JP4571997B2 - マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法及び受信処理方法並びに干渉雑音推定装置及び受信機 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法及び受信処理方法並びに干渉雑音推定装置及び受信機に関し、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）による通信時の受信側での干渉雑音の推定に用いて好適な技術に関する。

（１）ＯＦＤＭシステム及び伝送フォーマット（パイロット信号）
ＯＦＤＭは、様々な通信システムに適用されている。その一例として、後記非特許文献１では、ＯＦＤＭを用いたセルラーシステムが検討されている。この非特許文献１のシステムでは、下りリンクに関して、チャネル推定等に用いられる送受間で既知の信号であるパイロット信号（当該非特許文献１中ではreference symbol（ＲＳ）と呼ばれている）を、例えば図１１に示すような時間及び周波数の２次元配置で送信することが記述されている（非特許文献１のセクション7.1.1.2.2参照）。

即ち、この図１１に示す例では、１サブフレーム（＝０．５ｍｓ＝７シンボル時間）の中で、第１のパイロット信号（1streference symbol）Ｒ₁が、サブフレーム先頭のシンボルに７サブキャリア周期で配置（マッピング）され、第２のパイロット信号（2nd reference symbol）Ｒ₂が、サブフレームの第５シンボルに７サブキャリア周期で配置（ただし、第１のパイロット信号Ｒ₁とは異なるサブキャリアに配置）されている。なお、その他のシンボルには各種データ（Ｄ）が配置される。

（２）干渉雑音電力の推定
後記非特許文献２の（１３）式（p1560参照）に、干渉雑音電力を推定する式が示されている。この方法は、同一シンボル時間（同一受信時刻）の周波数領域における各パイロット信号の位置でのチャネル推定値を用いる方法で、ある位置でのチャネル推定値Ａと、それに対して周波数方向で両隣に位置するパイロット信号のチャネル推定値の平均値Ｂとを計算し、それらの差分（Ａ−Ｂ）の平均電力を基に干渉雑音電力を推定する方法である。

（３）干渉雑音電力推定値の利用
ここで、干渉雑音電力推定値は、受信機において様々な目的で用いられる。
例えば、後記非特許文献２には、干渉雑音電力推定値を用いた受信処理の一例が示されており、ＭＩＭＯ復調処理の一部に干渉雑音電力推定値を用いることが記述されている。
また、後記特許文献１の段落００５８には、複数ブランチの最大比合成係数として、フェージング係数／雑音電力が公知であることが示されており、雑音電力推定値を受信処理に用いることが記述されている。

このように、様々な通信システムや受信機において干渉雑音電力が利用されており、そのため干渉雑音電力を精度良く推定することは、非常に重要であり、正しく推定できない場合には、受信機の受信（復調処理）性能劣化につながる。
特開平７−２０２７５８号公報 3GPP TR25.814 V1.5.0(2006.5) H.Kawai et,al.，"IndependentAdaptive Control of Surviving Symbol Replica Candidates at Each Stage Based onMinimum Branch Metric in QRM-MLD for OFCDM MIMO multiplexing"，IEEE VTC2004-Fall. Vol.3，P1558 - 1564

上述した非特許文献２の技術によれば、遅延分散が小さい場合には、干渉雑音電力を精度良く推定可能であるが、遅延分散が大きくなると、周波数選択性フェージングによる周波数領域でのチャネル変動の一部が雑音として計算されてしまうことにより、高いＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）領域で正しい推定値を算出することができなくなる（飽和してしまう）という課題がある。

また、非特許文献２の技術を時間領域について適用して計算する、即ち、ある時刻での基準パイロット信号のチャネル推定値と、それに対して時間方向で両隣に位置するパイロット信号のチャネル推定値の平均値とをそれぞれ計算し、それらの差分の平均電力を求めることにより、干渉雑音電力を推定することも考えられるが、時間選択性フェージングによる時間領域でのチャネル変動などが存在する場合に、同様の課題がある。

したがって、高速な伝送速度での通信を行なう場合など、非常に高いＳＮＲ領域での正確な干渉雑音電力の推定が求められる場合に、受信性能が劣化していた。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、周波数領域及び時間領域でのチャネル変動があっても干渉雑音を精度良く推定できるようにすることを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明では、下記のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法及び受信処理方法並びに干渉雑音推定装置及び受信機を用いることを特徴としている。即ち、
（１）本発明のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法は、所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるシステムにおいて、異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化過程と、前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程とを有することを特徴としている。

（２）ここで、前記パイロット平均化過程では、時間及び周波数の２次元領域において、４つのパイロット信号の配置位置がなす四角形の２つの対角線の両端に位置するパイロット信号間の平均値を計算するのが好ましい。
（３）また、本発明のマルチキャリア通信システムにおける受信処理方法は、所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるシステムにおいて、異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化過程と、前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程と、前記干渉雑音推定過程による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理過程とを有することを特徴としている。

（４）さらに、本発明のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置は、所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置であって、異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化手段と、前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とをそなえたことを特徴としている。

（５）また、本発明のマルチキャリア通信システムにおける受信機は、所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける受信機であって、異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化手段と、前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とを有する干渉雑音推定装置と、前記干渉雑音推定装置による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理手段とをそなえたことを特徴としている。

上記本発明によれば、少なくとも次のような効果ないし利点が得られる。
即ち、周波数方向あるいは時間方向のチャネル変動が大きくても、異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均を求めることで、チャネル変動による平均値の変動が吸収されるため、周波数方向あるいは時間方向のチャネル変動が干渉雑音の推定計算に影響することを抑制することができ、精度良く干渉雑音を推定することができ、結果として、受信性能（復調能力）の向上を図ることができる。

本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ伝送フレームフォーマットの一例を示す図である。 図１に示すフレームフォーマットにおけるパイロット信号の配置例を示す図である。 本実施形態に係るＯＦＤＭ送信機の要部構成例を示すブロック図である。 本実施形態に係るＯＦＤＭ受信機の要部構成例を示すブロック図である。 従来の干渉雑音推定方法による推定（計算）手順を示す概念図である。 本実施形態の干渉雑音推定方法による推定（計算）手順を示す概念図である。 （Ａ）は本実施形態の干渉雑音推定方法で計算対象とするパイロット信号位置を示す概念図であり、（Ｂ）は従来方法で計算対象とするパイロット信号位置を示す概念図である。 周波数方向に大きなチャネル変動がある場合の図５及び図７（Ｂ）に示す従来方法による推定を説明する概念図である。 図８と同じチャネル変動がある場合の図６及び図７（Ａ）に示す本実施形態の推定方法による推定を説明する概念図である。 本実施形態の推定方法による効果を従来方法と比較して説明すべく受信アンテナ１本あたりのＳＮＲ対ＳＩＲ推定値平均値特性を示す図である。 ＯＦＤＭにおける下りリンクの伝送フレームフォーマットの一例を示す図である。 本実施形態の第２変形例に係る推定方法を説明すべく図２に相当するパイロット信号の配置例を示す図である。 本実施形態の第３変形例に係る推定方法を説明すべく図２に相当するパイロット信号の配置例を示す図である。 本実施形態の第３変形例に係る推定方法を説明すべく図６に相当する推定（計算）手順を示す概念図である。 本実施形態の第４変形例に係る推定方法を説明するためのフレームフォーマットの一例を示す図である。 本実施形態の第４変形例に係るＯＦＤＭ受信機の要部構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１１ サブキャリアマッピング部
１２ ＩＦＦＴ
１３ ＤＡ変換器
１４ アップコンバージョン部
１５ 送信アンテナ
２１ 受信アンテナ
２２ ダウンコンバージョン部
２３ ＡＤ変換器
２４ ＦＦＴ
２５ チャネル推定部（パイロット抽出部）
２６ 干渉雑音電力推定部
２６１（２６１ａ，２６１ｂ） パイロット平均化手段（過程）
２６２ 干渉雑音推定手段（過程）
２６３ 差分検出手段（過程）
２６４ 電力化手段（過程）
２６５ 平均化手段（過程）
２７ 復調処理部
２８ 推定制御部（判断手段、制御手段）

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。ただし、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることはいうまでもない。
〔Ａ〕一実施形態の説明
（Ａ１）ＯＦＤＭフォーマットの説明
本実施形態では、ＯＦＤＭ方式を採用したシステムを前提とする。

即ち、ＯＦＤＭ送信機は、例えば図１に示すように、シンボル時間毎にＮ個（Ｎは２以上の整数で、例えば、Ｎ＝５１２等）の入力信号を各Ｎ個のサブキャリア（周波数）で送信することを前提とする。つまり、Ｎ個のサブキャリア×時間の周波数リソースが存在する。そして、この図１に示す周波数×時間のリソースにおけるそれぞれの升目（シンボル）には、異なる送信データを配置（マッピング）することが可能である。なお、本例では、前記非特許文献１の記述にならって、７シンボル時間（０．５ｍｓ）×Ｎ個のサブキャリアで１サブレームを構成するものとする。

また、パイロット信号の配置として、図２に示す配置を例として用いる。即ち、サブフレームの先頭シンボルで、Ｍ（＝６）サブキャリア間隔（周期）でパイロット信号を配置する。パイロット信号は、送受間で何らかの既知の信号パターンであり、以下の説明において、サブフレーム＃ｎ（ｎ＝０〜Ｎ−１），サブキャリア＃ｋ（ｋ＝０〜Ｎ−１）の位置に配置された送信パイロット信号パターンをｘ（ｎ，ｋ）と表記することとする。また、パイロット信号が配置（マッピング）されたサブキャリア（周波数）をパイロットチャネルと呼び、そのチャネル推定値をパイロットチャネル値あるいは単にチャネル値と呼ぶことがある。

そして、この図２に示すように、上記のパイロット信号がサブフレーム周期で繰り返し同じサブキャリアに配置されてＯＦＤＭ送信機から送信されるものとする。なお、以下では、説明の簡略化のため、パイロット信号は、全て１＋０ｊとして送信されるものとする。
（Ａ２）ＯＦＤＭ送信機の説明
上記のサブフレーム構成で、各シンボルにおいて各サブキャリアに各信号をマッピングして送信するＯＦＤＭ送信機の構成例を図３に示す。この図３に示すように、ＯＦＤＭ送信機（以下、単に「送信機」という）は、その要部に着目すると、例えば、サブキャリアマッピング部１１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformer）１２、ＤＡ（Digitalto Analog）変換器１３、アップコンバージョン部１４及び送信アンテナ１５をそなえて構成されている。

ここで、サブキャリアマッピング部１１は、パイロット信号及びその他のデータ信号を入力信号として受けて、図１及び図２により上述した時間×周波数の２次元のシンボル配置となるように、シンボル時間毎にＮ個の入力信号をＮ個のサブキャリアにマッピングするものである。
ＩＦＦＴ１２は、サブキャリアマッピング部１１によりサブキャリアマッピングされた周波数領域の信号をＩＦＦＴ処理することにより時間領域の信号に変換するものであり、ＤＡ変換器１３は、当該時間領域の信号をアナログ信号に変換するものであり、アップコンバージョン部１４は、このＤＡ変換器１３からのアナログ信号を送信無線周波数（ＲＦ）の信号に周波数変換（アップコンバート）するものであり、送信アンテナ１５は、当該送信ＲＦ信号を受信機に向けて空間へ放射するものである。

かかる構成により、本例の送信機では、送信すべきパイロット信号及びその他のデータ信号が、サブキャリアマッピング部１１にて、図１及び図２に示した２次元シンボル配置となるように、シンボル時間毎にＮ個のサブキャリアにマッピングされ、ＩＦＦＴ１２にて、ＩＦＦＴ処理されて時間領域の信号に変換され、ＤＡ変換器１３にて、アナログ信号に変換された後、アップコンバージョン部１４にて、送信ＲＦ信号にアップコンバートされて、送信アンテナ１５から受信機に向けて送信される。

（Ａ３）ＯＦＤＭ受信機の説明
次に、上述した送信機から送信されたＲＦ信号を受信するＯＦＤＭ受信機の構成例を図４に示す。この図４に示すように、本実施形態のＯＦＤＭ受信機（以下、単に「受信機」という）は、その要部に着目すると、例えば、受信アンテナ２１、ダウンコンバージョン部２２、ＡＤ（Analog to Digital）変換器２３、ＦＦＴ２４、パイロット抽出部２５、干渉雑音電力推定部２６及び復調処理部２７をそなえて構成されている。ただし、この図４では、受信アンテナ２１、ダウンコンバージョン部２２、ＡＤ変換器２３、ＦＦＴ２４、パイロット抽出部２５及び干渉雑音電力推定部２６をそれぞれ複数（２系統）そなえた受信ダイバーシティ（あるいはＭＩＭＯ受信）構成を示している。

ここで、受信アンテナ２１は、前記送信機から送信されたＲＦ信号を受信するものであり、ダウンコンバージョン部２２は、この受信アンテナ２１で受信されたＲＦ信号をベースバンド周波数にまで周波数変換（ダウンコンバート）するものであり、ＡＤ変換器２３は、このダウンコンバージョン部２２により得られた受信ベースバンド信号をディジタル信号に変換するものである。

ＦＦＴ２４は、ＡＤ変換器２３からのディジタル信号を、各シンボルタイミングにおいてＮサンプル毎にＦＦＴ処理することにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換してＮ個のサブキャリア信号を抽出するものであり、チャネル推定部（パイロット抽出部）２５は、例えば受信パイロット信号とパイロット信号のレプリカとの相関演算により、当該Ｎ個のサブキャリア信号から、既述のように周波数×時間領域に配置されたパイロット信号を抽出して伝播路歪みを推定し（つまり、チャネル推定値を求め）、送信機で用いたパイロットパターンをキャンセルするものである。

干渉雑音電力推定部２６は、上記パイロット抽出部２５により抽出されたパイロット信号に基づいて干渉雑音（電力）を推定するもので、本例では、図６及び図７（Ａ）により後述するように、周波数軸上で隣接する２つのパイロット、および、時間軸上で隣接する２つのパイロットの合計４つのパイロット信号の配置が作る四角形の対角線に注目し、それぞれの対角線の両端に位置するパイロット信号のチャネル推定値の平均値を計算し、２つの対角線に対応する２つの平均値の差分の電力平均により干渉雑音電力を推定するようになっている。

復調処理部２７は、パイロット抽出部２５により抽出されたパイロット信号および干渉雑音電力推定部２６により得られた干渉雑音電力の推定値を用いて、同期検波や複数受信アンテナ２１での受信信号の合成等の復調処理を行なうものである。
以下、上述のごとく構成された本例の受信機の動作について説明すると、受信アンテナ２１で受信されたＲＦ信号は、ダウンコンバージョン部２２にて、ベースバンド周波数にまでダウンコンバートされた後、ＡＤ変換器２３にてディジタル信号にＡＤ変換される。次いで、このＡＤ変換後信号は、ＦＦＴ２４にて、各シンボルタイミングにおいてＮサンプル毎にＦＦＴ処理されることにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換されてＮ個のサブキャリア信号が抽出され、復調処理部２７とパイロット抽出部２５とにそれぞれ入力される。

パイロット抽出部２５では、上記ＦＦＴ処理後の受信信号から既述のように周波数×時間領域に配置されたパイロット信号を抽出し、送信時に用いたパイロットパターンをキャンセルする。
例えば、サブフレーム＃ｎ，サブキャリア＃ｋの位置に配置された送信パイロット信号パターンをｘ（ｎ，ｋ）と表す場合に、受信アンテナ＃ａで対応するシンボルでの対応するサブキャリア＃ｋでの受信信号ｒ（ａ，ｎ，ｋ）は、下記（１）式で表すことができる。

ただし、この（１）式において、Ｈは伝播路による振幅及び位相の変化を複素数で表現したものであり、ｚは伝播路で付加される干渉雑音を表している。
そして、パイロット抽出部２５は、干渉雑音電力推定部２６及び復調処理部２７に出力する信号を、下記の（２）式で表されるパターンキャンセルした信号とするのである。

復調処理部２７では、パイロット抽出部２５により抽出されたパイロット信号および干渉雑音電力推定部２６により得られた干渉雑音電力の推定値を用いて同期検波や複数受信アンテナ２１での受信信号の合成などの復調処理を行なうが、例えば、以下のように復調処理を行なうことができる。
即ち、受信アンテナ＃ａ，サブフレーム＃ｎ，サブフレーム内のシンボル番号＃ｌにおいて、サブキャリア＃ｋで送信された信号をｄ（ａ，ｎ，ｌ，ｋ）と表現する場合に、受信信号は、下記の（３）式で表されるから、２つの受信アンテナ２１の受信信号のダイバーシティ合成は、干渉雑音電力推定部２６から入力される推定値σ² _est（ａ，ｎ）を用いて、下記の（４）式として処理することができる。
。

ただし、（４）式において、[ｋ／Ｍ]は、ｋ／Ｍを四捨五入した結果を表す。
次に、本例の要部である干渉雑音電力推定部２６による推定方法を説明する。
ただし、従来技術との比較で説明するために、まず、前記非特許文献２の推定方法を本例のシステムに適用する場合の、干渉雑音電力の推定方法を示す。
非特許文献２の推定方法（以下、単に従来方法と称する）では、受信アンテナ＃ａ，サブフレーム＃ｎでのパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ）を用いて推定する。その推定方法は、Ｋ回の平均化で推定する場合、下記の（５）式で表すことができる。

これを図示化すると、例えば図５に示すようになる。即ち、従来方法では、アンテナ＃ａ，サブフレーム＃ｎでのパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ）を基準（中心）として周波数軸上で両隣に位置する２つのパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ−１））及びｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ＋１））の合計３つの同一シンボル時間のパイロット信号を用いる。ただし、図５では、ｉ＝１の場合で、受信アンテナ番号（ａ），サブフレーム番号（ｎ）の変数表記は省略し、基準パイロット信号をｈ（Ｍ）、周波数軸上その両隣に位置する２つのパイロット信号をｈ（０）及びｈ（２Ｍ）と表記してある。

より詳細には、基準パイロット信号ｈ（Ｍ）の周波数軸上両隣に位置する２つのパイロット信号ｈ（Ｍ（ｉ−１））及びｈ（Ｍ（ｉ＋１））の平均値を求め、その平均値と基準パイロット信号ｈ（Ｍ）との差分を電力化することを、同一サブフレーム＃ｎの同一シンボル時間（例えば先頭シンボル）に配置されている全パイロット信号について行ない、それらの電力平均値の定数倍を干渉雑音電力の推定値として求めるのである。

これは、例えば図７（Ｂ）に模式的に示すように、実線矢印３４で示される両端の２つのパイロット信号のチャネル値の平均値と、当該矢印３４の中央に位置する基準パイロット信号のチャネル値との差分を基に干渉雑音電力を推定していることを意味する。
これに対し、本例の干渉雑音電力推定部２６による推定方法は、受信アンテナ＃ａ，時間的に異なる２つのサブフレーム＃ｎ，＃ｎ＋１でのパイロット信号（４つ）を用いて推定する。その推定方法は、Ｋ回の平均化で推定する場合、下記の（６）式で表すことができる。

これを図示化すると、例えば図６に示すようになる。即ち、本例の推定方法では、同一受信アンテナ＃ａについて、
(1)或るサブフレーム＃ｎの或るサブキャリア＃Ｍｉに配置されているパイロット信号
ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ）と、次のサブフレーム＃ｎ＋１において当該パイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ）に対して周波数軸方向（高周波数側）に隣接配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ＋１，Ｍ（ｉ＋１））（サブキャリア番号は＃Ｍ（ｉ＋１））との平均値を求める（パイロット平均化過程：符号２６１（２６１ａ）参照）とともに、
(2)前記サブフレーム＃ｎにおいて前記パイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ）に対して周
波数軸方向（高周波数側）に隣接配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ＋１））（サブキャリア番号は＃Ｍ（ｉ＋１））と、次のサブフレーム＃ｎ＋１において当該パイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ＋１））に対して周波数方向（低周波数側）に隣接配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ＋１，Ｍｉ）（サブキャリア番号は＃Ｍｉ）との平均値を求め（パイロット平均化過程：符号２６１（２６１ｂ）参照）、
(3)それらの平均値の差分を差分検出手段（過程）２６３にて検出し電力化手段（過程）２６４にて電力化することを、同一シンボル時間（例えば先頭シンボル）に配置されている全パイロット信号について行ない、それらの電力平均値を平均化手段（過程）２６５により干渉雑音電力の推定値として求める（干渉雑音電力推定過程）のである。

これは、例えば図７（Ａ）に模式的に示すように、実線矢印３２の両端の２つのパイロット信号のチャネル値の平均値と、点線矢印３３の両端の２つのパイロット信号のチャネル推定値の平均値との差分を基に干渉雑音電力を推定していることを意味する。
換言すれば、本例の干渉雑音電力推定部２６は、異なる時刻に異なるサブキャリア（周波数）で受信されたパイロット信号（パイロットチャネル値）間の平均値を求めるパイロット平均化手段（過程）２６１（２６１ａ，２６１ｂ）と、このパイロット平均化手段２６１（２６１ａ，２６１ｂ）により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段（過程）２６２〔差分検出手段（過程）２６３，電力化手段（過程）２６４及び平均化手段（過程）２６５〕とを具備していることになる。

そして、パイロット平均化手段（過程）２６１（２６１ａ，２６１ｂ）にて、周波数方向に隣接する２つのパイロット信号、および、時間方向に隣接する２つのパイロット信号の合計４つのパイロット信号の配置が作る四角形の対角線（前記矢印３２，３３参照）に注目し、それぞれの対角線３２，３３の両端のパイロット信号のチャネル値の平均値を計算し、干渉雑音推定手段（過程）２６２（２６３〜２６５）にて、２つの対角線３２，３３に対応する２つの平均値の差分の電力平均により干渉雑音電力を推定しているのである。

以下、本実施形態の推定方法による得られる効果を従来方法と比較して説明する。一例として、時間選択性フェージングが無く、周波数選択性フェージングが大きい場合（つまり、例えば図２に示す周波数方向の隣接パイロット信号のチャネル推定値が大きく変動する場合）を考える。
従来方法においては、例えば図８に模式的に示すように、遅延分散の大きい伝播環境である場合に、大きな周波数選択性フェージング（実線曲線３０参照）が発生し、実線矢印３４の両端２つのパイロット信号（○印参照）間でチャネル変動が見えており、中央のパイロット信号位置（●印参照）でのチャネル値と差分を取ると、干渉雑音が無い伝播環境であっても、本来計算されるべき干渉雑音電力値からずれることになる。

即ち、図８の場合では、周波数選択性フェージングが小さい場合（点線曲線３１参照）には、○印で示す周波数方向に隣接するパイロットチャネル値の平均値は、●印で示す中央のパイロットチャネル値と一致又は略一致するため、正しい干渉雑音を推定できるが、大きな周波数選択性フェージングのある場合に、○印で示す周波数方向に隣接するパイロットチャネル値の平均値は、●印で示す中央のパイロットチャネル値とずれており、このずれを含んで干渉雑音電力が計算されてしまう。このように、実際には干渉雑音が存在しない場合であっても、周波数方向でのチャネル変動が、一部干渉雑音電力として計算されてしまうことにより、干渉雑音電力を本来よりも大きく推定してしまい、正しい干渉雑音電力を推定することができなくなる。

これに対し、同様の周波数方向のチャネル変動がある場合の本実施形態の推定方法の概念を図９に示す。この図９に示すように、本例の推定方法では、異なるサブフレーム＃ｎ，＃ｎ＋１（つまり、異なる時刻Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ＋１））での周波数軸方向に隣接する２つのパイロットチャネル値の組（○印及び●印参照）の平均値をそれぞれ算出することになる（実線矢印３２及び点線矢印３３参照）。ただし、図９では、見やすくするために、実線矢印３２と点線矢印３３とをずらして記述しているが、本来は重なるものである。

これは、時間方向のチャネル変動が小さい、つまり、異なる２つの時刻Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ＋１）でのパイロットチャネル値の変動が小さい場合を例としているため、どんなに周波数方向のチャネル変動が大きくても、或る時刻Ｔ（ｎ）で実線矢印３２の両端のパイロットチャネル値で計算した平均値（実線矢印３２の中点）と、異なる時刻Ｔ（ｎ＋１）で点線矢印３３の両端のパイロットチャネル値で計算した平均値（点線矢印３３の中点）とは一致することになる。したがって、周波数選択性フェージングが大きい伝播環境下でも、周波数方向のチャネル変動が干渉雑音電力推定値として計算されることが無くなり、精度良く干渉雑音電力を推定できるのである。

なお、上記とは逆に、周波数選択性フェージングが小さく、時間選択性フェージングが大きい伝播環境下（つまり、例えば図２に示す時間方向のパイロット信号のチャネル値が大きく変動する場合）であっても、本例の推定方法によれば、正しい干渉雑音電力推定を求めることが可能である。即ち、時間方向のチャネル変動が大きくても、周波数方向のチャネル変動は小さいため、異なる時刻Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ＋１）で異なるパイロットチャネル値どうしの平均値の差分をとる限り、時間方向のチャネル変動によるずれ分が吸収（キャンセル）されるため、精度良く干渉雑音電力を推定できることになる。

つまり、本例の推定方法によれば、例えば下記表１に示すように、周波数選択性フェージング及び時間選択性フェージングがともに大きな伝播環境を除いたいずれの伝播環境においても、干渉雑音電力を精度良く推定することが可能である。

これに対して、従来方法（つまり、周波数方向のパイロットチャネル値のみを用いる方法）や時間方向のパイロットチャネル値のみを用いる方法では、下記表２，表３に示すように、時間方向のチャネル変動が小さくても周波数方向のチャネル変動が大きい場合や、周波数方向のチャネル変動が小さくても時間方向のチャネル変動が大きい場合にも、干渉雑音電力に推定誤差が生じてしまう。

図１０に、周波数選択性フェージングおよび時間選択性フェージングによるチャネル変動が存在する場合の従来技術と本例の推定方法による、受信アンテナ１本あたりのＳＮＲ（ｄＢ）に対するＳＩＲ推定結果平均値（ｄＢ）をコンピュータシミュレーションした結果の一例を示す。ただし、シミュレーション条件は、前記非特許文献１のシステムにおける、“Typical Urban Channel Model”（ANNEX A.2.1.2（p116-p120）参照）における諸条件と同等としている。

この図１０において、特性４０が従来技術によるシミュレーション結果、特性４１が本例の推定方法によるシミュレーション結果を示しており、従来技術では受信品質がＳＮＲ＝１０ｄＢを超えた付近から推定誤差が大きくなり始め、ＳＮＲ＝３０ｄＢの良好な受信品質環境（つまり、実際には干渉雑音が小さいか無い）場合であっても、ＳＩＲ推定結果平均値は２０ｄＢ以下となっており、飽和してしまうが、本例の推定方法によれば、非常に高いＳＮＲ値まで測定可能で正確な推定が可能であることが分かる。

以上のように、本実施形態の推定方法によれば、周波数選択性フェージング及び時間選択性フェージングのいずれか一方が大きい伝播環境下においても、干渉雑音電力を精度良く推定することが可能となる。
〔Ｂ〕変形例の説明
上述した実施形態においては、図２に示す配置、即ち、サブフレームの先頭シンボルで、Ｍ（＝６）サブキャリア間隔（周期）でパイロット信号を配置して送信することを前提として、時間方向及び周波数方向にそれぞれ隣接する４つのパイロット信号位置がなす四角形の対角線両端に位置する各２つのパイロット信号のチャネル値の平均を求めているが、本発明はこれに限定されず、他の配置の場合にも、本発明は適用可能であり、上記と同等の作用効果を得ることができる。

例えば、パイロット信号の配置されるサブキャリア間隔がシンボル時間毎に異なる場合や、同一サブフレーム内の複数のシンボル時間でパイロット信号が所定サブキャリア間隔で配置される場合であっても、時間方向及び周波数方向にそれぞれ隣接する４つのパイロット信号位置が形成する四角形の対角線両端に位置する各２つのパイロット信号のチャネル値の平均を求めることにより、少なくとも従来技術に比してＳＩＲを精度良く推定することが可能となる。

また、平均化対象とするパイロット信号位置は、周波数方向及び時間方向のいずれについても、必ずしも隣接パイロット信号位置でなくてもよい。もっとも、周波数方向及び時間方向のいずれについても、距離の近いパイロット信号位置でのパイロットチャネル値を用いるほど、推定精度は向上する。
以下に、幾つかの変形例について説明する。なお、以下の変形例の説明において、既述の符号と同一符号を付して説明する部分は、特に断らない限り、既述の部分と同一若しくは同様の部分を示す。

（Ｂ１）第１変形例
前述した実施形態では、時間的に隣接する２つのサブフレーム＃ｎ，＃ｎ＋１でのパイロット信号（図２の斜線部で示すシンボルであって図１１における第１のパイロット信号Ｒ₁に相当する）を用いる場合として説明したが、図１１に示したパイロット配置の場合、即ち、第１のパイロット信号Ｒ₁と第２のパイロット信号Ｒ₂とが、同一サブフレーム内の複数シンボル時間で異なるサブキャリア周波数に所定サブキャリア間隔で配置される場合には、同様の推定方法を第２のパイロット信号Ｒ₂にも適用することが可能である。

この場合には、第１のパイロット信号Ｒ₁についての推定方法を第２のパイロット信号Ｒ₂にも適用し、それらを平均化することにより、より精度の高い干渉雑音電力の推定が可能となる。
より詳細には、アンテナ＃ａ，サブフレーム＃ｎのそれぞれ帯域端からｉ番目にマッピングされた第１のパイロット信号Ｒ₁をｈ（１，ａ，ｎ，Ｍｉ）、第２のパイロット信号Ｒ₂をｈ（２，ａ，ｎ，Ｍｉ）とそれぞれ表現する場合、これらのパイロットシンボルＲ₁及びＲ₂をそれぞれパイロット抽出部２５（図４参照）において抽出し、パイロットシンボルパターンをキャンセルした信号とする。

そして、パイロットシンボルＲ₁に関してＫ₁回、パイロットシンボルＲ₂に関してＫ₂回の平均化でそれぞれ推定する場合、それぞれ推定される干渉雑音電力（雑音推定値）σ² _est（１，ａ，ｎ），σ² _est（２，ａ，ｎ）は、下記の（７）式，（８）式で表すことができる。なお、Ｋ₁とＫ₂とは同じ回数でも異なる回数でもよい。

これらの（７）式，（８）式を図示化すると、それぞれ、図６と同様になる。
これらの（７）式，（８）式により得られた各雑音推定値σ² _est（１，ａ，ｎ），σ² _est（２，ａ，ｎ）を、下記の（９）式の平均化することにより、精度の改善された推定値σ² _est（ａ，ｎ）を得ることができる。

（Ｂ２）第２変形例
第２変形例の推定方法として、例えば図１２に示すように、点線矢印５１の両端に配置されたパイロットシンボルＲ₁、即ち、異なるサブフレーム（異なるシンボル時間）で同じサブキャリア周波数に配置されたパイロットシンボルＲ₁どうしの平均値（時間方向平均値）と、実線矢印５２の両端に配置されたパイロットシンボルＲ₂、即ち、同じサブフレーム内の同じシンボル時間で異なるサブキャリア周波数に配置されたパイロットシンボルＲ₂どうしの平均値（周波数方向平均値）との差分を用いる方法が考えられる。

この場合には、２つのパイロットシンボルＲ₁及び２つのパイロットシンボルＲ₂を用いて、図６により説明した推定方法を適用することにより、より精度の高い干渉雑音電力の推定が可能となる。
即ち、アンテナ＃ａ，サブフレーム＃ｎのそれぞれ帯域端からｉ番目にマッピングされた第１のパイロットシンボルＲ₁をｈ（１，ａ，ｎ，Ｍｉ）、第２のパイロットシンボルＲ₂をｈ（２，ａ，ｎ，Ｍｉ）とそれぞれ表現した場合、これらのパイロットシンボルＲ₁，Ｒ₂をパイロット抽出部２５（図４参照）において抽出し、パイロットシンボルパターンをキャンセルした信号とする。

そして、それらを用いてＫ₁回の平均化で推定する場合、推定される干渉雑音電力（雑音推定値）σ² _est（ａ，ｎ）は、下記の（１０）式で表すことができる。

ここで、従来技術では、図７（Ｂ）にて前述したように、ある平均値と、特定の位置のパイロット信号との差分で計算する（特定の位置のパイロット信号を中心として、その両側のパイロット信号を用いる）ことから、周波数方向又は時間方向に広い領域の平均値演算となっていたが、本例の平均値どうしの差分で計算する推定方法を用いることにより、より小さな時間×周波数領域内で閉じた計算を行なうことが可能となる。

したがって、周波数方向あるいは時間方向のみを用いた従来の推定方法に比べて、時間及び周波数の２次元領域でより局所化された情報のみを用いて推定することができるから、時間方向及び周波数方向の少なくとも一方の変動が大きい場合に、チャネル変動の影響による劣化を低減することが可能となる。
なお、以下に述べる第３変形例についても、これまでに示した推定方法と同様の技術的思想に基づいており、同様の作用効果を得ることはいうまでもない。

（Ｂ３）第３変形例
さらに他のパイロットシンボル配置として、例えば図１３に示すように、あるフレーム時間において、パイロットシンボルを異なるシンボル時間に対して周波数方向にずらしながら配置する場合も考えられる。このような例として地上波放送向けの標準規格の１つであるDVB（Digital Video Broadcasting）-T標準規格があり、参考文献１として、“ETSI. Digitalbroadcasting systems for television, sound and data services: ETS 300744.1997.”がある。また、参考文献２として、“M.Speth,S.Fechtel, G.Fock, H.Meyr, "Broadband transmission using OFDM: systemperformance and receiver complexity,"BroadbandCommunications, 1998. Accessing, Transmission, Networking. Proceedings. 1998International Zurich Seminar on 17-19 Feb. 1998 Page(s):99-104”のfig.1にもパイロット信号配置が例示されている。

このようなパイロットシンボル配置の場合には、時間的に大きく離れたパイロットシンボルを用いるよりも、図１３中に示すように、時間的により近い距離に配置されたパイロットシンボル、即ち、実線矢印５３の両端に位置するパイロットシンボルどうしの平均値及び点線矢印５４の両端に位置するパイロットシンボルどうしの平均値をそれぞれ演算し、それらの差分を用いて干渉雑音電力を推定する方が、より精度の高い推定が可能である。

例えば図１３中に示すように、パイロットシンボルが２シンボル時間毎に周波数方向に２サブキャリア分ずつ周波数数方向にずらしながら配置されている場合、アンテナ＃ａ，サブフレーム＃ｎのシンボル番号＝＃ｔ（ｔはシンボル時間で０以上の整数）の帯域端からｉ番目にマッピングされたパイロットシンボルをｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ，ｔ）と表現すると、この場合の推定方法は、当該パイロットシンボルをパイロット抽出部２５（図４参照）にて抽出して、パイロットパターンをキャンセルした信号とし、それらを用いてＫ回の平均化、及び、時間方向Ｌ＋１列分の平均化で推定する場合、干渉雑音電力（雑音推定値）ｈ（ａ，ｎ）は、下記の（１１）式で表すことができる。

この演算を図６と同様の要領で図示化すると図１４に示すようになる。即ち、本例の推定方法では、同一受信アンテナ＃ａについて、
(1)或るサブフレーム＃ｎにおいて、或るシンボル時間２ｔにサブキャリア＃Ｍｉに配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ，２ｔ）と、当該パイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ，２ｔ）に対して２シンボル時間だけ異なるシンボル時間（２ｔ＋２）で２サブキャリア分だけ異なる周波数（高周波数側）に隣接配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ＋１），２ｔ＋２）との平均値を求める（パイロット平均化過程：符号２６１Ｂ（２６１ｂ）参照）とともに、
(2)同じサブフレーム＃ｎにおいて、前記パイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ，２ｔ）に対して周波数方向に２サブキャリア分だけ異なる周波数に配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ＋１），２ｔ）と、当該パイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍ（ｉ＋１），２ｔ）に対して２シンボル時間だけ異なる時間（２ｔ＋２）で２サブキャリア分だけ異なる周波数（低周波数側）に配置されているパイロット信号ｈ（ａ，ｎ，Ｍｉ，２ｔ＋２）との平均値を求め（パイロット平均化過程：符号２６１Ｂ（２６１ｂ）参照）、
(3)それらの平均値の差分を差分検出手段（過程）２６３ｂにて検出し電力化手段（過程）２６４ｂにて電力化することを、所定数のパイロット信号について行ない、それらの電力平均値を平均化手段（過程）２６５ｂにより干渉雑音電力の推定値として求める（干渉雑音電力推定過程：符号２６２Ｂ参照）のである。

（Ｂ４）第４変形例
複数のサブフレームをまとめてより大きなフレームが構成される場合、例えば図１５に示すように、２サブフレームで１つのフレーム（１ＴＴＩ＝１ｍｓ）が構成されるような場合、必ずしもすべてのフレームにパイロットシンボルがマッピングされないことや、フレーム毎にパイロットシンボルの指向性等の特性が異なることがある。

即ち、フレーム単位でユーザデータなどの割り当てを行なうパケットシステムなどにおいては、パイロット信号がデータ割り当てのあるフレームのみで送信され、次のフレームや前のフレーム（隣接フレーム）にはパイロット信号がマッピングされていない場合がある。また、指向性ビームや複数の送信方法を切り替えて使用できるようなシステムにおいては、各フレームでパイロット信号の指向性などが異なり、推定しようとする干渉電力そのものがフレーム毎に異なる場合がある。

このような場合には、図１５中に、符号Ａ，Ｂで示すようにフレーム内のパイロット信号（斜線部参照）に上述した推定方法のいずれかを適用し、符号Ｃで示すようなフレーム（サブフレームではない）を跨るような組み合わせのパイロット信号を用いた推定は行なわない方が好ましい。また、第１変形例で説明した複数回の推定値の平均化は、同一フレーム内の推定結果（Ａ，Ｂ）に対してのみ行ない、異なるフレーム間の推定結果（Ｃ）に対しては行なわない方が、推定対象フレームの干渉雑音電力を正しく推定することができる。

ここで、推定対象フレームの識別は、例えば、フレーム内のデータ割り当ての有無を示す情報や、指向性ビームの識別情報（直交符号の割り当て情報等）、送信方法に応じたパイロットシンボルのマッピング情報などの制御情報がフレーム毎あるいは数フレームおきにマッピングされている場合に、当該制御情報に基づいて実施することができる。
したがって、例えば図１６に示すように、図４に示したＯＦＤＭ受信機に、推定制御部２８を付加し、当該推定制御部２８にて、前記制御情報を受信フレームの復調処理部２７による復調結果から取得し、当該制御情報に基づいて推定対象フレームを決定し、推定対象フレームと決定したフレームについてのみ干渉電力推定部２６の推定結果を有効とし、それ以外のフレームについては当該推定結果を無効とするように干渉電力推定部２６を制御することで、受信フレームに応じた推定結果の有効、無効の切り替えを実現して、干渉雑音電力の推定精度を向上することが可能となる。

つまり、本例の推定制御部２８は、受信フレーム別に前記のパイロット平均化過程及び干渉雑音推定過程を実施するか否かを判断する判断手段としての機能と、この判断手段にて実施すると判断された受信フレーム内のパイロット信号のみを用いて前記のパイロット平均化過程及び干渉雑音推定過程を実施する制御手段としての機能とを兼ね備えているのである。

なお、上述した各変形例は適宜に組み合わせて重畳的、あるいは、選択的に実施してもよい。
〔Ｃ〕付記
（付記１）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化過程と、
前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記２）
前記パイロット平均化過程において、
時間及び周波数の２次元領域において、４つのパイロット信号の配置位置がなす四角形の２つの対角線の両端に位置するパイロット信号間の平均値を計算することを特徴とする、付記１記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記３）
前記４つのパイロット信号が、前記２次元領域において時間方向に隣接する２つのパイロット信号と、前記２次元領域において周波数方向に隣接する２つのパイロット信号であることを特徴とする、付記２記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記４）
前記４つのパイロット信号の配置位置がなす前記四角形が、平行四辺形であることを特徴とする、付記２又は３に記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記５）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化過程と、
前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程と、
前記干渉雑音推定過程による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信処理方法。
（付記６）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置であって、
異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化手段と、
前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記７）
前記パイロット平均化手段が、
時間及び周波数の２次元領域において、４つのパイロット信号の配置位置がなす四角形の２つの対角線の両端に位置するパイロット信号間の平均値を計算する手段をそなえたことを特徴とする、付記６記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記８）
前記４つのパイロット信号が、前記２次元領域において時間方向に隣接する２つのパイロット信号と、前記２次元領域において周波数方向に隣接する２つのパイロット信号であることを特徴とする、付記７記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記９）
前記４つのパイロット信号の配置位置がなす前記四角形が、平行四辺形であることを特徴とする、付記７又は８に記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記１０）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける受信機であって、
異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化手段と、前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とを有する干渉雑音推定装置と、
前記干渉雑音推定装置による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信機。
（付記１１）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化過程と、
前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記１２）
前記パイロット平均化過程を、４つの第１のパイロット信号及び４つの第２のパイロット信号のそれぞれについて実施し、
前記干渉雑音推定過程において前記第１及び第２のパイロット信号のそれぞれに関して得られた推定結果を平均化することを特徴とする、付記２記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記１３）
受信フレーム別に前記のパイロット平均化過程及び干渉雑音推定過程を実施するか否かを判断し、
実施すると判断した受信フレーム内のパイロット信号のみを用いて前記のパイロット平均化過程及び干渉雑音推定過程を実施することを特徴とする、付記１記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
（付記１４）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化過程と、
前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程と、
前記干渉雑音推定過程による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信処理方法。
（付記１５）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置であって、
異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化手段と、
前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記１６）
前記パイロット平均化手段が、４つの第１のパイロット信号及び４つの第２のパイロット信号のそれぞれについて実施し、
前記干渉雑音推定手段が、前記第１及び第２のパイロット信号のそれぞれに関して得られた推定結果を平均化することを特徴とする、付記７記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記１７）
受信フレーム別に前記のパイロット平均化過程及び干渉雑音推定過程を実施するか否かを判断する判断手段と、
該判断手段にて実施すると判断された受信フレーム内のパイロット信号のみを用いて前記のパイロット平均化過程及び干渉雑音推定過程を実施する制御手段とをさらにそなえたことを特徴とする、付記６記載のマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
（付記１８）
所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける受信機であって、
異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化手段と、前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とを有する干渉雑音推定装置と、
前記干渉雑音推定装置による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信機。

以上詳述したように、本発明によれば、周波数方向あるいは時間方向のチャネル変動が大きくても、精度良く干渉雑音の推定を行なうことができるので、無線通信技術分野に極めて有用と考えられる。

Claims (8)

1. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
   異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化過程と、
   前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
2. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
   異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化過程と、
   前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程と、
   前記干渉雑音推定過程による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信処理方法。
3. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置であって、
   異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化手段と、
   前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
4. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける受信機であって、
   異なる時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号間の平均値を求めるパイロット平均化手段と、前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とを有する干渉雑音推定装置と、
   前記干渉雑音推定装置による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信機。
5. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
   異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化過程と、
   前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定方法。
6. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおいて、
   異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化過程と、
   前記パイロット平均化過程により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定過程と、
   前記干渉雑音推定過程による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理過程とを有することを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信処理方法。
7. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置であって、
   異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化手段と、
   前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける干渉雑音推定装置。
8. 所定の送信周波数帯域においてパイロット信号が異なる複数の周波数に配置されて周期的に送信されるマルチキャリア通信システムにおける受信機であって、
   異なる時刻に同じ周波数で受信されたパイロット信号と同じ時刻に異なる周波数で受信されたパイロット信号との平均値を求めるパイロット平均化手段と、前記パイロット平均化手段により得られた各平均値の差分に基づいて干渉雑音を推定する干渉雑音推定手段とを有する干渉雑音推定装置と、
   前記干渉雑音推定装置による推定結果に基づいてマルチキャリア復調処理を行なう復調処理手段とをそなえたことを特徴とする、マルチキャリア通信システムにおける受信機。

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