WO2010002153A2 - 다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치 - Google Patents

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WO2010002153A2
WO2010002153A2 PCT/KR2009/003488 KR2009003488W WO2010002153A2 WO 2010002153 A2 WO2010002153 A2 WO 2010002153A2 KR 2009003488 W KR2009003488 W KR 2009003488W WO 2010002153 A2 WO2010002153 A2 WO 2010002153A2
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synchronization signal
transmission
transmission antennas
subcarriers
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노민석
권영현
곽진삼
김동철
한승희
이현우
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    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to an apparatus for transmitting a synchronization signal in a multiple antenna system.
  • the wireless channel has various problems such as path loss, shadowing, fading, noise, limited bandwidth, power limitation of the terminal, and interference between different users. Suffers. This limitation makes the wireless channel look like a narrow pipe that hinders the fast flow of data and makes it difficult to design an efficient bandwidth for wireless communication that provides high speed data transmission.
  • Other challenges in the design of wireless systems include resource allocation, mobility issues related to rapidly changing physical channels, portability, and the design of providing security and privacy. It includes.
  • a transmission channel undergoes deep fading the receiver is difficult to determine the transmitted signal unless another version or replica of the transmitted signal is transmitted separately.
  • the resources corresponding to these different versions or copies are called diversity and are one of the most important factors contributing to reliable transmission over the radio channel. By using such diversity, data transmission capacity or data transmission reliability can be maximized.
  • a system that implements diversity using multiple transmission antennas and multiple reception antennas is called a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • MIMO system multiple input multiple output
  • Multiple antenna schemes include Space Frequency Block Code (SFBC), Space Time Block Code (STBC), Cyclic Delay Diversity (CDD), frequency switched transmit diversity (FSTD), time switched transmit diversity (TSTD), Precoding Vector Switching (PVS), Spatial Multiplexing (SM), Generalized Cyclic Delay Diversity (GCDD), Selective Virtual Antenna Permutation (S-VAP), and the like.
  • SFBC Space Frequency Block Code
  • STBC Space Time Block Code
  • CDD Cyclic Delay Diversity
  • FSTD frequency switched transmit diversity
  • TSTD time switched transmit diversity
  • PVS Precoding Vector Switching
  • SM Spatial Multiplexing
  • GCDD Generalized Cyclic Delay Diversity
  • S-VAP Selective Virtual Antenna Permutation
  • the terminal cannot estimate a channel for each transmit antenna of the base station, and thus it is difficult to efficiently recover data.
  • a method of distinguishing the transmission antennas of the base station by frequency is referred to as FSTD.
  • frequency resources are allocated to each transmission antenna.
  • An object of the present invention is to provide an apparatus for transmitting a synchronization signal in a multiple antenna system.
  • an apparatus for transmitting a synchronization signal using a plurality of transmission antennas may include a synchronization signal generator for generating a synchronization signal used to track synchronization of time or frequency, assigning different subcarriers to the plurality of transmission antennas so as not to overlap, and mapping the synchronization signal to the subcarriers. And a transmission processor configured to perform Inverse Fast Fourier Transformation (IFFT) to generate an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbol, and a code that is a resource for distinguishing signals transmitted from the plurality of transmission antennas. And a control information combining unit for controlling the transmission antennas not overlapping each other, and the plurality of transmission antennas for transmitting the OFDM symbol.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transformation
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • a method of transmitting a synchronization signal using a plurality of transmission antennas includes generating a synchronization signal used to track synchronization of time or frequency, allocating different subcarriers without overlapping the plurality of transmission antennas, dividing the subcarriers into a plurality of groups, and transmitting the synchronization signal. Allocating a code to be used in each group so as not to overlap, mapping the synchronization signal to the subcarrier, performing an IFFT to generate an OFDM symbol, and transmitting the OFDM symbol using the plurality of transmission antennas Steps.
  • 1 shows a wireless communication system.
  • FIG. 2 shows an example of a frame structure.
  • 3 is an example of a synchronization channel structure.
  • FIG. 4 illustrates an example in which a subcarrier is locally allocated to each transmission antenna in a system to which an FSTD is applied.
  • 5 illustrates an example in which subcarriers are distributed to each transmission antenna in a system to which FSTD is applied.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a transmitter according to an example of the present invention.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a method of generating a synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating a method of generating a synchronization signal according to another example of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to another embodiment of the present invention.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16e (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA), and the like.
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • IEEE 802.16m is an evolution of IEEE 802.16e.
  • 1 shows a wireless communication system.
  • the wireless communication system 10 includes at least one base station 11 (BS).
  • Each base station 11 provides a communication service for a particular geographic area (generally called a cell) 15a, 15b, 15c.
  • the cell can in turn be divided into a number of regions (called sectors).
  • the user equipment (UE) 12 may be fixed or mobile, and may include a mobile station (MS), a user terminal (UT), a subscriber station (SS), a wireless device, a personal digital assistant (PDA), It may be called other terms such as a wireless modem and a handheld device.
  • the base station 11 generally refers to a fixed station communicating with the terminal 12, and may be referred to as other terms such as an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point, and the like. have.
  • eNB evolved-NodeB
  • BTS base transceiver system
  • access point and the like. have.
  • downlink means communication from the base station to the terminal
  • uplink means communication from the terminal to the base station.
  • a transmitter may be part of a base station, and a receiver may be part of a terminal.
  • a transmitter may be part of a terminal, and a receiver may be part of a base station.
  • downlink may use Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA)
  • uplink may use Single Carrier-Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA) or clustered DFT S-OFDM.
  • SC-FDMA Single Carrier-Frequency Division Multiple Access
  • the general SC-FDMA technique means assigning (or mapping) a DFT spread symbol sequence to a contiguous subcarrier or an equally spaced subcarrier, where clustered DFT-S-OFDM is used for M ( ⁇ N).
  • the symbol strings are allocated (or mapped) to successive subcarriers, and the remaining NM symbol strings are allocated (or mapped) to successive subcarriers spaced apart from the subcarriers to which the M symbol strings are allocated (or mapped).
  • clustered DFT-S-OFDM there is an advantage that frequency selective scheduling can be performed.
  • FIG. 2 shows an example of a frame structure.
  • a superframe includes a superframe header and four frames (frames, F0, F1, F2, and F3).
  • the transmission period of control information that does not need to be transmitted frequently can be increased in units of superframes, thereby increasing the efficiency of transmission.
  • data allocation and scheduling may be performed most frequently in units of superframes, thereby reducing delay characteristics of data transmission considering a retransmission mechanism.
  • the size of each superframe is 20ms and the size of each frame is illustrated as 5ms, but is not limited thereto. Frames may be considered as variable sizes for compatibility with heterogeneous or legacy wireless communication systems.
  • the superframe header may be placed at the front of the superframe, and a common control channel is assigned.
  • the common control channel is a channel used for transmitting control information that can be commonly used by all terminals in a cell, such as information on frames constituting a superframe or system information.
  • One frame includes eight subframes (Subframe, SF0, SF1, SF2, SF3, SF4, SF5, SF6, SF7).
  • Each subframe may be used for uplink or downlink transmission.
  • the subframe may consist of 6 or 7 OFDM symbols, but this is only an example.
  • Time division duplexing (TDD) or frequency division duplexing (FDD) may be applied to the frame.
  • TDD Time division duplexing
  • FDD frequency division duplexing
  • each subframe is used in uplink or downlink at different times at the same frequency. That is, subframes in the TDD frame are divided into an uplink subframe and a downlink subframe in the time domain.
  • FDD frequency division duplexing
  • each subframe is used as uplink or downlink on a different frequency at the same time. That is, subframes in the FDD frame are divided into an uplink subframe and a downlink subframe in the frequency domain.
  • Uplink transmission and downlink transmission occupy different frequency bands and may be simultaneously
  • the subframe includes at least one frequency partition.
  • the frequency partition is composed of at least one Physical Resource Unit (PRU).
  • PRU Physical Resource Unit
  • the frequency partitions may include Localized PRUs and / or Distributed PRUs. Frequency partitioning may be used for other purposes such as Fractional Frequency Reuse (FFR) or Multicast and Broadcast Services (MBS).
  • FFR Fractional Frequency Reuse
  • MBS Multicast and Broadcast Services
  • a PRU is defined as a basic physical unit for resource allocation that includes a plurality of consecutive OFDM symbols and a plurality of consecutive subcarriers.
  • the number of OFDM symbols included in the PRU may be the same as the number of OFDM symbols included in one subframe. For example, when one subframe consists of 6 OFDM symbols, the PRU may be defined with 18 subcarriers and 6 OFDM symbols.
  • Localized Resource Units are basic logical units for distributed resource allocation and localized resource allocation.
  • the LRU is defined by a plurality of OFDM symbols and a plurality of subcarriers and includes pilots used in a PRU. Thus, the appropriate number of subcarriers in one LRU depends on the number of pilots assigned.
  • DRUs Logical Distributed Resource Units
  • the DRU includes subcarrier groups distributed in one frequency partition.
  • the size of the DRU is equal to the size of the PRU.
  • the smallest unit that forms a DRU is one subcarrier.
  • Logical Contiguous Resource Units may be used to obtain frequency selective scheduling gains.
  • the CRU includes a local subcarrier group.
  • the size of the CRU is equal to the size of the PRU.
  • the synchronization channel refers to all channels in which the terminal performs time or frequency synchronization with the base station.
  • the synchronization channels may be arranged at regular intervals (for example, 5 ms) within every superframe, or may be arranged at variable intervals.
  • the sync channel may be included only in a frame including a superframe header, or may be included in a frame without a superframe header. Both the former and the latter apply to the superframe structure in IEEE 802.16m.
  • the sync channel includes one OFDM symbol. However, the synchronization channel may additionally include OFDM symbols for synchronization and cell information during handover as well as initial synchronization and cell information.
  • a signal transmitted on a synchronization channel is called a synchronization signal (SS).
  • the synchronization signal may be called a preamble.
  • the synchronization signal includes a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS).
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • the primary synchronization signal may be used for the terminal to obtain synchronization of a subframe or OFDM symbol.
  • the secondary synchronization signal may be used for the terminal to acquire the synchronization of the superframe or frame.
  • the structure of the synchronization channel can be classified into two types according to the method of initial timing / frequency synchronization.
  • the first method is to acquire initial time / frequency synchronization using cross-correlation characteristics.
  • a synchronization signal is carried on all subcarriers on the frequency axis. If the synchronization signal is mapped only to the subcarriers of the even index or the subcarriers of the odd index, it is difficult to obtain initial time / frequency synchronization because an incorrect peak occurs when the UE performs cross-correlation. This is generally the case even when the synchronization signal is mapped and transmitted in n subcarrier intervals n ⁇ 2.
  • the second method is to acquire initial time / frequency synchronization by using auto-correlation characteristics.
  • the synchronization signal In order to use the second method, the synchronization signal must be transmitted in a repetitive pattern on the time axis.
  • One of the ways in which the synchronization signal may appear in a repetitive pattern on the time axis is to map the synchronization signal to n subcarrier intervals n ⁇ 2 on the frequency axis.
  • the auto-correlation-based synchronization channel structure is more preferable because it reduces the computational amount of the UE and may not be affected by the frequency offset.
  • the IEEE 802.16e preamble also has a synchronization channel structure for supporting an autocorrelation-based synchronization algorithm, and carries a transmission signal at three subcarrier intervals on the frequency axis so that three repetition patterns appear on the time axis.
  • a time axis repetition pattern should be created.
  • a repetition pattern should be created to avoid confusion with the IEEE 802.16e preamble signal.
  • the following scheme may be used to allocate frequency resources in a multi-carrier system.
  • a localized allocation type in which locally adjacent subcarriers are allocated in the bandwidth of the entire system
  • a distributed allocation type in which subcarriers are allocated to be scattered in the bandwidth of the entire system.
  • subcarriers are again allocated at equal intervals or at random intervals.
  • FIG. 4 illustrates an example in which a subcarrier is locally allocated to each transmission antenna in a system to which an FSTD is applied.
  • the DFT size is 1024 and two transmission antennas are used.
  • ⁇ f is the interval between each subcarrier.
  • Different subcarriers are allocated to the first transmission antenna (1st Tx antenna) and the second transmission antenna (2nd Tx antenna) at an arbitrary transmission time. This is because FSTD is applied.
  • a subcarrier is locally allocated to each transmission antenna. For example, the i th to (i + 511) subcarriers are allocated to the first transmission antenna, and the (i + 512) th (i + 1023) subcarriers are allocated to the second transmission antenna. That is, consecutive subcarriers in one region are allocated to one transmission antenna, and consecutive subcarriers in another region are allocated to another transmission antenna. This is called a localized type or a cluster type.
  • 5 illustrates an example in which subcarriers are distributed to each transmission antenna in a system to which FSTD is applied.
  • the DFT size is 1024 and two transmission antennas are used.
  • the bandwidth to which the i th to (i + 1023) subcarriers are allocated in the entire system band (0 to N) is shown.
  • Different subcarriers are allocated to a first transmission antenna (1st Tx antenna) and a second transmission antenna (2nd Tx antenna) at an arbitrary transmission time point. This is because FSTD is applied.
  • subcarriers are allocated to each transmission antenna in a distributed allocation scheme. For example, an i + 2n subcarrier is allocated to the first transmission antenna and an i + (2n + 1) subcarrier is allocated to the second transmission antenna (where 0 ⁇ n ⁇ 511). That is, one subcarrier is assigned to one transmission antenna, and the next one subcarrier is assigned to another transmission antenna. This is a method in which subcarriers are allocated at equal intervals among distributed allocation methods.
  • a subcarrier allocation pattern may be changed. For example, in transmitting the first OFDM symbol, if a subcarrier with an even index is assigned to the first transmit antenna and an subcarrier with an odd index is assigned to the second transmit antenna, the first transmit antenna is transmitted when the second OFDM symbol is transmitted. Assign subcarriers with odd indexes, and assign subcarriers with even indexes to the second transmission antenna.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a transmitter according to an example of the present invention.
  • the transmitter 100 includes a synchronization signal generator 110, an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulator 120, a control signal coupler 130, and an RF unit. (Radio Frequency Unit) 140 and transmit antennas 150-1, 150-2, ..., 150-N.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the sync signal generator 110 generates a sync signal at a predetermined time or at variable time intervals using a specific sequence or code. Details of the method of generating the synchronization signal will be described later. Here, the sequence or code may be used in the same concept meaning a resource used to distinguish a signal.
  • the transmission processor 120 maps a synchronization signal to a subcarrier allocated to each transmission antenna 150-1, 150-2, ..., 150-N by the FSTD, and performs an inverse fast fourier transformation (IFFT). Generate an OFDM symbol.
  • Each transmission antenna 150-1, 150-2,..., 150 -N is assigned a different subcarrier.
  • a different code is used for each transmission antenna 150-1, 150-2, ..., 150-N or for each subcarrier.
  • Control information such as a synchronization signal may be modulated separately from the user data and input to the transmission processor 120.
  • the control information combiner 130 controls operations of the sync signal generator 110 and the transfer processor 120 to combine additional control information with the sync signal.
  • the additional control information is information to be delivered to the terminal in order to efficiently obtain initial synchronization.
  • the additional control information may include frame boundary information, cyclic prefix information, the number of transmission antennas, frequency reuse factor (FRF) information, and support information for heterogeneous or conventional legacy wireless communication systems. , Frequency bandwidth information, femto / relay cell information, carrier ID information, and the like. The detailed operation of the control information combiner 130 will be described later.
  • the RF unit 140 converts an input OFDM symbol into an analog signal.
  • the converted analog signal is propagated to the wireless channel through the transmission antennas 150-1, 150-2, ..., 150-N.
  • the amount of interference may be reduced.
  • the terminal not only acquires the synchronization as a synchronization signal, but also knows the control information in advance, so that the delay time required to perform a necessary operation is significantly reduced.
  • the amount of interference is as follows. For example, suppose you use code x in cell 1 and code y in cell 2. Code x will be used for both the subcarrier assigned to the first transmit antenna in cell 1 and for the subcarrier assigned to the first transmit antenna in cell 2. The code y will be used for both the subcarrier assigned to the second transmit antenna in cell 1 and the subcarrier assigned to the second transmit antenna in cell 2. In this case, the amount of interference between subcarriers is determined by cross-correlation of code x and code y for the first transmission antenna and the second transmission antenna.
  • the amount of interference is I (x, y)
  • the total amount of interference experienced by the terminal is 2I (x, y) which is the sum of the interferences for all subcarriers (or for all transmission antennas). In this way, if the same code is used for all transmission antennas, the amount of interference increases as k ⁇ I (x, y) in proportion to the number k of cells.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a method of generating a synchronization signal according to an embodiment of the present invention.
  • different subcarriers are allocated to the first transmission antenna and the second transmission antenna according to the FSTD to generate a synchronization signal. That is, the 4m + 1th subcarrier is allocated for the synchronization signal to the first transmission antenna and the 4m + 3th subcarrier is allocated for the synchronization signal to the second transmission antenna (m is an integer).
  • the 0 th subcarrier represents a DC carrier.
  • codes used for each subcarrier of each transmission antenna are also different. For example, when code a is used for a subcarrier assigned to a first transmission antenna, code b is used for a subcarrier assigned to a second transmission antenna.
  • code a ⁇ code b, and code b is a cyclic shift of code a on the time axis or the frequency axis.
  • the code here may be called a sequence.
  • Each code may be determined by the following equation.
  • k is an index number of a subcarrier
  • -N used ⁇ k ⁇ N used
  • N is the number of used sub-carriers to be used in both frequency bands, based on the DC sub-carrier.
  • Code (k) represents a code applied to the kth subcarrier.
  • a j (m) represents the j th code in code space A
  • B j (m) represents the j th code in code space B.
  • Code space means a set of codes that can be applied to a subcarrier.
  • m is an integer of -N used / 4 ⁇ m ⁇ N used / 4.
  • F ( ⁇ t, A) represents a function of cyclically shifting code space A along the time axis
  • F ( ⁇ f, A) represents a function of cyclically shifting code space A along the frequency axis.
  • b ae j ⁇ may be established between code a belonging to code space A and code b belonging to code space B.
  • Equations 1 and 2 correspond to two transmission antennas and can be extended in the same manner for any number of transmission antennas.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating a method of generating a synchronization signal according to another example of the present invention.
  • different subcarriers are allocated to the first transmission antenna and the second transmission antenna according to the FSTD, and different codes are also used between the subcarriers to generate a synchronization signal. That is, code a is used for the 4n + 1th subcarrier in the first transmission antenna and code c is used for the synchronization signal in the 4n + 5th subcarrier in the first transmission antenna (n is an integer). Therefore, the amount of interference for the subcarriers allocated in the first transmission antenna is I (a, c). On the other hand, code b is used for the 4n-1th subcarrier in the second transmission antenna and code d is used for the synchronization signal in the 4n + 3th subcarrier in the second transmission antenna.
  • the amount of interference for the subcarriers allocated in the second transmit antenna is I (b, d).
  • the amount of interference generated when the first transmission antenna and the second transmission antenna transmit the synchronization signal is a total I (a, c) + I (b, d).
  • a different code used for each subcarrier may mean that a different code is used for each cell for a synchronization signal.
  • the subcarrier assigned to cell 1 is the 4n + 1th subcarrier and the subcarrier assigned to cell 2 is the 4n + 5th subcarrier
  • cell 1 uses code a
  • the cell 2 is to use code c.
  • the subcarrier assigned to cell 1 is the 4n-1 th subcarrier and the subcarrier assigned to cell 2 is the 4n + 3 th subcarrier
  • cell 1 uses code b
  • the total amount of interference is a total I (a, c) + I (b, d), and does not increase proportionally according to the number of cells.
  • the code generation method applied to each subcarrier is as defined by Equations 1 and 2 above.
  • control information combiner 130 combines the control information to the synchronization signal in order to efficiently obtain the initial system information. There are eight additional control information.
  • the structure of the IEEE 802.16m frame may include a synchronization channel as well as a frame including a superframe header as shown in FIG. 3. Therefore, the terminal needs to know information about the boundary between the superframe and the frame.
  • the control information combiner 130 combines the information on the boundary between the superframe and the frame to the synchronization signal.
  • a specific signature for initial system information transmission may be configured by inserting a signature differently every frame, or by inserting only a signature that distinguishes a frame that does not include a frame including a start or superframe header of a superframe.
  • the wireless communication system uses various CPs according to environmental and geographical influences.
  • CP is an interval inserted into a time domain guard interval in which an IFFT is performed in an OFDM system, and is intended to remove inter-symbol interference due to multiple paths of symbols.
  • the length of the CP may be set to various lengths according to the system or service.
  • the control information combiner 130 combines the information about the CP length to the synchronization signal.
  • the control information combiner 130 combines the information on the number of transmission antennas used to transmit the synchronization signal to the synchronization signal.
  • Frequency Reuse means that the nearest cells use different frequency resources, and mainly considers the frequency reuse factor 3 to divide the entire band into three frequency resources.
  • the control information combiner 130 combines frequency reuse information with the synchronization signal.
  • the frequency reuse information coupled to the synchronization signal can be defined as a sector ID. For example, when the sector ID is set to 3, the information corresponding to the frequency reuse factor 3 can be mapped one-to-one to the sector ID. Alternatively, the sector ID may be set to any number to be used as frequency reuse information or additional cell information (for example, an indicator of femto-cell or relay cell).
  • the IEEE 802.16m system supports a legacy system support mode in which the existing IEEE 802.16e system is coexisted by multiplexing with time division multiplexing (TDM) or frequency division multiplexing (FDM).
  • the control information combiner 130 combines information on whether the operation of the IEEE 802.16m base station supports the terminal of the conventional system or only the terminal of the IEEE 802.16m system to the synchronization signal.
  • the synchronization signal transmission in the IEEE 802.16m is used as a base station to distinguish between the IEEE 802.16e base station and the IEEE 802.16m base station as the IEEE 802.16m base station rather than the conventional base station.
  • the wireless communication system may consider support for a frequency band wider than the base frequency use band. For example, various synchronization signals are searched according to the bandwidth support capability of the terminal in the IEEE 802.16m system. In this process, a process for acquiring system bandwidth information by a specific terminal is required. For example, when terminal capability of 5, 10, and 20 MHz frequency bandwidth is defined, the 5 MHz terminal can acquire synchronization and detect cell ID through a 5 MHz synchronization channel, and together with system band information (eg, Acquire a 20 MHz system bandwidth.
  • the control information combiner 130 combines the information of the frequency band being used by the cell with the synchronization signal.
  • a wireless communication system may be characterized as a femtocell or a relay cell.
  • a femtocell with indoor or small cell size may be configured for increased data rate and coverage expansion, or a relay cell may be configured to support a shadow area caused by a geographical influence or an external environment. Therefore, the control information combiner 130 combines the information on which cell is the cell to which the terminal is to be connected to the synchronization signal.
  • the corresponding cell ID in the synchronization signal may be recognized as a femtocell ID or relay cell ID based on the indication information on the femtocell or relay cell.
  • the IEEE 802.16m system supports a multi-carrier environment that can transmit or receive by using a plurality of carriers defined by a constant bandwidth.
  • the base station and the terminal may be defined to be capable of transmitting and receiving only with each independent carrier, or may be configured to transmit and receive in a wide band configured through the aggregation of a plurality of carriers.
  • each of the carriers may be disposed continuously or separated in frequency.
  • the composition of a set can be changed statically or dynamically.
  • the control information combiner 130 combines the carrier ID information with the synchronization signal. It is assumed that a synchronization signal exists in a specific master carrier and the terminal detects the synchronization signal and transmits data using another slave carrier.
  • the control information combiner 130 may combine distinguished information of the primary / slave carriers with the synchronization signal, or combine carrier ID information allocated to each carrier.
  • the terminal can access the corresponding carrier without unnecessary handshaking with the network. Therefore, there is an advantage that can reduce the network entry latency (network entry latency).
  • the control information combiner 130 combines carrier indication information for transmitting system information or broadcast information to the synchronization signal.
  • the base station can simply inform the terminal of the existence of the control channel through 1-bit carrier indication information.
  • Such indication information may be transmitted only for a synchronization signal transmitted simultaneously with the BCH / SI. If the transmission frequency of the synchronization signal is greater than the BCH / SI transmission frequency, this indication information may be interpreted as information indicating that this information is being transmitted to a specific carrier. Can be.
  • the information of the multi-carrier (or carrier / frequency spectrum aggregation) coupled to the synchronization signal in this way, after the terminal detects the synchronization signal, the purpose of informing which carrier is the primary carrier or dependent carrier May be used.
  • combining additional control information with the synchronization signal means that the synchronization signal is appropriately transformed to be mapped to specific control information. That is, the control information combiner 130 converts the sync signal according to the control information to be added to distinguish it.
  • the terminal can receive the control signal implicitly added by receiving a synchronization signal made in a specific conversion state on the time axis or frequency axis, and mapping the specific conversion state to additional control information. For example, if the synchronization signal is in the conversion state R, additional control information r is indicated, and if the synchronization signal is in the conversion state T, the additional control information t is indicated.
  • control information combiner 130 combines additional control information with the synchronization signal.
  • the additional control information is combined by varying the magnitude of the cyclic shift value on the time axis or the frequency axis for generating the code (combination by cyclic shift).
  • additional control information is combined by varying the mapping relationship between the transmit antenna code and the subcarrier group according to the FSTD (combining method by mapping relationship).
  • additional control information is combined by mapping a synchronization signal to an odd or even subcarrier (combining method by subcarrier index). In the following, three methods will be described in detail.
  • N transmit antennas transmit a synchronization signal by code C (n, s (n)).
  • s (n) represents the cyclic shift value applied to the code for the nth transmission antenna.
  • the cyclic shift value is a value shifted on the time axis or the frequency axis based on the first transmission antenna.
  • the code C (2, s (2)) is a code applied to the second transmission antenna, and means that the code is cyclically shifted by s (2) in the cyclic shift value of the code used for the first transmission antenna.
  • mapping table representing the mapping relationship between the size of the cyclic shift and the additional control information.
  • the table below shows the mapping relationship between the magnitude of the cyclic shift and the additional control information.
  • Shift vector S [s (1), s (2), ..., s (N)]
  • Second control information ... ... S M [0, z1, z2, ..., zN] M control information
  • the shift vector S becomes [s (1), s (2), ..., s (N)].
  • the specific shift vector S indicates specific control information coupled to the synchronization signal.
  • the shift vector S 1 may indicate the first control information and the shift vector S 2 may indicate the second control information.
  • the number M of independent shift vectors becomes the number of control information that can be combined with the synchronization signal.
  • the method of making the shift vector S it is only necessary to set the shift vectors mapped to the respective control information to be not the same.
  • the control information combiner 130 determines a shift vector S i corresponding to the i th control information to be combined with the synchronization signal (1 ⁇ i ⁇ N), and synchronizes the code to be applied to each transmission antenna by the shift vector.
  • the signal generator 110 is controlled.
  • the number of defined shift vectors should be the minimum number exceeding the required number of control information.
  • the start cyclic shift sizes of all shift vectors are set to “0” so that they can be used as reference values at the time of synchronization acquisition, but this is only an example and may be set to different start cyclic shift sizes. Of course, the starting cyclic shift size of each shift vector may also be different.
  • N transmit antennas transmit a synchronization signal by code C (n, s (n)).
  • s (n) represents the cyclic shift value applied to the code for the nth transmission antenna.
  • the cyclic shift value is a value shifted on the time axis or the frequency axis based on the first transmission antenna.
  • Groups of subcarriers to which respective codes C (n, s (n)) are mapped are g1, g2,... Let's say gN. Each group may consist of physically contiguous subcarriers (FSTD by local resource allocation) or may consist of subcarriers scattered throughout the band (FSTD by distributed resource allocation).
  • N subcarrier groups are assigned to each transmit antenna.
  • the order of codes used in each transmission antenna is fixed.
  • the number of cases where subcarrier groups are mapped to two codes is two as shown in the following table.
  • a table indicating a relationship in which N! Control information is mapped to a mapping vector is shown in the following table.
  • the control information combiner 130 determines a mapping vector P j corresponding to the j th control information to be coupled to the synchronization signal (1 ⁇ j ⁇ N!), And the subcarrier groups are specified in a specific order by the mapping vector P j . According to the control, the transmission processor 120 is allocated to each transmission antenna.
  • mapping vector P there is no limitation on the method of making the mapping vector P, and it is only necessary to set each control information to be not the same. Since the greater the number of defined mapping vectors, the greater the number of verifications that the terminal should perform when acquiring information through a synchronization signal, the number of defined mapping vectors is preferably such that the minimum number exceeds the required number of control information. In addition, it is necessary to set such that the maximum cross-correlation difference is obtained when distinguishing so that there is less discrimination between control information.
  • the difference between the combining method by cyclic shift and the combining method by mapping relationship is as follows.
  • the combining method by the cyclic shift defines a shift vector S, which is a cyclic shift combination possible for a predetermined frequency division resource, and transmits additional control information according to the shift vector S.
  • the coupling method based on the mapping relationship defines a mapping vector for mapping a frequency resource to be felt for one code string determined by a specific cyclic shift, and transmits additional control information. Therefore, the cyclic shift combining method uses N! By mapping to divided frequency resources based on various mapping vectors. The above information transmission is also possible.
  • the combined method by the cyclic shift increases the detection complexity of additional control information, and the uncertainty about the size and resource mapping of the cyclic shift occurs, which may affect the detection performance of the synchronization signal. have. Therefore, a minimum and optimal mapping relationship is required to combine additional control information required for the synchronization signal.
  • the synchronization signal may be sent only to an odd or even subcarrier on the frequency axis.
  • the synchronization signal having the same amplitude and phase is repeated twice in one OFDM symbol on the time axis.
  • the synchronization signal is carried only on the odd subcarriers, the signal having the same magnitude and the opposite phase is repeated twice in one OFDM symbol on the time axis.
  • the control information combiner 130 determines an index of a subcarrier corresponding to the control information to be combined with the sync signal, and controls the transmission processor 120 to map a sync signal to subcarriers according to the subcarrier index. In this way, the control information may be combined with the synchronization signal, and the terminal may distinguish the control information coupled with the synchronization signal from the repetition form of the synchronization signal on the time axis.
  • the above-described additional control information (frame boundary information, CP (Cyclic Prefix) using any one or a combination thereof by combining by cyclic shift, combining by mapping relationship, and combining by subcarrier index.
  • Information, number of transmission antennas, frequency reuse factor (FRF) information, support information of heterogeneous or conventional legacy wireless communication system, bandwidth bandwidth information, femto / relay Cell information, carrier ID information, etc.) may be combined with a synchronization signal.
  • the terminal receiving the synchronization signal may obtain desired control information in the synchronization signal acquisition step without decoding the separate control information.
  • the combining method may include a method of combining each additional control information with the synchronization signal in the form of a mapping table made by a combination of the above three methods.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to an embodiment of the present invention. This is a case where frame boundary information, which is additional control information, is combined with a synchronization signal by a combining method by a mapping relationship. 4 transmission antennas.
  • one superframe includes an i-th sync channel (i-th SCH) to an (i + 3) th sync channel ((i + 3) th SCH).
  • Each sync channel identifies a frame boundary.
  • the boundary information of the frame is combined with the synchronization signal transmitted on each synchronization channel, and the terminal can know whether the synchronization signal received by the terminal is the synchronization signal of the frame.
  • the combination of frame boundary information is based on a combination method based on a mapping relationship.
  • Subcarriers are divided into four groups g1, g2, g3, and g4.
  • subcarriers belonging to each group may be physically locally adjacent to each other, or may be distributed in all bands. That is, the subcarriers belonging to each group group the indexes of the physical subcarriers into groups and attach logical indexes to each group. That is, when transmitted to the FSTD, subcarriers belonging to each group may be locally allocated to each transmit antenna or distributed to all bands.
  • a code S j #n is used to transmit a synchronization signal.
  • S j is a code used in the 0 th transmission antenna (Tx 0).
  • S j #n is a code cyclically shifted from S j by a certain magnitude on the time or frequency axis, and is used in the nth transmission antenna (Tx n). That is, codes S j , S j # 1, S j # 2, and S j # 3 are used in the 0th to 3rd transmission antennas, respectively.
  • mapping vector P i is [g4, g3, g2, g1], it indicates that it is an i-th synchronization signal, and the mapping vector P i + If 1 is [g3, g2, g1, g4], it represents the (i + 1) th synchronization signal. If the mapping vector P i + 2 is [g2, g1, g4, g3], it represents the (i + 2) th synchronization signal. If the mapping vector P i + 3 is [g1, g4, g3, g2], it means that the (i + 3) th synchronization signal is present.
  • the terminal may know that the terminal has received the synchronization signal of the (i + 2) th frame.
  • the base station transmits by changing the mapping vector used in each transmission antenna for every synchronization signal, and there is no limitation in the method of changing the mapping vector.
  • the mapping vectors between four synchronization signals in the same superframe must not be the same.
  • FIG. 9 only four transmission antennas are used as an example. However, this may be applied to the case where four or more transmission antennas are used.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to another embodiment of the present invention. This is a case where frame boundary information, which is additional control information, is combined with a synchronization signal by a combining method by a mapping relationship. This is the case when there are two transmitting antennas.
  • groups of subcarriers according to the FSTD are divided into four groups such as g1, g2, g3, and g4.
  • Codes S j and S j # 1 are used for the 0th transmission antenna, and codes S j # 2 and S j # 3 are used for the first transmission antenna.
  • mapping vector P i is [g4, g3, g2, g1]
  • the code used for each subcarrier group is made as shown in FIG. 9, or S j and S j # 1 are concatenated codes of one long length, and S j # 2 and S j # 3 are It can also be considered that they combine to form another long combined code.
  • the relationship between the two coupling codes may be a cyclic shift relationship on the time axis or the frequency axis. In the case of using such a combined code, since the length of a code used in one transmission antenna transmission is doubled, the inter-code correlation property may be further improved.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to another embodiment of the present invention. This is a case where superframe boundary information, which is additional control information, is combined with a synchronization signal by a combining method by a mapping relationship. This is the case when there are two transmitting antennas.
  • the i-th sync channel is a frame including a superframe header, and the remaining sync channels are frames not including the superframe header.
  • the frame including the superframe header is a boundary of the superframe. Therefore, the signature of the superframe boundary is combined with the i-th synchronization signal, and the signatures are not combined with the remaining synchronization signals.
  • the control information indicating the superframe boundary is mapped to the mapping vector [g1, g2, g3, g4], and the control information indicating the boundary of the superframe is not the mapping vector [g1, g2, g3, g4]. Is mapped to.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a method of transmitting a synchronization signal according to another embodiment of the present invention. This is a case where superframe boundary information, which is additional control information, is combined with a synchronization signal by a combining method by a mapping relationship. This is the case when there are two transmitting antennas.
  • a signature is combined with a synchronization signal using two subcarrier groups. If information about the superframe boundary can exist only in two cases, such as a boundary or a non-border, it is not necessary to divide two subcarrier groups into two or more subcarriers. Can be combined with For the code strings S j and S j # 1, if the mapping vector is [g1, g2], it is a synchronization signal indicating a superframe boundary. If the mapping vector is [g2, g1], it is a synchronization signal not indicating a superframe boundary.
  • a processor such as a microprocessor, a controller, a microcontroller, an application specific integrated circuit (ASIC), or the like according to software or program code coded to perform the function.
  • ASIC application specific integrated circuit

Landscapes

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Abstract

복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송장치를 제공한다. 상기 장치는 시간 또는 주파수의 동기(synchronization)를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 동기신호 생성부, 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 서로 다른 부반송파를 할당하고, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하며, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 수행하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌(symbol)을 생성하는 전송처리부, 상기 복수의 송신안테나에서 전송되는 신호를 구분하는 자원인 코드(code)가, 상기 복수의 송신안테나간에 겹치지 않도록 제어하는 제어정보 결합부, 및 상기 OFDM 심벌을 전송하는 상기 복수의 송신안테나를 포함한다. 다중안테나 시스템에서, 동기신호의 전송으로 인한 각 안테나별 채널 간섭의 영향을 줄이고, 각종 제어정보의 오버헤드를 줄일 수 있다.

Description

다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치
본 발명은 무선통신에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치에 관한 것이다.
최근들어 무선 데이터 서비스에 대한 폭발적인 수요의 증가가 있어왔다. 그리고 무선 음성 서비스에서 무선 데이터 서비스로의 진화는 무선 용량(wireless capacity)의 점진적인 증가를 요구하고 있다. 이러한 요구는 무선 서비스 사업자들과 무선장비 제조업자들로 하여금 무선 시스템의 데이터 전송률의 향상을 모색하도록 하며, 막대한 연구에 대한 동기를 부여한다. 무선채널(wireless channel)은 경로손실(path loss), 쉐도우잉(shadowing), 페이딩(fading), 잡음(noise), 한정된 대역폭(limited bandwidth), 단말의 전력한계, 다른 사용자간의 간섭과 같은 여러가지 문제를 겪는다. 이러한 한계는 무선 채널을 데이터의 빠른 흐름을 저해하는 좁은 파이프와 유사한 형태를 갖게 하며, 고속 데이터 전송을 제공하는 무선통신의 효율적인 대역폭의 설계를 어렵게 한다. 무선 시스템의 설계에 있어서 또 다른 난점들(challenges)은 자원할당, 급변하는 물리채널과 관련한 이동성 문제들(mobility issues), 휴대가능성(portability), 및 안전성(security)과 프라이버시(privacy) 제공의 설계를 포함한다.
전송채널이 큰 페이딩(deep fading)을 겪을 때, 수신기는 전송되는 신호의 다른 버젼(version)이나 복사본(replica)이 별도로 전송되지 않는 경우 상기 전송되는 신호를 결정하기 어렵다. 이러한 별도의 다른 버젼이나 복사본에 해당하는 자원은 다이버시티(diversity)라 불리며, 무선채널에 걸쳐 신뢰성있는 전송에 기여하는 가장 중요한 요소 중 하나이다. 이러한 다이버시티를 이용하면 데이터 전송 용량 또는 데이터 전송 신뢰도를 극대화할 수 있는데, 다중 송신안테나 및 다중 수신 안테나로써 다이버시티를 구현하는 시스템을 다중입출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO) 시스템이라 한다. MIMO 시스템을 다중안테나(Multiple antenna) 시스템이라고도 한다.
다중안테나 기법에는 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity), PVS(Precoding Vector Switching), 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 있다. 단말이 기지국과 동기화(synchronization)를 수행하는 초기시점에, 단말은 기지국의 송신안테나 수를 알 수 없다. 따라서, 기지국은 단말이 기지국의 송신안테나의 수를 모르더라도 동기신호를 수신할 수 있는 투명한(transparent) 다중안테나 기법, 예컨대 TSTD, PVS, CDD등을 사용할 수 있다. 그러나, 이와 같은 투명한 다중안테나 기법에 의하면, 단말은 기지국의 송신안테나별 채널을 추정할 수 없어 데이터를 효율적으로 복원하기 어렵다. 단말이 기지국의 송신안테나별 무선채널을 추정할 수 있기 위하여, 기지국의 송신안테나를 주파수로 구별하는 방식을 FSTD라 한다. FSTD에서는 주파수 자원이 각 송신안테나에 나누어 할당된다. 복수의 송신안테나를 이용하여 동기신호를 전송할 때, 각 송신안테나별 채널추정을 용이하게 수행할 수 있는 동기신호의 전송장치 및 방법이 요구된다.
본 발명의 기술적 과제는 다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치를 제공함에 있다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송장치를 제공한다. 상기 장치는 시간 또는 주파수의 동기(synchronization)를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 동기신호 생성부, 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 서로 다른 부반송파를 할당하고, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하며, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 수행하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌(symbol)을 생성하는 전송처리부, 상기 복수의 송신안테나에서 전송되는 신호를 구분하는 자원인 코드(code)가, 상기 복수의 송신안테나간에 겹치지 않도록 제어하는 제어정보 결합부, 및 상기 OFDM 심벌을 전송하는 상기 복수의 송신안테나를 포함한다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송방법을 제공한다. 상기 방법은 시간 또는 주파수의 동기를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 단계, 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 다른 부반송파를 할당하는 단계, 상기 부반송파를 복수의 그룹으로 구분하여, 상기 동기신호의 전송에 사용되는 코드를 각 그룹에 겹치지 않게 할당하는 단계, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하고, IFFT를 수행하여 OFDM 심벌을 생성하는 단계, 및 상기 복수의 송신안테나를 이용하여 상기 OFDM 심벌을 전송하는 단계를 포함한다.
다중안테나 시스템에서, 동기신호의 전송으로 인한 각 안테나별 채널 간섭의 영향을 줄이고, 각종 제어정보의 오버헤드를 줄일 수 있다.
도 1은 무선통신 시스템을 나타낸다.
도 2는 프레임 구조의 일 예를 나타낸다.
도 3은 동기채널 구조의 일 예이다.
도 4는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 국부적으로 할당되는 예이다.
도 5는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 분산적으로 할당되는 예이다.
도 6은 본 발명의 일 예에 따른 송신기를 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 8은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 9는 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
도 12는 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16e (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, IEEE 802.16m을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 무선통신 시스템을 나타낸다.
도 1을 참조하면, 무선통신 시스템(10)는 적어도 하나의 기지국(11; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국(11)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; User Equipment, UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(mobile station), UT(user terminal), SS(subscriber station), 무선기기(wireless device), PDA(personal digital assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(11)은 일반적으로 단말(12)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
이하에서 하향링크(downlink, DL)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(uplink, UL)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 전송기는 기지국의 일부분일 수 있고, 수신기는 단말의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 전송기는 단말의 일부분일 수 있고, 수신기는 기지국의 일부분일 수 있다.
하향링크와 상향링크 전송을 위한 다중 접속 방식은 서로 다를 수 있다. 예를 들어, 하향링크는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)를 사용하고, 상향링크는 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 또는 clustered DFT S-OFDM 를 사용할 수 있다. 일반적인 SC-FDMA 기법은 DFT 확산된 심볼열을 연속된 부반송파 또는 등간격을 갖는 부반송파에 할당(또는 맵핑)하는 것을 의미하는데, clustered DFT-S-OFDM은 DFT 확산된 N 심볼열 중 M(<N) 심볼열은 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)하고, 나머지 N-M 심볼열은 M 심볼열이 할당(또는 맵핑)된 부반송파에서 일정 간격 떨어진 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)한다. clustered DFT-S-OFDM을 사용할 경우, 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling)을 할 수 있는 장점이 있다.
도 2는 프레임 구조의 일 예를 나타낸다.
도 2를 참조하면, 슈퍼프레임(Superframe)은 슈퍼프레임 헤더(Superframe Header)와 4개의 프레임(frame, F0, F1, F2, F3)을 포함한다. 슈퍼프레임을 이용하는 경우, 빈번하게 전송될 필요가 없는 제어정보의 전송 주기가 슈퍼프레임 단위로 늘어날 수 있어, 전송의 효율성을 높일 수 있다. 또한, 데이터의 할당과 스케쥴링은 가장 빈번하게는 슈퍼프레임 단위로 이루어지게 하여 재전송 매커니즘을 고려한 데이터 전송의 지연특성을 줄여줄 수 있다. 각 슈퍼프레임의 크기는 20ms이고, 각 프레임의 크기는 5ms인 것으로 예시하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 프레임은 이종 또는 종래(legacy)의 무선 통신 시스템과의 호환을 위해 가변적인 크기로서 고려될 수 있다.
슈퍼프레임 헤더는 슈퍼프레임의 가장 앞서 배치될 수 있으며, 공용 제어 채널(Common Control Channel)이 할당된다. 공용 제어채널은 슈퍼프레임을 구성하는 프레임들에 대한 정보 또는 시스템 정보와 같이 셀내 모든 단말들이 공통적으로 활용할 수 있는 제어정보를 전송하기 위하여 사용되는 채널이다.
하나의 프레임은 8개의 서브프레임(Subframe, SF0, SF1, SF2, SF3, SF4, SF5, SF6, SF7)을 포함한다. 각 서브프레임은 상향링크 또는 하향링크 전송을 위하여 사용될 수 있다. 서브프레임은 6 또는 7개의 OFDM 심벌로 구성될 수 있으나, 이는 예시에 불과하다. 프레임에는 TDD(Time Division Duplexing) 또는 FDD(Frequency Division Duplexing)가 적용될 수 있다. TDD에서, 각 서브프레임이 동일한 주파수에서 서로 다른 시간에 상향링크 또는 하향링크로 사용된다. 즉, TDD 프레임내의 서브프레임들은 시간영역에서 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임으로 구분된다. FDD에서, 각 서브프레임이 동일한 시간에서 서로 다른 주파수에 상향링크 또는 하향링크로 사용된다. 즉, FDD 프레임내의 서브프레임들은 주파수 영역에서 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임으로 구분된다. 상향링크 전송과 하향링크 전송은 서로 다른 주파수 대역을 차지하고, 동시에 이루어질 수 있다.
서브프레임은 적어도 하나의 주파수 구획(Frequency Partition)을 포함한다. 주파수 구획은 적어도 하나의 물리적 자원유닛(Physical Resource Unit, PRU)으로 구성된다. 주파수 구획은 국부적(Localized) PRU 및/또는 분산적(Distributed) PRU를 포함할 수 있다. 주파수 구획은 부분적 주파수 재사용(Fractional Frequency Reuse, FFR) 또는 멀티캐스트 및 브로드캐스트 서비스(Multicast and Broadcast Services, MBS)와 같은 다른 목적을 위하여 사용될 수 있다.
PRU는 복수개의 연속적인 OFDM 심볼과 복수개의 연속적인 부반송파를 포함하는 자원할당을 위한 기본적인 물리적 유닛으로 정의된다. PRU에 포함되는 OFDM 심벌의 갯수는 하나의 서브프레임에 포함되는 OFDM 심벌의 갯수와 동일할 수 있다. 예를 들어, 하나의 서프프레임이 6 OFDM 심벌로 구성될 때, PRU는 18 부반송파 및 6 OFDM 심볼로 정의될 수 있다. 논리적 자원유닛(Localized Resource Unit, LRU)은 분산적(distributed) 자원할당 및 국부적(localized) 자원할당을 위한 기본적인 논리 단위이다. LRU는 복수개의 OFDM 심볼과 복수개의 부반송파로 정의되고, PRU에서 사용되는 파일럿들을 포함한다. 따라서, 하나의 LRU에서의 적절한 부반송파의 개수는 할당된 파일럿의 수에 의존한다.
논리적 분산 자원유닛(Logical Distributed Resource Unit, DRU)는 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위하여 사용될 수 있다. DRU는 하나의 주파수 구획 내에 분산된 부반송파 그룹을 포함한다. DRU의 크기는 PRU의 크기와 같다. DRU를 형성하는 최소 단위는 하나의 부반송파이다.
논리적 국부 자원유닛(Logical Contiguous Resource Unit, CRU)는 주파수 선택적 스케줄링 이득을 얻기 위하여 사용될 수 있다. CRU는 국부적 부반송파 그룹을 포함한다. CRU의 크기는 PRU의 크기와 같다.
도 3은 동기채널 구조의 일 예이다. 동기채널(synchonization channel)은 단말이 기지국과의 시간 또는 주파수 동기를 수행하는 채널을 모두 총칭한다.
도 3을 참조하면, 동기채널은 매 슈퍼프레임(superframe)내에서 일정한 간격(예를 들어 5ms)으로 배치될 수 있으며, 가변적인 간격으로 배치될 수도 있다. 동기채널은 슈퍼프레임 헤더를 포함하는 프레임에만 포함되는 경우가 있을 수도 있고, 슈퍼프레임 헤더가 없는 프레임에도 포함되는 경우가 있을 수 있다. IEEE 802.16m에서의 슈퍼프레임 구조에는 전자와 후자의 경우가 모두 적용된다.
동기채널은 하나의 OFDM 심벌을 포함한다. 그러나, 동기채널은 초기 동기 및 셀정보뿐만 아니라 핸드오버(handover)시의 동기 및 셀 정보를 위해 OFDM 심벌을 추가적으로 포함할 수 있다. 이하에서, 동기채널상으로 전송되는 신호를 동기신호(synchronizatino signal; SS)이라 한다. 동기신호는 프리앰블(preamble)이라 불릴 수도 있다. 또한, 동기신호에는 1차 동기신호(Primary Synchronization Signal; PSS)와 2차 동기신호(Secondary Synchronization Signal; SSS)가 있다. 1차 동기신호는 단말이 서브프레임 또는 OFDM 심벌의 동기를 획득하는데 사용될 수 있다. 2차 동기신호는 단말이 슈퍼프레임 또는 프레임의 동기를 획득하는데 사용될 수 있다.
동기채널의 구조는 초기 시간/주파수(initial timing/frequency) 동기를 잡는 방법에 따라서 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 첫 번째 방법은 교차상관(cross-correlation) 특성을 이용해서 초기 시간/주파수 동기를 획득하는 방법이다. 이 방법에 따른 동기채널의 구조에서는 동기신호가 주파수축에서 모든 부반송파(subcarrier)에 실린다. 만약, 동기신호가 짝수 인덱스의 부반송파 또는 홀수 인덱스의 부반송파에만 맵핑되는 경우, 단말이 교차상관을 수행할 때 부정확한 피크현상(ambiguous peak)이 발생하여 초기 시간/주파수 동기 획득이 어렵다. 이는 일반적으로 동기신호를 n개의 부반송파 간격(n≥2)으로 맵핑하여 전송하는 경우에도 마찬가지이다.
두 번째 방법은 자기상관(auto-correlation) 특성을 이용하여 초기 시간/주파수 동기를 획득하는 방법이다. 두번째 방법을 사용하기 위해서는 시간 축에서 동기신호가 반복 패턴이 되도록 전송되어야 한다. 동기신호가 시간 축에서 반복 패턴으로 나타날 수 있는 방법 중의 하나는, 주파수 축에서 동기신호를 n개의 부반송파 간격(n≥2)으로 맵핑하는 것이다.
아래의 표는 교차상관 기반의 동기채널 구조와, 자기상관 기반의 동기채널 구조의 장단점을 비교한 것이다.
표 1
동기채널 구조 장점 단점
교차상관기반의 동기채널구조 - 매우 작은 주파수 오프셋 환경에서도 타이밍 인지(timing acquisition)에 있어서 급격한 피크(sharpened peak)를 얻을 수 있음. 이는 부정확한(coarse) 타이밍 절차가 동기절차에서 생략될 수 있음을 의미함. - 복잡도가 현저히 증가함.- 셀검색등에 있어서 동기채널의 근본적인 목적을 달성하려면, 셀 ID 정보를 운반하기 위해 적어도 하나의 추가적인 채널이 시간/주파수/코드/공간 영역에서 요구된다. - 큰 주파수 오프셋 환경에서, 급격한 피크의 장점은 부분적인 상관에 의해 사라짐.
자기상관기반의 동기채널구조 - 복잡도가 낮음.- 동기채널이 1개의 OFDM 심벌만으로 구성될 가능성이 있음. 다시 말해, 추가적인 자원이나 채널이 요구되지 않음.- 주파수 오프셋 효과와 무관하게 차분연산(differential operation)에 의해 동작가능함. - 셀 ID검출 이후, 추가적인 적절한 타이밍(fine timing)이 요구됨.
결론적으로 자기상관 기반의 동기채널 구조가, 단말의 계산량을 줄이고 주파수 오프셋(Frequency offset)에 따른 영향을 받지 않을 수 있으므로 더욱 선호된다. IEEE 802.16e의 프리앰블도 이와 같은 이유로 자기상관 기반의 동기 알고리즘을 지원하기 위한 동기채널 구조를 가지며, 시간 축에서 3개의 반복 패턴이 나타나도록 주파수 축에서 3 부반송파 간격으로 전송 신호를 싣는다. IEEE 802.16m의 동기채널 구조의 경우에도 시간 축 반복 패턴을 만들어주어야 하며, IEEE 802.16e와의 호환을 고려하는 경우, IEEE 802.16e의 프리앰블 신호와 혼돈을 피하는 반복 패턴을 만들어 주어야 한다.
이하에서, 부반송파의 할당방식에 관하여 설명된다.
일반적으로 다중 반송파 시스템(multi-carrier system)에서 주파수 자원을 할당할 때 다음과 같은 방식이 사용될 수 있다. (1) 전체 시스템의 대역폭에서 국부적으로 인접한 부반송파들이 할당되는 국부적 할당방식(localized allocation type), (2) 전체 시스템의 대역폭에서 흩어지도록 부반송파가 할당되는 분산적 할당방식(distributed allocation type)이 있다. 분산적 할당방식에는 다시 부반송파가 등간격(interleaved) 또는 임의 간격(random)으로 할당되는 방식이 있다.
도 4는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 국부적으로 할당되는 예이다. 여기서, DFT 크기는 1024이고, 2개의 송신안테나가 사용딘다고 가정한다.
도 4를 참조하면, 전체 시스템 대역(0~N)에서 제i 내지 제(i+1023) 부반송파가 할당된 대역폭(allocated bandwidth)이 나타난다. Δf는 각 부반송파간의 간격이다. 임의의 전송시점(transmission time)에 제1 송신안테나(1st Tx antenna)와 제2 송신안테나(2nd Tx antenna)에 서로 다른 부반송파가 할당된다. 이는 FSTD가 적용되기 때문이다. 또한, 각 송신안테나에는 부반송파가 국부적으로 할당된다. 예를 들어, 제1 송신안테나에는 제i 내지 제(i+511) 부반송파가 할당되고, 제2 송신안테나에는 제(i+512) 내지 제(i+1023) 부반송파가 할당된다. 즉, 어느 영역의 연속된 부반송파가 어느 하나의 송신안테나에 할당되고, 다른 영역의 연속된 부반송파가 또 다른 하나의 송신안테나에 할당된다. 이를 국부적 할당방식(localized type 또는 cluster type)이라 한다.
도 5는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 분산적으로 할당되는 예이다. 여기서, DFT 크기는 1024이고, 2개의 송신안테나가 사용딘다고 가정한다.
도 5를 참조하면, 전체 시스템 대역(0~N)에서 제i 내지 제(i+1023) 부반송파가 할당된 대역폭이 나타난다. 임의의 전송시점에 제1 송신안테나(1st Tx antenna)와 제2 송신안테나(2nd Tx antenna)에 서로 다른 부반송파가 할당된다. 이는 FSTD가 적용되기 때문이다. 또한, 각 송신안테나에는 부반송파가 분산적 할당방식으로 할당된다. 예를 들어, 제1 송신안테나에는 제i+2n 부반송파가 할당되고, 제2 송신안테나에는 제i+(2n+1) 부반송파가 할당된다(여기서, 0≤n≤511). 즉, 하나의 부반송파가 어느 하나의 송신안테나에 할당되고, 다음 하나의 부반송파가 또 다른 하나의 송신안테나에 할당된다. 이는 분산적 할당방식 중 부반송파가 등간격으로 할당되는 방식이다.
한편, 각 송신안테나별로 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위하여 부반송파의 할당 패턴을 변화시킬 수 있다. 예를 들어, 제1 OFDM 심벌을 전송함에 있어서, 제1 송신안테나에는 짝수 인덱스의 부반송파를 할당하고, 제2 송신안테나에는 홀수 인덱스의 부반송파를 할당했다면, 제2 OFDM 심벌을 전송할 때에는 제1 송신안테나에는 홀수 인덱스의 부반송파를 할당하고, 제2 송신안테나에는 짝수 인덱스의 부반송파를 할당한다.
도 6은 본 발명의 일 예에 따른 송신기를 나타내는 블록도이다.
도 6을 참조하면, 송신기(100)는 동기신호 생성부(Synchronization Signal Generator; 110), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 변조부(120), 제어정보 결합부(Control Signal Coupler, 130), RF부(Radio Frequency Unit; 140) 및 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)를 포함한다.
동기신호 생성부(110)는 특정한 시퀀스나 코드를 이용하여 일정한 시간 또는 가변적인 시간 간격으로 동기신호를 생성한다. 동기신호의 생성방법에 관한 자세한 내용은 후술된다. 여기서 시퀀스 또는 코드는 신호를 구분하는데 사용되는 자원을 의미하는 동일한 개념으로 사용될 수 있다.
전송처리부(120)는 동기신호를 FSTD에 의해 각 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)에 할당되는 부반송파에 맵핑하고, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)을 수행하여 OFDM 심벌을 생성한다. 각 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)에는 서로 다른 부반송파가 할당된다. 그리고 각 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)마다, 또는 부반송파마다 서로 다른 코드가 사용된다. 동기신호와 같은 제어정보는 사용자 데이터와 별도로 변조되어 전송처리부(120)로 입력될 수 있다.
제어정보 결합부(130)는 동기신호 생성부(110)와 전송처리부(120)의 동작을 제어하여, 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합한다. 추가적인 제어정보는 초기동기의 효율적인 획득을 위해, 단말에게 전달되어야 하는 정보들이다. 추가적인 제어정보는 프레임 경계(Frame Boundary) 정보, CP(Cyclic Prefix)정보, 송신안테나의 개수, 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor; FRF) 정보, 이종 또는 종래의 무선통신 시스템(legacy system)의 지원정보, 주파수 대역폭(Bandwidth)정보, 펨토(Femto)/릴레이(Relay) 셀 정보, 반송파 ID정보등을 포함한다. 제어정보 결합부(130)의 구체적인 동작은 후술된다.
RF부(140)는 입력되는 OFDM 심벌을 아날로그 신호로 변환한다. 변환된 아날로그 신호는 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)를 통하여 무선 채널로 전파된다.
각 송신안테나별로 코드가 구분되어 동기신호가 전송되므로 간섭의 양이 줄어들 수 있다. 또한, 추가적인 제어정보를 동기신호와 별도의 채널이나 자원을 이용하여 전송할 필요가 없어, 자원을 효율적으로 사용하게 된다. 또한, 단말은 동기신호로써 동기를 획득할 뿐만 아니라, 제어정보를 미리 알 수 있어 필요한 동작 수행에 소요되는 지연시간이 현저히 줄어드는 효과가 있다.
이하에서, FSTD 모드에서 복수의 송신안테나를 이용하여 동기신호를 생성하는 방법 관하여 설명된다.
만약, 기지국이 모든 송신안테나의 부반송파에 대해 동일한 코드(code)를 적용하여 동기신호를 생성하면, 간섭의 양은 다음과 같다. 예를 들어, 셀 1에서는 코드 x를, 셀 2에서는 코드 y를 사용한다고 하자. 셀 1에서의 제1 송신안테나에 할당되는 부반송파와 셀 2에서의 제1 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 모두 코드 x가 사용될 것이다. 그리고, 셀 1에서의 제2 송신안테나에 할당되는 부반송파와 셀 2에서의 제2 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 모두 코드 y가 사용될 것이다. 이 경우 부반송파 상호간에 미치는 간섭의 양은 제1 송신안테나와 제2 송신안테나에 대해 코드 x와 코드 y의 교차상관(cross-correlation)에 의해 결정된다. 간섭의 양을 I(x,y)라 하면, 단말이 겪는 전체적인 간섭의 양은 모든 부반송파에 대한(또는 모든 송신안테나에 대한) 간섭의 합인 2I(x,y)가 된다. 이와 같이, 모든 송신안테나에 동일한 코드가 사용되면, 간섭의 양이 셀의 개수 k에 비례하여 k×I(x,y)와 같이 증가한다.
도 7은 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 7을 참조하면, 동기신호의 생성을 위해, FSTD에 따라 제1 송신안테나와 제2 송신안테나에는 서로 다른 부반송파가 할당된다. 즉, 제1 송신안테나에는 4m+1 번째 부반송파가 동기신호를 위해 할당되고, 제2 송신안테나에는 4m+3 번째 부반송파가 동기신호를 위해 할당된다(m은 정수). 여기서, 0 번째 부반송파는 DC 반송파를 나타낸다. 또한, 각 송신안테나의 부반송파마다 사용되는 코드(code)도 서로 다르다. 예를 들어, 제1 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 코드 a가 사용된다고 할 때, 제2 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 코드 b가 사용된다. 여기서 코드 a≠코드 b이고, 코드 b는 코드 a를 시간 축 또는 주파수 축에서 순환 쉬프트(circular shift)시킨 것이다. 여기서 코드는 시퀀스(sequence)라 불릴 수도 있다.
각 코드는 다음의 수학식에 의해서 결정될 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2009003488-appb-M000001
Figure PCTKR2009003488-appb-I000001
Figure PCTKR2009003488-appb-I000002
Figure PCTKR2009003488-appb-I000003
Figure PCTKR2009003488-appb-I000004
여기서, k는 부반송파의 인덱스 번호이고, -Nused≤k≤Nused이며, Nused는 DC 부반송파를 기준으로하여 양쪽 주파수 대역에서 사용되는 부반송파의 개수를 나타낸다. Code(k)는 k 번째 부반송파에 적용되는 코드를 나타낸다. Aj(m)은 코드공간 A에서 j번째 코드를 나타내고, Bj(m)은 코드공간 B에서 j번째 코드를 나타낸다. 코드공간은 부반송파에 적용될 수 있는 코드의 집합을 의미한다. m은 -Nused/4≤m≤Nused/4인 정수이다.
코드공간 A와 B는 다음의 수학식의 관계가 성립한다.
수학식 2
Figure PCTKR2009003488-appb-M000002
여기서, F(Δt,A)는 코드공간 A를 시간축으로 순환 쉬프트시키는 함수를 나타내고, F(Δf,A)는 코드공간 A를 주파수축으로 순환 쉬프트시키는 함수를 나타낸다. 예를 들어, 코드공간 A에 속하는 코드 a와, 코드공간 B에 속하는 코드 b간에는 b=aejθ가 성립할 수 있다.
수학식 1과 2는 2개의 송신안테나에 해당하는 경우이고 임의의 송신안테나 수에 대해서도 같은 방식으로 확장할 수 있음은 자명하다. 또한 Code(k)는 위의 수학식 1과 달리 k=4m+1 or k=4m+3인 경우에 0이 될 수도 있다. 이와 같이 각 송신안테나에서 서로 다른 코드가 사용되면, 간섭을 분산(randomization)시킬 수 있다.
도 8은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 8을 참조하면, FSTD에 따라 제1 송신안테나와 제2 송신안테나에는 서로 다른 부반송파가 할당되고, 부반송파간에도 서로 다른 코드가 사용되어 동기신호가 생성된다. 즉, 제1 송신안테나에서의 4n+1 번째 부반송파에는 코드 a가, 제1 송신안테나에서의 4n+5 번째 부반송파에는 코드 c가 동기신호를 위해 사용된다(n은 정수). 따라서, 제1 송신안테나에서 할당되는 부반송파에 대한 간섭의 양은 I(a,c)이다. 한편, 제2 송신안테나에서의 4n-1 번째 부반송파에는 코드 b가, 제2 송신안테나에서의 4n+3 번째 부반송파에는 코드 d가 동기신호를 위해 사용된다. 제2 송신안테나에서 할당되는 부반송파에 대한 간섭의 양은 I(b,d)이다. 제1 송신안테나와 제2 송신안테나가 동기신호를 전송할 때 발생하는 간섭의 양은 총 I(a,c)+I(b,d)이다.
만약, 셀마다 할당되는 부반송파가 다르면, 부반송파마다 사용되는 코드가 다르다는 것은, 결국 동기신호를 위해 셀마다 다른 코드가 사용되는 것을 의미할 수도 있다. 예를 들어, 제1 송신안테나에 있어서, 셀 1에 할당되는 부반송파가 4n+1 번째 부반송파이고, 셀 2에 할당되는 부반송파가 4n+5 번째 부반송파라면, 셀 1은 코드 a를 사용하는 것이고, 셀 2는 코드 c를 사용하는 것이다. 마찬가지로, 제2 송신안테나에 있어서, 셀 1에 할당되는 부반송파가 4n-1 번째 부반송파이고, 셀 2에 할당되는 부반송파가 4n+3 번째 부반송파라면, 셀 1은 코드 b를 사용하는 것이고, 셀 2는 코드 d를 사용하는 것이다. 이때의 간섭의 양은 총 총 I(a,c)+I(b,d)이며, 셀의 개수에 따라 비례하여 증가하지 않고, 간섭이 분산되는 효과가 있다. 각 부반송파에 적용되는 코드의 생성방법은 상기 수학식 1과 수학식 2에 의해 정해진 바와 같다.
이하에서, 제어정보 결합부(130)에 의해 동기신호에 결합되는 추가적인 제어정보에 관하여 설명된다. 동기채널을 통한 초기 시스템 정보 획득을 별도의 제어정보의 디코딩으로서 해결하는 방법은 단말의 연산량에 부담을 줄 뿐만 아니라, 시스템 정보 획득에 소요되는 시간이 지연되는 문제가 있다. 따라서, 제어정보 결합부(130)는 초기 시스템 정보의 효율적인 획득을 위해, 동기신호에 제어정보를 결합한다. 추가적인 제어정보는 아래의 8가지가 있다.
1. 프레임 경계 정보
IEEE 802.16m 프레임의 구조는 도 3에서와 같이 슈퍼프레임 헤더를 포함하는 프레임뿐만 아니라, 슈퍼프레임 헤더가 없는 프레임도 동기채널을 포함할 수 있다. 따라서, 단말은 슈퍼프레임과 프레임의 경계에 관한 정보를 알아야 한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 슈퍼프레임과 프레임의 경계에 관한 정보를 결합한다. 초기 시스템정보 전송을 위한 특정 시그니쳐(signature)는 매 프레임마다 상이하게 시그니쳐를 삽입하거나, 수퍼프레임의 시작 또는 슈퍼프레임 헤더가 포함된 프레임과 그렇지 않은 프레임을 구분하는 시그니쳐만을 삽입함으로써 구성할 수 있다.
2. CP 정보
무선통신 시스템은 환경적 지형적인 영향에 따라서 다양한 CP를 사용한다. CP는 OFDM 시스템에서 IFFT가 수행된 시간 영역 보호구간(guard interval)에 삽입되는 구간으로서, 심벌의 다중 경로에 의한 심벌 간 간섭(inter-symbol interference)을 제거하기 위한 것이다. CP의 길이는 시스템 또는 서비스에 따라 다양한 길이로 설정될 수 있다. 초기 시스템 정보 획득시 단말은 셀에서 사용되는 CP 길이를 알 수 없다. 따라서, 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 CP 길이에 관한 정보를 결합한다.
3. 송신안테나의 개수
최근 무선 통신시스템은 동기신호, 제어 정보 및 데이터의 전송을 위해서 다중 안테나 전송을 고려한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에, 동기신호의 전송에 사용되는 송신안테나의 개수에 관한 정보를 결합한다.
4. 주파수 재사용 정보
셀기반 무선 통신시스템은 인접 셀간의 상호 간섭을 줄이기 위해서 주파수 재사용(Frequency Reuse)기법을 사용하게 된다. 주파수 재사용이란 가장 인접한 셀들이 서로 다른 주파수 자원을 쓰도록 하는 것이며, 주로 전체 대역을 3개의 주파수 자원으로 나누어 쓰도록 하는 주파수 재사용 계수 3을 고려한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 주파수 재사용 정보를 결합한다. 동기신호에 결합되는 주파수 재사용 정보는 섹터(sector) ID로서 정의 가능하다. 예를 들어 섹터 ID를 3으로 설정한 경우, 주파수 재사용 계수 3에 해당하는 정보는 섹터 ID로 일대일 매핑 가능하다. 또는, 섹터 ID를 임의의 수로 설정하여 주파수 재사용 정보 또는 부가 셀 정보(예를 들어, 펨토셀(femto-cell) 또는 릴레이셀(relay cell)의 지시자)로도 활용가능하다.
5. 이종 또는 종래의 시스템의 지원정보
예를 들어, IEEE 802.16m 시스템은 기존의 IEEE 802.16e 시스템과 TDM(Time Division Multiplexing) 혹은 FDM(Frequency Division Multiplexing)으로 다중화되어 공존하는 형태의 종래 시스템 지원모드(legacy-support mode)를 지원한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에, 셀이 종래 시스템을 지원하는 모드(IEEE 802.16e와 IEEE 802.16m이 공존)인지, 지원하지 않는 모드(IEEE 802.16m-only-mode)인지에 관한 정보를 결합한다. 또는 제어정보 결합부(130)는 IEEE 802.16m 기지국의 동작이 종래 시스템의 단말을 지원하는지 IEEE 802.16m 시스템의 단말만을 지원하는지에 대한 정보를 동기신호에 결합한다. IEEE 802.16m에서의 동기신호 전송은 해당 기지국이 종래의 기지국이 아닌 IEEE 802.16m 기지국으로서 IEEE 802.16e의 기지국과 IEEE 802.16m의 기지국을 구분하는 용도로 활용된다.
6. 주파수 대역폭의 정보
무선 통신시스템은 기본 주파수 사용 대역보다 넓은 주파수 대역에 대한 지원을 고려할 수 있다. 예를 들어, IEEE 802.16m 시스템에서의 단말의 대역폭 지원 능력에 따라서 다양한 동기신호의 탐색이 이루어지는데, 이 과정에서 특정 단말이 시스템 대역폭 정보를 획득하는 과정이 요구된다. 예를 들어, 주파수 대역폭 5, 10, 20 MHz의 단말 성능(capability)이 정의된 경우, 5 MHz 단말은 5MHz 동기채널을 통해 동기획득 및 셀 ID 검출이 가능하고, 이와 함께 시스템 대역 정보 (e.g., 20 MHz system bandwidth)를 획득한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 셀이 사용 중인 주파수대역의 정보를 결합한다.
7. 펨토셀(Femto-cell)/릴레이셀(Relay-cell)의 정보
무선 통신시스템은 매크로 셀(macro cell)과는 달리, 펨토셀이나 릴레이셀과 같이 특징을 가질 수 있다. 전송률 증가 및 커버리지(coverage) 확장을 위해서 실내나 작은 셀 크기를 가지는 펨토셀을 구성하거나, 지형적인 영향이나 외부 환경에 의해서 생기는 음영지역을 지원하기 위해서 릴레이셀과 같은 형태가 구성될 수 있다. 따라서, 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 단말이 접속하려는 셀이 어떤 셀인지에 대한 정보를 결합한다. 여기서, 펨토셀 또는 릴레이셀에 대한 지시정보를 기반으로 동기신호내의 해당 셀 ID를 펨토셀 ID 또는 릴레이셀 ID로 인식할 수 있다.
8. 반송파 ID 정보(Carrier ID Information)
IEEE 802.16m 시스템에서는 일정한 대역폭으로 정의되어 있는 복수의 반송파들을 활용하여 전송 혹은 수신할 수 있는 다중 반송파(multi-carrier) 환경을 지원한다. 기지국과 단말은 각각의 독립적인 반송파만으로 송수신이 가능하도록 정의되거나 복수의 반송파들의 집합(aggregation)을 통해 구성된 넓은 대역에서 송수신이 되도록 구성될 수 있다. 또한 각각의 반송파들은 주파수 상에서 연속적으로 배치되거나 떨어져서 배치될 수 있다. 또한, 집합의 구성은 정적으로 혹은 동적으로 바뀔 수 있다.
예를 들어, 20MHz 대역폭의 반송파 5개를 제공하는 100MHz 네트워크가 있다고 가정한다. 하나의 네트워크가 관할하는 반송파들에 0,1,2,3,4의 반송파 ID를 부여한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 반송파 ID 정보를 결합한다. 동기신호가 특정한 주반송파(master carrier)에 존재하고 단말은 동기신호를 검출하여 다른 종속 반송파(slave carrier)를 이용하여 데이터를 전송한다고 하자. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 주/종속 반송파의 구별정보를 결합하거나, 각각의 반송파에 할당되어 있는 반송파 ID 정보를 결합할 수 있다.
단말이 초기 동기획득 과정에서 반송파 ID를 인식함으로서, 네트워크와의 불필요한 핸드쉐이킹(handshaking)을 통하지 않고도 해당 반송파에 접속할 수 있다. 따라서, 네트워크 진입에 따른 지연(network entry latency)를 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
한편, 브로드캐스트 채널(BCH) 또는 시스템 정보(SI)와 같이 시스템 구성 정보를 전송하는 제어채널에 대해 복수의 반송파에 복수의 BCH/SI 정보를 전송하는 것은 시스템 용량 및 대약 효율 저하를 야기한다. 따라서, 하나 이상의 특정 반송파를 통해 시스템 정보를 전송하는 것이 바람직하다. 이 때, 동기신호를 통해 단말이 네트워크 진입(network entry)을 시도하는 과정에서 BCH/SI 전송여부를 검출하는 것은 단말의 진입 접속 효율을 저하시킨다. 따라서, 동기신호의 검출 단계에서 이 정보의 존재 여부를 획득하는 것이 효과적이다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 시스템 정보(system information) 또는 브로드캐스트 정보(broadcast information) 전송을 수행하는 반송파 지시(indication)정보를 결합한다.
기지국은 간단하게 1비트의 반송파 지시정보를 통해서 제어채널의 존재여부를 단말에 알려줄 수 있다. 이와 같은 지시정보는 BCH/SI와 동시에 전송되는 동기신호에 대해서만 정보를 전송할 수도 있고, 동기신호의 전송빈도가 BCH/SI 전송 빈도보다 많은 경우에는 특정 반송파에 이 정보가 전송되고 있다는 정보로 해석될 수 있다. 한편, 이와 같이 동기신호에 결합된 다중 반송파 (또는 반송파/주파수 스펙트럼 집합(spectrum aggregation))의 정보는, 단말이 동기신호를 검출한 이후, 어떤 반송파가 주반송파인지 종속 반송파 인지를 알려주는 용도로 사용될 수도 있다.
이하에서, 제어정보 결합부(130)가 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합하는 동작에 관하여 설명된다. 여기서, 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합하는 것은, 동기신호를 적절히 변환(transformation)시켜 특정 제어정보에 맵핑되도록 하는 것을 의미한다. 즉, 제어정보 결합부(130)는 추가하고자 하는 제어정보에 따라 동기신호를 적절히 변환하여 구별되도록 한다. 한편, 단말은 시간 축 또는 주파수 축에서 특정한 변환상태로 만들어진 동기신호를 수신하고, 그 특정한 변환상태를 추가적인 제어정보에 맵핑함으로써, 내재적으로(implicitly) 추가된 제어정보를 알아낼 수 있다. 예컨대, 동기신호가 변환상태 R이면 추가적인 제어정보 r를 지시하고, 동기신호가 변환상태 T이면 추가적인 제어정보 t를 지시한다.
제어정보 결합부(130)가 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합하는 방법에는 3가지가 있다. 첫째로, 코드를 생성하기 위한 시간 축 또는 주파수 축의 순환 쉬프트값의 크기를 달리함으로써 추가적인 제어정보를 결합한다(순환 쉬프트에 의한 결합법). 둘째로, 송신안테나별 코드와 FSTD에 따른 부반송파 그룹의 맵핑관계를 달리함으로써 추가적인 제어정보를 결합한다(맵핑관계에 의한 결합법). 셋째로, 동기신호를 홀수번째 또는 짝수번째 부반송파에 맵핑함으로써 추가적인 제어정보를 결합한다(부반송파 인덱스에 의한 결합법). 이하에서, 3가지 방법을 구체적으로 설명한다.
1. 순환 쉬프트에 의한 결합법
N개의 송신안테나가 코드 C(n, s(n))에 의해 동기신호를 전송한다고 가정하자. n(=1,2,…,N)은 송신안테나의 인덱스를 나타내고, s(n)는 n번째 송신안테나에 대한 코드에 적용되는 순환 쉬프트값을 나타낸다. 순환 쉬프트값은 1번째 송신안테나를 기준으로 시간 축 혹은 주파수 축으로 쉬프트된 값이다. 예컨대, 코드 C(2, s(2))는 2번째 송신안테나에 적용되는 코드로서, 1번째 송신안테나에 사용되는 코드의 순환 쉬프트값에서 s(2)만큼 순환 쉬프트된 것을 의미한다.
코드의 순환 쉬프트값의 크기에 따라 동기신호에 어떠한 제어정보가 결합되어 있는지를 구분할 수 있다. 이러한 구분은 순환 쉬프트의 크기와 추가적인 제어정보의 맵핑관계를 나타내는 맵핑 테이블로써 결정된다. 아래의 표는 순환 쉬프트의 크기와 추가적인 제어정보간의 맵핑관계를 나타낸다.
표 2
쉬프트 벡터 S=[s(1), s(2), ...,s(N)] 동기신호에 결합되는 제어정보
S1=[0, x1, x2,...,xN] 제1 제어정보
S2=[0, y1, y2,...,yN] 제2 제어정보
... ...
SM=[0, z1, z2,...,zN] 제M 제어정보
각 송신안테나에서 사용되는 코드의 순환 쉬프트 크기 s(1), s(2),..., s(N)의 집합을 벡터로 정의할 때, 이를 쉬프트 벡터라한다. 즉, 쉬프트 벡터 S는 [s(1), s(2),...,s(N)]이 된다. 특정한 쉬프트 벡터 S는 동기신호에 결합되는 특정한 제어정보를 가리킨다. 예컨대, 쉬프트 벡터 S1은 제1 제어정보를, 쉬프트 벡터 S2는 제2 제어정보를 가리킬 수 있다. 이와 같이, 독립적인 쉬프트 벡터의 개수 M은 곧 동기신호에 결합될 수 있는 제어정보의 개수가 된다. 쉬프트 벡터 S를 만드는 방법에는 제한이 없으며, 단지, 각 제어정보에 맵핑되는 쉬프트 벡터들이 동일하지 않도록 설정하면 된다.
제어정보 결합부(130)는 동기신호에 결합하고자 하는 제i 제어정보에 상응하는 쉬프트 벡터 Si를 결정하고(1≤i≤N), 이 쉬프트 벡터에 의해 각 송신안테나에 코드가 적용되도록 동기신호 생성부(110)를 제어한다.
정의된 쉬프트 벡터의 수가 많을수록 단말이 동기신호를 통한 정보 획득시 수행해야 하는 검증(hypothesis)의 회수가 많아지므로 정의되는 쉬프트 벡터의 수는 필요한 제어정보의 수를 넘는 최소의 수가 되도록 하여야 한다. 또한, 제어정보간 구별 오류가 적도록 구별 시 최대의 교차 상관*cross-correlation) 차이가 나도록 설정하는 것이 바람직하다. 상기 표에서는 모든 쉬프트 벡터의 시작 순환 쉬프트 크기를 “0”으로 설정하여 동기획득시의 기준값(reference value)으로 사용가능하도록 설정되어 있으나, 이는 예시일 뿐, 상이한 시작 순환 쉬프트 크기로 설정될 수 있고, 각 쉬프트 벡터의 시작 순환 쉬프트 크기도 다를 수 있음은 물론이다.
2. 맵핑관계에 의한 결합법
N개의 송신안테나가 코드 C(n, s(n))에 의해 동기신호를 전송한다고 가정하자. n(=1,2,…,N)은 송신안테나의 인덱스를 나타내고, s(n)는 n번째 송신안테나에 대한 코드에 적용되는 순환 쉬프트값을 나타낸다. 순환 쉬프트값은 1번째 송신안테나를 기준으로 시간 축 혹은 주파수 축으로 쉬프트된 값이다. 각각의 코드 C(n, s(n))가 매핑되는 부반송파의 그룹을 g1, g2,…, gN 이라고 하자. 각각의 그룹은 물리적으로 인접된 부반송파들로 구성될 수도 있고(국부적 자원할당에 의한 FSTD), 전 대역에 흩어져 있는 부반송파들로 구성될 수도 있다(분산적 자원할당에 의한 FSTD).
FSTD모드에서 송신안테나가 N개이면, N개의 부반송파 그룹이 각 송신안테나에 할당된다. 송신안테나별 사용되는 코드는 정해져 있다고 가정하면, 앞서 정의된 C(n, s(n))을 N개의 부반송파 그룹에 맵핑하는 맵핑 벡터 P를 정의할 수 있다. 예를 들어, N=2일 때, 부반송파 그룹은 g1, g2 이렇게 2개이며, 코드도 C(1, s(1))과 C(2, s(2))로 2개이다. 여기서, 각 송신안테나에서 사용되는 코드의 순서는 고정적이다. 2개의 코드에 부반송파 그룹이 맵핑되는 경우의 수는 다음의 표와 같이 2개이다.
표 3
맵핑 벡터 C(1, s(1)) C(2, s(2))
P1 g1 g2
P2 g2 g1
즉, 맵핑 벡터의 수는 2!=2이다. 따라서, 송신안테나의 개수가 N이면, 총 맵핑 벡터의 수는 N!개이며, N!개만큼의 추가적인 제어정보가 동기신호에 결합될 수 있다. N!개의 제어정보가 맵핑 벡터에 맵핑되는 관계를 나타내는 테이블은 아래의 표와 같다.
표 4
C(1, s(1)),...,C(N, s(N))의 맵핑 벡터 P 동기신호에 결합되는 제어정보
P1=[g1, g2,...g(N-1), gN] 제1 제어정보
P2=[gN, g1,...g(N-2), g(N-1)] 제2 제어정보
... ...
PN!=[g2, g3,...gN, g1] 제N! 제어정보
제어정보 결합부(130)는 동기신호에 결합하고자 하는 제j 제어정보에 상응하는 맵핑 벡터 Pj를 결정하고(1≤j≤N!), 이 맵핑 벡터 Pj에 의해 각 부반송파 그룹이 특정 순서에 따라 각 송신안테나에 할당되도록 전송처리부(120)를 제어한다.
맵핑 벡터 P를 만드는 방법에는 제한이 없으며, 단지, 각 제어정보가 동일하지 않도록 설정하면 된다. 정의된 맵핑 벡터의 수가 많을수록 단말이 동기신호를 통한 정보 획득시 수행해야 하는 검증의 회수가 많아지므로 정의되는 맵핑 벡터의 수는 필요한 제어정보의 수를 넘는 최소의 수가 되도록 함이 바람직하다. 또한, 제어정보간 구별 오류가 적도록 구별 시 최대의 교차 상관 차이가 나도록 설정해야 한다.
순환 쉬프트에 의한 결합법과 맵핑관계에 의한 결합법의 차이점은 다음과 같다. 순환 쉬프트에 의한 결합법은 기설정된 주파수 분할 자원에 대해서 가능한 순환 쉬프트 조합인 쉬프트 벡터 S를 정의하여, 쉬프트 벡터 S에 따른 추가적인 제어정보를 전송하는 것이다. 반면, 맵핑관계에 의한 결합법은 특정 순환 쉬프트로 결정된 하나의 코드열에 대해서 기분할된 주파수 자원을 매핑하는 맵핑 벡터를 정의하여, 추가적인 제어정보를 전송하는 것이다. 따라서, 순환 쉬프트에 의한 결합법은 다양한 맵핑 벡터들을 기반으로 분할된 주파수 자원에 매핑함으로써 N! 이상의 정보 전송도 가능하다. 다만, 순환 쉬프트에 의한 결합법은 추가적인 제어정보의 검출 복잡도(complexity)가 증가하고, 순환 쉬프트의 크기 및 자원 매핑에 대한 불확실성(ambiguity)이 발생하게 되어, 동기신호의 검출 성능에도 영향을 줄 수 있다. 따라서, 동기신호에 필요한 추가적인 제어정보를 결합하기 위한 최소 및 최적의 매핑 관계 설정이 요구된다.
3. 부반송파 인덱스에 의한 결합법
동기신호가 시간 축으로 2회 반복되는 구조를 가지도록 하려면 주파수 축에서 홀수(odd) 번째나 혹은 짝수(even) 번째 부반송파에만 동기신호를 실어 보내면 된다. 짝수 번째 부반송파만 동기신호를 실어 보내는 경우에, 시간 축에서 한 OFDM 심볼 안에서 동일한 크기(amplitude)와 위상(phase)를 가지는 동기신호가 두 번 반복되는 형태가 된다. 반면, 홀수 번째 부반송파에만 동기신호를 실어 보내는 경우에는 시간 축에서 한 OFDM 심볼 안에서 동일한 크기와 반대의 위상을 가지는 신호가 두 번 반복되는 형태가 된다. FSTD모드의 송신안테나와 상관없이 전송시 사용되는 부반송파가 짝수번째이냐 홀수번째이냐에 따라서 동기신호 수신 시 쉽게 두 가지 정보를 구분가능하다.
이러한 특성을 이용하여, 아래의 표와 같이 동기신호에 추가적인 2개의 제어정보를 결합할 수 있다.
표 5
부반송파 인덱스 동기신호에 결합되는 제어정보
짝수번째 부반송파 제1 제어정보
홀수번째 부반송파 제2 제어정보
제어정보 결합부(130)는 동기신호에 결합하고자 하는 제어정보에 상응하는 부반송파의 인덱스를 결정하고, 이 부반송파 인덱스에 따른 부반송파들에 동기신호가 맵핑되도록 전송처리부(120)를 제어한다. 이와 같은 방법에 의해 동기신호에 제어정보가 결합될 수 있고, 단말은 시간 축에서의 동기신호의 반복 형태로부터 동기신호에 결합된 제어정보를 구별할 수 있다.
순환 쉬프트에 의한 결합법, 맵핑관계에 의한 결합법 및 부반송파 인덱스에 의한 결합법 중 어느 하나 또는 이들의 조합을 이용하여, 전술된 추가적인 제어정보들(프레임 경계(Frame Boundary) 정보, CP(Cyclic Prefix)정보, 송신안테나의 개수, 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor; FRF) 정보, 이종 또는 종래의 무선통신 시스템(legacy system)의 지원정보, 주파수 대역폭(Bandwidth)정보, 펨토(Femto)/릴레이(Relay) 셀 정보, 반송파 ID정보등)을 동기신호에 결합할 수 있다. 동기신호를 수신하는 단말은 별도의 제어정보의 디코딩없이 동기신호 획득단계에서 원하는 제어정보를 얻을 수 있다.
결합법은 각각이 상호간에 영향을 주지 않으므로, 위의 세가지 방법의 조합으로 만들어지는 맵핑 테이블 형태로 각각의 추가적인 제어정보를 동기신호에 결합하는 방법을 포함할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 4개인 경우이다.
도 9를 참조하면, 하나의 슈퍼프레임은 i번째 동기채널(i-th SCH)부터 (i+3)번째 동기채널((i+3)th SCH)를 포함한다. 각 동기채널은 프레임의 경계를 구분짓는다. 각 동기채널상으로 전송되는 동기신호에는 프레임의 경계 정보가 결합되는데, 단말은 자신이 수신하는 동기신호가 몇 번째 프레임의 동기신호인지까지도 알 수 있다. 프레임의 경계 정보의 결합은 맵핑관계에 의한 결합법에 의한다.
부반송파는 4개의 그룹 g1, g2, g3, g4로 구분된다. 여기서, 각 그룹에 속하는 부반송파는 물리적으로 국부적으로 인접할 수도 있고, 전대역에 분산된 것일 수도 있다. 즉, 각 그룹에 속하는 부반송파는 물리적 부반송파의 인덱스를 그룹별로 묶어서 각 그룹에 논리적인 인덱스를 붙인 것이다. 즉, FSTD로 전송될 경우에는 각 그룹에 속하는 부반송파는 각 송신안테나에 국부적으로 인접하게 할당될 수도 있고, 전대역에 분산되어 할당될 수도 있다.
각 송신안테나에서는 동기신호 전송을 위해 코드 Sj#n이 사용된다. Sj는 0번째 송신안테나(Tx 0)에서 사용되는 코드이다. Sj#n은 Sj로부터 시간 혹은 주파수 축으로 일정한 크기만큼 순환 쉬프트한 코드로서, n번째 송신안테나(Tx n)에서 사용된다. 즉, 0번째 내지 3번째 송신안테나에서는 각각 코드 Sj, Sj#1, Sj#2, Sj#3가 사용된다.
이러한 코드열 Sj, Sj#1, Sj#2, Sj#3에 대하여, 맵핑 벡터 Pi가 [g4, g3, g2, g1]이면 i번째 동기신호임을 나타내고, 맵핑 벡터 Pi+1가 [g3, g2, g1, g4]이면 (i+1)번째 동기신호임을 나타내며, 맵핑 벡터 Pi+2가 [g2, g1, g4, g3]이면 (i+2)번째 동기신호임을 나타내고, 맵핑 벡터 Pi+3이 [g1, g4, g3, g2]이면 (i+3)번째 동기신호임을 나타낸다.
만약 단말이 맵핑 벡터 Pi+2에 해당하는 동기신호를 수신하는 경우, 단말은 자신이 (i+2)번째 프레임의 동기신호를 수신한 것을 알 수 있다.
이와 같이 기지국은 매 동기신호마다 각 송신안테나에서 사용되는 맵핑 벡터를 바꾸어 전송하게 되며, 맵핑 벡터를 바꾸는 방법에는 제한이 없다. 단, 동일한 슈퍼프레임내의 4개의 동기신호간의 맵핑 벡터가 같지 않도록 해줘야 한다. 도 9에서는 4개의 송신안테나를 사용하는 경우만을 예시로 들었으나, 이는 4개 이상 또는 이하의 송신안테나를 사용하는 경우에도 적용될 수 있음은 물론이다.
도 10은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 2개인 경우이다.
도 10을 참조하면, 송신안테나가 2개이더라도, FSTD에 따른 부반송파의 그룹은 g1, g2, g3, g4 이렇게 4개로 구분된다. 그리고, 0번째 송신안테나에서는 코드 Sj, Sj#1가 사용되고, 1번째 송신안테나에서는 코드 Sj#2, Sj#3가 사용된다. 2개의 송신안테나를 가지는 경우에는 가능한 매핑 벡터의 수가 2!=2 이다. 따라서, 동기신호를 5ms 주기로 전송할 때 하나의 슈퍼프레임내에 2개의 프레임 경계 정보까지만 동기신호에 결합될 수 있다.
동기신호에 결합되는 프레임 경계 정보를 4개로 증가시키기 위해, FSTD에 따른 부반송파의 그룹은 4개로 유지하고 하나의 송신안테나에 두 개의 부반송파 그룹을 할당함으로써, 도 9과 같이 총 4가지의 매핑 관계를 만들어 낼 수 있다. 즉, 코드열 Sj, Sj#1, Sj#2, Sj#3에 대하여, 맵핑 벡터 Pi가 [g4, g3, g2, g1]이면 i번째 동기신호임을 나타내고, 맵핑 벡터 Pi+1가 [g3, g2, g1, g4]이면 (i+1)번째 동기신호임을 나타낼 수 있다.
여기서, 각 부반송파 그룹에 사용되는 코드는 도 9에서와 같이 만들거나, 혹은 Sj와 Sj#1이 하나의 긴 길이의 결합(concatenated) 코드가 되고, Sj#2와 Sj#3이 합쳐져서 또 하나의 긴 길이의 결합코드가 되는 경우도 고려될 수 있다. 물론 두 결합코드간의 관계는 시간 축 또는 주파수 축에서의 순환 쉬프트 관계가 성립할 수 있다. 이러한 결합코드를 사용하는 경우에는 하나의 송신안테나 전송에서 사용되는 코드의 길이가 두 배가 되므로 코드간 상관 특성이 더 향상될 수 있다.
도 11은 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 슈퍼프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 2개인 경우이다.
도 11을 참조하면, i번째 동기채널은 슈퍼프레임 헤더가 포함되는 프레임이고, 나머지 동기채널은 슈퍼프레임 헤더가 포함되지 않은 프레임이다. 슈퍼프레임 헤더가 포함되는 프레임은 곧 슈퍼프레임의 경계임을 알 수 있다. 따라서, i번째 동기신호에 슈퍼프레임 경계의 시그니처(signature)를 결합하고, 나머지 동기신호에는 모두 시그니쳐를 결합하지 않는다. 슈퍼프레임 경계임을 나타내는 제어정보는 맵핑 벡터 [g1, g2, g3, g4]에 맵핑되고, 슈퍼프레임의 경계가 아님을 나타내는 제어정보는 맵핑 벡터 [g1, g2, g3, g4]를 제외한 나머지 맵핑 벡터에 맵핑된다.
도 12는 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 슈퍼프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 2개인 경우이다.
도 12를 참조하면, 도 11과 달리 2개의 부반송파 그룹을 이용하여 시그니처를 동기신호에 결합하는 경우이다. 슈퍼프레임 경계에 관한 정보는 경계이거나 경계가 아니거나와 같이 2가지 경우만 존재할 수 있다고 본다면, 부반송파 그룹을 2개 이상으로 구분할 필요가 없이, 2개의 부반송파 그룹만으로 슈퍼프레임 경계에 관한 정보를 동기신호에 결합할 수 있다. 코드열 Sj와 Sj#1에 대하여, 맵핑 벡터가 [g1, g2]이면 슈퍼프레임 경계를 나타내는 동기신호이고, 맵핑 벡터가 [g2, g1]이면 슈퍼프레임 경계를 나타내지 않는 동기신호이다.
상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.
이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

Claims (14)

  1. 복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송장치에 있어서,
    시간 또는 주파수의 동기(synchronization)를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 동기신호 생성부;
    상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 서로 다른 부반송파를 할당하고, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하며, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 수행하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌(symbol)을 생성하는 전송처리부;
    상기 복수의 송신안테나에서 전송되는 신호를 구분하는 자원인 코드(code)가, 상기 복수의 송신안테나간에 겹치지 않도록 제어하는 제어정보 결합부; 및
    상기 OFDM 심벌을 전송하는 상기 복수의 송신안테나를 포함하는, 동기신호 전송장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어정보 결합부는 상기 코드를 순환 쉬프트(circular shift)하여 상기 복수의 송신안테나간에 겹치지 않도록 결정하는, 동기신호 전송장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어정보 결합부는 추가적인 제어정보를 상기 동기신호에 결합하는, 동기신호 전송장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어정보 결합부는 상기 코드의 조합을 달리함으로써 상기 추가적인 제어정보를 구별하는, 동기신호 전송장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어정보 결합부는 상기 복수의 송신안테나에 대한 상기 부반송파의 할당 방식을 달리함으로써 상기 추가적인 제어정보를 구별하는, 동기신호 전송장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 송신안테나는 제1 및 제2 송신안테나를 포함하고,상기 전송처리부는 상기 제1 송신안테나에 짝수번째 부반송파를, 상기 제2 송신안테나에 홀수번째 부반송파를 할당하는, 동기신호 전송장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어정보 결합부는 상기 부반송파를 복수의 그룹으로 분류하고, 상기 전송처리부는 상기 복수의 그룹을 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 할당하는, 동기신호 전송장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제어정보 결합부는 상기 복수의 그룹을 상기 복수의 송신안테나에 할당하는 방식을 달리함으로써 추가적인 제어정보를 상기 동기신호에 결합하는, 동기신호 전송장치.
  9. 복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송방법에 있어서,
    시간 또는 주파수의 동기를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 단계;
    상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 다른 부반송파를 할당하는 단계;
    상기 부반송파를 복수의 그룹으로 구분하여, 상기 동기신호의 전송에 사용되는 코드를 각 그룹에 겹치지 않게 할당하는 단계;
    상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하고, IFFT를 수행하여 OFDM 심벌을 생성하는 단계; 및
    상기 복수의 송신안테나를 이용하여 상기 OFDM 심벌을 전송하는 단계를 포함하는 동기신호 전송방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 코드는 순환 쉬프트에 의해 상기 복수의 그룹에 할당되는, 동기신호 전송방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 동기신호에 추가적인 제어정보를 맵핑하는 단계를 더 포함하되,상기 추가적인 제어정보는 상기 복수의 송신안테나에 상기 다른 부반송파를 할당하는 방식과, 상기 복수의 그룹에 상기 코드를 할당하는 방식에 따라 구별되는, 동기신호 전송방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제어정보는 슈퍼프레임(superframe)내에서 상기 동기신호가 전송되는 위치를 구분하는 정보인, 동기신호 전송방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 제어정보는 상기 복수의 송신안테나의 개수인, 동기신호 전송방법.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 제어정보는 상기 OFDM 심벌에서 IFFT가 수행되는 시간 영역 보호구간에 삽입되는 구간인 CP(Cycplic Shift) 정보인, 동기신호 전송방법.
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