsh code can be. Since it is assumed in the case of 1-symbol DMRS pattern and Type 1 and joint channel estimation for a link between a plurality of transmit and receive antennas, the base station can determine a system matrix by applying walsh code 0 and walsh code 1. have.
  • the base station may determine the covariance matrix of the stacked effective CIRs in which the precoder is combined with the covariance matrix of the CIR.
  • the method of determining the covariance matrix of the stacked effective CIRs of the base station may correspond to step S1140 of FIG. 11.
  • the base station may estimate a noise variance of the observed PRB.
  • the base station estimates an effective CIR using an effective CFR product of the system matrix and estimates an effective CFR in a frequency domain.
  • the base station may estimate an effective CIR and an effective CFR by using a normalized maximum likelihood (ML) scheme.
  • ML normalized maximum likelihood
  • Equation 4 the reception vector may be expressed as follows.
  • DMRS transmit antenna port 0 or DMRS transmit antenna port 1 is allocated to the UE, it can be expressed as follows from Equation 37.
  • the effective CFR vector of the receive antenna m above RB u The regularized ML channel estimate of can be expressed as The case where only DMRS transmit antenna port 0 is activated in the RE position capable of F-CDM is as follows.
  • the DMRS transmit antenna port 2 or DMRS transmit antenna port 3 is assigned to the UE, even if the DMRS transmit antenna port 4 or DMRS transmit antenna port 5 is assigned to the UE in the same manner as in FIG. It can be estimated.
  • 13A and 13B show the performance of an effective CFR estimate under an EPA channel
  • FIGS. 14A and 14B show the performance of an effective CFR estimate under an ETU channel
  • 13A, 13B, 14A, and 14B may show normalized mean square error (NMSE) performance of an effective CFR estimate in various channel estimation techniques.
  • NMSE normalized mean square error
  • the system bandwidth is 10 MHz, and it can be assumed that the number of PRBs scheduled for the UE is 52 or 1. As the number of PRBs increases, the number of REs occupied by DMRS increases, thereby improving channel estimation performance.
  • SNR represents the signal-to-noise ratio on the RE.
  • the channel is static, the delay and the power profile are respectively [0 30 70 90 110 190 410] ⁇ ns and [0.3213 0.2552 0.2027 0.1610 0.0509 0.0061 0.0027]. to be.
  • the multipaths of the channels are independent and follow a zero-mean normal distribution.
  • the channel realized to follow the distribution can be scaled such that the total power is four.
  • the channel is static, and the delay and power profile are [0 50 120 200 230 500 1600 2300 5000] ⁇ ns and [0.1241 0.1241 0.1241 0.1563 0.1563 0.1563 0.0783 0.0494 0.0312], respectively.
  • the multipaths of the channels are independent and follow a zero-mean normal distribution.
  • the channel realized to follow the distribution can be scaled such that the total power is four.
  • FIG. 13A illustrates a case of DMRS configuration type 1, a channel is EPA
  • FIG. 13B illustrates a case of DMRS configuration type 2
  • a channel is EPA
  • 14A illustrates a case of DMRS configuration type 1
  • a channel is ETU
  • FIG. 14B illustrates a case of DMRS configuration type 2
  • a channel is ETU.
  • 13A and 13B show the best performance in the LMMSE channel estimation method. It can be seen from FIG. 13A that the case where 52 PRBs are allocated in the EPA channel 10 ⁇ -2 NMSE is 11.2 dB better than the case where one PRB is allocated.
  • an error floor is generated around 20 dB.
  • FIG. 14A and 14B show the best performance in the LMMSE channel estimation method.
  • the performance of 13.3 dB is better in the case where 52 PRBs are allocated in the ETU channel 10 ⁇ -2 NMSE than in the case where one PRB is allocated.
  • channel estimation is performed for one transmission layer and one reception antenna link
  • an error floor is generated near 0 dB.
  • DMRS F-CDM for MIMO. It can be seen that an estimator is required, and the present invention shows a very good channel estimation performance in such an environment.
  • the base station of the present invention may include a transceiver 1510 and a controller 1520.
  • the transceiver 1510 of the base station may perform message transmission and reception between the base station and the terminal.
  • the transceiver unit 1510 may include a wired or wireless interface.
  • the transceiver 1510 may receive the SRS transmitted from the terminal.
  • the controller 1520 of the base station may control the overall operation of the base station.
  • the controller 1520 estimates a location of a radio channel tap based on an SRS received from a terminal, and taps a radio channel for each link between a transmitting antenna and a receiving antenna to which the SRS is transmitted. ), And determine an effective CFR of the PUSCH based on the position of the radio channel tap and the average power value of the radio channel tap.
  • the operation of the controller 1520 may correspond to FIG. 9.
  • the controller 1520 determines a covariance matrix of effective CIRs, assuming that channel powers between the transmitting antenna and the receiving antenna are equally assigned to each channel tap, and generates a system matrix based on the position of the wireless channel tap. Determine, estimate a variance of interference and noise based on DMRS received from the terminal, estimate an effective CIR based on the covariance matrix of the effective CIR, the system matrix and the variance of the interference and noise, By performing FFT on the effective CIR in the frequency domain, an effective CFR of a resource element having a PUSCH can be estimated.
  • the operation of the controller 1520 may correspond to FIG. 10.
  • the controller 1520 is configured to determine the radio channel taps obtained from the SRS in a Fourier matrix.
  • the system matrix is determined by stacking a matrix having only a column corresponding to a position by the number of observed PRBs, and a plurality of adjacent received signals are received from among received signals of resource elements where a DMRS of F-CDM is located.
  • the effective CIR can be estimated based on the Walsh decovered signal.
  • the operation of the controller 1520 may correspond to FIG. 11.
  • the controller 1520 is a position of the radio channel tap obtained from the SRS in a Fourier matrix. Stack a matrix taking only columns corresponding to the number of PRBs observed, determine the system matrix by using Walsh code, and determine the number and type of symbols of DMRS that are F-CDM. The effective CIR can be estimated based on the received signal of the resource element in which the DMRS is located per PRB.
  • the operation of the controller 1520 may correspond to FIG. 12.
  • the controller 1520 estimates channel powers of the plurality of transmit / receive antennas respectively and divides them into the number of channel taps, and divides them into diagonal entries, or divides the sum of the channel powers of the plurality of transmit / receive antennas by the sum of the number of channel taps and converts them into diagonal entries. We can determine the covariance matrix of CIR.
  • the operation of the controller 1520 may correspond to operation S1110 of FIG. 11 and operation S1210 of FIG. 12.
  • the terminal of the present invention may include a transceiver 1610 and a controller 1620.
  • the transceiver 1610 of the terminal may perform message transmission and reception between the base station and the terminal.
  • the transceiver 1610 may include a wired or wireless interface.
  • the transceiver 1610 may receive a CSI-RS transmitted from a base station.
  • the controller 1620 of the terminal may control the overall operation of the terminal.
  • the controller 1620 estimates a position of a radio channel tap based on the CSI-RS received from the base station, and a link between the transmitting antenna and the receiving antenna to which the CSI-RS is transmitted.
  • the average power value of the radio channel tap can be determined for each cell, and the effective CFR of the PDSCH can be estimated based on the position of the radio channel tap and the average power value of the radio channel tap. Since the operation of the controller 1620 only differs from the subject and the received reference signal, the operation of the controller 1620 may correspond to the operation of the base station of FIG. 15.
  • the controller 1620 determines a covariance matrix of effective CIRs by assuming that channel powers between the transmitting antenna and the receiving antenna are equally assigned to each channel tap, and generates a system matrix based on the position of the wireless channel tap. Determine, estimate a variance of interference and noise based on DMRS received from the base station, estimate an effective CIR based on the covariance matrix of the effective CIR, the system matrix and the variance of the interference and noise, By performing FFT in the frequency domain on the effective CIR, an effective CFR of a resource element on which the PDSCH is raised can be estimated.
  • the controller 1620 may obtain the radio channel obtained from the CSI-RS in a Fourier matrix.
  • the system matrix is determined by stacking a matrix having only a column corresponding to a tap position as many as the number of observed PRBs, and receiving a plurality of adjacent signals among the received signals of resource elements where a DMRS having F-CDM is located.
  • the effective CIR may be estimated based on the signal which Walsh decovered the signal.
  • the controller 1620 is configured to determine the radio channel taps obtained from the CSI-RS in a Fourier matrix. Stack a matrix taking only columns corresponding to positions as many as the number of observed PRBs, determine the system matrix using Walsh code, and determine the number and type of symbols of DMRS that are F-CDM. The effective CIR may be estimated based on a received signal of a resource element in which the DMRS is located per PRB according to the type).
  • the controller 1620 estimates channel powers of the plurality of transmit / receive antennas respectively and divides them into the number of channel taps to form a diagonal entry, or divides the sum of the channel powers of the plurality of transmit / receive antennas by the sum of the number of channel taps to form a diagonal entry.

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Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명은 무선통신 시스템에서 기지국의 상향링크 채널 추정 방법 및 장치에 대한 것으로서, 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 추정하는 단계, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계 및 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)를 이용하여 채널을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
일반적으로 이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 점차로 음성 뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하고 있으며, 현재에는 고속의 데이터 서비스를 제공할 수 있는 정도까지 발전하였다. 그러나 현재 서비스가 제공되고 있는 이동 통신 시스템에서는 자원의 부족 현상 및 사용자들이 보다 고속의 서비스를 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
이러한 요구에 부응하여 차세대 이동 통신 시스템으로 개발 중인 중 하나의 시스템으로써 3GPP(The 3rd Generation Partnership Project)에서 LTE(Long Term Evolution)에 대한 규격 작업이 진행 중이다. LTE는 2010년 정도를 상용화 목표로 해서, 최대 100 Mbps정도의 전송 속도를 가지는 고속 패킷 기반 통신을 구현하는 기술이다. 이를 위해 여러 가지 방안이 논의되고 있는데, 예를 들어 네트워크의 구조를 간단히 해서 통신로 상에 위치하는 노드의 수를 줄이는 방안이나, 무선 프로토콜들을 최대한 무선 채널에 근접시키는 방안 등이 있다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술인 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
한편, 무선 채널 상에 다수개의 scatterer 혹은 reflector 들로 이루어진 cluster들이 존재하게 되고 결국 수신기는 다중경로를 통해 송신 신호를 받게 된다. NR(New Radio) DL/UL OFDM 심볼은 net OFDM 앞에 CP를 가지고 있어서 수신기에서 CP를 버리고, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) size 만큼의 샘플(sample)을 취했을 때, inter symbol interference (ISI) 가 발생하지 않는다. NR 에서는 14 symbol slot 혹은 12 symbol slot을 정의하며, 1개의 slot 구간 동안 다수개의 physical resource block (PRB) 을 가지고 있다. 1개의 PRB는 CP의 type 이 normal CP 인 경우에 시간영역에서는 14개의 OFDM symbol 그리고 주파수 영역에서는 12개의 자원요소(Resource Element, RE) 으로 구성된다. 그러므로, 1개의 PRB는 168 개의 RE를 가진다. 1개의 PRB는 CP의 type 이 extended CP 인 경우에 시간영역에서는 12개의 OFDM symbol 그리고 주파수 영역에서는 12개의 resource element (RE) 으로 구성된다. 그러므로, 1개의 PRB는 144 개의 RE를 가진다. Coherent demodulation을 하기 위해서는 기지국이 다수개의 전송 안테나 포트(transmit antenna port)를 가질 수 있는데, 각 antenna port는 서로 다른 DMRS 와 disjoint 하게 연관된다. NR 표준은 1-symbol DMRS 기준으로 type 1의 경우 4개의 DMRS port 을 지원하고 type 2의 경우 6개의 DMRS port 을 지원한다. 2-symbol DMRS 기준으로 type 1의 경우 8개의 DMRS port 을 지원하고 type 2 의 경우 12개의 DMRS port 을 지원한다. CP를 버리고 취한 시간 영역에서의 N개의 FFT sample을 FFT 하면, 주파수 영역에서 DMRS 가 할당된 특정 RE 에서의 수신 신호를 취할 수 있다. 효율적인 MIMO 전송을 위해서 기지국의 안테나 개수가 증가하게 되면서 안테나 포트와 연관을 가지는 pilot 의 개수의 증가가 큰 이슈가 되었다.
본 발명은 다중입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 방법 및 장치를 제공하는 것을 그 목적으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 무선통신 시스템에서 기지국의 상향링크 채널 추정 방법은 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하는 단계, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계 및 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 단말의 하향링크 채널 추정 방법은 기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하는 단계, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계 및 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 상향링크 채널을 추정하는 기지국은 신호를 송수신하는 송수신부 및 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 평균 채널 탭 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 하향링크 채널을 추정하는 단말은 신호를 송수신하는 송수신부 및 기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 평균 채널 탭 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 NR (New Radio) 다중입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 성능을 개선 할 수 있다. 그리고 본 발명은 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS) 혹은 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)를 통해서 얻어진 채널의 서포트(support) 와 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing, CDM) 된 DMRS의 패턴(pattern)을 이용하여 사실상 구현이 불가능한 LMMSE 채널 추정기에 근접한 채널 추정 성능을 획득할 수 있다.
도 1은 type 1 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 2은 type 1 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 3은 type 2 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 4은 type 2 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 5는 MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 안테나 포트 구조를 나타내는 도면.
도 6은 MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 안테나 포트 구조를 나타내는 도면.
도 7은 UL MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면.
도 8은 DL MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 도시하는 순서도.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 effective CFR 추정 방법을 도시하는 순서도.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크 별 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크를 위해 조인트(joint)하게 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도.
도 13a와 도 13b는 EPA 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면.
도 14a와 도 14b는 ETU 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도.
본 명세서에서 실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.
이하에서는 무선통신 시스템에서 단말과 기지국이 NR MIMO 수신을 위하여 DMRS를 이용한 수신 채널 추정 방법에 대해 기술하도록 한다. 하향링크(Downlink, DL)의 경우 단말은 CSI-RS (channel state information - reference signal)을 이용하여 추정한 무선 채널 탭(tap)의 위치를 활용할 수 있다. 상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 채널에서 수신되는 신호의 지연 정도를 나타낼 수 있으며, 다중 경로 채널을 통해서 발생된 지연의 개수를 sparsity라고 하며, 복수개의 지연 값을 서포트(support) 라고 한다. 상기 신호의 지연은 불연속적일 수 있으며, 신호 지연에 따른 복수 개의 탭이 존재할 수 있다. 또한, 상기 무선 채널 탭은 희박하게(sparse) 위치될 수 있다. 그리고 상향링크(uplink, UL) 의 경우 기지국은 SRS (sounding reference signal)에 기반하여 추정한 채널의 support을 활용할 수 있다.
NR에서 CP-OFDM (cyclic prefix - orthogonal frequency division multiplexing) 을 사용하는 경우, physical downlink shared channel (PDSCH) 혹은 physical uplink shared channel (PUSCH) 모두에 동일한 DMRS (demodulation reference signal) pattern이 이용될 수 있다. 특히 DMRS는 시간 영역과 주파수 영역에서 code division multiplexing (CDM) 되어 전송될 수 있다. SU-MIMO 수신을 위한 채널 추정을 위해서 각 layer에 대응하는 DMRS signal 이 필요하며, 주파수 선택 채널에서는 주파수 영역에서 CDM 된 DMRS을 수신하는 경우 그렇지 않은 경우보다 개선된 채널 추정 알고리즘이 필요할 수 있다. 본 발명에는 CSI-RS 혹은 SRS을 통해서 얻어진 채널의 support 와 CDM 된 DMRS의 pattern을 이용하여 채널 추정을 수행하는 방법이 기술되어 있다.
본 발명은, 무선통신 시스템에서 수신 채널을 추정하는 방법에 대한 것으로, 수신 채널 추정 방법은 실시예로 한정되지 않으며, 다양한 방법으로 실시 할 수 있다.
도 1 내지 도 4는 타입(type)과 심볼(symbol)에 따른 NR DMRS의 패턴(pattern)을 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 1은 type 1 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내고, 도 2은 type 1 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내고, 도 3은 type 2 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내고, 도 4은 type 2 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면이다.
다수개의 layer가 같은 물리 자원 블록(Physical Resourec Block, PRB)을 점유하게 될 때, 각각의 layer의 채널을 추정하기 위해서 직교성을 가지는 DMRS을 시스템이 가지고 있어야 한다. 편의상 포트(port) 번호를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000001
으로 정의할 수 있다. Type 1 의 경우를 가정하면, 4개의 DMRS 포트를 기지국이 이용하기 위하여 4개의 직교성을 가지는 DMRS가 필요할 수 있다. 상기 기지국은 우선 2개의 DMRS에 주파수 자원을 다르게 할당함으로써 상기 2개의 DMRS의 직교성을 확보할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 주파수가 동일한 DMRS 에 대하여 주파수 영역에서 직교성을 가지는 length-2 직교 커버 코드(orthogonal cover code, OCC)을 사용하여 직교성을 가지도록 디자인할 수 있다.
상기 도 1에서 포트 0과 1은 주파수 0과 2 그리고 주파수 4와 6 그리고 주파수 8과 10에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있고 포트 2과 3은 주파수 1과 3 그리고 주파수 5와 7 그리고 주파수 9과 11에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 Type 1에서 8개의 직교성을 갖는 DMRS 포트를 제공하기 위해서, 상기 기지국은 추가적으로 시간 영역에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 상기 도 2에서 포트 0과 포트 4가 그리고 포트 1과 5가 그리고 포트 2와 포트 6이 그리고 포트 3과 포트 7이 시간 영역 length-2 OCC 에 의해서 직교성을 가질 수 있다.
Type 2 의 경우를 가정하면, 6개의 DMRS 포트를 기지국이 이용하기 위하여 6개의 직교성을 가지는 DMRS가 필요할 수 있다. 상기 기지국은 우선 3개의 DMRS에 주파수 자원을 다르게 할당함으로써 상기 3개의 DMRS의 직교성을 확보할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 주파수가 동일한 DMRS 에 대하여 주파수 영역에서 직교성을 가지는 length-2 orthogonal cover code (OCC)을 사용하여 직교성을 가지도록 디자인할 수 있다.
상기 도 3에서 포트 0과 1은 주파수 0과 1 그리고 주파수 6와 7 에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있고, 포트 2과 3은 주파수 2과 3 그리고 주파수 8와 9 에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있고, 포트4와 5는 주파수 4과 5 그리고 주파수 10와 11 에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 Type 2에서 12개의 직교성을 갖는 DMRS 포트를 제공하기 위해서, 상기 기지국은 추가적으로 시간 영역에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 상기 도 4에서 포트 0과 포트 6이 그리고 포트 1과 7이 그리고 포트 2와 포트 8이 그리고 포트 3과 포트 9이 그리고 포트 4와 포트 10이 그리고 포트 5와 포트 11이 시간 영역 length-2 OCC 에 의해서 직교성을 가질 수 있다.
도 7은 다중 사용자 다중 입출력(Multi User-Multi Input Multi Output, MU-MIMO) 에서 사용자 단말(User Equipment, UE)별 상향링크(UpLink, UL) 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면이다. 상기 도 7에서 UE 0의 전송 안테나(transmit antenna) 가 2개이고 DMRS port 가 2개인 MIMO 신호가 기지국으로 전송되는 것을 알 수 있다. 또한 UE 1의 transmit antenna 가 2개이고 DMRS port 가 2개인 MIMO 신호가 기지국으로 전송되는 것을 알 수 있다.
특정 PRB을 UE 0와 UE 1이 공유하므로 multi-user (MU) MIMO 신호가 기지국으로 전송되고 있으며, 기지국이 알고 있는 명시적인 프리코더(precoder) 가 존재한다. 기지국은 DMRS 0 와 DMRS 1을 UE 0에 할당하고 있으며, DMRS 2와 DMRS 3을 UE 1에게 할당하고 있다. 상기 기지국은 4개의 DMRS 을 이용하여 채널 추정을 수행 한 후에 UE 0을 위한 2개의 layer 에 올라가는 symbol 들과 UE 1을 위한 2개의 layer 에 올라가는 symbol 을 matched filter 할 때, 앞서 구한 채널 추정 값을 이용할 수 있다.
주기적 전치부호(Cyclic Prefix, CP) 의 길이는 무선 채널에서 신호가 겪는 다중경로(multipath)의 최대 지연길이보다 길게 설정될 수 있다. 외부(Outdoor)의 보행자가 겪는 여러 채널 중에 enhanced pedestrian A (EPA)로 정의된 채널의 최대 지연(max delay) 값은 0.41 us 에 해당한다. Outdoor의 차량의 UE가 겪는 여러 채널 중에 enhanced vehicular A (EVA)로 정의된 채널의 max delay 값은 2.51 us 이다. 또한, enhanced typical urban (ETU) 로 정의된 채널의 max delay 값은 5 us 이다. 앞서 언급한 EPA, EVA 그리고 ETU 는 7개, 9개 그리고 9개의 multi-path로 이루어진 채널이다. 즉, 무선 채널은 max delay 가 대부분 OFDM CP 길이 이내에 들어오고 채널 탭(channel tap) 이 sparse 하게 생성될 수 있다. 실제 수신 신호가 겪는 채널은 기지국의 전송 필터(transmit filter), sparse 한 무선 채널, 수신 필터(receive filter) 의 조합에 의해서 생성될 수 있다. 하기에서는 14-symbol 1 slot 동안 시간에 따라 변화 하지 않는 채널이 가정된다.
Type 1으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 0과 1을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 서브캐리어(subcarrier) 0, 2, 4, 6, 8, 10위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. 앞서 언급한 subcarrier 위에서 송신 layer 0 에서 수신 안테나 포트 m 사이의 실효적(effective) 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response, CFR)을
Figure PCTKR2019003951-appb-I000002
으로 정의하고, 송신 layer 1 으로부터 수신 안테나 포트 수신 안테나 m 사이의 effective CFR을
Figure PCTKR2019003951-appb-I000003
으로 정의할 수 있다. 이 때 수신 안테나 m 으로부터 얻은 앞서 언급한 subcarrier 위에서 수신 신호 벡터를 기준 신호로 나눈 신호 벡터를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000004
으로 정의하고, 위의 잡음 신호를 기준 신호로 나눈 잡음 벡터를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000005
으로 정의할 수 있다. 이 때 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000006
는 하기와 같이 표현된다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000007
여기에서
[수학식 2]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000008
그리고
Figure PCTKR2019003951-appb-I000009
.
상기에서 OCC는 PRB 단위로 동일하므로 인덱스(index) u 을 생략할 수 있다. Effective CFR
Figure PCTKR2019003951-appb-I000010
을 effective 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response, CIR)
Figure PCTKR2019003951-appb-I000011
으로 표현을 다시 하면, 상기 수학식 1은 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000012
상기에서 effective CIR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000013
는 송신 layer n 으로부터 수신 안테나 포트 m 사이의 effective channel impulse response (CIR)의 0이 아닌 엔트리(non-zero entry) 만을 가지는 세로 벡터(column vector) 이다. 복수 개의 수신 안테나 포트는 co-locate 되어 있으므로 수신 안테나 포트 index 와는 무관하게 채널의 support 가 유지될 수 있다. 이때, 송신 layer 0과 1로부터 수신 안테나 포트 m 사이의 CIR의 sparsity 을 각각 L 으로 정의할 수 있다. FFT 크기가 N 일 때, 행렬
Figure PCTKR2019003951-appb-I000014
은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000015
Fourier 행렬에서 PRB u 의 DMRS 포트 0과 1이 위치한 RE의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진
Figure PCTKR2019003951-appb-I000016
크기의 부 행렬이다.
Figure PCTKR2019003951-appb-I000017
개의 PRB에서의 수신신호와 잡음신호를 각각
Figure PCTKR2019003951-appb-I000018
Figure PCTKR2019003951-appb-I000019
으로 정의하면, 상기 수학식 3은 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000020
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000021
은 크로네커 곱(Kronecker product) 이며,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000022
은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000023
단위(identity) 행렬이고,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000024
는 하기 수학식 5와 같이 정의될 수 있다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000025
Effective CIR
Figure PCTKR2019003951-appb-I000026
는 CIR
Figure PCTKR2019003951-appb-I000027
의 precoded version이므로 layer n 과 tx antenna n'을 위한 precoder의 계수를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000028
이라고 정의하면, 다음과 같은 관계식이 성립한다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000029
[수학식 7]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000030
상기 수학식 6과 상기 수학식 7을 다시 표현하면 하기와 같다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000031
CIR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000032
라고 하고, 특정 수신 안테나에 대해서 송신 layer index을 달리 하면서 stacking 한 CIR 벡터 및 effective CIR 벡터를 하기와 같이 정의한다.
[수학식 9]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000033
[수학식 10]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000034
상기 수학식8, 수학식 9 그리고 수학식 10을 이용하면, 하기와 같은 관계식을 얻을 수 있다.
[수학식 11]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000035
상기에서 precoder 행렬은
[수학식 12]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000036
상기 수학식 11을 상기 수학식 4에 대입하면,
[수학식 13]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000037
이 되고,
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000038
는 하기와 같다.
[수학식 14]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000039
그리고 CIR의 LMMSE estimate 은 다음과 같이 표현된다.
[수학식 15]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000040
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000041
는
Figure PCTKR2019003951-appb-I000042
의 공분산(covariance) 행렬이며,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000043
가 identity 행렬임을 이용하면 하기와 같다.
[수학식 16]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000044
Figure PCTKR2019003951-appb-I000045
을 결정할 때,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000046
의 entry인
Figure PCTKR2019003951-appb-I000047
과
Figure PCTKR2019003951-appb-I000048
의 연관성(correlation) 즉, transmit antenna correlation을 고려해야 한다. 만일, 채널 계수가 정확히 샘플 공간(sample space) 로 떨어진 탭에 위치하지 않는다면, transmit/receive filter에 의한 누설(leakage) 행렬을 고려해서 covariance 행렬을 결정할 수 있다.
Figure PCTKR2019003951-appb-I000049
Fourier 행렬에서 PRB u 의 data가 위치한 RE의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진
Figure PCTKR2019003951-appb-I000050
크기의 부 행렬
Figure PCTKR2019003951-appb-I000051
이 정의될 수 있다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer n 에서 수신 안테나 m 에서 RE의 effective CFR 벡터를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000052
으로 정의하면,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000053
의 LMMSE estimate은 아래와 같다.
[수학식 17]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000054
만일, DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1 둘 중 어느 하나만 활성화 되어 있는 경우에는 RB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000055
의 LMMSE 채널 추정치는 다음과 같이 표현 할 수 있다.
[수학식 18]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000056
[수학식 19]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000057
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000058
과
Figure PCTKR2019003951-appb-I000059
은 각각 effective CIR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000060
과
Figure PCTKR2019003951-appb-I000061
의 covariance 행렬이다.
Type 1으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 2과 3을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 1, 3, 5, 7, 9, 11위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. 앞서 언급한 subcarrier 위에서 송신 layer 0 에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR을
Figure PCTKR2019003951-appb-I000062
으로 정의하고, 송신 layer 1 으로부터 수신 안테나 포트 수신 안테나 m 사이의 effective CFR을
Figure PCTKR2019003951-appb-I000063
으로 정의할 수 있다. 이 때 수신 안테나 m 으로부터 얻은 앞서 언급한 subcarrier 위에서 수신 신호 벡터를 기준 신호로 나눈 신호 벡터를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000064
으로 정의하고, 위의 잡음 신호를 기준 신호로 나눈 잡음 벡터를
Figure PCTKR2019003951-appb-I000065
으로 정의할 수 있다. 이 때 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000066
는 하기와 같이 표현된다.
[수학식 20]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000067
Effective CFR
Figure PCTKR2019003951-appb-I000068
을 effective CIR
Figure PCTKR2019003951-appb-I000069
으로 표현을 다시 하면, 상기 수학식 20은 하기와 같이 표현할 수 있다.
[수학식 21]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000070
FFT 크기가 N 일 때, 행렬
Figure PCTKR2019003951-appb-I000071
은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000072
Fourier 행렬에서 PRB u 의 DMRS 포트 2와 3이 위치한 RE의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진
Figure PCTKR2019003951-appb-I000073
크기의 부 행렬이고,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000074
는 하기 수학식 22와 같이 정의될 수 있다.
[수학식 22]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000075
상기 수학식 4부터 상기 수학식 16까지의 수식 전개와 유사하게 전개하면, PRB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000076
의 LMMSE estimate은 하기와 같다.
[수학식 23]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000077
상기에서 CIR 벡터 추정치
Figure PCTKR2019003951-appb-I000078
는 하기와 같다.
[수학식 24]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000079
Type 1은 1-symbol DMRS 의 경우 최대 4개의 DMRS port 을 제공한다. 이에 반해 Type 2는 1-symbol DMRS 의 경우 최대 6개의 DMRS port 을 제공한다. 상대적으로 많은 DMRS 을 제공하기 위해서 DMRS의 subcarrier 간의 간격이 type 1의 간격보다 증가하여 주파수 선택 채널에서 type1 보다 채널 추정 성능 열화가 예상 될 수 있다.
Type 2으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 0과 1을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 0, 1, 6, 7위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer 0 과 1에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR은 상기 수학식 1 부터 상기 수학식 19까지의 수식 전개와 유사한 방식으로 구할 수 있다.
그리고 Type 2으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 2와 3을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 2, 3, 8, 9위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer 2 과 3에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR은 상기 수학식 1 부터 상기 수학식 19까지의 수식 전개와 유사한 방식으로 구할 수 있다.
그리고 Type 2으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 4과 5을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 4, 5, 10, 11위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer 4 와 5에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR은 상기 수학식 1 부터 상기 수학식 19까지의 수식 전개와 유사한 방식으로 구할 수 있다.
상기 도 2 (type 1) 와 도 4 (type 2) 에 표현되어 있는 2-symbol DMRS 을 이용하여 채널 추정을 하는 경우, 시간영역에서 lengh-2 De-Walsh을 한 후에 위에서 언급한 채널 추정 방식이 적용될 수 있다.
한편, 상기 LMMSE 채널 추정기법은 하기와 같은 문제점이 있을 수 있다. 상기 수학식 3, 수학식 15, 수학식 18, 수학식 19, 수학식 21, 수학식 24에서 알 수 있듯이, 상기 LMMSE 채널 추정기법은 무선 채널의 sparsity와 무선 채널의 autocorrelation 행렬
Figure PCTKR2019003951-appb-I000080
과
Figure PCTKR2019003951-appb-I000081
을 알아야 적용할 수 있다. 그러나 상기 통계 값을 단말이 정확하게 획득하는 것은 불가능 하므로 sub-optimal 한 채널 추정기가 필요하다.
본 발명에서는 DMRS 가 UE 에게 할당된 후에 채널 추정 방식이 제안된다. DL/UL 채널의 sparsity을 얻기 위해서는 단말이 바라보는 system 대역 (bandwidth part) 에 균등하게 퍼져 있는 파일럿(pilot) 신호가 필요하다. 그리고 NR 에서 UE와 기지국간의 채널을 정교하게 추정하기 위해서, UL의 경우 기지국이 sounding reference signal (SRS) 을 이용할 수 있으며, DL의 경우에는 단말이 channel state information - reference signal (CSI-RS)을 이용할 수 있다.
채널의 sparsity는 시간에 따라서 매우 천천히 변화하는 양이므로, UL의 경우 SRS을 주기 혹은 비주기적으로 기지국이 UE로부터 수신함으로서 근사적으로 채널의 sparsity을 획득할 수 있으며, DL의 경우 CSI-RS을 기지국으로부터 UE가 수신함으로서 근사적으로 채널의 sparsity을 획득할 수 있다. UL의 경우 UL 자원을 다수의 UE가 나누어서 SRS용으로 사용해야 하므로 SRS 수신으로 인한 UL 용량(capacity)이 감소될 수 있다. DL의 경우 CSI-RS는 다수의 UE가 같은 자원을 이용할 수 있으므로 SRS에 비해서 DL capacity의 감소가 상대적으로 적을 수 있다.
UL 의 경우 SRS을 통해서 UL 채널의 sparsity 와 채널 파워를 추정한 기지국은 스케줄 한 PRB에 대해서 DMRS 의 도움의 받아 채널 추정을 할 수 있으며, DL 의 경우 CSI-RS을 통해서 DL 채널의 sparsity 와 채널 파워를 추정한 단말은 DMRS 의 도움의 받아 스케줄 된 PRB를 위한 채널 추정을 할 수 있다. 본 발명에서는 상기와 같은 방식으로 사실상 구현이 불가능한 LMMSE 채널 추정기의 성능에 근접한 채널 추정기를 제안하고자 한다.
도 5는 MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 SRS를 위한 안테나 포트 구조를 나타내는 도면이고, 도 6은 MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 CSI-RS를 위한 안테나 포트 구조를 나타내는 도면이다.
상기 도 5에서 UE 0의 SRS는 RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)되고, 상기 UE 0에 할당된 2개의 안테나 포트를 통해 기지국으로 전송될 수 있다. 그리고 UE 1의 SRS도 마찬가지로 2개의 안테나 포트를 통해 기지국으로 전송될 수 있다.
상기 도 6에서 UE 0의 CSI-RS는 RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)되고, 상기 UE 0에 할당된 2개의 안테나 포트를 통해 기지국이 상기 UE 0로 전송할 수 있다. 그리고 UE 1의 CSI-RS도 마찬가지로 2개의 안테나 포트를 통해 상기 기지국이 상기 UE 1으로 전송할 수 있다.
도 7은 UL MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면이고, 도 8은 DL MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면이다.
상기 도 7에서 UE 0에 DMRS 0, 1이 할당되고, UE 1에 DMRS 2, 3이 할당된 것으로 가정할 수 있다. 그리고 단말에 할당된 DMRS는 프리코딩(precoding)되고, RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)될 수 있다. 상기 DMRS 0, 1은 상기 UE 0에 할당된 DMRS 포트 0, 1 각각을 통해 기지국으로 전송될 수 있다. 그리고 상기 DMRS 2, 3은 상기 UE 1에 할당된 DMRS 포트 2, 3 각각을 통해 기지국으로 전송될 수 있다.
상기 도 8에서 기지국이 UE 0에 DMRS 0, 1을 할당하고, UE 1에 DMRS 2, 3을 할당한 것으로 가정할 수 있다. 상기 도 7과 마찬가지로 하향링크의 경우에도, DMRS는 프리코딩(precoding)되고, RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)될 수 있다. 그리고 상기 DMRS 0, 1은 상기 UE 0에 할당된 DMRS 포트 0, 1 각각을 통해 UE0에게 전송될 수 있다. 그리고 상기 DMRS 2, 3은 상기 UE 1에 할당된 DMRS 포트 2, 3 각각을 통해 UE1에게 전송될 수 있다.
본 발명에서 effective CFR을 추정하기 위해 UL의 경우 상기 도5와 같이 단말이 기지국으로 전송하는 SRS으로부터, DL의 경우 상기 도 6과 같이 기지국이 단말로 전송하는 CSI-RS으로부터 채널의 sparsity와 채널의 파워를 추정했다고 가정할 수 있다. 상기 도 5에서 기지국은 UL로 UE 0 과 UE 1이 송신한 SRS을 수신하여 채널 추정을 수행한다. 이 때, 상기 SRS는 단말이 바라보는 system 대역 (bandwidth part) 위에서 FDM 그리고 CDM되어 전송되며, UE 간에 구분이 가능할 수 있다. 상기 도 6에서 UE는 DL로 기지국이 송신한 CSI-RS을 수신하여 채널 추정을 수행할 수 있다. 이 때, 상기 CSI-RS는 단말이 바라보는 system 대역 (bandwidth part) 위에서 FDM 그리고 CDM되어 전송되며, UE 간에 구분이 가능할 수 있다.
상기 도 7에서 기지국이 PDCCH 을 통해서 단말에게 PUSCH 전송을 허락한 경우, 다수 개의 UE는 같은 PRB위에 PUSCH를 전송할 수 있다. 그리고 채널 추정을 위해서 기지국은 UE0 와 UE1에게 서로 다른 DMRS port 을 할당하며, 각 DMRS 신호는 그것에 대응하는 PUSCH 의 layer 와 동일한 precoder 을 통과하므로, 상기 DMRS 신호의 effective CFR는 동일 할 수 있다.
상기 도 8에서 기지국이 PDCCH 을 통해서 단말에게 PDSCH 을 할당한 경우, 다수 개의 UE는 같은 PRB위에 PDSCH를 수신할 수 있다. 그리고 채널 추정을 위해서 기지국은 UE0 와 UE1에게 서로 다른 DMRS port 을 할당하며, 각 DMRS 신호는 그것에 대응하는 PDSCH 의 layer 와 동일한 precoder 을 통과하므로, 상기 DMRS 신호의 effective CFR는 동일 할 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 도시하는 순서도 이다. 기지국은 단말로부터 기준신호를 수신하여 상향링크 채널 추정을 수행할 수 있고, 단말은 기지국으로부터 기준신호를 수신하여 하향링크 채널 추정을 수행할 수 있다. 상기 상향링크 채널 추정 방법과 하향링크 채널 추정 방법은 채널 추정을 수행하는 주체와 수신하는 기준신호가 상이하나, 채널 추정 방법은 상호 대응될 수 있다. 하기에서는 기지국의 상향링크 채널 추정 방법이 먼저 기술되고, 대응되는 단말의 하향링크 채널 추정 방법이 기술된다.우선, S910 단계에서, 기지국은 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인할 수 있다. 그리고 단말은 기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인할 수 있다.
상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 채널에서 수신되는 신호의 지연(delay) 정도를 나타낼 수 있으며, 다중 경로 채널을 통해서 발생된 지연의 개수를 sparsity라고 하며, 복수개의 지연 값을 서포트(support) 라고 한다. 상기 신호의 지연은 불연속적일 수 있으며, 신호 지연에 따른 복수 개의 탭이 존재할 수 있다. 또한, 상기 무선 채널 탭은 희박하게(sparse) 위치될 수 있다. 그리고 기지국 또는 단말은 수신한 기준신호에 기반하여 support를 추정할 수 있다.
그리고 S920 단계에서, 상기 기지국은 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정할 수 있다. 그리고 상기 단말은 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 평균 채널 탭(tap) 파워(power) 값을 결정할 수 있다. 상기 평균 채널 탭 파워는 송수신 안테나 사이의 링크마다 동일하게 가정하여 결정될 수 있다.
그리고 S930 단계에서, 상기 기지국은 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정할 수 있다. 그리고 상기 단말은 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정할 수 있다. effective CFR를 추정하는 방법은 이하 도 10, 도 11 내지 도 12에서 자세히 설명될 수 있다.
상기 도 9에서 언급한 바와 같이, 상향링크 채널 추정 방법과 하향링크 채널 추정 방법은 채널 추정을 수행하는 주체와 수신하는 기준신호가 상이하나, 채널 추정 방법은 대응될 수 있다. 이하에서는 기지국이 상향링크 채널을 추정하는 방법을 가정하여 기술하도록 한다. 그리고 이하의 도 10, 도 11 내지 도 12에서 기술되는 상향링크 채널 추정 방법은 단말의 하향링크 채널 추정 방법에도 적용될 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 effective CFR 추정 방법을 도시하는 순서도이다.
우선 S1010 단계에서, 기지국은 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정할 수 있다. 상기 기지국은 상기 도 9의 S920 단계의 무선 채널 탭 별 평균 파워 값에 기반하고, 복수 개의 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여 CIR의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 프리코더를 이용하여 effective CIR의 covariance matrix를 결정할 수 있다.
그리고 S1020 단계에서, 기지국은 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬(matrix)을 결정할 수 있다. 상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 도 9의 S910 단계에서 추정될 수 있으며, effective CFR은 상기 시스템 행렬과 상기 effective CIR의 곱으로 표현될 수 있다.
그리고 S1030 단계에서, 기지국은 단말로부터 수신한 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정할 수 있다.
그리고 S1040 단계에서, 기지국은 상기 effective CIR의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR을 추정할 수 있다.
그리고 S1050 단계에서 기지국은 effective CIR 에 기반하여 effective CFR을 추정할 수 있다. 상기 기지국은 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, PUSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR을 추정할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 DMRS을 활용한 채널 추정 방식은 하기와 같다. 먼저, 기지국이 UE로부터 수신한 DMRS을 이용하여 상향링크 채널 추정을 할 때, frequency 방향으로 code division multiplexing (F-CDM) 되고 orthogonal cover code (OCC)가 씌워진 DMRS을 먼저 OCC decover 하고, 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 할 수 있다. 그리고 기지국이 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 따로 따로 채널 추정을 하는 것이 아니라 다수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 위해 joint 하게 채널 추정할 수 있다.
하기의 실시 예에서는 상기 도 1의 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우를 가정하여 기술하도록 한다. 또한, 상기 도 2, 도 3 및 도 4의 경우에도 본 발명의 실시 예가 적용될 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크 별 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도 이다. 상기 실시 예는 기지국이 OCC가 씌워진 DMRS을 먼저 OCC decover 하고, 안테나 링크 별로 채널 추정을 하는 방법에 대한 것이다. 또한, 상기 도 11의 각 단계는 필수적인 단계가 아니며, 일부 단계가 생략 될 수 있다.
우선, S1110 단계에서, 기지국은 송수신 안테나 사이의 채널 파워를 추정하고, 채널 탭의 개수로 나누어 CIR 의 covariance matrix를 결정 할 수 있다. 상기 기지국은 상기 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당되어 있다고 간주할 수 있다. 그리고 단말에 안테나 포트 두 개가 할당되므로, 상기 기지국이 상기 단말의 안테나 0와 안테나 1에서 송신하는 SRS를 수신하는 것을 가정할 수 있다.
상기 기지국은 상기 안테나 0에서 송신하는 SRS로부터 송수신 안테나 사이의 채널 파워를 추정하고, 상기 채널 탭의 개수로 나는 파워를 구할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 파워를 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하는 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 안테나 1에서 송신하는 SRS로부터 마찬가지의 방법으로 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 기지국은 상기 안테나 0과 안테나 1의 CIR 의 covariance matrix를 대각 블록(diagonal block)으로 하는 covariance matrix를 구하여 상기 안테나 0과 안테나 1의 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다.
또한, 상기 기지국은 상기 안테나 0과 안테나 1에서 추정한 2개 채널의 파워 합을 2개 채널의 탭의 개수로 나누고, 상기 파워를 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하는 상기 안테나 0과 안테나 1의 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다.
그리고 S1120 단계에서, 기지국은 DMRS와 인접한 복수 개의 수신 신호를 walsh decover 하여 얻은 수신 벡터를 송수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있다. 상기 기지국은 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 두 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)할 수 있다.
상기에서 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우를 가정하였으므로, Walsh Code는 두 개 이고, 상기 기지국은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000082
크기의 수신 벡터 2 개를 얻을 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 벡터 각각을 송신 layer 0과 수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있고, 송신 layer 1과 수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.
상기 기지국이 OCC decover 한 신호는 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 25]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000083
[수학식 26]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000084
그리고 채널의 주파수 선택이 작아서 effective CFR
Figure PCTKR2019003951-appb-I000085
와
Figure PCTKR2019003951-appb-I000086
가 동일하다고 가정하면, 상기 수학식 25와 수학식 26은 하기와 같이 근사화될 수 있다.
[수학식 27]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000087
[수학식 28]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000088
상기에서
[수학식 29]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000089
[수학식 30]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000090
이며,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000091
의 variance는
Figure PCTKR2019003951-appb-I000092
이고, 추정하고자 하는 값은 RE k 위에서 각각 layer 0 와 layer 1으로부터 수신 안테나 m 으로의 effective CFR 값
Figure PCTKR2019003951-appb-I000093
과
Figure PCTKR2019003951-appb-I000094
이다. PRB u 의 decover된 이후의 sample은 3개이므로 PRB u 에 대해서 수신 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000095
, effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000096
, 잡음벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000097
을 정의할 수 있다. 그러면, 수신 벡터는 하기와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 31]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000098
그리고 S1130 단계에서, 기지국은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)한 시스템 행렬을 결정할 수 있다. 상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 기지국이 SRS로부터 추정한 것이고, 상기 기지국은 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 결정한 column을 stack 하여 시스템 행렬을 결정할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.
FFT 크기가 N 일 때, 시스템 행렬
Figure PCTKR2019003951-appb-I000099
은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000100
Fourier 행렬에서 PRB u 의 RE {1, 5, 9}의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진
Figure PCTKR2019003951-appb-I000101
크기의 부 행렬이 될 수 있다. 그리고 effective CFR인
Figure PCTKR2019003951-appb-I000102
는 상기 시스템 행렬과 effective CIR인
Figure PCTKR2019003951-appb-I000103
의 곱으로 하기와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 32]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000104
상기에서, NPRB 개의 PRB에서의 수신신호와 잡음신호를 각각
Figure PCTKR2019003951-appb-I000105
,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000106
으로 정의하면, 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 33]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000107
상기에서 시스템 행렬은 하기와 같다.
[수학식 34]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000108
그리고 S1140 단계에서, 기지국은 CIR 의 covariance 행렬에 프리코더(precoder)를 조합한 effective CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 기지국은 수신기에서 상기 precoder을 알 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.
상기 수학식 11로부터, 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 35]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000109
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000110
는
Figure PCTKR2019003951-appb-I000111
의 covariance 행렬이며, 채널 power을 SRS으로부터 추정하고, 각 탭에 위치하는 채널 계수의 variance 는 동일하다고 가정하여,
Figure PCTKR2019003951-appb-I000112
을 하기와 같이 결정할 수 있다.
[수학식 36]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000113
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000114
은 Tx antenna n' 와 Rx antenna m 간의 임의의 채널 탭 계수의 power를 의미할 수 있다. 실질적으로 추정치
Figure PCTKR2019003951-appb-I000115
는 UL 에서는 SRS을 활용하고, DL 에서는 CSI-RS을 활용하여 구할 수 있다. NR UL에서는
Figure PCTKR2019003951-appb-I000116
혹은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000117
두 개의 precoder 행렬을 지원하므로, 상기 수학식 35로부터 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 37]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000118
[수학식 38]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000119
그리고 S1150 단계에서, 기지국은 관측되는 PRB의 잡음 분산(variance)를 추정할 수 있다.
그리고 S1160 단계에서, 기지국은 effective CFR 이 상기 시스템 행렬과 effective CIR 곱임을 이용하여 effective CIR 을 추정하고, 주파수 영역의 effective CFR 을 추정할 수 있다. 상기 기지국은 정규화된(Regularized) 최대 공산(Maximum Likelihood, ML)방식을 활용하여 effective CIR 와 effective CFR을 추정할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 effective CIR 의 covariance matrix에서 대각선에 위치한 첫 번째
Figure PCTKR2019003951-appb-I000120
크기의 서브 행렬을 송신 layer 0와 수신 안테나 사이의 effective CIR 행렬로 할 수 있고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix에서 대각선에 위치한 두 번째
Figure PCTKR2019003951-appb-I000121
크기의 서브 행렬을 송신 layer 1와 수신 안테나 사이의 effective CIR 행렬로 할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.
상기 수학식 33에서 effective CIR 추정치
Figure PCTKR2019003951-appb-I000122
는 하기와 같다.
[수학식 39]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000123
그리고 Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 layer n 으로부터 수신 안테나 m 사이의 RE의 effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000124
의 추정치는 하기와 같다.
[수학식 40]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000125
상기에서
Figure PCTKR2019003951-appb-I000126
는 data tone Fourier matrix로, 시간 영역에서 주파수 영역으로 데이터를 변환 시킬 수 있다. F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1 둘 중 어느 하나만 활성화 되어 있는 경우를 가정하면, RB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000127
의 추정치는 하기와 같이 표현 될 수 있다.
F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.
[수학식 41]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000128
F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 1만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.
[수학식 42]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000129
상기에서, effective CIR 의 covariance matrix는 하기와 같다.
[수학식 43]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000130
한편, 도 12는 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크를 위해 조인트(joint)하게 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도 이다. 상기 실시 예는 기지국이 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 따로 따로 채널 추정을 하는 것이 아니라 다수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 위해 joint 하게 채널 추정하는 방법에 대한 것이다. 또한, 상기 도 12의 각 단계는 필수적인 단계가 아니며, 일부 단계가 생략 될 수 있다.
우선, S1210 단계에서, 기지국은 송수신 안테나 사이의 채널 파워를 추정하고, 채널 탭의 개수로 나누어 CIR 의 covariance matrix를 결정 할 수 있다. 상기 기지국의 CIR 의 covariance matrix를 결정하는 방법은 상기 도 11의 S1110 단계에 대응될 수 있다.
그리고 S1220 단계에서, 기지국은 DMRS의 RE 에서 수신한 벡터를 송수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있다. 상기에서 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우를 가정하였으므로, 상기 기지국은
Figure PCTKR2019003951-appb-I000131
크기의 수신 벡터 1 개를 얻을 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 벡터를 송신 layer 0과 수신 안테나 사이의 effective CFR, 송신 layer 1과 수신 안테나 사이의 effective CFR 와 잡음의 합으로 간주할 수 있다.
그리고 S1230 단계에서, 기지국은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 무선 채널 탭의 위치에 해당되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, walsh code를 이용하여 시스템 행렬을 결정할 수 있다. 상기에서 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우와 복수 개의 송수신 안테나 사이의 링크를 위해 joint 하게 채널 추정하는 경우를 가정하였으므로, 상기 기지국은 walsh code 0와 walsh code 1을 적용하여 시스템 행렬을 결정할 수 있다.
그리고 S1240 단계에서, 기지국은 CIR 의 covariance 행렬에 프리코더(precoder)를 조합한 stack된 effective CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 기지국의 stack된 effective CIR 의 covariance matrix를 결정하는 방법은 상기 도 11의 S1140 단계에 대응될 수 있다.
그리고 S1250 단계에서, 기지국은 관측되는 PRB의 잡음 분산(variance)를 추정할 수 있다.
그리고 S1260 단계에서, 기지국은 effective CFR 이 상기 시스템 행렬과 effective CIR 곱임을 이용하여 effective CIR 을 추정하고, 주파수 영역의 effective CFR 을 추정할 수 있다. 상기 기지국은 정규화된(Regularized) 최대 공산(Maximum Likelihood, ML)방식을 활용하여 effective CIR 와 effective CFR을 추정할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.
상기 수학식 4에서 수신 벡터는 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 44]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000132
그리고 Effective CIR 추정치
Figure PCTKR2019003951-appb-I000133
는 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 45]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000134
상기에서, 시스템 행렬은 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 46]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000135
[수학식 47]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000136
상기
Figure PCTKR2019003951-appb-I000137
는 상기 수학식 22에 정의되어 있다. 그리고 DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1가 UE에게 할당되었다면, 상기 수학식 37로부터 하기와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 48]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000138
상기 공유 채널(Shared channel) 이 올라가는 PRB u 위의 수신 안테나 m 에서 RE의 effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000139
의 regularized ML estimate은 아래와 같다.
[수학식 49]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000140
F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1 둘 중 어느 하나만 활성화 되어 있는 경우를 가정하면, RB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터
Figure PCTKR2019003951-appb-I000141
의 regularized ML 채널 추정치는 하기와 같이 표현 될 수 있다. 상기 F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.
[수학식 50]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000142
F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 1만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.
[수학식 51]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000143
상기에서, effective CIR 의 covariance matrix는 하기와 같다.
[수학식 52]
Figure PCTKR2019003951-appb-I000144
그리고 상기 기지국은 DMRS 송신 안테나 포트 2 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 3이 UE에게 할당되는 경우, DMRS 송신 안테나 포트 4 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 5가 UE에게 할당되는 경우에도 상기 도 12와 유사한 방법으로 effective CFR을 추정할 수 있다.
도 13a와 도 13b는 EPA 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면이고, 도 14a와 도 14b는 ETU 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면 이다. 상기 도 13a, 도 13b, 도 14a 및 도 14b는 여러 채널 추정 기법에서의 effective CFR 추정치의 normalized mean square error (NMSE) 성능을 보여줄 수 있다. System bandwidth 는 10 MHz 이고, UE에게 스케줄 된 PRB 개수는 52개 혹은 1개인 것으로 가정할 수 있다. 상기 PRB 개수가 많을수록 DMRS가 차지하는 RE개수가 많아져서 채널 추정 성능이 개선될 수 있다. 상기에서 SNR은 RE위에서의 신호 대 잡음 비를 나타낸다.
상기 도 13a와 도 13b에서 채널은 고정(static) 이며, delay 와 파워 프로파일(power profile)은 각각 [0 30 70 90 110 190 410]·ns 이고, [0.3213 0.2552 0.2027 0.1610 0.0509 0.0061 0.0027] 인 EPA 채널이다. 그리고 상기 채널의 multipath는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 상기 분포를 따르도록 실현 된 채널은 total power 가 4가 되도록 scale 될 수 있다.
상기 도 14a와 도 14b에서 채널은 static 이며, delay 와 power profile은 각각 [0 50 120 200 230 500 1600 2300 5000]·ns 이고, [0.1241 0.1241 0.1241 0.1563 0.1563 0.1563 0.0783 0.0494 0.0312] 인 ETU 채널이다. 그리고 상기 채널의 multipath는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 상기 분포를 따르도록 실현 된 채널은 total power 가 4가 되도록 scale 될 수 있다.
상기 도 13a는 DMRS configuration type 1 인 경우이고, 채널이 EPA이며, 도 13b는 DMRS configuration type 2 인 경우이고, 채널이 EPA이다. 도 14a는 DMRS configuration type 1 인 경우이고, 채널이 ETU이며, 도 14b는 DMRS configuration type 2 인 경우이고, 채널이 ETU이다.
상기 도 13a와 도 13b에서 가장 우수한 성능을 보이고 있는 것이 LMMSE 채널 추정 방식이다. 상기 도 13a에서 EPA 채널 10^-2 NMSE 에서 52개 PRB가 할당된 경우가 1개의 PRB가 할당된 경우보다 11.2 dB 성능이 우수함을 알 수 있다. 그리고 PRB가 52개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 20 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다. 그리고 PRB가 1개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 30 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다.
한편, 2개의 송신 layer와 수신 안테나 사이의 effective CFR을 함께 추정하는 경우 error floor 을 보이지 않고 LMMSE 채널 추정 성능과 유사한 채널 추정 성능을 보이는 것을 알 수 있다. 상기 도 13b에서도 유사한 경향을 보이는 것을 알 수 있다.
상기 도 14a와 도 14b에서 가장 우수한 성능을 보이고 있는 것이 LMMSE 채널 추정 방식이다. 상기 도 14a에서 ETU 채널 10^-2 NMSE 에서 52개 PRB가 할당된 경우가 1개의 PRB가 할당된 경우보다 13.3 dB 성능이 우수함을 알 수 있다. 그리고 PRB가 52개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 0 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다. PRB가 1개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 10 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다.
한편, 2개의 송신 layer와 수신 안테나 사이의 effective CFR을 함께 추정하는 경우 error floor 을 보이지 않고 LMMSE 채널 추정 성능과 유사한 채널 추정 성능을 보이는 것을 알 수 있다. 상기 도 14b에서도 유사한 경향을 보이는 것을 알 수 있다.
즉, 결론적으로 ETU와 같은 주파수 선택이 심한 채널에서 64QAM 그리고 code rate 1에 가까운 high rate data 가 UL에 사용되고 (SNR이 10 dB 이상의 강전계) MIMO 을 위해서 DMRS가 F-CDM 된 경우, 고성능의 채널 추정기가 필요함을 알 수 있으며, 본 발명이 상기와 같은 환경에서 매우 우수한 채널 추정 성능을 보임을 알 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도 이다. 상기 도 15에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 송수신부(1510), 제어부(1520)을 포함할 수 있다.
기지국의 송수신부(1510)은 기지국과 단말 사이의 메시지 송수신을 수행할 수 있다. 이를 위해, 송수신부(1510)은 유선 또는 무선 인터페이스를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(1510)은 단말로부터 송신되는 SRS를 수신할 수 있다.
기지국의 제어부(1520)은 기지국의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 그리고 상향링크 채널 추정의 경우, 상기 제어부(1520)는 단말로부터 수신한 SRS에 기반하여 무선 채널 탭의 위치를 추정하고, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크 별로 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 PUSCH의 effective CFR을 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 9에 대응될 수 있다.
상기 제어부(1520)은 상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, effective CIR 의 covariance matrix를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 단말로부터 수신한 DMRS에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance) 을 추정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 FFT 하여, PUSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 10에 대응될 수 있다.
그리고 본 발명의 실시 예에 따라 먼저 OCC decover 한 후에 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1520)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 Walsh decover한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 11에 대응될 수 있다.
그리고 본 발명의 실시 예에 따라 복수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 위해 joint 하게 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1520)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, Walsh code를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 12에 대응될 수 있다.
그리고 상기 제어부(1520)은 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 diagonal entry로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 diagonal entry로 하여 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 11의 S1110 단계와 상기 도 12의 S1210 단계에 대응될 수 있다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도 이다. 상기 도 16에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 송수신부(1610), 제어부(1620)을 포함할 수 있다.
단말의 송수신부(1610)은 기지국과 단말 사이의 메시지 송수신을 수행할 수 있다. 이를 위해, 송수신부(1610)은 유선 또는 무선 인터페이스를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(1610)은 기지국으로부터 송신되는 CSI-RS를 수신할 수 있다.
단말의 제어부(1620)은 단말의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 그리고 하향링크 채널 추정의 경우, 상기 제어부(1620)는 기지국으로부터 수신한 CSI-RS에 기반하여 무선 채널 탭의 위치를 추정하고, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 PDSCH의 effective CFR을 추정할 수 있다. 그리고 상기 제어부(1620)의 동작은 주체와 수신하는 기준신호만 상이할 뿐이므로, 이하에서 상기 도 15의 기지국의 동작에 대응될 수 있다.
상기 제어부(1620)은 상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, effective CIR 의 covariance matrix를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 기지국으로부터 수신한 DMRS에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance) 을 추정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 FFT 하여, PDSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정할 수 있다.
그리고 본 발명의 실시 예에 따라 먼저 OCC decover 한 후에 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1620)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 Walsh decover한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다.
그리고 본 발명의 실시 예에 따라 복수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 joint 하게 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1620)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, Walsh code를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다.
그리고 상기 제어부(1620)은 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 diagonal entry로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 diagonal entry로 하여 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다.
본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims (15)

  1. 무선통신 시스템에서 기지국의 상향링크 채널 추정 방법에 있어서,
    단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)에 대한 위치를 확인하는 단계;
    상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계; 및
    상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 effective CFR 를 추정하는 단계는,
    상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계;
    상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하는 단계;
    상기 단말로부터 수신한 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정하는 단계;
    상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하는 단계; 및
    상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, PUSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고,
    상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 결정하고,
    상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하고,
    상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계는, 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 무선통신 시스템에서 단말의 하향링크 채널 추정 방법에 있어서,
    기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하는 단계;
    상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계; 및
    상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 effective CFR 를 추정하는 단계는,
    상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계;
    상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하는 단계;
    상기 기지국으로부터 수신한 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정하는 단계;
    상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하는 단계; 및
    상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, PDSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고,
    상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 결정하고,
    상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하고,
    상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계는, 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 무선통신 시스템에서 상향링크 채널을 추정하는 기지국에 있어서,
    신호를 송수신하는 송수신부; 및
    단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 평균 채널 탭 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 단말로부터 수신한 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance) 을 추정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, PUSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제어부는,
    푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  12. 제10항에 있어서, 상기 제어부는,
    푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하고, 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하여 상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  13. 무선통신 시스템에서 하향링크 채널을 추정하는 단말에 있어서,
    신호를 송수신하는 송수신부; 및
    기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 평균 채널 탭 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 기지국으로부터 수신한 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance) 을 추정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, PDSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정하는 것을 특징으로 하는 단말.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제어부는,
    푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하거나,
    또는, 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하고, 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하여 상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 것을 특징으로 하는 단말.
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