WO2016064217A1 - 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치 - Google Patents

이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치 Download PDF

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WO2016064217A1
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interference
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interference signal
receiver
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홍성남
사공민
김태영
설지윤
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삼성전자 주식회사
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    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]

Definitions

  • the present invention relates to a signal receiving method and apparatus based on interference measurement in a mobile communication system.
  • a 5G communication system or a pre-5G communication system is called a system after a 4G network (Beyond 4G Network) or a system after an LTE system (Post LTE).
  • 5G communication systems are being considered for implementation in the ultra-high frequency (mmWave) band (eg, such as the 60 Gigabit (60 GHz) band).
  • mmWave ultra-high frequency
  • FD-MIMO massive array multiple input / output
  • FD-MIMO massive array multiple input / output
  • Array antenna, analog beam-forming, and large scale antenna techniques are discussed.
  • 5G communication systems have advanced small cells, advanced small cells, cloud radio access network (cloud RAN), ultra-dense network (ultra-dense network) , Device to Device communication (D2D), wireless backhaul, moving network, cooperative communication, Coordinated Multi-Points (CoMP), and interference cancellation
  • cloud RAN cloud radio access network
  • ultra-dense network ultra-dense network
  • D2D Device to Device communication
  • wireless backhaul moving network
  • cooperative communication Coordinated Multi-Points (CoMP), and interference cancellation
  • Hybrid FSK and QAM Modulation FQAM
  • SWSC Slide Window Superposition Coding
  • ACM Advanced Coding Modulation
  • FBMC Fan Bank Multi Carrier
  • NOMA non orthogonal multiple access
  • SCMA sparse code multiple access
  • Inter-cell interference (ICI) under a single carrier-frequency division multiple access (SC-FDMA) -based uplink network may significantly degrade the performance of a serving base station.
  • UE 1 131 performs uplink communication using eNB 1 110, which is a serving base station of UE 1 131, with a first frequency region 160.
  • eNB 1 110 which is a serving base station of UE 1 131
  • the UE 2 133 may be in close proximity to the eNB 1 110.
  • the signal of UE 2 133 may be ICI for eNB 1 110.
  • the third frequency region 180 overlapping the first frequency region 160 and the second frequency region 170 may be an interference frequency region.
  • the eNB 1 (110) is UE 1 ( Since the received signal from 131 cannot be correctly decoded or demodulated, eNB 1 110 performance may be greatly degraded.
  • the eNB 1 110 may apply the following method to reduce the impact of the ICI.
  • IRC Interference rejection and combining
  • the serving base station does not use the information on the ICI at all and uses only the information on the target UE.
  • eNB 1 110 uses only information of UE 1 131. Therefore, although the prior art 1 has a low implementation complexity, the performance gain is not large because the effect of ICI cannot be effectively eliminated.
  • the prior art 2 is a method of reducing the influence of the ICI by receiving a signal affecting the ICI in the serving base station from the other base station using the inter-base station communication from the received signal of the serving base station.
  • eNB1 110 receives information on a signal transmitted from UE 2 133 that affects ICI from eNB 2 120 and uses it for interference cancellation. Since the prior art 2 directly receives and uses information on a signal affected by ICI, it is possible to effectively remove the influence of an interference signal.
  • this method has a disadvantage in that it is applicable only in a very special network environment such as a C-RAN environment because a large amount of information to be exchanged between base stations.
  • an interference cancellation (IC) technique which is a method of decoding or demodulating interference at a base station (a base station (eNB)), cancels the interference. It has a much better performance than IRC technology, which is a technology that attenuates the effects without demodulating or decoding them.
  • IRC technology requires more information than IRC technology.
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • LTE long term evolution
  • the above information must be provided from a neighbor cell or blind sensing is required.
  • all of the above information is provided in the neighboring cell, it may cause a large overhead, so in LTE downlink, some of the information is provided in the neighboring cell and blind information is sensed.
  • Many methods for performing ICs have been discussed. (Mostly based on brute-force search)
  • demodulation-based IC technology used in an OFDMA-based LTE downlink network cannot be applied because of the characteristics of SC-FDMA.
  • a process of performing a discrete time fourier transform (DFT) applying a subcarrier (subcarrier) size allocated to a user equipment (UE) when generating a transmission signal is performed.
  • DFT discrete time fourier transform
  • UE user equipment
  • An object of the present invention is to provide a signal receiving method and apparatus based on interference measurement in a mobile communication system. Another object of the present invention is to provide a signal receiving method and apparatus for improving performance of an SC-FDMA based uplink network.
  • a signal receiving method in a mobile communication system receiving a second signal including an interference signal for a first signal transmitted by a first terminal and a first signal transmitted by a second terminal Obtaining information related to the interference signal, removing the interference signal based on the obtained information, and after removing the interference signal from the second signal, decoding the first signal;
  • the information related to the interference signal may include at least one of resource block allocation information for the interference signal or reference signal or pilot signal for demodulation of the interference signal. Can be.
  • a receiver for receiving an uplink signal in a mobile communication system, the communication unit for receiving a signal transmitted by at least one terminal and the first signal and the second terminal transmitted by the first terminal Receiving a second signal including an interference signal for the first signal to be transmitted, obtaining information related to the interference signal, removing the interference signal based on the obtained information, and removing the interference signal from the second signal. And a controller for controlling to decode the first signal after removing the interference signal, wherein the information related to the interference signal is one of resource block allocation information for the interference signal or reference signal for demodulation of the interference signal.
  • a receiver including at least one information may be provided.
  • a method and apparatus for receiving a signal based on interference measurement in a mobile communication system may be provided.
  • a method and apparatus for receiving a signal for improving performance of an SC-FDMA based uplink network may be provided.
  • An embodiment of the present invention can provide a receiving method and apparatus for performing an IC using some information on ICI under an SC-FDMA based uplink network.
  • an improved signal-to-noise ratio (SNR) gain can be obtained compared to the conventional IC technology.
  • 1 is a diagram illustrating interference in uplink transmission of a terminal in a mobile communication system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an uplink transmission process based on SC-FDMA.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a signal processing procedure of a base station according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an effect when the embodiment of FIG. 3 is applied.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating signal detection at a symbol level according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 6A to 6C illustrate a method of applying the embodiment of FIG. 3 to a plurality of interferences.
  • FIG. 7 illustrates an embodiment in which a direct MMSE-IRC operation is omitted in the embodiment of FIG. 3.
  • 8A to 8C and 9A to 9C are diagrams illustrating an embodiment in which a direct MMSE-IRC operation is omitted among the embodiments of FIG. 6.
  • FIG. 10 is a view for explaining an embodiment in which indirect MMSE-IRC operation is omitted in the embodiment of FIG. 3.
  • 11A to 11C illustrate an exemplary embodiment in which indirect MMSE-IRC operation is omitted in the exemplary embodiment of FIG. 6.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an embodiment in which indirect MMSE-IRC operation and direct MMSE-IRC operation are omitted in the embodiment of FIG. 3.
  • 13A and 13B illustrate an embodiment in which indirect MMSE-IRC operation and direct MMSE-IRC operation are omitted in the embodiment of FIG. 6.
  • FIG. 14 is a view for explaining an application embodiment to the embodiment of FIG. 13.
  • 15 is a diagram for describing a method of using reliability of an estimated value in an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an embodiment in which an interference suppression technique is combined in an embodiment of the present invention.
  • 17 is a diagram illustrating a blanking technique.
  • 20 is a diagram illustrating a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • 21 is a diagram illustrating a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • a signal receiving method and apparatus based on interference measurement in a mobile communication system will be described.
  • a signal reception method and apparatus for improving performance of an SC-FDMA based uplink network will mainly be described with an example.
  • a reception method and apparatus for performing IC (interference cancellation) using specific information among information on inter-cell interference (ICI) under an SC-FDMA based uplink network will be described.
  • the specific information may include resource block (RB) allocation information and demodulation reference signal (DMRS) information of ICI under an SC-FDMA based uplink network.
  • the specific information may be some of the plurality of information about the ICI.
  • the embodiment of the present invention mainly describes SC-FDMA-based uplink transmission, but the scope of the present invention is not limited thereto.
  • the embodiment of the present invention can be applied even in a situation in which cooperation between base stations is not performed at all (distributed RAN) or in a situation in which cooperation between base stations is limited.
  • the uplink includes a link transmitted by the terminal to the base station.
  • a base station an evolved node B
  • interference cancellation (IC) in LTE downlink using orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) and interference cancellation in LTE uplink using single carrier-frequency division multiple access (SC-FDMA) is noted that the technique is a different technique.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a signal processing procedure of a base station according to one embodiment of the present invention.
  • the receiving antenna of the receiver (for example, the base station) is represented as one, but this is to reduce the complexity of the drawing.
  • the receiver may be composed of a plurality of receiving antennas.
  • the receiver may receive an uplink (uplink channel, uplink data, uplink traffic) transmitted by the terminal through the reception antenna.
  • the receiver may perform cyclic prefix (CP) removal (311), serial / parallel (S / P) transformation (313), and N-point FFT (fast fourier transform) 315 on the received signal.
  • CP cyclic prefix
  • S / P serial / parallel
  • N-point FFT fast fourier transform
  • the output to which the fast Fourier transform (FFT) is applied can be processed as follows.
  • MMSE Indirect minimum mean square error
  • IRC interference rejection combiner
  • CRC cyclic redundancy check
  • SLIC symbol level interference cancellation
  • Operation 380 Remove the estimated value for the particular dominant interference (eg, the interference with the strongest intensity) from the received signal and perform direct MMSE-IRC on the destination signal.
  • the particular dominant interference eg, the interference with the strongest intensity
  • Blocks 351, 361, 372, and 383 including the MMSE-IRC among the blocks of FIG. 3 are blocks for performing channel compensation and combining antennas.
  • elements considered in channel compensation in each block may change, and in particular, the value of [R] may vary.
  • Channel estimation (CE) 317 for uplink received from the receiver terminal is performed.
  • the receiver estimates a fading channel of a lost signal using a reference signal (eg, a demodulation reference signal, a DMRS (demodulation reference signal)) of the target terminal.
  • Estimating the fading channel includes estimating the coefficient of the fading channel.
  • Various methods may be used by various conventional methods (eg, least square estimation, 1D or 2D MMSE estimation, Wiener filtering, etc.) for estimating a signal.
  • the receiver may perform operation 350 using a fading channel estimate value of the magnetic signal.
  • Operation 350 is a method of applying an indirect MMSE-IRC.
  • the receiver may acquire a channel compensated signal through interference cancellation using the following method (351).
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using the resource allocation information of the target terminal (353), calculates a log-likelihood ratio (355), and then channel decoding (357).
  • IDFT inverse discrete fourier transform
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output to determine whether the magnetic signal has been successfully decoded. If the CRC check result is a failure, it means that the decoding or demodulation of the magnetic signal has failed due to the interference signal.
  • CRC cyclic redundancy check
  • step 360 direct MMSE-IRC may be applied using RB allocation information and DMRS information of inter-cell interference (ICI).
  • ICI inter-cell interference
  • the receiver may acquire ICI related information (321). Acquiring the ICI related information may include a blind inter cell interference sensing technique. The receiver may use the specific information in the ICI-related information to estimate the channel for the interference signal. The specific information may include at least one of RB allocation information and DMRS information of the ICI. The receiver may obtain ICI related information from a signal transmitted by the terminal. In addition, the ICI-related information may be obtained from the serving base station of the terminal transmitting the interference signal. More specifically, in a network environment in which no information on ICI is shared between base stations, the receiver performs an operation of blindly estimating all of the corresponding information.
  • the receiver estimates blindness for the remaining information except for the information. Perform the action. If both RB allocation information and DMRS information of the ICI are shared between the base stations, the receiver may omit the blind estimation operation.
  • the receiver After the receiver acquires the information on the ICI, the receiver performs a fading channel estimation operation on the lost signal and the neighbor cell interference signal (ICI signal) using the obtained ICI-related information (325).
  • a fading channel estimation operation may be performed on an interference signal (1st dominant interference, hereinafter, 1st DI) that has the greatest influence on a target signal.
  • fading channel estimation on the interference signal may be performed on the plurality of interference signals.
  • the fading channel estimation operation will not be described in detail for the conventional method (Least square estimation + IC for DMRS, IC for 1D or 2D MMSE estimation + DMRS, Wiener filtering + IC for ICRS, etc.).
  • the receiver After the channel estimation process is completed, the receiver performs the direct MMSE-IRC process using the channel estimation information and the RB allocation information of the ICI as follows (361). Sequential interference cancellation may be performed when the channel is estimated.
  • 360 operation is a method of applying direct MMSE-IRC.
  • the receiver may acquire a channel compensated signal using the following method (361).
  • R in Equation 2 may be calculated in the same manner as in Equation 3 below.
  • the difference from the IRC in Equation 1 is that when the [R] value is calculated using the obtained ICI information, the influence on the ICI is reflected (for example, the fading channel estimate of the interference signal ( ), To perform MMSE-IRC.
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using the resource allocation information of the target UE (363), calculates a log-likelihood ratio (365), and then Channel decoding is performed (367).
  • IDFT M-point inverse discrete fourier transform
  • 365 log-likelihood ratio
  • Channel decoding is performed (367).
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output to determine whether the magnetic signal has been successfully decoded. If the CRC check result is a failure, it means that the decoding or demodulation of the magnetic signal has failed due to the interference signal.
  • CRC check cyclic redundancy check
  • the receiver may trigger operation 370.
  • the symbol level interference cancellation (SL ⁇ IC) may be performed at 381.
  • the signal estimation value of the target terminal may be removed, and modulation symbol-level estimation of ICI may be performed.
  • DI dominant interference
  • embodiments of the present invention are not limited thereto, and operation 370 may be performed on a plurality of ICIs.
  • the receiver may perform operations 368 and 369 on the channel decoding output.
  • the channel decoding output may use the output of operation 357 or the output of operation 367.
  • a re-modulation operation 368 is performed on the channel decoding output, and an M-point DFT 369 is performed. This allows the receiver to obtain a signal estimation value on the frequency domain of the target signal.
  • the receiver may remove an object signal component from the received signal using the object signal and a fading channel estimate of the object signal (371). In this case, the remaining signals are ICI and noise.
  • the receiver configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and removes a result value from the received signal by multiplying a fading channel estimate value of the target signal corresponding to each subcarrier and the target signal. Can be.
  • the receiver performs modulation symbol-level estimation on 1st DI to remove the strongest 1st DI.
  • the receiver performs direct MMSE-IRC as follows based on the RB allocation information for the 1st DI and the fading channel estimate value (372).
  • the IC residual error value can be calculated as follows.
  • the variance of residual error values after IC is estimated in the time domain using the RB allocation information of the ICI.
  • Modulation order estimation methods of 1st DI may use various methods. For example, a method of calculating a log likelihood ratio (LLR) for each candidate modulation order (375) and estimating the case where the absolute value of the absolute value of the value is the largest is the modulation order. have.
  • LLR log likelihood ratio
  • the receiver uses the estimated 1st DI's modulation order and Mk-point IDFT output for 1st DI. Calculate the value and use it to perform soft re-modulation (376). In operations 375 and 376, modulation order information of the ICI may be applied.
  • the receiver performs an M k-point DFT (377), configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and then estimates a fading channel estimate value of 1st DI corresponding to each subcarrier. Multiply and restore the 1st DI received signal.
  • the received 1st DI received signal may be used in step 380.
  • the RB allocation information of the ICI may be applied.
  • the receiver removes the estimated value for the 1st DI from the received signal (381) and performs a direct MMSE-IRC on the target signal (383). After the receiver removes the 1st DI value estimated in step 370 from the received signal, the receiver performs direct MMSE-IRC operation using the channel estimation information on the magnetic signal, the channel estimation information on the ICI, and the RB allocation information of the ICI. 383) may be performed as in Equations 8 and 9 below.
  • the receiver performs an M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using resource allocation information of the target UE (385), calculates a log-likelihood ratio (387), and then Channel decoding is performed (389).
  • IDFT M-point inverse discrete fourier transform
  • CRC cyclic redundancy check
  • the receiver may remove interference and successfully decode the uplink transmitted by the terminal in the above manner.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an effect when the embodiment of FIG. 3 is applied.
  • the received signal is processed by applying the embodiment of FIG. 3, it is possible to obtain a significant performance gain compared to the prior art as shown in FIG. 4.
  • the horizontal axis represents a signal to noise ratio (SNR), and the vertical axis represents a block error rate (BLER).
  • SNR signal to noise ratio
  • BLER block error rate
  • a rectangular marker is a performance of a case of estimating ICI blindly in a network environment in which ICI information is not shared between base stations.
  • a triangle marker is performance in a network environment in which both ICI RB allocation information and DMRS information are shared between base stations.
  • Graph 410 shows the performance when only the indirect MMSE-IRC is applied.
  • Graphs 420 and 430 show performance when applying symbol-level interference cancellation (SLIC) only for 1st DI.
  • Graphs 440 and 450 show performance when SLIC is applied to 1st DI and 2nd DI.
  • Comparing Graph 410 with Graph 440 shows that a performance gain of about 3.5 dB can be obtained. In addition, comparing graphs 410 and 450 shows that a performance gain of about 4.1 dB can be obtained.
  • the reception technique in the SC-FDMA uplink system is different from the reception technique in the OFDMA system. Due to the characteristics of the SC-FDMA system, when performing interference cancellation for signal reception, the allocation information of all RBs allocated to the interference signal is used. On the other hand, when performing interference cancellation for signal reception in an OFDMA system, only allocation information for RBs in which the frequency domain of the target signal and the interference signal overlap is used. Referring to FIG. 1, in an OFDMA system, interference may be removed using RB information about a third frequency region 180, which is a region where the first frequency region 160 and the second frequency region 170 overlap each other in order to remove interference. Can be.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating signal detection at a symbol level according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 510 illustrates a signal transmission process of the transmitter
  • 530 illustrates a signal reception process of the receiver.
  • the transmitter may be a terminal and the receiver may be a base station.
  • the transmitter performs channel encoding (511).
  • the signal to be transmitted after channel encoding may be in the form of a quadrature amplitude modulation (QAM) symbol as shown in FIG.
  • modulation (513) and M-point discrete Fourier transform (M-point discrete fourier transform, 515) form a signal as shown in FIG. 5 (b) and an N-point fast Fourier transform (N-point). fast fourier transform (517) after.
  • the receiver After receiving the signal transmitted by the transmitter, the receiver performs an N-point fast Fourier transform 531. After the fast Fourier transform, since the received signal is not in the form of a QAM symbol, the receiver performs an M-point inverse discrete fourier transform (535) with the MMSE-IRC 533. After operation 535, the received signal may appear in the form of a QAM symbol as shown in FIG. Thereafter, the receiver can successfully decode the received signal through the LLR calculation 537 and the channel decoding 539. On the other hand, in order to detect the interference signal at the symbol level, Mk-point IDFT of the RB region of the interference signal should be performed using the entire RB allocation information of the interference signal.
  • the interference signal related information may be used for symbol level detection on the interference signal, and the interference signal related information may be RB information of the interference signal.
  • the RB information of the interference signal may be information on all RBs allocated to the interference signal.
  • a symbol level interference cancellation operation may be performed using RB information of an interference signal.
  • Symbol level interference cancellation corresponds to operation 370 of FIG. 3.
  • RB information of an interference signal in which collision occurs with the target signal for example, FIG. 1.
  • RB information corresponding to the third frequency domain in the example of?, But not the entire RB information (for example, the second frequency in the example of FIG. 1) allocated to the transmitter for transmitting an interference signal that collides with the target signal SL-IC may be performed using the RB information corresponding to the region.
  • reference signal information of an interference signal and RB allocation information of the interference signal may be used.
  • the reference signal may include a demodulation reference signal (DMRS).
  • the FDE includes interference cancellation and coupling (IRC) techniques.
  • IRC interference cancellation and coupling
  • FDE includes channel compensation and receive antenna coupling.
  • the IRC may be MMSE-IRC.
  • a fading channel value of an interference signal may be estimated by using DMRS information and RB allocation information of the interference signal and may be directly used (direct MMSE-IRC). That is, channel compensation and receiving antenna combining may be performed using DMRS information and RB allocation information of the interference signal.
  • the FDE may be performed by reflecting channel information of an interference signal that affects each RB (or subcarrier) of the target signal using the RB allocation information of the interference signal. For example, this may be reflected when the RB allocation situation of the target signal and the RB allocation situation of the interference signal are different.
  • IB RB allocation information IRC is applied to the frequency domain by reflecting statistical values for residual errors calculated in the time domain performed after IC in the time domain. Can be.
  • Mk-point IDFT may be performed after FDE.
  • the IDFT input value and size may be determined by reflecting RB allocation information of ICI.
  • the modulation order of the interference signal may be estimated using the Mk-point IDFT output performed by reflecting the RB allocation information of the ICI.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a method of applying the embodiment of FIG. 3 to a plurality of interferences.
  • the method of removing the interference for the most influential interference (1st DI, 1st dominant interference) among ICI and obtaining a target signal is the same. That is, in operations 311 to 380, the same operation as that of FIG. 3 may be applied to FIG. 6. In the embodiment of FIG. 6, operations 380 and below will be described in detail.
  • a CRC check may be performed on the channel decoding output according to the operation 380. If the CRC check fails, the receiver may perform the following operations 660, 670, and 680.
  • operation 625 will be described.
  • the receiver After the receiver acquires the information on the ICI, the receiver performs a fading channel estimation operation on the lost signal and the neighbor cell interference signal using the obtained ICI-related information (625).
  • the receiver may perform fading channel estimation for a plurality of interfering signals (at least two interfering signals) that affect.
  • the fading channel estimation operation will not be described in detail for the conventional method (Least square estimation + IC for DMRS, IC for 1D or 2D MMSE estimation + DMRS, Wiener filtering + IC for ICRS, etc.).
  • direct MMSE-IRC and SL-IC are applied to two interference signals, for example. However, the method of FIG. 6 may be applied to more interference signals.
  • the receiver then performs operation 660.
  • the receiver may perform a direct MMSE-IRC operation 661 using the channel estimation information and the RB allocation information of the ICI. Sequential interference cancellation may be performed when the channel is estimated. Equations 2 and 3 described above can be simply extended to perform direct MMSE-IRC operation.
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using the resource allocation information of the target UE (663), calculates a log likelihood ratio (665), and then Channel decoding is performed (667).
  • IDFT M-point inverse discrete fourier transform
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output to determine whether the magnetic signal has been successfully decoded. If the CRC check result is a failure, it means that the decoding or demodulation of the magnetic signal has failed due to the interference signal.
  • CRC check cyclic redundancy check
  • the receiver may trigger operation 670.
  • the symbol level interference cancellation (SL-IC) may be performed in 681.
  • the signal estimation value of the target terminal may be removed, and modulation symbol level estimation may be performed for the ICI.
  • SL-IC may be first performed on dominant interference (DI), which has the greatest influence among ICI.
  • the receiver may perform operations 668 and 669 on the channel decoding output.
  • the channel decoding output may use at least one of the channel decoding output mentioned in FIG. 6. It may be desirable to use 667 output in FIG. 6.
  • a re-modulation operation 668 is performed on the channel decoding output, and an M-point DFT 669 is performed. This allows the receiver to obtain an estimated value of the target signal in the frequency domain.
  • the receiver may remove the destination signal component from the received signal by using the destination signal estimate and the fading channel estimate of the destination signal (671). In this case, the remaining signals are ICI and noise.
  • the receiver configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and removes a result value from the received signal by multiplying a fading channel estimate value of the target signal corresponding to each subcarrier and the target signal. Can be.
  • the receiver performs modulation symbol-level estimation on 1st DI to remove 1st DI which has the strongest influence on the target signal.
  • the receiver performs direct MMSE-IRC based on the RB allocation information for the 1st DI and the fading channel estimate as follows (672).
  • Equations 4 to 7 can be simply extended and applied in operation 670. Thereafter, the receiver performs Mk-point IDFT using RB allocation information of 1st DI (673), and estimates a modulation order (674) using this.
  • Modulation order estimation methods of 1st DI may use various methods. For example, a method of calculating a log likelihood ratio (LLR) for each candidate modulation order (675) and estimating the case where the absolute value of the absolute value of the value is the largest is the modulation order. have.
  • the receiver uses the estimated 1st DI's modulation order and Mk-point IDFT output for 1st DI. The value is calculated and soft re-modulation is performed using the result as shown below (676).
  • the receiver performs an M k-point DFT (677), configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and then estimates a fading channel estimate value of 1st DI corresponding to each subcarrier. Multiply and restore the 1st DI received signal.
  • the received 1st DI received signal may be used in step 680.
  • RB allocation information of ICI may be applied.
  • the receiver removes the estimated value for the 1st DI from the received signal (681), and performs a direct MMSE-IRC for the target signal (683). After the receiver removes the 1st DI value estimated in step 670 from the received signal, the receiver performs a direct MMSE-IRC operation 683 by using channel estimation information about the magnetic signal and RB allocation information of the ICI. Equations 8 and 9 can be simply extended and applied.
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using the resource allocation information of the target UE (685), calculates a log-likelihood ratio (687), and then Channel decoding is performed (689).
  • IDFT M-point inverse discrete fourier transform
  • CRC cyclic redundancy check
  • the receiver may trigger the following operations 670a and 680a to remove the effect of the 2nd DI.
  • the attempt to decode the target signal after removing the influence of interference on other interference for example, 2nd DI is attempted. will be.
  • the receiver may perform operations 668a and 669a on the channel decoding output.
  • the channel decoding output may use at least one of the channel decoding output mentioned in FIG. 6. It may be desirable to use 689 output in FIG. 6.
  • the receiver performs a re-modulation (668a) operation on the channel decoding output according to operation 689 and performs an M-point DFT 669a.
  • the receiver may acquire a fading channel estimate value of the target signal through this.
  • the receiver may remove an object signal component from a received signal by using the object signal and a fading channel estimate value of the object signal (671a).
  • the receiver configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and removes a result value from the received signal by multiplying a fading channel estimate value of the target signal corresponding to each subcarrier and the target signal. Can be.
  • the receiver performs modulation symbol-level estimation on the 2nd DI to remove the 2nd DI from the target signal (670a).
  • the receiver performs direct MMSE-IRC as follows based on the RB allocation information for the 2nd DI and the fading channel estimation value (672a).
  • Equations 4 to 7 can be simply extended to apply to operation 670a. Thereafter, the receiver performs M k-point IDFT using RB allocation information of 2nd DI (673a), and estimates a modulation order (674a) using the Mk-point IDFT.
  • Modulation order estimation method of 2nd DI may use a variety of methods.
  • LLR log likelihood ratio
  • the receiver uses the estimated 2nd DI's modulation order and Mk-point IDFT output for 2nd DI. The value is calculated and soft re-modulation is performed using the result as shown below (676a).
  • the receiver performs a M k-point DFT (677a), configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and then estimates a fading channel estimate value of 2nd DI corresponding to each subcarrier. Multiply and restore the 2nd DI received signal.
  • the received 2nd DI received signal may be used in step 680a.
  • the RB allocation information of the ICI may be applied.
  • the receiver removes the estimated value for the 1st DI and the estimated value for the 2nd DI from the received signal (681a), and performs direct MMSE-IRC on the target signal (683a). Equations 8 and 9 can be simply extended and applied.
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using the resource allocation information of the target UE (685a), calculates a log likelihood ratio (687a), and then Channel decoding is performed (689a).
  • IDFT M-point inverse discrete fourier transform
  • CRC cyclic redundancy check
  • decoding may be performed after additionally removing the interference signal.
  • operations such as 670a and 680a may be additionally applied to 3rd DI.
  • the CRC check is performed, and if the CRC check fails, the next-order interference
  • the interference cancellation operation may be additionally performed on the signal.
  • the order of interference cancellation of the interference signal is not necessarily limited to the influence of the interference.
  • FIG. 7 is a view illustrating an embodiment in which a direct MMSE-IRC operation is omitted in the embodiment of FIG. 3, and FIGS. 8 and 9 illustrate an embodiment in which a direct MMSE-IRC operation is omitted in the embodiment of FIG. 6. Drawing.
  • FIG. 7 the operation of FIG. 3 is the same as that of FIG. 3 except for the reference block 360. Thus, the other operation of FIG. 7 replaces the operation of FIG. 3.
  • the receiver may decode the received signal through operation 350 (357).
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output to determine whether the magnetic signal has been successfully decoded. If the CRC check result is a failure, it means that the decoding or demodulation of the magnetic signal has failed due to the interference signal.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the operation 360 is performed when the CRC check fails, but the operation 360 is not performed in the embodiment of FIG. 7.
  • the receiver performs operations 368 and 369 on the channel decoding output according to operation 357 without performing the direct MMSE IRC.
  • the receiver performs a re-modulation operation 368 on the channel decoding output and performs an M 1 -point DFT 369.
  • the receiver may acquire the frequency domain signal estimation value of the target signal through this.
  • the receiver performs operations 370 and 380 as described above with reference to FIG. 3. That is, the receiver removes the target signal component from the received signal and performs SL-IC, performs symbol level interference cancellation on the interference signal (eg, 1st dominant interference) obtained through the SL-IC, The process of decoding the signal is the same as described in FIG.
  • FIG. 8 the operation of FIG. 6 is the same as that of FIG. 6 except for the reference 360 block. Thus, the other operation of FIG. 7 replaces the operation of FIG. 6.
  • the receiver may decode the received signal through operation 350 (357).
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output. If the CRC check result is a failure, the operation 360 is performed when the CRC check fails in FIG. 6, but the operation 360 is not performed in the embodiment of FIG. 8.
  • the receiver performs operations 368 and 369 on the channel decoding output according to operation 357 without performing the direct MMSE IRC.
  • the receiver performs a re-modulation operation 368 on the channel decoding output, and performs an M-point DFT 369.
  • the receiver may acquire the frequency domain signal estimation value of the target signal through this. The operation below is the same as described with reference to FIG. 6.
  • the same reference numeral 660 is omitted except for block 660.
  • the same operation as that in FIG. 8 is replaced with the description of FIG. 8.
  • operation 660 when the CRC check result of the decoding output of 367 fails, operation 660 is performed.
  • an operation corresponding to 660 is omitted and operation 668 is performed.
  • the input of the block 668 may vary. That is, in the embodiment of FIG. 8, the decoding output, which is the result of operation 660, is input to the block 668.
  • the decoding output of 389 blocks may be input to the block 668. Operation 668 or less blocks is the same as that of FIG. 8.
  • FIG. 10 is a view for explaining an embodiment in which indirect MMSE-IRC operation is omitted in the embodiment of FIG. 3.
  • an indirect MMSE-IRC is performed by estimating a fading channel of a magnetic signal, and when an execution result is failed, operations of 360 operations or less are described.
  • the indirect MMSE-IRC operation is omitted.
  • the channel estimation operation of the magnetic signal corresponding to the block 317 may be omitted. Since the indirect MMSE-IRC operation does not apply the information of the interference signal and performs the interference cancellation operation using only the information of the magnetic signal, the decoding failure probability is high. Therefore, no indirect MMSE-IRC operation is performed.
  • the receiver may estimate a fading channel of the magnetic signal and the interference signal (325) and perform direct MMSE-IRC operation.
  • the operation below is the same as described with reference to FIG. 3. That is, the receiver performs a direct MMSE-IRC operation using the channel estimation information, and performs a CRC check on the decoding output after the MMSE-IRC. If the CRC check fails, the target signal is removed from the received signal, and the SL-IC operation is performed on the interference signal. After the receiver removes the target signal from the received signal, the receiver performs a symbol level estimation operation on the interference signal. Thereafter, the receiver removes the symbol level estimation result from the received signal and decodes the target signal.
  • FIG. 11 is a diagram for describing an embodiment in which an indirect MMSE-IRC operation is omitted in the embodiment of FIG. 6.
  • the case of FIG. 11 is also similar to the case of FIG. 11, the receiver may omit the channel estimation operation in block 317 and omit the indirect MMSE-IRC operation.
  • the description of FIG. 10 For omission of the channel estimation operation and the omission of the indirect MMSE-IRC operation, refer to the description of FIG. 10. Operation below is the same as described in the embodiment of FIG.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an embodiment in which indirect MMSE-IRC operation and direct MMSE-IRC operation are omitted in the embodiment of FIG. 3. 12 illustrates a method of performing SL-IC on an interference signal and decoding an object signal based on ICI related information and fading channel estimation information of an interference signal.
  • the receiver acquires ICI related information in operation 321, and estimates a fading channel of the magnetic signal and the interference signal in operation 325.
  • the receiver may perform the SL-IC based on the ICI related information and the fading channel estimation information.
  • the receiver performs direct MMSE-IRC based on the RB allocation information and fading channel estimation value for 1st DI (372). Thereafter, the receiver performs Mk-point IDFT using RB allocation information of 1st DI (373), and estimates a modulation order (374) using this.
  • Modulation order estimation methods of 1st DI may use various methods. For example, a method of calculating a log likelihood ratio (LLR) for each candidate modulation order (375) and estimating the case where the absolute value of the absolute value of the value is the largest is the modulation order. have.
  • the receiver uses the estimated 1st DI's modulation order and Mk-point IDFT output for 1st DI. Calculate the value and use it to perform soft re-modulation (376). In operations 375 and 376, modulation order information of the ICI may be applied.
  • the receiver performs an M k-point DFT (377), configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and then estimates a fading channel estimate value of 1st DI corresponding to each subcarrier. Multiply and restore the 1st DI received signal.
  • the received 1st DI received signal may be used in the following steps.
  • the RB allocation information of the ICI may be applied.
  • the receiver may remove the received signal of the 1st DI restored from the received signal (381). That is, an interference cancellation operation is performed on the received signal.
  • the receiver performs direct MMSE-IRC on the destination signal (383).
  • the receiver performs a direct MMSE-IRC operation 383 by using channel estimation information on a lost signal and RB allocation information of the ICI.
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using resource allocation information of the target UE (385), calculates a log-likelihood ratio (387), Thereafter, channel decoding is performed (389).
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output to determine whether the magnetic signal has been successfully decoded.
  • the receiver may remove interference and successfully decode the uplink transmitted by the terminal in the above manner.
  • FIG. 13 is a view illustrating an embodiment in which indirect MMSE-IRC operation and direct MMSE-IRC operation are omitted in the embodiment of FIG. 6.
  • the embodiment of FIG. 13 extends the embodiment of FIG. 12 and proposes a method of performing SL-IC on a plurality of interference signals.
  • the receiver may perform symbol level estimation operations on 1st DI and 2nd DI based on operations 670 and 670a. Since the specific operation of the SL-IC has been described above, a detailed description thereof will be omitted. Based on operation 670, symbol level estimation may be performed on 1st DI, and symbol level estimation on 2nd DI may be performed based on operation 670a.
  • the receiver may then perform operation 680a.
  • the receiver may remove the symbol level estimation values of the 1st DI and the 2nd DI obtained through operations 670 and 670a from the received signal (681a).
  • the receiver performs direct MMSE-IRC on the destination signal (683a).
  • the receiver performs direct MMSE-IRC operation 683a using the channel estimation information for the lost signal and the RB allocation information of the ICI.
  • the receiver performs M-point inverse discrete fourier transform (IDFT) using resource allocation information of the target UE (685a), calculates a log-likelihood ratio (687a), Thereafter, channel decoding is performed (689a).
  • the receiver performs a cyclic redundancy check (CRC) check on the channel decoding output to determine whether the magnetic signal has been successfully decoded.
  • the receiver may remove interference and successfully decode the uplink transmitted by the terminal in the above manner.
  • FIG. 14 is a view for explaining an application embodiment to the embodiment of FIG. 13.
  • an SL operation is performed on a 1st DI, a decoding operation is performed, and a CRC check is performed.
  • the SL-IC is performed on the plurality of interference signals in the first cycle without performing the SL-IC on the plurality of interference signals.
  • an operation corresponding to operation 370 is not performed.
  • the operation 670 and the operation 670a may be performed without performing the operation 370.
  • the receiver removes a cyclic prefix (CP) 1511, an S / P (serial / parallel) transform 1513, and an N-point FFT fast1515 for a received signal. ) Can be performed.
  • CP cyclic prefix
  • S / P serial / parallel
  • N-point FFT fast1515 for a received signal.
  • the receiver may acquire ICI related information (1521).
  • the receiver may use the specific information in the ICI-related information to estimate the channel for the interference signal.
  • the specific information may include at least one of RB allocation information and DMRS information of the ICI.
  • the receiver may obtain ICI related information from a signal transmitted by the terminal.
  • the ICI-related information may be obtained from the serving base station of the terminal transmitting the interference signal.
  • the receiver acquires information on the ICI and performs a fading channel estimation operation on a lost signal and an adjacent cell interference signal using the obtained ICI-related information (1525). Fading channel estimation for the interfering signal may be performed for a plurality of interfering signals. In FIG. 15, it is assumed that fading channels for interference signals are estimated for 1st DI and 2nd DI. Subsequently, symbol level interference cancellation (SL-IC) may be performed on at least one interference signal.
  • SL-IC symbol level interference cancellation
  • the receiver After the channel estimation process, the receiver performs the direct MMSE-IRC process using channel estimation information and ICI RB allocation information as follows.
  • the receiver may perform direct MMSE-IRC for channel compensation and interference suppression for 1st DI (1572).
  • the receiver may perform direct MMSE-IRC based on RB allocation information and fading channel estimation values for the target signal, 1st DI, and 2nd DI. Thereafter, the receiver performs an Mk-point IDFT using RB allocation information of 1st DI (1573), and estimates a modulation order (1574) using this.
  • the receiver may determine whether to perform a symbol level detection operation on the 1st DI (1530).
  • the receiver may determine whether to perform a symbol level sensing operation based on at least one information of the output of operation 1573 or 1574. For example, the receiver can estimate the signal to interference plus noise ratio (SINR) of the 1st DI using the M k -point IDFT output, and combine the modulation order information of the 1st DI with the 1st DI.
  • SINR signal to interference plus noise ratio
  • the reliability of the symbol level detection operation may be determined. Alternatively, it may be determined whether a threshold condition for determining whether the reliability is low or high is satisfied.
  • the receiver may set a threshold for the magnitude of the SINR corresponding to the modulation order.
  • the SINR value relative to the modulation order is lower than the preset threshold condition, it may be determined that the reliability is low. If the modulation order of 1st DI is 16QAM and the SINR is smaller than the SINR threshold (S th , 16QAM) for the modulation order 16QAM, it may be determined that the reliability is low.
  • the receiver calculates a log likelihood ratio (LLR) (1575), and performs soft re-modulation using the same (1576). Perform M k -point DFT (1577).
  • LLR log likelihood ratio
  • the receiver constructs a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and then restores a received signal of 1st DI by multiplying with a fading channel estimated value of 1st DI corresponding to each subcarrier.
  • the receiver no longer performs the symbol level estimation operation for the 1st DI.
  • the receiver may not reflect the symbol level estimation value for 1st DI.
  • the receiver can set the M k-point DFT output to zero.
  • operation 1530 is performed based on the output of the M k-point IDFT and the modulation order estimation block in each embodiment of the operation including the SL-IC in the previous embodiment. An embodiment of performing this may be added.
  • the receiver may perform operation 1570a after operation 1570.
  • the receiver may remove a signal for 1st DI obtained in operation 1570 from the received signal.
  • there may be or may not be 1st DI removed from the received signal.
  • the receiver performs a direct MMSE-IRC process using channel estimation information and RCI allocation information of ICI as follows.
  • the receiver may perform direct MMSE-IRC for channel compensation and interference suppression for 2nd DI (1572a).
  • the receiver may perform direct MMSE-IRC based on RB allocation information and fading channel estimation values for the target signal, 1st DI, and 2nd DI. Thereafter, the receiver performs M k-point IDFT using RB allocation information of 2nd DI (1573a), and estimates a modulation order (1574a) using this.
  • the receiver may determine whether to perform a symbol level detection operation on the 2nd DI (1535).
  • the receiver may determine whether to perform a symbol level sensing operation based on at least one information of the operation of operation 1573a or the output of operation 1574a. If it is determined that the reliability is higher than the preset threshold, the receiver calculates a log likelihood ratio (LLR) (1575a), and performs soft re-modulation using the same (1576a). Mk-point DFT is performed (1577a).
  • the receiver configures a frame in the same manner as when generating a transmission signal, and then restores a received signal of 2nd DI by multiplying with a fading channel estimated value of 2nd DI corresponding to each subcarrier.
  • the receiver no longer performs the symbol level estimation operation for the 2nd DI.
  • the receiver may not reflect the symbol level estimation value for 2nd DI.
  • the receiver can set the Mk-point DFT output to zero.
  • the receiver removes 1st DI and 2nd DI signals from the received signal (1581).
  • the receiver may use symbol level estimation values, channel estimation values, and RB allocation information of 1st DI and 2nd DI.
  • the receiver may perform a direct MMSE-IRC operation for channel compensation and interference suppression for the target signal (1583).
  • the receiver may use the object signal, RB allocation information and fading channel coefficient information of 1st DI and 2nd DI.
  • application information about each interference signal applied in operation 1583 may be determined. For example, when it is determined that the estimated value for the 1st DI is low in operation 1530, the estimated value for the 1st DI may not be used in 1583. The same applies to the case where the estimated value for the 2nd DI is determined to be low in operation 1535.
  • the receiver may operate as in operation 380 of FIG. 3 (indirect MMSE-IRC).
  • the receiver performs an M-point DFT on the destination signal (1585).
  • the receiver may use the RB allocation information of the destination signal.
  • the receiver may then calculate an LLR for the target signal (1587) and perform channel decoding (1589).
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an embodiment in which an interference suppression technique is combined in an embodiment of the present invention
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a blanking technique.
  • the blanking technique removes an affected portion of a narrow-band DI (1710) of the target signal in the frequency domain, performs channel decoding on the target signal after IDFT in the receiver, and then performs IDFT. It is a technique to restore the input. As such, the part removed in the frequency domain may be compensated for and the performance may be improved by repeatedly performing the above process. The number of repetitions of the blanking operation may be predetermined. Blanking techniques can reduce the effects of narrow band interference, but can be vulnerable to broadband band DI. In the embodiment of FIG. 16, the narrowband interference is blanked and the symbol level interference cancellation (SL-IC) is used for the wideband interference using RB allocation information of the interference signal.
  • SL-IC symbol level interference cancellation
  • the receiver may acquire interference signal related information (1601).
  • the interference related information may be extracted from the received interference signal or may be received from the serving base station of the terminal transmitting the interference signal. Meanwhile, when the receiver acquires the interference signal related information, the receiver may also acquire information on whether the size of the frequency domain affected by the interference signal is wideband or narrowband. The determination of whether wideband or narrowband may be determined based on whether the frequency domain range affected by the interference exceeds a preset threshold range.
  • the receiver may estimate a channel for the magnetic and interfering signals (1602).
  • the receiver can estimate the fading channel for the magnetic and interfering signals.
  • demodulation reference signal information of each signal may be used.
  • the receiver may perform a blanking operation on the received signal (1603).
  • the receiver may determine whether to perform a blanking operation based on the result of obtaining the interference signal related information. For example, in the case of narrowband interference, blanking is performed on an interference frequency region, and in the case of wideband interference, a blanking operation is not performed. When the blanking operation is not performed, the receiver may perform the interference signal removal and the target signal decoding operation as described with reference to FIG. 3.
  • an area affected by the interference signal may be removed from the frequency domain of the received signal.
  • the receiver performs a channel compensation operation on the blanked received signal (1604). Thereafter, the receiver may perform an M-point IDFT operation 1605, an LLR calculation operation 1606, and a channel decoding operation 1607. If the CRC check result for the decoding output fails, the receiver may perform the following operation. Modulation operation 1608 and M-point DFT operation 1609 are performed again on the decoding output. The receiver then recovers the blanking area for the output of the M-point DFT operation 1609 (1619). The receiver restores the blanking area to the output of operation 1609, and the output of operation 1619 is again used as an input of operation 1605. The receiver performs operations 1605-> 1606-> 1607 again. In addition, if the execution result is failure, the operation 1608 is performed.
  • 1605-> 1606-> 1607-> 1608-> 1609-> 1619-> 1605 is a blanking cycle operation. Just because the CRC check keeps failing does not allow infinite blanking cycles.
  • the receiver may set the number of times to perform the blanking cycle. If the blanking cycle has been operated for a preset number of times, but the CRC check on the decoding output fails, the process may proceed to operation 1610 instead of proceeding to operation 1619 in operation 1609.
  • the UE may perform operations 1610-> 1611-> 1612-> 1613-> 1614-> 1615-> 1616-> 1617-> 1618-> 1620-> 1621-> 1622.
  • the specific operation is to decode the target signal after removing the output according to the SL-IC operation from the SL-IC operation and the received signal, and thus the detailed operation description will be omitted.
  • the blanking technique is applied in the case of the narrowband interference and the blanking technique is not applied in the case of the broadband interference, so that the operation can be efficiently managed.
  • an embodiment of the present invention describes a method of sharing information related to interference signals.
  • the base station may determine a terminal having a high probability of sending a strong interference signal to a neighboring base station among the terminals belonging to the base station as a candidate terminal.
  • a terminal that is likely to send a strong interference signal may be an edge terminal.
  • the base station may apply the following resources and a modulation coding scheme (MCS) allocation method to the candidate terminal.
  • MCS modulation coding scheme
  • the RB start point or the RB size may be fixed or limited.
  • a modulation order may be fixed to the corresponding terminal.
  • the cyclic shift (CS) variable of the DMRS-related parameters of the terminal can be fixed. In this manner, the base station may apply a resource allocation method to the candidate terminal.
  • the base station applies the information, and may share the information on the candidate terminal to the adjacent base station.
  • the resource and the MCS allocation method as described above, it is possible to obtain the same result as previously setting some information on the interference signal. Therefore, the burden on the base station affected by the terminal transmitting the interference signal can be reduced.
  • the interference related information should be extracted from the interference signal through blind interference sensing.
  • the complexity of the base stations affected by the interference may be reduced.
  • the interference signal related information about the terminal that previously transmits the interference signal is obtained from the neighboring base station, the operation corresponding to the block for obtaining the interference related signal may be omitted in each of the embodiments, thereby reducing the complexity of the operation.
  • the candidate terminal in the base station sharing the interference-related information to the adjacent base station may be determined whether the terminal is a candidate terminal for transmitting an interference signal based on the downlink received signal strength of the terminal.
  • the terminal may transmit an indicator indicating that the condition is satisfied to the serving cell.
  • the base station receives the indicator from the terminal may be determined as a candidate terminal.
  • the terminal may determine whether it is a candidate terminal based on downlink received signal strength of the serving cell and downlink received signal strength information of the serving cell.
  • the terminal may measure the downlink received signal strength of the serving cell and the downlink received signal strength of the neighboring base station.
  • the terminal may calculate a difference between the received signal strength estimation value from the neighbor base station and the received signal strength from the serving base station. When the calculated difference value is smaller than a preset threshold value, the terminal may transmit an indicator indicating that the condition is satisfied to the serving cell.
  • the terminal is a ratio of the received signal strength estimation value of the neighboring base station and the received signal strength from the serving base station (for example, (downlink received signal strength estimation value of the neighboring base station) / (downlink received signal strength of the serving base station)) Can be calculated.
  • the terminal may transmit an indicator indicating that the condition is satisfied to the serving cell.
  • the serving base station receiving the indicator may determine the terminal transmitting the indicator as a candidate terminal.
  • the transmission power related information of the serving base station and the adjacent base station may be considered. If the transmission power of the serving base station and the neighboring base station is different, it may be determined whether the threshold condition is satisfied by applying a weight to the transmission power. If the downlink transmission power of the serving base station and the neighboring base station is the same and the threshold condition is satisfied, the terminal is likely to affect the neighboring base station as a strong interference terminal in the uplink transmission situation.
  • Another method of determining the candidate terminal may be used.
  • the above-described method may be less accurate when the transmission power of each base station is different. For example, when a macro base station and a small cell base station are adjacent to each other, the accuracy may be reduced.
  • the method for solving this problem is as follows. It is assumed that the terminal knows the transmission power of neighboring base stations. For example, transmission power information may be shared between base stations through an X2-interface, and the serving base station may share information on neighboring base stations with the serving terminal.
  • the terminal estimates the received signal strength from the neighbor base station using the downlink signal.
  • the propagation loss related information from each base station can be estimated by calculating the ratio of the estimated received signal strength and the transmission power of the base station.
  • the terminal may calculate the difference between the propagation loss from the neighbor base station and the propagation loss from the serving base station. When the difference in the calculated value is smaller than the preset threshold, the terminal may transmit an indicator indicating that the threshold condition is satisfied to the serving base station.
  • the serving base station may set the terminal transmitting the indicator as the critical terminal.
  • the terminal may estimate its distance or wireless environment from the base station transmitting the signal based on the propagation loss. Therefore, when the propagation loss of a signal received from a neighboring base station is greater than or equal to a preset threshold, the terminal may transmit an indicator indicating that the threshold condition for the base station transmitting the signal is satisfied to the serving base station.
  • the serving base station may determine the terminal transmitting the indicator as a candidate terminal.
  • a receiver may receive a signal transmitted by a terminal (1810).
  • the signal transmitted by the terminal is an uplink signal.
  • the receiver may be a base station.
  • the receiver may receive a second signal including an interference signal with respect to the first signal transmitted by the first terminal and the first signal transmitted by the second terminal.
  • the receiver may obtain information related to the interference signal from the received signal (1820).
  • the interference signal related information may include at least one of resource block allocation information for the interference signal or reference signal for demodulation of the interference signal.
  • the resource block allocation information may include resource block allocation information for the entire frequency domain allocated to the uplink of the second terminal.
  • the receiver may estimate fading channel information for the first signal and the interference signal based on the obtained information.
  • the receiver may perform channel compensation on the first signal and the interference signal (1830).
  • channel compensation may be performed on the first signal and the interference signal based on the RB allocation information, fading channel information on the first signal and the interference signal.
  • the receiver may decode the first signal based on the channel compensation result (1840). If decoding of the first signal fails, as described above with reference to FIGS. 1 to 17, an additional operation may be performed. Additional operations may include SL-IC operations.
  • 19 is a flowchart illustrating an embodiment of the present invention.
  • a receiver may receive a signal transmitted by a terminal (1910).
  • the signal transmitted by the terminal is an uplink signal.
  • the receiver may be a base station.
  • the receiver may receive a second signal including an interference signal with respect to the first signal transmitted by the first terminal and the first signal transmitted by the second terminal.
  • the receiver may acquire information related to the interference signal from the received signal (1920).
  • the interference signal related information may include at least one of resource block allocation information for the interference signal or reference signal for demodulation of the interference signal.
  • the resource block allocation information may include resource block allocation information for the entire frequency domain allocated to the uplink of the second terminal.
  • the receiver may estimate fading channel information for the first signal and the interference signal based on the obtained information (1930).
  • the fading channel information can be applied later in the SL-IC operation.
  • the receiver may perform symbol level-interference cancellation (SLIC) (1940).
  • SLIC symbol level-interference cancellation
  • a receiver may perform an SL-IC operation on the interference signal based on the RB allocation information and fading channel information on the first signal and the interference signal.
  • the receiver may perform the following operation.
  • the receiver removes an estimated value of the first signal from the second signal and outputs information from which fading channel information of the first signal is removed from the second signal, the RB allocation information, the first signal, and the interference signal. Based on the fading channel information for the channel compensation for the interference signal may be performed.
  • the receiver may perform an inverse discrete fourier transform (IDFT) on the interference signal and estimate modulation order information on the interference signal based on the RB allocation information.
  • IDFT inverse discrete fourier transform
  • the receiver may estimate reliability based on the IDFT output and the modulation order information. If the reliability is greater than or equal to a preset threshold, the SL-IC result can be reflected in later steps. When the reliability is less than or equal to a preset threshold, the SL-IC operation may be stopped, the SL-IC result may not be reflected, or the SL-IC output may be set to zero.
  • the SL-IC operation may be performed on each interference signal transmitted by a plurality of terminals.
  • the receiver may use the output of the SL-IC operation for decoding the first signal.
  • the receiver may remove the SL-IC output from the second signal and perform channel compensation on the output from which the SL-IC output is removed from the second signal.
  • the receiver may decode the first signal based on the channel compensation result (1950).
  • the receiver 2000 may include a base station.
  • the receiver may include a communication unit 2010 and a control unit 2030.
  • the communication unit may communicate with at least one terminal.
  • the communication unit may receive an uplink from the terminal.
  • interference related signals may be received from neighboring base stations.
  • the controller 2030 receives a second signal including an interference signal with respect to the first signal transmitted by the first terminal and the first signal transmitted by the second terminal, obtains information related to the interference signal, and The interference signal may be removed based on the obtained information, and after the interference signal is removed from the second signal, the first signal may be decoded.
  • the information related to the interference signal may include at least one of resource block allocation information for the interference signal or reference signal for demodulation of the interference signal.
  • the resource block allocation information may include resource block allocation information for the entire frequency domain allocated to the uplink of the second terminal.
  • the controller 2030 may control to estimate fading channel information on the first signal and the interference signal based on the obtained information. In addition, the controller 2030 may perform channel compensation for the first signal and the interference signal based on the RB allocation information, the first signal, and fading channel information about the interference signal in the interference signal removing operation. Can be controlled to perform.
  • the controller 2030 removes the symbol level interference on the interference signal based on the RB allocation information and fading channel information on the first signal and the interference signal in the operation of removing the interference signal. cancellation, or SL-IC).
  • the controller 2030 performs an inverse discrete fourier transform (IDFT) on the interference signal, based on the RB allocation information, and performs the interference signal on the interference signal. It may be controlled to estimate modulation order information.
  • IDFT inverse discrete fourier transform
  • the controller 2030 compensates a channel for the interference signal based on RB allocation information for the first signal and the interference signal, fading channel information for the first signal and the interference signal in an SL-IC operation. Can be controlled.
  • the controller 2030 removes an estimated value of the first signal from the second signal and removes the estimated value of the first signal from the second signal in the SL-IC execution operation, the RB Based on allocation information, fading channel information on the first signal and the interference signal, control may be performed to perform channel compensation on the interference signal.
  • the controller 2030 may control to remove the SL-IC output from the second signal and perform channel compensation on the output from which the SL-IC output is removed from the second signal in the interference signal removing operation. have. In addition, the controller 2030 may control to perform the SL-IC operation on each of the interference signals transmitted by at least two second terminals in the interference signal removal operation.
  • the controller 2030 estimates reliability based on the IDFT output and the modulation order information in the operation of performing the SL-IC, and reflects the SL-IC operation result when the reliability is less than or equal to a preset threshold. You can control not to.
  • the receiver 2000 according to an embodiment of the present invention has been described by dividing the block, but this is for convenience of description, in the embodiment of the present invention to limit the configuration and function of the receiver 2000 to this no.
  • the receiver 2000 or the controller 2030 of the receiver may perform the operation of the receiver described with reference to FIGS. 1 to 17 or control to perform the operation.
  • the neighbor base station is also a type of receiver, the embodiment described as the operation of the neighbor base station may also operate based on the control of the controller 2030 of the receiver.
  • 21 is a diagram illustrating a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal 2100 may include a communication unit 2110 for communicating with at least one base station and a controller 2130 for controlling the overall operation of the terminal.
  • the controller 2130 may receive scheduling information from the base station and control to transmit an uplink signal based on the scheduling information.
  • the controller 2130 of the terminal may receive a downlink signal transmitted from a serving base station or a neighboring base station and estimate strength information of the downlink signal. It is also possible to estimate the ratio of the received power to the transmitted power.
  • the controller 2130 may transmit an indicator to the serving base station based on the estimation result.
  • the indicator may be a criterion for determining whether a serving base station is a candidate terminal having an interference effect on a neighboring base station.
  • controller 2130 of the terminal may control to perform the operation of the terminal described in the embodiment of the present invention through FIGS. 1 to 17 in addition to the operation described with reference to FIG. 21.

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Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 신호 수신 방법에 있어서, 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하는 단계, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하는 단계, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하는 단계 및 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하는 단계를 포함하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Description

이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치
본 발명은 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 기반 상향링크(uplink) 네트워크 하에서 셀간 간섭 (inter-cell interference, 이하ICI)은 서빙(serving) 기지국의 성능을 크게 열화 시킬 수 있다. 예를 들어, 도 1과 같이 UE 1(131)이 UE 1(131)의 서빙 기지국인 eNB 1(110)과 제1 주파수 영역(160)을 사용하여 상향링크 통신을 수행한다.eNB1(110)의 인접 셀(cell)에 존재하는 UE 2 (133)가 인접 기지국인 eNB 2(120)와 제2 주파수 영역(170)을 사용하여 상향링크 통신을 수행하면, eNB 1(110)와 가까운 거리에 있는 UE 2(133)의 신호는 eNB 1(110)에 대하여 ICI가 될 수 있다. 제1 주파수 영역(160)과 제2 주파수 영역(170)이 겹치는(overlap) 제3 주파수 영역(180)은 간섭 주파수 영역일 수 있다. 이때, eNB 1(110)의 입장에서 UE 1(131)으로부터의 수신신호 세기와 대비하여 UE 2(133)로부터의 수신신호의 세기가 비슷하거나 더 강할 경우, eNB 1(110)은 UE 1(131)로부터의 수신신호를 정확하게 복호 또는 복조할 수 없기 때문에 eNB 1(110) 성능이 크게 열화될 수 있다.
상기와 같은 상황에서 eNB 1(110)은 ICI의 영향을 감소시키기 위하여 아래와 같은 방법을 적용할 수 있다.
-종래기술 1 : Interference rejection and combining (IRC) (ex. Indirect Minimum Mean Square Error (MMSE)-Interference Rejection Combiner(IRC))
- 종래기술 2 : Centralized radio access network (C-RAN) 하에서 Interference cancellation (IC)
상기 종래 기술 1은 서빙 기지국에서 ICI에 대한 정보를 전혀 이용하지 않는 방식이며 오직 타겟 단말(target UE)에 대한 정보만 이용하는 것이다. 예를 들어, 도 1에서 eNB 1(110)이 UE 1(131)의 정보만을 이용하는 것이다. 따라서, 종래 기술 1은 낮은 구현 복잡도를 갖지만 ICI의 영향을 효과적으로 제거할 수 없으므로 성능 이득이 크지 않다.
반면, 종래 기술 2는 기지국 간 통신을 이용하여 서빙 기지국에서 ICI로 영향을 미치는 신호를 타 기지국으로부터 전달받아 서빙 기지국의 수신신호에서 제거함으로써 ICI의 영향을 감소시키는 방식이다. 예를 들어, 도 1 에서 eNB1(110)이 eNB 2(120)으로부터 ICI로 영향을 미치는 UE 2(133)이 전송하는 신호에 대한 정보를 수신하여 간섭 제거에 이용하는 방식이다. 종래 기술 2는 ICI로 영향을 미치는 신호에 대한 정보를 직접적으로 수신하여 이용하기 때문에, 간섭신호의 영향을 매우 효과적으로 제거할 수 있다. 그러나, 이러한 방식은 기지국 간에 교환해야 할 정보의 양이 매우 많기 때문에 C-RAN 환경과 같은 매우 특별한 네트워크 환경에서만 적용 가능하다는 단점을 가진다.
일반적으로 기지국(수신기, a base station, eNB)에서 간섭(interference)을 복호(decoding) 또는 복조(demodulation)하여 제거(cancel)하는 방식인 간섭 제거(interference cancellation, 이하 IC) 기술은 간섭(interference)을 복조 또는 복호 하지 않고 그 영향을 감쇄하는 기술인 IRC 기술보다 월등히 좋은 성능을 가진다. 하지만 IC 기술은 IRC 기술에 비하여 필요로 하는 정보량이 많다. 예를 들어, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 기반 LTE (long term evolution) 하향링크 네트워크에서 복조 기반의 IC 기술을 사용하기 위하여 수신기에서 필요로 하는 정보는 자원 블록(resource block, 이하 RB) 별 간섭의 유무, 간섭의 변조(modulation) 정보, 간섭의 페이딩 채널(fading channel) 정보이다. 따라서 수신기에서 IC 기술을 사용하기 위해서는 상기의 정보들을 인접 셀에서 제공받거나 블라인드(blind)감지(sensing)하여야 한다. 또한, 상기의 정보들을 인접 셀에서 모두 제공받는 것은 큰 오버헤드(overhead)를 야기할 수 있기 때문에 LTE 하향링크 에서는 상기 정보 중 일부 정보들은 인접 셀에서 제공받고 나머지 정보들을 블라인드(blind)감지(sensing)하여 IC를 수행하는 방법들이 다수 논의되고 있다. (대부분이 brute-force search 기반)
도 2와 같이 SC-FDMA를 기반으로 하는 LTE 상향링크 네트워크 하에서는 SC-FDMA의 특성 때문에 OFDMA 기반의 LTE 하향링크 네트워크에서 사용하던 복조 기반의 IC 기술을 적용할 수 없다. 예를 들어, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크에서는 송신 신호 생성 시 단말(UE, user equipment, terminal)에게 할당한 부반송파 (서브캐리어, subcarrier) 크기를 적용한 DFT(discrete time fourier transform)를 수행하는 과정이 존재하기 때문에 OFDMA 기반의 LTE 하향링크 네트워크에서와 같이 RB당 ICI의 영향 유무 정보를 이용해서 ICI를 복조할 수 없다. 따라서, 현실적인 네트워크 상황에서 이용할 수 있는 ICI의 정보에 따른, SC-FDMA 기반의 상향링크 네트워크를 위한 IC 기술 개발이 필요하다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치를 제공하는 것이다. 또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크의 성능 개선을 위한 신호 수신 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 신호 수신 방법에 있어서, 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하는 단계, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하는 단계, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하는 단계 및 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하는 단계를 포함하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호(reference signal 또는 pilot signal) 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 방법을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 상향링크 신호를 수신하는 수신기에 있어서, 적어도 하나의 단말이 송신하는 신호를 수신하는 통신부 및 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하며, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하도록 제어하는 제어부를 포함하며, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 수신기를 제공할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크의 성능 개선을 위한 신호 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크 하에서 ICI에 대한 일부 정보를 이용하여 IC를 수행하는 수신 방법 및 장치 제공할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 종래 IC 기술과 대비하여 개선된 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio, SNR) 이득을 얻을 수 있다.
도 1은 이동 통신 시스템에서 단말의 상향링크 전송 시 간섭을 설명하는 도면이다.
도 2는 SC-FDMA를 기반으로 하는 상향링크 전송 과정을 설명하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 기지국의 신호 처리 과정을 설명하는 도면이다.
도 4는 도 3의 실시 예를 적용할 경우 효과를 설명하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 심볼 레벨의 신호 검출을 설명하는 도면이다.
도 6a ~ 6c는 도 3의 실시 예를 복수의 간섭에 적용하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 7은 도 3의 실시 예에서 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 8a ~ 8c 및 도 9a ~ 9c는 도 6의 실시 예 중 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 10은 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 11a ~ 도 11c는 도 6의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 12는 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작 및 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 13a 및 도 13b는 도 6의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작 및 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 14는 도 13의 실시 예에 대한 응용 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에서 추정 값의 신뢰도를 이용하는 방법을 설명하는 실시 예이다.
도 16은 본 발명의 실시 예에서 간섭 억제(interference suppression) 기술을 결합한 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 17은 블랭킹(blanking) 기술을 설명하는 도면이다.
도 18 및 도 19는 본 발명의 실시 예를 설명하는 순서도이다.
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기를 설명하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 단말을 설명하는 도면이다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 다양한 실시 예들을 상세히 설명한다. 이때, 첨부된 도면들에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다. 하기의 설명에서는 본 발명의 다양한 실시 예들에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며, 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
이하 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치에 대하여 설명한다. 본 발명의 실시 예에 서는, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크의 성능 개선을 위한 신호 수신 방법 및 장치에 대하여 주로 예를 들어 설명한다. 또한, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크 하에서 ICI(inter-cell interference)에 대한 정보 중 특정 정보를 이용하여 IC(interference cancellation)를 수행하는 수신 방법 및 장치에 대하여 설명한다. 예를 들어, 상기 특정 정보는 SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크 하에서 ICI의 자원 블록(resource block, 이하 RB)할당 정보 및 복조 기준 신호(demodulation reference signal, 이하 DMRS) 정보를 포함할 수 있다. 상기 특정 정보는 ICI에 대한 복수의 정보 중 일부 정보일 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 SC-FDMA 기반 상향링크 전송에 대해서 주로 설명하지만, 본 발명의 권리 범위를 이에 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 실시 예는 기지국간 협력(cooperation)이 전혀 수행되지 않는 상황 (distributed RAN)에서도 적용될 수 있고, 기지국간 협력을 제한적으로 수행하는 상황에서도 적용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시 예에서 상향링크는 단말이 기지국으로 송신하는 링크를 포함한다. 기지국(a base station, an eNB(evolved node B))은 다른 기재가 없는 경우 수신기로 명명할 수 있다.
한편, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access)를 이용하는 LTE 하향링크(downlink)에서의 간섭 제거(IC)와 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access)를 이용하는 LTE 상향링크(uplink)에서의 간섭제거 기술은 상이한 기술임을 미리 밝혀둔다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 기지국의 신호 처리 과정을 설명하는 도면이다. 도 3에서 수신기(예를 들어, 기지국)의 수신 안테나를 하나로 표현하였으나, 이는 도면의 복잡도를 낮추기 위함이며, 실제로 수신기는 복수 개의 수신 안테나로 구성될 수 있다. 수신기는 수신 안테나를 통해 단말이 전송하는 상향링크(상향링크 채널, 상향링크 데이터, 상향링크 트래픽)를 수신할 수 있다.
수신기는 수신한 신호에 대하여, CP(cyclic prefix) 제거 (311), 직병렬 (S/P, serial/parallel) 변환 (313), N-point FFT(fast fourier transform, 315)을 수행할 수 있다. LTE 상향링크에서 10MHz 모드(mode)인 경우 N 값은 1024 이다.
고속 퓨리에 변환(FFT)이 적용된 출력(output)은 아래와 같이 처리될 수 있다.
350 동작 : 간접적(Indirect) MMSE(minimum mean square error)-IRC(interference rejection combiner) 적용 및 CRC(cyclic redundancy check) 체크
360 동작 : ICI(inter-cell interference)의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 이용하여 직접(direct) MMSE-IRC 적용 및 CRC 체크
370 동작 : 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level interference cancellation, 이하 SLIC). 수신 신호에서 목적 신호(target signal)의 추정 값을 제거하고, 가장 강한 전력(power)로 수신된 우세 간섭(dominant interference, DI)에 대하여 변조 심볼 (modulation symbol) 레벨(level)의 추정 수행.
380 동작 : 수신 신호에서 특정 우세 간섭 (예를 들어, 간섭의 세기가 가장 센 간섭)에 대한 추정 값을 제거 및 목적 신호에 대한 direct MMSE-IRC 수행.
도 3에서는 350 동작에서 CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 360 동작을 수행하고, 360 동작에서 CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우 370 동작을 수행하는 것으로 설명하였다. 이는 본 발명의 일 실시 예일 뿐, 본 발명의 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니며, 350 동작, 360 동작, 370 동작, 380 동작 중 적어도 하나의 동작을 생략하거나, 적어도 하나의 동작만 수행할 수도 있다. 도 3의 블록 중 MMSE-IRC를 포함하는 블록 (351, 361, 372, 383)은 채널 보상 및 수신 안테나 결합 (compensation of channel and combining of receiving antennas)를 수행하는 블록이다. 또한, 각 블록에서 채널 보상 시 고려하는 요소들이 변화할 수 있고, 특히 수학식에서 [R] 값이 달라질 수 있다.
이하 각 동작에 대해서 더욱 자세히 설명한다.
수신기 단말로부터 수신한 상향링크에 대한 채널 추정(channel estimation, CE, 317)을 수행한다. 수신기는 목적 단말의 기준신호 (예를 들어, 복조 기준 신호, DMRS(demodulation reference signal))를 이용하여 자기 신호(desired signal)의 페이딩 채널(fading channel)을 추정한다. 페이딩 채널을 추정하는 것은 페이딩 채널의 계수를 추정하는 것을 포함한다. 신호를 추정하는 종래 다양한 방법(ex. Least square estimation, 1D or 2D MMSE estimation, Wiener filtering 등)으로 다양한 방법을 이용할 수 있다. 수신기는 자기 신호(desired signal)의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값을 이용하여 350 동작을 수행할 수 있다.
350 동작은 간접적(indirect) MMSE-IRC를 적용하는 방법이다. 수신기는 아래와 같은 방법을 이용하여 간섭 제거를 통한 채널 보상된 신호 를 획득할 수 있다(351).
[수학식 1]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000001
Figure PCTKR2015011196-appb-I000002
: N-point FFT output of received signal
Figure PCTKR2015011196-appb-I000003
: channel matrix for desired signal
Figure PCTKR2015011196-appb-I000004
: DMRS for kth UE (수학식 표현상의 편의를 위하여 목적 단말의 index를 1로 설정함)
수신기는 목적 단말의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(353), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(355), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(357). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다.
CRC 체크에 실패 한 경우, 수신기는 360 동작을 트리거(trigger)할 수 있다. 360 단계에서는 ICI(inter-cell interference)의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 를 적용할 수 있다.
수신기는 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다(321). 상기 ICI 관련 정보를 획득하는 동작은 블라인드 인터 셀 간섭 감지(blind inter cell interference sensing) 기술을 포함할 수 있다. 수신기는 ICI 관련 정보 중 특정 정보를 이용하여 간섭 신호에 대한 채널 추정에 이용할 수 있다. 상기 특정 정보는 ICI의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 수신기는 단말이 송신하는 신호로부터 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다. 또한, 간섭 신호를 전송하는 단말의 서빙 기지국으로부터 상기 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다. 더욱 자세히, 기지국 간에 ICI에 대한 정보를 전혀 공유하고 있지 않은 네트워크 환경이라면 수신기는 해당 정보들을 모두 블라인드(blind)하게 추정하는 동작을 수행한다. 만일, 기지국 간에 ICI에 대한 정보를 일부 공유하고 있다면 (예를 들어, ICI의 RB 할당정보 중 일부를 고정해 놓은 네트워크 환경), 수신기는 해당 정보를 제외하고 나머지 정보들에 대한 블라인드(blind) 추정 동작을 수행한다. 만일, 기지국 간에 ICI의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 모두 공유하고 있다면 수신기는 블라인드(blind) 추정 동작을 생략할 수 있다.
수신기는 ICI에 대한 정보 획득 이후, 획득한 ICI 관련 정보를 이용하여 자기 신호(desired signal)와 인접 셀 간섭 신호(ICI signal)에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정동작을 수행한다(325). 도 3의 실시 예에서 예를 들어, 목적 신호에 가장 큰 영향을 미치는 간섭 신호 (1st dominant interference, 이하 1st DI)에 대한 페이딩 채널 추정 동작을 수행할 수 있다. 한편, 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 추정은 복수의 간섭 신호에 대해서 수행될 수도 있다. 페이딩 채널 추정 동작은 종래 방법(Least square estimation + DMRS에 대한 IC, 1D or 2D MMSE estimation + DMRS에 대한 IC, Wiener filtering + DMRS에 대한 IC 등)에 대한 구체적인 설명은 생략한다. 채널 추정과정이 끝난 후 수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 과정을 아래와 같이 수행한다(361). 상기 채널 추정 시 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation)가 수행될 수 있다.
360 동작은 direct MMSE-IRC를 적용하는 방법이다. 수신기는 아래와 같은 방법을 이용하여 채널 보상된 신호 를 획득할 수 있다(361).
[수학식 2]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000005
이때, 수학식 2에서 R 은 아래 수학식 3과 같은 방법으로 계산할 수 있다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000006
Figure PCTKR2015011196-appb-I000007
: N-point FFT output of received signal
Figure PCTKR2015011196-appb-I000008
: channel matrix for desired signal
Figure PCTKR2015011196-appb-I000009
: DMRS for kth UE
Figure PCTKR2015011196-appb-I000010
: channel matrix for 1st dominant interference
Figure PCTKR2015011196-appb-I000011
: If ICI is overlapped, this value is 1, else this value is 0
수학식 1에서의 IRC와 상이한 점은 획득한 ICI 정보를 이용하여 [R] 값 계산 시, ICI에 대한 영향을 반영하여(예를 들어, 간섭신호의 페이딩 채널 추정값(
Figure PCTKR2015011196-appb-I000012
)을 이용하여), MMSE-IRC 를 수행하는 것이다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(363), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(365), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(367). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다.
CRC 체크에 실패 한 경우, 수신기는 370 동작을 트리거(trigger)할 수 있다. 370 단계의 결과물을 이용하여 381에서는 심볼 레벨의 간섭 제거(SL - IC)를 수행할 수 있다. 370 단계에서는 목적 단말의 신호 추정 값을 제거하고, ICI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행할 수 있다. 도 3의 실시 예에서는 예를 들어, ICI 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 (dominant interference, 이하 DI)에 대하여 변조 심볼 레벨 추정을 수행하는 과정에 대해서 설명한다. 다만, 본 발명의 실시 예를 이에 한정하는 것은 아니며, 복수의 ICI에 대하여 370 동작을 수행할 수도 있다.
수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 368 동작 및 369 동작을 수행할 수 있다. 채널 디코딩 출력은 동작 357의 출력 또는 동작 367의 출력을 이용할 수 있다. 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 368) 동작을 수행하고, M-point DFT(369)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 주파수 영역 상의 신호 추정 값을 획득할 수 있다.
수신기는 상기 목적 신호와 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값을 이용하여 수신 신호로부터 목적 신호 성분을 제거할 수 있다(371). 이 경우 남은 신호는 ICI 및 노이즈(noise)가 된다. 수신기는 송신 신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성하고, 각 서브캐리어(subcarrier)에 해당하는 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값과 목적 신호의 추정 값을 곱한 결과 값을 수신 신호에서 제거할 수 있다.
수신기는 가장 강한 1st DI를 제거하기 위하여 1st DI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행한다. 수신기는 1st DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 아래와 같이 direct MMSE-IRC를 수행한다(372).
강한 1st DI의
Figure PCTKR2015011196-appb-I000013
값은 수학식 4와 같은 방법으로 계산할 수 있다. 이때, [R] 값은 수학식 5와 같은 방법으로 계산할 수 있다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000014
[수학식 5]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000015
Figure PCTKR2015011196-appb-I000016
: IC results (cancellation of desired signal)
Figure PCTKR2015011196-appb-I000017
: variance of residual IC error
한편,
Figure PCTKR2015011196-appb-I000018
(IC residual error) 값은 아래와 같은 방법으로 계산할 수 있다.
ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 시간 영역(time domain) 상에서 IC 이후 잔여 에러(residual error) 값에 대한 분산(variance)을 추정한다.
Figure PCTKR2015011196-appb-I000019
은 수학식 6, 7과 같은 방법으로 계산될 수 있다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000020
[수학식 7]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000021
Figure PCTKR2015011196-appb-I000022
: number of modulated symbol
Figure PCTKR2015011196-appb-I000023
: candidate modulated symbol (constellation point)
Figure PCTKR2015011196-appb-I000024
: Re-modulation output (soft modulation)
이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(373), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(374). 1st DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(375), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 1st DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 1st DI에 대한
Figure PCTKR2015011196-appb-I000025
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(376). 375 및 376 동작에서는 ICI의 변조 차수(modulation order) 정보가 적용될 수 있다.
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(377), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 1st DI의 수신신호는 380 단계에서 이용될 수 있다. 377 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI에 대한 추정 값을 제거하고(381), 목적 신호(target signal)에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(383). 수신기는 수신신호에서 370과정에서 추정한 1st DI 값을 제거한 후, 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보, ICI에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(383)을 아래 수학식 8 및 수학식 9와 같이 수행할 수 있다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000026
Figure PCTKR2015011196-appb-I000027
: IC results (cancellation of 1st dominant interference)
[수학식 9]
Figure PCTKR2015011196-appb-I000028
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(385), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(387), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(389). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다.
수신기는 상기와 같은 방법으로 단말이 전송하는 상향링크에 대해서 간섭을 제거하고 성공적인 디코딩을 할 수 있다.
도 4는 도 3의 실시 예를 적용할 경우 효과를 설명하는 도면이다. 도 3의 실시 예를 적용하여 수신 신호를 처리하는 경우, 도4와 같이 종래기술 대비 비약적인 성능 이득을 얻을 수 있다.
도 4에서 가로축은 신호 대 잡음 비(SNR, signal to noise ratio)이고, 세로축은 블록 에러 비율(BLER, block error rate)이다. 도 4에서 사각형 표시(marker)는 기지국간에 ICI 정보를 공유하지 않는 네트워크 환경에서 블라인드(blind)하게 ICI를 추정하는 경우에 대한 성능이다. 또한, 도 4에서 삼각형 표시(marker)는 기지국 간에 ICI RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 모두 공유하는 네트워크 환경하에서의 성능이다.
그래프 410은 종래기술(indirect MMSE-IRC)만 적용하였을 경우 성능이다. 그래프 420, 430은 1st DI에 대해서만 SLIC(symbol-level interference cancellation)를 적용하는 경우 성능이다. 그래프 440, 450은 1st DI 및 2nd DI에 대해서 SLIC를 적용하는 경우 성능이다.
그래프 410과 그래프 440을 비교하면, 약 3.5 dB의 성능 이득을 얻을 수 있음을 보여준다. 또한, 그래프 410과 450을 비교하면, 약 4.1 dB의 성능 이득을 얻을 수 있음을 보여준다.
다음으로 본 발명에서 간섭 신호에 대한 특정 정보를 이용하는 방법에 대하여 설명한다. 본 발명의 실시 예에서 SC-FDMA 상향링크 시스템에서의 수신 기술은 OFDMA 시스템에서의 수신 기술과 상이하다. SC-FDMA 시스템의 특성상 신호 수신을 위하여 간섭 제거를 수행할 때, 간섭 신호에 할당된 전체 RB의 할당 정보를 이용한다. 반면, OFDMA 시스템에서 신호 수신을 위한 간섭 제거를 수행하는 경우에는 목적 신호와 간섭 신호의 주파수 영역이 겹치는 RB에 대한 할당 정보만 이용한다. 도 1을 예로 들면, OFDMA 시스템에서는 간섭 제거를 위하여 제1 주파수 영역 (160)과 제2 주파수 영역 (170)이 겹치는 영역인 제3 주파수 영역(180)에 대한 RB 정보를 이용하여 간섭을 제거할 수 있다. 하지만, SC-FDMA 시스템의 경우 제3 주파수 영역(180)에 대한 RB 정보만을 이용하여 간섭을 제거할 수 없다. SC-FDMA 시스템에서는 간섭 제거를 위해서 간섭 신호의 전체 RB (즉, 주파수 영역 170에 대응하는 RB)에 대한 정보를 적용해야 한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 심볼 레벨의 신호 검출을 설명하는 도면이다. 도 5에서 510은 송신기의 신호 송신 과정을 설명하는 것이고, 530은 수신기의 신호 수신 과정을 설명하는 것이다. 여기서 송신기는 단말일 수 있고, 수신기는 기지국 일 수 있다.
송신기는 채널 인코딩(encoding)을 수행한다(511). 채널 인코딩 이후 송신될 신호는 도 5의 (a)와 같은 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, 이하 QAM) 심볼(symbol) 형태일 수 있다. 이후 변조(modulation, 513), M-point 이산 퓨리에 변환 (M-point discrete fourier transform, 515)을 통해 도 5의 (b)와 같은 형태의 신호가 되며, N-point 고속 퓨리에 변환(N-point fast fourier transform, 517)이후 신호를 송신한다.
수신기는 송신기가 송신하는 신호를 수신한 이후, N-point 고속 퓨리에 변환(531)을 수행한다. 고속 퓨리에 변환 이후, 수신한 신호는 QAM 심볼 형태가 아니기 때문에, 수신기는 MMSE-IRC(533)과 M-point 역 이산 퓨리에 변환(M-point inverse discrete fourier transform, 535)를 수행한다. 535 과정 이후 수신 신호는 도 5의 (a)와 같은 QAM 심볼 형태로 나타날 수 있다. 이후 수신기는 LLR 계산(537) 과정 및 채널 디코딩(539)과정을 통해 수신 신호를 성공적으로 디코딩 할 수 있다. 한편, 간섭 신호를 심볼 레벨로 검출하기 위해서는 간섭 신호의 전체 RB 할당 정보를 이용하여 간섭 신호의 RB 영역에 대한 Mk-point IDFT를 수행해야 한다. 만일, 간섭 신호의 전체 RB 할당 정보를 이용하지 못하게 되면 535 과정 이후 수신 신호는 QAM 심볼 형태로 나타날 수 없다 (도 5의 (b)). 따라서 본 발명의 실시 예에서는 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 검출을 위하여, 간섭 신호 관련 정보를 이용할 수 있으며, 이때, 간섭 신호 관련 정보는 간섭 신호의 RB 정보일 수 있다. 간섭 신호의 RB 정보는 간섭 신호에게 할당된 전체 RB에 대한 정보일 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 간섭 신호의 RB 정보를 이용하여 심볼 레벨 간섭 제거 동작을 수행할 수 있다. 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level - interference cancellation, SL - IC)는 도 3에서 370 동작에 해당한다. 목적 신호(target signal)에 영향을 미치는 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거 시, 본 발명의 실시 예에서는 상기에서 설명한 바와 같이 목적 신호와 충돌이 발생하는 간섭 신호의 RB 정보(예를 들어, 도 1의 예에서 제3 주파수 영역에 대응하는 RB 정보)만을 이용하는 것이 아니라, 목적 신호와 충돌이 발생하는 간섭 신호를 전송하는 송신기에 할당된 전체 RB 정보(예를 들어, 도 1의 예에서 제2 주파수 영역에 대응하는 RB 정보)를 이용하여 SL-IC를 수행할 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 주파수 영역 이퀄라이저(frequency domain equalizer, 이하 FDE)를 수행할 때, 간섭 신호의 기준신호 정보 및 간섭 신호의 RB 할당 정보를 이용할 수 있다. 상기 기준 신호는 복조 기준 신호 (DMRS)를 포함할 수 있다. 상기 FDE는 간섭 제거 및 결합(IRC) 기술을 포함한다. 예를 들어, FDE는 채널 보상 및 수신 안테나 결합을 포함한다. 상기 IRC는 MMSE-IRC 일 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 간섭 신호의 DMRS 정보 및 RB 할당 정보를 이용하여 간섭 신호의 페이딩 채널 값을 추정하고, 이를 직접적으로 활용할 수 있다(direct MMSE-IRC). 즉, 간섭 신호의 DMRS 정보 및 RB 할당 정보를 이용하여 채널 보상 및 수신 안테나 결합 동작을 수행할 수 있다.
간섭 신호의 RB 할당 정보를 이용하여 목적 신호의 각 RB(또는 서브캐리어)에 영향을 미치는 간섭 신호의 채널 정보를 반영하여, FDE를 수행할 수 있다. 예를 들어, 목적 신호의 RB 할당 상황과 간섭 신호의 RB 할당 상황이 다를 경우 이를 반영할 수 이다. ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 시간 영역(time domain) 상에서 IC 이후에 수행되는 시간 영역(time domain)에서 계산되는 잔여 에러(residual error)에 대한 통계 값을 반영하여 주파수 영역 상에서의 IRC를 적용할 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 FDE 수행 이후 Mk-point IDFT를 수행할 수 있다. ICI 검출을 위하여 Mk-point IDFT를 수행하는 경우, ICI의 RB 할당 정보를 반영하여 IDFT 입력 값 및 사이즈를 결정할 수 있다. ICI의 RB 할당 정보를 반영하여 수행된 Mk-point IDFT 출력을 이용하여 간섭 신호의 변조 차수(modulation order)를 추정할 수 있다.
도 6은 도 3의 실시 예를 복수의 간섭에 적용하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 3의 실시 예에서 ICI 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 (1st DI, 1st dominant interference)에 대한 간섭을 제거하고 목적 신호(target signal)을 획득하는 방법은 동일하다. 즉, 311 동작 ~ 380 동작은 도 3의 동작과 동일한 동작이 도 6에서도 동일하게 적용될 수 있다. 도 6의 실시 예에서는 380 동작 이하 동작에 대해서 자세히 설명한다.
380 동작에 따른 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 CRC 체크를 수행할 수 있다. CRC 체크에 실패하는 경우, 수신기는 이하의 660 동작, 670 동작, 680 동작을 수행할 수 있다.
먼저 625 동작에 대해서 설명한다. 수신기는 ICI에 대한 정보 획득 이후, 획득한 ICI 관련 정보를 이용하여 자기 신호(desired signal)와 인접셀 간섭 신호(ICI signal)에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정동작을 수행한다(625). 수신기는 영향을 미치는 복수의 간섭 신호(적어도 두 개의 간섭 신호)에 대한 페이딩 채널 추정을 수행할 수 있다. 페이딩 채널 추정 동작은 종래 방법(Least square estimation + DMRS에 대한 IC, 1D or 2D MMSE estimation + DMRS에 대한 IC, Wiener filtering + DMRS에 대한 IC 등)에 대한 구체적인 설명은 생략한다. 도 6의 실시 예에서는 2개의 간섭 신호에 대해서 direct MMSE-IRC 및 SL-IC를 적용하는 것을 예를 들어 설명하지만, 도 6에서 설명하는 방법으로 더 많은 간섭 신호에 대해 적용하는 것도 가능하다.
수신기는 이후 660 동작을 수행한다. 채널 추정과정이 끝난 후 수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(661)을 수행할 수 있다. 상기 채널 추정 시 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation)가 수행될 수 있다. 상기에서 설명한 수학식 2 및 3을 간단하게 확장하여 direct MMSE-IRC 동작을 수행할 수 있다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(663), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(665), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(667). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다.
CRC 체크에 실패 한 경우, 수신기는 670 동작을 트리거(trigger)할 수 있다. 670 단계의 결과를 이용하여 681에서는 심볼 레벨의 간섭 제거(SL - IC)를 수행할 수 있다. 670 단계에서는 목적 단말의 신호 추정 값을 제거하고, ICI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol - level estimation)을 수행할 수 있다. 예를 들어, ICI 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 (dominant interference, 이하 DI)에 대하여 먼저 SL-IC를 수행할 수 있다.
수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 668 동작 및 669 동작을 수행할 수 있다. 채널 디코딩 출력은 도 6에서 언급하고 있는 채널 디코딩 출력 중 적어도 하나를 이용할 수 있다. 도 6에서 667 출력을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 668) 동작을 수행하고, M-point DFT(669)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 주파수 영역에서 목적 신호의 추정 값을 획득할 수 있다.
수신기는 상기 목적 신호 추정 값과 목적 신호의의 페이딩 채널 추정 값을 이용하여 수신 신호로부터 목적신호 성분을 제거할 수 있다(671). 이 경우 남은 신호는 ICI 및 노이즈(noise)가 된다. 수신기는 송신 신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성하고, 각 서브캐리어(subcarrier)에 해당하는 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값과 목적 신호의 추정 값을 곱한 결과 값을 수신 신호에서 제거할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 가장 가장 강한 영향을 미치는 1st DI를 제거하기 위하여 1st DI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행한다. 수신기는 1st DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정값에 기반하여 아래와 같이 direct MMSE-IRC를 수행한다(672).
수학식 4 내지 수학식 7을 간단하게 확장하여 670 동작에서 적용할 수 있다. 이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(673), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(674). 1st DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(675), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 1st DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 1st DI에 대한
Figure PCTKR2015011196-appb-I000029
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(676).
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(677), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 1st DI의 수신신호는 680 단계에서 이용될 수 있다. 677 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI에 대한 추정 값을 제거하고(681), 목적 신호(target signal)에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(683). 수신기는 수신신호에서 670과정에서 추정한 1st DI 값을 제거한 후, 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(683)을 수행한다. 상기 수학식 8 및 9를 간단하게 확장하여 적용할 수 있다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(685), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(687), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(689). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다.
CRC 체크 결과가 실패(fail)인 경우, 수신기는 2nd DI의 영향을 제거하기 위한 아래 동작(670a, 680a)을 트리거 할 수 있다. 이 경우, 1st DI에 대한 간섭 영향만 제거한 상태에서 신호를 정상적으로 디코딩하는 것이 불가능 하기 때문에 다른 간섭 (예를 들어, 2nd DI)에 대한 간섭의 영향을 제거한 이후, 목적 신호에 대한 디코딩을 시도하려고 하는 것이다.
수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 668a 동작 및 669a 동작을 수행할 수 있다. 채널 디코딩 출력은 도 6에서 언급하고 있는 채널 디코딩 출력 중 적어도 하나를 이용할 수 있다. 도 6에서 689 출력을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 수신기는 689 동작에 따른 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 668a) 동작을 수행하고, M-point DFT(669a)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값을 획득할 수 있다.
수신기는 상기 목적 신호와 상기 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값을 이용하여 수신 신호로부터 목적 신호 성분을 제거할 수 있다(671a). 수신기는 송신 신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성하고, 각 서브캐리어(subcarrier)에 해당하는 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값과 목적 신호의 추정 값을 곱한 결과 값을 수신 신호에서 제거할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 2nd DI를 제거하기 위하여 2nd DI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행한다(670a). 수신기는 2nd DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 아래와 같이 direct MMSE-IRC를 수행한다(672a).
수학식 4 내지 수학식 7을 간단하게 확장하여 670a 동작에 적용할 수 있다. 이 후, 수신기는 2nd DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(673a), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(674a). 2nd DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다.
예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(675a), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 2nd DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 2nd DI에 대한
Figure PCTKR2015011196-appb-I000030
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(676a).
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(677a), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 2nd DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 2nd DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 2nd DI의 수신신호는 680a 단계에서 이용될 수 있다. 677a 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI에 대한 추정 값 및 2nd DI에 대한 추정 값을 제거하고(681a), 목적 신호(target signal)에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(683a). 상기 수학식 8 및 9를 간단히 확장하여 적용할 수 있다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(685a), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(687a), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(689a). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다.
한편, CRC 체크 결과가 실패인 경우, 추가적으로 간섭 신호를 제거한 후 디코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, 3rd DI에 대해서 670a, 680a 와 같은 동작을 추가적으로 적용할 수 있다.
본 발명의 상기 실시 예에서는 복수의 간섭 신호가 있는 경우 목적 신호에 미치는 영향이 큰 간섭 신호에 대해서 우선 적으로 간섭 제거 동작을 수행한 이후, CRC 체크를 하고, CRC 체크가 실패인 경우 차 순위 간섭 신호에 대하여 추가적으로 간섭 제거 동작을 수행할 수 있다. 간섭 신호의 간섭 제거 순서가 간섭의 영향에 반드시 한정되는 것은 아니다.
한편, 도 3 또는 도 6에서 각 블록을 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명하기 위한 실시 예일 뿐, 반드시 도 3 또는 도 6의 동작을 수행하기 위해 도 3 또는 도 6의 모든 블록 동작이 수행되어야 하는 것은 아님에 유의해야 할 것이다.
도 7은 도 3의 실시 예에서 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이고, 도 8 및 도 9는 도 6의 실시 예 중 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 7을 참조하면, 도 3의 실시 예에서 도면부호 360 블록이 제외된 것을 제외하고 도 3의 동작과 동일하다. 따라서, 도 7의 다른 동작은 도 3의 동작에 갈음한다.
수신기는 350 동작을 통해 수신 신호를 디코딩 할 수 있다(357). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다. 도 3에서는 CRC 체크 실패 시 360 동작을 수행하였으나, 도 7의 실시 예에서는 360 동작을 수행하지 않는다. 수신기는 direct MMSE IRC를 수행하지 않고, 357 동작에 따른 채널 디코딩 출력에 대하여 368 및 369 동작을 수행한다. 수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 368) 동작을 수행하고, M1-point DFT(369)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 주파수 영역 신호 추정 값을 획득할 수 있다.
이후, 수신기가 370 동작 및 380 동작을 수행하는 것은 도 3에서 설명한 바와 동일하다. 즉, 수신기가 수신 신호에서 상기 목적 신호 성분을 제거하고 SL-IC를 수행하고, SL-IC 를 통해 획득한 간섭 신호 (예를 들어, 1st dominant interference)에 대하여 심볼 레벨 간섭 제거를 수행하고, 목적 신호를 디코딩하는 과정은 도 3에서 설명한 바와 동일하다.
도 8을 참조하면, 도 6의 실시 예에서 도면부호 360 블록이 제외된 것을 제외하고 도 6의 동작과 동일하다. 따라서, 도 7의 다른 동작은 도 6의 동작에 갈음한다.
수신기는 350 동작을 통해 수신 신호를 디코딩 할 수 있다(357). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 도 6에서는 CRC 체크 실패 시 360 동작을 수행하였으나, 도 8의 실시 예에서는 360 동작을 수행하지 않는다. 수신기는 direct MMSE IRC를 수행하지 않고, 357 동작에 따른 채널 디코딩 출력에 대하여 368 및 369 동작을 수행한다. 수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 368) 동작을 수행하고, M-point DFT(369)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 주파수 영역 신호 추정 값을 획득할 수 있다. 이하 동작은 도 6에서 설명한 바와 동일하다.
도 9를 참조하면, 도 8의 실시 예에서 도면부호 660 블록이 제외된 것을 제외하고 동일하다. 도 8과 동일한 동작에 대해서는 도 8의 설명에 갈음한다. 도 8에서는 367의 디코딩 출력에 대한 CRC 체크 결과가 실패인 경우 660 동작을 수행하였다. 하지만, 도 9의 실시 예에서는 660에 대응하는 동작을 생략하고, 668 동작을 수행한다. 이때, 668 블록의 입력이 달라질 수 있다. 즉, 도 8의 실시 예에서는 660 동작의 결과인 디코딩 출력이 668블록에 입력되었으나, 도 9의 실시 예에서는 389 블록의 디코딩 출력이 668 블록에 입력될 수 있다. 668 블록 이하 동작은 도 8의 동작과 동일하다.
도 10은 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 3의 실시 예에서는 자기 신호의 페이딩 채널을 추정하여 간접적 MMSE-IRC 를 수행하고, 수행 결과가 실패인 경우 360 동작 이하의 동작을 수행하는 것으로 설명하였다. 하지만, 도 10의 실시 예에서는 간접 MMSE-IRC 동작을 생략한다. 또한, 317 블록에 대응하는 자기 신호의 채널 추정 동작을 생략할 수 있다. 간접 MMSE-IRC 동작은 간섭 신호의 정보를 적용하지 않고, 자기 신호의 정보만 이용하여 간섭 제거 동작을 수행하기 때문에, 디코딩 실패 확률이 높다. 따라서 간접 MMSE-IRC 동작을 수행하지 않는다.
수신기는 자기 신호와 간섭 신호의 페이딩 채널을 추정하고(325), 이하 direct MMSE-IRC 동작을 수행할 수 있다. 이하 동작은 도 3에서 설명한 바와 동일하다. 즉, 수신기는 채널 추정 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작을 수행하고, MMSE-IRC 이후 디코딩 출력에 대하여 CRC 체크를 수행한다. CRC 체크 결과가 실패인 경우, 수신 신호로부터 목적 신호를 제거하고, 간섭 신호에 대한 SL-IC 동작을 수행한다. 수신기는 수신 신호에서 목적 신호를 제거한 후, 간섭신호에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 수행한다. 이후, 수신기는 심볼 레벨 추정 결과를 수신 신호에서 제거하고, 목적 신호에 대한 디코딩을 수행한다.
도 11은 도 6의 실시 예에서 indirect MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 11의 경우도 도 10의 경우와 유사하다. 도 11에서도 수신기는 317 블록에서의 채널 추정 동작을 생략할 수 있고, indirect MMSE-IRC 동작을 생략할 수 있다. 채널 추정 동작 생략 및 indirect MMSE-IRC 동작 생략에 대해서는 도 10의 설명을 참고한다. 이하 동작은 도 6의 실시 예에서 설명한 바와 동일하다.
도 12는 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작 및 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 12의 실시 예에서는 ICI 관련 정보 및 간섭 신호의 페이딩 채널 추정 정보에 기반하여, 간섭 신호에 대해서 SL-IC를 수행하고, 목적 신호를 디코딩하는 방법을 제안한다.
도 12를 참조하면, 도 3의 실시 예에서 350 동작 및 360 동작에 대응하는 동작이 제거되었다. 수신기는 321 동작에서 ICI 관련 정보를 획득하고, 325 동작에서 자기 신호 및 간섭 신호의 페이딩 채널을 추정한다. 수신기는 ICI 관련 정보 및 페이딩 채널 추정 정보에 기반하여 SL-IC를 수행할 수 있다.
수신기는 1st DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 direct MMSE-IRC를 수행한다(372). 이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(373), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(374). 1st DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(375), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 1st DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 1st DI에 대한
Figure PCTKR2015011196-appb-I000031
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(376). 375 및 376 동작에서는 ICI의 변조 차수(modulation order) 정보가 적용될 수 있다.
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(377), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 1st DI의 수신신호는 이하 단계에서 이용될 수 있다. 377 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 복원된 1st DI의 수신 신호를 제거할 수 있다(381). 즉, 수신 신호에서 간섭 제거(interference cancellation) 동작을 수행한다. 수신기는 목적 신호에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(383). 수신기는 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(383)을 수행한다. 이후 이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(385), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(387), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(389). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. 수신기는 상기와 같은 방법으로 단말이 전송하는 상향링크에 대해서 간섭을 제거하고 성공적인 디코딩을 할 수 있다.
도 13은 도 6의 실시 예에서 간접 MMSE-IRC 동작 및 direct MMSE-IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 13의 실시 예는 도 12의 실시 예를 확장하여 복수의 간섭 신호에 대하여 SL-IC를 수행하는 방법을 제안한다.
389 동작에서의 디코딩 출력에 대하여 CRC 체크 결과가 실패인 경우, 668 동작 및 669 동작을 수행한다.
수신기는 670 동작 및 670a 동작에 기반하여 1st DI와 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 수행할 수 있다. SL-IC의 구체적인 동작에 대해서는 상기에서 설명하였으므로, 자세한 설명은 생략한다. 670의 동작에 기반하여 1st DI에 대한 심볼 레벨 추정을 수행할 수 있고, 670a 동작에 기반하여 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정을 수행할 수 있다.
수신기는 이후 680a 동작을 수행할 수 있다. 수신기는 수신 신호에서 670 동작 및 670a 동작을 통해 획득한 1st DI와 2nd DI의 심볼 레벨 추정 값을 제거할 수 있다(681a). 수신기는 목적 신호에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(683a). 수신기는 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(683a)을 수행한다. 이후 이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(685a), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(687a), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(689a). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. 수신기는 상기와 같은 방법으로 단말이 전송하는 상향링크에 대해서 간섭을 제거하고 성공적인 디코딩을 할 수 있다.
도 14는 도 13의 실시 예에 대한 응용 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 13의 실시 예에서는 1st DI에 대해서 SL-IC 를 수행하고, 디코딩하여 CRC 체크를 수행한 이후 복수의 DI에 대한 IC 동작을 수행한다. 하지만 도 14의 실시 예에서는 간섭 신호 하나에 대하여 SL-IC를 수행한 이후 복수의 간섭 신호에 대해서 SL-IC를 수행하지 않고, 첫 사이클에서 복수의 간섭 신호에 대해 SL-IC를 수행한다. 도 13과 비교하여, 370 동작에 대응하는 동작을 수행하지 않는 것이 특징이다. 370 동작을 수행하지 않고, 670 동작 및 670a 동작을 수행할 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시 예에서 추정 값의 신뢰도를 예측하고 이를 이용하는 방법을 설명하는 실시 예이다. 도 15를 참조하면, 수신기는 수신한 신호에 대하여, CP(cyclic prefix) 제거 (1511), 직병렬 (S/P, serial/parallel) 변환 (1513), N-point FFT(fast fourier transform, 1515)을 수행할 수 있다.
수신기는 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다(1521). 수신기는 ICI 관련 정보 중 특정 정보를 이용하여 간섭 신호에 대한 채널 추정에 이용할 수 있다. 상기 특정 정보는 ICI의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 수신기는 단말이 송신하는 신호로부터 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다. 또한, 간섭 신호를 전송하는 단말의 서빙 기지국으로부터 상기 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다.
수신기는 ICI에 대한 정보 획득하고, 획득한 ICI 관련 정보를 이용하여 자기 신호(desired signal)와 인접 셀 간섭 신호(ICI signal)에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정동작을 수행한다(1525). 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 추정은 복수의 간섭 신호에 대해서 수행될 수도 있다. 도 15에서는 1st DI와 2nd DI에 대해서 간섭 신호에 대한 페이딩 채널을 추정하는 것으로 가정한다. 이후 적어도 하나의 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거 (SL-IC)가 수행될 수 있다.
채널 추정 과정 이후 수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 과정을 아래와 같이 수행한다. 수신기는 1st DI에 대한 채널 보상 및 간섭 억제를 위해 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다(1572). 수신기는 목적 신호, 1st DI, 2nd DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다. 이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(1573), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(1574).
수신기는 1st DI에 대한 심볼 레벨 감지(symbol level detection) 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다(1530). 수신기는 1573 동작 또는 1574 동작의 출력 중 적어도 하나의 정보에 기반하여 심볼 레벨 감지 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다. 예를 들어, 수신기는 Mk-point IDFT 출력을 이용하여 1st DI의 신호 대 잡음 비(signal to interference plus noise ratio, 이하 SINR)을 추정할 수 있고, 1st DI의 변조 차수 정보를 조합하여 1st DI의 심볼 레벨 감지 동작에 대한 신뢰도를 판단할 수 있다. 또는 신뢰도가 낮음 또는 높음을 판단하기 위한 임계 조건을 만족하는지 판단할 수 있다. 수신기는 변조 차수에 대응하는 SINR 의 크기에 대한 임계 값을 설정할 수 있다. 변조 차수 대비 SINR 값이 기 설정된 임계 값 조건보다 낮은 경우 신뢰도가 낮은 것으로 판단할 수 있다. 1st DI의 변조 차수가 16QAM 인데, SINR이 변조 차수 16QAM에 대한 SINR 임계 값(Sth, 16QAM) 보다 작으면 신뢰도가 낮은 것으로 판단할 수 있다.
신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 높다고 판단될 경우, 수신기는 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(1575), 이를 이용하여 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(1576), 이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행한다(1577). 수신기는 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다.
신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 낮다고 판단될 경우, 수신기는 1st DI에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 더 이상 수행하지 않는다. 수신기는 1st DI에 대한 심볼 레벨 추정 값을 반영하지 않을 수 있다. 또는, 수신기는 Mk-point DFT 출력을 0으로 설정할 수 있다.
한편, 1530 동작 및 관련 동작을 도 15의 실시 예에서 설명하였으나, 이전 실시 예에서 SL-IC를 포함하는 동작의 각 실시 예에서 Mk-point IDFT와 변조 차수 추정 블록의 출력에 기반하여 1530 동작을 수행하는 실시 예를 추가할 수 있다.
수신기는 1570 동작 이후 1570a동작을 수행할 수 있다. 1571a 동작에서 수신기는 수신 신호로부터 1570 동작에서 획득한 1st DI에 대한 신호를 제거할 수 있다. 1530 동작 결과에 따라 수신 신호로부터 제거되는 1st DI가 존재할 수 있고, 없을 수도 있다.
수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 과정을 아래와 같이 수행한다. 수신기는 2nd DI에 대한 채널 보상 및 간섭 억제를 위해 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다(1572a). 수신기는 목적 신호, 1st DI, 2nd DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다. 이 후, 수신기는 2nd DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(1573a), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(1574a).
수신기는 2nd DI에 대한 심볼 레벨 감지(symbol level detection) 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다(1535). 수신기는 1573a 동작 또는 1574a 동작의 출력 중 적어도 하나의 정보에 기반하여 심볼 레벨 감지 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다. 신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 높다고 판단될 경우, 수신기는 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(1575a), 이를 이용하여 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(1576a), 이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행한다(1577a). 수신기는 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 2nd DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 2nd DI의 수신신호를 복원한다.
신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 낮다고 판단될 경우, 수신기는 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 더 이상 수행하지 않는다. 수신기는 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정 값을 반영하지 않을 수 있다. 또는, 수신기는 Mk-point DFT 출력을 0으로 설정할 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI와 2nd DI 신호를 제거한다(1581). 수신기는 1st DI와 2nd DI의 심볼 레벨 추정 값, 채널 추정 값, RB 할당 정보를 이용할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 대한 채널 보상 및 간섭 억제를 위하여 direct MMSE-IRC 동작을 수행할 수 있다(1583). 수신기는 목적 신호와 1st DI 및 2nd DI의 RB 할당 정보 및 페이딩 채널 계수 정보를 이용할 수 있다. 한편, 1530 동작 또는 1535 동작에서의 판단 결과에 따라 1583 동작에서 적용되는 각 간섭 신호에 대한 적용 정보가 결정될 수 있다. 예를 들어, 1530 동작에서 1st DI에 대한 추정 값이 신뢰도가 낮다고 판단되는 경우, 1st DI에 대한 추정 값은 1583에서 사용되지 않을 수 있다. 1535 동작에서 2nd DI에 대한 추정 값이 신뢰도가 낮다고 판단되는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다. 한편, 고려하고자 하는 간섭 신호 중 모든 간섭 신호의 추정 값이 신뢰도가 낮다고 판단되는 경우, 1581 동작 및 1583 동작에서는 간섭 신호에 대한 정보가 포함되지 않는다. 이 경우, 수신기는 도 3의 380 동작 (indirect MMSE-IRC)과 같이 동작할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 대하여 M-point DFT를 수행한다(1585). 수신기는 목적 신호의 RB 할당 정보를 이용할 수 있다. 수신기는 다음으로 목적 신호에 대하여 LLR을 계산하고(1587), 채널 디코딩(1589)를 수행할 수 있다.
도 16은 본 발명의 실시 예에서 간섭 억제(interference suppression) 기술을 결합한 실시 예를 설명하는 도면이고, 도 17은 블랭킹(blanking) 기술을 설명하는 도면이다.
도 16의 실시 예를 위해 먼저 블랭킹(balaking) 기술에 대하여 설명한다. 도 17을 참조하면, 블랭킹 기술은 목적 신호 중 협대역 간섭(narrow-band DI, 1710)의 영향을 받는 부분을 주파수 영역에서 제거하고, 수신기에서 IDFT 이후 목적 신호에 대한 채널 디코딩을 수행한 후 IDFT 입력을 복원하는 기술이다. 이와 같이, 주파수 영역에서 제거시킨 부분을 보상하고, 상기 과정을 반복 수행하여 성능을 개선할 수 있다. 블랭킹 동작의 반복 횟수는 미리 결정될 수 있다. 블랭킹 기술은 좁은 밴드 간섭의 영향을 줄일 수 있는 방법이지만, 광대역 간섭(broad band DI)에 대해서는 취약할 수 있다. 도 16의 실시 예에서는 간섭 신호의 RB 할당 정보를 이용하여 협대역 간섭에 대해서는 블랭킹으로 대응하고, 광대역 간섭에 대해서는 심볼 레벨 간섭 제거(SL-IC)를 이용하는 방법이다.
도 16을 참조하여, 블랭킹 동작을 적용하는 경우에 대하여 더욱 자세히 설명한다. 수신기는 간섭 신호 관련 정보를 획득할 수 있다(1601). 간섭 관련 정보는 수신하는 간섭 신호로부터 추출할 수도 있고, 간섭 신호를 전송하는 단말의 서빙 기지국으로부터 수신할 수도 있다. 한편, 수신기는 간섭 신호 관련 정보를 획득할 때, 자기 신호 중 간섭 신호의 영향을 받는 주파수 영역의 크기가 광대역인지 협대역인지에 대한 정보도 획득할 수 있다. 광대역 인지 또는 협대역인지의 판단은 간섭의 영향을 받는 주파수 영역 범위가 기 설정된 임계 값 범위를 초과하는지 여부에 따라 결정될 수 있다.
수신기는 자기 신호 및 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 있다(1602). 수신기는 자기 신호 및 간섭 신호에 대한 페이딩 채널을 추정할 수 있다. 페이딩 채널 추정 시 각 신호의 복조 기준 신호 정보를 이용할 수 있다.
수신기는 수신 신호에 대해서 블랭킹(blanking) 동작을 수행할 수 있다(1603). 수신기는 간섭 신호 관련 정보 획득 결과에 기반하여 블랭킹 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다. 예를 들어, 협대역 간섭인 경우 간섭 주파수 영역에 대해서 블랭킹을 수행하고, 광대역 간섭인 경우 블랭킹 동작을 수행하지 않는다. 블랭킹 동작을 수행하지 않는 경우, 상기 수신기는 도 3에서 설명한 바와 같이 간섭 신호 제거 및 목적 신호 디코딩 동작을 수행할 수 있다.
블랭킹을 결정한 경우, 도 17에서 설명한 바와 같이, 간섭 신호의 영향을 받는 영역을 수신 신호의 주파수 영역에서 제거할 수 있다. 수신기는 블랭킹된 수신 신호에 대해서 채널 보상 동작을 수행한다(1604). 이후, 수신기는 M-point IDFT 동작(1605), LLR 계산 동작(1606), 채널 디코딩 동작(1607)을 수행할 수 있다. 디코딩 출력에 대한 CRC 체크 결과가 실패인 경우, 수신기는 이하 동작을 수행할 수 있다. 디코딩 출력에 대해서 다시 변조 동작(1608), M-point DFT 동작(1609)을 수행한다. 그리고 수신기는 M-point DFT 동작(1609)의 출력에 대해서 블랭킹 영역을 복원한다(1619). 수신기는 1609 동작의 출력으로 블랭킹 영역을 복원하고, 1619 동작의 출력은 다시 1605 동작의 입력으로 이용된다. 수신기는 다시 1605 -> 1606 -> 1607 동작을 수행한다. 또한, 수행 결과가 실패인 경우 1608 동작을 수행한다.
1605 -> 1606 -> 1607 -> 1608 -> 1609 -> 1619 -> 1605 는 블랭킹 사이클 동작이다. CRC 체크가 계속 실패한다고 하여 블랭킹 사이클을 무한대로 실시할 수는 없다. 수신기는 블랭킹 사이클을 수행하는 횟수를 설정할 수 있다. 기 설정된 횟수 동안 블랭킹 사이클이 동작하였으나, 디코딩 출력에 대한 CRC 체크가 실패하는 경우, 1609 동작에서 1619 동작으로 진행하지 않고, 1610 동작으로 진행할 수 있다.
이후 단말은 1610 -> 1611 -> 1612 -> 1613 -> 1614 -> 1615 -> 1616 -> 1617 -> 1618 -> 1620 -> 1621 -> 1622 동작을 수행할 수 있다. 구체적인 동작은 SL-IC 동작 및 수신 신호로부터 SL-IC 동작에 따른 출력을 제거한 후 목적 신호를 디코딩 하는 것으로, 도 3등의 실시 예에서 설명하였으므로, 구체적인 동작 설명은 생략한다.
도 16의 실시 예에서는 상기와 같이 협대역 간섭일 경우에는 블랭킹 기술을 적용하고, 광대역 간섭일 경우에는 블랭킹 기술을 적용하지 않아, 동작을 효율적으로 관리할 수 있다.
추가적으로 본 발명의 실시 예에서 간섭 신호 관련 정보를 공유하는 방법에 대하여 설명한다. 기지국은 자신에게 속해있는 단말 중 인접 기지국에 강한 간섭 신호를 보낼 가능성이 높은 단말을 후보 단말로 판단할 수 있다. 예를 들어, 강한 간섭 신호를 보낼 가능성이 높은 단말은 엣지(edge) 단말일 수 있다.
기지국은 후보 단말에 대하여 아래와 같은 자원 및 MCS(modulation coding scheme) 할당 방법을 적용할 수 있다. 예를 들어, 후보 단말에게 RB 할당 시 RB 시작점 또는 RB 사이즈를 고정하거나 한정할 수 있다. 또는 해당 단말에게 변조 차수(modulation order)를 고정할 수 있다. 또한, 해당 단말의 DMRS 관련 파라미터 중 cyclic shift(CS) 변수를 고정할 수 있다. 상기와 같은 방법으로 기지국은 후보 단말에 대한 자원 할당 방법을 적용할 수 있다.
기지국은 상기 정보를 적용하고, 인접 기지국에게 후보 단말에 대한 상기 정보를 공유할 수 있다. 상기와 같은 자원 및 MCS 할당 방법 적용 시 간섭 신호에 대한 일부 정보를 미리 정해 놓은 것과 같은 결과를 얻을 수 있다. 따라서 간섭 신호를 전송하는 단말로부터 영향을 받는 기지국의 부담을 줄일 수 있다. 예를 들어, 단말이 인접 기지국으로부터 상기와 같은 간섭 관련 정보를 획득할 수 없는 경우, 간섭 신호로부터 블라인드 간섭 센싱을 통하여 간섭 관련 정보를 추출해야 한다. 하지만, 인접 기지국으로부터 상기와 같은 정보를 공유 받는 경우, 간섭의 영향을 받는 기지국의 복잡도가 감소될 수 있다. 인접 기지국으로부터 미리 간섭 신호를 전송하는 단말에 대한 간섭 신호 관련 정보를 획득한 경우, 상기 각 실시 예에서 간섭 관련 신호를 획득하기 위한 블록에 해당하는 동작을 생략하여, 동작의 복잡도를 줄일 수 있다.
한편, 인접 기지국으로 간섭 관련 정보를 공유시켜주는 기지국에서는 후보 단말을 판단하는 것이 중요하다. 예를 들어, 단말의 하향링크 수신 신호 세기에 기반하여 단말이 간섭 신호를 전송하는 후보 단말인지 판단할 수 있다. 먼저 단말은 인접 셀로부터 수신한 하향링크 수신 신호의 세기가 기 설정된 임계 값 이상인 경우, 단말은 서빙 셀에 상기 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 전송할 수 있다. 기지국은 단말로부터 상기 지시자를 수신하는 경우 후보 단말로 판단할 수 있다.
또한, 단말은 서빙 셀의 하향링크 수신 신호 세기 및 서빙 셀의 하향링크 수신 신호 세기 정보에 기반하여 후보 단말인지 여부를 판단할 수도 있다. 단말은 서빙 셀의 하향링크 수신 신호 세기 및 인접 기지국의 하향링크 수신 신호 세기를 측정할 수 있다. 단말은 인접 기지국으로부터의 수신 신호 세기 추정 값과 서빙 기지국으로부터의 수신 신호 세기의 차이를 산출할 수 있다. 상기 산출한 차이 값이 기 설정된 임계 값 보다 작은 경우, 단말은 서빙 셀에 상기 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 전송할 수 있다. 또한, 단말은 인접 기지국의 수신 신호 세기 추정 값과 서빙 기지국으로부터의 수신 신호 세기의 비율 (예를들어, (인접 기지국의 하향링크 수신신호 세기 추정값)/(서빙 기지국의 하향 링크 수신신호 세기))을 산출할 수 있다. 상기 산출한 비율 값이 기 설정된 임계 값 보다 큰 경우, 단말은 서빙 셀에 상기 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 전송할 수 있다. 상기 지시자를 수신한 서빙 기지국은 지시자를 전송한 단말을 후보 단말로 판단할 수 있다.
한편, 상기 조건을 고려할 때, 서빙 기지국과 인접 기지국의 송신 파워 관련 정보가 고려될 수 있다. 서빙 기지국과 인접 기지국의 송신 파워가 다른 경우, 송신 파워에 대한 가중치를 적용하여 임계 조건을 만족하는지 판단할 수 있다. 만약, 서빙 기지국과 인접 기지국의 햐향링크 송신 파워가 같고, 상기 임계 조건을 만족하는 경우, 해당 단말은 상향링크 송신 상황에서 인접 기지국에 강한 간섭 단말로 영향을 미칠 가능성이 크다.
후보 단말을 판단하는 다른 방법을 이용할 수도 있다. 상기에서 제시한 방법은 각 기지국의 송신 파워가 다른 경우 정확도가 떨어질 수 있다. 예를 들어, 매크로 기지국(macro base station)과 스몰 셀 기지국(small cell base station)이 인접해 있는 경우 정확도가 떨어질 수 있다. 이러한 문제를 해결하기 위한 방법은 다음과 같다. 단말은 인접 기지국들의 송신 파워를 알고 있다고 가정한다. 예를 들어, 기지국간에는 X2-인터페이스 등을 통해 송신 전력 정보를 공유할 수 있고, 서빙 기지국은 서빙 단말에게 인접 기지국에 대한 정보를 공유할 수 있다. 단말은 하향링크 신호를 이용하여 인접 기지국으로부터의 수신 신호 세기를 추정한다. 추정한 수신 신호 세기와 기지국의 송신 파워의 비율을 계산하여 각 기지국으로부터의 전파 손실 (propagation loss) 관련 정보를 추정할 수 있다. 단말은 인접 기지국으로부터의 전파 손실과, 서빙 기지국으로부터의 전파 손실간의 차이를 산출할 수 있다. 산출한 값의 차이가 기 설정된 임계 값 보다 작은 경우, 해당 단말은 임계 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 서빙 기지국으로 전송할 수 있다. 서빙 기지국은 지시자를 전송한 단말을 임계 단말로 설정할 수 있다.
또한, 단말은 전파 손실에 기반하여, 신호를 송신한 기지국과 자신의 거리 또는 무선 환경을 추정할 수 있다. 따라서 인접 기지국으로부터 수신하는 신호에 대한 전파 손실이 기 설정된 임계 값 이상인 경우, 단말은 상기 신호를 전송한 기지국에 대한 임계 조건을 만족하는 것을 지시하는 지시자를 서빙 기지국으로 전송할 수 있다. 서빙 기지국은 상기 지시자를 전송한 단말을 후보 단말로 판단할 수 있다.
도 18은 본 발명의 실시 예를 설명하는 순서도이다.
도 18을 참조하면, 수신기는 단말이 송신하는 신호를 수신할 수 있다(1810). 단말이 송신하는 신호는 상향링크 신호이다. 상기 수신기는 기지국일 수 있다. 수신기는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신할 수 있다.
상기 수신기는 상기 수신한 신호로부터 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득할 수 있다(1820). 상기 간섭 신호 관련 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함할 수 있다. 상기 수신기는 상기 획득한 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정할 수 있다.
상기 수신기는 상기 제1 신호 및 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행할 수 있다(1830). 이때, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행할 수 있다.
수신기는 상기 채널 보상 결과에 기반하여, 상기 제1 신호를 디코딩 할 수 있다(1840). 제1 신호에 대한 디코딩에 실패하는 경우, 상기 도 1 내지 도 17에서 설명한 바와 같이 추가 동작을 수행할 수 있다. 추가 동작은 SL-IC 동작을 포함할 수 있다.
도 19는 본 발명의 실시 예를 설명하는 순서도이다.
도 19를 참조하면, 수신기는 단말이 송신하는 신호를 수신할 수 있다(1910). 단말이 송신하는 신호는 상향링크 신호이다. 상기 수신기는 기지국일 수 있다. 수신기는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신할 수 있다.
상기 수신기는 상기 수신한 신호로부터 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득할 수 있다(1920). 상기 간섭 신호 관련 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함할 수 있다.
상기 수신기는 상기 획득한 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정할 수 있다(1930). 상기 페이딩 채널 정보는 이후 SL-IC 동작에서 적용될 수 잇다.
수신기는 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level-interference cancellation, 이하 SLIC) 를 수행할 수 있다(1940). 수신기 상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 SL-IC 동작을 수행할 수 있다. SL-IC 동작에서 상기 수신기는 아래와 같은 동작을 수행할 수 있다.
수신기는 상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 페이딩 채널 정보가 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행할 수 있다. 수신기는 상기 RB 할당 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하고, 상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정할 수 있다.
수신기는 SL-IC 동작 시, 상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정할 수 있다. 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이상인 경우 SL-IC 결과를 이후 단계에 반영할 수 있다. 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이하인 경우 SL-IC 동작을 중지하거나, SL-IC 결과를 반영하지 않거나, SL-IC 출력을 0으로 설정할 수 있다.
한편, 상기 제1 신호에 대하여 간섭 신호를 단말이 복수인 경우, 복수의 단말이 전송하는 각 간섭 신호에 대해서 상기 SL-IC 동작을 수행할 수도 있다.
수신기는 SL-IC 동작의 출력을 상기 제1 신호의 디코딩을 위해 이용할 수 있다. 수신기는 상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하고, 상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행할 수 있다.
수신기는 상기 채널 보상 결과에 기반하여, 상기 제1 신호를 디코딩 할 수 있다(1950).
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기를 설명하는 도면이다. 본 발명의 실시 예에서 상기 수신기(2000)는 기지국을 포함할 수 있다. 상기 수신기는 통신부(2010) 및 제어부(2030)를 포함할 수 있다.
상기 통신부는 적어도 하나의 단말과 통신을 수행할 수 있다. 상기 통신부는 단말로부터 상향링크를 수신할 수 있다. 또한, 인접 기지국으로부터 간섭 관련 신호를 수신할 수도 있다.
상기 제어부(2030)는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하며, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하도록 제어할 수 있다. 이때, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 획득된 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정하도록 제어할 수 있다. 또한, 상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호를 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level-interference cancellation, 이하 SL-IC)를 수행하도록 제어할 수 있다. 상기 제어부(2030)는 상기 SL-IC를 수행 동작에서, 상기 RB 할당 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하고, 상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 SL-IC 동작에서 상기 제1 신호와 상기 간섭 신호에 대한 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널을 보상하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 SL-IC 수행 동작에서, 상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 추정 값이 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호 제거 동작에서, 상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하고, 상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행하도록 제어할 수 있다. 또한, 상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호 제거 동작에서, 적어도 두 개의 제2 단말이 전송하는 간섭 신호 각각에 대하여 상기 SL-IC 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
또한, 상기 제어부(2030)는 상기 SL-IC를 수행하는 동작에서, 상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정하고, 상기 신뢰도가 기 설정된 임계 이하인 경우, SL-IC 동작 결과를 반영하지 않도록 제어할 수 있다.
한편, 상기에서 본 발명의 실시 예에 따른 수신기(2000)에 대하여 블록을 나누어 설명하였으나, 이는 설명의 편의를 위한 것으로, 본 발명의 실시 예에서 수신기(2000)의 구성 및 기능을 이에 한정하는 것은 아니다. 또한, 수신기(2000) 또는 수신기의 제어부(2030)는 도 20에서 설명하는 동작뿐만 아니라, 도 1 내지 도 17을 통해 설명한 수신기의 동작을 수행하거나, 동작을 수행하도록 제어할 수 있다. 인접 기지국 또한 수신기의 일종이므로, 인접 기지국의 동작으로 설명한 실시 예도 수신기의 제어부(2030)의 제어에 기반하여 동작할 수 있다.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 단말을 설명하는 도면이다.
단말(2100)은 적어도 하나의 기지국과 통신하는 통신부(2110) 및 상기 단말의 전반적인 동작을 제어하는 제어부(2130)을 포함할 수 있다. 상기 제어부(2130)는 기지국으로부터 스케쥴링 정보를 수신하고, 스케쥴링 정보에 기반하여 상향링크 신호를 전송하도록 제어할 수 있다. 상기 단말의 제어부(2130)는 서빙 기지국 또는 인접 기지국이 전송하는 하향링크 신호를 수신하고, 하향링크 신호의 세기 정보를 추정할 수 있다. 또한, 송신 파워 대비 수신 파워의 비율을 추정할 수도 있다. 제어부(2130)는 상기 추정 결과에 기반하여 지시자를 서빙 기지국으로 전송할 수 있다. 상기 지시자는 서빙 기지국에서 상기 단말이 인접 기지국에 대해서 간섭 영향을 미칠 수 있는 후보 단말인지 판단하는 기준이 될 수 있다.
상기에서 단말의 구성을 블록을 나누어 설명하였으나, 이는 설명의 편의를 위한 것으로, 본 발명의 실시 예에서 단말의 구성을 이에 한정하는 것은 아니다. 또한, 상기 단말의 제어부(2130)는 도 21에서 설명한 동작 이외, 도 1 내지 도 17을 통해 본 발명의 실시 예에서 설명하는 단말의 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
그리고 본 명세서와 도면에 개시된 실시 예들은 본 발명의 내용을 쉽게 설명하고, 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 따라서 본 발명의 범위는 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상을 바탕으로 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (24)

  1. 이동 통신 시스템에서 신호 수신 방법에 있어서,
    제2 신호를 수신하는 단계, 상기 제2 신호는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하고;
    상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하는 단계;
    상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하는 단계; 및
    상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하는 단계;를 포함하고,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block, 이하 RB) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 획득된 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제3항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level-interference cancellation, 이하 SL-IC)를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하는 단계, 그리고
    상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 추정 값이 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 제1 신호와 상기 간섭 신호에 대한 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널을 보상하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제5항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 RB 할당 정보에 기반하여,
    상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하는 단계, 그리고
    상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제5항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하는 단계, 그리고
    상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제5항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    적어도 두 개의 제2 단말이 전송하는 간섭 신호 각각에 대하여 상기 SL-IC 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제8항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정하는 단계를 포함하고,
    상기 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이하인 경우, SL-IC 동작 결과를 반영하지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제1항에 있어서, 상기 이동 통신 시스템은 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 기반 이동 통신 시스템을 포함하고,
    상기 단말이 전송하는 신호는 SC-FDMA 기반의 상향링크 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 이동 통신 시스템에서 상향링크 신호를 수신하는 수신기에 있어서,
    적어도 하나의 단말이 송신하는 신호를 수신하는 통신부; 및
    제2 신호를 수신하고, 상기 제2 신호는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하며, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하도록 제어하는 제어부를 포함하며,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block, 이하 RB) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  15. 제13항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 획득된 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  17. 제15항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호를 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level-interference cancellation, 이하 SL-IC)를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  18. 제17항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 SL-IC 수행 동작에서,
    상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하고,
    상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 추정 값이 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  19. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 SL-IC 동자에서, 상기 제1 신호와 상기 간섭 신호에 대한 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널을 보상하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  20. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 SL-IC를 수행 동작에서, 상기 RB 할당 정보에 기반하여,
    상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하고, 상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  21. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호 제거 동작에서,
    상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하고, 상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  22. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호 제거 동작에서, 적어도 두 개의 제2 단말이 전송하는 간섭 신호 각각에 대하여 상기 SL-IC 동작을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  23. 제20항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 SL-IC를 수행하는 동작에서,
    상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정하고, 상기 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이하인 경우, SL-IC 동작 결과를 반영하지 않도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  24. 제13항에 있어서, 상기 이동 통신 시스템은 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 기반 이동 통신 시스템을 포함하고,
    상기 단말이 전송하는 신호는 SC-FDMA 기반의 상향링크 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
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