CN107113075A - 用于基于移动通信系统中的干扰测量来接收信号的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种在诸如LTE的4G通信系统之后要提供用于支持更高数据传输速率的5G或5G前通信系统。根据本发明的实施例，可以提供一种用于在移动通信系统中接收信号的方法和装置，该方法包括以下步骤：接收包括由第一终端发送的第一信号的干扰信号和由第二终端发送的第一信号的第二信号；获得与干扰信号有关的信息；基于所获得的信息移除干扰信号；以及在从第二信号中移除干扰信号之解码第一信号，其中与干扰信号有关的信息包括关于干扰信号的资源块分配信息和/或用于解调干扰信号的参考信号。

Description

用于基于移动通信系统中的干扰测量来接收信号的方法和 装置
技术领域
本发明涉及一种用于基于移动通信系统中的干扰测量来接收信号的方法和装置。
背景技术
为了满足自4G通信系统商业化以来对无线数据流量的日益增长的需求，开发焦点是第5代(5G)或5G前(pre-5G)通信系统。出于该原因，5G或5G前通信系统被称为超4G网络通信系统或后长期演进(LTE)系统。
正在考虑在毫米波(mmWave)频带(例如，60GHz频带)中实现5G通信系统以实现更高的数据速率。为了通过减轻5G通信系统中的传播损耗来增加传播距离，正在讨论诸如波束形成、大规模MIMO、全维MIMO(FD-MIMO)、阵列天线、模拟波束形成和大尺度天线的各种技术。
另外，为了提高5G通信系统的网络性能，正在开发各种技术，诸如演进型小小区、高级小区、云无线接入网络(云RAN)、超密集网络、设备到设备(D2D)通信、无线回程、移动网络、协作通信、协调多点(CoMP)和干扰消除。
此外，正进行的针对5G通信系统的研究包括使用作为高级编码调制(ACM)的混合FSK和QAM调制(FQAM)以及滑动窗口叠加编码(SWSC)、滤波器组多载波(FBMC)、非正交多址接入(NOMA)和稀疏码多址接入(SCMA)。
在单载波-频分多址接入(SC-FDMA)上行链路网络中，小区间干扰(ICI)可能导致服务演进型节点B(eNB)的显著性能劣化。在图1的示例中，用户设备(UE)1 131使用第一频率区域160对作为UE 1 131的服务eNB的eNB 1 110执行上行链路传输。在位于eNB 1 110的邻近小区中的UE 2 133使用第二频率区域170对邻近eNB(即，eNB 2 120)执行上行链路传输的情况下，位于靠近eNB 1 110的UE 2 133的信号可能充当到eNB 1 110的IC1。作为第一和第二频率区域160和170的重叠的第三频率区域180可能是干扰频率区域。此时，如果在eNB 1 110处，来自UE 131的接收信号强度等于或大于来自UE 2 133的接收信号强度，则eNB 1 110不能正确地解码或解调从UE 1 131接收到的信号，导致eNB 1 110的显著劣化。
在这种情况下，可以将以下方法应用于eNB 1 110以减少ICI的影响。
-传统技术1：干扰抑制和组合(IRC)(例如，间接最小均方误差(MMSE)-干扰抑制组合器(IRC))
-传统技术2：集中式无线接入网络(C-RAN)中的干扰消除(IC)
传统技术1的特征在于服务eNB不使用任何ICI信息，而是仅使用关于目标UE的信息。例如，在图1的示例性情况中，eNB 1 110仅使用关于UE 1 131的信息。这意味着传统技术1不能有效消除ICI的影响；因此，难以预期显著的性能提高。
同时，传统技术2能够基于通过eNB间通信从其它eNB接收的ICI信息，通过从由服务eNB发送的期望信号中移除干扰信号来减少ICI的影响。例如，在图1的示例性情况中，eNB1 110接收关于由UE 2 133发送的导致ICI的信号的信息，以用于在ICI消除中使用。传统技术2能够使用关于导致ICI的信号的信息来有效移除干扰信号的影响。然而，由于大量信息在eNB之间交换，所以该方法的使用受限于诸如C-RAN环境之类的极特殊网络环境。
通常由基站(eNB)使用的干扰消除(IC)技术在解码或解调处理之后消除干扰，并且该技术在性能上显著优于用于在解调或解码之前减弱干扰的影响的IRC技术。然而，IC技术比IRC技术需要更多的信息。例如，为了在基于正交频分多址接入(OFDMA)的LTE下行链路网络中使用基于解调的IC技术，接收器需要知道关于每个资源块(RB)的存在/不存在干扰的信息、干扰调制信息和干扰衰落信道信息。因此，接收器必须从邻近小区接收以上信息或执行盲感测以获取对应信息，从而使用IC技术。由于可能导致用于从邻近小区接收所有以上信息的显著开销，所以正在对IC方法进行很多研究，其中在LTE下行链路中从邻近小区接收以上信息的一部分，并且通过盲感测(主要基于强力搜索)获得剩余信息。
在如图2所示的用SC-FDMA操作的LTE上行链路网络中，由于SC-FDMA的特性，所以不可能应用针对基于OFDMA的LTE下行链路网络所设计的基于调制的IC技术。例如，由于必须考虑在SC-FDMA上行链路网络中分配给UE(终端)的子载波的规模而执行离散傅里叶变换(DFT)，所以不可能像在基于OFDMA的LTE下行链路网络中那样利用关于每个RB的存在/不存在ICI的干扰的信息来解码ICI。因此，考虑到真实的网络环境，需要用于基于ICI信息来消除基于SC-FDMA的上行链路网络中的干扰的IC技术。
发明内容
[技术问题]
本发明旨在提供一种用于在移动通信系统中基于干扰测量来接收信号的方法和装置。另外，本发明旨在提供一种能够提高基于SC-FDMA的上行链路网络的吞吐量的信号接收方法和装置。
[问题的解决方案]
根据本发明的一方面，一种用于在移动通信系统中接收信号的方法包括：接收包括由第一终端发送的第一信号和对第一信号的干扰信号的第二信号，所述干扰信号由第二终端发送；获取关于干扰信号的信息，基于所获取的信息来消除干扰信号，以及通过从第二信号中消除干扰信号来对第一信号进行解码，其中干扰信号信息包括干扰信号的资源块(RB)分配信息和用于调制干扰信号的参考信号(或导频信号)中的至少一个。
根据本发明的另一方面，一种用于在移动通信系统中接收上行链路信号的接收器包括：通信单元，其接收由至少一个终端发送的信号，以及控制单元，其控制接收包括由第一终端发送的第一信号和对第一信号的干扰信号的第二信号，所述干扰信号由第二终端发送，获取关于干扰信号的信息，基于所获取的信息来消除干扰信号，以及通过从第二信号中消除干扰信号来对第一信号进行解码，其中干扰信号信息包括干扰信号的资源块(RB)分配信息和用于调制干扰信号的参考信号中的至少一个。
[发明的有利效果]
本发明的信号接收方法和装置在移动通信系统中基于干扰测量来接收信号方面是有利的。
此外，本发明的信号接收方法和装置在提高基于SC-FDMA的上行链路网络中的吞吐量方面是有利的。此外，本发明的信号接收方法和装置在基于SC-FDMA的上行链路网络中基于ICI信息的一部分来执行IC方面是有利的。
此外，与传统IC技术相比，本发明的信号接收方法和装置在提高信噪比(SNR)增益方面是有利的。
附图说明
图1是用于解释对移动通信系统中的终端的上行链路传输的干扰的图；
图2是示出基于SC-FDMA的上行链路传输过程的图；
图3是示出根据本发明的实施例的eNB的信号处理过程的图；
图4是用于解释使用根据图3的实施例的方法的效果的曲线图；
图5是示出根据本发明的实施例的符号级信号检测的图；
图6A至图6C是示出用于通过扩展图3的过程来消除多个干扰的信号处理过程的图；
图7是示出在没有图3的实施例中的直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图；
图8A至图8C和图9A至图9C是示出在没有图6的过程中的直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图；
图10是示出在没有图3的实施例中的间接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图；
图11A至图11C是示出在没有图6的实施例中的间接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图；
图12是示出在没有图3的实施例中的间接MMSE-IRC和直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图；
图13A和图13B是示出在没有图6的实施例中的间接MMSE-IRC和直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图；
图14是示出图13的实施例的修改实施例的图；
图15是示出根据本发明的实施例的用于通过预测估计值的可靠性来提高信道解码性能的信号处理过程的图；
图16是示出根据本发明的实施例的包括干扰抑制技术的信号处理过程的图；
图17是用于解释消隐技术的图；
图18和图19是示出根据本发明的实施例的信号处理方法的流程图；
图20是示出根据本发明的实施例的接收器的框图；以及
图21是示出根据本发明的实施例的UE的框图。
具体实施方式
参照附图详细描述本发明的示例性实施例。在整个附图中使用相同的附图标记用来指代相同或相似的部分。可以省略对在此并入的公知功能和结构的详细描述，以避免模糊本发明的主题。这旨在省略不必要的描述，以使本发明的主题清楚。
本发明的实施例涉及移动通信系统中的基于干扰测量的信号接收方法和装置。本发明的一些实施例针对能够提高基于SC-FDMA的上行链路网络的吞吐量的信号接收方法和装置。对能够基于作为关于基于SC-FDMA的上行链路网络中的小区间干扰(ICI)的信息的一部分的特定信息进行干扰消除(IC)的信号接收方法和装置做出了描述。特定信息可以包括用于在基于SC-FDMA的上行链路网络中使用的资源块(RB)分配信息和解调参考信号(DMRS)信息。特定信息可以包括多个ICI信息的一部分。尽管本发明的实施例针对基于SC-FDMA的下行链路传输，但是本发明不限于此。
本发明的实施例可应用于不执行eNB间协作(分布式RAN)的情况和限制性地执行eNB间协作的情况。在本发明的实施例中，术语“上行链路”表示从UE到eNB的方向。除非另有声明，否则术语eNB(基站)指代接收器。
应当注意，基于OFDMA的LTE下行链路干扰消除(IC)和基于SC-FDMA的LTE上行链路干扰消除被分类为不同的技术。
图3是示出根据本发明的实施例的eNB的信号处理过程的图。尽管图3示出了具有一个接收天线的接收器(例如，eNB)以减小绘图复杂性，但是接收器可以包括多个接收天线。接收器可以使用接收天线来接收上行链路信号(上行链路信道、上行链路数据和上行链路流量)。
接收器可以在操作311处执行循环前缀移除，在操作313处执行串行/并行(S/P)转换，并且在操作315处执行N点快速傅里叶变换(FFT)。在LTE上行链路10MHz模式中，N是1024。
可以如下处理FFT的输出。
操作350：应用间接最小均方误差-干扰抑制组合器(MMSE-IRC)，并且执行循环冗余校验(CRC)
操作360：应用直接MMSE-IRC，并且使用ICI RB分配信息和DMRS信息执行CRC
操作370：执行符号级干扰消除(SLIC)。从接收到的信号中移除目标信号估计值，并且对在最大功率等级处接收的主要干扰(Dominant Interference，DI)执行调制符号级估计。
操作380：移除特定DI(例如，最强干扰)估计值，并且对目标信号执行直接MMSE-IRC。
在图3中，如果CRC测试在操作350中失败，则接收器执行操作360，并且如果CRC测试在操作360中失败，则接收器执行操作370。但是，本发明不限于此，并且可以省略或执行操作350、360、370和380中的至少一个。在图3的功能块中，MMSE-IRC功能块351、361、372和383负责信道补偿和组合接收天线。在信道补偿中考虑的因素可以根据功能块改变，并且具体地，[R]值可以在等式中改变。
在下文中，更详细地描述相应操作。
在操作317处，接收器对来自UE的上行链路信号执行信道估计(CE)。接收器可以使用去往目标UE的参考信号(例如，DMRS)来估计期望信号的衰落信道。衰落信道估计包括衰落信道系数估计。可以使用各种传统方法(例如，最小二乘估计、1D或2D MMSE估计和维纳滤波)来实现信道估计。接收器可以使用期望信号的衰落信道估计值来执行操作350。
将间接MMSE-IRC应用于操作350。接收器可以使用以下方法通过干扰消除而在操作351处获取信道补偿信号。
[等式1]
其中且
yk：接收到的信号的N点FFT输出
用于期望信号的信道矩阵
Pk：用于第k个UE的DMRS(为了等式表达的方便而将目标UE的索引设置为1)
接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息而在操作353处执行M点离散傅里叶逆变换(IDFT)，在操作355处计算对数似然比，并且在操作357处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行循环冗余校验(CRC)测试，并且确定期望信号是否被成功解码。如果CRC测试失败，则这意味着由于干扰信号，所以接收器解码或解调期望信号失败。
如果CRC测试失败，则这可能触发接收器的操作360。在操作360中，接收器可以使用ICI RB分配信息和DMRS信息来应用直接MMSE-IRC。
接收器可以在操作321处获取ICI信息。ICI信息获取可以用盲ICI感测技术完成。接收器可以使用作为ICI信息的一部分的特定信息用于干扰信号信道估计。特定信息可以包括ICI RB分配信息和DMRS信息中的至少一个。接收器可以从UE发送的信号中获取ICI信息。从服务于发送干扰信号的UE的eNB接收ICI信息也是可能的。更详细地，在eNB之间不共享ICI信息的网络环境中，接收器执行盲估计以获取所有信息。如果eNB共享ICI信息的一部分(例如，其中ICI RB分配信息的一部分被固定的网络环境)，则接收器对除了ICI信息的共享部分之外的剩余信息执行盲估计操作。如果eNB共享ICI RB分配信息和DMRS信息两者，则接收器可以不执行盲估计操作。
在获取ICI信息之后，接收器使用ICI信息在操作325处对目标信号和ICI信号执行衰落信道估计操作。在图3的实施例中，接收器可以对第一主要干扰(第一DI)执行衰落信道估计操作。对多个干扰信号执行衰落信道估计也是可能的。在此省略对于遗留衰落信道估计方法(对DMRS的最小二乘估计+IC，对DMRS的1D或2D MMSE估计+IC和对DMRS的维纳滤波+IC)的详细描述。在完成信道估计操作之后，接收器在操作361处使用信道估计信息和ICIRB分配信息来执行直接MMSE-IRC操作。在信道估计期间，可以执行连续的干扰消除操作。
使用直接MMSE-IRC执行操作360。接收器可以在操作361处使用以下方法获取信道补偿信号。
[等式2]
其中
等式2中，R可以使用等式3计算。
[等式3]
yk：接收到的信号的N点FFT输出
用于期望信号的信道矩阵
Pk：用于第k个UE的DMRS
用于第一主要干扰的信道矩阵
κ2，k：如果ICI重叠，则该值是1，否则该值是0
MMSE-IRC与等式1的IRC不同之处在于ICI的影响反映在计算[R]值中(例如，使用干扰信号的衰落信道估计值(H2，k))。
接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息来在操作363处执行M点IDFT，在操作363处计算对数似然比，并且在操作367处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。如果CRC测试失败，则这意味着由于干扰信号，所以接收器解码或解调期望信号失败。
如果CRC测试失败，则这可能触发接收器的操作370。接收器可以在操作381处使用操作370的结果来执行符号级干扰消除(SL-IC)。接收器可以移除目标UE的信号估计值并且对ICI执行调制符号级估计。图3的实施例针对对ICI之中的主要干扰(DI)执行调制符号级估计的过程。然而，本发明不限于此，并且也可以对多个ICI执行调制符号级估计。
接收器可以对信道解码输出执行操作368和369。可以使用操作357或367的信道解码结果输出。接收器在操作368处对信道解码输出执行再调制，并且然后在操作369处执行M点DFT。接收器可以通过该处理获取目标信号的频域信号估计值。
在操作371处，接收器可以使用目标信号和目标信号的衰落信道估计值从接收到的信号中移除目标信号分量。在这种情况下，接收到的信号的剩余部分变为ICI和噪声。接收器以与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且从接收到的信号中移除每个子载波的目标信号的衰落信道的估计值与目标信号的估计值的乘积值。
接收器对第一DI执行调制符号级估计，以移除对目标信号的第一DI。接收器基于第一DI的RB分配信息和衰落信道估计值而在操作372处执行直接MMSE-IRC。
可以使用等式4计算第一DI的值。这里，[R]值可以用等式5计算。
[等式4]
其中
[等式5]
IC结果(期望信号的消除)
βl：IC残差的方差
这里，IC残差βl可以如下计算。
接收器使用ICI RB分配信息在时域下执行IC，并且估计残差值的方差。
βl可以使用等式6和7计算。
[等式6]
[等式7]
Ns：调制符号的数目
Sk：候选调制符号(星座点)
再调制输出(软调制)
接下来，接收器使用第一DI的RB分配信息在操作373处执行Mk点IDFT，并且基于IDFT结果来在操作374处估计调制阶数。可以用各种方法估计第一DI调制阶数。例如，可以在操作375处计算相应候选调制阶数的对数似然比，并且将具有最大绝对值平均的情况确定为调制阶数。在操作376处，接收器使用估计的第一DI调制阶数和Mk点IDFT输出来计算第一DI的Pr(sk|yk)值，并且使用计算的值再次执行软调制。在操作375和376处，可以使用ICI调制阶数信息。
接下来，接收器在操作377处执行Mk点DFT以利用与用于生成发送信号的方法相同的方法来配置帧，并且通过将帧乘以每个子载波的第一DI衰落信道估计值来恢复接收到的第一DI的信号。在操作380中可以使用第一DI的恢复信号。在操作377处可以使用ICI RB分配信息。
接收器在操作381处从接收到的信号中移除第一DI估计值，并且在操作383处对目标信号执行直接MMSE-IRC。在从接收到的信号中移除在操作370中估计的第一DI值之后，接收器可以使用等式8和9，利用期望信号信道估计信息、ICI信道估计信息和ICI RB分配信息来在操作383处执行直接MMSE-IRC操作。
[等式8]
其中
IC结果(第一主要干扰的消除)
[等式9]
接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息来在操作385处执行M点IDFT，在操作387处计算对数似然比，并且在操作389处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。
使用上述方法，接收器可以移除干扰以成功解码由UE发送的上行链路信号。
图4是用于解释使用根据图3的实施例的方法的效果的曲线图。在根据图3的实施例处理接收到的信号的情况下，与传统技术相比，可能在性能上获得显著提升，如图4所示。
在图4中，x轴表示信噪比(SNR)，并且y轴表示块误差率(BLER)。在图4中，方形标记指示在以下网络环境中的性能，其中由于eNB不共享ICI信息，因而盲目地执行ICI估计。另外，在图4中，三角标记指示在以下网络环境中的性能，其中eNB共享ICI RB分配信息和DMRS信息两者。
曲线410示出了仅应用传统技术(间接MMSE-IRC)时的性能。曲线420和430示出了对第一DI应用符号级干扰消除(SLIC)时的性能。曲线440和450示出了对第一DI和第二DI应用SLIC时的性能。
曲线410和440的比较示出，所提出的方法可以实现约3.5dB的性能增益。曲线410和450的比较示出，所提出的方法可以实现约4.1dB的性能增益。
在下文中，根据本发明的实施例对关于干扰信号的特定信息的使用方法进行描述。根据本发明的实施例的SC-FDMA上行链路系统的信号接收方法与OFDMA系统的信号接收方法不同。根据SC-FDMA系统的性质，在消除干扰用以接收期望信号时，使用关于为干扰信号所分配的所有RB的信息是必要的。然而，在OFDMA系统中，对于干扰消除仅需要关于其中目标信号和干扰信号在频率上重叠的RB的信息。参考图1的示例性情况，可以使用关于作为OFDM系统中的第一和第二频率区域160和170的重叠的第三频率区域180的RB的信息来执行干扰消除。然而，在SC-FDMA系统的情况中，不可能利用仅关于第三频率区域180的RB的信息来执行干扰消除。在SC-FDMA系统中，需要关于干扰信号的整个RB(即，对应于频率区域170的RB)的信息以执行干扰消除。
图5是示出根据本发明的实施例的符号级信号检测的图。在图5中，附图标记510表示发送器的信号发送处理，并且附图标记530表示接收器的信号接收处理。这里，发送器可以是UE，并且接收器可以是eNB。
发送器在操作511处执行信道编码。信道解码信号可以是如图5的部分(a)所示的正交幅度调制(QAM)信号。之后，发送器在操作513处执行调制并且在操作515处执行M点离散傅里叶变换(DFT)，以输出图5的部分(b)的形式的信号，并且然后在操作517处对其执行N点快速傅里叶变换(FFT)以用于发送。
接收器接收由发送器发送的信号，并且在操作531处对接收到的信号执行N点FFT。由于接收到的信号在FFT之后并不处于QAM符号的形式，所以接收器在操作533处执行MMSE-IRC并且在操作535处执行M点离散傅立叶逆变换(IDFT)。在操作535的M点IDFT之后的信号具有如图5的部分(a)所示的QAM符号的形式。之后，接收器可以通过操作537的LLR计算和操作539的信道解码来成功地解码接收到的信号。为了检测符号级干扰信号，需要使用干扰信号的整个RB分配信息来对干扰信号的RB区域执行Mk点IDFT。如果干扰信号的整个RB分配信息不可用，则操作535之后的接收信号可能不以QAM符号(图5的部分(b))的形式示出。在本发明的实施例中，可以使用干扰信号信息来在符号级检测干扰信号，并且干扰信号信息可以是与干扰信号关联的RB信息。干扰信号的RB信息可以是关于为干扰信号分配的所有RB的信息。
在本发明的实施例中，可以利用干扰信号的RB信息来执行符号级干扰消除操作。符号级-干扰消除(SL-IC)操作对应于图3的操作370。在本发明的实施例中，如上所述，可以使用关于分配给发送与目标信号相冲突的干扰信号的发送器的所有RB的信息(例如，关于与图1的示例中的第二频率区域相对应的RB的信息)以及关于与目标信号相冲突的干扰信号的RB的信息(例如，关于与图1的示例中的第三频率区域相对应的RB的信息)来执行SL-IC。
在本发明的实施例中，可以在执行频域均衡器(FDE)中使用参考信号信息和干扰信号的RB分配信息。参考信号可以包括DMRS。FDE可以包括干扰抑制组合(IRC)技术。例如，FDE可以包括信道补偿和接收天线组合。IRC可以是MMSE-IRC。在本发明的实施例中，可以利用DMRS信息和干扰信号的RB分配信息来估计干扰信号的衰落信道值，并且直接使用估计结果(直接MMSE-IRC)。也就是说，可以使用DMRS信息和干扰信号的RB分配来执行信道补偿和接收天线组合操作。
可以通过使用干扰信号的RB分配信息反映影响目标信号的每个RB(或子载波)的干扰信号的信道信息来执行FDE。例如，如果目标信号RB分配情况与干扰信号RB分配情况不同，则其可被反映。可以通过利用ICI RB分配信息反映在IC之后在时域中计算的残差的统计值来在频域中执行IRC。
在本发明的实施例中，可以在FDE之后执行Mk点IDFT。在执行Mk点IDFT以检测ICI的情况下，可以通过反映ICI RB分配信息来确定IDFT 输入值和规模。可以使用通过反映ICIRB分配信息执行的Mk点IDFT的输出来估计干扰信号的调制阶数。
图6a、图6b和图6c是示出用于通过扩展图3的过程来消除多个干扰的信号处理过程的图。
关于通过移除ICI之中的第一主要干扰(DI)来获取目标信号，其与图3的实施例相同。也就是说，图3的操作311至380可以同样地应用于图6的实施例。在图6的实施例中，对操作380后面的操作进行描述。可以对操作380的信道解码的输出执行CRC测试。如果CRC测试失败，则接收器可以执行操作660、670和680。
首先，对操作625进行描述。接收器在操作625处获取ICI信息并且使用所获取的ICI信息对期望信号和ICI信号执行衰落信道估计。接收器可以对多个干扰信号(至少两个干扰信号)执行衰落信道估计。由于上面已经描述了用于衰落信道估计的传统方法(对DMRS的最小二乘估计+IC、对DMRS的1D或2D MMSE估计+IC、以及对DMRS的维纳滤波+IC)，因此在此省略其详细描述。尽管图6的实施例针对对两个干扰信号执行直接MMSE-IRC和SL-IC的情况，但可以增加干扰信号的数目。
之后，接收器执行操作660。在信道估计之后，接收器可以在操作661处利用信道估计信息和ICI RB分配信息来执行直接MMSE-IRC。在信道估计期间，可以执行连续干扰消除。可以通过简单地扩展上述等式2和3来执行直接MMSE-IRC操作。
接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息在操作663处执行M点IDFT，在操作665处计算对数似然比，并且在操作667处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。如果CRC测试失败，则这意味着由于干扰信号，所以接收器解码或解调期望信号失败。
如果CRC测试失败，则这可能触发接收器的操作670。接收器可以在操作681处使用操作670的结果来执行符号级干扰消除(SL-IC)。接收器可以在操作670处移除目标UE的信号估计值并且对ICI执行调制符号级估计。例如，接收器可以对ICI之中的主要干扰(DI)执行SL-IC。
接收器可以对信道解码输出执行操作668和669的操作。可以使用如参考图6所描述的信道解码输出中的至少一个。可以优选使用图6的操作667的信道解码输出。
接收器在操作668处对信道解码输出执行再调制，并且在操作669处执行M点DFT。接收器可以通过该处理获取目标信号的频域信号估计值。
接收器可以在操作671处使用目标信号和目标信号的衰落信道估计值从接收到的信号中移除目标信号分量。在这种情况下，接收到的信号的剩余部分变为ICI和噪声。接收器以与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且从接收到的信号中移除每个子载波的目标信号的衰落信道的估计值与目标信号的估计值的乘积值。
接收器在操作670处对第一DI执行调制符号级估计，以移除到目标信号的第一DI。接收器基于第一DI的RB分配信息和衰落信道估计值在操作672处执行直接MMSE-IRC。
等式4至7可以简单地扩展以用于操作670中。接下来，接收器使用第一DI的RB分配信息在操作673处执行Mk点IDFT，并且基于IDFT结果在操作674处估计调制阶数。可以用各种方法估计第一DI调制阶数。例如，可以在操作675处计算相应候选调制阶数的对数似然比，并且将具有最大绝对值平均的情况确定为调制阶数。接收器使用估计的第一DI调制阶数和Mk点IDFT输出在操作676处计算第一DI的Pr(sk|yk)值，并且如下利用计算结果执行软再调制。
接下来，接收器在操作677处执行Mk点DFT以利用与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且通过将帧乘以每个子载波的第一DI衰落信道估计值来恢复第一DI的接收到的信号。可以在操作680中使用第一DI的接收到的信号。可以在操作677处使用ICI RB分配信息。
接收器在操作681处从接收到的信号中移除第一DI估计值，并且在操作683处对目标信号执行直接MMSE-IRC。在从接收到的信号中移除在操作670中估计的第一DI值之后，接收器可以利用期望信号信道估计信息、ICI信道估计信息和ICI RB分配信息在操作683处执行直接MMSE-IRC操作。等式8和9可以简单地扩展以用于操作683处的操作中。
接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息在操作685处执行M点IDFT，在操作687处计算对数似然比，并且在操作689处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。
如果CRC测试失败，则这可能触发接收器的操作670a和680a以消除第二DI。这是以下的情况：因为在仅移除第一DI的状态下不可能正确解码信号，所以尝试在移除其它干扰(例如，第二DI)之后执行目标信号解码。
接收器可以对信道解码输出执行操作668a和689a的操作。可以使用如参考图6所描述的信道解码输出中的至少一个。可以优选使用图6的操作689的信道解码输出。接收器在操作668a和689a处对信道解码输出连续地执行再调制和M点DFT。接收器可以通过该处理获取目标信号的频域信号估计值。
接收器可以在操作671a处使用目标信号和目标信号的衰落信道估计值从接收到的信号中移除目标信号分量。接收器以与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且从接收到的信号中移除每个子载波的目标信号的衰落信道的估计值与目标信号的估计值的乘积值。
接收器在操作670a处对第二DI执行调制符号级估计以移除到目标信号的第二DI。接收器在操作672a处基于第二DI的RB分配信息和衰落信道估计值执行直接MMSE-IRC。
等式4至7可以简单地扩展以用于操作670a中。接下来，接收器使用第二DI的RB分配信息在操作673a处执行Mk点IDFT，并且基于IDFT结果在操作674a处估计调制阶数。可以用各种方法估计第二DI调制阶数。例如，可以在操作675a处计算相应候选调制阶数的对数似然比，并且将具有最大绝对值平均的情况确定为调制阶数。接收器如下在操作676a处使用估计的第二DI调制阶数和Mk点IDFT输出来计算第二DI的Pr(sk|yk)值，并且利用计算结果执行软再调制。
接下来，接收器在操作677a处执行Mk点DFT以利用与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且通过将帧乘以每个子载波的第一DI衰落信道估计值来恢复第二DI的接收到的信号。可以在操作680a中使用第二DI的接收到的信号。可以在操作677a处使用ICIRB分配信息。
接收器在操作681a处从接收到的信号中移除第一和第二DI的估计值，并且在操作683a处对目标信号执行直接MMSE-IRC。等式8和9可以简单地扩展以用于操作683a处的操作中。
接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息在操作685a处执行M点IDFT，在操作687a处计算对数似然比，并且在操作689a处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。
如果CRC测试失败，则可以在移除其它干扰信号之后执行解码。例如，可以对第三DI执行操作670a和680a。
本发明的以上实施例针对一种干扰消除方法，包括在多个干扰信号之中优先地移除主要干扰信号，执行CRC测试，以及当CRC测试失败时，移除下一个主要干扰。然而，本发明不受限于待移除的干扰信号的顺序。
应当注意，图3和图6仅仅是本发明的优选实施例，并且每个操作的操作可以或者可以不针对图3或图6的实施例独立地执行。
图7是示出在没有图3的实施例中的直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图，并且图8a、图8b、图8c、图9a和图9b是示出在没有图6的过程中的直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图。
除了省略操作360之外，图7的过程与图3的过程相同。因此，在此省略在图3和图7中相同的操作的详细描述。
接收器可以在操作350的操作357处对接收到的信号进行解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。如果CRC测试失败，则这意味着由于干扰信号，所以接收器解码或解调期望信号失败。与当CRC测试失败时接收器执行操作360的图3的实施例不同，在图7的实施例中不执行操作360。接收器在没有直接MMSE-IRC的情况下对由操作357产生的信道解码输出执行操作368和369的操作。接收器连续在操作368和369处对信道解码输出执行再调制和M1点DFT。接收器可以通过这些操作获取目标信号的频域信号估计值。
之后，接收器执行如参考图3所描述的操作370和380。也就是说，接收器从接收到的信号中移除目标信号分量，并且执行SL-IC以消除符号级干扰(例如，第一DI)，并且如参考图3所描述的解码目标信号。
除了省略操作360之外，图8a、图8b和图8c的实施例与图6的实施例相同。因此，在此省略在图6和图7中相同的操作的详细描述。
接收器可以在操作350的操作357处对接收到的信号进行解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试。与当CRC测试失败时接收器执行操作360的图6的实施例不同，在图8a、图8b和图8c的实施例中不执行操作360。接收器在没有进行直接MMSE-IRC的情况下对由操作357产生的信道解码输出执行操作368和369的操作。接收器连续在操作368和369处对信道解码输出执行再调制和M点DFT。接收器可以通过这些操作获取目标信号的频域信号估计值。以与参考图6所描述的相同的方式执行后续操作。
除了省略操作660之外，图9a、图9b和图9c的实施例与图8的实施例相同。因此，在此省略在图8和图9中相同的操作的详细描述。在图8的实施例中，如果对操作367产生的解码输出的CRC测试失败，则接收器执行操作660。与图8的实施例不同，在图9的实施例中接收器跳过操作660并且执行操作668的操作。这里，可以改变用于操作668的操作的输入。与由操作660产生的解码输出被输入用于操作668的操作的图8的实施例不同，在图9的实施例中，操作389的解码输出可以被输入用于操作668的操作。操作668之后的操作与图8的实施例中的那些操作相同。
图10是示出在没有图3的实施例中的间接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图。与图3的实施例不同，在图3的实施例中接收器对从期望信号估计的衰落信道执行间接MMSE-IRC，并且如果结果失败，则执行操作360的后续操作，在图10的实施例中，省略间接MMSE-IRC操作。还可以在操作317处省略对期望信号的信道估计操作。由于仅利用期望信号信息而不利用干扰信号信息来执行间接MMSE-IRC操作，所以解码失败概率高。因此，跳过间接MMSE-IRC操作。
接收器可以在操作325处估计期望信号和干扰信号的衰落信道，并且执行诸如直接MMSE-IRC的后续操作。如参考图3所描述的执行后续操作。也就是说，接收器利用信道估计信息执行直接MMSE-IRC操作，并且然后，对MMSE-IRC后的解码输出执行CRC测试。如果CRC测试失败，则接收器从接收到的信号中移除目标信号，并且对干扰信号执行SL-IC操作。在从接收到的信号中移除目标信号之后，接收器对干扰信号执行符号级估计操作。接下来，接收器从接收到的信号中移除符号级估计结果，并且对目标信号执行解码。
图11a、图11b和图11c是示出在没有图6的实施例中的间接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图。图11的实施例类似于图10的实施例。在图11中，也可以省略操作317的信道估计操作和间接MMSE-IRC操作。如参考图10所描述的，省略信道估计和间接MMSE-IRC操作。以与参考图6所描述的相同的方式执行后续操作。
图12是示出在没有图3的实施例中的间接MMSE-IRC和直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图。在图12的实施例中，接收器基于ICI信息和干扰信号衰落信道估计信息对干扰信号执行SL-IC以解码目标信号。
参考图12，省略图3的实施例的操作350和360。接收器在操作321处获取ICI信息，并且在操作325处估计期望信号和干扰信号的衰落信道。接收器可以基于ICI信息和衰落信道估计信息执行SL-IC操作。
接收器基于第一DI的RB分配信息和衰落信道估计值在操作372处执行直接MMSE-IRC。接下来，接收器使用第一DI的RB分配信息在操作373处执行Mk点IDFT，并且基于IDFT结果在操作374处估计调制阶数。可以用各种方法估计第一DI调制阶数。例如，可以在操作375处计算相应候选调制阶数的对数似然比(LLR)，并且将具有最大绝对值平均的情况确定为调制阶数。在操作376处，接收器使用估计的第一DI调制阶数和Mk点IDFT输出来计算第一DI的Pr(sk|yk)值，并且执行软调制。在操作375和376处，可以使用ICI调制阶数信息。
接下来，接收器在操作377处执行Mk点DFT以利用与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且通过将帧乘以每个子载波的第一DI衰落信道估计值来恢复第一DI的接收到的信号。第一DI的恢复的信号可以在随后的操作中使用。可以在操作377处使用ICI RB分配信息。
接收器在操作381处从接收到的信号中移除第一DI估计值。也就是说，接收器对接收到的信号执行干扰消除操作。接收器在操作383处对目标信号执行直接MMSE-IRC。接收器使用期望信号信道估计信息和ICI RB分配信息在操作383处执行直接MMSE-IRC操作。接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息在操作385处执行M点IDFT，在操作387处计算对数似然比，并且在操作389处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。使用上述方法，接收器可以消除干扰以对UE发送的上行链路信号成功解码。
图13a和图13b是示出在没有图6的实施例中的间接MMSE-IRC和直接MMSE-IRC操作的情况下执行的信号处理过程的图。图13的实施例针对通过扩展图12的实施例来对多个干扰信号执行SL-IC的方法。
如果对操作389的解码输出的CRC测试失败，则接收器执行操作668和669的操作。
接收器可以基于操作670和670a对第一和第二DI执行符号级估计。以上已经描述了SL-IC操作；因此，在此省略其详细描述。接收器可以根据相应的操作670和670a对第一和第二DI执行符号级估计。
接下来，接收器可以执行操作680a。在操作681a，接收器可以将分别通过操作670和670a获取的第一和第二DI的符号级估计值移除。接收器在操作683a处对目标信号执行直接MMSE-IRC。接收器使用期望信号信道估计信息和ICI RB分配信息在操作683a处执行直接MMSE-IRC操作。接下来，接收器使用关于分配给目标UE的资源的信息在操作685a处执行M点IDFT，在操作687a处计算对数似然比，并且在操作689a处执行信道解码。接收器对信道解码输出执行CRC测试以确定期望信号是否被成功解码。使用上述方法，接收器可以移除干扰以对UE发送的上行链路信号成功解码。
图14是示出图13的实施例的修改实施例的图。图13的实施例的特征在于对第一DI执行SL-IC，对信道解码结果进行CRC测试，并且然后对多个DI进行IC操作。然而，在图14的实施例中，接收器在第一循环中对多个干扰信号执行SL-IC，而不是在对一个干扰信号进行LS-IC之后对多个干扰信号执行SL-IC。与图13的实施例相比，图14的实施例的特征在于不执行与操作370相对应的操作。接收器可以执行操作670和670a而不执行操作370。
图15是示出根据本发明的实施例的通过预测估计值的可靠性来提高信道解码性能的信号处理过程的图。参考图15，接收器可以在操作1511处执行循环前缀(CP)移除，在操作1513处执行串行/并行(S/P)转换，并且在操作1515处执行N点快速傅里叶变换(FFT)。
接收器可以在操作1521处获取ICI信息。接收器可以使用作为ICI信息的一部分的特定信息来对干扰信道执行信道估计。特定信息可以包括ICI RB分配信息和DMRS信息中的至少一个。接收器可以从UE发送的信号中获取ICI信息。接收器也可以从其服务eNB获取ICI信息。
接收器在操作1525处获取ICI信息并且对期望信号和ICI信号执行衰落信道估计。可以对多个干扰信号执行干扰信号衰落信道估计。在图15中，假设对第一和第二DI执行干扰信号衰落信道估计。之后，可以对至少一个干扰信号执行SL-IC。
在信道估计之后，如下，接收器使用信道估计信息和ICI RB分配信息执行直接MMSE-IRC。接收器可以在操作1572处执行直接MMSE-IRC，以用于与第一DI相关联的信道补偿和干扰抑制。接收器可以基于与目标信号和第一和第二DI相关联的RB分配信息和衰落信道估计值来执行直接MMSE-IRC。接下来，接收器利用第一DI的RB分配信息在操作1573处执行Mk点IDFT，并且基于IDFT结果在操作1574处估计调制阶数。
接收器可以在操作1530处确定是否对第一DI执行符号级检测。接收器可以基于操作1573和1574的输出中的至少一个来确定是否执行符号级检测。例如，接收器可以使用Mk点IDFT输出来估计第一DI的信号与干扰加噪声比(SINR)，并且基于估计结果和第一DI调制阶数信息的组合来确定对第一DI的符号级检测的可靠性。接收器可以检查是否满足阈值条件以确定可靠性是高还是低。接收器可以设置与调制阶数相对应的SINR的阈值。如果与调制阶数相对应的SINR小于预设阈值，则接收器可以确定可靠性为低。在第一DI的调制阶数为16QAM的情况下，如果SINR小于与16QAM相对应的SINR阈值，则接收器确定可靠性为低。
如果确定可靠性大于阈值，则接收器在操作1575处计算对数似然比(LLR)，并且在操作1576处使用LLR执行软再调制。接下来，接收器在操作1577处执行Mk点DFT。接收器以与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且通过将帧乘以每个子载波的第一DI衰落信道估计值来恢复第一DI的接收到的信号。
如果确定阈值小于预设阈值，则接收器对第一DI不执行任何另外的符号级估计。接收器可以不反映第一DI符号级估计值。接收器也可以将Mk点DFT输出设置为0。
尽管在图15的实施例中描述了操作1530的操作，但可以在包括在SL-IC操作的上述实施例中添加实施例，以用于基于Mk点IDFT和调制阶数估计块的输出来执行操作1530的操作。
接收器可以在操作1570之后执行操作1570a。在操作1571a中，接收器可以移除在操作1570处获取的第一DI信号。根据操作1530的结果，要从接收到的信号中移除的第一DI可能存在或不存在。
接收器使用信道估计信息和ICI RB分配信息来执行直接MMSE-IRC处理。在操作1572a处，接收器可以执行直接MMSE-IRC以用于与第二DI相关联的信道补偿和干扰抑制。接收器可以基于与目标信号和第一和第二DI相关联的RB分配信息和衰落信道估计值来执行直接MMSE-IRC处理。接下来，接收器使用第二DI RB分配信息在操作1573a处执行Mk点IDFT，并且基于IDFT结果在操作1574a处估计调制阶数。
接收器可以在操作1535处确定是否对第二DI执行符号级检测。接收器可以基于操作1573a和1574a的输出中的至少一个来确定是否执行符号级检测。如果确定可靠性大于阈值，则接收器在操作1575a处计算对数似然比(LLR)，并且在操作1576a处使用LLR执行软再调制。接下来，接收器在操作1577a处执行Mk点DFT。接收器以与用于生成发送信号的方法相同的方法配置帧，并且通过将帧乘以每个子载波的第二DI衰落信道估计值来恢复接收的第二DI的信号。
如果确定阈值小于预设阈值，则接收器对第二DI不执行任何另外的符号级估计。接收器可以不反映第二DI符号级估计值。接收器也可以将Mk点DFT输出设置为0。
接收器在操作1581处从接收到的信号中移除第一和第二DI信号。接收器可以使用第一和第二DI符号级估计值、信道估计值和RB分配信息。
接收器可以在操作1583处对目标信号执行用于信道补偿和干扰抑制的直接MMSE-IRC操作。接收器可以使用目标信号和第一和第二DI的RB分配信息和衰落信道系数信息。可以根据在操作1530或1535处的确定的结果来确定在操作1583处要对每个干扰信号应用的信息。例如，如果在操作1530处确定第一DI的估计值的可靠性为低，则在操作1583处可以不使用第一DI的估计值。同样，如果在操作1535处确定第二DI的估计值的可靠性为低，则在操作1583处可以不使用第二DI的估计值。同时，如果确定意图考虑的所有干扰信号的估计值的可靠性为低，则在操作1581和1583处不使用干扰信息。在这种情况下，接收器可以执行图3的间接MMSE-IRC操作380。
接收器可以在操作1585处对目标信号执行M点DFT。接收器可以使用目标信号的RB分配信息。接下来，接收器可以在操作1587处计算目标信号的LLR，并且在操作1589处执行信道解码。
图16是示出根据本发明的实施例的包括干扰抑制技术的信号处理过程的图，并且图17是用于解释消隐技术的图。
对于图16的实施例，首先描述消隐技术。参考图17，消隐技术以这样的方式执行：从目标信号中移除受窄带DI 1710影响的部分，对经IDFT的目标信号执行信道解码，并且恢复IDFT输入。通过移除接收到的信号的一部分并且在频域中迭代地补偿被移除的部分，可以提高性能。可以预先配置消隐操作的迭代次数。消隐技术在减少窄带干扰的影响方面是有利的，但它可能容易受到宽带干扰的影响。图16的实施例针对一种使用基于干扰信号的RB分配信息的针对窄带干扰的消隐技术和针对宽带干扰的符号级干扰消除(SL-IC)技术的方法。
参考图16，详细描述使用消隐技术的情况。接收器可以在操作1601处获取干扰信号信息。干扰信号信息可以从接收的干扰信号中提取或者从发送干扰信号的UE的服务eNB接收。在干扰信号信息获取处理期间，接收器还可以获取关于受干扰信号影响的频率区域是期望信号中的宽带还是窄带的信息。可以基于干扰影响的频率区域范围是否大于预定阈值范围来确定干扰影响的频率区域是宽带还是窄带。
接收器可以在操作1602处估计期望信号和干扰信号的信道。接收器可以估计期望信号和干扰信号的衰落信道。接收器可以使用每个信号的DMRS信息以用于衰落信道估计。
接收器可以在操作1603处对接收到的信号执行消隐操作。接收器可以基于干扰信号信息获取结果来确定是否执行消隐操作。例如，接收器对窄带干扰的干扰频率区域执行消隐，但不对宽带干扰的干扰频率区域执行消隐。在不执行消隐操作的情况下，接收器可以执行如参考图3所描述的干扰信号消除和目标信号解码操作。
如果确定执行消隐操作，则可以在频域中将受干扰信号影响的接收信号的频率区域移除。接收器在操作1604处对消隐的接收信号执行信道补偿操作。之后，接收器可以在操作1605处执行M点IDFT操作，在操作1606处执行LLR计算操作，并且在操作1607处执行信道解码操作。如果对解码输出的CRC测试失败，则接收器可以执行后续操作。后续操作可以包括对解码输出执行的再调制操作1608和M点DFT操作1609。在操作1619处，接收器对操作1609的M点DFT操作的输出执行消隐区域恢复。接收器利用操作1609的输出恢复消隐区域，并且操作1619的输出再次被输入到操作1605的操作。接收器以1605->1606->1607的顺序执行操作。如果操作失败，则接收器执行操作1608的操作。
消隐循环操作以1605->1606->1607->1608->1609->1619->1605的顺序执行。尽管CRC测试连续失败，但不可能无限期地执行消隐循环。接收器可以设置消隐循环的数目。如果对解码输出的CRC测试失败了预设次数，则过程可以从操作1609来到1610而非1619。
之后，UE可以以1610->1611->1612->1613->1614->1615->1616->1617->1618->1620->1621->1622的顺序执行后续操作。详细地，接收器执行SL-IC，从接收器信号中移除SL-IC操作的输出，并且解码目标信号，如图3的实施例所述。
在图16的实施例中，接收器对于窄带干扰而非宽带干扰应用消隐技术以有效地管理操作。
在本发明的实施例中，另外对用于共享干扰信号信息的方法进行描述。eNB可以将在其服务的UE之中具有向邻近eNB发送强干扰信号的高概率的UE确定为候选UE。例如，具有发送强干扰信号的高概率的UE可以是小区边缘UE。
eNB可以如下向候选应用资源和调制编码方案(MCS)分配方法。例如，eNB可以固定或限制用于候选UE的RB起始点或RB大小。eNB也可以为对应UE固定调制阶数。eNB还可以为对应UE固定DMRS参数之中的循环移位(CS)变量。以这种方式，eNB可以对候选UE应用资源分配方法。
eNB可以应用以上信息并且与邻近eNB共享关于候选UE的信息。应用以上资源和MCS分配方法可以实现与干扰信号信息的预先配置部分相同的结果。因此，可以减少由发送干扰信号的UE的影响引起的eNB的负载。例如，如果UE不能从邻近eNB获取干扰信息，则它必须通过对干扰信号的盲干扰感测来提取干扰信息。然而，在邻近eNB之中共享干扰信息的情况下，可以降低受干扰影响的eNB的复杂度。在从邻近eNB获取关于干扰源UE发送的干扰信号的信息的情况下，可以在每个实施例中省略与获取干扰信号信息的操作相对应的操作，导致处理复杂度的降低。
同时，对为邻近eNB提供干扰信息的eNB来说确定候选干扰源UE是重要的。例如，eNB可以基于UE处的下行链路接收信号强度来确定UE是否是发送干扰信号的候选干扰源UE。如果邻近eNB的下行链路接收信号强度等于或大于预定阈值，则UE可以向服务小区发送指示满足以上条件的指示符。如果从UE接收到指示符，则eNB将UE确定为候选干扰源UE。
UE可以基于服务小区的下行链路接收信号强度和下行链路接收信号强度信息来确定其是否是候选干扰源UE。UE可以测量服务小区和邻近eNB的下行链路接收信号强度。UE可以计算来自邻近eNB和服务eNB的接收信号强度估计值之间的差。如果计算出的差小于预定阈值，则UE可以向服务小区发送指示满足以上条件的指示符。UE可以计算邻近eNB的接收信号强度估计值与服务eNB的接收信号强度之间的比例(例如，邻近eNB的下行链路接收信号强度估计值/服务eNB的下行链路接收信号强度)。如果计算的比值大于预定阈值，则UE可以向服务小区发送指示满足以上条件的指示符。如果接收到指示符，则服务eNB可以将已发送指示符的UE确定为候选干扰源UE。
考虑到以上条件，可以考虑服务eNB和邻近eNB的发送功率信息。如果服务eNB和邻近eNB的发送功率彼此不同，则可以对发送功率应用权重，以确定是否满足阈值条件。如果服务eNB和邻近eNB的下行链路发送功率彼此相同，并且如果满足阈值条件，则在上行链路传输情况下，对应的UE可能是邻近eNB的强干扰源UE。
另一个方法可以用于确定候选干扰源UE。在上述方法中，当eNB的发送功率彼此不同时，确定准确度可能下降。例如，当宏eNB(基站)和小eNB(小小区基站)位于彼此靠近时，确定准确度可能下降。这样的问题可以如下解决。假设UE具有关于邻近eNB的发送功率的信息。例如，可以通过X2接口在eNB之中共享发送功率信息，并且服务eNB可以向其服务的UE发送关于邻近eNB的信息。UE使用下行链路信号估计邻近eNB的接收信号强度。UE可以计算估计的接收信号强度与eNB的发送功率之间的比，以获取关于来自eNB的信号的传播损耗的信息。UE可以计算来自邻近eNB和服务eNB的传播损耗的差。如果差小于预定阈值，则对应UE可以向服务eNB发送指示满足阈值条件的指示符。服务eNB可以将发送指示符的UE确定为候选干扰源UE。
UE还可以基于信号的传播损耗来估计与发送信号的eNB的距离或无线电环境。如果来自邻近eNB的信号的传播损耗等于或大于预定阈值，则UE可以向服务eNB发送指示满足邻近UE的阈值条件的指示符。服务eNB可以将发送指示符的eNB确定为候选干扰源UE。
图18是示出根据本发明的实施例的信号处理方法的流程图。
参考图18，接收器可以在操作1810处接收由UE发送的信号。由UE发送的信号是上行链路信号。接收器可以是eNB。接收器可以接收由第一UE发送的第一信号和由第二UE发送的第二信号，第二信号包括对第一信号的干扰。
接收器可以在操作1820处从接收到的信号中获取关于干扰信号的信息。干扰信号信息可以包括与干扰信号相关联的资源块分配信息和用于解调干扰信号的参考信号中的至少一个。资源块分配信息还可以包括针对第二UE的上行链路传输分配的整个资源区域的资源块分配信息。接收器可以基于所获取的信息来估计第一信号和干扰信号的衰落信道。
接收器可以在操作1830处对第一信号和干扰信号执行信道补偿。可以基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来执行对第一信号和干扰信号的信道补偿。
接收器可以在操作1840处基于信道补偿结果对第一信号进行解码。如果其无法对第一信号进行解码，则接收器可以执行如参照图1和图2所描述的附加操作。附加操作可以包括SL-IC操作。
图19是示出根据本发明的另一实施例的信号处理方法的流程图。
参考图19，接收器可以在操作1910处接收由UE发送的信号。由UE发送的信号是上行链路信号。接收器可以是eNB。接收器可以接收由第一UE发送的第一信号和由第二UE发送的第二信号，第二信号包括对第一信号的干扰。
接收器可以在操作1920处从接收到的信号中获取关于干扰信号的信息。干扰信号信息可以包括与干扰信号相关联的资源块分配信息和用于解调干扰信号的参考信号中的至少一个。资源块分配信息还可以包括针对第二UE的上行链路传输分配的整个资源区域的资源块分配信息。
接收器可以在操作1930处基于获取的信息估计第一信号和干扰信号的衰落信道。衰落信道信息可以应用于随后的SL-IC操作。
接收器可以在操作1940处执行符号级干扰消除(SLIC)。可以基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息，对干扰信号执行SL-IC操作。接收器可以在SL-IC期间执行如下操作。
接收器可以从第二信号中移除第一信号的估计值，并且基于关于通过从第二信号中移除第一信号的衰落信道信息所获得的输出的信息、RB分配信息、以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息，对干扰信号执行信道补偿。接收器可以基于RB分配信息对干扰信号执行离散傅里叶逆变换(IDFT)，并且估计干扰信号的调制阶数。
在SL-IC期间，接收器可以基于IDFT输出和调制阶数信息估计可靠性。如果可靠性等于或大于预定阈值，则SL-IC结果可以反映在随后的操作中。如果可靠性小于阈值，则接收器可以停止SL-IC操作，跳过反映SL-IC结果，或将SL-IC输出设置为0。
如果存在对第一信号的多个干扰信号，则接收器可以对由多个UE发送的每个干扰信号执行SL-IC操作。
接收器可以使用SL-IC操作的输出对第一信号进行解码。接收器可以从第二信号中移除SL-IC输出，并且对通过从第二信号中移除LS-IC输出所获取的输出执行信道补偿。
接收器可以在操作1950处基于信道补偿结果对第一信号进行解码。
图20是示出根据本发明的实施例的接收器的框图。在本发明的实施例中，接收器2000可以是eNB。接收器可以包括通信单元2010和控制单元2030。
通信单元能够与至少一个UE通信。通信单元能够接收由UE发送的上行链路信号。通信单元还可以从邻近eNB接收干扰信号。
控制单元2030可以控制接收由第一UE发送的第一信号和包括对第一信号的干扰信号的第二信号，获取关于干扰信号的信息，基于所获取的信息移除干扰信号，从第二信号中移除干扰信号，并且对第一信号进行解码。这里，干扰信号信息可以包括用于干扰信号的资源块分配信息和用于调制干扰信号的参考信号中的至少一个。资源块分配信息可以包括针对第二UE的上行链路传输分配的整个资源区域的资源块分配信息。
控制单元2030可以基于所获取的信息来控制对第一信号和干扰信号的衰落信道的估计。控制单元2030还可以基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来控制对第一信号和干扰信号执行信道补偿。
控制单元2030可以在干扰信号消除操作期间基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来控制对干扰信号执行符号级干扰消除(SL-IC)。控制单元2030还可以在SL-IC操作期间基于RB分配信息来控制对干扰信号执行离散傅里叶逆变换(IDFT)并且估计干扰信号的调制阶数。
控制单元2030还可以在SL-IC操作期间基于第一信号和干扰信号的RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来控制对干扰信号执行信道补偿。
控制单元2030还可以在SL-IC操作期间控制从第二信号中移除第一信号估计值，并且基于从第二信号中移除第一信号估计值之后获取的输出信息、RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对干扰信号执行信道补偿。
控制单元2030还可以在干扰信号消除操作期间控制从第二信号中移除SL-IC输出，并且对通过从第二信号中移除SL-IC所获得的输出执行信道补偿。控制单元2030还可以在干扰信号消除操作期间控制对来自至少两个第二UE的每个干扰信号执行SL-IC操作。
控制单元2030还可以基于IDFT输出和调制阶数信息来控制对可靠性的估计，并且如果可靠性等于或小于预定阈值，则在SL-IC操作期间跳过SL-IC操作结果的反映。
尽管为了解释的方便，接收器2000被示出为具有分离的功能块，但接收器2000的配置和功能不限于此。接收器2000或接收器的控制单元2030可以执行或控制已参照图1至图17所描述的接收器的操作和参照图20所描述的操作。由于邻近eNB可以作为接收器工作，所以邻近eNB可以在接收器的控制单元2030的控制下如以上实施例中描述的进行操作。
图21是示出根据本发明的实施例的UE的框图。
UE 2100可以包括用于与至少一个eNB通信的通信单元2110和用于控制UE的整体操作的控制单元2130。控制单元2130可以控制从eNB接收调度信息，并且基于调度信息发送上行链路信号。UE的控制单元2130可以控制接收由服务eNB或邻近eNB发送的下行链路信号并且估计下行链路信号的接收信号强度。控制单元2130可以估计接收信号功率与发送信号功率的比率。控制单元2130可以控制向服务eNB发送基于估计结果生成的指示符。该指示符可被用来确定UE是否是可能对邻近eNB造成干扰的候选干扰源UE。
尽管为了解释的方便，UE被示出为具有分离的功能块，但是UE的配置和功能不限于此。
UE的控制单元2130可以控制已参考图1至图17描述的UE的操作以及参考图21描述的操作。
尽管已使用特定术语描述了本公开的各种实施例，但是为了帮助理解本发明，说明书和附图要被认为是说明性的而不是限制性的。因此，本发明的范围应由所附权利要求及其合法等同物而非说明书来确定，并且权利要求的定义和范围内的各种变更和修改被包括在权利要求中。

Claims (24)

1.一种用于在移动通信系统中接收信号的方法，所述方法包括：
接收包括由第一终端发送的第一信号和对第一信号的干扰信号的第二信号，所述干扰信号由第二终端发送；
获取关于干扰信号的信息；
基于所获取的信息来消除干扰信号；以及
通过从第二信号中消除干扰信号来对第一信号进行解码，
其中干扰信号信息包括干扰信号的资源块(RB)分配信息和用于调制干扰信号的参考信号中的至少一个。
2.根据权利要求1所述的方法，其中RB分配信息包括针对第二终端的上行链路传输所分配的整个频率区域的资源块分配信息。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括基于所获取的信息来估计第一信号和干扰信号的衰落信道。
4.根据权利要求3所述的方法，其中消除干扰信号包括基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对第一信号和干扰信号执行信道补偿。
5.根据权利要求3所述的方法，其中消除干扰信号包括基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对干扰信号执行符号级-干扰消除(SL-IC)。
6.根据权利要求5所述的方法，其中执行SL-IC包括：
从第二信号中移除第一信号的估计值；以及
基于通过从第二信号中移除第一信号的估计值所获取的输出信息、RB分配信息、以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对干扰信号执行信道补偿。
7.根据权利要求5所述的方法，其中执行SL-IC包括基于第一信号和干扰信号的RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来补偿干扰信号的信道。
8.根据权利要求5所述的方法，其中执行SL-IC包括：
对干扰信号执行离散傅里叶逆变换(IDFT)；以及
估计干扰信号的调制阶数。
9.根据权利要求5所述的方法，其中消除干扰信号包括：
从第二信号中消除SL-IC输出；以及
对由从第二信号中消除SL-IC输出所产生的输出执行信道补偿。
10.根据权利要求5所述的方法，其中消除干扰信号包括对由至少两个第二终端发送的每个干扰信号执行SL-IC。
11.根据权利要求8所述的方法，其中执行SL-IC包括：
基于IDFT输出和调制阶数来估计可靠性；以及
当可靠性等于或小于阈值时，跳过SL-IC操作结果的反映。
12.根据权利要求1所述的方法，其中移动通信系统基于单载波-频分多址(SC-FDMA)进行操作，并且由终端发送的信号是基于SC-FDMA的上行链路信号。
13.一种用于在移动通信系统中接收上行链路信号的接收器，所述接收器包括：
通信单元，其接收由至少一个终端发送的信号；以及
控制单元，其控制接收包括由第一终端发送的第一信号和对第一信号的干扰信号的第二信号，所述干扰信号由第二终端发送，获取关于干扰信号的信息，基于所获取的信息来消除干扰信号，以及通过从第二信号中消除干扰信号来对第一信号进行解码，
其中干扰信号信息包括干扰信号的资源块(RB)分配信息和用于调制干扰信号的参考信号中的至少一个。
14.根据权利要求13所述的接收器，其中RB分配信息包括针对第二终端的上行链路传输所分配的整个频率区域的资源块分配信息。
15.根据权利要求13所述的接收器，其中控制单元控制基于所获取的信息来估计第一信号和干扰信号的衰落信道。
16.根据权利要求15所述的接收器，其中控制单元控制基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对第一信号和干扰信号执行信道补偿。
17.根据权利要求15所述的接收器，其中控制单元控制基于RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对干扰信号执行符号级-干扰消除(SL-IC)。
18.根据权利要求17所述的接收器，其中控制单元控制在SL-IC期间从第二信号中移除第一信号的估计值，以及基于通过从第二信号中移除第一信号的估计值所获取的输出信息、RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来对干扰信号执行信道补偿。
19.根据权利要求17所述的接收器，其中控制单元控制在SL-IC期间基于第一信号和干扰信号的RB分配信息以及第一信号和干扰信号的衰落信道信息来补偿干扰信号的信道。
20.根据权利要求17所述的接收器，其中控制单元控制在SL-IC期间对干扰信号执行离散傅里叶逆变换(IDFT)，以及估计干扰信号的调制阶数。
21.根据权利要求17所述的接收器，其中控制单元控制在干扰信号消除期间从第二信号中消除SL-IC输出，以及对由从第二信号中消除SL-IC输出所产生的输出执行信道补偿。
22.根据权利要求17所述的接收器，其中控制单元控制对由至少两个第二终端发送的每个干扰信号执行SL-IC。
23.根据权利要求20所述的接收器，其中控制单元控制基于IDFT输出和调制阶数来估计可靠性，以及当可靠性等于或小于阈值时，跳过SL-IC操作结果的反映。
24.根据权利要求13所述的接收器，其中移动通信系统基于单载波-频分多址(SC-FDMA)进行操作，并且由终端发送的信号是基于SC-FDMA的上行链路信号。
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