KR101527613B1 - 다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치 - Google Patents

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Abstract

복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송장치를 제공한다. 상기 장치는 시간 또는 주파수의 동기(synchronization)를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 동기신호 생성부, 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 서로 다른 부반송파를 할당하고, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하며, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 수행하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌(symbol)을 생성하는 전송처리부, 상기 복수의 송신안테나에서 전송되는 신호를 구분하는 자원인 코드(code)가, 상기 복수의 송신안테나간에 겹치지 않도록 제어하는 제어정보 결합부, 및 상기 OFDM 심벌을 전송하는 상기 복수의 송신안테나를 포함한다. 다중안테나 시스템에서, 동기신호의 전송으로 인한 각 안테나별 채널 간섭의 영향을 줄이고, 각종 제어정보의 오버헤드를 줄일 수 있다.

Description

다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치{APPARATUS OF TRANSMITTING SYNCHRONIZATION SIGNAL IN MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}
본 발명은 무선통신에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치에 관한 것이다.
최근들어 무선 데이터 서비스에 대한 폭발적인 수요의 증가가 있어왔다. 그리고 무선 음성 서비스에서 무선 데이터 서비스로의 진화는 무선 용량(wireless capacity)의 점진적인 증가를 요구하고 있다. 이러한 요구는 무선 서비스 사업자들과 무선장비 제조업자들로 하여금 무선 시스템의 데이터 전송률의 향상을 모색하도록 하며, 막대한 연구에 대한 동기를 부여한다. 무선채널(wireless channel)은 경로손실(path loss), 쉐도우잉(shadowing), 페이딩(fading), 잡음(noise), 한정된 대역폭(limited bandwidth), 단말의 전력한계, 다른 사용자간의 간섭과 같은 여러가지 문제를 겪는다. 이러한 한계는 무선 채널을 데이터의 빠른 흐름을 저해하는 좁은 파이프와 유사한 형태를 갖게 하며, 고속 데이터 전송을 제공하는 무선통신의 효율적인 대역폭의 설계를 어렵게 한다. 무선 시스템의 설계에 있어서 또 다른 난점들(challenges)은 자원할당, 급변하는 물리채널과 관련한 이동성 문제 들(mobility issues), 휴대가능성(portability), 및 안전성(security)과 프라이버시(privacy) 제공의 설계를 포함한다.
전송채널이 큰 페이딩(deep fading)을 겪을 때, 수신기는 전송되는 신호의 다른 버젼(version)이나 복사본(replica)이 별도로 전송되지 않는 경우 상기 전송되는 신호를 결정하기 어렵다. 이러한 별도의 다른 버젼이나 복사본에 해당하는 자원은 다이버시티(diversity)라 불리며, 무선채널에 걸쳐 신뢰성있는 전송에 기여하는 가장 중요한 요소 중 하나이다. 이러한 다이버시티를 이용하면 데이터 전송 용량 또는 데이터 전송 신뢰도를 극대화할 수 있는데, 다중 송신안테나 및 다중 수신 안테나로써 다이버시티를 구현하는 시스템을 다중입출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO) 시스템이라 한다. MIMO 시스템을 다중안테나(Multiple antenna) 시스템이라고도 한다.
다중안테나 기법에는 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity), PVS(Precoding Vector Switching), 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 있다. 단말이 기지국과 동기화(synchronization)를 수행하는 초기시점에, 단말은 기지국의 송신안테나 수를 알 수 없다. 따라서, 기지국은 단말이 기지국의 송신안테나의 수를 모르더라도 동기신호를 수신할 수 있는 투명한(transparent) 다중안테나 기법, 예컨대 TSTD, PVS, CDD등을 사용할 수 있다. 그러나, 이와 같은 투명한 다중안테나 기법에 의하면, 단말은 기지국의 송신안테나별 채널을 추정할 수 없어 데이터를 효율적으로 복원하기 어렵다. 단말이 기지국의 송신안테나별 무선채널을 추정할 수 있기 위하여, 기지국의 송신안테나를 주파수로 구별하는 방식을 FSTD라 한다. FSTD에서는 주파수 자원이 각 송신안테나에 나누어 할당된다. 복수의 송신안테나를 이용하여 동기신호를 전송할 때, 각 송신안테나별 채널추정을 용이하게 수행할 수 있는 동기신호의 전송장치 및 방법이 요구된다.
본 발명의 기술적 과제는 다중안테나 시스템에서 동기신호의 전송장치를 제공함에 있다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송장치를 제공한다. 상기 장치는 시간 또는 주파수의 동기(synchronization)를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 동기신호 생성부, 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 서로 다른 부반송파를 할당하고, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하며, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 수행하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌(symbol)을 생성하는 전송처리부, 상기 복수의 송신안테나에서 전송되는 신호를 구분하는 자원인 코드(code)가, 상기 복수의 송신안테나간에 겹치지 않도록 제어하는 제어정보 결합부, 및 상기 OFDM 심벌을 전송하는 상기 복수의 송신안테나를 포함한다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 복수의 송신안테나를 이용한 동기신호의 전송방법을 제공한다. 상기 방법은 시간 또는 주파수의 동기를 추적하는데 사용되는 동기신호를 생성하는 단계, 상기 복수의 송신안테나에 겹치지 않게 다른 부반송파를 할당하는 단계, 상기 부반송파를 복수의 그룹으로 구분하여, 상기 동기신호의 전송에 사용되는 코드를 각 그룹에 겹치지 않게 할당하는 단계, 상기 동기신호를 상기 부반송파에 맵핑하고, IFFT를 수행하여 OFDM 심벌을 생성하는 단계, 및 상기 복수의 송신안테나를 이용하여 상기 OFDM 심벌을 전송하는 단계를 포함한다.
다중안테나 시스템에서, 동기신호의 전송으로 인한 각 안테나별 채널 간섭의 영향을 줄이고, 각종 제어정보의 오버헤드를 줄일 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16e (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, IEEE 802.16m을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 무선통신 시스템을 나타낸다.
도 1을 참조하면, 무선통신 시스템(10)는 적어도 하나의 기지국(11; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국(11)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; User Equipment, UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(mobile station), UT(user terminal), SS(subscriber station), 무선기기(wireless device), PDA(personal digital assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(11)은 일반적으로 단말(12)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
이하에서 하향링크(downlink, DL)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(uplink, UL)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 전송기는 기지국의 일부분일 수 있고, 수신기는 단말의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 전송기는 단말의 일부분일 수 있고, 수신기는 기지국의 일부분일 수 있다.
하향링크와 상향링크 전송을 위한 다중 접속 방식은 서로 다를 수 있다. 예를 들어, 하향링크는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)를 사용하고, 상향링크는 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 또는 clustered DFT S-OFDM 를 사용할 수 있다. 일반적인 SC-FDMA 기법은 DFT 확산 된 심볼열을 연속된 부반송파 또는 등간격을 갖는 부반송파에 할당(또는 맵핑)하는 것을 의미하는데, clustered DFT-S-OFDM은 DFT 확산된 N 심볼열 중 M(<N) 심볼열은 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)하고, 나머지 N-M 심볼열은 M 심볼열이 할당(또는 맵핑)된 부반송파에서 일정 간격 떨어진 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)한다. clustered DFT-S-OFDM을 사용할 경우, 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling)을 할 수 있는 장점이 있다.
도 2는 프레임 구조의 일 예를 나타낸다.
도 2를 참조하면, 슈퍼프레임(Superframe)은 슈퍼프레임 헤더(Superframe Header)와 4개의 프레임(frame, F0, F1, F2, F3)을 포함한다. 슈퍼프레임을 이용하는 경우, 빈번하게 전송될 필요가 없는 제어정보의 전송 주기가 슈퍼프레임 단위로 늘어날 수 있어, 전송의 효율성을 높일 수 있다. 또한, 데이터의 할당과 스케쥴링은 가장 빈번하게는 슈퍼프레임 단위로 이루어지게 하여 재전송 매커니즘을 고려한 데이터 전송의 지연특성을 줄여줄 수 있다. 각 슈퍼프레임의 크기는 20ms이고, 각 프레임의 크기는 5ms인 것으로 예시하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 프레임은 이종 또는 종래(legacy)의 무선 통신 시스템과의 호환을 위해 가변적인 크기로서 고려될 수 있다.
슈퍼프레임 헤더는 슈퍼프레임의 가장 앞서 배치될 수 있으며, 공용 제어 채널(Common Control Channel)이 할당된다. 공용 제어채널은 슈퍼프레임을 구성하는 프레임들에 대한 정보 또는 시스템 정보와 같이 셀내 모든 단말들이 공통적으로 활용할 수 있는 제어정보를 전송하기 위하여 사용되는 채널이다.
하나의 프레임은 8개의 서브프레임(Subframe, SF0, SF1, SF2, SF3, SF4, SF5, SF6, SF7)을 포함한다. 각 서브프레임은 상향링크 또는 하향링크 전송을 위하여 사용될 수 있다. 서브프레임은 6 또는 7개의 OFDM 심벌로 구성될 수 있으나, 이는 예시에 불과하다. 프레임에는 TDD(Time Division Duplexing) 또는 FDD(Frequency Division Duplexing)가 적용될 수 있다. TDD에서, 각 서브프레임이 동일한 주파수에서 서로 다른 시간에 상향링크 또는 하향링크로 사용된다. 즉, TDD 프레임내의 서브프레임들은 시간영역에서 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임으로 구분된다. FDD에서, 각 서브프레임이 동일한 시간에서 서로 다른 주파수에 상향링크 또는 하향링크로 사용된다. 즉, FDD 프레임내의 서브프레임들은 주파수 영역에서 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임으로 구분된다. 상향링크 전송과 하향링크 전송은 서로 다른 주파수 대역을 차지하고, 동시에 이루어질 수 있다.
서브프레임은 적어도 하나의 주파수 구획(Frequency Partition)을 포함한다. 주파수 구획은 적어도 하나의 물리적 자원유닛(Physical Resource Unit, PRU)으로 구성된다. 주파수 구획은 국부적(Localized) PRU 및/또는 분산적(Distributed) PRU를 포함할 수 있다. 주파수 구획은 부분적 주파수 재사용(Fractional Frequency Reuse, FFR) 또는 멀티캐스트 및 브로드캐스트 서비스(Multicast and Broadcast Services, MBS)와 같은 다른 목적을 위하여 사용될 수 있다.
PRU는 복수개의 연속적인 OFDM 심볼과 복수개의 연속적인 부반송파를 포함하는 자원할당을 위한 기본적인 물리적 유닛으로 정의된다. PRU에 포함되는 OFDM 심 벌의 갯수는 하나의 서브프레임에 포함되는 OFDM 심벌의 갯수와 동일할 수 있다. 예를 들어, 하나의 서프프레임이 6 OFDM 심벌로 구성될 때, PRU는 18 부반송파 및 6 OFDM 심볼로 정의될 수 있다. 논리적 자원유닛(Localized Resource Unit, LRU)은 분산적(distributed) 자원할당 및 국부적(localized) 자원할당을 위한 기본적인 논리 단위이다. LRU는 복수개의 OFDM 심볼과 복수개의 부반송파로 정의되고, PRU에서 사용되는 파일럿들을 포함한다. 따라서, 하나의 LRU에서의 적절한 부반송파의 개수는 할당된 파일럿의 수에 의존한다.
논리적 분산 자원유닛(Logical Distributed Resource Unit, DRU)는 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위하여 사용될 수 있다. DRU는 하나의 주파수 구획 내에 분산된 부반송파 그룹을 포함한다. DRU의 크기는 PRU의 크기와 같다. DRU를 형성하는 최소 단위는 하나의 부반송파이다.
논리적 국부 자원유닛(Logical Contiguous Resource Unit, CRU)는 주파수 선택적 스케줄링 이득을 얻기 위하여 사용될 수 있다. CRU는 국부적 부반송파 그룹을 포함한다. CRU의 크기는 PRU의 크기와 같다.
도 3은 동기채널 구조의 일 예이다. 동기채널(synchonization channel)은 단말이 기지국과의 시간 또는 주파수 동기를 수행하는 채널을 모두 총칭한다.
도 3을 참조하면, 동기채널은 매 슈퍼프레임(superframe)내에서 일정한 간격(예를 들어 5ms)으로 배치될 수 있으며, 가변적인 간격으로 배치될 수도 있다. 동기채널은 슈퍼프레임 헤더를 포함하는 프레임에만 포함되는 경우가 있을 수도 있고, 슈퍼프레임 헤더가 없는 프레임에도 포함되는 경우가 있을 수 있다. IEEE 802.16m에서의 슈퍼프레임 구조에는 전자와 후자의 경우가 모두 적용된다.
동기채널은 하나의 OFDM 심벌을 포함한다. 그러나, 동기채널은 초기 동기 및 셀정보뿐만 아니라 핸드오버(handover)시의 동기 및 셀 정보를 위해 OFDM 심벌을 추가적으로 포함할 수 있다. 이하에서, 동기채널상으로 전송되는 신호를 동기신호(synchronizatino signal; SS)이라 한다. 동기신호는 프리앰블(preamble)이라 불릴 수도 있다. 또한, 동기신호에는 1차 동기신호(Primary Synchronization Signal; PSS)와 2차 동기신호(Secondary Synchronization Signal; SSS)가 있다. 1차 동기신호는 단말이 서브프레임 또는 OFDM 심벌의 동기를 획득하는데 사용될 수 있다. 2차 동기신호는 단말이 슈퍼프레임 또는 프레임의 동기를 획득하는데 사용될 수 있다.
동기채널의 구조는 초기 시간/주파수(initial timing/frequency) 동기를 잡는 방법에 따라서 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 첫 번째 방법은 교차상관(cross-correlation) 특성을 이용해서 초기 시간/주파수 동기를 획득하는 방법이다. 이 방법에 따른 동기채널의 구조에서는 동기신호가 주파수축에서 모든 부반송파(subcarrier)에 실린다. 만약, 동기신호가 짝수 인덱스의 부반송파 또는 홀수 인덱스의 부반송파에만 맵핑되는 경우, 단말이 교차상관을 수행할 때 부정확한 피크현상(ambiguous peak)이 발생하여 초기 시간/주파수 동기 획득이 어렵다. 이는 일반적으로 동기신호를 n개의 부반송파 간격(n≥2)으로 맵핑하여 전송하는 경우에도 마찬가지이다.
두 번째 방법은 자기상관(auto-correlation) 특성을 이용하여 초기 시간/주파수 동기를 획득하는 방법이다. 두번째 방법을 사용하기 위해서는 시간 축에서 동 기신호가 반복 패턴이 되도록 전송되어야 한다. 동기신호가 시간 축에서 반복 패턴으로 나타날 수 있는 방법 중의 하나는, 주파수 축에서 동기신호를 n개의 부반송파 간격(n≥2)으로 맵핑하는 것이다.
아래의 표는 교차상관 기반의 동기채널 구조와, 자기상관 기반의 동기채널 구조의 장단점을 비교한 것이다.
동기채널 구조 장점 단점



교차상관기반의 동기채널구조		 - 매우 작은 주파수 오프셋 환경에서도 타이밍 인지(timing acquisition)에 있어서 급격한 피크(sharpened peak)를 얻을 수 있음. 이는 부정확한(coarse) 타이밍 절차가 동기절차에서 생략될 수 있음을 의미함. - 복잡도가 현저히 증가함.
- 셀검색등에 있어서 동기채널의 근본적인 목적을 달성하려면, 셀 ID 정보를 운반하기 위해 적어도 하나의 추가적인 채널이 시간/주파수/코드/공간 영역에서 요구된다.
- 큰 주파수 오프셋 환경에서, 급격한 피크의 장점은 부분적인 상관에 의해 사라짐.




자기상관기반의 동기채널구조		 - 복잡도가 낮음.
- 동기채널이 1개의 OFDM 심벌만으로 구성될 가능성이 있음. 다시 말해, 추가적인 자원이나 채널이 요구되지 않음.
- 주파수 오프셋 효과와 무관하게 차분연산(differential operation)에 의해 동작가능함.
 - 셀 ID검출 이후, 추가적인 적절한 타이밍(fine timing)이 요구됨.
결론적으로 자기상관 기반의 동기채널 구조가, 단말의 계산량을 줄이고 주파수 오프셋(Frequency offset)에 따른 영향을 받지 않을 수 있으므로 더욱 선호된다. IEEE 802.16e의 프리앰블도 이와 같은 이유로 자기상관 기반의 동기 알고리즘을 지원하기 위한 동기채널 구조를 가지며, 시간 축에서 3개의 반복 패턴이 나타나도록 주파수 축에서 3 부반송파 간격으로 전송 신호를 싣는다. IEEE 802.16m의 동기채널 구조의 경우에도 시간 축 반복 패턴을 만들어주어야 하며, IEEE 802.16e와의 호환을 고려하는 경우, IEEE 802.16e의 프리앰블 신호와 혼돈을 피하는 반복 패턴을 만들어 주어야 한다.
이하에서, 부반송파의 할당방식에 관하여 설명된다.
일반적으로 다중 반송파 시스템(multi-carrier system)에서 주파수 자원을 할당할 때 다음과 같은 방식이 사용될 수 있다. (1) 전체 시스템의 대역폭에서 국부적으로 인접한 부반송파들이 할당되는 국부적 할당방식(localized allocation type), (2) 전체 시스템의 대역폭에서 흩어지도록 부반송파가 할당되는 분산적 할당방식(distributed allocation type)이 있다. 분산적 할당방식에는 다시 부반송파가 등간격(interleaved) 또는 임의 간격(random)으로 할당되는 방식이 있다.
도 4는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 국부적으로 할당되는 예이다. 여기서, DFT 크기는 1024이고, 2개의 송신안테나가 사용딘다고 가정한다.
도 4를 참조하면, 전체 시스템 대역(0~N)에서 제i 내지 제(i+1023) 부반송파가 할당된 대역폭(allocated bandwidth)이 나타난다. Δf는 각 부반송파간의 간격이다. 임의의 전송시점(transmission time)에 제1 송신안테나(1st Tx antenna)와 제2 송신안테나(2nd Tx antenna)에 서로 다른 부반송파가 할당된다. 이는 FSTD가 적용되기 때문이다. 또한, 각 송신안테나에는 부반송파가 국부적으로 할당된다. 예를 들어, 제1 송신안테나에는 제i 내지 제(i+511) 부반송파가 할당되고, 제2 송신안테나에는 제(i+512) 내지 제(i+1023) 부반송파가 할당된다. 즉, 어느 영역의 연속된 부반송파가 어느 하나의 송신안테나에 할당되고, 다른 영역의 연속된 부반송파가 또 다른 하나의 송신안테나에 할당된다. 이를 국부적 할당방식(localized type 또는 cluster type)이라 한다.
도 5는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 분산적으로 할당되는 예이다. 여기서, DFT 크기는 1024이고, 2개의 송신안테나가 사용딘다고 가정한다.
도 5를 참조하면, 전체 시스템 대역(0~N)에서 제i 내지 제(i+1023) 부반송파가 할당된 대역폭이 나타난다. 임의의 전송시점에 제1 송신안테나(1st Tx antenna)와 제2 송신안테나(2nd Tx antenna)에 서로 다른 부반송파가 할당된다. 이는 FSTD가 적용되기 때문이다. 또한, 각 송신안테나에는 부반송파가 분산적 할당방식으로 할당된다. 예를 들어, 제1 송신안테나에는 제i+2n 부반송파가 할당되고, 제2 송신안테나에는 제i+(2n+1) 부반송파가 할당된다(여기서, 0≤n≤511). 즉, 하나의 부반송파가 어느 하나의 송신안테나에 할당되고, 다음 하나의 부반송파가 또 다른 하나의 송신안테나에 할당된다. 이는 분산적 할당방식 중 부반송파가 등간격으로 할당되는 방식이다.
한편, 각 송신안테나별로 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위하여 부반송파의 할당 패턴을 변화시킬 수 있다. 예를 들어, 제1 OFDM 심벌을 전송함에 있어서, 제1 송신안테나에는 짝수 인덱스의 부반송파를 할당하고, 제2 송신안테나에는 홀수 인덱스의 부반송파를 할당했다면, 제2 OFDM 심벌을 전송할 때에는 제1 송신안테나에는 홀수 인덱스의 부반송파를 할당하고, 제2 송신안테나에는 짝수 인덱스의 부반송파를 할당한다.
도 6은 본 발명의 일 예에 따른 송신기를 나타내는 블록도이다.
도 6을 참조하면, 송신기(100)는 동기신호 생성부(Synchronization Signal Generator; 110), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 변조부(120), 제어정보 결합부(Control Signal Coupler, 130), RF부(Radio Frequency Unit; 140) 및 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)를 포함한다.
동기신호 생성부(110)는 특정한 시퀀스나 코드를 이용하여 일정한 시간 또는 가변적인 시간 간격으로 동기신호를 생성한다. 동기신호의 생성방법에 관한 자세한 내용은 후술된다. 여기서 시퀀스 또는 코드는 신호를 구분하는데 사용되는 자원을 의미하는 동일한 개념으로 사용될 수 있다.
전송처리부(120)는 동기신호를 FSTD에 의해 각 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)에 할당되는 부반송파에 맵핑하고, IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)을 수행하여 OFDM 심벌을 생성한다. 각 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)에는 서로 다른 부반송파가 할당된다. 그리고 각 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)마다, 또는 부반송파마다 서로 다른 코드가 사용된다. 동기신호와 같은 제어정보는 사용자 데이터와 별도로 변조되어 전송처리부(120)로 입력될 수 있다.
제어정보 결합부(130)는 동기신호 생성부(110)와 전송처리부(120)의 동작을 제어하여, 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합한다. 추가적인 제어정보는 초기동기의 효율적인 획득을 위해, 단말에게 전달되어야 하는 정보들이다. 추가적인 제어정보는 프레임 경계(Frame Boundary) 정보, CP(Cyclic Prefix)정보, 송신안테나의 개수, 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor; FRF) 정보, 이종 또는 종래의 무선통신 시스템(legacy system)의 지원정보, 주파수 대역폭(Bandwidth)정보, 펨토(Femto)/릴레이(Relay) 셀 정보, 반송파 ID정보등을 포함한다. 제어정보 결합부(130)의 구체적인 동작은 후술된다.
RF부(140)는 입력되는 OFDM 심벌을 아날로그 신호로 변환한다. 변환된 아날로그 신호는 송신안테나(150-1, 150-2,..., 150-N)를 통하여 무선 채널로 전파된다.
각 송신안테나별로 코드가 구분되어 동기신호가 전송되므로 간섭의 양이 줄어들 수 있다. 또한, 추가적인 제어정보를 동기신호와 별도의 채널이나 자원을 이용하여 전송할 필요가 없어, 자원을 효율적으로 사용하게 된다. 또한, 단말은 동기신호로써 동기를 획득할 뿐만 아니라, 제어정보를 미리 알 수 있어 필요한 동작 수행에 소요되는 지연시간이 현저히 줄어드는 효과가 있다.
이하에서, FSTD 모드에서 복수의 송신안테나를 이용하여 동기신호를 생성하는 방법에 관하여 설명된다.
만약, 기지국이 모든 송신안테나의 부반송파에 대해 동일한 코드(code)를 적용하여 동기신호를 생성하면, 간섭의 양은 다음과 같다. 예를 들어, 셀 1에서는 코드 x를, 셀 2에서는 코드 y를 사용한다고 하자. 셀 1에서의 제1 송신안테나에 할당되는 부반송파와 셀 2에서의 제1 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 모두 코드 x가 사용될 것이다. 그리고, 셀 1에서의 제2 송신안테나에 할당되는 부반송파와 셀 2에서의 제2 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 모두 코드 y가 사용될 것이다. 이 경우 부반송파 상호간에 미치는 간섭의 양은 제1 송신안테나와 제2 송신안테나에 대해 코드 x와 코드 y의 교차상관(cross-correlation)에 의해 결정된다. 간섭의 양을 I(x,y)라 하면, 단말이 겪는 전체적인 간섭의 양은 모든 부반송파에 대한(또는 모든 송신안테나에 대한) 간섭의 합인 2I(x,y)가 된다. 이와 같이, 모든 송신안테나에 동일한 코드가 사용되면, 간섭의 양이 셀의 개수 k에 비례하여 k×I(x,y)와 같이 증가한다.
도 7은 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 7을 참조하면, 동기신호의 생성을 위해, FSTD에 따라 제1 송신안테나와 제2 송신안테나에는 서로 다른 부반송파가 할당된다. 즉, 제1 송신안테나에는 4m+1 번째 부반송파가 동기신호를 위해 할당되고, 제2 송신안테나에는 4m+3 번째 부반송파가 동기신호를 위해 할당된다(m은 정수). 여기서, 0 번째 부반송파는 DC 반송파를 나타낸다. 또한, 각 송신안테나의 부반송파마다 사용되는 코드(code)도 서로 다르다. 예를 들어, 제1 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 코드 a가 사용된다고 할 때, 제2 송신안테나에 할당되는 부반송파에는 코드 b가 사용된다. 여기서 코드 a≠코드 b이고, 코드 b는 코드 a를 시간 축 또는 주파수 축에서 순환 쉬프트(circular shift)시킨 것이다. 여기서 코드는 시퀀스(sequence)라 불릴 수도 있다.
각 코드는 다음의 수학식에 의해서 결정될 수 있다.
Code(k)=0, where k=4m or k=4m+2
and
Code(k)=Aj(m), where k=4m+1
and
Code(k)=Bj(m), where k=4m+3
여기서, k는 부반송파의 인덱스 번호이고, -Nused≤k≤Nused이며, Nused는 DC 부반송파를 기준으로하여 양쪽 주파수 대역에서 사용되는 부반송파의 개수를 나타낸다. Code(k)는 k 번째 부반송파에 적용되는 코드를 나타낸다. Aj(m)은 코드공간 A에서 j번째 코드를 나타내고, Bj(m)은 코드공간 B에서 j번째 코드를 나타낸다. 코드공간은 부반송파에 적용될 수 있는 코드의 집합을 의미한다. m은 -Nused/4≤m≤Nused/4인 정수이다.
코드공간 A와 B는 다음의 수학식의 관계가 성립한다.
B=F(Δt,A) or B=F(Δf,A)
여기서, F(Δt,A)는 코드공간 A를 시간축으로 순환 쉬프트시키는 함수를 나타내고, F(Δf,A)는 코드공간 A를 주파수축으로 순환 쉬프트시키는 함수를 나타낸다. 예를 들어, 코드공간 A에 속하는 코드 a와, 코드공간 B에 속하는 코드 b간에는 b=aejθ가 성립할 수 있다.
수학식 1과 2는 2개의 송신안테나에 해당하는 경우이고 임의의 송신안테나 수에 대해서도 같은 방식으로 확장할 수 있음은 자명하다. 또한 Code(k)는 위의 수학식 1과 달리 k=4m+1 or k=4m+3인 경우에 0이 될 수도 있다. 이와 같이 각 송신안테나에서 서로 다른 코드가 사용되면, 간섭을 분산(randomization)시킬 수 있다.
도 8은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 8을 참조하면, FSTD에 따라 제1 송신안테나와 제2 송신안테나에는 서로 다른 부반송파가 할당되고, 부반송파간에도 서로 다른 코드가 사용되어 동기신호가 생성된다. 즉, 제1 송신안테나에서의 4n+1 번째 부반송파에는 코드 a가, 제1 송신안테나에서의 4n+5 번째 부반송파에는 코드 c가 동기신호를 위해 사용된다(n은 정수). 따라서, 제1 송신안테나에서 할당되는 부반송파에 대한 간섭의 양은 I(a,c)이다. 한편, 제2 송신안테나에서의 4n-1 번째 부반송파에는 코드 b가, 제2 송신안테나에서의 4n+3 번째 부반송파에는 코드 d가 동기신호를 위해 사용된다. 제2 송신안테나에서 할당되는 부반송파에 대한 간섭의 양은 I(b,d)이다. 제1 송신안테나와 제2 송신안테나가 동기신호를 전송할 때 발생하는 간섭의 양은 총 I(a,c)+I(b,d)이다.
만약, 셀마다 할당되는 부반송파가 다르면, 부반송파마다 사용되는 코드가 다르다는 것은, 결국 동기신호를 위해 셀마다 다른 코드가 사용되는 것을 의미할 수도 있다. 예를 들어, 제1 송신안테나에 있어서, 셀 1에 할당되는 부반송파가 4n+1 번째 부반송파이고, 셀 2에 할당되는 부반송파가 4n+5 번째 부반송파라면, 셀 1은 코드 a를 사용하는 것이고, 셀 2는 코드 c를 사용하는 것이다. 마찬가지로, 제2 송신안테나에 있어서, 셀 1에 할당되는 부반송파가 4n-1 번째 부반송파이고, 셀 2에 할당되는 부반송파가 4n+3 번째 부반송파라면, 셀 1은 코드 b를 사용하는 것이고, 셀 2는 코드 d를 사용하는 것이다. 이때의 간섭의 양은 총 총 I(a,c)+I(b,d)이며, 셀의 개수에 따라 비례하여 증가하지 않고, 간섭이 분산되는 효과가 있다. 각 부반송파에 적용되는 코드의 생성방법은 상기 수학식 1과 수학식 2에 의해 정해진 바와 같다.
이하에서, 제어정보 결합부(130)에 의해 동기신호에 결합되는 추가적인 제어정보에 관하여 설명된다. 동기채널을 통한 초기 시스템 정보 획득을 별도의 제어정보의 디코딩으로서 해결하는 방법은 단말의 연산량에 부담을 줄 뿐만 아니라, 시스템 정보 획득에 소요되는 시간이 지연되는 문제가 있다. 따라서, 제어정보 결합부(130)는 초기 시스템 정보의 효율적인 획득을 위해, 동기신호에 제어정보를 결합한다. 추가적인 제어정보는 아래의 8가지가 있다.
1. 프레임 경계 정보
IEEE 802.16m 프레임의 구조는 도 3에서와 같이 슈퍼프레임 헤더를 포함하는 프레임뿐만 아니라, 슈퍼프레임 헤더가 없는 프레임도 동기채널을 포함할 수 있다. 따라서, 단말은 슈퍼프레임과 프레임의 경계에 관한 정보를 알아야 한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 슈퍼프레임과 프레임의 경계에 관한 정보를 결합한다. 초기 시스템정보 전송을 위한 특정 시그니쳐(signature)는 매 프레임마다 상이하게 시그니쳐를 삽입하거나, 수퍼프레임의 시작 또는 슈퍼프레임 헤더가 포함된 프레임과 그렇지 않은 프레임을 구분하는 시그니쳐만을 삽입함으로써 구성할 수 있다.
2. CP 정보
무선통신 시스템은 환경적 지형적인 영향에 따라서 다양한 CP를 사용한다. CP는 OFDM 시스템에서 IFFT가 수행된 시간 영역 보호구간(guard interval)에 삽입되는 구간으로서, 심벌의 다중 경로에 의한 심벌 간 간섭(inter-symbol interference)을 제거하기 위한 것이다. CP의 길이는 시스템 또는 서비스에 따라 다양한 길이로 설정될 수 있다. 초기 시스템 정보 획득시 단말은 셀에서 사용되는 CP 길이를 알 수 없다. 따라서, 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 CP 길이에 관한 정보를 결합한다.
3. 송신안테나의 개수
최근 무선 통신시스템은 동기신호, 제어 정보 및 데이터의 전송을 위해서 다중 안테나 전송을 고려한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에, 동기신호의 전송에 사용되는 송신안테나의 개수에 관한 정보를 결합한다.
4. 주파수 재사용 정보
셀기반 무선 통신시스템은 인접 셀간의 상호 간섭을 줄이기 위해서 주파수 재사용(Frequency Reuse)기법을 사용하게 된다. 주파수 재사용이란 가장 인접한 셀들이 서로 다른 주파수 자원을 쓰도록 하는 것이며, 주로 전체 대역을 3개의 주파 수 자원으로 나누어 쓰도록 하는 주파수 재사용 계수 3을 고려한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 주파수 재사용 정보를 결합한다. 동기신호에 결합되는 주파수 재사용 정보는 섹터(sector) ID로서 정의 가능하다. 예를 들어 섹터 ID를 3으로 설정한 경우, 주파수 재사용 계수 3에 해당하는 정보는 섹터 ID로 일대일 매핑 가능하다. 또는, 섹터 ID를 임의의 수로 설정하여 주파수 재사용 정보 또는 부가 셀 정보(예를 들어, 펨토셀(femto-cell) 또는 릴레이셀(relay cell)의 지시자)로도 활용가능하다.
5. 이종 또는 종래의 시스템의 지원정보
예를 들어, IEEE 802.16m 시스템은 기존의 IEEE 802.16e 시스템과 TDM(Time Division Multiplexing) 혹은 FDM(Frequency Division Multiplexing)으로 다중화되어 공존하는 형태의 종래 시스템 지원모드(legacy-support mode)를 지원한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에, 셀이 종래 시스템을 지원하는 모드(IEEE 802.16e와 IEEE 802.16m이 공존)인지, 지원하지 않는 모드(IEEE 802.16m-only-mode)인지에 관한 정보를 결합한다. 또는 제어정보 결합부(130)는 IEEE 802.16m 기지국의 동작이 종래 시스템의 단말을 지원하는지 IEEE 802.16m 시스템의 단말만을 지원하는지에 대한 정보를 동기신호에 결합한다. IEEE 802.16m에서의 동기신호 전송은 해당 기지국이 종래의 기지국이 아닌 IEEE 802.16m 기지국으로서 IEEE 802.16e의 기지국과 IEEE 802.16m의 기지국을 구분하는 용도로 활용된다.
6. 주파수 대역폭의 정보
무선 통신시스템은 기본 주파수 사용 대역보다 넓은 주파수 대역에 대한 지 원을 고려할 수 있다. 예를 들어, IEEE 802.16m 시스템에서의 단말의 대역폭 지원 능력에 따라서 다양한 동기신호의 탐색이 이루어지는데, 이 과정에서 특정 단말이 시스템 대역폭 정보를 획득하는 과정이 요구된다. 예를 들어, 주파수 대역폭 5, 10, 20 MHz의 단말 성능(capability)이 정의된 경우, 5 MHz 단말은 5MHz 동기채널을 통해 동기획득 및 셀 ID 검출이 가능하고, 이와 함께 시스템 대역 정보 (e.g., 20 MHz system bandwidth)를 획득한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 셀이 사용 중인 주파수대역의 정보를 결합한다.
7. 펨토셀(Femto-cell)/릴레이셀(Relay-cell)의 정보
무선 통신시스템은 매크로 셀(macro cell)과는 달리, 펨토셀이나 릴레이셀과 같이 특징을 가질 수 있다. 전송률 증가 및 커버리지(coverage) 확장을 위해서 실내나 작은 셀 크기를 가지는 펨토셀을 구성하거나, 지형적인 영향이나 외부 환경에 의해서 생기는 음영지역을 지원하기 위해서 릴레이셀과 같은 형태가 구성될 수 있다. 따라서, 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 단말이 접속하려는 셀이 어떤 셀인지에 대한 정보를 결합한다. 여기서, 펨토셀 또는 릴레이셀에 대한 지시정보를 기반으로 동기신호내의 해당 셀 ID를 펨토셀 ID 또는 릴레이셀 ID로 인식할 수 있다.
8. 반송파 ID 정보(Carrier ID Information)
IEEE 802.16m 시스템에서는 일정한 대역폭으로 정의되어 있는 복수의 반송파들을 활용하여 전송 혹은 수신할 수 있는 다중 반송파(multi-carrier) 환경을 지원한다. 기지국과 단말은 각각의 독립적인 반송파만으로 송수신이 가능하도록 정의되 거나 복수의 반송파들의 집합(aggregation)을 통해 구성된 넓은 대역에서 송수신이 되도록 구성될 수 있다. 또한 각각의 반송파들은 주파수 상에서 연속적으로 배치되거나 떨어져서 배치될 수 있다. 또한, 집합의 구성은 정적으로 혹은 동적으로 바뀔 수 있다.
예를 들어, 20MHz 대역폭의 반송파 5개를 제공하는 100MHz 네트워크가 있다고 가정한다. 하나의 네트워크가 관할하는 반송파들에 0,1,2,3,4의 반송파 ID를 부여한다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 반송파 ID 정보를 결합한다. 동기신호가 특정한 주반송파(master carrier)에 존재하고 단말은 동기신호를 검출하여 다른 종속 반송파(slave carrier)를 이용하여 데이터를 전송한다고 하자. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 주/종속 반송파의 구별정보를 결합하거나, 각각의 반송파에 할당되어 있는 반송파 ID 정보를 결합할 수 있다.
단말이 초기 동기획득 과정에서 반송파 ID를 인식함으로서, 네트워크와의 불필요한 핸드쉐이킹(handshaking)을 통하지 않고도 해당 반송파에 접속할 수 있다. 따라서, 네트워크 진입에 따른 지연(network entry latency)를 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
한편, 브로드캐스트 채널(BCH) 또는 시스템 정보(SI)와 같이 시스템 구성 정보를 전송하는 제어채널에 대해 복수의 반송파에 복수의 BCH/SI 정보를 전송하는 것은 시스템 용량 및 대약 효율 저하를 야기한다. 따라서, 하나 이상의 특정 반송파를 통해 시스템 정보를 전송하는 것이 바람직하다. 이 때, 동기신호를 통해 단말이 네트워크 진입(network entry)을 시도하는 과정에서 BCH/SI 전송여부를 검출하 는 것은 단말의 진입 접속 효율을 저하시킨다. 따라서, 동기신호의 검출 단계에서 이 정보의 존재 여부를 획득하는 것이 효과적이다. 제어정보 결합부(130)는 동기신호에 시스템 정보(system information) 또는 브로드캐스트 정보(broadcast information) 전송을 수행하는 반송파 지시(indication)정보를 결합한다.
기지국은 간단하게 1비트의 반송파 지시정보를 통해서 제어채널의 존재여부를 단말에 알려줄 수 있다. 이와 같은 지시정보는 BCH/SI와 동시에 전송되는 동기신호에 대해서만 정보를 전송할 수도 있고, 동기신호의 전송빈도가 BCH/SI 전송 빈도보다 많은 경우에는 특정 반송파에 이 정보가 전송되고 있다는 정보로 해석될 수 있다. 한편, 이와 같이 동기신호에 결합된 다중 반송파 (또는 반송파/주파수 스펙트럼 집합(spectrum aggregation))의 정보는, 단말이 동기신호를 검출한 이후, 어떤 반송파가 주반송파인지 종속 반송파 인지를 알려주는 용도로 사용될 수도 있다.
이하에서, 제어정보 결합부(130)가 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합하는 동작에 관하여 설명된다. 여기서, 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합하는 것은, 동기신호를 적절히 변환(transformation)시켜 특정 제어정보에 맵핑되도록 하는 것을 의미한다. 즉, 제어정보 결합부(130)는 추가하고자 하는 제어정보에 따라 동기신호를 적절히 변환하여 구별되도록 한다. 한편, 단말은 시간 축 또는 주파수 축에서 특정한 변환상태로 만들어진 동기신호를 수신하고, 그 특정한 변환상태를 추가적인 제어정보에 맵핑함으로써, 내재적으로(implicitly) 추가된 제어정보를 알아낼 수 있다. 예컨대, 동기신호가 변환상태 R이면 추가적인 제어정보 r를 지시하 고, 동기신호가 변환상태 T이면 추가적인 제어정보 t를 지시한다.
제어정보 결합부(130)가 동기신호에 추가적인 제어정보를 결합하는 방법에는 3가지가 있다. 첫째로, 코드를 생성하기 위한 시간 축 또는 주파수 축의 순환 쉬프트값의 크기를 달리함으로써 추가적인 제어정보를 결합한다(순환 쉬프트에 의한 결합법). 둘째로, 송신안테나별 코드와 FSTD에 따른 부반송파 그룹의 맵핑관계를 달리함으로써 추가적인 제어정보를 결합한다(맵핑관계에 의한 결합법). 셋째로, 동기신호를 홀수번째 또는 짝수번째 부반송파에 맵핑함으로써 추가적인 제어정보를 결합한다(부반송파 인덱스에 의한 결합법). 이하에서, 3가지 방법을 구체적으로 설명한다.
1. 순환 쉬프트에 의한 결합법
N개의 송신안테나가 코드 C(n, s(n))에 의해 동기신호를 전송한다고 가정하자. n(=1,2,…,N)은 송신안테나의 인덱스를 나타내고, s(n)는 n번째 송신안테나에 대한 코드에 적용되는 순환 쉬프트값을 나타낸다. 순환 쉬프트값은 1번째 송신안테나를 기준으로 시간 축 혹은 주파수 축으로 쉬프트된 값이다. 예컨대, 코드 C(2, s(2))는 2번째 송신안테나에 적용되는 코드로서, 1번째 송신안테나에 사용되는 코드의 순환 쉬프트값에서 s(2)만큼 순환 쉬프트된 것을 의미한다.
코드의 순환 쉬프트값의 크기에 따라 동기신호에 어떠한 제어정보가 결합되어 있는지를 구분할 수 있다. 이러한 구분은 순환 쉬프트의 크기와 추가적인 제어정보의 맵핑관계를 나타내는 맵핑 테이블로써 결정된다. 아래의 표는 순환 쉬프트의 크기와 추가적인 제어정보간의 맵핑관계를 나타낸다.
쉬프트 벡터 S=[s(1), s(2), ...,s(N)] 동기신호에 결합되는 제어정보
S1=[0, x1, x2,...,xN] 제1 제어정보
S2=[0, y1, y2,...,yN] 제2 제어정보
... ...
SM=[0, z1, z2,...,zN] 제M 제어정보
각 송신안테나에서 사용되는 코드의 순환 쉬프트 크기 s(1), s(2),..., s(N)의 집합을 벡터로 정의할 때, 이를 쉬프트 벡터라한다. 즉, 쉬프트 벡터 S는 [s(1), s(2),...,s(N)]이 된다. 특정한 쉬프트 벡터 S는 동기신호에 결합되는 특정한 제어정보를 가리킨다. 예컨대, 쉬프트 벡터 S1은 제1 제어정보를, 쉬프트 벡터 S2는 제2 제어정보를 가리킬 수 있다. 이와 같이, 독립적인 쉬프트 벡터의 개수 M은 곧 동기신호에 결합될 수 있는 제어정보의 개수가 된다. 쉬프트 벡터 S를 만드는 방법에는 제한이 없으며, 단지, 각 제어정보에 맵핑되는 쉬프트 벡터들이 동일하지 않도록 설정하면 된다.
제어정보 결합부(130)는 동기신호에 결합하고자 하는 제i 제어정보에 상응하는 쉬프트 벡터 Si를 결정하고(1≤i≤N), 이 쉬프트 벡터에 의해 각 송신안테나에 코드가 적용되도록 동기신호 생성부(110)를 제어한다.
정의된 쉬프트 벡터의 수가 많을수록 단말이 동기신호를 통한 정보 획득시 수행해야 하는 검증(hypothesis)의 회수가 많아지므로 정의되는 쉬프트 벡터의 수는 필요한 제어정보의 수를 넘는 최소의 수가 되도록 하여야 한다. 또한, 제어정보간 구별 오류가 적도록 구별 시 최대의 교차 상관*cross-correlation) 차이가 나도록 설정하는 것이 바람직하다. 상기 표에서는 모든 쉬프트 벡터의 시작 순환 쉬프트 크기를 “0”으로 설정하여 동기획득시의 기준값(reference value)으로 사용가능하도록 설정되어 있으나, 이는 예시일 뿐, 상이한 시작 순환 쉬프트 크기로 설정될 수 있고, 각 쉬프트 벡터의 시작 순환 쉬프트 크기도 다를 수 있음은 물론이다.
2. 맵핑관계에 의한 결합법
N개의 송신안테나가 코드 C(n, s(n))에 의해 동기신호를 전송한다고 가정하자. n(=1,2,…,N)은 송신안테나의 인덱스를 나타내고, s(n)는 n번째 송신안테나에 대한 코드에 적용되는 순환 쉬프트값을 나타낸다. 순환 쉬프트값은 1번째 송신안테나를 기준으로 시간 축 혹은 주파수 축으로 쉬프트된 값이다. 각각의 코드 C(n, s(n))가 매핑되는 부반송파의 그룹을 g1, g2,…, gN 이라고 하자. 각각의 그룹은 물리적으로 인접된 부반송파들로 구성될 수도 있고(국부적 자원할당에 의한 FSTD), 전 대역에 흩어져 있는 부반송파들로 구성될 수도 있다(분산적 자원할당에 의한 FSTD).
FSTD모드에서 송신안테나가 N개이면, N개의 부반송파 그룹이 각 송신안테나에 할당된다. 송신안테나별 사용되는 코드는 정해져 있다고 가정하면, 앞서 정의된 C(n, s(n))을 N개의 부반송파 그룹에 맵핑하는 맵핑 벡터 P를 정의할 수 있다. 예를 들어, N=2일 때, 부반송파 그룹은 g1, g2 이렇게 2개이며, 코드도 C(1, s(1))과 C(2, s(2))로 2개이다. 여기서, 각 송신안테나에서 사용되는 코드의 순서는 고정적이다. 2개의 코드에 부반송파 그룹이 맵핑되는 경우의 수는 다음의 표와 같이 2개이다.
맵핑 벡터 C(1, s(1)) C(2, s(2))
P1 g1 g2
P2 g2 g1
즉, 맵핑 벡터의 수는 2!=2이다. 따라서, 송신안테나의 개수가 N이면, 총 맵핑 벡터의 수는 N!개이며, N!개만큼의 추가적인 제어정보가 동기신호에 결합될 수 있다. N!개의 제어정보가 맵핑 벡터에 맵핑되는 관계를 나타내는 테이블은 아래의 표와 같다.
C(1, s(1)),...,C(N, s(N))의 맵핑 벡터 P 동기신호에 결합되는 제어정보
P1=[g1, g2,...g(N-1), gN] 제1 제어정보
P2=[gN, g1,...g(N-2), g(N-1)] 제2 제어정보
... ...
PN!=[g2, g3,...gN, g1] 제N! 제어정보
제어정보 결합부(130)는 동기신호에 결합하고자 하는 제j 제어정보에 상응하는 맵핑 벡터 Pj를 결정하고(1≤j≤N!), 이 맵핑 벡터 Pj에 의해 각 부반송파 그룹이 특정 순서에 따라 각 송신안테나에 할당되도록 전송처리부(120)를 제어한다.
맵핑 벡터 P를 만드는 방법에는 제한이 없으며, 단지, 각 제어정보가 동일하지 않도록 설정하면 된다. 정의된 맵핑 벡터의 수가 많을수록 단말이 동기신호를 통한 정보 획득시 수행해야 하는 검증의 회수가 많아지므로 정의되는 맵핑 벡터의 수는 필요한 제어정보의 수를 넘는 최소의 수가 되도록 함이 바람직하다. 또한, 제어정보간 구별 오류가 적도록 구별 시 최대의 교차 상관 차이가 나도록 설정해야 한다.
순환 쉬프트에 의한 결합법과 맵핑관계에 의한 결합법의 차이점은 다음과 같다. 순환 쉬프트에 의한 결합법은 기설정된 주파수 분할 자원에 대해서 가능한 순환 쉬프트 조합인 쉬프트 벡터 S를 정의하여, 쉬프트 벡터 S에 따른 추가적인 제어정보를 전송하는 것이다. 반면, 맵핑관계에 의한 결합법은 특정 순환 쉬프트로 결정된 하나의 코드열에 대해서 기분할된 주파수 자원을 매핑하는 맵핑 벡터를 정의하여, 추가적인 제어정보를 전송하는 것이다. 따라서, 순환 쉬프트에 의한 결합법은 다양한 맵핑 벡터들을 기반으로 분할된 주파수 자원에 매핑함으로써 N! 이상의 정보 전송도 가능하다. 다만, 순환 쉬프트에 의한 결합법은 추가적인 제어정보의 검출 복잡도(complexity)가 증가하고, 순환 쉬프트의 크기 및 자원 매핑에 대한 불확실성(ambiguity)이 발생하게 되어, 동기신호의 검출 성능에도 영향을 줄 수 있다. 따라서, 동기신호에 필요한 추가적인 제어정보를 결합하기 위한 최소 및 최적의 매핑 관계 설정이 요구된다.
3. 부반송파 인덱스에 의한 결합법
동기신호가 시간 축으로 2회 반복되는 구조를 가지도록 하려면 주파수 축에서 홀수(odd) 번째나 혹은 짝수(even) 번째 부반송파에만 동기신호를 실어 보내면 된다. 짝수 번째 부반송파만 동기신호를 실어 보내는 경우에, 시간 축에서 한 OFDM 심볼 안에서 동일한 크기(amplitude)와 위상(phase)를 가지는 동기신호가 두 번 반복되는 형태가 된다. 반면, 홀수 번째 부반송파에만 동기신호를 실어 보내는 경우에는 시간 축에서 한 OFDM 심볼 안에서 동일한 크기와 반대의 위상을 가지는 신호가 두 번 반복되는 형태가 된다. FSTD모드의 송신안테나와 상관없이 전송시 사용되는 부반송파가 짝수번째이냐 홀수번째이냐에 따라서 동기신호 수신 시 쉽게 두 가지 정보를 구분가능하다.
이러한 특성을 이용하여, 아래의 표와 같이 동기신호에 추가적인 2개의 제어정보를 결합할 수 있다.
부반송파 인덱스 동기신호에 결합되는 제어정보
짝수번째 부반송파 제1 제어정보
홀수번째 부반송파 제2 제어정보
제어정보 결합부(130)는 동기신호에 결합하고자 하는 제어정보에 상응하는 부반송파의 인덱스를 결정하고, 이 부반송파 인덱스에 따른 부반송파들에 동기신호가 맵핑되도록 전송처리부(120)를 제어한다. 이와 같은 방법에 의해 동기신호에 제어정보가 결합될 수 있고, 단말은 시간 축에서의 동기신호의 반복 형태로부터 동기신호에 결합된 제어정보를 구별할 수 있다.
순환 쉬프트에 의한 결합법, 맵핑관계에 의한 결합법 및 부반송파 인덱스에 의한 결합법 중 어느 하나 또는 이들의 조합을 이용하여, 전술된 추가적인 제어정보들(프레임 경계(Frame Boundary) 정보, CP(Cyclic Prefix)정보, 송신안테나의 개수, 주파수 재사용 계수(Frequency Reuse Factor; FRF) 정보, 이종 또는 종래의 무선통신 시스템(legacy system)의 지원정보, 주파수 대역폭(Bandwidth)정보, 펨토(Femto)/릴레이(Relay) 셀 정보, 반송파 ID정보등)을 동기신호에 결합할 수 있다. 동기신호를 수신하는 단말은 별도의 제어정보의 디코딩없이 동기신호 획득단계에서 원하는 제어정보를 얻을 수 있다.
결합법은 각각이 상호간에 영향을 주지 않으므로, 위의 세가지 방법의 조합으로 만들어지는 맵핑 테이블 형태로 각각의 추가적인 제어정보를 동기신호에 결합하는 방법을 포함할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 4개인 경우이다.
도 9를 참조하면, 하나의 슈퍼프레임은 i번째 동기채널(i-th SCH)부터 (i+3)번째 동기채널((i+3)th SCH)를 포함한다. 각 동기채널은 프레임의 경계를 구분짓는다. 각 동기채널상으로 전송되는 동기신호에는 프레임의 경계 정보가 결합되는데, 단말은 자신이 수신하는 동기신호가 몇 번째 프레임의 동기신호인지까지도 알 수 있다. 프레임의 경계 정보의 결합은 맵핑관계에 의한 결합법에 의한다.
부반송파는 4개의 그룹 g1, g2, g3, g4로 구분된다. 여기서, 각 그룹에 속하는 부반송파는 물리적으로 국부적으로 인접할 수도 있고, 전대역에 분산된 것일 수도 있다. 즉, 각 그룹에 속하는 부반송파는 물리적 부반송파의 인덱스를 그룹별로 묶어서 각 그룹에 논리적인 인덱스를 붙인 것이다. 즉, FSTD로 전송될 경우에는 각 그룹에 속하는 부반송파는 각 송신안테나에 국부적으로 인접하게 할당될 수도 있고, 전대역에 분산되어 할당될 수도 있다.
각 송신안테나에서는 동기신호 전송을 위해 코드 Sj#n이 사용된다. Sj는 0번째 송신안테나(Tx 0)에서 사용되는 코드이다. Sj#n은 Sj로부터 시간 혹은 주파수 축으로 일정한 크기만큼 순환 쉬프트한 코드로서, n번째 송신안테나(Tx n)에서 사용된다. 즉, 0번째 내지 3번째 송신안테나에서는 각각 코드 Sj, Sj#1, Sj#2, Sj#3가 사용된다.
이러한 코드열 Sj, Sj#1, Sj#2, Sj#3에 대하여, 맵핑 벡터 Pi가 [g4, g3, g2, g1]이면 i번째 동기신호임을 나타내고, 맵핑 벡터 Pi+1가 [g3, g2, g1, g4]이면 (i+1)번째 동기신호임을 나타내며, 맵핑 벡터 Pi+2가 [g2, g1, g4, g3]이면 (i+2)번째 동기신호임을 나타내고, 맵핑 벡터 Pi+3이 [g1, g4, g3, g2]이면 (i+3)번째 동기신호임을 나타낸다.
만약 단말이 맵핑 벡터 Pi+2에 해당하는 동기신호를 수신하는 경우, 단말은 자신이 (i+2)번째 프레임의 동기신호를 수신한 것을 알 수 있다.
이와 같이 기지국은 매 동기신호마다 각 송신안테나에서 사용되는 맵핑 벡터를 바꾸어 전송하게 되며, 맵핑 벡터를 바꾸는 방법에는 제한이 없다. 단, 동일한 슈퍼프레임내의 4개의 동기신호간의 맵핑 벡터가 같지 않도록 해줘야 한다. 도 9에서는 4개의 송신안테나를 사용하는 경우만을 예시로 들었으나, 이는 4개 이상 또는 이하의 송신안테나를 사용하는 경우에도 적용될 수 있음은 물론이다.
도 10은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 2개인 경우이다.
도 10을 참조하면, 송신안테나가 2개이더라도, FSTD에 따른 부반송파의 그룹은 g1, g2, g3, g4 이렇게 4개로 구분된다. 그리고, 0번째 송신안테나에서는 코드 Sj, Sj#1가 사용되고, 1번째 송신안테나에서는 코드 Sj#2, Sj#3가 사용된다. 2개의 송신안테나를 가지는 경우에는 가능한 매핑 벡터의 수가 2!=2 이다. 따라서, 동기신호를 5ms 주기로 전송할 때 하나의 슈퍼프레임내에 2개의 프레임 경계 정보까지만 동기신호에 결합될 수 있다.
동기신호에 결합되는 프레임 경계 정보를 4개로 증가시키기 위해, FSTD에 따른 부반송파의 그룹은 4개로 유지하고 하나의 송신안테나에 두 개의 부반송파 그룹을 할당함으로써, 도 9과 같이 총 4가지의 매핑 관계를 만들어 낼 수 있다. 즉, 코드열 Sj, Sj#1, Sj#2, Sj#3에 대하여, 맵핑 벡터 Pi가 [g4, g3, g2, g1]이면 i번째 동기신호임을 나타내고, 맵핑 벡터 Pi+1가 [g3, g2, g1, g4]이면 (i+1)번째 동기신호임을 나타낼 수 있다.
여기서, 각 부반송파 그룹에 사용되는 코드는 도 9에서와 같이 만들거나, 혹은 Sj와 Sj#1이 하나의 긴 길이의 결합(concatenated) 코드가 되고, Sj#2와 Sj#3이 합쳐져서 또 하나의 긴 길이의 결합코드가 되는 경우도 고려될 수 있다. 물론 두 결합코드간의 관계는 시간 축 또는 주파수 축에서의 순환 쉬프트 관계가 성립할 수 있다. 이러한 결합코드를 사용하는 경우에는 하나의 송신안테나 전송에서 사용되는 코드의 길이가 두 배가 되므로 코드간 상관 특성이 더 향상될 수 있다.
도 11은 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 슈퍼프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 2개인 경우이다.
도 11을 참조하면, i번째 동기채널은 슈퍼프레임 헤더가 포함되는 프레임이고, 나머지 동기채널은 슈퍼프레임 헤더가 포함되지 않은 프레임이다. 슈퍼프레임 헤더가 포함되는 프레임은 곧 슈퍼프레임의 경계임을 알 수 있다. 따라서, i번째 동기신호에 슈퍼프레임 경계의 시그니처(signature)를 결합하고, 나머지 동기신호에는 모두 시그니쳐를 결합하지 않는다. 슈퍼프레임 경계임을 나타내는 제어정보는 맵핑 벡터 [g1, g2, g3, g4]에 맵핑되고, 슈퍼프레임의 경계가 아님을 나타내는 제어정보는 맵핑 벡터 [g1, g2, g3, g4]를 제외한 나머지 맵핑 벡터에 맵핑된다.
도 12는 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다. 추가적인 제어정보인 슈퍼프레임 경계 정보가, 맵핑관계에 의한 결합법에 의해, 동기신호에 결합되는 경우이다. 송신안테나가 2개인 경우이다.
도 12를 참조하면, 도 11과 달리 2개의 부반송파 그룹을 이용하여 시그니처를 동기신호에 결합하는 경우이다. 슈퍼프레임 경계에 관한 정보는 경계이거나 경계가 아니거나와 같이 2가지 경우만 존재할 수 있다고 본다면, 부반송파 그룹을 2개 이상으로 구분할 필요가 없이, 2개의 부반송파 그룹만으로 슈퍼프레임 경계에 관한 정보를 동기신호에 결합할 수 있다. 코드열 Sj와 Sj#1에 대하여, 맵핑 벡터가 [g1, g2]이면 슈퍼프레임 경계를 나타내는 동기신호이고, 맵핑 벡터가 [g2, g1]이면 슈퍼프레임 경계를 나타내지 않는 동기신호이다.
상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.
이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.
도 1은 무선통신 시스템을 나타낸다.
도 2는 프레임 구조의 일 예를 나타낸다.
도 3은 동기채널 구조의 일 예이다.
도 4는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 국부적으로 할당되는 예이다.
도 5는 FSTD가 적용되는 시스템에서 부반송파가 각 송신안테나에 분산적으로 할당되는 예이다.
도 6은 본 발명의 일 예에 따른 송신기를 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 8은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 생성방법을 설명하는 설명도이다.
도 9는 본 발명의 일 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록도이다.
도 12는 본 발명의 또 다른 예에 따른 동기신호의 전송방법을 설명하는 블록 도이다.

Claims (14)

  1. 복수의 송신 안테나를 이용한 동기 신호 전송 장치에 있어서, 상기 동기 신호 전송 장치는,
    제1 쉬프트 코드로 쉬프트된 제1 동기화 신호 및 제2 쉬프트 코드로 쉬프트된 제2 동기화 신호를 생성하도록 구현된 동기 신호 생성부;
    제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 각각에 중첩되지 않은 서로 다른 서브캐리어를 할당하고, 상기 제1 송신 안테나에 상기 제1 동기화 신호를 매핑하고, 상기 제2 송신 안테나에 상기 제2 동기화 신호를 매핑하고 IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation)를 기반으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌(symbol)을 생성하는 전송 처리부;
    프레임의 프레임 경계 정보를 기반으로 상기 제1 쉬프트 코드와 상기 제2쉬프트 코드를 결정하도록 구현되는 제어 정보 결합부; 및
    상기 제1 동기화 신호를 상기 제1 송신 안테나를 통해 단말로 전송하고 상기 제2 동기화 신호를 상기 제2 송신 안테나를 통해 상기 단말로 전송하도록 구현되는 RF(radio frequency) 부를 포함하되,
    상기 프레임 경계 정보는 슈퍼 프레임에 포함되는 복수의 프레임 중 상기 프레임을 지시하는 정보인 동기 신호 전송 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 프레임 경계 정보는 상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드를 기반으로 결정되는 20ms 길이의 슈퍼 프레임에 포함된 5ms 길이의 상기 프레임의 인덱스이고,
    상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드는 상기 프레임이 상기 슈퍼 프레임의 헤더를 포함하였는지 여부를 더 고려하여 결정되고,
    상기 제2 쉬프트 코드는 상기 제1 쉬프트 코드를 시간 축 또는 주파수 축 상에서 쉬프트한 코드인 동기신호 전송장치.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 정보 결합부는 상기 프레임 경계 정보와 대응되는 상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드의 조합을 결정하도록 구현되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 정보 결합부는 상기 프레임 경계 정보와 대응되는 상기 제1 송신 안테나와 상기 제2 송신 안테나 각각에 할당되는 상기 서로 다른 서브캐리어를 결정하도록 구현되는 것을 특징으로 하는 동기신호 전송장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 전송 처리부는 상기 제1 송신 안테나에 짝수 인덱스의 서브캐리어를 할당하고, 상기 제2 송신 안테나에 홀수 인덱스의 서브캐리어를 할당하도록 구현되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 정보 결합부는 복수의 부반송파를 제1 그룹 및 제2 그룹으로 분류하도록 구현되고,
    상기 전송 처리부는 상기 제1 그룹을 상기 제1 송신 안테나에 할당하고,상기 제2 그룹을 상기 제2 송신 안테나에 할당하도록 구현되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 장치.
  8. 삭제
  9. 복수의 송신 안테나를 이용한 동기 신호의 전송 방법에 있어서, 상기 전송 방법은,
    제1 쉬프트 코드로 쉬프트된 제1 동기화 신호 및 제2 쉬프트 코드로 쉬프트된 제2 동기화 신호를 생성하는 단계;
    제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 각각에 중첩되지 않은 서로 다른 서브캐리어를 할당하는 단계; 및
    상기 제1 송신 안테나에 상기 제1 동기화 신호를 매핑하고, 상기 제2 송신 안테나에 상기 제2 동기화 신호를 매핑하고 IFFT(inverse fast fourier transform)를 기반으로 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 생성하여 상기 제1 송신 안테나를 통해 상기 제1 동기화 신호를 단말로 전송하고, 상기 제2 송신 안테나를 통해 상기 제2 동기화 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드는 프레임의 프레임 경계 정보를 기반으로 결정되고,
    상기 프레임 경계 정보는 수퍼 프레임에 포함되는 복수의 프레임 중 상기 프레임을 지시하는 정보인 동기 신호 전송 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 프레임 경계 정보는 상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드를 기반으로 결정되는 20ms 길이의 슈퍼 프레임에 포함된 5ms 길이의 상기 프레임의 인덱스이고,
    상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드는 상기 프레임이 상기 슈퍼 프레임의 헤더를 포함하였는지 여부를 더 고려하여 결정되고,
    상기 제2 쉬프트 코드는 상기 제1 쉬프트 코드를 시간 축 또는 주파수 축 상에서 쉬프트한 코드인 동기 신호 전송 방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 프레임 경계 정보는 상기 제1 쉬프트 코드 및 상기 제2 쉬프트 코드의 조합과 대응되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 방법.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 프레임 경계 정보는 상기 제1 송신 안테나와 상기 제2 송신 안테나 각각에 할당되는 상기 서로 다른 서브캐리어 각각과 대응되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 방법.
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 제1 송신 안테나에 짝수 인덱스의 서브캐리어가 대응되고, 상기 제2 송신 안테나에 홀수 인덱스의 서브캐리어가 대응되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 방법.
  14. 제 9 항에 있어서,
    복수의 부반송파는 제1 그룹 및 제2 그룹으로 분류되고,
    상기 제1 그룹은 상기 제1 송신 안테나에 할당되고, 상기 제2 그룹은 상기 제2 송신 안테나에 할당되는 것을 특징으로 하는 동기 신호 전송 방법.
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