KR20160048360A - 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치 - Google Patents

이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 신호 수신 방법에 있어서, 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하는 단계, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하는 단계, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하는 단계 및 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하는 단계를 포함하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Description

이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치 {method and apparatus for receiving a signal based on a measurement of interference}
본 발명은 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.
SC-FDMA(single carrier - frequency division multiple access) 기반 상향링크(uplink) 네트워크 하에서 셀간 간섭 (inter-cell interference, 이하ICI)은 서빙(serving) 기지국의 성능을 크게 열화 시킬 수 있다. 예를 들어, 도 1과 같이 UE 1(131)이 UE 1(131)의 서빙 기지국인 eNB 1(110)과 제1 주파수 영역(160)을 사용하여 상향링크 통신을 수행한다. eNB1(110)의 인접 셀(cell)에 존재하는 UE 2 (133)가 인접 기지국인 eNB 2(120)와 제2 주파수 영역(170)을 사용하여 상향링크 통신을 수행하면, eNB 1(110)와 가까운 거리에 있는 UE 2(133)의 신호는 eNB 1(110)에 대하여 ICI가 될 수 있다. 제1 주파수 영역(160)과 제2 주파수 영역(170)이 겹치는(overlap) 제3 주파수 영역(180)은 간섭 주파수 영역일 수 있다. 이때, eNB 1(110)의 입장에서 UE 1(131)으로부터의 수신신호 세기와 대비하여 UE 2(133)로부터의 수신신호의 세기가 비슷하거나 더 강할 경우, eNB 1(110)은 UE 1(131)로부터의 수신신호를 정확하게 복호 또는 복조할 수 없기 때문에 eNB 1(110) 성능이 크게 열화될 수 있다.
상기와 같은 상황에서 eNB 1(110)은 ICI의 영향을 감소시키기 위하여 아래와 같은 방법을 적용할 수 있다.
- 종래기술 1 : Interference rejection and combining (IRC) (ex. Indirect Minimum Mean Square Error (MMSE) ?nterference Rejection Combiner(IRC))
- 종래기술 2 : Centralized radio access network (C-RAN) 하에서 Interference cancellation (IC)
상기 종래 기술 1은 서빙 기지국에서 ICI에 대한 정보를 전혀 이용하지 않는 방식이며 오직 타겟 단말(target UE)에 대한 정보만 이용하는 것이다. 예를 들어, 도 1에서 eNB 1(110)이 UE 1(131)의 정보만을 이용하는 것이다. 따라서, 종래 기술 1은 낮은 구현 복잡도를 갖지만 ICI의 영향을 효과적으로 제거할 수 없으므로 성능 이득이 크지 않다.
반면, 종래 기술 2는 기지국 간 통신을 이용하여 서빙 기지국에서 ICI로 영향을 미치는 신호를 타 기지국으로부터 전달받아 서빙 기지국의 수신신호에서 제거함으로써 ICI의 영향을 감소시키는 방식이다. 예를 들어, 도 1 에서 eNB1(110)이 eNB 2(120)으로부터 ICI로 영향을 미치는 UE 2(133)이 전송하는 신호에 대한 정보를 수신하여 간섭 제거에 이용하는 방식이다. 종래 기술 2는 ICI로 영향을 미치는 신호에 대한 정보를 직접적으로 수신하여 이용하기 때문에, 간섭신호의 영향을 매우 효과적으로 제거할 수 있다. 그러나, 이러한 방식은 기지국 간에 교환해야 할 정보의 양이 매우 많기 때문에 C-RAN 환경과 같은 매우 특별한 네트워크 환경에서만 적용 가능하다는 단점을 가진다.
일반적으로 기지국(수신기, a base station, eNB)에서 간섭(interference)을 복호(decoding) 또는 복조(demodulation)하여 제거(cancel)하는 방식인 간섭 제거(interference cancellation, 이하 IC) 기술은 간섭(interference)을 복조 또는 복호 하지 않고 그 영향을 감쇄하는 기술인 IRC 기술보다 월등히 좋은 성능을 가진다. 하지만 IC 기술은 IRC 기술에 비하여 필요로 하는 정보량이 많다. 예를 들어, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 기반 LTE (long term evolution) 하향링크 네트워크에서 복조 기반의 IC 기술을 사용하기 위하여 수신기에서 필요로 하는 정보는 자원 블록(resource block, 이하 RB) 별 간섭의 유무, 간섭의 변조(modulation) 정보, 간섭의 페이딩 채널(fading channel) 정보이다. 따라서 수신기에서 IC 기술을 사용하기 위해서는 상기의 정보들을 인접 셀에서 제공받거나 블라인드(blind)감지(sensing)하여야 한다. 또한, 상기의 정보들을 인접 셀에서 모두 제공받는 것은 큰 오버헤드(overhead)를 야기할 수 있기 때문에 LTE 하향링크 에서는 상기 정보 중 일부 정보들은 인접 셀에서 제공받고 나머지 정보들을 블라인드(blind)감지(sensing)하여 IC를 수행하는 방법들이 다수 논의되고 있다. (대부분이 brute-force search 기반)
도 2와 같이 SC-FDMA를 기반으로 하는 LTE 상향링크 네트워크 하에서는 SC-FDMA의 특성 때문에 OFDMA 기반의 LTE 하향링크 네트워크에서 사용하던 복조 기반의 IC 기술을 적용할 수 없다. 예를 들어, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크에서는 송신 신호 생성 시 단말(UE, user equipment, terminal)에게 할당한 부반송파 (서브캐리어, subcarrier) 크기를 적용한 DFT(discrete time fourier transform)를 수행하는 과정이 존재하기 때문에 OFDMA 기반의 LTE 하향링크 네트워크에서와 같이 RB당 ICI의 영향 유무 정보를 이용해서 ICI를 복조할 수 없다. 따라서, 현실적인 네트워크 상황에서 이용할 수 있는 ICI의 정보에 따른, SC-FDMA 기반의 상향링크 네트워크를 위한 IC 기술 개발이 필요하다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치를 제공하는 것이다. 또한, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크의 성능 개선을 위한 신호 수신 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 신호 수신 방법에 있어서, 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하는 단계, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하는 단계, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하는 단계 및 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하는 단계를 포함하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호(reference signal 또는 pilot signal) 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 방법을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 상향링크 신호를 수신하는 수신기에 있어서, 적어도 하나의 단말이 송신하는 신호를 수신하는 통신부 및 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하며, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하도록 제어하는 제어부를 포함하며, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 수신기를 제공할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크의 성능 개선을 위한 신호 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크 하에서 ICI에 대한 일부 정보를 이용하여 IC를 수행하는 수신 방법 및 장치 제공할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 종래 IC 기술과 대비하여 개선된 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio, SNR) 이득을 얻을 수 있다.
도 1은 이동 통신 시스템에서 단말의 상향링크 전송 시 간섭을 설명하는 도면이다.
도 2는 SC-FDMA를 기반으로 하는 상향링크 전송 과정을 설명하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 기지국의 신호 처리 과정을 설명하는 도면이다.
도 4는 도 3의 실시 예를 적용할 경우 효과를 설명하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 심볼 레벨의 신호 검출을 설명하는 도면이다.
도 6a ~ 6c는 도 3의 실시 예를 복수의 간섭에 적용하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 7은 도 3의 실시 예에서 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 8a ~ 8c 및 도 9a ~ 9c는 도 6의 실시 예 중 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 10은 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 11a ~ 도 11c는 도 6의 실시 예에서 간접 MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 12는 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE - IRC 동작 및 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 13a 및 도 13b는 도 6의 실시 예에서 간접 MMSE - IRC 동작 및 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 14는 도 13의 실시 예에 대한 응용 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에서 추정 값의 신뢰도를 이용하는 방법을 설명하는 실시 예이다.
도 16은 본 발명의 실시 예에서 간섭 억제(interference suppression) 기술을 결합한 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 17은 블랭킹(blanking) 기술을 설명하는 도면이다.
도 18 및 도 19는 본 발명의 실시 예를 설명하는 순서도이다.
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기를 설명하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 단말을 설명하는 도면이다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 다양한 실시 예들을 상세히 설명한다. 이때, 첨부된 도면들에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다. 하기의 설명에서는 본 발명의 다양한 실시 예들에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며, 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
이하 본 발명의 실시 예에 따르면, 이동 통신 시스템에서 간섭 측정에 기반한 신호 수신 방법 및 장치에 대하여 설명한다. 본 발명의 실시 예에 서는, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크의 성능 개선을 위한 신호 수신 방법 및 장치에 대하여 주로 예를 들어 설명한다. 또한, SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크 하에서 ICI(inter-cell interference)에 대한 정보 중 특정 정보를 이용하여 IC(interference cancellation)를 수행하는 수신 방법 및 장치에 대하여 설명한다. 예를 들어, 상기 특정 정보는 SC-FDMA 기반 상향링크 네트워크 하에서 ICI의 자원 블록(resource block, 이하 RB)할당 정보 및 복조 기준 신호(demodulation reference signal, 이하 DMRS) 정보를 포함할 수 있다. 상기 특정 정보는 ICI에 대한 복수의 정보 중 일부 정보일 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 SC-FDMA 기반 상향링크 전송에 대해서 주로 설명하지만, 본 발명의 권리 범위를 이에 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 실시 예는 기지국간 협력(cooperation)이 전혀 수행되지 않는 상황 (distributed RAN)에서도 적용될 수 있고, 기지국간 협력을 제한적으로 수행하는 상황에서도 적용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시 예에서 상향링크는 단말이 기지국으로 송신하는 링크를 포함한다. 기지국(a base station, an eNB(evolved node B))은 다른 기재가 없는 경우 수신기로 명명할 수 있다.
한편, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access)를 이용하는 LTE 하향링크(downlink)에서의 간섭 제거(IC)와 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access)를 이용하는 LTE 상향링크(uplink)에서의 간섭제거 기술은 상이한 기술임을 미리 밝혀둔다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 기지국의 신호 처리 과정을 설명하는 도면이다. 도 3에서 수신기(예를 들어, 기지국)의 수신 안테나를 하나로 표현하였으나, 이는 도면의 복잡도를 낮추기 위함이며, 실제로 수신기는 복수 개의 수신 안테나로 구성될 수 있다. 수신기는 수신 안테나를 통해 단말이 전송하는 상향링크(상향링크 채널, 상향링크 데이터, 상향링크 트래픽)를 수신할 수 있다.
수신기는 수신한 신호에 대하여, CP(cyclic prefix) 제거 (311), 직병렬 (S/P, serial/parallel) 변환 (313), N-point FFT(fast fourier transform, 315)을 수행할 수 있다. LTE 상향링크에서 10MHz 모드(mode)인 경우 N 값은 1024 이다.
고속 퓨리에 변환(FFT)이 적용된 출력(output)은 아래와 같이 처리될 수 있다.
350 동작 : 간접적(Indirect) MMSE(minimum mean square error)-IRC(interference rejection combiner) 적용 및 CRC(cyclic redundancy check) 체크
360 동작 : ICI(inter-cell interference)의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 이용하여 직접(direct) MMSE-IRC 적용 및 CRC 체크
370 동작 : 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level interference cancellation, 이하 SLIC). 수신 신호에서 목적 신호(target signal)의 추정 값을 제거하고, 가장 강한 전력(power)로 수신된 우세 간섭(dominant interference, DI)에 대하여 변조 심볼 (modulation symbol) 레벨(level)의 추정 수행.
380 동작 : 수신 신호에서 특정 우세 간섭 (예를 들어, 간섭의 세기가 가장 센 간섭)에 대한 추정 값을 제거 및 목적 신호에 대한 direct MMSE-IRC 수행.
도 3에서는 350 동작에서 CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 360 동작을 수행하고, 360 동작에서 CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우 370 동작을 수행하는 것으로 설명하였다. 이는 본 발명의 일 실시 예일 뿐, 본 발명의 실시 예가 이에 한정되는 것은 아니며, 350 동작, 360 동작, 370 동작, 380 동작 중 적어도 하나의 동작을 생략하거나, 적어도 하나의 동작만 수행할 수도 있다. 도 3의 블록 중 MMSE-IRC를 포함하는 블록 (351, 361, 372, 383)은 채널 보상 및 수신 안테나 결합 (compensation of channel and combining of receiving antennas)를 수행하는 블록이다. 또한, 각 블록에서 채널 보상 시 고려하는 요소들이 변화할 수 있고, 특히 수학식에서 [R] 값이 달라질 수 있다.
이하 각 동작에 대해서 더욱 자세히 설명한다.
수신기 단말로부터 수신한 상향링크에 대한 채널 추정(channel estimation, CE, 317)을 수행한다. 수신기는 목적 단말의 기준신호 (예를 들어, 복조 기준 신호, DMRS(demodulation reference signal))를 이용하여 자기 신호(desired signal)의 페이딩 채널(fading channel)을 추정한다. 페이딩 채널을 추정하는 것은 페이딩 채널의 계수를 추정하는 것을 포함한다. 신호를 추정하는 종래 다양한 방법(ex. Least square estimation, 1D or 2D MMSE estimation, Wiener filtering 등)으로 다양한 방법을 이용할 수 있다. 수신기는 자기 신호(desired signal)의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값을 이용하여 350 동작을 수행할 수 있다.
350 동작은 간접적(indirect) MMSE-IRC를 적용하는 방법이다. 수신기는 아래와 같은 방법을 이용하여 간섭 제거를 통한 채널 보상된 신호
Figure pat00001
Figure pat00002
를 획득할 수 있다(351).
[수학식 1]
Figure pat00003
Figure pat00004
Figure pat00005
: N-point FFT output of received signal
Figure pat00006
Figure pat00007
: channel matrix for desired signal
Figure pat00008
Figure pat00009
: DMRS for kth UE (수학식 표현상의 편의를 위하여 목적 단말의 index를 1로 설정함)
수신기는 목적 단말의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(353), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(355), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(357). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다.
CRC 체크에 실패 한 경우, 수신기는 360 동작을 트리거(trigger)할 수 있다. 360 단계에서는 ICI(inter-cell interference)의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 를 적용할 수 있다.
수신기는 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다(321). 상기 ICI 관련 정보를 획득하는 동작은 블라인드 인터 셀 간섭 감지(blind inter cell interference sensing) 기술을 포함할 수 있다. 수신기는 ICI 관련 정보 중 특정 정보를 이용하여 간섭 신호에 대한 채널 추정에 이용할 수 있다. 상기 특정 정보는 ICI의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 수신기는 단말이 송신하는 신호로부터 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다. 또한, 간섭 신호를 전송하는 단말의 서빙 기지국으로부터 상기 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다. 더욱 자세히, 기지국 간에 ICI에 대한 정보를 전혀 공유하고 있지 않은 네트워크 환경이라면 수신기는 해당 정보들을 모두 블라인드(blind)하게 추정하는 동작을 수행한다. 만일, 기지국 간에 ICI에 대한 정보를 일부 공유하고 있다면 (예를 들어, ICI의 RB 할당정보 중 일부를 고정해 놓은 네트워크 환경), 수신기는 해당 정보를 제외하고 나머지 정보들에 대한 블라인드(blind) 추정 동작을 수행한다. 만일, 기지국 간에 ICI의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 모두 공유하고 있다면 수신기는 블라인드(blind) 추정 동작을 생략할 수 있다.
수신기는 ICI에 대한 정보 획득 이후, 획득한 ICI 관련 정보를 이용하여 자기 신호(desired signal)와 인접 셀 간섭 신호(ICI signal)에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정동작을 수행한다(325). 도 3의 실시 예에서 예를 들어, 목적 신호에 가장 큰 영향을 미치는 간섭 신호 (1st dominant interference, 이하 1st DI)에 대한 페이딩 채널 추정 동작을 수행할 수 있다. 한편, 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 추정은 복수의 간섭 신호에 대해서 수행될 수도 있다. 페이딩 채널 추정 동작은 종래 방법(Least square estimation + DMRS에 대한 IC, 1D or 2D MMSE estimation + DMRS에 대한 IC, Wiener filtering + DMRS에 대한 IC 등)에 대한 구체적인 설명은 생략한다. 채널 추정과정이 끝난 후 수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 과정을 아래와 같이 수행한다(361). 상기 채널 추정 시 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation)가 수행될 수 있다.
360 동작은 direct MMSE-IRC를 적용하는 방법이다. 수신기는 아래와 같은 방법을 이용하여 채널 보상된 신호
Figure pat00010
를 획득할 수 있다(361).
[수학식 2]
Figure pat00011
이때, 수학식 2에서 R 은 아래 수학식 3과 같은 방법으로 계산할 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00012
Figure pat00013
Figure pat00014
: N-point FFT output of received signal
Figure pat00015
Figure pat00016
: channel matrix for desired signal
Figure pat00017
Figure pat00018
: DMRS for kth UE
Figure pat00019
Figure pat00020
: channel matrix for 1st dominant interference
Figure pat00021
: If ICI is overlapped, this value is 1, else this value is 0
수학식 1에서의 IRC와 상이한 점은 획득한 ICI 정보를 이용하여 [R] 값 계산 시, ICI에 대한 영향을 반영하여(예를 들어, 간섭신호의 페이딩 채널 추정값(
Figure pat00022
)을 이용하여), MMSE-IRC 를 수행하는 것이다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(363), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(365), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(367). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다.
CRC 체크에 실패 한 경우, 수신기는 370 동작을 트리거(trigger)할 수 있다. 370 단계의 결과물을 이용하여 381에서는 심볼 레벨의 간섭 제거(SL - IC)를 수행할 수 있다. 370 단계에서는 목적 단말의 신호 추정 값을 제거하고, ICI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol - level estimation)을 수행할 수 있다. 도 3의 실시 예에서는 예를 들어, ICI 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 (dominant interference, 이하 DI)에 대하여 변조 심볼 레벨 추정을 수행하는 과정에 대해서 설명한다. 다만, 본 발명의 실시 예를 이에 한정하는 것은 아니며, 복수의 ICI에 대하여 370 동작을 수행할 수도 있다.
수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 368 동작 및 369 동작을 수행할 수 있다. 채널 디코딩 출력은 동작 357의 출력 또는 동작 367의 출력을 이용할 수 있다. 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 368) 동작을 수행하고, M-point DFT(369)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 주파수 영역 상의 신호 추정 값을 획득할 수 있다.
수신기는 상기 목적 신호와 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값을 이용하여 수신 신호로부터 목적 신호 성분을 제거할 수 있다(371). 이 경우 남은 신호는 ICI 및 노이즈(noise)가 된다. 수신기는 송신 신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성하고, 각 서브캐리어(subcarrier)에 해당하는 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값과 목적 신호의 추정 값을 곱한 결과 값을 수신 신호에서 제거할 수 있다.
수신기는 가장 강한 1st DI를 제거하기 위하여 1st DI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행한다. 수신기는 1st DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 아래와 같이 direct MMSE-IRC를 수행한다(372).
강한 1st DI의
Figure pat00023
값은 수학식 4와 같은 방법으로 계산할 수 있다. 이때, [R] 값은 수학식 5와 같은 방법으로 계산할 수 있다.
[수학식 4]
Figure pat00024
[수학식 5]
Figure pat00025
Figure pat00026
Figure pat00027
: IC results (cancellation of desired signal)
Figure pat00028
Figure pat00029
: variance of residual IC error
한편,
Figure pat00030
Figure pat00031
(IC residual error) 값은 아래와 같은 방법으로 계산할 수 있다.
ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 시간 영역(time domain) 상에서 IC 이후 잔여 에러(residual error) 값에 대한 분산(variance)을 추정한다.
Figure pat00032
Figure pat00033
은 수학식 6, 7과 같은 방법으로 계산될 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00034
[수학식 7]
Figure pat00035
Figure pat00036
Figure pat00037
: number of modulated symbol
Figure pat00038
Figure pat00039
: candidate modulated symbol (constellation point)
Figure pat00040
Figure pat00041
: Re-modulation output (soft modulation)
이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(373), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(374). 1st DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(375), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 1st DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 1st DI에 대한
Figure pat00042
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(376). 375 및 376 동작에서는 ICI의 변조 차수(modulation order) 정보가 적용될 수 있다.
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(377), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 1st DI의 수신신호는 380 단계에서 이용될 수 있다. 377 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI에 대한 추정 값을 제거하고(381), 목적 신호(target signal)에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(383). 수신기는 수신신호에서 370과정에서 추정한 1st DI 값을 제거한 후, 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보, ICI에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(383)을 아래 수학식 8 및 수학식 9와 같이 수행할 수 있다.
[수학식 8]
Figure pat00043
Figure pat00044
Figure pat00045
: IC results (cancellation of 1st dominant interference)
[수학식 9]
Figure pat00046

이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(385), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(387), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(389). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다.
수신기는 상기와 같은 방법으로 단말이 전송하는 상향링크에 대해서 간섭을 제거하고 성공적인 디코딩을 할 수 있다.
도 4는 도 3의 실시 예를 적용할 경우 효과를 설명하는 도면이다. 도 3의 실시 예를 적용하여 수신 신호를 처리하는 경우, 도4와 같이 종래기술 대비 비약적인 성능 이득을 얻을 수 있다.
도 4에서 가로축은 신호 대 잡음 비(SNR, signal to noise ratio)이고, 세로축은 블록 에러 비율(BLER, block error rate)이다. 도 4에서 사각형 표시(marker)는 기지국간에 ICI 정보를 공유하지 않는 네트워크 환경에서 블라인드(blind)하게 ICI를 추정하는 경우에 대한 성능이다. 또한, 도 4에서 삼각형 표시(marker)는 기지국 간에 ICI RB 할당 정보 및 DMRS 정보를 모두 공유하는 네트워크 환경하에서의 성능이다.
그래프 410은 종래기술(indirect MMSE-IRC)만 적용하였을 경우 성능이다. 그래프 420, 430은 1st DI에 대해서만 SLIC(symbol-level interference cancellation)를 적용하는 경우 성능이다. 그래프 440, 450은 1st DI 및 2nd DI에 대해서 SLIC를 적용하는 경우 성능이다.
그래프 410과 그래프 440을 비교하면, 약 3.5 dB의 성능 이득을 얻을 수 있음을 보여준다. 또한, 그래프 410과 450을 비교하면, 약 4.1 dB의 성능 이득을 얻을 수 있음을 보여준다.
다음으로 본 발명에서 간섭 신호에 대한 특정 정보를 이용하는 방법에 대하여 설명한다. 본 발명의 실시 예에서 SC-FDMA 상향링크 시스템에서의 수신 기술은 OFDMA 시스템에서의 수신 기술과 상이하다. SC-FDMA 시스템의 특성상 신호 수신을 위하여 간섭 제거를 수행할 때, 간섭 신호에 할당된 전체 RB의 할당 정보를 이용한다. 반면, OFDMA 시스템에서 신호 수신을 위한 간섭 제거를 수행하는 경우에는 목적 신호와 간섭 신호의 주파수 영역이 겹치는 RB에 대한 할당 정보만 이용한다. 도 1을 예로 들면, OFDMA 시스템에서는 간섭 제거를 위하여 제1 주파수 영역 (160)과 제2 주파수 영역 (170)이 겹치는 영역인 제3 주파수 영역(180)에 대한 RB 정보를 이용하여 간섭을 제거할 수 있다. 하지만, SC-FDMA 시스템의 경우 제3 주파수 영역(180)에 대한 RB 정보만을 이용하여 간섭을 제거할 수 없다. SC-FDMA 시스템에서는 간섭 제거를 위해서 간섭 신호의 전체 RB (즉, 주파수 영역 170에 대응하는 RB)에 대한 정보를 적용해야 한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 심볼 레벨의 신호 검출을 설명하는 도면이다. 도 5에서 510은 송신기의 신호 송신 과정을 설명하는 것이고, 530은 수신기의 신호 수신 과정을 설명하는 것이다. 여기서 송신기는 단말일 수 있고, 수신기는 기지국 일 수 있다.
송신기는 채널 인코딩(encoding)을 수행한다(511). 채널 인코딩 이후 송신될 신호는 도 5의 (a)와 같은 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, 이하 QAM) 심볼(symbol) 형태일 수 있다. 이후 변조(modulation, 513), M-point 이산 퓨리에 변환 (M-point discrete fourier transform, 515)을 통해 도 5의 (b)와 같은 형태의 신호가 되며, N-point 고속 퓨리에 변환(N-point fast fourier transform, 517)이후 신호를 송신한다.
수신기는 송신기가 송신하는 신호를 수신한 이후, N-point 고속 퓨리에 변환(531)을 수행한다. 고속 퓨리에 변환 이후, 수신한 신호는 QAM 심볼 형태가 아니기 때문에, 수신기는 MMSE-IRC(533)과 M-point 역 이산 퓨리에 변환(M-point inverse discrete fourier transform, 535)를 수행한다. 535 과정 이후 수신 신호는 도 5의 (a)와 같은 QAM 심볼 형태로 나타날 수 있다. 이후 수신기는 LLR 계산(537) 과정 및 채널 디코딩(539)과정을 통해 수신 신호를 성공적으로 디코딩 할 수 있다. 한편, 간섭 신호를 심볼 레벨로 검출하기 위해서는 간섭 신호의 전체 RB 할당 정보를 이용하여 간섭 신호의 RB 영역에 대한 Mk-point IDFT를 수행해야 한다. 만일, 간섭 신호의 전체 RB 할당 정보를 이용하지 못하게 되면 535 과정 이후 수신 신호는 QAM 심볼 형태로 나타날 수 없다 (도 5의 (b)). 따라서 본 발명의 실시 예에서는 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 검출을 위하여, 간섭 신호 관련 정보를 이용할 수 있으며, 이때, 간섭 신호 관련 정보는 간섭 신호의 RB 정보일 수 있다. 간섭 신호의 RB 정보는 간섭 신호에게 할당된 전체 RB에 대한 정보일 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 간섭 신호의 RB 정보를 이용하여 심볼 레벨 간섭 제거 동작을 수행할 수 있다. 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level - interference cancellation, SL - IC)는 도 3에서 370 동작에 해당한다. 목적 신호(target signal)에 영향을 미치는 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거 시, 본 발명의 실시 예에서는 상기에서 설명한 바와 같이 목적 신호와 충돌이 발생하는 간섭 신호의 RB 정보(예를 들어, 도 1의 예에서 제3 주파수 영역에 대응하는 RB 정보)만을 이용하는 것이 아니라, 목적 신호와 충돌이 발생하는 간섭 신호를 전송하는 송신기에 할당된 전체 RB 정보(예를 들어, 도 1의 예에서 제2 주파수 영역에 대응하는 RB 정보)를 이용하여 SL-IC를 수행할 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 주파수 영역 이퀄라이저(frequency domain equalizer, 이하 FDE)를 수행할 때, 간섭 신호의 기준신호 정보 및 간섭 신호의 RB 할당 정보를 이용할 수 있다. 상기 기준 신호는 복조 기준 신호 (DMRS)를 포함할 수 있다. 상기 FDE는 간섭 제거 및 결합(IRC) 기술을 포함한다. 예를 들어, FDE는 채널 보상 및 수신 안테나 결합을 포함한다. 상기 IRC는 MMSE - IRC 일 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 간섭 신호의 DMRS 정보 및 RB 할당 정보를 이용하여 간섭 신호의 페이딩 채널 값을 추정하고, 이를 직접적으로 활용할 수 있다(direct MMSE-IRC). 즉, 간섭 신호의 DMRS 정보 및 RB 할당 정보를 이용하여 채널 보상 및 수신 안테나 결합 동작을 수행할 수 있다.
간섭 신호의 RB 할당 정보를 이용하여 목적 신호의 각 RB(또는 서브캐리어)에 영향을 미치는 간섭 신호의 채널 정보를 반영하여, FDE를 수행할 수 있다. 예를 들어, 목적 신호의 RB 할당 상황과 간섭 신호의 RB 할당 상황이 다를 경우 이를 반영할 수 이다. ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 시간 영역(time domain) 상에서 IC 이후에 수행되는 시간 영역(time domain)에서 계산되는 잔여 에러(residual error)에 대한 통계 값을 반영하여 주파수 영역 상에서의 IRC를 적용할 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 FDE 수행 이후 Mk-point IDFT를 수행할 수 있다. ICI 검출을 위하여 Mk-point IDFT를 수행하는 경우, ICI의 RB 할당 정보를 반영하여 IDFT 입력 값 및 사이즈를 결정할 수 있다. ICI의 RB 할당 정보를 반영하여 수행된 Mk-point IDFT 출력을 이용하여 간섭 신호의 변조 차수(modulation order)를 추정할 수 있다.
도 6은 도 3의 실시 예를 복수의 간섭에 적용하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 3의 실시 예에서 ICI 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 (1st DI, 1st dominant interference)에 대한 간섭을 제거하고 목적 신호(target signal)을 획득하는 방법은 동일하다. 즉, 311 동작 ~ 380 동작은 도 3의 동작과 동일한 동작이 도 6에서도 동일하게 적용될 수 있다. 도 6의 실시 예에서는 380 동작 이하 동작에 대해서 자세히 설명한다.
380 동작에 따른 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 CRC 체크를 수행할 수 있다. CRC 체크에 실패하는 경우, 수신기는 이하의 660 동작, 670 동작, 680 동작을 수행할 수 있다.
먼저 625 동작에 대해서 설명한다. 수신기는 ICI에 대한 정보 획득 이후, 획득한 ICI 관련 정보를 이용하여 자기 신호(desired signal)와 인접셀 간섭 신호(ICI signal)에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정동작을 수행한다(625). 수신기는 영향을 미치는 복수의 간섭 신호(적어도 두 개의 간섭 신호)에 대한 페이딩 채널 추정을 수행할 수 있다. 페이딩 채널 추정 동작은 종래 방법(Least square estimation + DMRS에 대한 IC, 1D or 2D MMSE estimation + DMRS에 대한 IC, Wiener filtering + DMRS에 대한 IC 등)에 대한 구체적인 설명은 생략한다. 도 6의 실시 예에서는 2개의 간섭 신호에 대해서 direct MMSE-IRC 및 SL-IC를 적용하는 것을 예를 들어 설명하지만, 도 6에서 설명하는 방법으로 더 많은 간섭 신호에 대해 적용하는 것도 가능하다.
수신기는 이후 660 동작을 수행한다. 채널 추정과정이 끝난 후 수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(661)을 수행할 수 있다. 상기 채널 추정 시 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation)가 수행될 수 있다. 상기에서 설명한 수학식 2 및 3을 간단하게 확장하여 direct MMSE-IRC 동작을 수행할 수 있다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(663), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(665), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(667). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다.
CRC 체크에 실패 한 경우, 수신기는 670 동작을 트리거(trigger)할 수 있다. 670 단계의 결과를 이용하여 681에서는 심볼 레벨의 간섭 제거(SL - IC)를 수행할 수 있다. 670 단계에서는 목적 단말의 신호 추정 값을 제거하고, ICI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol - level estimation)을 수행할 수 있다. 예를 들어, ICI 중 가장 큰 영향을 미치는 간섭 (dominant interference, 이하 DI)에 대하여 먼저 SL-IC를 수행할 수 있다.
수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 668 동작 및 669 동작을 수행할 수 있다. 채널 디코딩 출력은 도 6에서 언급하고 있는 채널 디코딩 출력 중 적어도 하나를 이용할 수 있다. 도 6에서 667 출력을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 668) 동작을 수행하고, M-point DFT(669)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 주파수 영역에서 목적 신호의 추정 값을 획득할 수 있다.
수신기는 상기 목적 신호 추정 값과 목적 신호의의 페이딩 채널 추정 값을 이용하여 수신 신호로부터 목적신호 성분을 제거할 수 있다(671). 이 경우 남은 신호는 ICI 및 노이즈(noise)가 된다. 수신기는 송신 신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성하고, 각 서브캐리어(subcarrier)에 해당하는 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값과 목적 신호의 추정 값을 곱한 결과 값을 수신 신호에서 제거할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 가장 가장 강한 영향을 미치는 1st DI를 제거하기 위하여 1st DI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행한다. 수신기는 1st DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정값에 기반하여 아래와 같이 direct MMSE-IRC를 수행한다(672).
수학식 4 내지 수학식 7을 간단하게 확장하여 670 동작에서 적용할 수 있다. 이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(673), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(674). 1st DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(675), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 1st DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 1st DI에 대한
Figure pat00047
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(676).
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(677), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 1st DI의 수신신호는 680 단계에서 이용될 수 있다. 677 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI에 대한 추정 값을 제거하고(681), 목적 신호(target signal)에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(683). 수신기는 수신신호에서 670과정에서 추정한 1st DI 값을 제거한 후, 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(683)을 수행한다. 상기 수학식 8 및 9를 간단하게 확장하여 적용할 수 있다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(685), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(687), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(689). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다.
CRC 체크 결과가 실패(fail)인 경우, 수신기는 2nd DI의 영향을 제거하기 위한 아래 동작(670a, 680a)을 트리거 할 수 있다. 이 경우, 1st DI에 대한 간섭 영향만 제거한 상태에서 신호를 정상적으로 디코딩하는 것이 불가능 하기 때문에 다른 간섭 (예를 들어, 2nd DI)에 대한 간섭의 영향을 제거한 이후, 목적 신호에 대한 디코딩을 시도하려고 하는 것이다.
수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 668a 동작 및 669a 동작을 수행할 수 있다. 채널 디코딩 출력은 도 6에서 언급하고 있는 채널 디코딩 출력 중 적어도 하나를 이용할 수 있다. 도 6에서 689 출력을 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 수신기는 689 동작에 따른 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 668a) 동작을 수행하고, M-point DFT(669a)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값을 획득할 수 있다.
수신기는 상기 목적 신호와 상기 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값을 이용하여 수신 신호로부터 목적 신호 성분을 제거할 수 있다(671a). 수신기는 송신 신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성하고, 각 서브캐리어(subcarrier)에 해당하는 목적 신호의 페이딩 채널 추정 값과 목적 신호의 추정 값을 곱한 결과 값을 수신 신호에서 제거할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 2nd DI를 제거하기 위하여 2nd DI에 대한 변조 심볼 레벨 추정(modulation symbol-level estimation)을 수행한다(670a). 수신기는 2nd DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 아래와 같이 direct MMSE-IRC를 수행한다(672a).
수학식 4 내지 수학식 7을 간단하게 확장하여 670a 동작에 적용할 수 있다. 이 후, 수신기는 2nd DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(673a), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(674a). 2nd DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(675a), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 2nd DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 2nd DI에 대한
Figure pat00048
값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(676a).
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(677a), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 2nd DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 2nd DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 2nd DI의 수신신호는 680a 단계에서 이용될 수 있다. 677a 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI에 대한 추정 값 및 2nd DI에 대한 추정 값을 제거하고(681a), 목적 신호(target signal)에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(683a). 상기 수학식 8 및 9를 간단히 확장하여 적용할 수 있다.
이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(685a), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(687a), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(689a). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다.
한편, CRC 체크 결과가 실패인 경우, 추가적으로 간섭 신호를 제거한 후 디코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, 3rd DI에 대해서 670a, 680a 와 같은 동작을 추가적으로 적용할 수 있다.
본 발명의 상기 실시 예에서는 복수의 간섭 신호가 있는 경우 목적 신호에 미치는 영향이 큰 간섭 신호에 대해서 우선 적으로 간섭 제거 동작을 수행한 이후, CRC 체크를 하고, CRC 체크가 실패인 경우 차 순위 간섭 신호에 대하여 추가적으로 간섭 제거 동작을 수행할 수 있다. 간섭 신호의 간섭 제거 순서가 간섭의 영향에 반드시 한정되는 것은 아니다.
한편, 도 3 또는 도 6에서 각 블록을 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명하기 위한 실시 예일 뿐, 반드시 도 3 또는 도 6의 동작을 수행하기 위해 도 3 또는 도 6의 모든 블록 동작이 수행되어야 하는 것은 아님에 유의해야 할 것이다.
도 7은 도 3의 실시 예에서 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이고, 도 8 및 도 9는 도 6의 실시 예 중 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 7을 참조하면, 도 3의 실시 예에서 도면부호 360 블록이 제외된 것을 제외하고 도 3의 동작과 동일하다. 따라서, 도 7의 다른 동작은 도 3의 동작에 갈음한다.
수신기는 350 동작을 통해 수신 신호를 디코딩 할 수 있다(357). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 간섭 신호에 의하여 자기 신호의 복호 또는 복조에 실패한 것이다. 도 3에서는 CRC 체크 실패 시 360 동작을 수행하였으나, 도 7의 실시 예에서는 360 동작을 수행하지 않는다. 수신기는 direct MMSE IRC를 수행하지 않고, 357 동작에 따른 채널 디코딩 출력에 대하여 368 및 369 동작을 수행한다. 수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 368) 동작을 수행하고, M1-point DFT(369)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 주파수 영역 신호 추정 값을 획득할 수 있다.
이후, 수신기가 370 동작 및 380 동작을 수행하는 것은 도 3에서 설명한 바와 동일하다. 즉, 수신기가 수신 신호에서 상기 목적 신호 성분을 제거하고 SL IC를 수행하고, SL - IC 를 통해 획득한 간섭 신호 (예를 들어, 1st dominant interference)에 대하여 심볼 레벨 간섭 제거를 수행하고, 목적 신호를 디코딩하는 과정은 도 3에서 설명한 바와 동일하다.
도 8을 참조하면, 도 6의 실시 예에서 도면부호 360 블록이 제외된 것을 제외하고 도 6의 동작과 동일하다. 따라서, 도 7의 다른 동작은 도 6의 동작에 갈음한다.
수신기는 350 동작을 통해 수신 신호를 디코딩 할 수 있다(357). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행한다. CRC 체크 결과가 실패(fail) 인 경우, 도 6에서는 CRC 체크 실패 시 360 동작을 수행하였으나, 도 8의 실시 예에서는 360 동작을 수행하지 않는다. 수신기는 direct MMSE IRC를 수행하지 않고, 357 동작에 따른 채널 디코딩 출력에 대하여 368 및 369 동작을 수행한다. 수신기는 채널 디코딩 출력에 대하여 재변조(re-modulation, 368) 동작을 수행하고, M-point DFT(369)를 수행한다. 수신기는 이를 통해 목적 신호의 주파수 영역 신호 추정 값을 획득할 수 있다. 이하 동작은 도 6에서 설명한 바와 동일하다.
도 9를 참조하면, 도 8의 실시 예에서 도면부호 660 블록이 제외된 것을 제외하고 동일하다. 도 8과 동일한 동작에 대해서는 도 8의 설명에 갈음한다. 도 8에서는 367의 디코딩 출력에 대한 CRC 체크 결과가 실패인 경우 660 동작을 수행하였다. 하지만, 도 9의 실시 예에서는 660에 대응하는 동작을 생략하고, 668 동작을 수행한다. 이때, 668 블록의 입력이 달라질 수 있다. 즉, 도 8의 실시 예에서는 660 동작의 결과인 디코딩 출력이 668블록에 입력되었으나, 도 9의 실시 예에서는 389 블록의 디코딩 출력이 668 블록에 입력될 수 있다. 668 블록 이하 동작은 도 8의 동작과 동일하다.
도 10은 도 3의 실시 예에서 indirect MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 3의 실시 예에서는 자기 신호의 페이딩 채널을 추정하여 간접적 MMSE - IRC 를 수행하고, 수행 결과가 실패인 경우 360 동작 이하의 동작을 수행하는 것으로 설명하였다. 하지만, 도 10의 실시 예에서는 간접 MMSE - IRC 동작을 생략한다. 또한, 317 블록에 대응하는 자기 신호의 채널 추정 동작을 생략할 수 있다. 간접 MMSE - IRC 동작은 간섭 신호의 정보를 적용하지 않고, 자기 신호의 정보만 이용하여 간섭 제거 동작을 수행하기 때문에, 디코딩 실패 확률이 높다. 따라서 indirect MMSE - IRC 동작을 수행하지 않는다.
수신기는 자기 신호와 간섭 신호의 페이딩 채널을 추정하고(325), 이하 direct MMSE - IRC 동작을 수행할 수 있다. 이하 동작은 도 3에서 설명한 바와 동일하다. 즉, 수신기는 채널 추정 정보를 이용하여 direct MMSE - IRC 동작을 수행하고, MMSE - IRC 이후 디코딩 출력에 대하여 CRC 체크를 수행한다. CRC 체크 결과가 실패인 경우, 수신 신호로부터 목적 신호를 제거하고, 간섭 신호에 대한 SL - IC 동작을 수행한다. 수신기는 수신 신호에서 목적 신호를 제거한 후, 간섭신호에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 수행한다. 이후, 수신기는 심볼 레벨 추정 결과를 수신 신호에서 제거하고, 목적 신호에 대한 디코딩을 수행한다.
도 11은 도 6의 실시 예에서 indirect MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 11의 경우도 도 10의 경우와 유사하다. 도 11에서도 수신기는 317 블록에서의 채널 추정 동작을 생략할 수 있고, indirect MMSE - IRC 동작을 생략할 수 있다. 채널 추정 동작 생략 및 indirect MMSE - IRC 동작 생략에 대해서는 도 10의 설명을 참고한다. 이하 동작은 도 6의 실시 예에서 설명한 바와 동일하다.
도 12는 도 3의 실시 예에서 간접 MMSE - IRC 동작 및 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 12의 실시 예에서는 ICI 관련 정보 및 간섭 신호의 페이딩 채널 추정 정보에 기반하여, 간섭 신호에 대해서 SL?C를 수행하고, 목적 신호를 디코딩하는 방법을 제안한다.
도 12를 참조하면, 도 3의 실시 예에서 350 동작 및 360 동작에 대응하는 동작이 제거되었다. 수신기는 321 동작에서 ICI 관련 정보를 획득하고, 325 동작에서 자기 신호 및 간섭 신호의 페이딩 채널을 추정한다. 수신기는 ICI 관련 정보 및 페이딩 채널 추정 정보에 기반하여 SL - IC를 수행할 수 있다.
수신기는 1st DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 direct MMSE-IRC를 수행한다(372). 이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(373), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(374). 1st DI의 변조 차수(modulation order) 추정 방법은 다양한 방법을 이용할 수 있다. 예를 들어, 후보 변조 차수(modulation order) 각각에 대하여 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(375), 그 값의 절대값의 평균이 가장 큰 경우를 변조 차수(modulation order)로 추정하는 방법이 있다. 수신기는 이렇게 추정한 1st DI의 변조 차수(modulation order)와 Mk-point IDFT 출력(output)을 이용하여 1st DI에 대한
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값을 산출하고 이를 이용하여 아래와 같이 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(376). 375 및 376 동작에서는 ICI의 변조 차수(modulation order) 정보가 적용될 수 있다.
이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행하고(377), 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다. 복원된 1st DI의 수신신호는 이하 단계에서 이용될 수 있다. 377 동작에서 ICI의 RB 할당 정보가 적용될 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 복원된 1st DI의 수신 신호를 제거할 수 있다(381). 즉, 수신 신호에서 간섭 제거(interference cancellation) 동작을 수행한다. 수신기는 목적 신호에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(383). 수신기는 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(383)을 수행한다. 이후 이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(385), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(387), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(389). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. 수신기는 상기와 같은 방법으로 단말이 전송하는 상향링크에 대해서 간섭을 제거하고 성공적인 디코딩을 할 수 있다.
도 13은 도 6의 실시 예에서 간접 MMSE - IRC 동작 및 direct MMSE - IRC 동작이 생략된 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 13의 실시 예는 도 12의 실시 예를 확장하여 복수의 간섭 신호에 대하여 SL-IC를 수행하는 방법을 제안한다.
389 동작에서의 디코딩 출력에 대하여 CRC 체크 결과가 실패인 경우, 668 동작 및 669 동작을 수행한다.
수신기는 670 동작 및 670a 동작에 기반하여 1st DI와 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 수행할 수 있다. SL-IC의 구체적인 동작에 대해서는 상기에서 설명하였으므로, 자세한 설명은 생략한다. 670의 동작에 기반하여 1st DI에 대한 심볼 레벨 추정을 수행할 수 있고, 670a 동작에 기반하여 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정을 수행할 수 있다.
수신기는 이후 680a 동작을 수행할 수 있다. 수신기는 수신 신호에서 670 동작 및 670a 동작을 통해 획득한 1st DI와 2nd DI의 심볼 레벨 추정 값을 제거할 수 있다(681a). 수신기는 목적 신호에 대한 direct MMSE-IRC를 수행한다(683a). 수신기는 자기 신호(desired signal)에 대한 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 동작(683a)을 수행한다. 이후 이후 수신기는 목적 단말(target UE)의 자원 할당 정보를 이용하여 M-point IDFT(inverse discrete fourier transform)를 수행하고(685a), 로그 우도 비(log-likelihood ratio)를 계산하며(687a), 이후 채널 디코딩(channel decoding)을 수행한다(689a). 수신기는 채널 디코딩 출력(output)에 대해서 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, 이하 CRC) 체크를 수행하여 자기 신호가 성공적으로 디코딩 되었는지를 판단한다. 수신기는 상기와 같은 방법으로 단말이 전송하는 상향링크에 대해서 간섭을 제거하고 성공적인 디코딩을 할 수 있다.
도 14는 도 13의 실시 예에 대한 응용 실시 예를 설명하는 도면이다. 도 13의 실시 예에서는 1st DI에 대해서 SL-IC 를 수행하고, 디코딩하여 CRC 체크를 수행한 이후 복수의 DI에 대한 IC 동작을 수행한다. 하지만 도 14의 실시 예에서는 간섭 신호 하나에 대하여 SL-IC를 수행한 이후 복수의 간섭 신호에 대해서 SL-IC를 수행하지 않고, 첫 사이클에서 복수의 간섭 신호에 대해 SL-IC를 수행한다. 도 13과 비교하여, 370 동작에 대응하는 동작을 수행하지 않는 것이 특징이다. 370 동작을 수행하지 않고, 670 동작 및 670a 동작을 수행할 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시 예에서 추정 값의 신뢰도를 예측하고 이를 이용하는 방법을 설명하는 실시 예이다. 도 15를 참조하면, 수신기는 수신한 신호에 대하여, CP(cyclic prefix) 제거 (1511), 직병렬 (S/P, serial/parallel) 변환 (1513), N-point FFT(fast fourier transform, 1515)을 수행할 수 있다.
수신기는 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다(1521). 수신기는 ICI 관련 정보 중 특정 정보를 이용하여 간섭 신호에 대한 채널 추정에 이용할 수 있다. 상기 특정 정보는 ICI의 RB 할당 정보 및 DMRS 정보 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 수신기는 단말이 송신하는 신호로부터 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다. 또한, 간섭 신호를 전송하는 단말의 서빙 기지국으로부터 상기 ICI 관련 정보를 획득할 수 있다.
수신기는 ICI에 대한 정보 획득하고, 획득한 ICI 관련 정보를 이용하여 자기 신호(desired signal)와 인접 셀 간섭 신호(ICI signal)에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정동작을 수행한다(1525). 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 추정은 복수의 간섭 신호에 대해서 수행될 수도 있다. 도 15에서는 1st DI와 2nd DI에 대해서 간섭 신호에 대한 페이딩 채널을 추정하는 것으로 가정한다. 이후 적어도 하나의 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거 (SL-IC)가 수행될 수 있다.
채널 추정 과정 이후 수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 과정을 아래와 같이 수행한다. 수신기는 1st DI에 대한 채널 보상 및 간섭 억제를 위해 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다(1572). 수신기는 목적 신호, 1st DI, 2nd DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다. 이 후, 수신기는 1st DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(1573), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(1574).
수신기는 1st DI에 대한 심볼 레벨 감지(symbol level detection) 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다(1530). 수신기는 1573 동작 또는 1574 동작의 출력 중 적어도 하나의 정보에 기반하여 심볼 레벨 감지 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다. 예를 들어, 수신기는 Mk-point IDFT 출력을 이용하여 1st DI의 신호 대 잡음 비(signal to interference plus noise ratio, 이하 SINR)을 추정할 수 있고, 1st DI의 변조 차수 정보를 조합하여 1st DI의 심볼 레벨 감지 동작에 대한 신뢰도를 판단할 수 있다. 또는 신뢰도가 낮음 또는 높음을 판단하기 위한 임계 조건을 만족하는지 판단할 수 있다. 수신기는 변조 차수에 대응하는 SINR 의 크기에 대한 임계 값을 설정할 수 있다. 변조 차수 대비 SINR 값이 기 설정된 임계 값 조건보다 낮은 경우 신뢰도가 낮은 것으로 판단할 수 있다. 1st DI의 변조 차수가 16QAM 인데, SINR이 변조 차수 16QAM에 대한 SINR 임계 값(Sth, 16QAM) 보다 작으면 신뢰도가 낮은 것으로 판단할 수 있다.
신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 높다고 판단될 경우, 수신기는 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(1575), 이를 이용하여 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(1576), 이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행한다(1577). 수신기는 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 1st DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 1st DI의 수신신호를 복원한다.
신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 낮다고 판단될 경우, 수신기는 1st DI에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 더 이상 수행하지 않는다. 수신기는 1st DI에 대한 심볼 레벨 추정 값을 반영하지 않을 수 있다. 또는, 수신기는 Mk-point DFT 출력을 0으로 설정할 수 있다.
한편, 1530 동작 및 관련 동작을 도 15의 실시 예에서 설명하였으나, 이전 실시 예에서 SL-IC를 포함하는 동작의 각 실시 예에서 Mk-point IDFT와 변조 차수 추정 블록의 출력에 기반하여 1530 동작을 수행하는 실시 예를 추가할 수 있다.
수신기는 1570 동작 이후 1570a동작을 수행할 수 있다. 1571a 동작에서 수신기는 수신 신호로부터 1570 동작에서 획득한 1st DI에 대한 신호를 제거할 수 있다. 1530 동작 결과에 따라 수신 신호로부터 제거되는 1st DI가 존재할 수 있고, 없을 수도 있다.
수신기는 채널 추정 정보 및 ICI의 RB 할당 정보를 이용하여 direct MMSE-IRC 과정을 아래와 같이 수행한다. 수신기는 2nd DI에 대한 채널 보상 및 간섭 억제를 위해 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다(1572a). 수신기는 목적 신호, 1st DI, 2nd DI에 대한 RB 할당 정보와 페이딩 채널(fading channel) 추정 값에 기반하여 direct MMSE-IRC를 수행할 수 있다. 이 후, 수신기는 2nd DI의 RB 할당정보를 이용하여 Mk-point IDFT를 수행하고(1573a), 이를 이용하여 변조 차수(modulation order)를 추정한다(1574a).
수신기는 2nd DI에 대한 심볼 레벨 감지(symbol level detection) 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다(1535). 수신기는 1573a 동작 또는 1574a 동작의 출력 중 적어도 하나의 정보에 기반하여 심볼 레벨 감지 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다. 신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 높다고 판단될 경우, 수신기는 LLR(log likelihood ratio)을 산출하고(1575a), 이를 이용하여 소프트 재변조(soft re-modulation)를 수행한다(1576a), 이후, 수신기는 Mk-point DFT를 수행한다(1577a). 수신기는 송신신호 생성시와 동일한 방법으로 프레임(frame)을 구성한 후, 각 서브캐리어에 해당하는 2nd DI의 페이딩 채널(fading channel) 추정 값과 곱하여 2nd DI의 수신신호를 복원한다.
신뢰도가 기 설정된 임계 값 보다 낮다고 판단될 경우, 수신기는 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정 동작을 더 이상 수행하지 않는다. 수신기는 2nd DI에 대한 심볼 레벨 추정 값을 반영하지 않을 수 있다. 또는, 수신기는 Mk-point DFT 출력을 0으로 설정할 수 있다.
수신기는 수신 신호에서 1st DI와 2nd DI 신호를 제거한다(1581). 수신기는 1st DI와 2nd DI의 심볼 레벨 추정 값, 채널 추정 값, RB 할당 정보를 이용할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 대한 채널 보상 및 간섭 억제를 위하여 direct MMSE-IRC 동작을 수행할 수 있다(1583). 수신기는 목적 신호와 1st DI 및 2nd DI의 RB 할당 정보 및 페이딩 채널 계수 정보를 이용할 수 있다. 한편, 1530 동작 또는 1535 동작에서의 판단 결과에 따라 1583 동작에서 적용되는 각 간섭 신호에 대한 적용 정보가 결정될 수 있다. 예를 들어, 1530 동작에서 1st DI에 대한 추정 값이 신뢰도가 낮다고 판단되는 경우, 1st DI에 대한 추정 값은 1583에서 사용되지 않을 수 있다. 1535 동작에서 2nd DI에 대한 추정 값이 신뢰도가 낮다고 판단되는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다. 한편, 고려하고자 하는 간섭 신호 중 모든 간섭 신호의 추정 값이 신뢰도가 낮다고 판단되는 경우, 1581 동작 및 1583 동작에서는 간섭 신호에 대한 정보가 포함되지 않는다. 이 경우, 수신기는 도 3의 380 동작 (indirect MMSE-IRC)과 같이 동작할 수 있다.
수신기는 목적 신호에 대하여 M-point DFT를 수행한다(1585). 수신기는 목적 신호의 RB 할당 정보를 이용할 수 있다. 수신기는 다음으로 목적 신호에 대하여 LLR을 계산하고(1587), 채널 디코딩(1589)를 수행할 수 있다.
도 16은 본 발명의 실시 예에서 간섭 억제(interference suppression) 기술을 결합한 실시 예를 설명하는 도면이고, 도 17은 블랭킹(blanking) 기술을 설명하는 도면이다.
도 16의 실시 예를 위해 먼저 블랭킹(balaking) 기술에 대하여 설명한다. 도 17을 참조하면, 블랭킹 기술은 목적 신호 중 협대역 간섭(narrow-band DI, 1710)의 영향을 받는 부분을 주파수 영역에서 제거하고, 수신기에서 IDFT 이후 목적 신호에 대한 채널 디코딩을 수행한 후 IDFT 입력을 복원하는 기술이다. 이와 같이, 주파수 영역에서 제거시킨 부분을 보상하고, 상기 과정을 반복 수행하여 성능을 개선할 수 있다. 블랭킹 동작의 반복 횟수는 미리 결정될 수 있다. 블랭킹 기술은 좁은 밴드 간섭의 영향을 줄일 수 있는 방법이지만, 광대역 간섭(broad band DI)에 대해서는 취약할 수 있다. 도 16의 실시 예에서는 간섭 신호의 RB 할당 정보를 이용하여 협대역 간섭에 대해서는 블랭킹으로 대응하고, 광대역 간섭에 대해서는 심볼 레벨 간섭 제거(SL-IC)를 이용하는 방법이다.
도 16을 참조하여, 블랭킹 동작을 적용하는 경우에 대하여 더욱 자세히 설명한다. 수신기는 간섭 신호 관련 정보를 획득할 수 있다(1601). 간섭 관련 정보는 수신하는 간섭 신호로부터 추출할 수도 있고, 간섭 신호를 전송하는 단말의 서빙 기지국으로부터 수신할 수도 있다. 한편, 수신기는 간섭 신호 관련 정보를 획득할 때, 자기 신호 중 간섭 신호의 영향을 받는 주파수 영역의 크기가 광대역인지 협대역인지에 대한 정보도 획득할 수 있다. 광대역 인지 또는 협대역인지의 판단은 간섭의 영향을 받는 주파수 영역 범위가 기 설정된 임계 값 범위를 초과하는지 여부에 따라 결정될 수 있다.
수신기는 자기 신호 및 간섭 신호에 대한 채널을 추정할 수 있다(1602). 수신기는 자기 신호 및 간섭 신호에 대한 페이딩 채널을 추정할 수 있다. 페이딩 채널 추정 시 각 신호의 복조 기준 신호 정보를 이용할 수 있다.
수신기는 수신 신호에 대해서 블랭킹(blanking) 동작을 수행할 수 있다(1603). 수신기는 간섭 신호 관련 정보 획득 결과에 기반하여 블랭킹 동작을 수행할지 여부를 결정할 수 있다. 예를 들어, 협대역 간섭인 경우 간섭 주파수 영역에 대해서 블랭킹을 수행하고, 광대역 간섭인 경우 블랭킹 동작을 수행하지 않는다. 블랭킹 동작을 수행하지 않는 경우, 상기 수신기는 도 3에서 설명한 바와 같이 간섭 신호 제거 및 목적 신호 디코딩 동작을 수행할 수 있다.
블랭킹을 결정한 경우, 도 17에서 설명한 바와 같이, 간섭 신호의 영향을 받는 영역을 수신 신호의 주파수 영역에서 제거할 수 있다. 수신기는 블랭킹된 수신 신호에 대해서 채널 보상 동작을 수행한다(1604). 이후, 수신기는 M-point IDFT 동작(1605), LLR 계산 동작(1606), 채널 디코딩 동작(1607)을 수행할 수 있다. 디코딩 출력에 대한 CRC 체크 결과가 실패인 경우, 수신기는 이하 동작을 수행할 수 있다. 디코딩 출력에 대해서 다시 변조 동작(1608), M-point DFT 동작(1609)을 수행한다. 그리고 수신기는 M-point DFT 동작(1609)의 출력에 대해서 블랭킹 영역을 복원한다(1619). 수신기는 1609 동작의 출력으로 블랭킹 영역을 복원하고, 1619 동작의 출력은 다시 1605 동작의 입력으로 이용된다. 수신기는 다시 1605 -> 1606 -> 1607 동작을 수행한다. 또한, 수행 결과가 실패인 경우 1608 동작을 수행한다.
1605 -> 1606 -> 1607 -> 1608 -> 1609 -> 1619 -> 1605 는 블랭킹 사이클 동작이다. CRC 체크가 계속 실패한다고 하여 블랭킹 사이클을 무한대로 실시할 수는 없다. 수신기는 블랭킹 사이클을 수행하는 횟수를 설정할 수 있다. 기 설정된 횟수 동안 블랭킹 사이클이 동작하였으나, 디코딩 출력에 대한 CRC 체크가 실패하는 경우, 1609 동작에서 1619 동작으로 진행하지 않고, 1610 동작으로 진행할 수 있다.
이후 단말은 1610 -> 1611 -> 1612 -> 1613 -> 1614 -> 1615 -> 1616 -> 1617 -> 1618 -> 1620 -> 1621 -> 1622 동작을 수행할 수 있다. 구체적인 동작은 SL-IC 동작 및 수신 신호로부터 SL-IC 동작에 따른 출력을 제거한 후 목적 신호를 디코딩 하는 것으로, 도 3등의 실시 예에서 설명하였으므로, 구체적인 동작 설명은 생략한다.
도 16의 실시 예에서는 상기와 같이 협대역 간섭일 경우에는 블랭킹 기술을 적용하고, 광대역 간섭일 경우에는 블랭킹 기술을 적용하지 않아, 동작을 효율적으로 관리할 수 있다.
추가적으로 본 발명의 실시 예에서 간섭 신호 관련 정보를 공유하는 방법에 대하여 설명한다. 기지국은 자신에게 속해있는 단말 중 인접 기지국에 강한 간섭 신호를 보낼 가능성이 높은 단말을 후보 단말로 판단할 수 있다. 예를 들어, 강한 간섭 신호를 보낼 가능성이 높은 단말은 엣지(edge) 단말일 수 있다.
기지국은 후보 단말에 대하여 아래와 같은 자원 및 MCS(modulation coding scheme) 할당 방법을 적용할 수 있다. 예를 들어, 후보 단말에게 RB 할당 시 RB 시작점 또는 RB 사이즈를 고정하거나 한정할 수 있다. 또는 해당 단말에게 변조 차수(modulation order)를 고정할 수 있다. 또한, 해당 단말의 DMRS 관련 파라미터 중 cyclic shift(CS) 변수를 고정할 수 있다. 상기와 같은 방법으로 기지국은 후보 단말에 대한 자원 할당 방법을 적용할 수 있다.
기지국은 상기 정보를 적용하고, 인접 기지국에게 후보 단말에 대한 상기 정보를 공유할 수 있다. 상기와 같은 자원 및 MCS 할당 방법 적용 시 간섭 신호에 대한 일부 정보를 미리 정해 놓은 것과 같은 결과를 얻을 수 있다. 따라서 간섭 신호를 전송하는 단말로부터 영향을 받는 기지국의 부담을 줄일 수 있다. 예를 들어, 단말이 인접 기지국으로부터 상기와 같은 간섭 관련 정보를 획득할 수 없는 경우, 간섭 신호로부터 블라인드 간섭 센싱을 통하여 간섭 관련 정보를 추출해야 한다. 하지만, 인접 기지국으로부터 상기와 같은 정보를 공유 받는 경우, 간섭의 영향을 받는 기지국의 복잡도가 감소될 수 있다. 인접 기지국으로부터 미리 간섭 신호를 전송하는 단말에 대한 간섭 신호 관련 정보를 획득한 경우, 상기 각 실시 예에서 간섭 관련 신호를 획득하기 위한 블록에 해당하는 동작을 생략하여, 동작의 복잡도를 줄일 수 있다.
한편, 인접 기지국으로 간섭 관련 정보를 공유시켜주는 기지국에서는 후보 단말을 판단하는 것이 중요하다. 예를 들어, 단말의 하향링크 수신 신호 세기에 기반하여 단말이 간섭 신호를 전송하는 후보 단말인지 판단할 수 있다. 먼저 단말은 인접 셀로부터 수신한 하향링크 수신 신호의 세기가 기 설정된 임계 값 이상인 경우, 단말은 서빙 셀에 상기 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 전송할 수 있다. 기지국은 단말로부터 상기 지시자를 수신하는 경우 후보 단말로 판단할 수 있다.
또한, 단말은 서빙 셀의 하향링크 수신 신호 세기 및 서빙 셀의 하향링크 수신 신호 세기 정보에 기반하여 후보 단말인지 여부를 판단할 수도 있다. 단말은 서빙 셀의 하향링크 수신 신호 세기 및 인접 기지국의 하향링크 수신 신호 세기를 측정할 수 있다. 단말은 인접 기지국으로부터의 수신 신호 세기 추정 값과 서빙 기지국으로부터의 수신 신호 세기의 차이를 산출할 수 있다. 상기 산출한 차이 값이 기 설정된 임계 값 보다 작은 경우, 단말은 서빙 셀에 상기 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 전송할 수 있다. 또한, 단말은 인접 기지국의 수신 신호 세기 추정 값과 서빙 기지국으로부터의 수신 신호 세기의 비율 (예를들어, (인접 기지국의 하향링크 수신신호 세기 추정값)/(서빙 기지국의 하향 링크 수신신호 세기))을 산출할 수 있다. 상기 산출한 비율 값이 기 설정된 임계 값 보다 큰 경우, 단말은 서빙 셀에 상기 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 전송할 수 있다. 상기 지시자를 수신한 서빙 기지국은 지시자를 전송한 단말을 후보 단말로 판단할 수 있다.
한편, 상기 조건을 고려할 때, 서빙 기지국과 인접 기지국의 송신 파워 관련 정보가 고려될 수 있다. 서빙 기지국과 인접 기지국의 송신 파워가 다른 경우, 송신 파워에 대한 가중치를 적용하여 임계 조건을 만족하는지 판단할 수 있다. 만약, 서빙 기지국과 인접 기지국의 햐향링크 송신 파워가 같고, 상기 임계 조건을 만족하는 경우, 해당 단말은 상향링크 송신 상황에서 인접 기지국에 강한 간섭 단말로 영향을 미칠 가능성이 크다.
후보 단말을 판단하는 다른 방법을 이용할 수도 있다. 상기에서 제시한 방법은 각 기지국의 송신 파워가 다른 경우 정확도가 떨어질 수 있다. 예를 들어, 매크로 기지국(macro base station)과 스몰 셀 기지국(small cell base station)이 인접해 있는 경우 정확도가 떨어질 수 있다. 이러한 문제를 해결하기 위한 방법은 다음과 같다. 단말은 인접 기지국들의 송신 파워를 알고 있다고 가정한다. 예를 들어, 기지국간에는 X2-인터페이스 등을 통해 송신 전력 정보를 공유할 수 있고, 서빙 기지국은 서빙 단말에게 인접 기지국에 대한 정보를 공유할 수 있다. 단말은 하향링크 신호를 이용하여 인접 기지국으로부터의 수신 신호 세기를 추정한다. 추정한 수신 신호 세기와 기지국의 송신 파워의 비율을 계산하여 각 기지국으로부터의 전파 손실 (propagation loss) 관련 정보를 추정할 수 있다. 단말은 인접 기지국으로부터의 전파 손실과, 서빙 기지국으로부터의 전파 손실간의 차이를 산출할 수 있다. 산출한 값의 차이가 기 설정된 임계 값 보다 작은 경우, 해당 단말은 임계 조건을 만족함을 지시하는 지시자를 서빙 기지국으로 전송할 수 있다. 서빙 기지국은 지시자를 전송한 단말을 임계 단말로 설정할 수 있다.
또한, 단말은 전파 손실에 기반하여, 신호를 송신한 기지국과 자신의 거리 또는 무선 환경을 추정할 수 있다. 따라서 인접 기지국으로부터 수신하는 신호에 대한 전파 손실이 기 설정된 임계 값 이상인 경우, 단말은 상기 신호를 전송한 기지국에 대한 임계 조건을 만족하는 것을 지시하는 지시자를 서빙 기지국으로 전송할 수 있다. 서빙 기지국은 상기 지시자를 전송한 단말을 후보 단말로 판단할 수 있다.
도 18은 본 발명의 실시 예를 설명하는 순서도이다.
도 18을 참조하면, 수신기는 단말이 송신하는 신호를 수신할 수 있다(1810). 단말이 송신하는 신호는 상향링크 신호이다. 상기 수신기는 기지국일 수 있다. 수신기는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신할 수 있다.
상기 수신기는 상기 수신한 신호로부터 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득할 수 있다(1820). 상기 간섭 신호 관련 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함할 수 있다. 상기 수신기는 상기 획득한 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정할 수 있다.
상기 수신기는 상기 제1 신호 및 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행할 수 있다(1830). 이때, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행할 수 있다.
수신기는 상기 채널 보상 결과에 기반하여, 상기 제1 신호를 디코딩 할 수 있다(1840). 제1 신호에 대한 디코딩에 실패하는 경우, 상기 도 1 내지 도 17에서 설명한 바와 같이 추가 동작을 수행할 수 있다. 추가 동작은 SL-IC 동작을 포함할 수 있다.
도 19는 본 발명의 실시 예를 설명하는 순서도이다.
도 19를 참조하면, 수신기는 단말이 송신하는 신호를 수신할 수 있다(1910). 단말이 송신하는 신호는 상향링크 신호이다. 상기 수신기는 기지국일 수 있다. 수신기는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신할 수 있다.
상기 수신기는 상기 수신한 신호로부터 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득할 수 있다(1920). 상기 간섭 신호 관련 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함할 수 있다.
상기 수신기는 상기 획득한 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정할 수 있다(1930). 상기 페이딩 채널 정보는 이후 SL-IC 동작에서 적용될 수 잇다.
수신기는 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level - interference cancellation, 이하 SLIC) 를 수행할 수 있다(1940). 수신기 상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 SL-IC 동작을 수행할 수 있다. SL-IC 동작에서 상기 수신기는 아래와 같은 동작을 수행할 수 있다.
수신기는 상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 페이딩 채널 정보가 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행할 수 있다. 수신기는 상기 RB 할당 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하고, 상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정할 수 있다.
수신기는 SL-IC 동작 시, 상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정할 수 있다. 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이상인 경우 SL-IC 결과를 이후 단계에 반영할 수 있다. 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이하인 경우 SL-IC 동작을 중지하거나, SL-IC 결과를 반영하지 않거나, SL-IC 출력을 0으로 설정할 수 있다.
한편, 상기 제1 신호에 대하여 간섭 신호를 단말이 복수인 경우, 복수의 단말이 전송하는 각 간섭 신호에 대해서 상기 SL-IC 동작을 수행할 수도 있다.
수신기는 SL-IC 동작의 출력을 상기 제1 신호의 디코딩을 위해 이용할 수 있다. 수신기는 상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하고, 상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행할 수 있다.
수신기는 상기 채널 보상 결과에 기반하여, 상기 제1 신호를 디코딩 할 수 있다(1950).
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기를 설명하는 도면이다. 본 발명의 실시 예에서 상기 수신기(2000)는 기지국을 포함할 수 있다. 상기 수신기는 통신부(2010) 및 제어부(2030)를 포함할 수 있다.
상기 통신부는 적어도 하나의 단말과 통신을 수행할 수 있다. 상기 통신부는 단말로부터 상향링크를 수신할 수 있다. 또한, 인접 기지국으로부터 간섭 관련 신호를 수신할 수도 있다.
상기 제어부(2030)는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하는 제2 신호를 수신하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하며, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하도록 제어할 수 있다. 이때, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 획득된 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정하도록 제어할 수 있다. 또한, 상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호를 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level - interference cancellation, 이하 SL - IC)를 수행하도록 제어할 수 있다. 상기 제어부(2030)는 상기 SL-IC를 수행 동작에서, 상기 RB 할당 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하고, 상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 SL-IC 동작에서 상기 제1 신호와 상기 간섭 신호에 대한 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널을 보상하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 SL-IC 수행 동작에서, 상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 추정 값이 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호 제거 동작에서, 상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하고, 상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행하도록 제어할 수 있다. 또한, 상기 제어부(2030)는 상기 간섭 신호 제거 동작에서, 적어도 두 개의 제2 단말이 전송하는 간섭 신호 각각에 대하여 상기 SL-IC 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
또한, 상기 제어부(2030)는 상기 SL-IC를 수행하는 동작에서, 상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정하고, 상기 신뢰도가 기 설정된 임계 이하인 경우, SL-IC 동작 결과를 반영하지 않도록 제어할 수 있다.
한편, 상기에서 본 발명의 실시 예에 따른 수신기(2000)에 대하여 블록을 나누어 설명하였으나, 이는 설명의 편의를 위한 것으로, 본 발명의 실시 예에서 수신기(2000)의 구성 및 기능을 이에 한정하는 것은 아니다. 또한, 수신기(2000) 또는 수신기의 제어부(2030)는 도 20에서 설명하는 동작뿐만 아니라, 도 1 내지 도 17을 통해 설명한 수신기의 동작을 수행하거나, 동작을 수행하도록 제어할 수 있다. 인접 기지국 또한 수신기의 일종이므로, 인접 기지국의 동작으로 설명한 실시 예도 수신기의 제어부(2030)의 제어에 기반하여 동작할 수 있다.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 단말을 설명하는 도면이다.
단말(2100)은 적어도 하나의 기지국과 통신하는 통신부(2110) 및 상기 단말의 전반적인 동작을 제어하는 제어부(2130)을 포함할 수 있다. 상기 제어부(2130)는 기지국으로부터 스케쥴링 정보를 수신하고, 스케쥴링 정보에 기반하여 상향링크 신호를 전송하도록 제어할 수 있다. 상기 단말의 제어부(2130)는 서빙 기지국 또는 인접 기지국이 전송하는 하향링크 신호를 수신하고, 하향링크 신호의 세기 정보를 추정할 수 있다. 또한, 송신 파워 대비 수신 파워의 비율을 추정할 수도 있다. 제어부(2130)는 상기 추정 결과에 기반하여 지시자를 서빙 기지국으로 전송할 수 있다. 상기 지시자는 서빙 기지국에서 상기 단말이 인접 기지국에 대해서 간섭 영향을 미칠 수 있는 후보 단말인지 판단하는 기준이 될 수 있다.
상기에서 단말의 구성을 블록을 나누어 설명하였으나, 이는 설명의 편의를 위한 것으로, 본 발명의 실시 예에서 단말의 구성을 이에 한정하는 것은 아니다. 또한, 상기 단말의 제어부(2130)는 도 21에서 설명한 동작 이외, 도 1 내지 도 17을 통해 본 발명의 실시 예에서 설명하는 단말의 동작을 수행하도록 제어할 수 있다.
그리고 본 명세서와 도면에 개시된 실시 예들은 본 발명의 내용을 쉽게 설명하고, 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 따라서 본 발명의 범위는 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상을 바탕으로 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (24)

  1. 이동 통신 시스템에서 신호 수신 방법에 있어서,
    제2 신호를 수신하는 단계, 상기 제2 신호는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하고;
    상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하는 단계;
    상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하는 단계; 및
    상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하는 단계;를 포함하고,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block, 이하 RB) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 획득된 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제3항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level interference cancellation, 이하 SL-IC)를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하는 단계, 그리고
    상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 추정 값이 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 제1 신호와 상기 간섭 신호에 대한 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널을 보상하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제5항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 RB 할당 정보에 기반하여,
    상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하는 단계, 그리고
    상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제5항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하는 단계, 그리고
    상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제5항에 있어서, 상기 간섭 신호를 제거하는 단계는,
    적어도 두 개의 제2 단말이 전송하는 간섭 신호 각각에 대하여 상기 SL-IC 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제8항에 있어서, 상기 SL-IC를 수행하는 단계는,
    상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정하는 단계를 포함하고,
    상기 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이하인 경우, SL-IC 동작 결과를 반영하지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제1항에 있어서, 상기 이동 통신 시스템은 SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 기반 이동 통신 시스템을 포함하고,
    상기 단말이 전송하는 신호는 SC-FDMA 기반의 상향링크 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 이동 통신 시스템에서 상향링크 신호를 수신하는 수신기에 있어서,
    적어도 하나의 단말이 송신하는 신호를 수신하는 통신부; 및
    제2 신호를 수신하고, 상기 제2 신호는 제1 단말이 전송하는 제1 신호 및 제2 단말이 전송하는 제1 신호에 대한 간섭 신호를 포함하고, 상기 간섭 신호와 관련된 정보를 획득하며, 상기 획득된 정보에 기반하여 상기 간섭 신호를 제거하고, 상기 제2 신호에서 상기 간섭 신호 제거 후, 상기 제1 신호를 디코딩 하도록 제어하는 제어부를 포함하며,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 상기 간섭 신호에 대한 자원 블록(resource block, 이하 RB) 할당 정보 또는 상기 간섭 신호의 복조를 위한 기준 신호 중 적어도 하나의 정보를 포함하는 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 자원 블록 할당 정보는 상기 제2 단말의 상향링크에 할당된 전체 주파수영역에 대한 자원 블록 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  15. 제13항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 획득된 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩(fading) 채널 정보를 추정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  17. 제15항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호를 제거 동작에서, 상기 RB 할당 정보 및 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 심볼 레벨 간섭 제거(symbol level - interference cancellation, 이하 SL-IC)를 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  18. 제17항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 SL-IC 수행 동작에서,
    상기 제2 신호로부터 상기 제1 신호의 추정 값을 제거하고,
    상기 제2 신호에서 상기 제1 신호의 추정 값이 제거된 출력 정보, 상기 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널 보상을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  19. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 SL-IC 동자에서, 상기 제1 신호와 상기 간섭 신호에 대한 RB 할당 정보, 상기 제1 신호 및 상기 간섭 신호에 대한 페이딩 채널 정보에 기반하여, 상기 간섭 신호에 대한 채널을 보상하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  20. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 SL-IC를 수행 동작에서, 상기 RB 할당 정보에 기반하여,
    상기 간섭 신호에 대한 역 이산 퓨리에 변환(inverse discrete fourier transform, 이하 IDFT)을 수행하고, 상기 간섭 신호에 대한 변조 차수(modulation order) 정보를 추정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  21. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호 제거 동작에서,
    상기 제2 신호로부터 상기 SL-IC 출력을 제거하고, 상기 제2 신호로부터 SL-IC 출력이 제거된 출력에 대하여 채널 보상을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  22. 제17항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 간섭 신호 제거 동작에서, 적어도 두 개의 제2 단말이 전송하는 간섭 신호 각각에 대하여 상기 SL-IC 동작을 수행하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  23. 제20항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 SL-IC를 수행하는 동작에서,
    상기 IDFT 출력 및 상기 변조 차수 정보에 기반하여 신뢰도를 추정하고, 상기 신뢰도가 기 설정된 임계 값 이하인 경우, SL-IC 동작 결과를 반영하지 않도록 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  24. 제13항에 있어서, 상기 이동 통신 시스템은 SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 기반 이동 통신 시스템을 포함하고,
    상기 단말이 전송하는 신호는 SC-FDMA 기반의 상향링크 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
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