KR102452435B1

KR102452435B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102452435B1
Application number: KR1020180054800A
Authority: KR
Inventors: 이동재
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2018-05-14
Filing date: 2018-05-14
Publication date: 2022-10-07
Also published as: US11477053B2; EP3780527A1; EP3780527A4; KR20190130315A; US20210126815A1; WO2019221388A1

Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다.
본 발명은 무선통신 시스템에서 기지국의 상향링크 채널 추정 방법 및 장치에 대한 것으로서, 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 추정하는 단계, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계 및 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL ESTIMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)를 이용하여 채널을 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

일반적으로 이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 점차로 음성 뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하고 있으며, 현재에는 고속의 데이터 서비스를 제공할 수 있는 정도까지 발전하였다. 그러나 현재 서비스가 제공되고 있는 이동 통신 시스템에서는 자원의 부족 현상 및 사용자들이 보다 고속의 서비스를 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

이러한 요구에 부응하여 차세대 이동 통신 시스템으로 개발 중인 중 하나의 시스템으로써 3GPP(The 3rd Generation Partnership Project)에서 LTE(Long Term Evolution)에 대한 규격 작업이 진행 중이다. LTE는 2010년 정도를 상용화 목표로 해서, 최대 100 Mbps정도의 전송 속도를 가지는 고속 패킷 기반 통신을 구현하는 기술이다. 이를 위해 여러 가지 방안이 논의되고 있는데, 예를 들어 네트워크의 구조를 간단히 해서 통신로 상에 위치하는 노드의 수를 줄이는 방안이나, 무선 프로토콜들을 최대한 무선 채널에 근접시키는 방안 등이 있다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술인 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.

한편, 무선 채널 상에 다수개의 scatterer 혹은 reflector 들로 이루어진 cluster들이 존재하게 되고 결국 수신기는 다중경로를 통해 송신 신호를 받게 된다. NR(New Radio) DL/UL OFDM 심볼은 net OFDM 앞에 CP를 가지고 있어서 수신기에서 CP를 버리고, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) size 만큼의 샘플(sample)을 취했을 때, inter symbol interference (ISI) 가 발생하지 않는다. NR 에서는 14 symbol slot 혹은 12 symbol slot을 정의하며, 1개의 slot 구간 동안 다수개의 physical resource block (PRB) 을 가지고 있다. 1개의 PRB는 CP의 type 이 normal CP 인 경우에 시간영역에서는 14개의 OFDM symbol 그리고 주파수 영역에서는 12개의 자원요소(Resource Element, RE) 으로 구성된다. 그러므로, 1개의 PRB는 168 개의 RE를 가진다. 1개의 PRB는 CP의 type 이 extended CP 인 경우에 시간영역에서는 12개의 OFDM symbol 그리고 주파수 영역에서는 12개의 resource element (RE) 으로 구성된다. 그러므로, 1개의 PRB는 144 개의 RE를 가진다. Coherent demodulation을 하기 위해서는 기지국이 다수개의 전송 안테나 포트(transmit antenna port)를 가질 수 있는데, 각 antenna port는 서로 다른 DMRS 와 disjoint 하게 연관된다. NR 표준은 1-symbol DMRS 기준으로 type 1의 경우 4개의 DMRS port 을 지원하고 type 2의 경우 6개의 DMRS port 을 지원한다. 2-symbol DMRS 기준으로 type 1의 경우 8개의 DMRS port 을 지원하고 type 2 의 경우 12개의 DMRS port 을 지원한다. CP를 버리고 취한 시간 영역에서의 N개의 FFT sample을 FFT 하면, 주파수 영역에서 DMRS 가 할당된 특정 RE 에서의 수신 신호를 취할 수 있다. 효율적인 MIMO 전송을 위해서 기지국의 안테나 개수가 증가하게 되면서 안테나 포트와 연관을 가지는 pilot 의 개수의 증가가 큰 이슈가 되었다.

본 발명은 다중입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 방법 및 장치를 제공하는 것을 그 목적으로 한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 무선통신 시스템에서 기지국의 상향링크 채널 추정 방법은 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하는 단계, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계 및 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 단말의 하향링크 채널 추정 방법은 기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하는 단계, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계 및 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 상향링크 채널을 추정하는 기지국은 신호를 송수신하는 송수신부 및 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 평균 채널 탭 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 무선통신 시스템에서 하향링크 채널을 추정하는 단말은 신호를 송수신하는 송수신부 및 기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 평균 채널 탭 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 NR (New Radio) 다중입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 신호를 수신하기 위한 채널 추정 성능을 개선 할 수 있다. 그리고 본 발명은 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS) 혹은 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)를 통해서 얻어진 채널의 서포트(support) 와 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing, CDM) 된 DMRS의 패턴(pattern)을 이용하여 사실상 구현이 불가능한 LMMSE 채널 추정기에 근접한 채널 추정 성능을 획득할 수 있다.

도 1은 type 1 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 2은 type 1 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 3은 type 2 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 4은 type 2 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면.
도 5는 MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 안테나 포트 구조를 나타내는 도면.
도 6은 MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 안테나 포트 구조를 나타내는 도면.
도 7은 UL MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면.
도 8은 DL MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 도시하는 순서도.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 effective CFR 추정 방법을 도시하는 순서도.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크 별 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크를 위해 조인트(joint)하게 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도.
도 13a와 도 13b는 EPA 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면.
도 14a와 도 14b는 ETU 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도.

본 명세서에서 실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.

마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.

이하에서는 무선통신 시스템에서 단말과 기지국이 NR MIMO 수신을 위하여 DMRS를 이용한 수신 채널 추정 방법에 대해 기술하도록 한다. 하향링크(Downlink, DL)의 경우 단말은 CSI-RS (channel state information - reference signal)을 이용하여 추정한 무선 채널 탭(tap)의 위치를 활용할 수 있다. 상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 채널에서 수신되는 신호의 지연 정도를 나타낼 수 있으며, 다중 경로 채널을 통해서 발생된 지연의 개수를 sparsity라고 하며, 복수개의 지연 값을 서포트(support) 라고 한다. 상기 신호의 지연은 불연속적일 수 있으며, 신호 지연에 따른 복수 개의 탭이 존재할 수 있다. 또한, 상기 무선 채널 탭은 희박하게(sparse) 위치될 수 있다. 그리고 상향링크(uplink, UL) 의 경우 기지국은 SRS (sounding reference signal)에 기반하여 추정한 채널의 support을 활용할 수 있다.

NR에서 CP-OFDM (cyclic prefix - orthogonal frequency division multiplexing) 을 사용하는 경우, physical downlink shared channel (PDSCH) 혹은 physical uplink shared channel (PUSCH) 모두에 동일한 DMRS (demodulation reference signal) pattern이 이용될 수 있다. 특히 DMRS는 시간 영역과 주파수 영역에서 code division multiplexing (CDM) 되어 전송될 수 있다. SU-MIMO 수신을 위한 채널 추정을 위해서 각 layer에 대응하는 DMRS signal 이 필요하며, 주파수 선택 채널에서는 주파수 영역에서 CDM 된 DMRS을 수신하는 경우 그렇지 않은 경우보다 개선된 채널 추정 알고리즘이 필요할 수 있다. 본 발명에는 CSI-RS 혹은 SRS을 통해서 얻어진 채널의 support 와 CDM 된 DMRS의 pattern을 이용하여 채널 추정을 수행하는 방법이 기술되어 있다.

본 발명은, 무선통신 시스템에서 수신 채널을 추정하는 방법에 대한 것으로, 수신 채널 추정 방법은 실시예로 한정되지 않으며, 다양한 방법으로 실시 할 수 있다.

도 1 내지 도 4는 타입(type)과 심볼(symbol)에 따른 NR DMRS의 패턴(pattern)을 나타내는 도면이다. 구체적으로, 도 1은 type 1 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내고, 도 2은 type 1 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내고, 도 3은 type 2 인 경우의 1-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내고, 도 4은 type 2 인 경우의 2-symbol DMRS가 차지하는 RE의 주파수 위치를 나타내는 도면이다.

다수개의 layer가 같은 물리 자원 블록(Physical Resourec Block, PRB)을 점유하게 될 때, 각각의 layer의 채널을 추정하기 위해서 직교성을 가지는 DMRS을 시스템이 가지고 있어야 한다. 편의상 포트(port) 번호를

으로 정의할 수 있다. Type 1 의 경우를 가정하면, 4개의 DMRS 포트를 기지국이 이용하기 위하여 4개의 직교성을 가지는 DMRS가 필요할 수 있다. 상기 기지국은 우선 2개의 DMRS에 주파수 자원을 다르게 할당함으로써 상기 2개의 DMRS의 직교성을 확보할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 주파수가 동일한 DMRS 에 대하여 주파수 영역에서 직교성을 가지는 length-2 직교 커버 코드(orthogonal cover code, OCC)을 사용하여 직교성을 가지도록 디자인할 수 있다.

상기 도 1에서 포트 0과 1은 주파수 0과 2 그리고 주파수 4와 6 그리고 주파수 8과 10에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있고 포트 2과 3은 주파수 1과 3 그리고 주파수 5와 7 그리고 주파수 9과 11에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 Type 1에서 8개의 직교성을 갖는 DMRS 포트를 제공하기 위해서, 상기 기지국은 추가적으로 시간 영역에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 상기 도 2에서 포트 0과 포트 4가 그리고 포트 1과 5가 그리고 포트 2와 포트 6이 그리고 포트 3과 포트 7이 시간 영역 length-2 OCC 에 의해서 직교성을 가질 수 있다.

Type 2 의 경우를 가정하면, 6개의 DMRS 포트를 기지국이 이용하기 위하여 6개의 직교성을 가지는 DMRS가 필요할 수 있다. 상기 기지국은 우선 3개의 DMRS에 주파수 자원을 다르게 할당함으로써 상기 3개의 DMRS의 직교성을 확보할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 주파수가 동일한 DMRS 에 대하여 주파수 영역에서 직교성을 가지는 length-2 orthogonal cover code (OCC)을 사용하여 직교성을 가지도록 디자인할 수 있다.

상기 도 3에서 포트 0과 1은 주파수 0과 1 그리고 주파수 6와 7 에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있고, 포트 2과 3은 주파수 2과 3 그리고 주파수 8와 9 에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있고, 포트4와 5는 주파수 4과 5 그리고 주파수 10와 11 에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 Type 2에서 12개의 직교성을 갖는 DMRS 포트를 제공하기 위해서, 상기 기지국은 추가적으로 시간 영역에서 length-2 OCC 을 사용할 수 있다. 그리고 상기 도 4에서 포트 0과 포트 6이 그리고 포트 1과 7이 그리고 포트 2와 포트 8이 그리고 포트 3과 포트 9이 그리고 포트 4와 포트 10이 그리고 포트 5와 포트 11이 시간 영역 length-2 OCC 에 의해서 직교성을 가질 수 있다.

도 7은 다중 사용자 다중 입출력(Multi User-Multi Input Multi Output, MU-MIMO) 에서 사용자 단말(User Equipment, UE)별 상향링크(UpLink, UL) 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면이다. 상기 도 7에서 UE 0의 전송 안테나(transmit antenna) 가 2개이고 DMRS port 가 2개인 MIMO 신호가 기지국으로 전송되는 것을 알 수 있다. 또한 UE 1의 transmit antenna 가 2개이고 DMRS port 가 2개인 MIMO 신호가 기지국으로 전송되는 것을 알 수 있다.

특정 PRB을 UE 0와 UE 1이 공유하므로 multi-user (MU) MIMO 신호가 기지국으로 전송되고 있으며, 기지국이 알고 있는 명시적인 프리코더(precoder) 가 존재한다. 기지국은 DMRS 0 와 DMRS 1을 UE 0에 할당하고 있으며, DMRS 2와 DMRS 3을 UE 1에게 할당하고 있다. 상기 기지국은 4개의 DMRS 을 이용하여 채널 추정을 수행 한 후에 UE 0을 위한 2개의 layer 에 올라가는 symbol 들과 UE 1을 위한 2개의 layer 에 올라가는 symbol 을 matched filter 할 때, 앞서 구한 채널 추정 값을 이용할 수 있다.

주기적 전치부호(Cyclic Prefix, CP) 의 길이는 무선 채널에서 신호가 겪는 다중경로(multipath)의 최대 지연길이보다 길게 설정될 수 있다. 외부(Outdoor)의 보행자가 겪는 여러 채널 중에 enhanced pedestrian A (EPA)로 정의된 채널의 최대 지연(max delay) 값은 0.41 us 에 해당한다. Outdoor의 차량의 UE가 겪는 여러 채널 중에 enhanced vehicular A (EVA)로 정의된 채널의 max delay 값은 2.51 us 이다. 또한, enhanced typical urban (ETU) 로 정의된 채널의 max delay 값은 5 us 이다. 앞서 언급한 EPA, EVA 그리고 ETU 는 7개, 9개 그리고 9개의 multi-path로 이루어진 채널이다. 즉, 무선 채널은 max delay 가 대부분 OFDM CP 길이 이내에 들어오고 채널 탭(channel tap) 이 sparse 하게 생성될 수 있다. 실제 수신 신호가 겪는 채널은 기지국의 전송 필터(transmit filter), sparse 한 무선 채널, 수신 필터(receive filter) 의 조합에 의해서 생성될 수 있다. 하기에서는 14-symbol 1 slot 동안 시간에 따라 변화 하지 않는 채널이 가정된다.

Type 1으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 0과 1을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 서브캐리어(subcarrier) 0, 2, 4, 6, 8, 10위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. 앞서 언급한 subcarrier 위에서 송신 layer 0 에서 수신 안테나 포트 m 사이의 실효적(effective) 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response, CFR)을

으로 정의하고, 송신 layer 1 으로부터 수신 안테나 포트 수신 안테나 m 사이의 effective CFR을

으로 정의할 수 있다. 이 때 수신 안테나 m 으로부터 얻은 앞서 언급한 subcarrier 위에서 수신 신호 벡터를 기준 신호로 나눈 신호 벡터를

으로 정의하고, 위의 잡음 신호를 기준 신호로 나눈 잡음 벡터를

으로 정의할 수 있다. 이 때 벡터

는 하기와 같이 표현된다.

[수학식 1]

여기에서

[수학식 2]

그리고

.

상기에서 OCC는 PRB 단위로 동일하므로 인덱스(index) u 을 생략할 수 있다. Effective CFR

을 effective 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response, CIR)

으로 표현을 다시 하면, 상기 수학식 1은 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 3]

상기에서 effective CIR 벡터

는 송신 layer n 으로부터 수신 안테나 포트 m 사이의 effective channel impulse response (CIR)의 0이 아닌 엔트리(non-zero entry) 만을 가지는 세로 벡터(column vector) 이다. 복수 개의 수신 안테나 포트는 co-locate 되어 있으므로 수신 안테나 포트 index 와는 무관하게 채널의 support 가 유지될 수 있다. 이때, 송신 layer 0과 1로부터 수신 안테나 포트 m 사이의 CIR의 sparsity 을 각각 L 으로 정의할 수 있다. FFT 크기가 N 일 때, 행렬

은

Fourier 행렬에서 PRB u 의 DMRS 포트 0과 1이 위치한 RE의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진

크기의 부 행렬이다.

개의 PRB에서의 수신신호와 잡음신호를 각각

으로 정의하면, 상기 수학식 3은 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 4]

상기에서

은 크로네커 곱(Kronecker product) 이며,

은

단위(identity) 행렬이고,

는 하기 수학식 5와 같이 정의될 수 있다.

[수학식 5]

Effective CIR

는 CIR

의 precoded version이므로 layer n 과 tx antenna n'을 위한 precoder의 계수를

이라고 정의하면, 다음과 같은 관계식이 성립한다.

[수학식 6]

[수학식 7]

상기 수학식 6과 상기 수학식 7을 다시 표현하면 하기와 같다.

[수학식 8]

CIR 벡터

라고 하고, 특정 수신 안테나에 대해서 송신 layer index을 달리 하면서 stacking 한 CIR 벡터 및 effective CIR 벡터를 하기와 같이 정의한다.

[수학식 9]

[수학식 10]

상기 수학식8, 수학식 9 그리고 수학식 10을 이용하면, 하기와 같은 관계식을 얻을 수 있다.

[수학식 11]

상기에서 precoder 행렬은

[수학식 12]

상기 수학식 11을 상기 수학식 4에 대입하면,

[수학식 13]

이 되고,

상기에서

는 하기와 같다.

[수학식 14]

그리고 CIR의 LMMSE estimate 은 다음과 같이 표현된다.

[수학식 15]

상기에서

는

의 공분산(covariance) 행렬이며,

가 identity 행렬임을 이용하면 하기와 같다.

[수학식 16]

을 결정할 때,

의 entry인

과

의 연관성(correlation) 즉, transmit antenna correlation을 고려해야 한다. 만일, 채널 계수가 정확히 샘플 공간(sample space) 로 떨어진 탭에 위치하지 않는다면, transmit/receive filter에 의한 누설(leakage) 행렬을 고려해서 covariance 행렬을 결정할 수 있다.

Fourier 행렬에서 PRB u 의 data가 위치한 RE의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진

크기의 부 행렬

이 정의될 수 있다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer n 에서 수신 안테나 m 에서 RE의 effective CFR 벡터를

으로 정의하면,

의 LMMSE estimate은 아래와 같다.

[수학식 17]

만일, DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1 둘 중 어느 하나만 활성화 되어 있는 경우에는 RB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터

의 LMMSE 채널 추정치는 다음과 같이 표현 할 수 있다.

[수학식 18]

[수학식 19]

상기에서

과

은 각각 effective CIR 벡터

과

의 covariance 행렬이다.

Type 1으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 2과 3을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 1, 3, 5, 7, 9, 11위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. 앞서 언급한 subcarrier 위에서 송신 layer 0 에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR을

으로 정의할 수 있다. 이 때 벡터

는 하기와 같이 표현된다.

[수학식 20]

Effective CFR

을 effective CIR

으로 표현을 다시 하면, 상기 수학식 20은 하기와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 21]

FFT 크기가 N 일 때, 행렬

은

Fourier 행렬에서 PRB u 의 DMRS 포트 2와 3이 위치한 RE의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진

크기의 부 행렬이고,

는 하기 수학식 22와 같이 정의될 수 있다.

[수학식 22]

상기 수학식 4부터 상기 수학식 16까지의 수식 전개와 유사하게 전개하면, PRB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터

의 LMMSE estimate은 하기와 같다.

[수학식 23]

상기에서 CIR 벡터 추정치

는 하기와 같다.

[수학식 24]

Type 1은 1-symbol DMRS 의 경우 최대 4개의 DMRS port 을 제공한다. 이에 반해 Type 2는 1-symbol DMRS 의 경우 최대 6개의 DMRS port 을 제공한다. 상대적으로 많은 DMRS 을 제공하기 위해서 DMRS의 subcarrier 간의 간격이 type 1의 간격보다 증가하여 주파수 선택 채널에서 type1 보다 채널 추정 성능 열화가 예상 될 수 있다.

Type 2으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 0과 1을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 0, 1, 6, 7위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer 0 과 1에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR은 상기 수학식 1 부터 상기 수학식 19까지의 수식 전개와 유사한 방식으로 구할 수 있다.

그리고 Type 2으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 2와 3을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 2, 3, 8, 9위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer 2 과 3에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR은 상기 수학식 1 부터 상기 수학식 19까지의 수식 전개와 유사한 방식으로 구할 수 있다.

그리고 Type 2으로 설정된 1-symbol DMRS 중 포트 4과 5을 송신기가 사용하는 경우, 1 PRB u 내에서 subcarrier 4, 5, 10, 11위에 DMRS신호는 같은 채널을 겪게 된다. Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 송신 layer 4 와 5에서 수신 안테나 포트 m 사이의 effective CFR은 상기 수학식 1 부터 상기 수학식 19까지의 수식 전개와 유사한 방식으로 구할 수 있다.

상기 도 2 (type 1) 와 도 4 (type 2) 에 표현되어 있는 2-symbol DMRS 을 이용하여 채널 추정을 하는 경우, 시간영역에서 lengh-2 De-Walsh을 한 후에 위에서 언급한 채널 추정 방식이 적용될 수 있다.

한편, 상기 LMMSE 채널 추정기법은 하기와 같은 문제점이 있을 수 있다. 상기 수학식 3, 수학식 15, 수학식 18, 수학식 19, 수학식 21, 수학식 24에서 알 수 있듯이, 상기 LMMSE 채널 추정기법은 무선 채널의 sparsity와 무선 채널의 autocorrelation 행렬

과

을 알아야 적용할 수 있다. 그러나 상기 통계 값을 단말이 정확하게 획득하는 것은 불가능 하므로 sub-optimal 한 채널 추정기가 필요하다.

본 발명에서는 DMRS 가 UE 에게 할당된 후에 채널 추정 방식이 제안된다. DL/UL 채널의 sparsity을 얻기 위해서는 단말이 바라보는 system 대역 (bandwidth part) 에 균등하게 퍼져 있는 파일럿(pilot) 신호가 필요하다. 그리고 NR 에서 UE와 기지국간의 채널을 정교하게 추정하기 위해서, UL의 경우 기지국이 sounding reference signal (SRS) 을 이용할 수 있으며, DL의 경우에는 단말이 channel state information - reference signal (CSI-RS)을 이용할 수 있다.

채널의 sparsity는 시간에 따라서 매우 천천히 변화하는 양이므로, UL의 경우 SRS을 주기 혹은 비주기적으로 기지국이 UE로부터 수신함으로서 근사적으로 채널의 sparsity을 획득할 수 있으며, DL의 경우 CSI-RS을 기지국으로부터 UE가 수신함으로서 근사적으로 채널의 sparsity을 획득할 수 있다. UL의 경우 UL 자원을 다수의 UE가 나누어서 SRS용으로 사용해야 하므로 SRS 수신으로 인한 UL 용량(capacity)이 감소될 수 있다. DL의 경우 CSI-RS는 다수의 UE가 같은 자원을 이용할 수 있으므로 SRS에 비해서 DL capacity의 감소가 상대적으로 적을 수 있다.

UL 의 경우 SRS을 통해서 UL 채널의 sparsity 와 채널 파워를 추정한 기지국은 스케줄 한 PRB에 대해서 DMRS 의 도움의 받아 채널 추정을 할 수 있으며, DL 의 경우 CSI-RS을 통해서 DL 채널의 sparsity 와 채널 파워를 추정한 단말은 DMRS 의 도움의 받아 스케줄 된 PRB를 위한 채널 추정을 할 수 있다. 본 발명에서는 상기와 같은 방식으로 사실상 구현이 불가능한 LMMSE 채널 추정기의 성능에 근접한 채널 추정기를 제안하고자 한다.

도 5는 MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 SRS를 위한 안테나 포트 구조를 나타내는 도면이고, 도 6은 MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 CSI-RS를 위한 안테나 포트 구조를 나타내는 도면이다.

상기 도 5에서 UE 0의 SRS는 RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)되고, 상기 UE 0에 할당된 2개의 안테나 포트를 통해 기지국으로 전송될 수 있다. 그리고 UE 1의 SRS도 마찬가지로 2개의 안테나 포트를 통해 기지국으로 전송될 수 있다.

상기 도 6에서 UE 0의 CSI-RS는 RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)되고, 상기 UE 0에 할당된 2개의 안테나 포트를 통해 기지국이 상기 UE 0로 전송할 수 있다. 그리고 UE 1의 CSI-RS도 마찬가지로 2개의 안테나 포트를 통해 상기 기지국이 상기 UE 1으로 전송할 수 있다.

도 7은 UL MU-MIMO 에서 UE별 UL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면이고, 도 8은 DL MU-MIMO 에서 UE별 DL 2 layer 송신 시 DMRS port 구조를 나타내는 도면이다.

상기 도 7에서 UE 0에 DMRS 0, 1이 할당되고, UE 1에 DMRS 2, 3이 할당된 것으로 가정할 수 있다. 그리고 단말에 할당된 DMRS는 프리코딩(precoding)되고, RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)될 수 있다. 상기 DMRS 0, 1은 상기 UE 0에 할당된 DMRS 포트 0, 1 각각을 통해 기지국으로 전송될 수 있다. 그리고 상기 DMRS 2, 3은 상기 UE 1에 할당된 DMRS 포트 2, 3 각각을 통해 기지국으로 전송될 수 있다.

상기 도 8에서 기지국이 UE 0에 DMRS 0, 1을 할당하고, UE 1에 DMRS 2, 3을 할당한 것으로 가정할 수 있다. 상기 도 7과 마찬가지로 하향링크의 경우에도, DMRS는 프리코딩(precoding)되고, RE mapper를 통해 RE에 매핑(mapping)될 수 있다. 그리고 상기 DMRS 0, 1은 상기 UE 0에 할당된 DMRS 포트 0, 1 각각을 통해 UE0에게 전송될 수 있다. 그리고 상기 DMRS 2, 3은 상기 UE 1에 할당된 DMRS 포트 2, 3 각각을 통해 UE1에게 전송될 수 있다.

본 발명에서 effective CFR을 추정하기 위해 UL의 경우 상기 도5와 같이 단말이 기지국으로 전송하는 SRS으로부터, DL의 경우 상기 도 6과 같이 기지국이 단말로 전송하는 CSI-RS으로부터 채널의 sparsity와 채널의 파워를 추정했다고 가정할 수 있다. 상기 도 5에서 기지국은 UL로 UE 0 과 UE 1이 송신한 SRS을 수신하여 채널 추정을 수행한다. 이 때, 상기 SRS는 단말이 바라보는 system 대역 (bandwidth part) 위에서 FDM 그리고 CDM되어 전송되며, UE 간에 구분이 가능할 수 있다. 상기 도 6에서 UE는 DL로 기지국이 송신한 CSI-RS을 수신하여 채널 추정을 수행할 수 있다. 이 때, 상기 CSI-RS는 단말이 바라보는 system 대역 (bandwidth part) 위에서 FDM 그리고 CDM되어 전송되며, UE 간에 구분이 가능할 수 있다.

상기 도 7에서 기지국이 PDCCH 을 통해서 단말에게 PUSCH 전송을 허락한 경우, 다수 개의 UE는 같은 PRB위에 PUSCH를 전송할 수 있다. 그리고 채널 추정을 위해서 기지국은 UE0 와 UE1에게 서로 다른 DMRS port 을 할당하며, 각 DMRS 신호는 그것에 대응하는 PUSCH 의 layer 와 동일한 precoder 을 통과하므로, 상기 DMRS 신호의 effective CFR는 동일 할 수 있다.

상기 도 8에서 기지국이 PDCCH 을 통해서 단말에게 PDSCH 을 할당한 경우, 다수 개의 UE는 같은 PRB위에 PDSCH를 수신할 수 있다. 그리고 채널 추정을 위해서 기지국은 UE0 와 UE1에게 서로 다른 DMRS port 을 할당하며, 각 DMRS 신호는 그것에 대응하는 PDSCH 의 layer 와 동일한 precoder 을 통과하므로, 상기 DMRS 신호의 effective CFR는 동일 할 수 있다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 도시하는 순서도 이다. 기지국은 단말로부터 기준신호를 수신하여 상향링크 채널 추정을 수행할 수 있고, 단말은 기지국으로부터 기준신호를 수신하여 하향링크 채널 추정을 수행할 수 있다. 상기 상향링크 채널 추정 방법과 하향링크 채널 추정 방법은 채널 추정을 수행하는 주체와 수신하는 기준신호가 상이하나, 채널 추정 방법은 상호 대응될 수 있다. 하기에서는 기지국의 상향링크 채널 추정 방법이 먼저 기술되고, 대응되는 단말의 하향링크 채널 추정 방법이 기술된다.우선, S910 단계에서, 기지국은 단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인할 수 있다. 그리고 단말은 기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 적어도 하나의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인할 수 있다.

상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 채널에서 수신되는 신호의 지연(delay) 정도를 나타낼 수 있으며, 다중 경로 채널을 통해서 발생된 지연의 개수를 sparsity라고 하며, 복수개의 지연 값을 서포트(support) 라고 한다. 상기 신호의 지연은 불연속적일 수 있으며, 신호 지연에 따른 복수 개의 탭이 존재할 수 있다. 또한, 상기 무선 채널 탭은 희박하게(sparse) 위치될 수 있다. 그리고 기지국 또는 단말은 수신한 기준신호에 기반하여 support를 추정할 수 있다.

그리고 S920 단계에서, 상기 기지국은 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정할 수 있다. 그리고 상기 단말은 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 평균 채널 탭(tap) 파워(power) 값을 결정할 수 있다. 상기 평균 채널 탭 파워는 송수신 안테나 사이의 링크마다 동일하게 가정하여 결정될 수 있다.

그리고 S930 단계에서, 상기 기지국은 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정할 수 있다. 그리고 상기 단말은 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정할 수 있다. effective CFR를 추정하는 방법은 이하 도 10, 도 11 내지 도 12에서 자세히 설명될 수 있다.

상기 도 9에서 언급한 바와 같이, 상향링크 채널 추정 방법과 하향링크 채널 추정 방법은 채널 추정을 수행하는 주체와 수신하는 기준신호가 상이하나, 채널 추정 방법은 대응될 수 있다. 이하에서는 기지국이 상향링크 채널을 추정하는 방법을 가정하여 기술하도록 한다. 그리고 이하의 도 10, 도 11 내지 도 12에서 기술되는 상향링크 채널 추정 방법은 단말의 하향링크 채널 추정 방법에도 적용될 수 있다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 effective CFR 추정 방법을 도시하는 순서도이다.

우선 S1010 단계에서, 기지국은 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정할 수 있다. 상기 기지국은 상기 도 9의 S920 단계의 무선 채널 탭 별 평균 파워 값에 기반하고, 복수 개의 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여 CIR의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 프리코더를 이용하여 effective CIR의 covariance matrix를 결정할 수 있다.

그리고 S1020 단계에서, 기지국은 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬(matrix)을 결정할 수 있다. 상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 도 9의 S910 단계에서 추정될 수 있으며, effective CFR은 상기 시스템 행렬과 상기 effective CIR의 곱으로 표현될 수 있다.

그리고 S1030 단계에서, 기지국은 단말로부터 수신한 복조 기준 신호(Demodulation Reference Signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정할 수 있다.

그리고 S1040 단계에서, 기지국은 상기 effective CIR의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR을 추정할 수 있다.

그리고 S1050 단계에서 기지국은 effective CIR 에 기반하여 effective CFR을 추정할 수 있다. 상기 기지국은 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, PUSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR을 추정할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따른 DMRS을 활용한 채널 추정 방식은 하기와 같다. 먼저, 기지국이 UE로부터 수신한 DMRS을 이용하여 상향링크 채널 추정을 할 때, frequency 방향으로 code division multiplexing (F-CDM) 되고 orthogonal cover code (OCC)가 씌워진 DMRS을 먼저 OCC decover 하고, 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 할 수 있다. 그리고 기지국이 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 따로 따로 채널 추정을 하는 것이 아니라 다수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 위해 joint 하게 채널 추정할 수 있다.

하기의 실시 예에서는 상기 도 1의 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우를 가정하여 기술하도록 한다. 또한, 상기 도 2, 도 3 및 도 4의 경우에도 본 발명의 실시 예가 적용될 수 있다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크 별 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도 이다. 상기 실시 예는 기지국이 OCC가 씌워진 DMRS을 먼저 OCC decover 하고, 안테나 링크 별로 채널 추정을 하는 방법에 대한 것이다. 또한, 상기 도 11의 각 단계는 필수적인 단계가 아니며, 일부 단계가 생략 될 수 있다.

우선, S1110 단계에서, 기지국은 송수신 안테나 사이의 채널 파워를 추정하고, 채널 탭의 개수로 나누어 CIR 의 covariance matrix를 결정 할 수 있다. 상기 기지국은 상기 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당되어 있다고 간주할 수 있다. 그리고 단말에 안테나 포트 두 개가 할당되므로, 상기 기지국이 상기 단말의 안테나 0와 안테나 1에서 송신하는 SRS를 수신하는 것을 가정할 수 있다.

상기 기지국은 상기 안테나 0에서 송신하는 SRS로부터 송수신 안테나 사이의 채널 파워를 추정하고, 상기 채널 탭의 개수로 나는 파워를 구할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 파워를 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하는 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 안테나 1에서 송신하는 SRS로부터 마찬가지의 방법으로 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 기지국은 상기 안테나 0과 안테나 1의 CIR 의 covariance matrix를 대각 블록(diagonal block)으로 하는 covariance matrix를 구하여 상기 안테나 0과 안테나 1의 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다.

또한, 상기 기지국은 상기 안테나 0과 안테나 1에서 추정한 2개 채널의 파워 합을 2개 채널의 탭의 개수로 나누고, 상기 파워를 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하는 상기 안테나 0과 안테나 1의 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다.

그리고 S1120 단계에서, 기지국은 DMRS와 인접한 복수 개의 수신 신호를 walsh decover 하여 얻은 수신 벡터를 송수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있다. 상기 기지국은 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 두 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)할 수 있다.

상기에서 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우를 가정하였으므로, Walsh Code는 두 개 이고, 상기 기지국은

크기의 수신 벡터 2 개를 얻을 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 벡터 각각을 송신 layer 0과 수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있고, 송신 layer 1과 수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.

상기 기지국이 OCC decover 한 신호는 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 25]

[수학식 26]

그리고 채널의 주파수 선택이 작아서 effective CFR

와

가 동일하다고 가정하면, 상기 수학식 25와 수학식 26은 하기와 같이 근사화될 수 있다.

[수학식 27]

[수학식 28]

상기에서

[수학식 29]

[수학식 30]

이며,

의 variance는

이고, 추정하고자 하는 값은 RE k 위에서 각각 layer 0 와 layer 1으로부터 수신 안테나 m 으로의 effective CFR 값

과

이다. PRB u 의 decover된 이후의 sample은 3개이므로 PRB u 에 대해서 수신 벡터

, effective CFR 벡터

, 잡음벡터

을 정의할 수 있다. 그러면, 수신 벡터는 하기와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 31]

그리고 S1130 단계에서, 기지국은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)한 시스템 행렬을 결정할 수 있다. 상기 무선 채널 탭의 위치는 상기 기지국이 SRS로부터 추정한 것이고, 상기 기지국은 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 결정한 column을 stack 하여 시스템 행렬을 결정할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.

FFT 크기가 N 일 때, 시스템 행렬

은

Fourier 행렬에서 PRB u 의 RE {1, 5, 9}의 physical RE index 에 해당하는 row 벡터와 L 개의 채널 계수 값이 위치한 채널 tap 위치의 column 벡터로 이루어진

크기의 부 행렬이 될 수 있다. 그리고 effective CFR인

는 상기 시스템 행렬과 effective CIR인

의 곱으로 하기와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 32]

상기에서, N_PRB 개의 PRB에서의 수신신호와 잡음신호를 각각

,

으로 정의하면, 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 33]

상기에서 시스템 행렬은 하기와 같다.

[수학식 34]

그리고 S1140 단계에서, 기지국은 CIR 의 covariance 행렬에 프리코더(precoder)를 조합한 effective CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 기지국은 수신기에서 상기 precoder을 알 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.

상기 수학식 11로부터, 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 35]

상기에서

는

의 covariance 행렬이며, 채널 power을 SRS으로부터 추정하고, 각 탭에 위치하는 채널 계수의 variance 는 동일하다고 가정하여,

을 하기와 같이 결정할 수 있다.

[수학식 36]

상기에서

은 Tx antenna n' 와 Rx antenna m 간의 임의의 채널 탭 계수의 power를 의미할 수 있다. 실질적으로 추정치

는 UL 에서는 SRS을 활용하고, DL 에서는 CSI-RS을 활용하여 구할 수 있다. NR UL에서는

혹은

두 개의 precoder 행렬을 지원하므로, 상기 수학식 35로부터 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 37]

[수학식 38]

그리고 S1150 단계에서, 기지국은 관측되는 PRB의 잡음 분산(variance)를 추정할 수 있다.

그리고 S1160 단계에서, 기지국은 effective CFR 이 상기 시스템 행렬과 effective CIR 곱임을 이용하여 effective CIR 을 추정하고, 주파수 영역의 effective CFR 을 추정할 수 있다. 상기 기지국은 정규화된(Regularized) 최대 공산(Maximum Likelihood, ML)방식을 활용하여 effective CIR 와 effective CFR을 추정할 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 effective CIR 의 covariance matrix에서 대각선에 위치한 첫 번째

크기의 서브 행렬을 송신 layer 0와 수신 안테나 사이의 effective CIR 행렬로 할 수 있고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix에서 대각선에 위치한 두 번째

크기의 서브 행렬을 송신 layer 1와 수신 안테나 사이의 effective CIR 행렬로 할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.

상기 수학식 33에서 effective CIR 추정치

는 하기와 같다.

[수학식 39]

그리고 Shared channel 이 올라가는 PRB u 위의 layer n 으로부터 수신 안테나 m 사이의 RE의 effective CFR 벡터

의 추정치는 하기와 같다.

[수학식 40]

상기에서

는 data tone Fourier matrix로, 시간 영역에서 주파수 영역으로 데이터를 변환 시킬 수 있다. F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1 둘 중 어느 하나만 활성화 되어 있는 경우를 가정하면, RB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터

의 추정치는 하기와 같이 표현 될 수 있다.

F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.

[수학식 41]

F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 1만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.

[수학식 42]

상기에서, effective CIR 의 covariance matrix는 하기와 같다.

[수학식 43]

한편, 도 12는 본 발명의 실시 예에 따라 송신 layer와 수신 안테나 링크를 위해 조인트(joint)하게 채널 추정 하는 방법을 도시하는 순서도 이다. 상기 실시 예는 기지국이 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 따로 따로 채널 추정을 하는 것이 아니라 다수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 위해 joint 하게 채널 추정하는 방법에 대한 것이다. 또한, 상기 도 12의 각 단계는 필수적인 단계가 아니며, 일부 단계가 생략 될 수 있다.

우선, S1210 단계에서, 기지국은 송수신 안테나 사이의 채널 파워를 추정하고, 채널 탭의 개수로 나누어 CIR 의 covariance matrix를 결정 할 수 있다. 상기 기지국의 CIR 의 covariance matrix를 결정하는 방법은 상기 도 11의 S1110 단계에 대응될 수 있다.

그리고 S1220 단계에서, 기지국은 DMRS의 RE 에서 수신한 벡터를 송수신 안테나 사이의 effective CFR 과 잡음의 합으로 간주할 수 있다. 상기에서 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우를 가정하였으므로, 상기 기지국은

크기의 수신 벡터 1 개를 얻을 수 있다. 그리고 상기 기지국은 상기 벡터를 송신 layer 0과 수신 안테나 사이의 effective CFR, 송신 layer 1과 수신 안테나 사이의 effective CFR 와 잡음의 합으로 간주할 수 있다.

그리고 S1230 단계에서, 기지국은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 무선 채널 탭의 위치에 해당되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, walsh code를 이용하여 시스템 행렬을 결정할 수 있다. 상기에서 1-symbol DMRS pattern이고 Type 1인 경우와 복수 개의 송수신 안테나 사이의 링크를 위해 joint 하게 채널 추정하는 경우를 가정하였으므로, 상기 기지국은 walsh code 0와 walsh code 1을 적용하여 시스템 행렬을 결정할 수 있다.

그리고 S1240 단계에서, 기지국은 CIR 의 covariance 행렬에 프리코더(precoder)를 조합한 stack된 effective CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 기지국의 stack된 effective CIR 의 covariance matrix를 결정하는 방법은 상기 도 11의 S1140 단계에 대응될 수 있다.

그리고 S1250 단계에서, 기지국은 관측되는 PRB의 잡음 분산(variance)를 추정할 수 있다.

그리고 S1260 단계에서, 기지국은 effective CFR 이 상기 시스템 행렬과 effective CIR 곱임을 이용하여 effective CIR 을 추정하고, 주파수 영역의 effective CFR 을 추정할 수 있다. 상기 기지국은 정규화된(Regularized) 최대 공산(Maximum Likelihood, ML)방식을 활용하여 effective CIR 와 effective CFR을 추정할 수 있다. 구체적인 동작은 하기와 같다.

상기 수학식 4에서 수신 벡터는 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 44]

그리고 Effective CIR 추정치

는 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 45]

상기에서, 시스템 행렬은 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 46]

[수학식 47]

상기

는 상기 수학식 22에 정의되어 있다. 그리고 DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1가 UE에게 할당되었다면, 상기 수학식 37로부터 하기와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 48]

상기 공유 채널(Shared channel) 이 올라가는 PRB u 위의 수신 안테나 m 에서 RE의 effective CFR 벡터

의 regularized ML estimate은 아래와 같다.

[수학식 49]

F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 1 둘 중 어느 하나만 활성화 되어 있는 경우를 가정하면, RB u 위의 수신 안테나 m 의 effective CFR 벡터

의 regularized ML 채널 추정치는 하기와 같이 표현 될 수 있다. 상기 F-CDM 될 수 있는 RE 위치에서 DMRS 송신 안테나 포트 0만 활성화 되어 있는 경우는 하기와 같다.

[수학식 50]

[수학식 51]

상기에서, effective CIR 의 covariance matrix는 하기와 같다.

[수학식 52]

그리고 상기 기지국은 DMRS 송신 안테나 포트 2 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 3이 UE에게 할당되는 경우, DMRS 송신 안테나 포트 4 혹은 DMRS 송신 안테나 포트 5가 UE에게 할당되는 경우에도 상기 도 12와 유사한 방법으로 effective CFR을 추정할 수 있다.

도 13a와 도 13b는 EPA 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면이고, 도 14a와 도 14b는 ETU 채널 하에서 effective CFR 추정치의 성능을 도시하는 도면 이다. 상기 도 13a, 도 13b, 도 14a 및 도 14b는 여러 채널 추정 기법에서의 effective CFR 추정치의 normalized mean square error (NMSE) 성능을 보여줄 수 있다. System bandwidth 는 10 MHz 이고, UE에게 스케줄 된 PRB 개수는 52개 혹은 1개인 것으로 가정할 수 있다. 상기 PRB 개수가 많을수록 DMRS가 차지하는 RE개수가 많아져서 채널 추정 성능이 개선될 수 있다. 상기에서 SNR은 RE위에서의 신호 대 잡음 비를 나타낸다.

상기 도 13a와 도 13b에서 채널은 고정(static) 이며, delay 와 파워 프로파일(power profile)은 각각 [0 30 70 90 110 190 410]·ns 이고, [0.3213 0.2552 0.2027 0.1610 0.0509 0.0061 0.0027] 인 EPA 채널이다. 그리고 상기 채널의 multipath는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 상기 분포를 따르도록 실현 된 채널은 total power 가 4가 되도록 scale 될 수 있다.

상기 도 14a와 도 14b에서 채널은 static 이며, delay 와 power profile은 각각 [0 50 120 200 230 500 1600 2300 5000]·ns 이고, [0.1241 0.1241 0.1241 0.1563 0.1563 0.1563 0.0783 0.0494 0.0312] 인 ETU 채널이다. 그리고 상기 채널의 multipath는 각각 독립이며, zero-mean normal 분포를 따른다. 상기 분포를 따르도록 실현 된 채널은 total power 가 4가 되도록 scale 될 수 있다.

상기 도 13a는 DMRS configuration type 1 인 경우이고, 채널이 EPA이며, 도 13b는 DMRS configuration type 2 인 경우이고, 채널이 EPA이다. 도 14a는 DMRS configuration type 1 인 경우이고, 채널이 ETU이며, 도 14b는 DMRS configuration type 2 인 경우이고, 채널이 ETU이다.

상기 도 13a와 도 13b에서 가장 우수한 성능을 보이고 있는 것이 LMMSE 채널 추정 방식이다. 상기 도 13a에서 EPA 채널 10^-2 NMSE 에서 52개 PRB가 할당된 경우가 1개의 PRB가 할당된 경우보다 11.2 dB 성능이 우수함을 알 수 있다. 그리고 PRB가 52개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 20 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다. 그리고 PRB가 1개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 30 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다.

한편, 2개의 송신 layer와 수신 안테나 사이의 effective CFR을 함께 추정하는 경우 error floor 을 보이지 않고 LMMSE 채널 추정 성능과 유사한 채널 추정 성능을 보이는 것을 알 수 있다. 상기 도 13b에서도 유사한 경향을 보이는 것을 알 수 있다.

상기 도 14a와 도 14b에서 가장 우수한 성능을 보이고 있는 것이 LMMSE 채널 추정 방식이다. 상기 도 14a에서 ETU 채널 10^-2 NMSE 에서 52개 PRB가 할당된 경우가 1개의 PRB가 할당된 경우보다 13.3 dB 성능이 우수함을 알 수 있다. 그리고 PRB가 52개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 0 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다. PRB가 1개 할당되고 수신 DMRS 에 대해서 OCC decover (= deWalsh) 를 먼저 하고 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 10 dB 근방에서 error floor 가 생기는 것을 알 수 있다.

한편, 2개의 송신 layer와 수신 안테나 사이의 effective CFR을 함께 추정하는 경우 error floor 을 보이지 않고 LMMSE 채널 추정 성능과 유사한 채널 추정 성능을 보이는 것을 알 수 있다. 상기 도 14b에서도 유사한 경향을 보이는 것을 알 수 있다.

즉, 결론적으로 ETU와 같은 주파수 선택이 심한 채널에서 64QAM 그리고 code rate 1에 가까운 high rate data 가 UL에 사용되고 (SNR이 10 dB 이상의 강전계) MIMO 을 위해서 DMRS가 F-CDM 된 경우, 고성능의 채널 추정기가 필요함을 알 수 있으며, 본 발명이 상기와 같은 환경에서 매우 우수한 채널 추정 성능을 보임을 알 수 있다.

도 15는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도 이다. 상기 도 15에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 송수신부(1510), 제어부(1520)을 포함할 수 있다.

기지국의 송수신부(1510)은 기지국과 단말 사이의 메시지 송수신을 수행할 수 있다. 이를 위해, 송수신부(1510)은 유선 또는 무선 인터페이스를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(1510)은 단말로부터 송신되는 SRS를 수신할 수 있다.

기지국의 제어부(1520)은 기지국의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 그리고 상향링크 채널 추정의 경우, 상기 제어부(1520)는 단말로부터 수신한 SRS에 기반하여 무선 채널 탭의 위치를 추정하고, 상기 SRS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크 별로 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 PUSCH의 effective CFR을 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 9에 대응될 수 있다.

상기 제어부(1520)은 상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, effective CIR 의 covariance matrix를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 단말로부터 수신한 DMRS에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance) 을 추정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 FFT 하여, PUSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 10에 대응될 수 있다.

그리고 본 발명의 실시 예에 따라 먼저 OCC decover 한 후에 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1520)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 Walsh decover한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 11에 대응될 수 있다.

그리고 본 발명의 실시 예에 따라 복수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 위해 joint 하게 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1520)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, Walsh code를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 12에 대응될 수 있다.

그리고 상기 제어부(1520)은 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 diagonal entry로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 diagonal entry로 하여 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다. 상기 제어부(1520)의 동작은 상기 도 11의 S1110 단계와 상기 도 12의 S1210 단계에 대응될 수 있다.

도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도 이다. 상기 도 16에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 송수신부(1610), 제어부(1620)을 포함할 수 있다.

단말의 송수신부(1610)은 기지국과 단말 사이의 메시지 송수신을 수행할 수 있다. 이를 위해, 송수신부(1610)은 유선 또는 무선 인터페이스를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(1610)은 기지국으로부터 송신되는 CSI-RS를 수신할 수 있다.

단말의 제어부(1620)은 단말의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 그리고 하향링크 채널 추정의 경우, 상기 제어부(1620)는 기지국으로부터 수신한 CSI-RS에 기반하여 무선 채널 탭의 위치를 추정하고, 상기 CSI-RS 가 전송되는 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치와 상기 무선 채널 탭의 평균 파워 값에 기반하여 PDSCH의 effective CFR을 추정할 수 있다. 그리고 상기 제어부(1620)의 동작은 주체와 수신하는 기준신호만 상이할 뿐이므로, 이하에서 상기 도 15의 기지국의 동작에 대응될 수 있다.

상기 제어부(1620)은 상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, effective CIR 의 covariance matrix를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 기지국으로부터 수신한 DMRS에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance) 을 추정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 FFT 하여, PDSCH 가 올라가는 자원요소의 effective CFR 를 추정할 수 있다.

그리고 본 발명의 실시 예에 따라 먼저 OCC decover 한 후에 하나의 송신 layer와 수신 안테나 link 별로 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1620)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 Walsh decover한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다.

그리고 본 발명의 실시 예에 따라 복수 개의 송신 layer와 수신 안테나 간에 link을 joint 하게 채널 추정을 하는 경우, 상기 제어부(1620)은 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB 개수만큼 스택(stack)하고, Walsh code를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정할 수 있다.

그리고 상기 제어부(1620)은 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 채널 탭의 개수로 나누어 diagonal entry로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 채널 탭 개수의 합으로 나누어 diagonal entry로 하여 CIR 의 covariance matrix를 결정할 수 있다.

본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims

무선통신 시스템에서 기지국의 상향링크 채널 추정 방법에 있어서,
단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 하나 이상의 무선 채널 탭(channel tap)에 대한 위치를 확인하는 단계;
상기 SRS 가 전송되는 상기 단말의 송신 안테나와 상기 SRS가 수신되는 상기 기지국의 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 하나 이상의 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계; 및
물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하며,
상기 실효적 CFR을 추정하는 단계는,
상기 단말로부터 수신한 복조 기준 신호 (demodulation reference signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정하는 단계; 및
상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치, 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 평균 파워 값, 및 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 상기 실효적 CFR을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 실효적 CFR 를 추정하는 단계는,
상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 무선 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계;
상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하는 단계;
상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하는 단계; 및
상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, 상기 PUSCH 가 올라가는 자원요소의 실효적 CFR 를 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하고,
상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 결정하고,
상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 F-CDM (frequency-code division-multiplexed) 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계는,
복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 상기 하나 이상의 무선 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
무선통신 시스템에서 단말의 하향링크 채널 추정 방법에 있어서,
기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 하나 이상의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하는 단계;
상기 CSI-RS 가 전송되는 상기 기지국의 송신 안테나와 상기 CSI-RS가 수신되는 상기 단말의 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 하나 이상의 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하는 단계; 및
물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 단계를 포함하며,
상기 실효적 CFR을 추정하는 단계는,
상기 기지국으로부터 수신한 복조 기준 신호 (demodulation reference signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정하는 단계; 및
상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치, 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 평균 파워 값, 및 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 상기 실효적 CFR을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제6항에 있어서, 상기 실효적 CFR 를 추정하는 단계는,
상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 무선 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계;
상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하는 단계;
상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하는 단계; 및
상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, 상기 PDSCH 가 올라가는 자원요소의 실효적 CFR 를 추정하는 단계인 것을 특징으로 하는 방법.
제7항에 있어서,
상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하고,
상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
제7항에 있어서,
상기 시스템 행렬을 결정하는 단계는 푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 결정하고,
상기 effective CIR 을 추정하는 단계는 F-CDM (Frequency-Code Division Multiplexing) 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
제7항에 있어서, 상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 단계는,
복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 상기 하나 이상의 무선 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하는 것을 특징으로 하는 방법.
무선통신 시스템에서 상향링크 채널을 추정하는 기지국에 있어서,
신호를 송수신하는 송수신부; 및
단말로부터 수신한 사운딩 기준 신호(Sounding Reference Signal, SRS)에 기반하여 하나 이상의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 SRS 가 전송되는 상기 단말의 송신 안테나와 상기 SRS가 수신되는 상기 기지국의 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 하나 이상의 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 물리 상향 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel, PUSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하며,
상기 제어부는 상기 실효적 CFR을 추정하기 위해, 상기 단말로부터 수신한 복조 기준 신호 (demodulation reference signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정하고, 및 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치, 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 평균 파워 값, 및 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 상기 실효적 CFR을 추정하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 기지국.
제11항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 무선 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, 상기 PUSCH 가 올라가는 자원요소의 실효적 CFR 를 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제12항에 있어서, 상기 제어부는,
푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제12항에 있어서, 상기 제어부는,
푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 SRS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM (frequency-code division-multiplexed) 되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제12항에 있어서, 상기 제어부는,
복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 상기 하나 이상의 무선 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하여 상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
무선통신 시스템에서 하향링크 채널을 추정하는 단말에 있어서,
신호를 송수신하는 송수신부; 및
기지국으로부터 수신한 채널 상태 정보 기준 신호(Channel State Information Reference Signal, CSI-RS)에 기반하여 하나 이상의 무선 채널 탭(channel tap)의 위치를 확인하고, 상기 CSI-RS 가 전송되는 상기 기지국의 송신 안테나와 상기 CSI-RS가 수신되는 상기 단말의 수신 안테나 사이의 링크(link) 별로 상기 하나 이상의 무선 채널 탭(tap)의 평균 파워(power) 값을 결정하고, 물리 하향 공유 채널(Physical Downlink Shared Channel, PDSCH)의 실효적 채널 주파수 응답(effective Channel Frequency Response, effective CFR)을 추정하는 제어부를 포함하며,
상기 제어부는 상기 실효적 CFR을 추정하기 위해, 상기 기지국으로부터 수신한 복조 기준 신호 (demodulation reference signal, DMRS)에 기반하여 간섭 및 잡음의 분산(variance)을 추정하고, 및 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치, 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 평균 파워 값, 및 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 상기 실효적 CFR을 추정하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 단말.
제16항에 있어서, 상기 제어부는,
상기 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 파워가 각 무선 채널 탭에 동일하게 할당된 것으로 가정하여, 실효적 채널 임펄스 응답(effective Channel Impulse Response, effective CIR) 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하고, 상기 무선 채널 탭의 위치에 기반하여 시스템 행렬을 결정하고, 상기 effective CIR 의 covariance matrix, 상기 시스템 행렬과 상기 간섭 및 잡음의 분산에 기반하여 effective CIR 을 추정하고, 상기 effective CIR 에 주파수 영역으로 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, FFT) 하여, 상기 PDSCH 가 올라가는 자원요소의 실효적 CFR 를 추정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제17항에 있어서, 상기 제어부는,
푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, 주파수-코드 분할 다중화(Frequency-Code Division Multiplexing, F-CDM) 되어 있는 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호 중에서 인접한 복수 개의 수신신호를 월시 디커버(Walsh decover)한 신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제17항에 있어서,
푸리에(Fourier) 행렬에서 상기 CSI-RS 로부터 획득한 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 위치에 대응되는 열(column)만을 취한 행렬을 관측되는 PRB (physical resource block) 개수만큼 스택(stack)하고, 월시 코드(Walsh code)를 이용하여 상기 시스템 행렬을 결정하고, F-CDM (Frequency-Code Division Multiplexing)되어 있는 DMRS 의 심볼(symbol) 수와 타입(type)에 따라 PRB 당 획득되는 상기 DMRS 가 위치하는 자원요소의 수신신호에 기반하여 상기 effective CIR 을 추정하는 것을 특징으로 하는 단말.
제17항에 있어서, 상기 제어부는,
복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워를 각각 추정하여 상기 하나 이상의 무선 채널 탭의 개수로 나누어 대각 행렬의 구성요소(diagonal entry)로 하거나, 또는 복수 개의 송수신 안테나 상의 채널 파워의 합을 상기 하나 이상의 무선 채널 탭 개수의 합으로 나누어 대각 행렬의 구성 요소로 하여 상기 effective CIR 의 공분산 매트릭스(covariance matrix)를 결정하는 것을 특징으로 하는 단말.