KR20190044691A - 무선 통신 시스템에서 초기 액세스 신호를 전송하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents
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Abstract
본 개시는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 무선 통신 네트워크에서 동기 신호(SS)를 사용하여 셀을 선택하기 위한 사용자 단말(UE). UE는 운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하는 단계, PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)을 통해 전달된 방송 신호를 포함하는 신호 블록을 기지국(BS)으로부터 수신하는 단계, 신호 블록으로부터의 블록 인덱스를 디코딩하는 단계, 및 블록 인덱스에 대응하는 OFDM 심볼 인덱스를 결정하는 단계를 포함하고, OFDM 심볼 인덱스는 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴에 의해 결정되고, 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함한다.
Description
본 발명은 무선 통신 시스템, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 초기 액세스 신호를 전송하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE(Long Term Evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한, 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation, ACM) 방식인 FQAM(Hybrid Frequency Shift Keying and Quadrature Amplitude Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(Non Orthogonal Multiple Access), 및 SCMA(Sparse Code Multiple Access) 등이 개발되고 있다.
약 2020년에 초기 상용화될 것으로 예상되는 5G 이동 통신은 최근에 업계 및 학계로부터의 다양한 후보 기술에 대한 전세계 모든 기술 활동으로 인해 탄력이 붙고 있다. 5G 이동 통신에 대한 후보 지원자는 레거시 셀룰러 주파수 대역부터 고주파까지 빔포밍 이득을 제공하고 증가된 용량을 지원하기 위한 대규모 안테나 기술, 상이한 요건을 갖는 다양한 서비스/어플리케이션을 유연하게 수용하기 위한 새로운 파형(예를 들어, 새로운 무선 액세스 기술(radio access technology, RAT)), 대규모 연결을 지원하기 위한 새로운 다중 액세스 방식 등을 포함한다. 국제 전기 통신 연합(International Telecommunication Union, ITU)은 2020년 이후 국제 이동 전기 통신(international mobile telecommunications, IMT)에 대한 사용 시나리오를 향상된 모바일 광대역, 대규모 MTC(machine type communications), 및 신뢰성이 매우 높고 대기 시간이 짧은 통신과 같은 3개의 주요 그룹으로 구분하였다. 또한, ITC는 20 기가바이트/초(Gb/s)의 최대 데이터 전송 속도, 100 메가바이트/초(Mb/s)의 사용자 경험 데이터 전송 속도, 3X의 스펙트럼 효율 개선, 최대 500 킬로미터/시간(Km/h) 이동성 지원, 1 밀리초(ms) 대기 시간, 106개 장치/㎢의 연결 밀도, 100X의 네트워크 에너지 효율 개선, 및 10 Mb/s/㎡의 면적당 트래픽 용량과 같은 목표 요건을 명시했다. 모든 요건이 동시에 충족될 필요는 없지만, 5G 네트워크의 설계는 사용 사례를 기반으로 하여 상기 요건 중 일부를 충족시키는 다양한 어플리케이션을 지원하기 위해 유연성을 제공할 수 있다.
본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 초기 액세스 신호를 전송하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 무선 통신 시스템에서 초기 액세스 신호 전송을 위해 동기 신호를 매핑하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명은 LTE(long term evolution)와 같은 4G(4th generation) 이후 통신 시스템에서 더 높은 데이터 전송 속도를 지원하기 위해 제공될 5G(5th generation) 이전 또는 5G 통신 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 실시예는 진보된 통신 시스템에서 다양한 서비스를 제공한다.
하나의 실시예에서, 무선 통신 네트워크에서 동기 신호(synchronization signal, SS)를 사용하여 셀을 선택하기 위한 사용자 단말(user equipment, UE)이 제공된다. UE는 운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및 PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)을 통해 전달된 방송 신호를 포함하는 신호 블록을 기지국(base station, BS)으로부터 수신하도록 구성된 송수신기를 포함한다. UE는 신호 블록으로부터의 블록 인덱스를 디코딩하고, 블록 인덱스에 대응하는 OFDM 심볼 인덱스를 결정하도록 더 구성된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, OFDM 심볼 인덱스는 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴에 의해 결정되고, 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함한다.
다른 실시예에서, 무선 통신 네트워크에서 동기 신호(synchronization signal, SS)를 사용하여 셀을 선택하기 위한 기지국(base station, BS)이 제공된다. BS는 운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서, 및 PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)을 통해 전달된 방송 신호를 포함하는 신호 블록을 사용자 단말에 전송하도록 구성된 송수신기를 포함한다. BS는 신호 블록에 블록 인덱스를 내장하고 인코딩하도록 더 구성된 적어도 하나의 프로세서를 포함한다. UE는 OFDM 심볼을 통해 신호 블록을 전송하도록 더 구성된 송수신기를 포함한다. OFDM 심볼 인덱스는 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴에 의해 결정된다. 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함한다.
또 다른 실시예에서, 무선 통신 네트워크에서 동기 신호(synchronization signal, SS)를 사용하여 셀을 선택하기 위한 사용자 단말(UE)의 방법이 제공된다. UE는 운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하는 단계; PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)을 통해 전달된 방송 신호를 포함하는 신호 블록을 기지국(eNB)으로부터 수신하는 단계; 신호 블록으로부터 블록 인덱스를 디코딩하는 단계; 및 부반송파 간격을 기반으로 하여 신호 블록에 대응하는 OFDM 심볼 인덱스를 결정하는 단계를 포함하고, OFDM 심볼 인덱스는 부반송파 간격을 기반으로 하는 매핑 패턴에 의해 결정되고, 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함한다.
다른 기술적 특징은 다음의 도면, 설명 및 청구 범위로부터 당업자에게 쉽게 명백해질 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예는 무선 통신 시스템에서 초기 액세스 신호 전송을 위해 동기 신호를 효율적으로 매핑하고, 초기 액세스 신호를 효율적으로 전송하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명 및 본 발명의 장점에 대한 보다 완전한 이해를 위해, 유사 참조 번호는 유사 부품을 나타내는 첨부 도면과 함께 제공된 다음의 설명을 참조한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 무선 네트워크를 도시한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 eNB를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 UE를 도시한다.
도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 송신 경로(orthogonal frequency division multiple access transmit path)의 예시적인 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 수신 경로(orthogonal frequency division multiple access receive path)의 예시적인 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 셀 검색 작업을 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 프레임 구조를 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 디지털 체인 수를 도시한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS(synchronization signal)에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 및 PBCH(physical broadcasting channel)에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 10a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 11a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 11b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 11c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 11d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 12a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 BRS(beam reference signal) 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 12b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 13a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 13b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 14a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 14b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 14c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 15a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 15b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 16a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트를 도시한다.
도 16b는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16c는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16e는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16f는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합 구성을 도시한다.
도 16g는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16h는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16i는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 17a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 TDM된(time division multiplexed) 동기 신호를 도시한다.
도 17b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17f는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17g는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 18a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18d는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트에 대한 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18e는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 버스트에 대한 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 수비학 조합(numerology combination)을 도시한다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트/블록에 대한 수비학을 도시한다.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 22a는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 22b는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 전송을 도시한다.
도 22c는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 전송을 도시한다.
도 22d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 전송을 도시한다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 슬롯 지속 시간 내의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 24a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 시간 슬롯에 대한 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 24b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 시간 슬롯에 대한 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 25a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25f는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 26a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 NR-PBCH 결합을 도시한다.
도 26b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 NR-PBCH 결합을 도시한다.
도 27a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 NR-SS 슬롯을 도시한다.
도 27b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 NR-SS 슬롯을 도시한다.
도 27c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 NR-SS 슬롯을 도시한다.
도 28a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 28b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 28c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 29a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 29b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 29c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 29d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 30a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 매핑 패턴을 도시한다.
도 30b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 매핑 패턴을 도시한다.
도 30c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 패턴을 도시한다.
도 31은 본 발명의 실시예에 따른 특정 슬롯에 대한 방법의 흐름도를 도시한다.
도 32는 본 발명의 실시예에 따른 특정 슬롯에 대한 방법의 다른 흐름도를 도시한다.
도 33은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 상이한 OFDM 심볼 집합을 도시한다.
도 34는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 특정 슬롯을 도시한다.
도 35는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 URLLC 전송을 위한 SS 매핑을 도시한다.
도 36은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 초기 액세스의 UE 작업을 도시한다.
도 37은 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 초기 액세스의 UE 작업을 도시한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 무선 네트워크를 도시한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 eNB를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 UE를 도시한다.
도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 송신 경로(orthogonal frequency division multiple access transmit path)의 예시적인 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 액세스 수신 경로(orthogonal frequency division multiple access receive path)의 예시적인 하이 레벨 다이어그램을 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 셀 검색 작업을 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 프레임 구조를 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 디지털 체인 수를 도시한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS(synchronization signal)에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 및 PBCH(physical broadcasting channel)에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 9e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 10a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 11a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 11b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 11c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 11d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 위치를 도시한다.
도 12a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 BRS(beam reference signal) 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 12b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 13a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 13b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 14a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 14b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 14c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 15a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 15b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭을 도시한다.
도 16a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트를 도시한다.
도 16b는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16c는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16e는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16f는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합 구성을 도시한다.
도 16g는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16h는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 16i는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다.
도 17a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 TDM된(time division multiplexed) 동기 신호를 도시한다.
도 17b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17f는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 17g는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호를 도시한다.
도 18a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18d는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트에 대한 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 18e는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 버스트에 대한 OFDM 프레임 구조를 도시한다.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 수비학 조합(numerology combination)을 도시한다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트/블록에 대한 수비학을 도시한다.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 22a는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 22b는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 전송을 도시한다.
도 22c는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 전송을 도시한다.
도 22d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 전송을 도시한다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 슬롯 지속 시간 내의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 24a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 시간 슬롯에 대한 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 24b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 시간 슬롯에 대한 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 25a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 25f는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴을 도시한다.
도 26a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 NR-PBCH 결합을 도시한다.
도 26b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 NR-PBCH 결합을 도시한다.
도 27a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 NR-SS 슬롯을 도시한다.
도 27b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 NR-SS 슬롯을 도시한다.
도 27c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 NR-SS 슬롯을 도시한다.
도 28a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 28b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 28c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑을 도시한다.
도 29a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 29b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 29c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 29d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼을 도시한다.
도 30a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 매핑 패턴을 도시한다.
도 30b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 매핑 패턴을 도시한다.
도 30c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 패턴을 도시한다.
도 31은 본 발명의 실시예에 따른 특정 슬롯에 대한 방법의 흐름도를 도시한다.
도 32는 본 발명의 실시예에 따른 특정 슬롯에 대한 방법의 다른 흐름도를 도시한다.
도 33은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 상이한 OFDM 심볼 집합을 도시한다.
도 34는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 특정 슬롯을 도시한다.
도 35는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 URLLC 전송을 위한 SS 매핑을 도시한다.
도 36은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 초기 액세스의 UE 작업을 도시한다.
도 37은 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 초기 액세스의 UE 작업을 도시한다.
아래의 설명을 시작하기 전에, 본 특허 문서 전반에 걸쳐서 사용된 특정 단어 및 구문의 정의를 규정하는 것이 유리할 수 있다. 용어 "결합(couple)" 및 그 파생어는 서로 물리적으로 접촉하든 아니든 두 개 이상의 요소 간의 직접 또는 간접 통신을 의미한다. 용어 "전송하다", "수신하다", "통신하다" 및 그 파생어는 직접 및 간접 통신 모두를 포함한다. 용어 "포함하다(include)", "포함하다(comprise)" 및 그 파생어는 제한없는 포함을 의미한다. 용어 "또는"은 "및/또는"을 의미하는 포함이다. 구문 "~와 관련된" 및 그 파생어는 포함하는, ~내에 포함되는, ~와 상호 연결하는, 포함하는, ~ 내에 포함되는, ~와 또는 ~에 연결하는, ~와 또는 ~에 결합하는, ~와 통신할 수 있는, ~와 협력하는, 인터리브하는, 나란히 놓는, ~에 인접하는, ~에 또는 ~와 바인딩하는, 갖는, ~의 속성이 있는, ~에 또는 ~와 관계가 있는 등을 의미한다. 용어 "제어기"는 적어도 하나의 동작을 제어하는 장치, 시스템 또는 그 일부를 의미한다. 그러한 제어기는 하드웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어 및/또는 펌웨어의 조합으로 구현될 수 있다. 임의의 특정 제어기와 관련된 기능은 국부적으로든 원격으로든 중앙 집중화되거나 분산될 수 있다. 항목들의 목록과 함께 사용될 때 "~의 적어도 하나"라는 구문은 나열된 항목들 중 하나 이상의 상이한 조합들이 사용될 수도 있고, 목록에 있는 하나의 항목만 필요할 수 있다는 것을 의미한다. 예를 들어, "A, B 및 C 중 적어도 하나"는 다음의 조합, 즉 A, B, C, A와 B, A와 C, B와 C, 및 A와 B와 C 중 어느 하나를 포함한다.
또한, 후술되는 다양한 기능은 각각 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드로부터 형성되고 컴퓨터 판독 가능 매체에 구현되는 하나 이상의 컴퓨터 프로그램에 의해 구현되거나 지원될 수 있다. 용어 "어플리케이션" 및 "프로그램"은 하나 이상의 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 구성 요소, 일련의 명령, 절차, 기능, 목적, 클래스, 인스턴스, 관련 데이터, 또는 적합한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드로의 구현을 위해 구성된 그 일부를 지칭한다. 구문 "컴퓨터 판독 가능 코드"는 소스 코드, 목적 코드 및 실행 가능 코드를 포함하여 모든 유형의 컴퓨터 코드를 포함한다. 구문 "컴퓨터 판독 가능 매체"는 읽기 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 하드 디스크 드라이브, 콤팩트 디스크(CD), 디지털 비디오 디스크(DVD), 또는 모든 다른 유형의 메모리와 같이, 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 모든 유형의 매체를 포함한다. "비일시적" 컴퓨터 판독 가능 매체는 유선, 무선, 광학, 또는 일시적인 전기 신호 또는 다른 신호를 전달하는 다른 통신 링크들을 제외한다. 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체는 데이터를 영구적으로 저장할 수 있는 매체 및 재기록 가능한 광 디스크 또는 소거 가능한 메모리 장치와 같이, 데이터를 저장하고 나중에 덮어쓸 수 있는 매체를 포함한다.
다른 특정 단어 및 구문에 대한 정의가 본 특허 문서 전체에 걸쳐서 제공된다. 당업자는 대부분의 경우는 아니지만 많은 경우에 그러한 정의들이 그러한 정의된 단어 및 구문들의 이전 및 이후 사용에 적용된다는 것을 이해해야 한다.
본 특허 문서에서 본 발명의 원리를 설명하기 위해 사용된 다양한 실시예 및 아래에서 논의된 도 1 내지 도 37은 단지 예시를 위한 것이고, 어떠한 방식으로든 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안된다. 당업자는 본 발명의 원리가 모든 적절하게 준비된 시스템 또는 장치에서 구현될 수 있음을 이해할 것이다.
다음의 문서 즉, 3GPP TS 36.211 v13.0.0, "E-UTRA, 물리적 채널 및 변조"; 3GPP TS 36.212 v13.0.0, "E-UTRA, 멀티플렉싱 및 채널 코딩"; 3GPP TS 36.213 v13.0.0, "E-UTRA, 물리적 계층 절차"; 3GPP TS 36.321 v13.0.0, "E-UTRA, 매체 액세스 제어(MAC) 프로토콜 사양"; 및 "3GPP TS 36.331 v13.0.0, "무선 리소스 제어(RRC) 프로토콜 사양"은 본 명세서에서 완전하게 명시된 것처럼 본 발명에 참조로 포함된다.
4G 통신 시스템의 전개 이후 증가하고 있는 무선 데이터 트래픽에 대한 요구를 충족시키기 위해, 향상된 5G 또는 5G 이전 통신 시스템을 개발하려는 노력이 이루어졌다. 따라서, 5G 또는 5G 이전 통신 시스템은 "4G 이후 네트워크" 또는 "LTE 이후 시스템"이라고도 불린다.
5G 통신 시스템은 더 높은 데이터 전송 속도를 달성하기 위해, 더 높은 주파수(밀리미터파) 대역, 예를 들어, 60 GHz 대역에서 구현되는 것이 고려된다. 전파의 전파 손실을 줄이고 전송 거리를 늘리기 위해, 빔포밍, 대규모 다중 입력 다중 출력(MIMO), 전차원 MIMO(FD-MIMO), 배열 안테나, 아날로그 빔포밍, 대규모 안테나 기술이 5G 통신 시스템에서 논의된다.
또한, 5G 통신 시스템에서, 진보된 소형 셀, 클라우드 무선 액세스 네트워크(RAN), 초고밀도 네트워크, 장치 대 장치(D2D) 통신, 무선 백홀 통신, 이동 네트워크, 협업 통신, 협력 다지점(CoMP) 전송 및 수신, 간섭 완화 및 제거 등을 기반으로 하여 시스템 네트워크 개선을 위한 개발이 진행되고 있다.
5G 시스템에서, 적응형 변조 및 코딩(ACM) 기술로서 혼성 주파수 시프트 키잉 및 직교 진폭 변조(FQAM) 및 슬라이딩 윈도우 중첩 코딩(SWSC), 및 진보된 액세스 기술로서 필터 뱅크 다중 반송파(FBMC), 비직교 다중 액세스(NOMA) 및 희소 코드 다중 액세스(SCMA)가 개발되었다.
아래의 도 1 내지 도 4b는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM) 또는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA) 통신 기술을 사용하고 무선 통신 시스템에서 구현된 다양한 실시예를 설명한다. 도 1 내지 도 3의 설명은 상이한 실시예가 구현될 수 있는 방식에 대한 물리적 또는 구조적 제한을 의미하는 것이 아니다. 본 발명의 상이한 실시예는 모든 적절하게 준비된 통신 시스템에서 구현될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 무선 네트워크를 도시한다. 도 1에 도시된 무선 네트워크의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 무선 네트워크(100)의 다른 실시예가 사용될 수 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 무선 네트워크는 eNB(101), eNB(102), 및 eNB(103)를 포함한다. eNB(101)는 eNB(102) 및 eNB(103)와 통신한다. 또한, eNB(101)는 인터넷, 독점 인터넷 프로토콜(IP) 네트워크, 또는 다른 데이터 네트워크와 같은 적어도 하나의 네트워크(130)와 통신한다.
eNB(102)는 eNB(102)의 커버리지 영역(120) 내에 있는 복수의 제1 사용자 단말(UE)에 네트워크(130)에 대한 무선 광대역 액세스를 제공한다. 복수의 제1 UE는 소기업(SB)에 위치할 수 있는 UE(111), 대기업(E)에 위치할 수 있는 UE(112), WiFi 핫스팟(HS)에 위치할 수 있는 UE(113), 제1 거주지(R)에 위치할 수 있는 UE(114), 제2 거주지(R)에 위치할 수 있는 UE(115), 및 휴대폰, 무선 랩톱, 무선 PDA 등과 같은 이동 장치(M)일 수 있는 UE(116)를 포함한다. eNB(103)은 eNB(103)의 커버리지 영역(125) 내에 있는 복수의 제2 UE에 네트워크(130)에 대한 무선 광대역 액세스를 제공한다. 복수의 제2 UE는 UE(115) 및 UE(116)를 포함한다. 일부 실시예에서, 하나 이상의 eNB(101 내지 103)는 5G, LTE, LTE-A, WiMAX, WiFi 또는 다른 무선 통신 기술을 사용하여 서로 및 UE(111 내지 116)와 통신할 수 있다.
네트워크 유형에 따라, "기지국" 또는 "BS"라는 용어는 송신 포인트(TP), 송신-수신 포인트(TRP), 향상된 기지국(eNodeB 또는 eNB), 5G 기지국(gNB), 매크로셀, 펨토셀, WiFi 액세스 포인트(AP), 또는 다른 무선으로 가능한 장치와 같이, 네트워크에 대한 무선 액세스를 제공하도록 구성된 모든 구성 요소(또는 구성 요소 모음)을 지칭할 수 있다. 기지국은 하나 이상의 무선 통신 프로토콜, 예를 들어, 5G 3GPP 새로운 무선 인터페이스/액세스(NR), LTE, LTE-A, 고속 패킷 액세스(HSPA), Wi-Fi 802.11a/b/g/n/ac 등에 따라 무선 액세스를 제공할 수 있다. 편의상, 용어 "BS" 및 "TRP"는 원격 단말에 대한 무선 액세스를 제공하는 네트워크 인프라구조 구성 요소를 지칭하기 위해 본 특허 문서에서 상호 교환적으로 사용된다. 또한, 네트워크 유형에 따라, 용어 "사용자 단말" 또는 "UE"는 "이동국", "가입국", "원격 단말", "무선 단말", "수신 포인트", "사용자 장치", 또는 간단히 "단말"과 같은 모든 구성 요소를 지칭할 수 있다. 편의상, 용어 "사용자 단말" 및 "UE"는 UE가 (휴대폰 또는 스마트폰과 같은) 이동 장치이든, 일반적으로 (데스크톱 컴퓨터 또는 자판기와 같은) 고정 장치로 간주되든 상관없이, BS에 무선으로 액세스하는 원격 무선 장비를 지칭하기 위해 본 특허 문서에서 사용된다.
점선은 단지 예시 및 설명을 위해 대략적인 원형으로 도시되는 커버리지 영역(120 및 125)의 대략적인 범위를 나타낸다. 커버리지 영역(120 및 125)과 같이, eNB와 관련된 커버리지 영역은 천연 및 인공 장애물과 관련된 무선 환경에서의 변동 및 eNB의 구성에 따라, 불규칙한 형상을 포함하여, 다른 형상을 가질 수 있음을 명확히 이해해야 한다.
보다 상세히 후술되는 바와 같이, UE(111 내지 116)의 하나 이상은 진보된 무선 통신 시스템에서 PUCCH를 통한 효율적인 CSI 보고를 위해 회로, 프로그래밍, 또는 이들의 조합을 포함한다. 특정 실시예에서, eNB(101 내지 103)의 하나 이상은 진보된 무선 통신 시스템에서 PUCCH를 통한 효율적인 CSI 보고를 수신하기 위해 회로, 프로그래밍, 또는 이들의 조합을 포함한다.
도 1은 무선 네트워크의 일 예를 도시하지만, 도 1에 대해 다양한 변경이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 무선 네트워크는 모든 적절한 배열로 임의의 개수의 eNB 및 임의의 개수의 UE를 포함할 수 있다. 또한, eNB(101)는 임의의 개수의 UE와 직접 통신하여 이들 UE에 네트워크(130)에 대한 직접적인 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 마찬가지로, 각각의 eNB(102 및 103)는 네트워크(130)와 직접 통신하여 UE에 네트워크(130)에 대한 직접적인 무선 광대역 액세스를 제공할 수 있다. 또한, eNB(101, 102 및/또는 103)는 외부 전화 네트워크 또는 다른 유형의 데이터 네트워크와 같이, 다른 또는 추가적인 외부 네트워크에 대한 액세스를 제공할 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 eNB(102)를 도시한다. 도 2에 도시된 eNB(102)의 실시예는 예시를 위한 것이고, 도 1의 eNB(101 및 103)는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있다. 그러나, eNB는 매우 다양한 구성을 갖고, 도 2는 eNB의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 2에 도시된 바와 같이, eNB(102)는 복수의 안테나(205a 내지 205n), 복수의 RF 송수신기(210a 내지 210n), 송신(TX) 처리 회로(215), 및 수신(RX) 처리 회로(220)를 포함한다. 또한, eNB(102)는 제어기/프로세서(225), 메모리(230), 및 백홀 또는 네트워크 인터페이스(235)를 포함한다.
RF 송수신기(210a 내지 210n)는 네트워크(100)에서 UE에 의해 전송된 신호와 같은 입력 RF 신호를 안테나(205a 내지 205n)로부터 수신한다. RF 송수신기(210a 내지 210n)는 입력 RF 신호를 다운컨버팅하여 IF 또는 기저대역 신호를 생성한다. IF 또는 기저대역 신호는 기저대역 또는 IF 신호를 필터링, 디코딩, 및/또는 디지털화함으로써 처리된 기저대역 신호를 생성하는 RF 처리 회로(220)에 전송된다. RF 처리 회로(220)는 추가 처리를 위해 처리된 기저대역 신호를 제어기/프로세서(225)에 전송한다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(210a 내지 210n)는 다운링크 채널의 전용 리소스에서 UE에 SS 블록 구성 정보를 전송할 수 있고, SS 블록에 포함된 다운링크 동기 채널은 SS 인덱스를 포함하고, SS는 다운링크 동기 채널에서 전달된다. 그러한 실시예에서, SS 슬롯의 시간 도메인 위치는 부반송파 간격 및 SS 블록 구성 정보를 기반으로 하여 결정된다. SS 블록은 대안적으로 SS/PBCH 블록으로 지칭될 수 있다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(210a 내지 210n)는 프레임에 포함된 선택되지 않은 다수의 OFDM 심볼을 통해 제어 신호 또는 데이터 중 적어도 하나를 전송할 수 있다.
TX 처리 회로(215)는 제어기/프로세서(225)로부터 (음성 데이터, 웹 데이터, 이메일, 또는 인터랙티브 비디오 게임 데이터와 같은) 아날로그 또는 디지털 데이터를 수신한다. TX 처리 회로(215)는 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 생성하기 위해 출력 기저대역 데이터를 인코딩, 멀티플렉싱, 및/또는 디지털화한다. RF 송수신기(210a 내지 210n)는 TX 처리 회로(215)로부터 출력되는 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 수신하고, 안테나(205a 내지 205n)를 통해 전송되는 RF 신호로 기저대역 또는 IF 신호를 업컨버팅한다.
제어기/프로세서(225)는 eNB(102)의 전체 작업을 제어하는 하나 이상의 프로세서 또는 다른 처리 장치를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어기/프로세서(225)는 잘 알려져 있는 원리들에 따라 RF 송수신기(210a 내지 210n), RX 처리 회로(220) 및 TX 처리 회로(215)에 의해 순방향 채널 신호의 수신 및 역방향 채널 신호의 송신을 제어할 수 있다. 제어기/프로세서(225)는 더 진보된 무선 통신 기능과 같은 추가 기능을 또한 지원할 수 있다. 예를 들어, 제어기/프로세서(225)는 원하는 방향으로 출력 신호를 효과적으로 조종하기 위해 복수의 안테나(205a 내지 205n)로부터의 출력 신호에 상이한 가중치를 부여하는 빔포밍 또는 방향성 라우팅 작업을 지원할 수 있다. 매우 다양한 다른 기능 중 어느 하나의 기능이 제어기/프로세서(225)에 의해 eNB(102)에서 지원될 수 있다.
또한, 제어기/프로세서(225)는 OS와 같이 메모리(230)에 상주하는 프로그램 및 다른 프로세스를 실행할 수 있다. 제어기/프로세서(225)는 실행하는 프로세스가 필요로 할 때 데이터를 메모리(230) 안으로 또는 밖으로 이동시킬 수 있다.
또한, 제어기/프로세서(225)는 백홀 또는 네트워크 인터페이스(235)에 결합된다. 백홀 또는 네트워크 인터페이스(235)는 eNB(102)가 네트워크를 통해 또는 백홀 연결을 통해 다른 장치 또는 시스템과 통신하는 것을 가능하게 한다. 인터페이스(235)는 모든 적합한 유선 또는 무선 연결(들)을 통해 통신을 지원할 수 있다. 예를 들어, eNB(102)가 (5G, LTE 또는 LTE-A를 지원하는 것과 같은) 셀룰러 통신 시스템의 일부로서 구현되는 경우, 인터페이스(235)는 eNB(102)가 유선 또는 무선 백홀 연결을 통해 다른 eNB와 통신하는 것을 가능하게 할 수 있다. eNB(102)가 액세스 포인트로서 구현되는 경우, 인터페이스(235)는 eNB(102)가 (인터넷과 같은) 더 큰 네트워크에 대한 유선 또는 무선 연결을 통해 또는 유선 또는 무선 근거리 네트워크를 통해 통신하는 것을 가능하게 할 수 있다. 인터페이스(235)는 이더넷 (Ethernet) 또는 RF 송수신기와 같은 유선 또는 무선 연결을 통해 통신을 지원하는 모든 적합한 구조를 포함한다.
메모리(230)는 제어기/프로세서(225)에 결합된다. 메모리(230)의 일부는 RAM을 포함할 수 있고, 메모리(230)의 다른 일부는 플래시 메모리 또는 다른 ROM을 포함할 수 있다.
도 2는 eNB(102)의 일 예를 도시하지만, 도 2에 대해 다양한 변경이 이루어질 수 있다. 예를 들어, eNB(102)는 도 2에 도시된 각 구성 요소의 임의의 수를 포함할 수 있다. 특정 예로서, 액세스 포인트는 다수의 인터페이스(235)를 포함할 수 있고, 제어기/프로세서(225)는 상이한 네트워크 주소 사이에서 데이터를 라우팅하는 라우팅 기능을 지원할 수 있다. 다른 특정 예로서, RX 처리 회로(220)의 단일 예 및 TX 처리 회로(215)의 단일 예를 포함하는 것으로 도시되지만, eNB(102)는 (RF 송수신기 당 하나와 같이) 각각에 대해 복수의 예를 포함할 수 있다. 또한, 도 2의 다양한 구성 요소는 결합되거나, 더 세분화되거나, 생략될 수 있고, 추가 구성 요소가 특정 요구에 따라 추가될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에 따르면, 무선 통신 시스템에서 BS가 제공된다. BS는 적어도 하나의 프로세서 및 송수신기를 포함한다. 적어도 하나의 프로세서는 운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하도록 구성된다. 송수신기는 PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)을 통한 방송 신호 중 적어도 하나를 포함하는 신호 블록을 단말에 전송하도록 구성된다. 여기서, 신호 블록의 블록 인덱스에 대응하는 OFDM 심볼 인덱스는 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴을 기반으로 하여 결정된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 UE(116)를 도시한다. 도 3에 도시된 UE(116)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이고, 도 1의 UE(111 내지 115)는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있다. 그러나, UE는 매우 다양한 구성을 가지며, 도 3은 UE의 어느 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 3에 도시된 바와 같이, UE(116)는 안테나(305), 무선 주파수(RF) 송수신기(310a), TX 처리 회로(315), 마이크로폰(320), 및 수신(RX) 처리 회로(325)를 포함한다. 또한, UE(116)는 스피커(330), 프로세서(340), 입력/출력(I/O) 인터페이스(IF)(345), 터치스크린(350), 디스프레이(355), 및 메모리(360)를 포함한다. 메모리(360)는 기본 운영 체계(OS)(361) 및 하나 이상의 어플리케이션(362)을 포함한다.
RF 송수신기(310)는 네트워크(100)의 eNB에 의해 전송된 입력 RF 신호를 안테나(305)로부터 수신한다. RF 송수신기(310)는 중간 주파수(IF) 또는 기저대역 신호를 생성하기 위해 입력 RF 신호를 다운컨버팅한다. IF 또는 기저대역 신호는 기저대역 또는 IF 신호를 필터링, 디코딩, 및/또는 디지털화함으로써 처리된 기저대역 신호를 생성하는 RF 처리 회로(325)에 전송된다. RF 처리 회로(325)는 (웹 브라우징 데이터 등에 대한) 추가 처리를 위해 프로세서(340)에 또는 (음성 데이터 등을 위해) 스피커(330)에 처리된 기저대역 신호를 전송한다.
일부 실시예에서, RF 송수신기(310)는 결정된 시간 도메인 위치를 기반으로 하여 다운링크 동기 채널을 통해 전달된 SS 및 BS로부터의 SS 블록 구성 정보를 수신할 수 있다.
TX 처리 회로(315)는 마이크로폰(320)으로부터 아날로그 또는 디지털 음성 데이터를 수신하거나, 프로세서(340)로부터 (웹 데이터, 이메일, 또는 인터랙티브 비디오 게임 데이터와 같은) 다른 출력 기저대역 데이터를 수신한다. TX 처리 회로(315)는 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 생성하기 위해 출력 기저대역 데이터를 인코딩, 멀티플렉싱, 및/또는 디지털화한다. RF 송수신기(310)는 TX 처리 회로(315)로부터 출력된 처리된 기저대역 또는 IF 신호를 수신하고, 안테나(305)를 통해 전송되는 RF 신호로 기저대역 또는 IF 신호를 업컨버팅한다.
프로세서(340)는 하나 이상의 프로세서 또는 다른 처리 장치들을 포함할 수 있고, UE(116)의 전체 작업을 제어하기 위해 메모리(360)에 저장된 OS(361)를 실행할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(340)는 잘 알려져 있는 원리에 따라 RF 송수신기(310), RX 처리 회로(325) 및 TX 처리 회로(315)에 의해 순방향 채널 신호의 수신 및 역방향 채널 신호의 전송을 제어할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 프로세서(340)는 적어도 하나의 마이크로프로세서 또는 마이크로제어기를 포함한다.
또한, 프로세서(340)는 PUCCH를 통한 CSI 보고를 위한 프로세스와 같이 메모리(360)에 상주하는 다른 프로세스 및 프로그램을 실행할 수 있다. 프로세서(340)는 실행하는 프로세스에서 요구하는 대로 메모리(360)의 안으로 또는 밖으로 데이터를 이동시킬 수 있다. 일부 실시 예에서, 프로세서(340)는 운영자 또는 eNB로부터 수신된 신호들에 응답하여, 또는 OS(361)를 기반으로 하여 어플리케이션(362)을 실행하도록 구성된다. 또한, 프로세서(340)는 UE(116)에 랩톱 컴퓨터 및 핸드헬드 컴퓨터와 같은 다른 장치에 연결하는 능력을 제공하는 I/O 인터페이스(345)와 결합된다. I/O 인터페이스(345)는 프로세서(340)와 이들 부속 장치 간의 통신 경로이다.
또한, 일부 실시예에서, 프로세서(340)는 주파수 대역을 기반으로 하여 SS 버스트 집합에 포함된 SS 블록의 최대 수 및 부반송파 간격을 결정하고, 다운링크 동기 채널을 검출하고, 부반송파 간격 및 SS 블록 구성 정보를 기반으로 하여 SS 블록의 시간 도메인 위치를 결정할 수 있다.
또한, 일부 실시예에서, 프로세서(340)는 다운링크 동기 채널을 검출하고, 부반송파 간격 및 SS 블록 구성 정보를 기반으로 하여 SS 슬롯의 시간 도메인 위치를 결정할 수 있다.
또한, 일부 실시예에서, 프로세서(340)는 프레임 내에 있는 다수의 연속적인 시간 슬롯의 정보를 포함하는 매핑 패턴을 결정하고, 다수의 OFDM 심볼을 선택할 수 있다.
또한, 일부 실시예에서, 프로세서(340)는 SS 버스트 집합에서의 매핑 패턴 단위의 연속적인 반복 및 부반송파 간격을 기반으로 하여 매핑 패턴 단위를 결정할 수 있다.
또한, 프로세서(340)는 터치스크린(350) 및 디스플레이(355)에 결합된다. UE(116)의 운영자는 UE(116)에 데이터를 입력하기 위해 터치스크린(350)을 사용할 수 있다. 디스플레이(355)는 액정 디스플레이, 발광 다이오드 디스플레이, 또는 예를 들어 웹 사이트들로부터의 텍스트 및/또는 적어도 제한된 그래픽을 랜더링할 수 있는 다른 디스플레이일 수 있다.
메모리(360)는 프로세서(340)에 결합된다. 메모리(360)의 일부는 랜덤 액세스 메모리(RAM)를 포함할 수 있고, 메모리(360)의 다른 일부는 플래시 메모리 또는 다른 읽기 전용 메모리(ROM)를 포함할 수 있다.
도 3은 UE(116)의 일 예를 도시하지만, 다양한 변경이 도 3에 대해 이루어질 수 있다. 예를 들어, 도 3의 다양한 구성 요소는 결합되거나, 더 세분화되거나, 생략될 수 있고, 추가 구성 요소가 특정 요구에 따라 추가될 수 있다. 특정 예로서, 프로세서(340)는 하나 이상의 중앙 처리 유닛(CPU) 및 하나 이상의 그래픽 처리 유닛(GPU)과 같이 복수의 프로세서로 나뉠 수 있다. 또한, 도 3은 휴대 전화 또는 스마트폰으로서 구성된 UE(116)를 도시하지만, UE는 다른 유형의 이동 장치 또는 고정 장치로서 운영되도록 구성될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에 따르면, 무선 통신 시스템에서 단말이 제공된다. 단말은 송수신기 및 적어도 하나의 프로세서를 포함한다. 송수신기는 PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)을 통한 방송 신호 중 적어도 하나를 포함하는 신호 블록을 BS로부터 수신하도록 구성된다. 적어도 하나의 프로세서는 운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하고, 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴을 기반으로 하여 신호 블록의 블록 인덱스에 대응하는 OFDM 심볼 인덱스를 결정하도록 구성된다.
도 4a는 송신 경로 회로의 하이 레벨 다이어그램이다. 예를 들어, 송신 경로 회로는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA) 통신에 사용될 수 있다. 도 4b는 수신 경로 회로의 하이 레벨 다이어그램이다. 예를 들어, 수신 경로 회로는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA) 통신에 사용될 수 있다. 도 4a 및 도 4b에서, 다운링크 통신의 경우, 송신 경로 회로는 기지국(eNB)(102) 또는 중계국에서 구현될 수 있고, 수신 경로 회로는 사용자 단말(예를 들어, 도 1의 사용자 단말(116))에서 구현될 수 있다. 다른 예에서, 업링크 통신의 경우, 수신 경로 회로(450)는 기지국(예를 들어, 도 1의 eNB(102)) 또는 중계국에서 구현될 수 있고, 송신 경로 회로는 사용자 단말(예를 들어, 도 1의 사용자 단말(116))에서 구현될 수 있다.
송신 경로 회로는 채널 코딩 및 변조 블록(405), 직렬-병렬 변환(S-to-P) 블록(410), 크기 N의 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 블록(415), 병렬-직렬 변환(P-to-S) 블록(420), 추가 순환 전치 블록(425), 및 업컨버터(UC)(430)를 포함한다. 수신 경로 회로(450)는 다운컨버터(DC)(455), 제거 순환 전치 블록(460), 직렬-병렬 변환(S-to-P) 블록(465), 크기 N의 고속 푸리에 변환(FFT) 블록(470), 병렬-직렬 변환(P-to-S) 블록(475), 및 채널 디코딩 및 복조 블록(480)을 포함한다.
도4a(400) 및 도 4b(450)의 구성 요소 중 적어도 일부는 소프트웨어로 구현될 수 있는 반면에, 다른 구성 요소는 구성 가능한 하드웨어, 또는 소프트웨어와 구성 가능한 하드웨어의 혼합체에 의해 구현될 수 있다. 특히, 본 특허 문서에 기술된 FFT 블록 및 IFFT 블록은 구성 가능한 소프트웨어 알고리즘으로서 구현될 수 있고, 여기서 크기 N의 값은 구현에 따라 수정될 수 있다.
또한, 본 발명은 고속 푸리에 변환 및 역 고속 푸리에 변환을 구현하는 실시예를 지향하지만, 이것은 단지 예시를 위한 것이며 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안된다. 본 발명의 대안적인 실시예에서, 고속 푸리에 변환 함수 및 역 고속 푸리에 변환 함수는 각각 이산 푸리에 변환(DFT) 함수 및 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 함수에 의해 쉽게 대체될 수 있음을 알 수 있다. DFT 및 IDFT 함수의 경우, 변수 N의 값은 임의의 정수(즉, 1, 2, 3, 4 등)일 수 있고, FFT 및 IFFT 함수의 경우, 변수 N의 값은 2의 거듭제곱인 임의의 정수(즉, 1, 2, 4, 8, 16 등)일 수 있다는 것을 알 수 있다.
송신 경로 회로(400)에서, 채널 코딩 및 변조 블록(405)은 정보 비트 집합을 수신하고, 코딩(예를 들어, LDPC 코딩)을 적용하고, 입력 비트를 변조(예를 들어, 직교 위상 시프트 키잉(QPSK) 또는 직교 진폭 변조(QAM))하여 일련의 주파수 도메인 변조 심볼을 생성한다. 직렬-병렬 변환 블록(410)은 N개의 병렬 심볼 스트림을 생성하기 위해 직렬 변조된 심볼을 병렬 데이터로 변환(즉, 디멀티플렉싱)하고, 여기서 N은 eNB(102) 및 UE(116)에서 사용되는 IFFT/FFT 크기이다. 크기 N의 IFFT 블록(415)은 시간 도메인 출력 신호들을 생성하기 위해 N개의 병렬 심볼 스트림에 대해 IFFT 연산을 수행한다. 병렬-직렬 변환 블록(420)은 직렬 시간 도메인 신호를 생성하기 위해 크기 N의 IFFT 블록(415)으로부터의 병렬 시간 도메인 출력 심볼을 변환(즉, 멀티플렉싱)한다. 순환 전치 추가 블록(425)은 시간 도메인 신호에 순환 전치를 삽입한다. 마지막으로, 업컨버터(430)는 무선 채널을 통해 전송을 위한 RF 주파수로 추가 순환 전치 블록(425)의 출력을 변조(즉, 업컨버팅)한다. 또한, 신호는 RF 주파수로의 변환 전에 기저대역에서 필터링될 수 있다.
전송된 RF 신호는 무선 채널을 통과한 후에 UE(116)에 도달하고, eNB(102)에서의 작업에 대한 역 작업이 수행된다. 다운컨버터(455)는 수신된 신호를 기저대역 주파수로 다운컨버팅하고, 순환 전치 제거 블록(460)은 직렬 시간 도메인 기저대역 신호를 생성하기 위해 순환 전치를 제거한다. 직렬-병렬 변환 블록(465)은 시간 도메인 기저대역 신호를 병렬 시간 도메인 신호로 변환한다. 크기 N의 FFT 블록(470)은 N개의 병렬 주파수 도메인 신호를 생성하기 위해 FFT 알고리즘을 수행한다. 병렬-직렬 변환 블록(475)은 병렬 주파수 도메인 신호를 일련의 변조된 데이터 심볼로 변환한다. 채널 디코딩 및 복조 블록(480)은 원래의 입력 데이터 스트림을 복구하기 위해 변조된 심볼을 복조한 후 디코딩한다.
eNB(101 내지 103)는 각각 사용자 단말(111 내지 116)로의 다운링크를 통한 전송과 유사한 송신 경로를 구현할 수 있고, 사용자 단말(111 내지 116)로부터의 업링크를 통한 수신과 유사한 수신 경로를 구현할 수 있다. 마찬가지로, 사용자 단말(111 내지 116)은 각각 eNB(101 내지 103)로의 업링크를 통한 전송을 위한 아키텍처에 대응하는 송신 경로를 구현할 수 있고, eNB(101 내지 103)로부터의 다운링크를 통한 수신을 위한 아키텍처에 대응하는 수신 경로를 구현할 수 있다.
UE가 gNB에 데이터를 수신 또는 전송할 수 있기 전에, UE는 gNB와의 시간 및 주파수 동기를 획득하기 위해 먼저 셀 검색 절차를 수행해야 한다. 4개의 주요 동기 요건은 심볼, 서브프레임 및 프레임 타이밍; 반송파 주파수 오프셋(carrier frequency offset, CFO) 보정; 샘플링 클록 동기; 및 물리적 셀 ID(PCI) 검출 및 잠재적으로 일부 다른 셀 특정 파라미터이다.
다음 단계는 동기 동안 수행된다. 제1 단계에서, 전원을 켠 후, UE는 UE의 RF를 동조시키고, 차례로 일련의 지원된 주파수 대역을 통해 특정 주파수(상위 계층에 의해 명령된 바와 같은, 채널)에서 광대역 수신 신호 강도 표시자(RSSI)를 측정하고 각각의 RSSI 값을 기반으로 하여 관련 셀의 순위를 매기려고 시도한다. 제2 단계에서, UE는 수신된 신호와 상관시키기 위해 다운링크 동기 채널 즉, 국부적으로 저장된 PSS(primary synchronization signal) 및 SSS(secondary synchronization signal)를 사용한다. UE는 먼저, 예를 들어, 프레임의 제1 서브프레임 및 제6 서브프레임의 제1 시간 슬롯의 마지막 심볼에서 FFD 시스템에 위치하는 PSS를 찾는다. 이는 UE가 서브프레임 레벨에서 gNB와 동기할 수 있게 한다. PSS 검출은 3개의 시퀀스를 기반으로 하는 물리적 계층 셀 아이덴티티(PCI) 검출(0, 1, 2) 및 슬롯 타이밍 검출로 UE를 돕는다. 3개의 시퀀스는 상관 관계 출력이 순환 전치(CP) 길이를 초과할 수 있는 소위 단일 주파수 네트워크(SFN) 효과를 완화하기 위해 PSS에 대해 사용된다.
제3 단계에서, SSS 심볼은 또한 PSS와 동일한 서브프레임에 위치하지만, FDD 시스템의 경우에는 PSS 이전의 심볼에 위치한다. SSS로부터, UE는 PCI 그룹 번호(0 내지 167)를 획득할 수 있다. SSS는 무선 서브프레임 타이밍 결정, CP 길이 결정 및 gNB가 FDD를 사용하는 지 TDD를 사용하는 지 여부와 같은 추가 파라미터의 결정을 가능하게 한다. 프로세스는 도 5에 도시된 LTE 셀 검색 절차에 도시된다.
제4 단계에서, UE가 주어진 셀에 대한 PCI를 알게 되면, UE는 채널 추정, 셀 선택/재선택 및 핸드오버 절차에 사용되는 셀 특정 기준 신호(CRS)의 위치도 알게 된다. CRS를 사용한 채널 추정 후, 수신된 심볼에서 채널 장애를 제거하는 등화(equalization)가 수행된다.
제5 단계에서, 초기 동기의 경우, UE는 일차 방송 채널(PBCH)을 디코딩하여 DL 대역폭, CRS 전송 전력, gNB 송신기 안테나 수, 시스템 프레임 번호(SFN) 및 물리적 혼성 ARQ 채널(PHICH)에 대한 구성과 같은 중요한 시스템 정보를 전달하는 마스터 정보 블록(MIB)을 획득할 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 셀 검색 작업(500)을 도시한다. 도 5에 도시된 셀 검색 작업(500)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 5는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 셀 검색 작업(500)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
표 1은 TDD 기반 및 FDD 기반 시스템 모두에 대한 PSS 위치에 따른 SSS 위치를 도시한다. FDD의 경우, PSS는 UE가 CP 길이와는 관계없이 슬롯 타이밍을 획득할 수 있게 하기 위해 항상 슬롯의 마지막 심볼에서 전송된다. UE는 사전에 CP 길이를 알지 못하기 때문에, UE는 UE가 FDD 셀 또는 TDD 셀을 검색할 때 총 4개의 가능한 SSS 위치를 검토해야 한다. UE가 SSS의 단일 관찰로부터 무선 타이밍을 결정할 수 있게 하는 서브프레임에서 제1 SSS 전송과 제2 SSS 전송을 교대로 하는 2개의 코드가 사용되고, 이는 UE가 다른 RAT에서 LTE로 핸드오버할 때 유용할 수 있다.
<SSS 위치>
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 프레임 구조(600)를 도시한다. 도 6에 도시된 프레임 구조(600)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 6은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 프레임 구조(600)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 6은 FDD 구성에서 PSS/SSS/PBCH 전송의 예시적인 프레임 구조를 도시한다. PSS 및 SSS는 최소 대역폭이라도 UE가 신호를 검출할 수 있도록 항상 중앙의 6개 RB에서 전송된다. 다중 전송 안테나의 경우, PSS 및 SSS는 안테나 다양성을 위해 서브프레임들 사이에서 스위칭될 수 있지만 PSS 및 SSS는 항상 주어진 서브프레임에서 동일한 안테나 포트로부터 전송된다. PBCH는 DL 시스템 대역폭, PHICH 크기 및 SFN 번호와 같은, 셀에 대한 초기 액세스를 위해 가장 빈번하게 전송된 파라미터의 일부를 전달하는 14 비트만으로 MIB를 전달한다. 40 ms마다 반복된다.
PSS 및 SSS는 항상 DL 시스템 대역폭의 중앙에 있는 6개의 리소스 블록(RB)에서 전송되기 때문에, 최소 DL 시스템 대역폭이 6개의 RB라고 가정하면, PSS 및 SSS는 UE가 DL 시스템 대역폭을 결정하기 전에 UE에 의해 검출될 수 있다. PSS는 DC 부반송파를 통한 전송을 피하기 위해 천공된 중간 요소를 갖는 주파수 도메인에서 길이 63의 자도프-추(Zadoff-Chu, ZC) 시퀀스에 의해 생성된다. ZC 시퀀스는 PSS가 (주파수 도메인에서 동적 범위를 야기하지 않고 낮은 PAPR/CM을 야기하는) 시간/주파수 평판도, 양호한 자기/교차 상관 프로파일, (시간 및 주파수 도메인 모두에서 중심 대칭 특성을 이용함으로써 및 컬레 복소수 특성, 예를 들어 u1=29 및 u2=63-29=34를 이용함으로써) UE에서의 낮은 복잡성 검출 등의 특성을 가질 수 있도록 하는 정진폭 제로 자기 상관(CAZAC) 특성을 만족시킨다.
그러나, 시간 및 주파수 도메인에서의 CAZAC 특성의 이중성 때문에, 주파수 도메인에서의 ZC 시퀀스의 시프트는 시간 도메인에서도 변환되고, 반대로 시간 도메인에서의 ZC 시퀀스의 시프트는 주파수 도메인에서도 변환된다. 따라서, ZC 시퀀스를 사용하는 타이밍 동기의 맥락에서, 주파수/시간 오프셋은 각각 시간/주파수 오프셋을 표시하고, 이들 이차원에서의 오프셋은 구별될 수 없다. 이용 가능한 루트 ZC 시퀀스 인덱스 벡터에서 중앙 루트 인덱스는 주파수 오프셋 민감도가 떨어지고, 이러한 이유로, 셀 ID 그룹 내에 있는 3개의 셀 ID를 제공하기 위해 LTE에서는 루트 인덱스 u=25, u=29 및 u=34가 선택되었다(REF 1도 참조). 초기 셀 검색에서의 큰 주파수 오프셋을 극복하기 위해 루트 인덱스의 선택은 부분 상관 관계도 고려했다. 각 부분 상관 관계에 대한 윈도우 크기는 정확한 설계에 의존하여 상이할 수 있지만, 큰 주파수 오프셋의 결과로 인한 시간 도메인에서의 위상 회전으로 인해, 큰 주파수 오프셋 작업 하에서 특히 초기 셀 검색에서는 ZC 시퀀스뿐만 아니라 다른 시퀀스에 대해 부분 상관 관계가 고려되어야 한다.
PSS 시퀀스 x(n)은 길이 NZC 루트 ui ZC 시퀀스로 구성되고, 다음의 식 (1)로 주어진다.
LTE ZC 시퀀스는 중심 대칭 특성(즉, 인덱스 5가 0 내지 11로 색인된 12개의 부반송파를 포함하는 RB에 대해 서브 반송된 DC에 대응)을 달성하기 위해 매핑된다. SSS 시퀀스는 M개의 시퀀스를 기반으로 한다. 2개의 길이-31개 BPSK-변조된 M개의 시퀀스의 주파수 도메인 인터리빙에 의해 168개 시퀀스가 생성되고, 2개의 길이-31개 BPSK-변조된 M개의 시퀀스는 한 개의 길이-31개 BPSK-변조된 M개의 시퀀스의 2개의 상이한 순환 시프트에서 유도된다. SSS의 2개의 부분 구조는 교차 상관 동안 사이드 로브(side-lobe)로 이어지고 사이드 로브를 완화시키기 위해 스크램블링이 사용된다. SSS의 경우, 채널 추정이 PSS 검출을 통해 획득될 수 있을 때 코히런트(coherent) 검출이 가능하다.
PSS로부터 채널을 추정함으로써 SSS에 대한 더 나은 코히런트 검출 성능을 달성하기 위해, 복수의 PSS 시퀀스가 PSS 검출 복잡성에서의 트레이드 오프(trade off)와 함께 사용된다. 상이한 PSS 시퀀스는 모든 셀로부터 단일 PSS 시퀀스를 갖는 것으로 인해 존재하는 SFN 효과를 완화시킴으로써 채널 추정 정확도를 향상시킬 수 있다. 따라서, 전술한 PSS/SSS 설계는 코히런트 및 비-코히런트 SSS 검출을 모두 지원할 수 있다. UE는 3개의 상이한 PSS 시퀀스에 대해 3개의 병렬 상관기를 작동시켜야 한다. 그러나, 루트 인덱스 9 및 루트 인덱스 34는 서로 공액 복소수이고, 이는 u=34 또는 u=29와의 상관 관계로부터 획득할 수 있는 u=29 및 u=34에 대한 2개의 상관 관계 출력인 "원-샷" 상관기를 가능하게 한다. 공액 특성은 주파수 도메인에서의 중심 대칭 매핑을 사용하여, 모든 샘플링 레이트에 대해, 시간 및 주파수 도메인 모두에서 유지된다. 따라서, 단지 2개의 병렬 상관기(u=25에 대해 하나 및 u=29(또는 u=34)에 대해 다른 하나)만 필요하다.
5G와 같은 새로운 통신 시스템에 대한 기존 동기 및 셀 검색 절차를 향상시킬 필요가 있다. 빔포밍 지원의 일 예에서, 6 GHz 이상의 반송파 주파수 대역과 같은 높은 반송파 주파수 대역에서의 운용을 위한 링크 버짓 요건을 충족시키기 위해서는 gNB에 의한(및 UE에 의해서도 가능한) 전송에 빔포밍이 필요하다. 따라서, 전술한 동기 및 셀 검색 절차(도 1도 참조)는 빔포밍 지원을 위해 업데이트되어야 한다.
큰 대역폭 지원의 다른 예에서, 100 MHz 이상과 같은 큰 시스템 대역폭으로 운용하는 경우, 더 작은 시스템 대역폭에서 운용하는 부반송파 간격과 상이한 부반송파 간격을 적용할 수 있고, 그러한 설계는 동기 및 셀 검색 절차 설계를 위해 고려되어야 한다.
개선된 커버리지의 또 다른 예에서, 큰 경로 손실을 경험하는 위치에 있는 UE의 배치로 인해 발생할 수 있는 커버리지 증가를 위한 요건과 관련된 것과 같은 일부 어플리케이션의 경우, 동기 및 셀 검색 절차는 동기 신호의 증가된 반복 및 향상된 커버리지를 지원해야 한다.
개선된 성능의 또 다른 예에서, 셀 ID를 1개의 PSS 및 2개의 SSS로 분할함으로써 야기된 오경보(false alarm)인해 전술한 절차의 동기 성능이 제한되기 때문에 스크램블링에 의해 완전히 해결될 수 없는 잘못된 PSS/SSS 조합으로 이어진다. 새로운 동기 절차는 개선된 오경보 성능으로 설계될 수 있다.
변수 TTI에 대한 지원의 또 다른 예에서, 현재의 LTE 사양에서는 TTI 지속 시간이 고정된다. 그러나, 5G 시스템의 경우, TTI는 상이한 부반송파 간격, 낮은 대기 시간 고려 사항 등에 대한 지원으로 인해 가변적일 것으로 예상된다. 변수 TTI를 갖는 이러한 시나리오에서, 프레임 내에서의 셀 검색 및 동기 시퀀스의 매핑은 지정되어야 한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 디지털 체인의 수(700)를 도시한다. 도 7에 도시된 디지털 체인의 수(700)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 7은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 디지털 체인의 수(700)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
밀리미터파 대역의 경우, 안테나 소자의 수는 주어진 폼 팩터(form factor)대해 커질 수 있다. 그러나, 도 7에 도시된 바와 같이 (밀리미터파 주파수에서 다수의 ADC/DAC를 설치할 가능성과 같은) 하드웨어 제약 때문에 디지털 체인의 수는 제한된다. 이러한 경우, 하나의 디지털 체인은 아날로그 이상기(701)의 뱅크에 의해 제어될 수 있는 다수의 안테나 소자에 매핑된다. 이때, 하나의 디지털 체인은 아날로그 빔포밍(705)을 통해 좁은 아날로그 빔을 생성하는 하나의 서브 배열에 대응할 수 있다. 이러한 아날로그 빔은 심볼 또는 서브프레임 전체에 걸쳐 이상기 뱅크를 변경함으로써 더 넓은 범위의 각도(720)를 스윕하도록 구성될 수 있다.
gNB는 하나의 셀의 전체 면적을 커버하기 위해 하나 이상의 전송 빔을 사용할 수 있다. gNB는 안테나 배열에 적절한 이득 및 위상 설정을 적용함으로써 전송 빔을 형성할 수 있다. 전송 이득 즉, 전송 빔에 의해 제공된 전송된 신호의 전력 증폭은 전형적으로 빔에 의해 커버된 면적 또는 폭에 반비례한다. 더 낮은 반송파 주파수에서, 보다 양호한 전파 손실은 gNB가 단일 전송 빔으로 커버리지를 제공할 수 있게 즉, 단일 전송 빔의 사용을 통해 커버리지 영역 내에 있는 모든 UE 위치에서 적절한 수신 신호 품질을 보장할 수 있게 만들 수 있다.
다시 말해서, 더 낮은 전송 신호 반송파 주파수에서는 영역을 커버하기에 충분한 큰 폭을 갖는 전송 빔에 의해 제공된 전송 전력 증폭이 전파 손실을 극복하기에 충분하여 커버리지 영역 내의 모든 UE 위치에서 적절하게 수신된 신호 품질을 보장할 수 있다. 그러나, 더 높은 신호 반송파 주파수에서는 동일한 커버리지 영역에 대응하는 전송 빔 전력 증폭이 더 높은 전파 손실을 극복하기에 충분하지 않아 커버리지 영역 내의 UE 위치에서 수신된 신호 품질을 저하시킬 수 있다. 이러한 수신된 신호 품질 저하를 극복하기 위해, gNB는 각각 전체 커버리지 영역보다 좁은 영역에 대한 커버리지를 제공하지만, 더 높은 전송 신호 반송파 주파수를 사용하기 때문에 더 높은 신호 전파 손실을 극복하기에 충분한 전송 전력 증폭을 제공하는 다수의 전송 빔을 형성할 수 있다.
다중 빔 시스템에서, gNB는 전체 셀 커버리지 영역을 커버하기 위해 N개의 빔을 사용하여 초기 액세스 신호를 전송한다. N개 빔의 초기 액세스 신호는 전형적으로 N 개의 (연속적인) OFDM 심볼에 매핑된다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS에 대한 시스템 대역폭(800)을 도시한다. 도 8에 도시된 시스템 대역폭(800)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 8은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(800)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SS는 UE가 SS를 검출할 수 있도록 최소 대역폭 내에 매핑된다. 도 8에 도시된 바와 같이, gNB는 시스템 대역폭(801) 및 최소 대역폭(802)을 갖는다. 최소 대역폭(802)은 시스템 대역폭(801)과 동일하거나 시스템 대역폭(801)보다 작을 수 있다. SS(810)는 최소 대역폭(802) 내에 매핑된다. SS(810)와 최소 대역폭(802) 사이의 갭(820)은 0 이상일 수 있다. 최소 대역폭은 미리 정의되고, UE에 알려져 있지만, 시스템 대역폭은 가변적이고 전개 시나리오에 따라 달라진다. 그러한 구성으로, UE는 시스템 대역폭을 모르는 상태로 SS를 검출할 수 있다.
초기 액세스 신호는 SS 및 시스템 정보 전달 채널(system-information delivery channel, SDIC)를 포함한다. SIDC는 일차 방송 채널(primary broadcast channels, PBCH), 추가 일차 방송 채널(extra primary broadcast channel, ePBCH) 등으로 참조될 수 있는, UE가 RACH 프리앰블(들)을 전송하기 전에 UE에 의해 판독되어져야 하는 PBCH을 포함한다. 본 발명에서는 SIDC를 참조하기 위해 PBCH를 사용할 수도 있고, 반대로 PBCH를 참조하기 위해 SIDC를 사용할 수도 있다.
SS로부터, UE는 타이밍 및 주파수 동기를 획득할 수 있고, 일부 아이덴티티 예를 들어, 셀 ID 또는 클러스터 ID도 검출할 수 있다. SIDC는 예를 들어, 시스템 대역폭, 시스템 프레임 번호, RACH 구성 및 다중 빔 기반 시스템의 빔 구성을 포함하여 시스템 정보를 전달한다.
도 9a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(900)을 도시한다. 도 9a에 도시된 시스템 대역폭(900)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 9a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(900)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SS 및 PBCH의 멀티플렉싱은 주파수 분할 멀티플렉싱(FDM)이다. SS 및 PBCH는 동일한 OFDM 심볼에 매핑되지만 상이한 부반송파 집합에 매핑된다. 일 예를 도 9a에 도시한다. 도 9a에 도시된 바와 같이, SS(810) 및 PBCH(830)는 동일한 OFDM 심볼(891)에 매핑된다. SS(810) 및 PBCH(830)는 FDM을 통해 멀티플렉싱된다. SS(810)는 최소 대역폭의 중심 부대역을 차지한다. PBCH(830)는 SS(810)의 부대역 양측에 매핑된다. 다중 빔 기반 시스템에서, 복수의 Tx 빔은 SS 및 PBCH가 매핑되는 복수의 OFDM 심볼(891, 892, 및 893)에서 스윕한다.
일부 실시예에서, 셀 특정 스크램블러 및 PBCH 채널 인코더에 의해 PBCH 정보 비트에 대해 동일한 심볼 시퀀스가 생성되고, 복수의 OFDM(891, 892, 및 893) 상의 PBCH RE에 매핑된다. 이러한 경우 각 부반송파에서, UE는 복수의 OFDM 심볼의 PBCH RE에 수신된 신호를 코히런트 결합할 수 있고, 이는 PBCH 디코딩 신뢰성을 증가시킬 수 있다. SS 및 PBCH를 전송하는 오버헤드는 작을 수 있다. SS 및 PBCH를 멀티플렉싱하기 위해 FDM을 사용하면 각각의 초기 액세스 신호 인스턴스에서 SS 및 PBCH를 전송하기 위해 N개의 OFDM 심볼만 필요하다.
그러나, 이러한 방법의 단점은 시스템 대역폭이 작은 경우에 PBCH의 커버리지가 문제가 될 수 있다는 것이다. 시스템 대역폭이 작은 경우, 각 OFDM 심볼 상에 PBCH를 매핑하기 위해 남겨진 주파수 리소스는 작을 것이다. 따라서, 하나의 OFDM 심볼을 통해 전송된 PBCH는 양호한 커버리지를 보장하기에 충분한 코딩율을 가질 수 없다.
도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(910)을 도시한다. 도 9b에 도시된 시스템 대역폭(910)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 9b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(910)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SS 및 PBCH의 멀티플렉싱은 시간 분할 멀티플렉싱(TDM)이다. SS 및 PBCH는 2개의 상이한 OFDM 심볼에 매핑된다. 일 예가 도 9b에 도시된다. 도 9b에 도시된 바와 같이, SS(810)는 OFDM 심볼(891)에 매핑되고, PBCH는 OFDM 심볼(892)에 매핑된다. SS 및 PBCH는 동일한 대역폭 또는 상이한 대역폭을 차지할 수 있다. 이러한 방법의 장점은 PBCH를 매핑하기 위해 사용된 대역폭에 대한 제한이 적기 때문에 PBCH가 FDM보다 양호한 커버리지를 가질 수 있다는 것이다. 그러나, 이러한 방법의 단점은 모든 SS와 PBCH 쌍이 2개의 OFDM 심볼을 필요로 하기 때문에 초기 액세스 신호의 오버헤드가 FDM 방법의 것보다 2배만큼 클 수 있다는 것이다.
도 9c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(930)을 도시한다. 도 9c에 도시된 시스템 대역폭(930)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 9c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(930)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SS(810)는 제1 SS 및 제2 SS를 포함하고, 제1 SS, 제2 SS 및 PBCH는 TDM된다, 즉 제1 SS 및 제2 SS는 3개의 별도 OFDM 심볼에 매핑된다. 일 DP가 도 9c에 도시된다. 도 9c에 도시된 바와 같이, 제1 SS(811)는 OFDM 심볼(891)에 매핑되고, 제2 SS(812)는 OFDM 심볼(892)에 매핑되고, PBCH는 OFDM 심볼(893)에 매핑된다. 제1 SS, 제2 SS 및 PBCH는 동일한 대역폭 또는 상이한 대역폭을 차지할 수 있다.
도 9d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(950)을 도시한다. 도 9d에 도시된 시스템 대역폭(950)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 9d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(950)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS 및 PBCH의 TDM 멀티플렉싱은 Tx 빔 스윕을 사용하는 다중 빔 기반 시스템에서 2 가지 상이한 방법으로 실현될 수 있다.
일부 실시예에서, SS가 N개의 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된 후, PBCH가 다른 N개의 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다. N = 3개의 OFDM 심볼에 빔 스윕을 사용하는 일 예가 도 9d에 도시된다. 도 9d에 도시된 바와 같이, SS(810)는 연속적인 OFDM 심볼(891, 892, 및 893)에 매핑된다. PBCH는 연속적인 OFDM 심볼(894, 895, 및 896)에 매핑된다. gNB는 OFDM 심볼(891, 892, 및 893)에 대해 Tx 빔 스윕을 수행한다. 또한, gNB는 OFDM 심볼(891, 892, 및 893)에 대해서와 동일하거나 상이한 스윕 방식으로 OFDM 심볼(894, 895, 및 896)에 대해 Tx 빔 스윕을 수행한다.
도 9d는 시간 도메인에서 2개의 빔 스윕을 매핑하는 것을 도시한다. 제1의 L개의 연속적인 OFDM 심볼 및 제2의 L개의 연속적인 OFDM 심볼은 나란히 배치되고, 제2 스윕을 위한 OFDM 심볼 번호는 l+L, l+L+1, ..., 2L-1이고, 제1 스윕에 사용된 OFDM 심볼의 경우에는 l, l+1, ..., l+L-1이다.
시간 도메인에서 복수의 빔 스윕을 매핑하는 것은 처음 2개의 빔 스윕에 대해 아래 표 2에 요약되어 있고, 2개 이상의 빔 스윕도 이들 방법을 확장하여 동일한 방식으로 지원될 수 있다. "서브프레임"은 일부 실시예에서 "슬롯"으로 대체될 수 있다.
<다중 빔 스윕 매핑>
도 9e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(970)을 도시한다. 도 9e에 도시된 시스템 대역폭(970)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 9e는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(970)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, 동일한 빔으로 전송되는 SS 및 PBCH는 2개의 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다. 제1 빔 그룹을 사용하는 SS 및 PBCH는 2개의 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다. 제2 빔 그룹에 대응하는 SS 및 PBCH는 다음 2개의 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다. N = 3개의 빔 스윕을 사용하는 일 예가 도 9e에 도시된다. 도 9e에 도시된 바와 같이, 동일한 Tx 빔 그룹을 사용하는 SS(810) 및 PBCH(830)는 2개의 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다. 제1 빔 그룹을 사용하는 SS(810) 및 PBCH(830)는 각각 OFDM 심볼(891) 및 OFDM 심볼(892)에 매핑된다. 제2 빔 그룹을 사용하는 SS(810) 및 PBCH(830)는 각각 OFDM 심볼(893) 및 OFDM 심볼(894)에 매핑된다. 제3 빔 그룹을 사용하는 SS(810) 및 PBCH(830)는 각각 OFDM 심볼(895) 및 OFDM 심볼(896)에 매핑된다.
일부 실시예에서, PBCH의 대역폭은 SS의 대역폭과 동일하거나 클 수 있다. PBCH의 대역폭이 SS의 대역폭과 동일한 경우, gNB는 더 양호한 커버리지를 달성하기 위해 PBCH의 전력을 올릴 수 있다.
도 10a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1000)을 도시한다. 도 10a에 도시된 시스템 대역폭(1000)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 10a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1000)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, 제1 대안은 최소 대역폭이 주파수 대역에 대해 구성된 제1 부반송파 간격에 대한 SS의 대역폭과 동일하다는 것이다. 이러한 대안으로, PBCH 대역폭을 구성하는 2 가지 옵션이 있다. 다른 예에서, PBCH의 대역폭은 SS의 대역폭과 동일하다. PBCH 및 SS는 TDM을 통해 멀티플렉싱된다. 일 예가 도 10a에 도시된다.
도 10a에 도시된 바와 같이, SS(810) 및 PBCH(830)는 동일한 대역폭을 갖고, 둘 다 최소 대역폭(802)과 동일하다. SS(810) 및 PBCH(830)는 TDM을 통해 멀티플렉싱되고 2 개의 OFDM(891 및 892)에 매핑된다.
도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1050)을 도시한다. 도 10b에 도시된 시스템 대역폭(1050)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 10b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1050)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, PBCH의 대역폭은 SS의 대역폭과 동일하거나 크다. PBCH 및 SS는 TDM을 통해 멀티플렉싱되고 상이한 OFDM 심볼에 매핑된다. 일 예가 도 10b에 도시된다. 도 10b에 도시된 바와 같이, SS(810) 및 PBCH(830)는 상이한 대역폭을 갖는다. SS(810)의 대역폭은 최소 대역폭(802)과 동일하지만, PBCH(830)의 대역폭은 최소 대역폭(802)보다 크다. SS(810) 및 PBCH(830)는 TDM을 통해 멀티플렉싱되고 2개의 OFDM 심볼(891 및 892)에 매핑된다.
PBCH의 대역폭이 SS의 대역폭과 상이한 경우, PBCH의 대역폭은 UE가 올바르게 PBCH를 디코딩할 수 있도록 UE에 구성되어야 한다. 시스템은 원하는 PBCH 커버리지 성능을 달성하기 위해 적당한 PBCH 대역폭을 구성할 수 있다. 작은 PBCH 대역폭으로, gNB는 PBCH의 Tx 전력을 올릴 수 있다. 큰 PBCH 대역폭으로, gNB는 PBCH의 코딩 이득을 증가시키기 위해 더 많은 RE를 사용할 수 있다.
PBCH의 대역폭은 2 가지 상이한 방법으로 정의될 수 있다. 일 예에서, PBCH의 대역폭은 SS의 대역폭의 M 배로 표현된다. 일 예에서, PBCH에 대한 2개의 선택적인 대역폭을 갖는 시스템에서 M 값은 1 및 2이다. 다른 예에서, PBCH에 대한 4개의 선택적인 대역폭을 갖는 시스템에서 M 값은 1, 2, 4 및 8이다. 다른 예에서, PBCH의 대역폭은 SS의 대역폭으로부터의 오프셋 Δ로 표현된다. SS의 대역폭이 BWSS라고 가정한다. 이때, UE는 BWPBCH = BWSS + Δ로서 PBCH의 대역폭을 계산하도록 구성된다. 일 예에서, 2개의 PBCH 대역폭 후보가 있고, Δ 값은 Δ0 및 Δ1이다. 다른 예에서, 4개의 PBCH 대역폭 후보가 있고, Δ 값은 Δ0, Δ1, Δ2, 및 Δ3이다. 일 예에서, Δ0 = 0이고, 그것은 PBCH의 대역폭이 SS의 대역폭과 동일한 경우에 해당한다.
일부 실시예에서, UE는 PBCH의 대역폭으로 구성된다. PBCH의 대역폭을 시그널링하는 몇 가지 대안적인 방법이 아래에 나열된다. 일 예에서, UE는 PBCH의 대역폭을 블라인드 검출하도록 구성되고, UE는 몇 개의 PBCH 대역폭 후보, 예를 들어, M1, M2, (M3, M4)로 구성된다. UE는 블라인드 검출이 정확한지 여부를 확인하기 위해 PBCH에서의 CRC 사용 및 각각의 대역폭 후보를 가정함으로써 PBCH를 블라인드 검출한다.
SS의 시퀀스 ID는 PBCH 대역폭을 표시하기 위해 사용된다. 일 예에서, i 번째 후보 PBCH 대역폭의 경우, SS의 시퀀스 ID는 집합 Ai에 속하고, A1, A2, …는 상호 배타적이다. 이때, UE는 검출된 시퀀스 ID를 기반으로 하여 PBCH 대역폭을 식별할 수 있다. 이는 표 3에 도시된다.
<시퀀스 ID를 기반으로 하는 PBCH 대역폭>
SS에 의해 전달된 셀 ID 또는 클러스터 ID 또는 {셀 ID, 클러스터 ID} 쌍은 PBCH의 대역폭을 표시하기 위해 사용된다. 예를 들어, i 번째 후보 PBCH 대역폭의 경우, 셀 ID(또는 클러스터 ID 또는 {셀 ID, 클러스터 ID} 쌍)는 집합 Bi에 속하고, B1, B2, …는 상호 배타적이다. UE는 검출된 셀 ID(또는 클러스터 ID 또는 {셀 ID, 클러스터 ID} 쌍)을 기반으로 하여 PBCH 대역폭을 식별할 수 있다.
도 11a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 매핑 위치(1100)를 도시한다. 도 11a에 도시된 매핑 위치(1100)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 11a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 위치(1100)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS의 상이한 유형의 동기 신호에 대한 특정 매핑 방법이 PBCH의 대역폭을 표시하기 위해 사용된다. 일 예에서, SS는 PSS 및 SSS를 포함한다. PSS 및 SSS의 매핑 위치는 PBCH의 대역폭을 표시한다. 일 예가 도 11a에 도시된다. 3 가지 매핑 옵션이 있다. 옵션 #0에서, PSS는 하위 부대역에 매핑되고 SSS는 상위 부대역에 매핑된다. 옵션 #1에서, PSS는 상위 부대역에 매핑되고 SSS는 하위 부대역에 매핑된다. 옵션 #2에서, PSS는 중심 부대역에 매핑되고 SSS는 PSS를 둘러싸고 있는 상위 및 하위 부대역에 매핑된다. UE는 PSS 및 SSS의 매핑 옵션을 블라인드 검출한 후, 검출된 매핑 옵션을 기반으로 하여 PBCH 대역폭을 식별할 수 있도록 구성된다.
도 11b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 매핑 위치(1120)를 도시한다. 도 11b에 도시된 매핑 위치(1120)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 11b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 위치(1120)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, SS는 PSS, SSS 및 ESS를 포함한다. PSS, SSS 및 ESS의 매핑은 PBCH의 대역폭을 표시한다. 일 예가 도 11b에 도시된다. 2 가지 매핑 옵션이 있다. 옵션 #1에서, SSS는 하위 부대역에 매핑되고 ESS는 상위 부대역에 매핑된다. 옵션 #2에서, SSS는 상위 부대역에 매핑되고 ESS는 하위 부대역에 매핑된다. UE는 SSS 및 ESS의 매핑을 블라인드 검출한 후, PBCH의 대역폭을 식별하도록 구성된다.
도 11c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 위치(1130)를 도시한다. 도 11c에 도시된 매핑 위치(1130)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 11c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 위치(1130)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
주파수 도메인에서 SS 시퀀스의 매핑 순서는 PBCH의 대역폭을 표시하기 위해 사용된다. 도 11c에 도시된 바와 같은 일 예에서, 옵션 #0에서, SS는 하위 인덱스 RE에서 시작하여 상위 인덱스 RE까지 매핑되고, 옵션 #1에서 SS는 역순으로 매핑된다. UE는 SS의 매핑 순서를 블라인드 검출한 후, 검출된 매핑 순서를 기반으로 하여 PBCH의 대역폭을 식별하도록 구성된다.
도 11d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 위치(1140)를 도시한다. 도 11d에 도시된 매핑 위치(1140)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 11d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 위치(1140)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 11d에 도시된 바와 같은 일 예에서, SS의 PSS 및 SSS를 매핑하는 4 가지 옵션이 있다. 도 11d에 도시된 바와 같이, 옵션 #0에서 PSS 및 SSS는 모두 하위 인덱스 RE에서 시작하여 상위 인덱스 RE까지 매핑되고; 옵션 #1에서 PSS 및 SSS는 모두 역순으로 매핑되고; 옵션 #2에서 PSS는 역순으로 매핑되고 SSS는 하위 인덱스 RE에서 시작하여 상위 인덱스까지 매핑되고; 옵션 #3에서 PSS는 하위 인덱스 RE에서 시작하여 상위 인덱스까지 매핑되고 SSS는 역순으로 매핑된다. UE는 PSS 및 SSS의 매핑 순서를 블라인드 검출한 후, 검출된 PSS 및 SSS의 매핑 순서를 기반으로 하여 PBCH의 대역폭을 식별하도록 구성된다.
일부 실시예에서, 최소 대역폭은 주파수 대역에 대해 구성된 제1 부반송파 간격에 대한 PBCH의 대역폭 및 SS의 대역폭의 조합과 동일하다. 그러한 실시예에서, PBCH 및 SS가 FDM에 의해 멀티플렉싱되는 경우, 최소 대역폭은 SS의 대역폭보다 클 수 있다. PBCH 및 SS가 TDM에 의해 멀티플렉싱되는 경우, 최소 대역폭은 (SS의 대역폭, PBCH의 대역폭)의 최대값일 수 있다.
주어진 최소 대역폭에 대해, 상이한 부반송파 간격 값은 최소 대역폭 내에 상이한 개수의 RE를 생성할 것이다. SS의 시퀀스 길이는 일정하다. 부반송파 간격이 작은 경우, 최소 대역폭 내의 RE 개수는 SS와 PBCH를 모두 매핑할 만큼 크다. 이러한 경우, 오버헤드를 감소시키기 위해 SS 및 PBCH를 FDM 멀티플렉싱하는 것이 좋다. 부반송파 간격이 큰 경우, 최소 대역폭 내의 RE의 개수가 적어서 SS를 매핑하기에는 충분하지만, PBCH를 매핑하기 위한 RE는 많이 남아 있지 않을 수 있다. 이러한 경우, PBCH 전송을 더 견고하게 만들기 위해 SS 및 PBCH를 TDM 멀티플렉싱하는 것이 좋다.
일부 실시예에서, UE는 UE가 초기 액세스 신호에 의해 사용된 부반송파 간격 및 초기 액세스 신호를 검색하는 주파수 대역 중 적어도 하나를 기반으로 하여 PBCH 및 (일부 실시예에서는 제1 SS 및 제2 SS를 포함할 수 있는) SS의 멀티플렉싱 방법(즉, FDM 또는 TDM)을 검출하도록 구성된다.
특정 주파수 대역에 대해, 초기 액세스 신호에 대한 부반송파 간격이 작은 경우, UE는 SS 및 PBCH의 멀티플렉싱이 FDM이라고 가정하도록 구성되고; 초기 액세스 신호에 대한 부반송파 간격이 큰 경우, UE는 SS 및 PBCH의 멀티플렉싱이 TDM이라고 가정하도록 구성된다. 표시 방법은 아래의 표 4 및 표 5에 도시된다. 표 4 및 표 5에서, X의 몇 가지 예시 값은 X = 6, X = 10, X = 30이다. Y의 몇 가지 예시 값은 Y = 15, Y = 30이다. Z의 몇 가지 예시 값은 Z = 60, Z = 120이다.
<표시 방법>
<다른 표시 방법>
일부 실시예에서, 빔 측정 기준 신호(BMRS)는 UE가 개별 빔의 빔 강도/품질을 측정할 수 있도록 제공된다. BMRS는 대안적으로 채널 상태 정보 RS(CSI-RS) 또는 이동성 RS(MRS) 빔 RS(BRS)로 지칭될 수 있다. 일부 실시예에서, BRS는 L3 이동성에 사용될 수 있는 기준 신호를 의미한다. 빔 강도/품질은 RSRP/RSRQ/CQI로 나타낼 수 있다. PBCH 및 BRS의 대역폭에 대한 2 가지 대안이 있다.
도 12a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1200)을 도시한다. 도 12a에 도시된 시스템 대역폭(1200)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 12a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1200)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, BRS의 대역폭은 PBCH의 대역폭과 동일하다. 이러한 예에서, BRS 및 PBCH는 FDM을 통해 멀티플렉싱될 수 있다. 이러한 구성의 장점은 BRS 및 PBCH를 전송하는 오버헤드가 적고, BRS가 PBCH의 디코딩을 위한 복조 기준 신호로 사용될 수 있다는 것이다. 일 예가 도 12a에 도시된다. 도 12a에 도시된 바와 같이, PBCH(830) 및 BRS(840)는 동일한 OFDM 심볼(891)에 매핑되고, FDM을 통해 멀티플렉싱된다.
도 12b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1240)을 도시한다. 도 12b에 도시된 시스템 대역폭(1240)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 12b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1240)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
다른 예에서, BRS 및 PBCH는 TDM을 통해 멀티플렉싱된다. 일 예가 도 12b에 도시된다. 도 12b에 도시된 바와 같이, PBCH(830) 및 BRS(840)는 상이한 OFDM 심볼(891 및 892)에 매핑된다. 이러한 구성의 장점은 더 높은 코딩 이득을 위해 PBCH에 더 많은 RE가 사용된다는 것이다. 그러나, BRS 및 PBCH를 전송하는 오버헤드는 2x이고, PBCH를 디코딩하기 위해 별도의 기준 신호가 필요할 수 있다.
PBCH의 대역폭과 동일한 BRS의 대역폭에 대한 전술한 예의 하나의 단점은 PBCH의 대역폭이 작고 시스템 대역폭이 큰 경우 BRS에서 측정된 RSRP가 전체 시스템 대역폭의 RSRP를 반영하지 못한다는 것이다.
도 13a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1300)을 도시한다. 도 13a에 도시된 시스템 대역폭(1300)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 13a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1300)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
다른 예에서, BRS의 대역폭은 PBCH의 대역폭보다 크다. 일 예에서, BRS BW는 전체 시스템 BW와 동일하다. 이러한 방법의 장점은 BRS에서 측정된 RSRP가 전체 시스템 대역폭의 RSRP를 반영할 수 있다는 것이다. 이러한 대안에서, PBCH 및 BRS는 FDM 또는 TDM을 통해 멀티플렉싱될 수 있다. BRS 및 PBCH를 멀티플렉싱하는 FDM에 대한 일 예가 도 13a에 도시된다. 도 13a에 도시된 바와 같이, BRS(840) 및 PBCH(830)는 동일한 OFDM 심볼(891)에 멀티플렉싱되고 상이한 RE를 차지한다. BRS의 대역폭은 PBCH의 대역폭보다 크다. 그러한 구성은 BRS 및 PBCH를 매핑하는 오버헤드를 감소시킨다. 그러나, 동일한 EPRE가 PBCH 및 BRS에 할당되는 경우, PBCH에 할당된 전체 전력은 시스템 대역폭이 증가함에 따라 감소될 수 있기 때문에 PBCH의 견고성은 저하된다.
도 13b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1320)을 도시한다. 도 13b에 도시된 시스템 대역폭(1320)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 13b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1320)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
BRS 및 PBCH를 멀티플렉싱하는 TDM에 대한 일 예가 도 13b에 도시된다. 도 13b에 도시된 바와 같이, BRS(840) 및 PBCH(830)는 2개의 상이한 OFDM 심볼(891 및 892)에 멀티플렉싱된다. BRS의 대역폭은 PBCH의 대역폭보다 크다. 이러한 구성은 BRS 및 PBCH를 매핑하는 오버헤드를 증가시킨다. 그러나, PBCH는 더 높은 견고성을 가질 수 있다.
다중 빔 기반 시스템에서, SS, PBCH 및 BRS를 전송하기 위해 Tx 빔 스윕 방법이 사용된다. Tx 빔 스윕으로 SS, PBCH 및 BRS를 전송하는 몇 가지 대안이 있다.
도 14a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1400)을 도시한다. 도 14a에 도시된 시스템 대역폭(1400)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 14a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1400)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 실시예에서, 동일한 빔 그룹을 사용하는 SS, PBCH 및 BRS는 FDM을 통해 하나의 OFDM 심볼에 멀티플렉싱된다. 이러한 경우, 하나의 빔 스윕이 필요하다. 일 예가 도 14a에 도시된다. 도 14a에 도시된 바와 같이, SS, PBCH 및 BRS는 동일한 OFDM 심볼(891, 892 및 893)에 매핑되고 FDM을 통해 멀티플렉싱된다. Tx 빔은 OFDM(891, 892 및 893)에 대해 스윕한다. 이러한 매핑 방법의 장점은 SS, PBCH 및 BRS를 전송하는 최소 오버헤드이다. 그러나, 단점은 시스템 대역폭이 작은 경우 RE가 PBCH 및 BRS를 매핑할 만큼 충분하지 않기 때문에 PBCH 커버리지가 모든 방법 중에서 가장 나쁘다는 것이다.
다른 실시예에서, PBCH 및 BRS는 동일한 OFDM 심볼에 매핑되고 FDM을 통해 멀티플렉싱되고, SS 및 PBCH/BRS는 상이한 OFDM 심볼에 매핑되고 TDM을 통해 멀티플렉싱된다. gNB는 2개의 빔 스윕을 수행한다. 제1 빔 스윕은 SS가 매핑되는 L개의 연속적인 OFDM 심볼에 대해 수행되고, 제2 빔 스윕은 PBCH/BRS가 매핑되는 L개의 연속적인 OFDM 심볼에 대해 수행된다.
도 14b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1420)을 도시한다. 도 14b에 도시된 시스템 대역폭(1420)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 14b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1420)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
L=3을 갖는 일 예가 도 14b에 도시된다. 도 14b에 도시된 바와 같이, SS는 OFDM 심볼(891, 892 및 893)에 매핑되고, PBCH 및 BRS는 OFDM 심볼(894, 895 및 896)에 매핑되고, FDM을 통해 멀티플렉싱된다. Tx 빔은 OFDM(891, 892 및 893)에 대해 스윕한다. Tx 빔은 OFDM(894 895 및 896)에 대해 스윕한다.
도 14c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS, BRS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1440)을 도시한다. 도 14c에 도시된 시스템 대역폭(1440)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 14c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1440)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
또 다른 실시예에서, SS 및 PBCH는 동일한 OFDM 심볼에 매핑되고 FDM을 통해 멀티플렉싱되고, BRS 및 PBCH/SS는 상이한 OFDM 심볼에 매핑되고 TDM을 통해 멀티플렉싱된다. gNB는 2개의 Tx 빔 스윕을 수행한다. 제1 빔 스윕은 SS 및 PBCH가 매핑되는 OFDM 심볼에 대해 수행되고, 제2 빔 스윕은 SS가 매핑되는 OFDM 심볼에 대해 수행된다. 일 예가 도 14c에 도시된다. 도 14c에 도시된 바와 같이, SS 및 PBCH는 FDM을 통해 멀티플렉싱되는 OFDM 심볼(891, 892 및 893)에 매핑되고, BRS는 OFDM(894, 895 및 896)에 매핑된다. Tx 빔은 OFDM 심볼(891, 892 및 893)에 대해 스윕한다. Tx 빔은 OFDM 심볼(894, 895 및 896)에 대해 스윕한다.
일부 실시예에서, PBCH 커버리지는 제2 방법과 제3 방법 중에서 선택하는 기준으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 시스템 대역폭이 최소 대역폭과 동일하거나 최소 대역폭보다 훨씬 크지 않은 경우, PHCH 견고성을 위해 제3 방법보다 제2 방법이 더 바람직하다. 예를 들어, 시스템 대역폭이 최소 대역폭보다 훨씬 큰 경우, 제2 방법보다 제3 방법이 더 바람직하다.
일부 실시예에서, SS 및 PBCH는 더 큰 부반송파 간격을 사용하여 전송된다. M배 만큼 부반송파 간격을 증가시키면, 시간 도메인 OFDM 심볼 길이는 1/M까지 감소될 수 있고, 따라서, 동기 성능을 개선하기 위해 하나의 기준 OFDM 심볼 내에서 더 많은 SS 신호 반복이 전송될 수 있다. 부반송파 간격을 증가시키면서 Tx 빔 스윕으로 SS 및 PBCH를 전송하는 몇 가지 대안이 있다.
도 15a는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1500)을 도시한다. 도 15a에 도시된 시스템 대역폭(1500)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 15a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1500)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, (PBCH 및 SS를 포함하여) M개의 짧은 OFDM 심볼(880)이 하나의 기준 OFDM 심볼(891) 내에서 하나의 스윕 빔으로 연속적으로 전송된다. SS는 PSS일 수 있고, 또는 SSS일 수 있고, 또는 함께 FDM된 PSS 및 SSS 둘 다일 수 있다. 이러한 반복은 높은 이동성을 갖는 반송파 주파수 오프셋 추정의 성능을 개선하는 데 도움이 된다. 일 예가 도 15a에 도시된다. 도 15a에 도시된 바와 같이, SS 신호 및 PBCH는 하나의 짧은 OFDM 심볼(880)에서 함께 FDM된다. 2개의 짧은 OFDM 심볼(880)은 하나의 빔으로 연속적으로 전송된다. Tx 빔은 OFDM 심볼(891, 892, 893 및 894)에 대해 스윕된다.
도 15b는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 및 PBCH에 대한 시스템 대역폭(1520)을 도시한다. 도 15b에 도시된 시스템 대역폭(1520)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 15b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 시스템 대역폭(1520)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
다른 예에서, (PBCH 및 SS가 매핑되는) 연속적인 짧은 OFDM 심볼은 상이한 빔을 사용하여 전송된다. Tx 빔은 M개의 짧은 OFDM 심볼에 대해 주기적으로 스윕된다. SS는 PSS일 수 있고, 또는 SSS일 수 있고, 또는 함께 FDM된 PSS 및 SSS 둘 다일 수 있다. 짧은 OFDM 심볼(880)의 반복은 낮은 이동성을 갖는 시나리오에서 반송사 주파수 오프셋 추정의 성능을 개선하는 데 도움이 될 수 있다. 일 예가 도 15b에 도시된다. 도 15b에 도시된 바와 같이, SS 심볼 및 PBCH 심볼은 하나의 짧은 OFDM 심볼(880)에서 함께 FDM된다. OFDM 심볼(891) 내에 있는 2개의 짧은 OFDM 심볼(880)은 상이한 빔을 사용하여 전송된다. OFDM 심볼(891) 및 OFDM 심볼(893) 내에 있는 짧은 OFDM 심볼(880)은 동일한 전송 빔을 사용한다. Tx 빔은 4개의 짧은 OFDM 심볼을 주기성을 갖고 각각의 짧은 OFDM 심볼에 대해 스윕한다.
도 16a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트(1600)를 도시한다. 도 16a에 도시된 SS 버스트(1600)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 버스트(1600)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 16b는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합(1640)을 도시한다. 도 16b에 도시된 SS 블록/버스트/집합(1640)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록/버스트/집합(1640)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SS 버스트 집합은 주기적으로 기간 P로 반복되고, P는 밀리 초 단위로 정수 예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 100 등이다. 그러한 실시예에서, SS 버스트는 연속적인 N2 개의 SS 블록의 집합을 의미하고, N2 는 정수, 예를 들어 1, 2, 3, 4이다.
일부 실시예에서, SS 블록은 TDM, FDM, CDM 또는 하이브리드 방식으로 멀티플렉싱되는 동기 신호, 방송 신호 및 기준 신호의 조합을 포함한다. 셀 커버리지는 SS 버스트 집합을 포함하는 SS 블록에 대한 빔 스윕 방식에 의해 제공된다. SS 버스트 집합 내의 상이한 SS 블록에 상이한 Tx 빔이 사용될 수 있다.
LTE 사양에는 SS 버스트/블록/집합의 개념이 없다. 그러나, 현재의 LTE 시스템 구조는 SS 버스트/블록/집합의 프레임워크에서 특별한 경우로 취급될 수 있고, 여기서, 하나의 SS 버스트 집합은 4개의 SS 버스트를 포함하고, 각각의 SS 버스트는 하나의 SS 블록만으로 구성되고, 하나의 SS 블록은 PSS, SSS 및 PBCH 심볼로 구성된다. 각각의 SS 버스트 집합은 8개의 SS 버스트로 구성되고, 각각의 SS 버스트는 14개의 SS 블록으로 구성된다. 하나의 SS 블록은 도 16a 및 16b에 도시된 바와 같이 FDM된 PSS, SSS, ESS로 구성된다.
일부 실시예에서, SS 버스트 및 SS 버스트 집합 구성의 유연한 구성이 지원된다. 버스트 집합 내에 있는 다수의 SS 버스트(Nburst로 표시), SS 버스트 기간(Pburst로 표시), SS 버스트 집합 기간(Pset) 및 (SS 블록 번호로 나타낼 수 있는) OFDM 심볼 타이밍은 NR-TSS를 통해 gNB에 의해 UE에 또는 대안적으로 NR-PBCH 시그널링을 통해 MIB1에서 사전에 구성될 수 있다. BRS가 각각의 SS 블록에서 멀티플렉싱되는 경우, SS 버스트 집합 기간(Pset)은 BRS 기간에 대응한다. 버스트 집합은 다수의 연속적인 단일 버스트를 포함한다. 이러한 경우, 버스트 또는 버스트 집합을 포함하는 SS 블록에 대한 빔 스윕에 의해 셀 특정 커버리지가 제공된다. Nslot으로 표시된 SS 버스트 크기는 다수의 연속적인 슬롯으로서 구성된다. 일 예에서, 다수의 연속적인 슬롯은 각각 1개, 2개, 또는 4개의 슬롯에 대응한다. 다른 예에서, 다수의 연속적인 슬롯은 각각 2개, 4개, 또는 8개의 슬롯에 대응한다. 슬롯은 Nsym = 7개 또는 Nsym = 14개의 연속적인 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. BRS가 각각의 SS 블록에서 멀티플렉싱되는 경우, Np-포트 BRS에 대한 다수의 빔/빔 ID는 Np*Nslot*Nsym개일 수 있다.
SS 버스트 크기(Nslot)는 TSS를 통해 또는 대안적으로 NR-PBCH를 통해 MIB1에서 표시되고; SS 버스트 집합 기간(Pset)은 미리 정의된 상수, 예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 100 ms이다.
도 16c 내지 도 16e는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합을 도시한다. 도 16c 내지 도 16e에 도시된 SS 블록/버스트/집합의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16c 내지 도 16e는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록/버스트/집합의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 16c 내지 도 16e에 도시된 바와 같이, 버스트 집합에서의 SS 버스트의 세 가지 구성 즉, 크기 1개, 2개 또는 4개 슬롯의 구성이 도시된다. NR-PBCH 컨텐츠는 Nrep개의 연속적인 SS 버스트 집합에 걸쳐 동일하게 만들어지고, 여기서, Nrep = 2 또는 4이다. 이러한 경우, NR-PBCH 기간은 Nrep*Pset에 대응한다. 각 SS 블록 상의 NR-PBCH 또는 NR-TSS는 (OFDM 심볼 번호(들)에 매핑될 수 있는, nblock) SS 블록 ID, SS 버스트 크기, SS 버스트 기간 및 SS 버스트 집합 기간을 표시하는 인덱스를 전달하는데 사용될 수 있다. SS 블록에서 구성 인덱스를 검출할 때, UE는 SS 블록, SS 버스트 및 SS 버스트 집합에 대응하는 그 정보 컨텐츠를 결정할 수 있다.
일 예에서, 그 정보 컨텐츠에 대한 인덱스의 매핑은 표 6 및 표 7에 도시된다. 표 6가 사용되는 경우, 7 비트 정보가 NR-PBCH/TSS로 전달되고; 표 7이 사용되는 경우, 6 비트 정보가 NR-PBCH/TSS로 전달된다. 일 예에서, 하나의 SS 블록은 하나의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때, OFDM 심볼 번호는 nblock mod Nsym이다. 다른 예에서, 하나의 SS 블록은 두 개의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때, 블록을 포함하는 제1 OFDM 심볼 번호는 (2nblock) mod Nsym이다.
<SS 블록 ID, SS 버스트 크기, 버스트 기간 및 버스트 집합 기간 매핑에 대한 인덱스>
<SS 블록 ID, SS 버스트 크기, 버스트 기간 및 버스트 집합 기간 매핑에 대한 인덱스>
일 실시예에서, 버스트 집합은 N burst 개의 버스트를 포함하고, N burst 는 1 또는 2로 구성되고, SS 버스트는 주기적으로 P burst 밀리 초, 예를 들어 5, 10, 20, 40, 80, 및 100 밀리 초마다 반복되고, P burst 는 미리 구성된 상수이다. N slot 으로 표시된 SS 버스트 크기는 다수의 연속적인 슬롯으로 구성된다. 셀 특정 커버리지는 버스트 또는 버스트 집합을 포함하는 SS 블록에 대한 빔 스윕에 의해 제공된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합 기간(Pset)는 N burst * P burst 밀리 초에 대응한다. 일 예에서, 연속적인 슬롯의 수는 1개 또는 2개의 슬롯에 대응한다. 다른 예에서, 연속적인 슬롯의 수는 2개 또는 4개의 슬롯에 대응한다. 슬롯은 Nsym = 7개 또는 Nsym = 14 개의 연속적인 OFDM 심볼을 포함할 수 있다.
BRS가 각 SS 블록에서 멀티플렉싱되는 경우, Np-포트 BRS에 대한 빔/빔 ID의 수는 NP*Nslot*Nsym일 수 있다. SS 버스트 크기(N slot )는 TSS를 통해 또는 대안적으로 NR-PBCH를 통해 MIB1에 표시되고, SS 버스트 집합 기간(P set )은 미리 정의된 상수, 예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 및 100 ms이다. PBCH 컨텐츠는 Nrep개의 연속적인 SS 버스트 집합에 대해 동일하게 만들어지고, Nrep = 2 또는 4이다. 이러한 경우, PBCH 기간은 Nrep*Pset = Nrep*Pburst*N burst 에 대응하고, 이는 인덱스에 의해 표시된 값에 의해 결정된다. 각 SS 블록의 NR-PBCH 또는 TSS는 SS 블록 ID(nblock, OFDM 심볼 번호(들)에 매핑될 수 있음), SS 버스트 크기, SS 버스트 기간 및 SS 버스트 집합 기간을 표시하는 인덱스를 전달하는 데 사용될 수 있다.
SS 블록에서 구성 인덱스를 검출할 때, UE는 SS 블록, SS 버스트 및 SS 버스트 집합에 대응하는 정보 컨텐츠를 결정할 수 있다. 일 예에서, 이들 정보 컨텐츠에 대한 인덱스의 매핑은 표 8 내지 표 9에 도시된다. 표 8 또는 표 9 또는 표 12를 사용하는 경우, NR-PBCH/TSS에 7 비트 정보가 전달되고, 표 9 또는 표 11 또는 표 13을 사용하는 경우, NR-PBCH/TSS에 6 비트 정보가 전달된다. 표 8에 도시된 일 예에서, 도 16f의 구성# 1, 3, 및 4가 사용되고, 하나의 SS 블록은 하나의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때 OFDM 심볼 번호는 nblock mod Nsym이다.
도 16f는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록/버스트/집합 구성(1660)을 도시한다. 도 16f에 도시된 SS 블록/버스트/집합(1660)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16f는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록/버스트/집합의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
표 9에 도시된 다른 예에서, 도 16f의 구성# 1, 3, 및 4가 사용되고 하나의 SS 블록은 2개의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때 블록을 포함하는 제1 OFDM 심볼 번호는 (2nblock) mod Nsym이다.
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
<SS 버스트 및 SS 버스트 집합의 구성>
표 10에 도시된 또 다른 예에서, 도 16f의 구성# 1, 2, 및 4가 사용되고, 하나의 SS 블록은 하나의 OFDM 심볼에 대응하고, OFDM 심볼 번호는 nblock mod Nsym이다. 표 11에 도시된 또 다른 예에서, 구성# 1, 2, 및 4가 사용되고, 하나의 SS 블록은 2개의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때 블록을 포함하는 제1 OFDM 심볼 번호는 (2nblock) mod Nsym이다.
표 12에 도시된 또 다른 예에서, 도 16f의 구성# 1, 2, 3 및 4가 사용되고, 하나의 SS 블록은 하나의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때 OFDM 심볼 번호는 nblock mod Nsym이다. 표 13에 도시된 또 다른 예에서, 구성# 1, 2, 3, 및 4가 사용되고, 하나의 SS 블록은 2개의 OFDM 심볼에 대응하고, 이때 블록을 포함하는 제1 OFDM 심볼 번호는 (2nblock) mod Nsym이다.
일부 실시예에서, 버스트 집합은 Nburst 개의 버스트를 포함하고, Nburst는 1개, 2개, 또는 4개로 구성되고, SS 버스트는 주기적으로 Pburst 밀리 초, 예를 들어 5, 10, 20, 40, 80, 및 100 밀리 초마다 반복되고, Pburst는 미리 구성된 상수이다. N slot 으로 표시된 SS 버스트 크기는 1개의 슬롯으로 구성된다. 셀 특정 커버리지는 버스트 또는 버스트 집합을 포함하는 SS 블록에 대한 빔 스윕에 의해 제공된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합 기간(Pset)은 Nburst * Pburst 밀리 초에 대응한다. 슬롯은 Nsym = 7개 또는 Nsym = 14개의 연속적인 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. BRS가 각 SS 블록에서 멀티플렉싱되는 경우, Np-포트 BRS에 대한 빔/빔 ID의 수는 NP*Nslot*Nsym일 수 있다.
SS 버스트 크기(Nslot)는 TSS를 통해 또는 대안적으로 NR-PBCH를 통해 MIB1에 표시되고, SS 버스트 집합 기간(P set )은 미리 정의된 상수, 예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 및 100 ms이다.
도 16g는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합 구성(1665)을 도시한다. 도 16g에 도시된 SS 블록/버스트/집합(1665)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16g는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록/버스트/집합의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 16g에 도시된 바와 같이, 도 16g는 버스트 집합에서의 SS 버스트의 3 가지 구성을 도시한다. PBCH 컨텐츠는 Nrep개의 연속적인 SS 버스트 집합에 대해 동일하게 만들어지고, Nrep = 2 또는 4이다. 이러한 경우, PBCH 기간은 Nrep*Pset = Nrep*Pburst*N burst 에 대응하고, 이는 인덱스에 의해 표시된 값에 의해 결정된다. 각 SS 블록의 NR-PBCH 또는 TSS는 SS 블록 ID(nblock, OFDM 심볼 번호(들)에 매핑될 수 있음), SS 버스트 크기, SS 버스트 기간 및 SS 버스트 집합 기간을 표시하는 인덱스를 전달하는데 사용될 수 있다. SS 블록에서 구성 인덱스를 검출할 때, UE는 SS 블록, SS 버스트 및 SS 버스트 집합에 대응하는 그들의 정보 컨텐츠를 결정할 수 있다.
일 예에서, 그들의 정보 컨텐츠에 대한 인덱스 매핑은 표 14 및 표 15에 도시된다. 표 14를 사용하는 경우, NR-PBCH/TSS에 7 비트 정보가 전달되고, 표 14를 사용하는 경우, NR-PBCH/TSS에 6 비트 정보가 전달된다. 표 14에 도시된 일 예에서, 하나의 SS 블록은 하나의 OFDM 심볼에 대응하고, OFDM 심볼 번호는 nblock mod Nsym이다. 표 15에 도시된 다른 예에서, 하나의 SS 블록은 2 개의 OFDM 심볼에 대응하고, 블록을 포함하는 제1 OFDM 심볼 번호는 (2nblock) mod Nsym이다.
초기 액세스 동안 UE가 획득해야 하는 정보는 셀 ID, MIB, (슬롯 단위로) SS 버스트 집합 크기, SS 블록 인덱스 및 SS 슬롯 인덱스를 포함한다. SIB-1 및 나머지 최소 시스템 정보는 주기적으로 전송될 수 있고, 전송 타이밍은 시스템 프레임 번호(SFN) 및 슬롯 번호로 기술된다. 따라서, 시스템 설계는 UE가 초기 액세스의 초기 단계, 예를 들어 PBCH 디코딩에서 이들 번호를 획득할 수 있도록 설계될 수 있다.
SS 블록은 NR-PSS, NR-SSS, NR-TSS 및 NR-PBCH를 포함할 수 있고, 이들 타이밍 정보(슬롯 번호 및 SS 블록 인덱스)는 SS 블록 내에서 멀티플렉싱된 그들의 신호로 제공될 수 있다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS를 통해 표시될 수 있고, 슬롯 번호는 PBCH의 MIB에 표시된다. 대안적으로, SS 블록 인덱스 및 슬롯 번호는 모두 NR-TSS를 통해 표시될 수 있다. 대안적으로, SS 블록 인덱스는 NR-TSS를 통해 표시되고, 슬롯 번호는 슬롯-번호-특정 스크램블링 시퀀스를 사용하는 상이한 NR-PBCH 스크램블링 시퀀스를 적용함으로써 표시된다. NR에서, 10 ms의 무선 프레임 내의 슬롯 수는 디폴트 부반송파 간격에 따라 달라진다.
디폴트 부반송파 간격이 60 kHz이고, 슬롯 길이가 0.25ms인 경우, 하나의 무선 프레임은 40개의 슬롯에 대응한다. 디폴트 부반송파 간격이 15 kHz 또는 30 kHz인 경우, 하나의 무선 프레임은 각각 10개의 슬롯 또는 20개의 슬롯에 대응한다. SS 블록을 전달할 수 있는 무선 프레임은 사양에 사전 정보로서 미리 결정될 수 있다. SS 블록을 전달할 수 있는 무선 프레임 각각에서, SS 블록을 전달할 수 있는 슬롯은 블라인드 디코딩 복잡성 또는 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 사양에서 미리 결정될 수도 있다. 예를 들어, 무선 프레임 각각에서 최대 S개의 슬롯이 SS 블록을 전달하도록 설계될 수 있다.
60 kHz 부반송파 간격을 사용하는 경우, S = 4이고, SS 블록을 전달하는 슬롯은 예를 들어, {0, 1, 2, 3} 또는 {0, 10, 20, 30} 등이다. 30 kHz 부반송파 간격을 사용하는 경우, S = 2이고, SS 블록을 전달하는 슬롯은, 예를 들어, {0, 1} 또는 {0, 10} 등이다. MIB 또는 SIB에서 슬롯 번호를 표시하기 위해, log2(S) 비트 필드가 사용될 수 있고, 또는 대안적으로, log2(S) 비트 슬롯 번호 정보가 다른 정보와 함께 공동으로 코딩될 수 있다. 무선 프레임에서 매핑될 수 있는 슬롯(S)의 최대 수는 부반송파 간격 특정 또는 대역 특정일 수 있다. 일 예에서, 60 kHz, 30 kHz 및 15 kHz 디폴트 부반송파 간격에 대해(6 내지 40GHz 범위, 2 내지 6GHz 범위, 및 최대 2GHz 범위에 대해) 각각 S = 4, 2, 1이다.
도 16h는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합(1670)을 도시한다. 도 16h에 도시된 SS 블록/버스트/집합(1670)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16h는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록/버스트/집합의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 16h에 도시된 바와 같이 일 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 연속적인 슬롯 즉, 슬롯{0, 1, 2, 3}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. SS 블록의 슬롯 인덱스는 0, 1, 2, 또는 3일 수 있다. NR-PBCH에서, SS 블록에 대한 슬롯 인덱스를 전달하기 위해 2 비트 정보가 사용될 수 있다. SS 버스트 집합 크기 즉, 1개, 2개 또는 4개의 연속 슬롯을 전달하기 위해 NR-PBCH에서 다른 2 비트 정보가 사용될 수 있다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS에 의해 전달될 수 있다.
도 16h에 도시된 바와 같은 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 연속적인 슬롯 즉, 슬롯{0, 1, 2, 3}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. SS 블록의 슬롯 인덱스는 0, 1, 2, 또는 3일 수 있다. NR-PBCH에서, 슬롯 인덱스 및 SS 버스트 크기는 둘 다 NR-PBCH에서 스크램블링된다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS에 의해 전달될 수 있다.
도 16h에 도시된 바와 같이, 또 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 연속적인 슬롯 즉, 슬롯{0, 1, 2, 3}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. SS 블록의 슬롯 인덱스는 0, 1, 2, 또는 3일 수 있다. NR-PBCH에서, 슬롯 인덱스는 NR-PBCH에서 스크램블링된다. SS 버스트 집합 크기 즉, 1개, 2개 또는 4개의 연속 슬롯을 전달하기 위해 NR-PBCH에서 2 비트 정보가 사용될 수 있다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS에 의해 전달될 수 있다.
도 16h에 도시된 바와 같이, 또 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 연속적인 슬롯 즉, 슬롯{0, 1, 2, 3}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. SS 블록의 슬롯 인덱스는 0, 1, 2, 또는 3일 수 있다. 슬롯 인덱스, SS 버스트 크기 및 SS 블록 크기는 NR-TSS에서 모두 전달된다.
도 16i는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록/버스트/집합(1675)을 도시한다. 도 16i에 도시된 SS 블록/버스트/집합(1675)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 16i는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록/버스트/집합의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 16i에 도시된 또 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 분산된 슬롯 즉, 슬롯{0, 10, 20, 30}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. NR-PBCH에서, SS 블록에 대한 슬롯 인덱스를 전달하기 위해 2 비트 정보가 사용될 수 있다. SS 버스트 집합 크기 즉, 1개, 2개 또는 4개의 슬롯을 전달하기 위해 다른 2 비트 정보가 사용될 수 있다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS에 의해 전달될 수 있다.
도 16i에 도시된 바와 같은 또 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 분산된 슬롯 즉, 슬롯{0, 10, 20, 30}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. NR-PBCH에서, 슬롯 인덱스 및 SS버스트 크기는 모두 NR-PBCH에서 스크램블링된다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS에 의해 전달될 수 있다.
도 16i에 도시된 바와 같은 또 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 분산된 슬롯 즉, 슬롯{0, 10, 20, 30}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. NR-PBCH에서, 슬롯 인덱스는 NR-PBCH에서 스크램블링된다. SS 버스트 집합 크기 즉, 1개, 2개 또는 4개의 연속적인 슬롯을 전달하기 위해 NR-PBCH에서 2 비트 정보가 사용될 수 있다. SS 블록 인덱스는 NR-TSS에 의해 전달될 수 있다.
도 16i에 도시된 바와 같은 또 다른 예에서, 60 kHz의 디폴트 부반송파 간격이 사용된다. 무선 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 블록을 전달하기 위해 4개의 분산된 슬롯 즉, 슬롯{0, 10, 20, 30}이 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 집합은 하나의 SS 버스트로 구성되고, 버스트는 4개의 슬롯을 차지한다. 슬롯 인덱스, SS 버스트 크기 및 SS 블록 크기는 NR-TSS에서 모두 전달된다.
일부 실시예에서, SS 블록 ID 및 구성 번호에 대한 정보는 공동으로 코딩되고, TSS를 통해 표시된다. 예를 들어, 구성 인덱스는 버스트 집합 내의 버스트 수, 슬롯 내의 블록 인덱스 및 슬롯 번호 중 적어도 하나를 표시한다.
표 10는 SS 블록 ID 및 SS 버스트 구성이 전술한 실시예와 관련이 있는 일 예를 도시한다. 버스트 집합 내의 버스트 수는 1개, 2개 또는 4개로 구성될 수 있다. 각각의 경우, UE는 방송 시그널링 예를 들어, PBCH 또는 TSS에 의해 슬롯 내의 슬롯 번호 및 슬롯 블록 인덱스를 모두 표시하는 구성 인덱스를 수신할 수 있다. 표 10의 특정 예에서, 구성 인덱스를 인코딩하기 위해 필요한 비트의 수는 98개 상태 중 하나를 표시하는 X = 7 비트이다.
하나의 방법에서, NR-TSS 시퀀스는 LTE의 M 시퀀스 조합을 여전히 사용할 수 있다.
다른 방법에서, NR-TSS 시퀀스는 상이한 루트 인덱스 및/또는 순환 시프트를 갖는 ZC 시퀀스 집합이 사용되는 ZC 시퀀스를 사용할 수 있다.
또 다른 방법에서, NR-TSS는 정진폭 제로 자기 상관(constant amplitude zero autocorrelation, CAZAC) 특성, 예를 들어 일반화된 ZC 시퀀스를 갖는 다른 시퀀스를 사용할 수 있다.
또 다른 방법에서, NR-TSS는 레이트 매칭을 갖는(아마도 순환 중복 검사(CRC)를 갖는) 인코딩된 메시지에 의해 구성될 수 있다.
도 17a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 TDM된 동기 신호(1700)를 도시한다. 도 17a에 도시된 TDM된 동기 신호(1700)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1700)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
본 발명의 일부 실시예에서, "서브프레임" 또는 "시간 슬롯"은 "시간 간격 X"를 지칭하는 다른 이름이고, 또는 그 반대이다.
도 17a에 도시된 바와 같이 일부 실시예에서는 TDM된 동기 신호 및 NR-PBCH가 고려된다. 일부 예에서, NR-TSS(1706) 및 NR-PBCH(1705)는 FDM된다. NR-PSS는 하나의 OFDM 심볼(1792)을 차지하고, NR-SSS는 하나의 OFDM 심볼(1793)을 차지한다. NR-PBCH(1705) 및 NR-TSS(1706)는 2 개의 OFDM 심볼(1791 및 1794)을 차지한다. OFDM 심볼(1794)은 OFDM 심볼(1791)의 반복이다. 일부 실시예에서, NR-TSS(1706)는 다른 이름 예를 들어, NR-PBCH(1705)를 가질 수 있고, NR-PBCH(1705)는 소프트 조합을 지원하지 않는 추가 정보를 전달한다.
도 17b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 TDM된 동기 신호(1740)를 도시한다. 도 17b에 도시된 TDM된 동기 신호(1740)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1740)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 17c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호(1760)를 도시한다. 도 17c 도시된 TDM된 동기 신호(1760)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1760)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서는 동기 신호, 방송 신호 및 기준 신호의 하이브리드 멀티플렉싱이 고려된다. 동기 신호, 방송 신호 및 기준 신호의 멀티플렉싱은 BRS 또는 전용 DMRS일 수 있다. 상이한 전송 포트를 위한 기준 신호의 멀티플렉싱은 FDM 및 TDM의 하이브리드 멀티플렉싱 또는 CDM으로 구성될 수 있다. 부반송파 간격은 최소 시스템 대역폭이 288개의 사용 가능한 리소스 요소로 분할되고 하나의 SS 블록이 4개의 연속적인 OFDM으로 구성되도록 구성될 수 있다. 더 정밀한 CFO 추정을 획득하기 위해 UE 측에서 특정 알고리즘이 적용될 수 있도록 기준 신호를 갖는 2개의 반복적인 NR-PBCH가 전송된다. 전용 채널 NR-TSS는 SS 블록 인덱스 및 SS 블록 구성에 대한 정보를 전달하기 위해 구성된다.
도 17d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호(1770)를 도시한다. 도 17d에 도시된 TDM된 동기 신호(1770)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1770)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 17d에 도시된 바와 같이, SS 블록은 NR-PBCH(1705), NR-PSS(1714), NR-SSS(1715), NR-TSS(1716), 및 BRS(1703)를 포함한다. 최소 시스템 대역폭(1701)이 120 kHz 부반송파 간격을 갖는 40MHz이거나 240 kHz 부반송파 간격을 갖는 80MHz인 경우, 사용 가능한 리소스 요소의 수는 최대 NRE=288개일 수 있다. SS 블록은 4개의 연속적인 OFDM 심볼(1791, 1792, 1793, 및 1794)을 차지할 수 있다. NR-PSS(1714) 및 BRS(1703)는 OFDM 심볼(1792)에서 FDM되고, NR-SSS(1715) 및 NR-TSS(1716)는 OFDM 심볼(1793)에서 FDM된다. NR-PBCH(1705) 및 기준 신호(예를 들어, 1706, …, 1713)는 OFDM 심볼(1791 및 1794)에서 전송되고, 1791 및 1794는 동일한 심볼이다. 구체적으로, NR-PSS(1714)는 OFDM 심볼(1792)에서 중앙에 있는 12개의 RB를 차지하지만, BRS는 왼쪽에 있는 12개의 RB 즉, 114개의 리소스 요소를 차지한다. 도 17d에 도시된 바와 같이, OFDM 심볼(1793)에서, NR-SSS(1715) 및 NR-TSS(1716)는 각각 12개의 RB를 차지한다. RS를 갖는 두 개의 반복적인 NR-PBCH는 전체 제1 및 제4 심볼(즉, 1791 및 1794)를 차지한다. 최대 8개의 전송 포트를 지원하기 위해, NR-PBCH(1705)의 복조를 위한 특정 리소스 요소 즉, 1706, …, 1713이 TDM도 되고 FDM도 된다, 예를 들어, RS(1606)는 포트 0용이고, RS(1707)는 포트 1용이고, RS(1708)는 포트 2용이고, RS(1709)는 포트 3용이고, RS(1710)는 포트 4용이고, RS(1711)는 포트 5용이고, RS(1712)는 포트 6용이고, RS(1713)는 포트 7용이다.
도 17e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호(1780)을 도시한다. 도 17e에 도시된 TDM된 동기 신호(1780)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17e는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1780)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 17f는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호(1790)을 도시한다. 도 17f에 도시된 TDM된 동기 신호(1790)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17f는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1790)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 17g는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 TDM된 동기 신호(1795)을 도시한다. 도 17g에 도시된 TDM된 동기 신호(1795)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 17g는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, TDM된 동기 신호(1795)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다. 일부 실시예에서, 낮은 수준에서 UE에 의해 경험된 대기 시간을 유지하면서 UE 및 네트워크 모두의 전력 소비를 줄일 수 있는 SS 버스트 집합의 효율적인 구성이 고려된다. SS 버스트 집합 내의 모든 N2 개의 SS 블록은 N1 개의 시간 슬롯으로 매핑된다. SS 블록은 이들 매핑된/선택된 시간 슬롯(예를 들어, 선택된 슬롯) 내에서만 전송된다. 선택된 슬롯 내에서, N3 개의 OFDM 심볼이 N4 개의 SS 블록을 전송하기 위해 선택될 수 있고, 이러한 경우, 하나의 SS 블록은 N3/N4 개의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, N1, N2, N3, 및 N4는 정수이다.
그러한 실시예에서 제1 매핑 패턴은 프레임의 시작부터 처음 N1 개의 연속적인 시간 슬롯을 선택한다. 선택된 슬롯 내에서, SS 블록을 전달하기 위해 마지막 N3 개의 연속적인 OFDM이 선택된다.
도 18a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 OFDM 프레임 구조(1800)를 도시된다. 도 18a에 도시된 OFDM 프레임 구조(1800)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 18a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, OFDM 프레임 구조(1800)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 18a에 도시된 바와 같은 일 실시예에서, 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 버스트 집합 내에서 전송하기 위해 96개의 SS 블록이 필요하다. SS 블록을 전송하기 위해 총 24개의 슬롯 즉, 슬롯 0, 1, 2, …, 23이 선택된다. 각각의 선택된 슬롯, 예를 들어, 슬롯 0(1801) 내에서, 16개의 OFDM(1811)을 차지할 수 있는 4개의 SS 블록이 전송된다. 선택된 슬롯(1801)에서 선택되지 않은 OFDM 심볼(1813)은 제어 신호 또는 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다. 선택되지 않은 슬롯(1804)은 제어 또는 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다.
다른 실시예에서, 매핑 패턴은 프레임의 시작부터 마지막 N1 개의 연속적인 시간 슬롯을 선택한다. 선택된 슬롯 내에서, SS 블록을 전달하기 위해 마지막 N3 개의 연속적인 OFDM이 선택된다.
도 18b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 OFDM 프레임 구조(1840)를 도시한다. 도 18b에 도시된 OFDM 프레임 구조(1840)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 18b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, OFDM 프레임 구조(1840)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 18b에 도시한 바와 같은 일 예에서, 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 버스트 집합 내에서 전송하기 위해 96개의 SS 블록이 필요하다. SS 블록을 전송하기 위해 총 24개의 슬롯 즉, 슬롯 16, 17, 18, …, 39가 선택된다. 각각의 선택된 슬롯, 예를 들어, 슬롯(1801) 내에서, N3=16개의 OFDM 심볼(1811)을 차지할 수 있는, N4=4개의 SS 블록이 전송된다. 선택된 슬롯(1801)에서 선택되지 않은 OFDM 심볼(1813)은 제어 신호 또는 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다. 선택되지 않은 슬롯(1804)은 제어 신호 또는 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 매핑 패턴은 프레임의 시작부터 처음 N1 개의 연속적인 시간 슬롯을 선택한다. 선택된 슬롯 내에서, 슬롯의 시작부터 처음 N5 개의 OFDM 심볼 및 마지막 N6 개의 OFDM 심볼이 제어 및 데이터를 위해 예약되는 SS 블록을 전달하기 위해 N3 개의 연속적인 OFDM이 선택된다.
도 18c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 OFDM 프레임 구조(1860)를 도시한다. 도 18c에 도시된 OFDM 프레임 구조(1860)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 18c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, OFDM 프레임 구조(1860)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 18c에 도시된 바와 같은 일 예에서, 프레임은 40개의 슬롯으로 구성되고, SS 버스트 집합 내에서 전송하기 위해 96개의 SS 블록이 필요하다. SS 블록을 전송하기 위해 총 24개의 슬롯 즉, 슬롯 0, 1, 2, …, 23이 선택된다. 각각의 선택된 슬롯, 예를 들어, 슬롯 0 내에서, N3=16개의 OFDM을 차지할 수 있는, N4=4개의 SS 블록이 전송된다. 처음 선택된 OFDM 심볼(1821)은 슬롯의 제1 OFDM 심볼로부터 N5=2 개 OFDM 심볼의 오프셋을 갖는다. 선택된 슬롯(1801)에서 선택되지 않은 OFDM 심볼은 제어 신호 또는 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다. 선택되지 않은 슬롯은 제어 신호 또는 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다.
UE 관점에서, 디폴트로, UE는 gNB가 SS 블록을 전송할 수 있는 (프레임, 슬롯 및 OFDM 심볼의 관점에서) 위치의 단일 집합이 존재한다는 것만 알 수 있다. 일 예에서, SS 버스트 집합 내 모든 SS 블록을 매칭하는 슬롯은 하나 이상의 무선 프레임 내에서 선택된다. 다른 예에서, 각 SS 블록의 시간 위치는 선택된 슬롯 내 OFDM 심볼의 집합에 대응한다. 또 다른 예에서, 하나의 슬롯은 SS 블록의 특정 수, 예를 들어, 1개, 2개, …까지 포함할 수 있다. 또 다른 예에서, SS 블록은 상이한 슬롯에 매핑될 수 있지만, OFDM 심볼 인덱스의 동일 집합이 SS 블록을 매핑하기 위해 사용된다.
그러나, 상이한 전개 시나리오에 따라, gNB는 셀을 커버하기 위해 그렇게 많은 SS 블록을 전송할 필요가 없다. 다시 말해서, gNB는 SS 블록을 전송하기 위해 정의된 리소스의 일부만 사용하면 된다. 이러한 경우, UE는 SS 버스트 집합의 실제 구성 즉, 어떤 슬롯이 프레임에서 선택되는 지, SS 버스트 전송을 위해 슬롯에서 어떤 OFDM 심볼이 선택되는 지에 대한 정보를 얻을 필요가 있다.
일부 실시예에서, 실제로 전송된 SS 블록의 효율적인 구성 및 표시가 디폴트 SS 버스트 집합에서 고려된다. 표시된 정보는 SS 블록 전송을 위해 슬롯에서 선택된 OFDM 심볼의 수 및 프레임 내에서 선택된 슬롯의 수를 포함할 수 있다. 그러한 실시예에서, 디폴트 부반송파 간격이 120 kHz인 경우에는 슬롯이 28개의 OFDM 심볼을 포함하고, 디폴트 부반송파 간격이 240 kHz인 경우에는 슬롯이 56개의 OFDM 심볼을 포함한다고 가정한다.
일부 실시예에서, SS 버스트 집합 내의 SS 블록은 주파수 대역 및/또는 디폴수 부반송파 간격마다 고정되는, SS 블록을 전달하기 위한 각 슬롯 내 OFDM 심볼의 고정 개수(N3) 및 슬롯의 가변 개수(N4)에 따라 시간 주파수 리소스에 매핑된다.
상이한 반송파 주파수 또는 상이한 부반송파 간격을 사용하는 경우, N3는 상이할 수 있다. 일 예에서, 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, N4=4개의 SS 블록을 전송하기 위해 슬롯 내의 N3 =16개 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 다른 예에서, 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, N4=8개의 SS 블록을 전송하기 위해 슬롯 내 N3 =32개 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 또 다른 예에서, 부반송파 간격이 15 kHz 또는 30 kHz인 경우, 1개의 SS 블록을 전송하기 위해 슬롯 내 N3 =4개 OFDM 심볼이 사용될 수 있다.
초기 액세스 UE는 gNB가 반송파 주파수를 기반으로 하여 최대 수의 슬롯 즉, N1 max 개를 사용할 수 있다고 가정할 수 있다. 그러나, 연결된 UE 또는 유휴 UE의 경우, UE는 gNB로부터의 정보를 디코딩함으로써 프레임에서 얼마나 많은 슬롯이 SS 블록 전송에 사용되는지 통보받을 수 있다. 이러한 목적을 위해 SS 블록 매핑에 사용된 슬롯의 수(N1으로 표시)가 UE에 표시될 수 있다. N1이 표시되는 경우, UE는 SS 버스트 집합의 SS 블록을 매핑하기 위해 사용된 모든 슬롯 중에서 처음 N1개의 슬롯이 SS 블록 매핑에 사용되고, 나머지 슬롯은 데이터/제어 수신에 전부 사용할 수 있다고 가정할 수 있다. 대안적으로, UE는 마지막 N1개의 슬롯이 SS 블록 매핑에 사용된다고 가정할 수 있다. 대안적으로, UE가 SS 블록을 갖는 o 번째 슬롯으로부터 카운팅된 N1개의 슬롯이 SS 블록 매핑에 사용된다고 가정할 수 있는 경우에 UE는 추가적으로 슬롯 오프셋 값(o)으로 표시된다.
일부 실시예에서, SS 버스트 집합 내의 SS 블록은 주파수 대역마다 고정되는, 프레임 내 슬롯의 고정 개수(N4) 및 (짧은) OFDM 심볼의 가변 개수(N3)에 따라 시간 주파수 리소스에 매핑된다.
초기 액세스 UE의 경우, UE는 gNB가 OFDM 심볼의 최대 수 즉, N3 max 개를 사용할 수 있다고 가정할 수 있다. 연결된 UE 또는 유휴 UE의 경우, UE는 gNB로부터의 정보를 디코딩함으로써 SS 블록을 가질 수 있는 각 슬롯에서 얼마나 많은 OFDM 심볼이 SS 블록 전송에 사용되는지 통보받을 수 있다. 이러한 목적을 위해 각 슬롯에서 SS 매핑에 사용된 OFDM 심볼의 수(N3로 표시)가 UE에 표시될 수 있다. N3가 표시되는 경우, UE는 SS 버스트 집합의 SS 블록을 매핑하기 위해 사용된 모든 슬롯에서 처음 N3개의 OFDM 심볼이 SS 블록 매핑에 사용되고, 이들 슬롯의 나머지 OFDM 심볼은 데이터/제어 수신에 전부 사용할 수 있다고 가정할 수 있다. 대안적으로, UE는 마지막 N3개의 OFDM 심볼이 SS 블록 매핑에 사용된다고 가정할 수 있다. 대안적으로, UE가 SS 블록을 갖는 o 번째 OFDM 심볼로부터 카운팅된 N3개의 OFDM 심볼이 SS 블록 매핑에 사용된다고 가정할 수 있는 경우, UE는 추가적으로 OFDM 심볼 오프셋 값(o)으로 표시된다.
일 예에서, N3에 대한 후보 값은 부반송파 간격이 240 kHz인 경우에는 {4, 8, 16, 32}(이러한 경우, 하나의 슬롯은 4*14 = 56개의 짧은 OFDM 심볼을 포함하고, 긴 OFDM 심볼에 대한 후보는 {1, 2, 4, 8}); 부반송파 간격이 120 kHz인 경우에는 {2, 4, 8, 16}(이러한 경우, 하나의 슬롯은 2*14 = 28개의 짧은 OFDM 심볼을 포함하고, 긴 OFDM 심볼에 대한 후보는 {1, 2, 4, 8})일 수 있다. 다른 예에서, 부반송파 간격이 15 kHz 또는 30 kHz인 경우 N3는 4개로 미리 구성될 수 있다.
일부 실시예에서, 프레임 내 연속적인 슬롯의 수(N4) 및 슬롯 내 연속적인 OFDM 심볼의 수(N3)는 모두 융통성이 있다. 초기 액세스 UE의 경우, UE는 gNB가 최대 수의 OFDM 심볼 및 슬롯을 사용할 수 있다고 가정할 수 있다. 그러나, 연결된 UE 또는 유휴 UE의 경우, UE는 gNB로부터의 정보를 디코딩함으로써 정확히 얼마나 많은 OFDM 심볼 및 슬롯이 프레임에서 사용되는지 알 수 있다.
슬롯 및/또는 OFDM 심볼의 수에 대한 정보는 방송 시그널링(PBCH의 MIB, 이차 방송 채널의 RMSI 또는 PDSCH의 SIB) 또는 UE 특정 RRC 시그널링을 통해 시그널링될 수 있다.
도 18d는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트에 대한 OFDM 프레임 구조(1880)를 도시한다. 도 18d에 도시된 OFDM 프레임 구조(1880)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 18d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, OFDM 프레임 구조(1880)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 18d에 도시된 바와 같이, SS 버스트 집합은 시간에 맞춰 주기적으로 반복되지만 SS 버스트 집합을 포함하는 SS 블록은 전체 기간에 걸쳐 있지 않을 수 있다. 그러한 경우, SS 버스트 집합 지속 시간은 SS 버스트 집합 주기성보다 짧을 수 있다. SS 버스트 집합 지속 시간은 SS 버스트 집합을 포함하는 제1 SS 블록과 마지막 SS 블록 간 시간 차로 정의될 수 있다.
SS 버스트 집합 내에서, SS 블록은 연속 또는 분산 방식으로 매핑될 수 있다. 다수의 SS 블록이 연속적으로 매핑되어 SS 블록의 전체 지속 시간이 길어지면, 낮은 대기 시간 서비스에 이용할 수 있는 리소스가 없을 수 있다. 따라서, 연속적인 SS 블록이 매핑될 지속 시간은 짧게 유지될 수 있다.
주어진 지속 시간에 대해, 연속적으로 매핑될 수 있는 SS 블록의 수는 부반송파 간격 수비학에 따라 상이하게 결정된다. SS 블록의 수는 SS 부반송파 간격에 따라 변경된다. 지속 시간에 매핑될 수 있는 SS 블록의 수가 15 kHz의 SS 부반송파 간격으로 N1 개이면, 다른 SS 부반송파 간격 값을 갖는 SS 블록의 수는 표 16에 따라 비례적으로 도출될 수 있다.
N1의 가능한 값은 = 0.5, 1, 2, …이고, 여기서, N1=0.5는 SS 블록이 여러 지속 시간에 걸쳐 분할되어야 함을 의미한다. SS 블록을 2개의 지속 시간으로 분할하는 몇 가지 방법이 있다. 일 예에서, PSS/SSS는 제1 슬롯에 매핑되고, PBCH (및 TSS)는 제2 슬롯에 매핑된다. 여기서, 지속 시간은 15 kHz에 따라 정의된 슬롯 길이에 대응할 수 있고, 이는 예를 들어, 0.5 ms 또는 1 ms일 수 있다.
<부반송파 간격 및 SS 블록 수>
지속 시간은 SS 버스트 지속 시간으로도 지칭될 수 있고, SS 버스트 집합 지속 시간에 매핑된 하나 이상의 SS 블록은 SS 버스트로 지칭될 수 있다. SS 버스트 집합 지속 시간은 SS 버스트에서 제1 SS 블록과 마지막 SS 블록 간 시간 차로 정의될 수 있다. SS 버스트는 SS 버스트 집합 내에서 별도로 매핑되기 때문에 제어/데이터가 낮은 대기 시간으로 전송될 수 있다.
도 18e는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 버스트에 대한 OFDM 프레임 구조(1885)를 도시한다. 도 18e에 도시된 OFDM 프레임 구조(1885)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 18e는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, OFDM 프레임 구조(1885)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS 버스트는 SS 버스트 집합 지속 시간 내에서 듀티 사이클로 반복될 수 있다. SS 버스트, SS 버스트 집합 지속 시간, SS 버스트 집합 지속 시간에 대한 SS 버스트 듀티 사이클이 도 18e에 도시된다. SS 버스트 지속 시간, SS 버스트 집합 지속 시간 및 SS 버스트 듀티 사이클은 대기 시간 요건 및 UE 전력 요건을 기반으로 하여 최적화되어야 하는 설계 파라미터이다. 일 예에서, SS 버스트 듀티 사이클은 1 ms이고, SS 버스트 지속 시간은 f ms이고, f는 1 ms 미만, 예를 들어, f = 0.5, f =0.25 등이다.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 수비학 조합(1900)을 도시한다. 도 19에 도시된 수비학 조합(1900)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 19는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 수비학 조합(1900)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 19는 SS 블록 매핑 및 그에 따른 시간 도메인 및 주파수 도메인 리소스 사용을 위한 가능한 수비학 조합을 도시한다. 상이한 반송파(또는 서빙 셀, 구성 요소 반송파, 주파수 대역)에 대해서, SS 블록 매핑을 위해 상이한 부반송파 간격 값이 할당될 수 있다. 가능한 부반송파 간격 값은 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz이다.
슬롯 당 OFDM 심볼의 수는 상이한 부반송파 간격 값에 대해 상이할 수 있다. 3GPP의 NR 협약에 따르면, 120 kHz 및 240 kHz에 대해서, 14개의 OFDM 심볼이 슬롯에 포함된다. 반면에, 15 kHz 및 30 kHz에 대해서는 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개와 14개 사이에서 결정된다.
SS/최소 BW가 부반송파 간격에 비례하여 스케일링됨에 따라, SS 블록 매핑을 위한 부반송파의 수(또는 OFDM 심볼에서의 리소스 요소의 수)는 부반송파 간격과 관계없이 동일하게 유지된다. OFDM 심볼의 공통 수가 부반송파 간격 값과 관계없이 SS 블록을 포함하기 위해 사용되면, 슬롯에서 매핑될 수 있는 SS 블록의 수는 후술되는 바와 같이 슬롯 수비학의 선택에 따라 달라진다.
15 kHz 및 30 kHz 부반송파 간격을 갖는 슬롯 내 OFDM 심볼의 수가 7개라고 가정하면, 각 슬롯에서 멀티플렉싱될 수 있는 SS 블록의 수(N1)는 {120, 240} kHz를 갖는 수(N2)의 {15, 30} kHz의 부반송파 간격 값을 갖는 절반, 즉 N2 = 2N1이다. 대안적으로, 15 kHz 및 30 kHz 부반송파 간격을 갖는 슬롯 내 OFDM 심볼의 수가 14개라고 가정한다. 그러한 경우, N2 = N1이다.
UE 측정에 대한 대기 시간 측면 및 전력 효율을 고려할 때, N1의 좋은 선택은 {15, 30} kHz 부반송파 간격에 대해 슬롯 당 7개의 OFDM 심볼인 경우에는 0.5 또는 1이고; {15, 30} kHz 부반송파 간격에 대해 슬롯 당 14개의 OFDM 심볼인 경우에는 1 또는 2이다.
NR의 중요한 특징 중 하나는 eMBB 서비스로 멀티플렉싱될 수 있는 낮은 대기 시간을 허용하는 것이다. 대기 시간 요건은 1 ms 정도로 엄격하기 때문에 SS 블록 매핑 설계는 구성된 수비학에 관계없이 각 1 ms 내에 일부 시간 도메인 리소스를 데이터 전송에 사용할 수 있게 할 수 있다. 각 SS 블록은 약 4개 내지 6개의 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 각 SS 블록이 4개의 OFDM 심볼을 포함하는 경우, 예를 들어, SS 블록의 시간 도메인 밀도는 표 8에 도시된 바와 같이, 1 ms 지속 시간에서 0.3과 동일하게 유지될 수 있다. 시간 도메인 밀도가 주어지면, 1 ms 지속 시간에서의 SS 블록의 수는 부반송파 간격 값이 α배 만큼 증가할 때 α배 만큼 증가하고, 이는 SS 블록 지속 시간이 α배 만큼 줄어들기 때문이다.
<SS 블록의 시간 도메인 밀도>
시간 도메인 밀도가 상이한 수비학에 대한 이들 값에 따라 선택되는 경우, 1 ms 내에서 시간 도메인 리소스의 적어도 (1-f) 분율은 낮은 대기 시간 또는 다른 데이터 전송에 사용할 수 있고, 시간 도메인 리소스의 최대 f 분율은 SS 블록 전송에 사용된다. 표 17에서, f = 0.3 은 예로서 사용되었다.
SS 버스트 집합은 SS 블록을 포함하는 1 ms 간격 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 2 가지 예가 고려된다. 일 예(예 A)에서는 2개의 SS 버스트가 SS 버스트 집합을 구성하고, 다른 예(예 B)에서는 4개의 SS 버스트가 SS 버스트 집합을 구성한다. 15 kHz 부반송파 간격이 사용되는 경우에 각 SS 버스트에서 단일 SS 블록이 매핑될 수 있다고 가정하면, SS 버스트 집합 지속 시간마다의 SS 블록의 총 수는 표 9에서 찾을 수 있고, 이는 표 16 및 표 17의 직접적인 확장이다.
<총 SS 블록 수>
SS 블록은 부반송파 간격 값에 상관없이 지속 시간의 공통 집합을 차지할 수 있다. SS 버스트 집합 지속 시간은 하나의 무선 프레임보다 짧거나 같고, SS 블록은 무선 프레임을 포함하는 슬롯의 부분 집합에 매핑된다. 제공의 편의를 위해, 무선 프레임은 0 ms 내지 10 ms를 걸친다고 가정한다.
SS 블록을 매핑하는 무선 프레임의 슬롯은 연속적이거나 분산되어 있을 수 있다. 연속적인 슬롯이 다수의 SS 블록을 매핑하기 위해 사용되는 경우, 낮은 대기 시간 서비스에 사용할 수 있는 리소스가 없을 수 있다. 따라서, 분산된 매핑이 바람직하다. 분산 방식으로 SS 블록을 매핑하는 다양한 방법이 있다. 일 예에서, 하나 이상의 SS 블록은 무선 프레임 내의 지속 시간에 걸치는 SS 버스트를 포함한다. SS 버스트에 대한 지속 시간은 모든 가능한 부반송파 간격 값에 대해 0.5 ms이고. SS 버스트 듀티 사이클(도 18e 참조)은 1 ms라고 가정한다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 버스트/블록에 대한 수비학(2000)을 도시한다. 도 20에 도시된 수비학(2000)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 20은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 수비학(2000)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다. 도 20은 주어진 수비학을 위한 음영 영역이 SS 버스트 지속 시간 또는 음영 영역을 완전히 차지할 수도 차지하지 않을 수도 있는 다수의 SS 블록을 포함하는 SS 버스트에 대응하는 상황을 도시한다.
지속 시간의 공통 집합을 차지하는 대신에 SS 블록은 슬롯의 공통 집합을 차지할 수 있다. SS 블록을 매핑하는 무선 프레임의 슬롯은 연속적이거나 분산될 수 있다. 연속적인 슬롯이 다수의 SS 블록을 매핑하기 위해 사용되는 경우, 낮은 대기 시간 서비스에 사용할 수 있는 리소스가 없을 수 있다. 따라서, SS 블록을 매핑하는 데 분산 매핑이 제안된다.
일 예에서, SS 버스트 듀티 사이클은 무선 프레임의 k 번째 슬롯으로부터 시작하는 K개의 슬롯이고, K는 1, 2, 3, k=1, …, K-1이고, SS 버스트 집합에 사용된 SS 버스트 듀티 사이클의 총 수는 K1 = 1, 2, …이다.
다른 예에서, SS 버스트 지속 시간은 대략적으로 주어진 부반송파 간격에 대한 슬롯 길이이다. 다시 말해서, 슬롯 k1K + k-1개가 SS 블록 매핑에 사용되고, 여기서 k1 = 0, 1,…, K1-1이다. 나머지 슬롯은 데이터/제어 전송에 사용 가능하다. SS 블록의 슬롯 및 OFDM 심볼 타이밍은 적어도 k1으로 표시될 수 있고, k 및/또는 K도 별도로 표시될 수도 있고, 그들의 나머지는 미리 구성될 수 있다. K1은 UE로 하여금 데이터 전송에 사용 가능한 리소스를 알게 하는 데 사용될 수 있다.
또 다른 예에서, SS 버스트 지속 시간은 대략적으로 주어진 부반송파 간격에 대한 연속적인 슬롯의 수(K2)의 길이이다. 다시 말해서, 슬롯 k1K + k-1 + k2가 SS 블록 매핑에 사용되고, 여기서 k1 = 0, 1,…, K1-1이고, k2 = 0, 1,…, K2-1이다. 나머지 슬롯은 데이터/제어 전송에 사용 가능하다. SS 블록의 슬롯 및 OFDM 심볼 타이밍은 적어도 k1 및 k2로 표시될 수 있고, k, K2 및/또는 K1도 별도로 표시될 수 있고, 그들의 나머지는 미리 구성될 수 있다. K2 및 K1의 정보는 UE로 하여금 데이터 전송에 사용 가능한 리소스를 알게 하는 데 사용될 수 있다.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 매핑(2100)을 도시한다. 도 21에 도시된 SS 블록 매핑(2100)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 21은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2100)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 21은 프레임에서 제1 슬롯에서 시작하는 3개의 연속적인 슬롯 중 2개의 연속적인 슬롯 즉, K=3, k=1, K2=2에 SS 블록을 매핑하는 것을 도시한다. 3개의 연속적인 슬롯마다 하나의 슬롯은 데이터 또는 제어 전송을 위해 예약되고, 2개의 슬롯은 SS 블록 전송에 사용된다. 이러한 경우, SS 버스트 지속 시간은 주어진 부반송파 간격에 대응하는 2개의 연속적인 슬롯의 지속 시간에 대응한다. SS 블록의 수는 표 7의 예 A에 따라 결정된다고 가정한다.
부반송파 간격이 15 kHz인 경우, SS 블록 전송에 사용된 슬롯은 {0, 1, 3, 4}이고, 슬롯 {2, 5}는 데이터 또는 제어 전송을 위해 남겨지고; 반송파 간격이 30 kHz인 경우, SS 블록 전송에 사용된 슬롯은 {0, 1, 3, 4, 6, 7, 9, 10}이고, 슬롯 {2, 5, 8}은 제어/데이터 전송/수신을 위해 예약되고; 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, SS 블록 전송에 사용된 슬롯은 {0, 1, 3, 4, 6, 7, 9, 10, 12, 13, 15, 16, 18, 19, 21, 22}이고, 슬롯 {2, 5, 8, 11, 14, 17, 20}은 제어/데이터 전송/수신을 위해 예약되고; 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, SS 블록 전송에 사용된 슬롯은 {0, 1, 3, 4, 6, 7, 9, 10, 12, 13, 15, 16, 18, 19, 21, 22, …, 45}이고 슬롯 {2, 5, 8, …, 43}은 데이터 또는 제어 전송을 위해 예약된다.
일부 실시예에서, SS 블록 매핑을 위해 선택된 슬롯 내에 있는 모든 OFDM 심볼은 SS 블록 매핑에 사용된다.
일부 실시예에서, SS 블록 매핑을 위해 선택된 슬롯 내에 있는 OFDM 심볼의 부분 집합은 SS 블록 매핑에 사용된다.
도 22a는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 매핑(2200)을 도시한다. 도 22a에 도시된 SS 블록 매핑(2200)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 22a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2200)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS 버스트 지속 시간 내에서 슬롯 OFDM 심볼의 일부에 SS 블록을 매핑하는 다양한 방법이 있다. 일 예에서, SS 블록을 매핑하는 슬롯은 전술한 실시예에 대해 설명한 바와 동일한 방법으로 선택되지만, 도 22a에 도시된 바와 같이 슬롯을 포함하는 OFDM 심볼의 부분 집합은 SS 블록 매핑에 사용된다. SS 블록 매핑을 위해 선택된 각 슬롯 내에서, OFDM 심볼 m2로부터 시작하는 M1 개의 OFDM 심볼이 SS 블록을 전달하기 위해 사용된다.
특별한 경우, M1 개의 OFDM 심볼은 연속적이다. M은 슬롯 내에 있는 OFDM 심볼의 수를 나타낸다고 가정한다. SS 블록에 사용된 OFDM 심볼은 슬롯 각각에서 (m1+m2)로 표현될 수 있고, m1=0, 1, …, M1-1이고, m2는 0, …, M-M1-1으로부터 선택된 미리 정의된 상수이다.
도 22b는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 전송(2220)을 도시한다. 도 22b에 도시된 SS 블록 전송(2220)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 22b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 전송(2220)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, 슬롯 당 OFDM 심볼의 수(M)가 7개인 SS 블록 전송이 도 22b에 도시된다. 모든 SS 버스트 지속 시간의 각 슬롯 내에서, OFDM 심볼 m2=2로부터 시작하는 M1=4 개의 OFDM 심볼이 SS 블록 전송에 사용된다. 그러한 경우, SS 블록은 각 슬롯에서 OFDM 심볼 {2, 3, 4, 5}를 차지하고, OFDM 심볼 {0, 1, 6}은 제어/데이터 전송/수신에 사용될 수 있다.
도 22c는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 전송(2240)을 도시한다. 도 22c에 도시된 SS 블록 전송(2240)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 22c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 전송(2240)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
다른 예에서, 슬롯 당 OFDM 심볼의 수(M)가 14개인 SS 블록 전송이 도 22c에 도시된다. 모든 SS 버스트 지속 시간의 각 슬롯 내에서, OFDM 심볼 m2=2로부터 시작하는 M1=8 개의 OFDM 심볼이 SS 블록 전송에 사용된다. 그러한 경우, SS 블록은 각 슬롯에서 OFDM 심볼 {2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9}를 차지하고, OFDM 심볼 {0, 1, 10, 11, 12, 13}은 제어/데이터 전송/수신에 사용될 수 있다.
SS 블록이 4개의 OFDM 심볼을 포함하는 경우, 도 22b에서는 슬롯 내에서 하나의 SS 블록이 매핑되지만, 도 22c에서는 상이한 개수(7 및 14)의 OFDM 심볼을 갖는 슬롯에서 이용 가능한 리소스를 효율적으로 이용할 수 있도록 하기 위해 슬롯 내에서 2개의 SS 블록이 매핑된다.
슬롯 당 SS 블록의 개수는 SS 매핑에 사용된 부반송파 간격에 따라 결정될 수 있다. 부반송파 간격 값이 15 kHz 또는 30 kHz인 경우, 슬롯 당 하나의 SS 블록이 매핑되고, 반면에 부반송파 간격 값이 120 kHz 또는 240 kHz인 경우, 슬롯 당 2개의 SS 블록이 매핑된다. 대안적으로, 슬롯 당 SS 블록의 개수는 슬롯을 포함하는 OFDM 심볼의 개수에 따라 결정될 수 있다. OFDM 심볼의 개수가 7개인 경우, 슬롯 당 하나의 SS 블록이 매핑되고, OFDM 심볼의 개수가 14개인 경우, 슬롯 당 2개의 SS 블록이 매핑된다.
도 22d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 전송(2260)을 도시한다. 도 22d에 도시된 SS 블록 전송(2260)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 22d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 전송(2260)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 22d는 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz의 부반송파 간격 값으로 구성된 프레임 구조에 대한 1 ms의 SS 버스트 지속 시간에서의 SS 블록 매핑을 도시한다. 도면에서, 음영 영역은 SS 블록을 매핑하는 OFDM 심볼에 대응한다. 동일한 1 ms 지속 시간 동안, 매핑될 수 있는 SS 블록의 개수는 부반송파 간격 값에 따라 상이하다. 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz 부반송파 간격 값에 대해, 1 ms에 매핑된 SS 블록의 개수는 각각 2개, 4개, 16개, 및 32개이다.
일부 실시예에서, SS 블록을 전달하는 리소스는 상이한 부반송파 간격 값 즉, 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz 전체에 걸쳐 시간 도메인에서 정렬된다. 그러한 실시예에서, UE는 상이한 수비학 전체에 동기 신호에 대한 공통 검색 윈도우를 사용함으로써 검색 복잡성 및 UE의 전력 소비를 줄일 수 있다.
일부 실시예에서, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz의 부반송파 간격에 대한 SS 매핑은 15 kHz의 부반송파 간격에 대한 SS 블록 매핑과 정렬된다. 다시 말해서, SS 블록 전송을 위해 선택된 리소스는 부반송파 간격의 수비학에 관계없이 동일한 시작 및 종료 시간을 가질 수 있다. 동일한 시간 리소스 내에서, SS 전송을 위해 사용 가능한 OFDM 심볼의 개수(
)는 부반송파 간격의 수비학으로 조정할 수 있다. 정렬된 시간 리소스 내에서 전송된 가능한 SS 블록의 개수는 부반송파 간격의 수비학으로 조정할 수 있다. 베이스 라인 설계인 15 kHz의 부반송파 간격에 대한 SS 블록 매핑은 이에 국한되지 않는다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 슬롯 지속 시간 내에서의 SS 블록 매핑(2300)을 도시한다. 도 23에 도시된 SS 블록 매핑(2300)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 23은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2300)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 23은 본 실시예에 따른, 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz의 부반송파 간격 값으로 구성된 프레임 구조에 대한 15 kHz에 대응하는 슬롯 지속 시간 내에서의 SS 블록 매핑이다. 도 23에 도시된 바와 같이, 음영 영역은 SS 블록을 매핑하는 OFDM 심볼에 대응한다. SS 블록은 15 kHz 부반송파 간격에 대한 SS 블록의 지속 시간에 정렬되는 지속 시간의 공통 집합에 매핑될 수 있다.
15 kHz 부반송파 간격으로 구성된 프레임 구조의 경우, SS 블록을 매핑하는 슬롯은 전술한 실시예에 대해 설명한 바와 동일한 방법으로 선택되지만, 슬롯을 포함하는 OFDM 심볼의 부분 집합이 SS 블록 매핑에 사용된다. 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz 부반송파 간격 값으로 구성된 다른 프레임 구조의 경우, SS 블록은 15 kHz 부반송파 간격 프레임 구조에서의 SS 매핑에 대한 OFDM 지속 시간에 대응하는 지속 시간에 매핑된다. 도 23에 도시된 바와 같이, 4개의 연속적인 OFDM 심볼이 15 kHz 부반송파 간격 프레임 구조를 갖는 SS 블록을 매핑하기 위해 사용되고, 그에 따라 다른 부반송파 간격 프레임 구조의 가능한 OFDM 심볼 위치가 결정된다.
일부 실시예에서, SS 블록은 부반송파 간격의 수비학을 기반으로 하여 동일하거나 상이한 시간 슬롯에서 전송될 2개의 청크로 추가 분할된다. 예를 들어, M3 개의 OFDM 심볼로 구성된 SS 블록은 처음 M4개의 OFDM 심볼 및 남겨진 M5개의 OFDM 심볼로 분할될 수 있고, 여기서 M3 =M4 +M5이다. 분할 후, SS 블록의 제1 부분 즉, 처음 M4개의 OFDM 심볼 및 SS 블록의 제2 부분 즉, 남겨진 M5개의 OFDM 심볼은 시간 도메인에서 개별적으로 전송될 수 있기 때문에 데이터 전송 지연을 더 줄일 수 있다.
SS 버스트 집합 지속 시간 내에서 분할된 SS 블록을 매핑하는 다양한 방법이 있다. 일 예에서, SS 버스트는 전술한 실시예에서 기술된 바와 같이 시간 도메인에서 정렬된다, 즉, SS 블록은 15 kHz 부반송파 간격에 대한 SS 블록의 지속 시간에 맞춰 정렬되는 지속 시간의 공통 집합을 차지할 수 있다. 부반송파 간격 즉 15 kHz의 일부 수비학의 경우, SS 블록은 두 부분으로 분할되지만, 부반송파 간격 즉 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz의 다른 수비학의 경우, 전체 SS 블록이 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다.
15 kHz 부반송파 간격의 경우, SS 블록을 매핑하는 시간 슬롯은 전술한 실시예에 따라 선택된다.
도 24a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 시간 슬롯에 대한 SS 블록 매핑(2400)을 도시한다. 도 24a에 도시된 SS 블록 매핑(2400)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 24a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2400)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 24a에 도시된 바와 같은 일 예에서, 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 4개의 OFDM 심볼(전술한 실시예에서 도시된 바와 같이 NR-PSS를 위한 하나의 심볼, NR-SSS를 위한 하나의 심볼 및 NR-PBCH 및/또는 NR-TSS를 위한 2개의 심볼)로 구성된 SS 블록은 처음 2개의 OFDM 심볼 및 마지막 2개의 OFDM 심볼 즉, M4=M5 =2로 분할될 수 있다. SS 블록의 제1 부분은 슬롯 {0, 2, 4, 6}에서 전송되는 반면에 SS 블록의 제2 부분은 슬롯 {1, 3, 5, 7}에서 전송될 수 있다. SS 블록 전송을 위한 총 8개의 슬롯 즉, 4 ms가 있다.
선택된 슬롯 즉, {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7} 각각에서, 단지 2개의 OFDM 심볼 즉, OFDM 심볼 {2, 3}만 SS 블록을 전송하기 위해 사용되고, 다른 OFDM 심볼은 제어/데이터 전송/수신을 위한 것이다. 부반송파 간격이 30 kHz 또는 120 kHz 또는 240 kHz인 경우, SS 블록은 15 kHz에 대한 SS 블록 매핑과 동일한 시간 리소스 위치에 매핑될 수 있다. 도 24a는 이러한 예에서의 제 1의 1 ms SS 버스트 집합 지속 시간을 도시한다. 구체적으로, 부반송파 간격이 30 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간은 슬롯 O의 OFDM 심볼 {4, 5, 6} 및 슬롯 {1}의 OFDM 심볼 {0}을 차지할 수 있다. 다른 SS 버스트 지속 시간은 15 kHz 부반송파 간격에 대한 매핑에 따라 해당 OFDM 심볼 및 슬롯을 차지할 수 있다.
도 24b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 시간 슬롯에 대한 SS 블록 매핑(2420)을 도시한다. 도 24b에 도시된 SS 블록 매핑(2420)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 24b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2420)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS 버스트 지속 시간 내에서, 하나의 SS 블록이 전송될 수 있다. 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간은 슬롯 {1}의 OFDM 심볼 {2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13} 및 슬롯 {2}의 OFDM 심볼 {0, 1, 2, 3}을 차지할 수 있다. SS 버스트 지속 시간 내에서, 4개의 SS 블록이 전송될 수 있고, SS 버스트 집합 지속 시간 동안 총 32개의 SS 블록이 전송될 수 있다. 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간은 슬롯 {3}의 OFDM 심볼 {4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13} 및 슬롯 {4}의 모든 OFDM 심볼 및 슬롯 {5}의 OFDM 심볼 {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}을 차지할 수 있다. SS 버스트 지속 시간 내에서, 8개의 SS 블록이 전송될 수 있고, SS 버스트 집합 지속 시간 동안 총 64개의 SS 블록이 전송될 수 있다.
일부 실시예에서, SS 블록은 모든 수비학에 대해 두 부분으로 분할된다. 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, SS 블록은 두 부분 즉 M3 개의 OFDM 심볼로 구성된 제1 부분 및 M4 개의 OFDM 심볼로 구성된 제2 부분으로 분할된다. SS 블록 부분들의 매핑은 전술한 실시예에 따르지만 이에 국한되지는 않는다. SS 버스트 듀티 사이클의 최대 수는 K1 max,15이다. 부반송파 간격이 30 kHz인 경우, SS 블록 매핑은 부반송파 간격 15 kHz에 대한 SS 블록 매핑의 패턴을 반복하지만 SS 버스트 듀티 사이클의 최대 수는 K1 max,30=2K1 max,15로 바뀔 수 있다. 다시 말해서, 30 kHz의 부반송파 간격에 대한 SS 블록 매핑은 15 kHz의 부반송파 간격에 대한 SS 블록 매핑과 동일한 OFDM 심볼을 차지할 수 있다. 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, SS 블록 매핑은 부반송파 간격 15 kHz에 대한 SS 블록 매핑의 패턴을 반복하지만 SS 버스트 듀티 사이클의 최대 수는 K1 max,120=8K1 max,15로 바뀔 수 있다. 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, SS 블록 매핑은 부반송파 간격 15 kHz에 대한 SS 블록 매핑의 패턴을 반복하지만 SS 버스트 듀티 사이클의 최대 수는 K1 max,240=16K1 max,15로 바뀔 수 있다.
일 예에서, 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 슬롯 당 OFDM 심볼의 수(M)는 7개이고, SS 버스트 듀티 사이클 K의 길이는 하나의 슬롯이고 무선 프레임에서 제1 슬롯 즉 k=1로부터 시작하고; SS 버스트 지속 시간은 K2=1 개의 연속적인 슬롯을 차지하고; 모든 SS 버스트 지속 시간의 각 슬롯 내에서, 제3 OFDM 심볼 즉 m2=3으로부터 시작하는 M1=2 개의 OFDM 심볼은 SS 블록 전송을 위해 사용되고, K1=K1 max=8의 SS 버스트 듀티 사이클이 SS 블록 전송을 위해 사용된다, 즉, SS 블록은 슬롯 {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}의 OFDM 심볼 {2, 3}을 차지할 수 있는 반면에 슬롯 {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}의 OFDM 심볼 {0, 1, 4, 5, 6}은 도 24b에 도시된 바와 같이 제어/데이터 전송/수신을 위해 예약된다.
슬롯 {0, 2, 4, 6}에 대해, SS 블록의 제1 부분(본 예에서, 처음 2개의 OFDM 심볼)이 전송되고; 슬롯 {1, 3, 5, 7}에 대해, SS 블록의 제2 부분(본 예에서, 마지막 2개의 OFDM 심볼)이 전송된다. 부반송파 간격이 30 kHz인 경우, SS 버스트 듀티 사이클의 수는 16까지 늘어난다. 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, SS 버스트 듀티 사이클의 수는 64까지 늘어난다. 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, SS 버스트 듀티 사이클의 수는 128까지 늘어난다.
일부 실시예에서, SS 블록 매핑은 SS 블록의 수비학 및 데이터의 수비학이 상이한 경우에 대한 시나리오를 고려한다. 예를 들어, SS 블록에 대한 부반송파 간격의 수비학이 120 kHz 또는 240 kHz인 경우, 데이터에 대한 부반송파 간격의 수비학은 60 kHz일 수 있고; SS 블록에 대한 부반송파 간격의 수비학이 15 kHz 또는 30 kHz인 경우, 데이터에 대한 부반송파 간격의 수비학은 15 kHz일 수 있다.
데이터 및 SS 블록의 수비학이 상이한 경우에 SS 블록을 매핑하는 다양한 방법이 있다. 일 예에서, SS 블록은 데이터 전송을 위한 부반송파 간격의 수비학 하에서 전술한 실시예에 따라 슬롯 및 OFDM 심볼에 매핑되지만, 이에 국한되는 것은 아니다. 예를 들어, M6 개의 데이터 OFDM 심볼이 슬롯에서 SS 전송을 위해 선택될 수 있다. 선택된 시간 리소스인 M6 개의 데이터 OFDM 심볼이 SS 블록 전송에 사용되는 경우, SS 블록에 대한 부반송파 간격의 수비학은 변경(증가 또는 감소)될 수 있기 때문에 상이한 개수의 SS OFDM 심볼(M7)이 전송될 수 있다.
도 25a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 전송(2500)을 도시한다. 도 25a에 도시된 SS 전송(2500)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 전송(2500)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 25a에 도시된 바와 같은 일 예에서, 데이터에 대한 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 슬롯에서 SS 전송을 위해 4개의 데이터 OFDM 심볼이 선택된다. SS에 대한 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 4개의 OFDM 심볼을 갖는 1개의 SS 블록이 선택된 시간 리소스에 매핑될 수 있다. SS에 대한 부반송파 간격이 30 kHz인 경우, 2개의 SS 블록이 선택된 시간 리소스에 매핑될 수 있다.
도 25b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 전송(2520)을 도시한다. 도 25b에 도시된 SS 전송(2520)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 전송(2520)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 25b에 도시된 바와 같은 다른 예에서, 데이터에 대한 부반송파 간격이 60 kHz인 경우, 슬롯에서 SS 전송을 위해 8개의 데이터 OFDM 심볼이 선택된다. SS에 대한 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, 8개의 데이터 OFDM 심볼에 대한 시간 리소스가 16개의 SS OFDM 심볼에 매핑될 수 있다. 따라서, 4개의 SS 블록(각 블록은 4개의 SS OFDM 심볼로 구성)이 선택된 8개의 OFDM 심볼 동안 전송될 수 있다. SS에 대한 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, 8개의 데이터 OFDM 심볼에 대한 시간 리소스가 32개의 SS OFDM 심볼에 매핑될 수 있다. 따라서, 8개의 SS 블록이 선택된 시간 리소스에 매핑될 수 있다.
또 다른 예에서, 일부 수비학에 대한 SS 블록은 전술한 실시예에서 기술한 바와 같이 두 부분으로 분할된다. SS 블록은 15 kHz 부반송파 간격에 대한 SS 블록의 지속 시간에 맞춰 정렬되는 지속 시간의 공통 집합을 차지할 수 있다. 부반송파 간격의 일부 수비학, 즉, 15 kHz의 경우에는 SS 블록이 두 부분으로 분할되는 반면에, 부반송파 간격의 다른 수비학, 즉, 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz의 경우에는 SS 블록이 분할되지 않고 각 SS 블록이 연속적인 OFDM 심볼에 의해 전송된다. 15 kHz 부반송파 간격의 경우, SS 블록은 전술한 실시예에 따라 OFDM 심볼에 매핑된다.
일 예에서, 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 슬롯 당 데이터 OFDM 심볼의 개수(M)은 슬롯 당 SS OFDM 심볼 즉, 7개와 동일할 수 있고, SS 버스트 듀티 사이클의 길이(K)는 하나의 슬롯이고 무선 프레임의 제1 슬롯 즉 k=1에서 시작하고; SS 버스트 지속 시간은 K2 = 1개의 연속적인 슬롯을 차지하고; 모든 SS 버스트 지속 시간의 각 슬롯 내에서, 제3 즉 m2=3 OFDM 심볼에서 시작하는 M1 = 2개의 OFDM 심볼은 SS 블록 전송에 사용되고, K1 = K1 max = 8의 SS 버스트 듀티 사이클은 SS 블록 전송에 사용되고, SS 블록은 슬롯 {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}의 OFDM 심볼 {2,3}을 차지할 수 있는 반면에 슬롯 {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}의 OFDM 심볼 {0, 1, 4, 5, 6}은 도 25c에 도시된 바와 같이 제어/데이터 전송/수신을 위해 예약된다.
도 25c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 전송(2540)을 도시한다. 도 25c에 도시된 SS 전송(2540)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 전송(2540)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
슬롯 {0, 2, 4, 6}에 대해 SS 블록의 제1 부분(본 예에서, 처음 2개의 OFDM 심볼)이 전송되고, 슬롯 {1, 3, 5, 7}에 대해 SS 블록의 제2 부분(본 예에서, 마지막 2개의 OFDM 심볼)이 전송된다. 부반송파 간격이 30 kHz인 경우, 슬롯 당 가능한 데이터 OFDM 심볼의 수는 7개이고, 슬롯 당 가능한 SS OFDM 심볼의 수는 14개이고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 시작은 제1 슬롯의 데이터 OFDM 심볼 {2}일 수 있고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 끝은 제1 슬롯의 데이터 OFDM 심볼 {3}일 수 있고, SS 버스트 지속 시간은 2개의 데이터 OFDM 심볼 또는 4개의 SS OFDM 심볼이다. SS에 대한 부반송파 간격이 120 kHz이고 데이터 부반송파 간격이 60 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간의 시작은 무선 프레임의 슬롯 {0}의 데이터 OFDM 심볼 {8}일 수 있고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 끝은 무선 프레임의 슬롯 {1}의 데이터 OFDM 심볼 {1}일 수 있고, SS 버스트 지속 시간의 길이는 8개의 데이터 OFDM 심볼 또는 16개의 SS OFDM 심볼이다. 부반송파 간격이 240 kHz이고 데이터 부반송파 간격이 60 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간의 시작은 무선 프레임의 슬롯 {0}의 데이터 OFDM 심볼 {8}일 수 있고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 끝은 무선 프레임의 슬롯 {1}의 데이터 OFDM 심볼 {1}일 수 있고, SS 버스트 지속 시간의 길이는 8개의 데이터 OFDM 심볼 또는 32개의 SS OFDM 심볼이다.
또 다른 예에서, 모든 SS 블록은 전술한 실시예에 기술된 바와 같이 연속적인 OFDM 심볼에 매핑된다. SS 블록은 15 kHz 부반송파 간격에 대한 SS 블록의 지속 시간에 맞춰 정렬되는 지속 시간의 공통 집합을 차지할 수 있다. 각각의 부반송파 간격의 수비학 즉, 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz, 및 240 kHz에 대해, SS 블록은 분할되지 않고 각 SS 블록은 연속적인 OFDM 심볼에 의해 전송된다. 15 kHz 부반송파 간격에 대해, SS 블록은 전술한 실시예에 따라 매핑되지만 이에 국한되지는 않는다.
도 25d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 전송(2560)을 도시한다. 도 25d에 도시된 SS 전송(2560)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 전송(2560)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, SS에 대한 부반송파 간격이 15 kHz이고 데이터에 대한 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 슬롯 당 데이터에 대한 OFDM 심볼의 수는 SS에 대한 OFDM 심볼의 수와 동일할 수 있다, 즉, M은 7이다. SS 버스트 듀티 사이클(K)는 하나의 슬롯이고 무선 프레임에서 제1 슬롯 즉, k=1로부터 시작하고, SS 버스트 지속 시간은 K2=1개의 연속적인 슬롯을 차지하고, 모든 SS 버스트 지속 시간의 각 슬롯 내에서, 제3 즉 m2=3 데이터 OFDM 심볼에서 시작하는 M1=4개의 연속적인 데이터 OFDM 심볼은 SS 블록 전송에 사용되고, K1 = K1 max = 4의 SS 버스트 듀티 사이클은 SS 블록 전송에 사용되고, SS 블록은 슬롯 {0, 1, 2, 3, 4}의 데이터 OFDM 심볼 {2, 3, 4, 5}를 차지할 수 있는 반면에 슬롯 {{0, 1, 2, 3, 4}의 데이터 OFDM 심볼 {0, 1, 6}은 도 25d에 도시된 바와 같이 제어/데이터 전송/수신을 위해 예약된다.
SS에 대한 부반송파 간격이 30 kHz이고 데이터에 대한 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 슬롯 당 데이터 OFDM 심볼의 수는 7개인 반면에, 슬롯 당 SS OFDM 심볼의 수는 14개일 수 있다. 제1 SS 버스트 지속 시간의 시작은 무선 프레임의 제1 슬롯의 데이터 OFDM 심볼 {2}일 수 있고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 끝은 무선 프레임의 제1 슬롯의 데이터 OFDM 심볼 {5}일 수 있고, SS 버스트 지속 시간은 4개의 데이터 OFDM 심볼 또는 8개의 SS OFDM 심볼이다. SS에 대한 부반송파 간격이 120 kHz이고 데이터에 대한 부반송파 간격이 60 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간의 시작은 무선 프레임의 제1 슬롯의 데이터 OFDM 심볼 {8}일 수 있고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 끝은 무선 프레임의 슬롯{1}의 데이터 OFDM 심볼 {9}일 수 있고, SS 버스트 지속 시간의 길이는 16개의 데이터 OFDM 심볼 또는 32개의 SS OFDM 심볼이다. SS에 대한 부반송파 간격이 240 kHz이고 데이터에 대한 부반송파 간격이 60 kHz인 경우, 제1 SS 버스트 지속 시간의 시작은 무선 프레임의 슬롯 {0}의 데이터 OFDM 심볼 {8}일 수 있고, 제1 SS 버스트 지속 시간의 끝은 무선 프레임의 슬롯 {1}의 데이터 OFDM 심볼 {9}일 수 있고, SS 버스트 지속 시간의 길이는 16개의 데이터 OFDM 심볼 또는 64개의 SS OFDM 심볼이다.
일부 실시예에서, 상이한 수비학을 갖는 DL/UL 제어를 피하기 위해 상이한 SS 블록 매핑 패턴이 설계된다. SS 블록 및 데이터의 수비학이 상이할 수 있기 때문에, SS 블록의 매핑은 SS 블록의 수비학과 동일하거나 상이한 수비학으로 DL/UL 제어를 피할 수 있다. 6 GHz 이하 및 이상의 NR의 경우, SS 블록 매핑은 5 ms 윈도우 내에 있을 수 있다. 15 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록 매핑에서, 14개 심볼의 슬롯의 시작에서 적어도 2개의 심볼은 15 kHz의 SCS로 DL를 제어하기 위해 보존되고, 14개 심볼의 슬롯의 시작에서 적어도 4개의 심볼은 30 kHz의 SCS로 DL를 제어하기 위해 보존된다. 15 kHz의 SCS를 갖는 SS 블록의 매핑은 30 kHz의 SCS를 갖는 SS 블록의 매핑에 대한 레퍼런스 역할을 할 수 있다.
15 kHz의 SCS를 갖는 SS 블록의 매핑은 30 kHz의 SCS를 갖는 SS 블록의 매핑과 시간 도메인에서 정렬될 수 있다. 30 kHz의 부반송파 간격을 갖는 SS 블록의 매핑에서, 15 kHz 및 30 kHz SCS를 모두 사용하는 DL/UL 제어의 회피가 고려될 수 있다. 1 ms 또는 0.5 ms 윈도우 내에서 SS 블록의 잠재적 위치는 매핑 패턴 단위로서 정의될 수 있고, SS 버스트 집합 내의 모든 SS 블록의 매핑 패턴은 SS 버스트 집합의 처음부터 시작하는 미리 정의된 1 ms/0.5 ms 매핑 패턴의 매핑 패턴 단위의 연속적인 반복일 수 있다. SS 버스트 집합 내의 실제 매핑 패턴의 길이는 SS 버스트 집합 내의 실제 SS 블록 수에 따라 달라질 수 있다.
하나의 대안에서, SCS가 15 kHz인 경우에는 1 ms 매핑 패턴 내에 2개의 SS 블록이 존재하고, SCS가 30 kHz인 경우에는 1 ms 매핑 패턴 내에 4개의 SS 블록이 존재한다. 도 25e는 6 GHz 이하 NR에 대한 1 ms의 매핑 패턴을 도시한다. 15 kHz 슬롯의 처음 2개의 OFDM 심볼은 DL 제어를 위해 예약되고, 제1 SS 블록은 OFDM 심볼 2부터 매핑될 수 있다. 제2 SS 블록은 OFDM 심볼 8부터 매핑될 수 있다. 15 kHz SCS를 갖는 슬롯의 다른 심볼은 데이터/가드/ UL 제어를 위한 것이다.
도 25e는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 패턴(2570)을 도시한다. 도 25e에 도시된 SS 블록 패턴(2570)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25e는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 어떤 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS 블록에 대한 SCS가 30 kHz인 경우, SS 블록의 매핑은 도 25e에 도시된 바와 같이 제1 슬롯의 OFDM 심볼 4부터 시작할 수 있고, 1 ms 매핑 패턴에서 제2 슬롯의 OFDM 심볼 2부터 시작할 수 있다. 이러한 매핑 패턴은 15 kHz 및 30 kHz SCS를 모두 사용하는 DL 제어를 보호할 수 있다.
이러한 대안에서, 최대 3 GHz 주파수 범위에 대해, SS 블록의 최대 수는 4개이고, SS 버스트 집합에 최대 2개의 매핑 패턴 단위가 있다. 전송된 SS 블록의 실제 개수의 구성은 실제 전송된 SS 블록 매핑 패턴 단위 개수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI에서 1 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다. 3 GHz 내지 6 GHz의 주파수에 대해, SS 블록의 최대 수는 8개이고, SS 버스트 집합에 최대 4개의 매핑 패턴 단위가 있다. 전송된 SS 블록의 실제 수의 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI에서 2 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다.
6 GHz 이상의 NR에 대해, SS 블록의 매핑은 60 kHz 및 120 kHz 모두의 DL/UL 제어를 보호하기 위해 고려될 수 있다. 120 kHz 부반송파 간격으로 SS 블록을 매핑할 때, 14개 심볼의 슬롯의 처음에서 적어도 4개의 심볼은 120 kHz의 SCS를 사용하는 DL 제어를 위해 보존되고, 14개 심볼의 슬롯의 처음에서 적어도 8개의 심볼은 240 kHz의 SCS를 사용하는 DL 제어를 위해 보존된다. 120 kHz의 SCS를 사용하는 SS 블록의 매핑은 240 kHz의 SCS를 사용하는 SS 블록의 매핑에 대한 레퍼런스 역할을 할 수 있다. 120 kHz의 SCS를 사용하는 SS 블록의 매핑은 240 kHz의 SCS를 사용하는 SS 블록의 매핑과 시간 도메인에서 정렬될 수 있다.
240 kHz 부반송파 간격을 사용하는 SS 블록의 매핑에서, 60 kHz 및 120 kHz 모두의 SCS를 사용하는 DL/UL 제어의 회피가 고려될 수 있다. 0.25 ms 윈도위 내에서 SS 블록의 잠재적 위치는 매핑 패턴 단위으로 정의될 수 있고, SS 버스트 집합 내 모든 SS 블록의 매핑 패턴은 SS 버스트 집합의 처음부터 시작하는 미리 정의된 0.25 ms 매핑 패턴 단위의 매핑 패턴 단위의 연속적인 반복일 수 있다. SS 버스트 집합 내 실제 매핑 패턴의 길이는 SS 버스트 집합 내 SS 블록의 실제 수에 따라 달라질 수 있다.
도 25f는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 매핑 패턴(2575)을 도시한다. 도 25f에 도시된 SS 블록 매핑 패턴(2575)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 25f는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 어떤 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
하나의 대안에서, SCS가 120 kHz인 경우 0.25 ms 매핑 패턴 내에는 4개의 SS 블록이 있고, SCS가 240 kHz인 경우 0.25 ms 매핑 패턴 내에는 8개의 SS 블록이 있다. 도 25f는 6 GHz 이상의 NR에 대한 0.25 ms의 매핑 패턴을 도시한다. 120 kHz 슬롯의 처음 4개의 OFDM 심볼은 DL 제어를 위해 예약되고, SS 블록은 제1 슬롯의 OFDM 심볼 {4,5,6,7,8,9,10,11} 및 제2 슬롯의 OFDM 심볼 {2,3,4,5,6,7,8,9}에 매핑될 수 있다. 120 kHz SCS를 갖는 슬롯의 다른 심볼은 데이터/가드/UL/DL 제어를 위한 것이다. SS 블록에 대한 SCS가 240 kHz인 경우, SS 블록의 매핑은 도 25f에 도시된 바와 같이 OFDM 심볼 8부터 시작할 수 있다. 이러한 매핑 패턴은 60 kHz 및 120 kHz SCS 모두를 사용하는 DL 제어를 보호할 수 있다. SS 블록의 최대 수가 구성되면 최대 SS 블록 지속 시간은 0.25 ms 매핑 패턴 단위의 16번 또는 8번 연속적인 반복일 수 있다.
이러한 대안에서, SS 버스트 집합 내에서 최대 16개의 매핑 패턴 단위가 있고, 전송된 SS 블록의 실제 수 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI의 4 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다.
일부 실시예에서, SS 블록을 위한 슬롯 타이밍, 즉, 슬롯 인덱스 및 OFDM 심볼 인덱스(SS 블록의 제1 OFDM 심볼의 OFDM 심볼 수)는 다음의 신호/방법 즉, (1) NR-TSS, (2) NR-SSS, (3) NR-PBCH 페이로드(즉, MIB) 및 (4) NR-PBCH 중복 버전 중 적어도 하나에 의해 표시된다. SS 블록을 위한 슬롯 인덱스 및 OFDM 심볼 인덱스는 공동으로 인코딩되거나 별도로 인코딩될 수 있다. 공동으로 인코딩되는 경우에는 두 가지 인덱스를 모두 전달하기 위해 상기 신호/방법 중 하나가 사용되고, 별도로 인코딩되는 경우에는 슬롯 인덱스를 전달하기 위해 하나가 사용되고, OFDM 심볼 인덱스를 전달하기 위해 다른 하나가 사용된다.
슬롯 타이밍을 인코딩하고 표시하는 다양한 방법이 있다. 일 예에서, 슬롯 타이밍은 SS 블록 인덱스에 공동으로 인코딩된다. SS 버스트 집합 주기성 내에 Nss개의 SS 블록이 있다고 가정하면, SS 블록 인덱스는 0, 1, 2, …, Nss-1로 인코딩될 수 있다. SS 블록 인덱스를 획득한 후, NR-SSS/PSS/PBCH/TSS의 멀티플렉싱 및 SS 블록 매핑의 구조를 분석함으로써 슬롯 인덱스 및 OFDM 심볼 인덱스를 획득할 수 있다. 일 예에서, SS 블록의 매핑은 전술한 실시예의 예에 따른다. SS 블록 인덱스와 슬롯 타이밍 인덱스의 관계는 다음의 표 19에 도시될 수 있다.
<SS 블록 인덱스와 슬롯 타이밍 인덱스의 관계>
또 다른 예에서, SS 블록의 매핑은 전술한 실시예의 예에 따르고, 데이터 및 SS는 동일한 부반송파 간격을 갖는다. SS 블록 인덱스와 슬롯 타이밍 인덱스의 관계는 다음의 표 11에 도시될 수 있고, 15 kHz의 부반송파 간격에 대한 표 19는 정확하게 30 kHz에 대한 부반송파 간격에 대한 표 19의 처음 절반과 동일할 수 있고; 120 kHz의 부반송파 간격에 대한 표 11은 정확하게 240 kHz에 대한 부반송파 간격에 대한 표 19의 처음 절반과 동일할 수 있다.
이러한 경우, UE는 적어도 낮은 인덱스 엔트리에 대해서는 15 kHz 및 30 kHz의 부반송파 간격에 대해서 및 120 kHz 및 240 kHz의 부반송파 간격에 대해서 표 10에 있는 하나의 통일된 값을 사용할 수 있다. 따라서, UE는 이들 매핑 표 20을 저장하기 위해 필요한 메모리를 절약할 수 있다.
<SS 블록 인덱스와 슬롯 타이밍 인덱스의 관계>
일부 실시예에서, 슬롯 타이밍은 두 부분 즉, SS 버스트 내의 SS 버스트 인덱스 및 SS 블록 인덱스로 나뉜다. SS 버스트 내의 SS 블록 인덱스는 NR-TSS 및/또는 NR-SSS 및/또는 NR-PBCH에 의해 표시될 수 있다. SS 버스트 인덱스는 NR-TSS 및/또는 NR-SSS 및/또는 NR-PBCH에 의해 표시될 수 있다. Nburst개의 SS 버스트가 있고 각각의 SS 버스트가 Nblock개의 SS 블록으로 구성된다고 가정한다. 전적으로, SS 버스트 집합 주기성 내에 Nss= Nburst Nblock개의 SS 블록이 있다. SS 버스트 내의 SS 블록 인덱스는 0, 1, 2, …, Nblock-1로 인코딩될 수 있고; SS 버스트 집합 내의 SS 버스트 인덱스는 0, 1, 2, …, N burst-1로 인코딩될 수 있다. SS 버스트 내의 SS 버스트 인덱스 및 SS 블록 인덱스를 획득한 후, NR-SSS/PSS/PBCH/TSS의 멀티플렉싱 및 SS 블록 매핑의 구조를 분석함으로써 슬롯 인덱스 및 OFDM 심볼 인덱스를 획득할 수 있다.
일 예에서, 슬롯 타이밍은 두 부분으로 나뉘고 별도로 인코딩된다 즉, 한 부분은 슬롯 인덱스이고 다른 부분은 (OFDM 심볼 인덱스라고도 알려진) SS 블록의 제1 OFDM 심볼의 OFDM 심볼 인덱스이다. 슬롯 내의 OFDM 심볼 인덱스는 NR-TSS, NR-SSS, 및 NR-PBCH의 적어도 하나에 의해 표시될 수 있다. 슬롯 인덱스는 NR-TSS, NR-SSS, 및 NR-PBCH의 적어도 하나에 의해 표시될 수 있다. OFDM 심볼 인덱스 표시 및 슬롯 인덱스 표시를 위해 상이한 시그널링 방법이 사용된다. SS 버스트 집합 내에 SS 블록 전송을 위해 선택된 Nslot개가 있고, 각 슬롯 내에 Nblock개의 SS 블록이 있다고 가정한다. 전적으로, SS 버스트 집합 주기성 내에 Nss= Nslot Nblock개의 SS 블록이 있다.
SS 버스트 집합 내의 슬롯 인덱스는 집합 S = {s1, s2, …, sNslot}에서 선택될 수 있고, log2(Nslot) 비트 정보는 슬롯 인덱스를 표시하는 데 필요하다. log2(Nslot) 비트 정보는 NR-TSS, NR-SSS 및 NR-PBCH 중 하나를 통해 표시될 수 있다. OFDM 심볼 수는 집합 O = {o1, …, oNblock}에서 선택될 수 있다. log2(Nblock) 비트 정보는 슬롯의 OFDM 심볼 인덱스를 표시하는 데 필요하다. log2(Nblock) 비트 정보는 NR-TSS, NR-SSS 및 NR-PBCH 중 하나를 통해 표시될 수 있다. 시그널링에 대한 몇 가지 가능성이 아래에 도시된다. 일 예에서, 슬롯 번호는 NR-SSS에 의해 표시되고, SS 블록의 제1 OFDM 심볼 번호는 미리 구성되거나 PBCH 페이로드 또는 PBCH RV에 의해 표시된다. 다른 예에서, 슬롯 번호는 NR-TSS에 의해 표시되고, SS 블록의 제1 OFDM 심볼 번호는 미리 구성되거나 PBCH 페이로드, PBCH RV 또는 NR-SSS에 의해 표시된다. 또 다른 예에서, NR-TSS는 반송파 주파수 대역의 제1 집합에 대해 구성되고, NR-TSS를 매핑하는 RE는 반송파 주파수 대역의 제2 집합에 대한 NR-PBCH 매핑에 사용된다. 또 다른 예에서, 추가 OFDM 심볼은 SS 블록 당 NR-TSS 전송에 위해 구성된다. 이러한 경우, 제1 반송파 주파수 대역에 대한 SS 블록을 포함하는 OFDM 심볼의 수는 제2 반송파 주파수 대역에 대한 SS 블록을 포함하는 OFDM 심볼의 수보다 하나 더 많다. 예를 들어, NR-TSS가 구성되는 제1 반송파 주파수 대역에서는 각 SS 블록에 대해 5개의 OFDM 심볼이 사용되고, NR-TSS가 구성되지 않는 제2 반송파 주파수 대역에서는 각 SS 블록에 대해 4개의 OFDM 심볼이 사용된다.
전술한 실시예의 예를 따르는 SS 블록의 매핑을 가정한다. SS 블록 전송을 위해 선택된 4개의 슬롯 S = {0, 2, 4, 6}이 있고, 데이터를 위한 부반송파 간격이 15 kHz인 경우 슬롯 인덱스를 표시하기 위해 2 비트 정보가 필요하고, SS 블록 전송을 위해 선택된 8개의 슬롯 S = S = {0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}이 있고, 데이터를 위한 부반송파 간격이 60 kHz인 경우 슬롯 인덱스를 표시하기 위해 3 비트 정보가 필요하다. SS 블록을 위한 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 슬롯 내에 단지 하나의 SS 블록만 있기 때문에 OFDM 심볼 인덱스를 표시할 필요가 없고; SS 블록을 위한 부반송파 간격이 30 kHz인 경우, 데이터 OFDM 심볼 인덱스 O = {2, 4}에 대한 두 가지 가능성이 있다. OFDM 심볼 인덱스를 표시하기 위해 1 비트 정보가 필요하고; SS 블록을 위한 부반송파 간격이 120 kHz인 경우, 데이터 OFDM 심볼 인덱스 O = {2, 4, 6, 8}에 대한 4 가지 가능성이 있다. OFDM 심볼 인덱스를 표시하기 위해 2 비트 정보가 필요하고; SS 블록을 위한 부반송파 간격이 240 kHz인 경우, 데이터 OFDM 심볼 인덱스 O = {2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9}에 대한 8 가지 가능성이 있다. OFDM 심볼 인덱스를 표시하기 위해 3 비트 정보가 필요하다.
일 예에서, 슬롯 인덱스는 NR-SSS에 의해 표시되고, OFDM 심볼 번호는 NR-PBCH 페이로드 또는 NR-PBCH RV 또는 NR-TSS에 의해 표시된다. 데이터의 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 15 kHz 및 30 kHz의 SS 블록을 위한 부반송파 간격에 대한 슬롯 인덱스 즉, 2 비트/3 비트 정보가 NR-SSS에 의해 표시될 수 있다. 30 kHz의 부반송파 간격에 대한 OFDM 심볼 인덱스의 1 비트 정보가 NR-PBCH에 의해 표시된다. SS의 부반송파 간격이 120 kHz 및 240 kHz인 경우, 슬롯 인덱스, 즉, 3 비트 정보가 NR-SSS의 하나에 의해 표시될 수 있고, OFDM 인덱스의 2 비트/3 비트 정보는 NR-PBCH 또는 NR-TSS에 의해 표시될 수 있다. NR-SSS 시퀀스, NR-TSS 인덱스 및 슬롯 인덱스 및 OFDM 심볼 인덱스의 관계는 표 21 및 표 22에서 확인할 수 있다.
| NR-SSS 시퀀스 | 슬롯 인덱스 |
| 시퀀스 0 | S0 |
| 시퀀스 1 | S1 |
| 시퀀스 2 | S2 |
| 시퀀스 3 | S3 |
| 시퀀스 4 | S4 |
| 시퀀스 5 | S5 |
| 시퀀스 6 | S6 |
| 시퀀스 7 | S7 |
| NR-TSS | OFDM 심볼 인덱스 |
| 0 | O0 |
| 1 | O1 |
| 2 | O2 |
| 3 | O3 |
| 4 | O4 |
| 5 | O5 |
| 6 | O6 |
| 7 | O7 |
일 예에서, OFDM 심볼 번호는 NR-SSS에 의해 표시되고, 슬롯 번호는 NR-PBCH 페이로드 또는 NR-PBCH RV 또는 NR-TSS에 의해 표시된다. 또 다른 예에서, 데이터의 부반송파 간격이 15 kHz인 경우, 15 kHz and 30 kHz의 SS 블록을 위한 부반송파 간격에 대한 슬롯 인덱스, 즉, 2 비트/3 비트 정보는 NR-PBCH에 의해 표시될 수 있고, 30 kHz의 부반송파 간격에 대한 OFDM 심볼 인덱스의 1 비트 정보는 SSS에 의해 표시된다.
도 26a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 NR-PBCH 결합(2600)을 도시한다. 도 26a에 도시된 NR-PBCH 결합(2600)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 26a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, NR-PBCH 결합(2600)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 26b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 NR-PBCH 결합(2620)을 도시한다. 도 26b에 도시된 NR-PBCH 결합(2620)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 26b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, NR-PBCH 결합(2620)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
SS의 부반송파 간격이 120 kHz 및 240 kHz인 경우, 슬롯 인덱스 즉, 3 비트 정보는 NR-PBCH의 하나에 의해 표시될 수 있고; OFDM 심볼 인덱스의 2 비트/3 비트 정보는 NR-SSS 및 NR-TSS에 의해 표시될 수 있다. OFDM 심볼 인덱스가 NR-PBCH에 의해 표시되는 경우, UE는 도 26b에 도시된 바와 같이 상이한 슬롯에 걸쳐 NR-PBCH를 결합할 수 있고, OFDM 심볼 인덱스가 NR-TSS 또는 NR-SSS에 의해 표시되는 경우, UE는 도 26a에 도시된 바와 같이 슬롯 내의 SS 블록에 걸쳐 NR-PBCH를 결합할 수 있다.
도 27a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 NR-SS 슬롯(2700)을 도시한다. 도 27a에 도시된 NR-SS 슬롯(2700)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 27a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, NR-SS 슬롯(2700)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 27b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 NR-SS 슬롯(2720)을 도시한다. 도 27b에 도시된 NR-SS 슬롯(2720)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 27b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, NR-SS 슬롯(2720)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, 상이한 SS 블록 매핑 패턴은 URLLC 어플리케이션을 수용하도록 설계된다. SS 블록 및 데이터의 수비학이 상이할 수 있기 때문에, NR-SS 슬롯이라고 명명된 디폴트 슬롯 구조는 SS 블록의 매핑 패턴을 설명하도록 정의된다. 6 GHz 이하인 경우, NR-SS 슬롯은 정상 CP 및 부반송파 간격 15 kHz를 사용하는 14개의 OFDM 심볼(예를 들어, #0 OFDM 심볼 내지 #13 OFDM 심볼)을 갖는 슬롯과 동일한 1 ms 지속 시간을 갖는다. 6 GHz 이상인 경우, NR-SS 슬롯은 정상 CP 및 부반송파 간격 60 kHz를 사용하는 14개의 OFDM 심볼(예를 들어, #0 OFDM 심볼 내지 #13 OFDM 심볼)을 갖는 슬롯과 동일한 0.25 ms 지속 시간을 갖는다. 일부 시나리오에서 확장된 CP가 사용되는 경우, SS 블록의 매핑은 여전히 정상 CP를 사용하는 동일한 매핑을 사용한다. 6 GHz 이하 및 6 GHz 이상에 대한 NR-SS가 도 27a 및 도 27b에 도시된다.
일 예에서, NR-SS 슬롯 내에 있는 O1 개의 OFDM 심볼은 다운링크 제어를 위해 예약되고, O2개의 연속적인 OFDM 심볼은 데이터 전송을 위한 것이고, O3개의 연속적인 OFDM 심볼은 SS 블록 전송을 위한 것이다. 예를 들어, 도 27b에 도시된 바와 같이, OFDM 심볼 {#0, #1}은 DL 제어를 위해 예약되고; OFDM 심볼 {#2, #3, #4, #5, #6, #7, #8, #9}는 SS 블록 전송을 위한 것이고; OFDM 심볼 {#10, #11, #12, #13}은 데이터 전송을 위한 것이다. 그러한 예에서, SS 블록 전송으로 인한 PHY 계층에서의 가능한 대기 시간은 6 GHz 이하 NR의 경우 8개의 OFDM 심볼 즉, 약 0.57 ms일 수 있다.
다른 예에서, NR-SS 슬롯에서, OFDM 심볼 {#0, #1, #2}는 DL 제어를 위해 예약되고; OFDM 심볼 {#3, #4, #5, #6, #7, #8, #9, #10}은 SS 블록 전송을 위한 것이고; OFDM 심볼 {#11, #12, #13}은 데이터 전송을 위한 것이다. 그러한 예에서, SS 블록 전송으로 인한 PHY 계층에서의 가능한 대기 시간은 6 GHz 이하 NR의 경우 9개의 OFDM 심볼 즉, 약 0.64 ms일 수 있다.
또 다른 예에서, NR-SS 슬롯에서, OFDM 심볼 {#0, #1, #2}는 DL 제어를 위해 예약되고; OFDM 심볼 {#6, #7, #8, #9, #10, #11, #12, #13}은 SS 블록 전송을 위한 것이고; OFDM 심볼 {#3, #4, #5}는 데이터 전송을 위한 것이다.
도 27c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 NR-SS 슬롯(2740)을 도시한다. 도 27c에 도시된 NR-SS 슬롯(2740)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 27c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, NR-SS 슬롯(2740)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, NR-SS 슬롯 내의 O1 개의 OFDM 심볼은 다운링크 제어를 위해 예약되고, O2 개의 분산된 미니 슬롯은 데이터 전송을 위해 사용된다. 이들 O2 개의 미니 슬롯은 각각 O3 개의 연속적인 OFDM 심볼을 포함한다. O4 개의 미니 슬롯은 SS 블록 전송에 사용되고, 이들 O4 개의 미니 슬롯은 각각 O5 개의 연속적인 OFDM 심볼로 구성된다. 도 27c에 도시된 바와 같은 일 예에서, NR-SS 슬롯 내의 O1=2 개의 OFDM 심볼(#0, #1)은 다운링크 제어를 위해 예약된다. O2=2 개의 미니 슬롯은 데이터 전송을 위해 사용된다. 이들 미니 슬롯은 각각 O3=2개의 연속적인 OFDM 심볼을 포함한다. O4=2개의 미니 슬롯은 SS 블록 전송에 사용되고, 이들 미니 슬롯은 각각 O5=4개의 연속적인 OFDM 심볼로 구성된다, 즉, OFDM 심볼 {#2, #3, #4, #5, #8, #9, #10, #11}은 SS 블록 전송을 위한 것이고; OFDM 심볼 {#6, #7, #12, #13}은 데이터를 위한 것이다. 이러한 경우, SS 블록 전송으로 인한 PHY 계층에서의 가능한 대기 시간은 6GHz 이하에 대해 0.428 ms이다.
다른 예에서, NR-SS 슬롯에 있는 OFDM 심볼 {#0, #1, #2}는 DL 제어를 위해 예약되고; OFDM 심볼 {#3, #4, #5, #6, #8, #9, #10, #11}은 SS 블록 전송을 위한 것이고; OFDM 심볼 {#7, #12, #13}은 데이터 전송을 위한 것이다. 또 다른 예에서, NR-SS 슬롯에 있는 OFDM 심볼 {#0, #1}은 DL 제어를 위해 예약되고; OFDM 심볼 {#4, #5, #6, #7, #10, #11, #12, #13}은 SS 블록 전송을 위한 것이고; OFDM 심볼 {#2, #3, #8, #9}는 데이터 전송을 위한 것이다.
일부 실시예에서, SS 버스트 집합 내에 있는 SS 블록의 최대 수는 L로 표시되고, L은 상이한 반송파 대역에 대해 {1, 2, 4, 8, 16, 64}일 수 있다. 각각의 SS 버스트 집합 내의 실제 전송된 SS 블록의 수는 M으로 표시된다. 최대 B 개의 SS 블록이 SS 블록 매핑에 사용되는 각각의 슬롯에서 매핑될 수 있다고 가정한다. SS 블록 매핑에 사용될 수 있는 이들 슬롯은 "공칭 슬롯"으로 지칭된다. 그러한 실시예에서, SS 버스트 집합 내의 공칭 슬롯의 수는 Nnominal = [L/B]과 같다.
각각의 SS 버스트 집합에서 실제로 전송된 SS 블록의 시간 위치에 대한 정보는 실제로 전송된 SS 블록의 수(M)를 통해 UE에 표시된다. M이 표시되는 경우, UE는 RRM 측정 또는 레이트 매칭 목적을 위해 L개의 SS 블록 중 어느 것이 실제로 전송되는지 식별할 수 있다. 하나의 방법에서, M 값 표시를 수신하면, UE는 처음 M개의 SS 블록(즉, SS 블록 0, 1, …, M-1)이 실제로 전송되는지를 식별한다.
L개의 SS 블록 인덱스는 L개의 SS 블록에 할당되어야 하고, 이는 SS 버스트 집합 지속 시간 내의 시간 위치에 매핑된다.
일 예에서, L개의 SS 블록 인덱스는 SS 버스트 집합을 포함하는 L개의 SS 블록에 시간상 순차적으로 매핑된다. 다른 예에서, 실제로 전송된 SS 블록의 수(M)은 SS 버스트 집합의 제1 SS 블록에서 시작하는 M개의 연속적인 SS 블록에 대응한다. M 값은 SS 블록 전송에 사용된 슬롯의 수로 표시될 수 있고; M값 표시에 대한 후보 값은 B, 2B, …, nB, …, Nnominal·B에 대응하고, log2(Nnominal) 비트의 파라미터에 의해 표시된다.
도 28a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑(2800)을 도시한다. 도 28a에 도시된 SS 블록 매핑(2800)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 28a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2800)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 28a는 B=2인 경우, SS 블록 인덱스가 시간상 연속적으로 매핑되는 SS 블록 매핑 방법을 도시한다. L=8이라고 가정하면, M에 대한 후보값은 M= 2, 4, 6, 이기 때문에 2 비트 표시는 실제로 전송된 SS 블록의 시간 위치를 표시하기에 충분하다. M = 6이 표시되는 경우, 예를 들어, 처음 3개의 슬롯은 총 6개의 SS 블록이 전송되는 SS 블록 매핑에 사용된다. 도 28a는 단지 예시를 위한 것이고, SS 블록을 매핑하는 슬롯은 연속적일 수도 있고 연속적이지 않을 수도 있다.
일부 실시예에서, 실제로 전송된 SS 블록 수(M)는 M = bNnominal에 대응하고, 여기서 b = 1, 2,…, B이고, 처음 b개의 연속적인 SS 블록은 각 공칭 슬롯에서 전송된다. M 값은 각 공칭 슬롯에서 전송된 SS 블록의 수로 표시될 수 있고; M 값 표시에 대한 후보 값은 1Nnominal, …, BNnominal에 대응하고, log2(B) 비트의 파라미터에 의해 표시된다. SS 블록 인덱스가 도 28a(즉, L = 8 및 B = 2)에 따라 시간 위치에 매핑되는 경우, 1 비트 파라미터는 M = 4 또는 M= 8을 표시할 수 있다. M = 4가 표시되는 경우, SS 블록 0, 2, 4, 6이 전송되고, 다른 SS 블록은 전송되지 않는다. M = 8이 표시되는 경우, 8개의 SS 블록이 모두 전송된다.
도 28b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑(2820)을 도시한다. 도 28b에 도시된 SS 블록 매핑(2820)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 28b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2820)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, L 개의 SS 블록 인덱스는 공칭 슬롯의 제1 SS 블록, 그 다음 공칭 슬롯의 제2 SS 블록 등에 시간상 순차적으로 매핑된다. L = 8 및 B = 2라고 가정하는 일 예가 도 28b에 도시된다. 각각의 공칭 슬롯은 B = 2개의 SS 블록을 갖고, 각각의 공칭 슬롯의 2 개의 SS 블록 인덱스는 n 및 n+4(= n+L/B)에 대응하고, n = 0, 1, 2, 3(=L/B-1)이다. 표시된 M 값은 SS 블록 인덱스 0에서 시작하여 최대 SS 블록 M-1까지 전송되고, 나머지 SS 블록은 전송되지 않음(또는 블랭크 - 다른 신호 전송을 위해 사용 가능)을 통보할 수 있다.
일부 실시예에서, 공칭 슬롯은 연속적인 슬롯의 G 그룹으로 분할되고, 제2 대안에서의 SS 블록 인덱스 할당 방법이 각 그룹에 차례로 적용된다.
도 28c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 슬롯/서브프레임에서의 SS 블록 매핑(2840)을 도시한다. 도 28c에 도시된 SS 블록 매핑(2840)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 28c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 매핑(2840)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
L = 8 및 B = 2 및 G = 2라고 가정하는 일 예가 도 28c에 도시된다. 처음 2개(=NG=Nnominal/G)의 연속적인 공칭 슬롯은 제1 그룹에 대응하고, 다음 2개의 연속적인 공칭 슬롯은 제2 그룹에 대응한다. 각 그룹은 4개의 SS 블록을 갖고, 번호 4는 LG = L/G에 대응한다. 제1 그룹에 대응하는 4개의 SS 블록 인덱스는 제1 그룹에 속하는 2개의 공칭 슬롯에 할당된다. 제1 그룹의 각 슬롯의 2개의 SS 블록 인덱스는 n 및 n+2 (=n + LG/B)에 대응하고, n = 0, 1이고, 제2 그룹의 각 슬롯의 SS 블록 인덱스는 n 및 n+2, n = 4 (=1LG) 및 5 (=1LG+1)에 대응한다. 표시된 M 값은 SS 블록 인덱스 0에서 시작하여 SS 블록 M-1까지 전송되고, 나머지 SS 블록은 전송되지 않음(또는 블랭크 - 다른 신호 전송을 위해 사용 가능)을 통보할 수 있다. M에 대한 후보 값은 본 경우에서는 2, 4, 6, 및 8로 양자화될 수 있다.
일부 실시예에서, SS 블록 전송을 위해 선택된 각 슬롯에서, M1 개의 SS 블록이 매핑되고, SS 버스트 집합 내의 SS 블록 전송에 사용될 수 있는 N nominal 개의 공칭 슬롯 중에서, 전적으로 M2 = [M/M1] 개의 슬롯이 SS 버스트 집합의 실제 SS 블록 전송에 사용된다. 실제 M2 = [M/M1]개의 선택된/매핑된 슬롯의 매핑은 마지막 공칭 슬롯까지 연속적으로 제1 공칭 슬롯부터 시작할 수 있다. 실제 전송된 SS 블록의 수(M)는 MIB, RMSI 또는 RRC에서 log2L 비트로 표시된다. 또는, 실제 전송된 SS 블록의 수는 집합 {L/M3, 2L/M3,…, L}에서 선택되고, MIB, RMSI 또는 RRC에서 [log2M3] 비트가 실제 SS 블록 수를 표시하기 위해 사용된다.
도 29a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼(2900)을 도시한다. 도 29a에 도시된 SS 블록 및 OFDM 심볼(2900)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 29a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 및 OFDM 심볼(2900)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, 슬롯에 음영으로 표시된 4개의 OFDM 심볼은 공칭 SS 블록(NSSR) 리소스로 표시된다. 14개의 OFDM 심볼을 갖는 슬롯에서, 도 29a에 도시된 바와 같이 8개의 OFDM 심볼이 SS 블록을 매핑하기 위해 선택된다. 잠재적으로, 64개의 SS 블록이 공칭 SS 블록(NSSR) 리소스에 연속적으로 매핑될 수 있다. 집합 {16, 32, 48, 64}로부터 실제 전송된 SS 블록을 표시하기 위해 MIB, RMSI 또는 RRC에서 2 비트가 사용된다.
일부 실시예에서, M개의 SS 블록이 SS 버스트 집합에서 연속적으로 전송된다. 각각의 선택된/매핑된 슬롯에는 2개의 SS 블록이 있다. 전적으로 SS 버스트 집합에는 M2=[M/2]개의 선택된/매핑된 슬롯이 있다. 선택된/매핑된 슬롯의 제1 SS 블록만 전송되는지 선택된/매핑된 슬롯의 2개의 SS 블록이 전송되는지 여부를 표시하기 위해 MIB, RMSI 또는 RRC의 1 비트 정보가 사용된다. 선택된/매핑된 슬롯의 제1 SS 블록만 전송되는 경우, URLLC 어플리케이션 제어/데이터 또는 빔 측정을 위한 CSI-RS를 매핑하기 위해 제2 SS 블록에 대한 나머지 OFDM 심볼 리소스가 사용될 수 있다.
도 29b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼(2920)을 도시한다. 도 29b에 도시된 SS 블록 및 OFDM 심볼(2920)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 29b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 및 OFDM 심볼(2920)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
이러한 대안의 일 예에서, 64개 공칭 SS 블록 리소스(NSSR0부터 NSSR 63까지)가 도 29b에 도시된다. MIB, RMSI 또는 RRC의 1 비트 정보가 0으로 설정되는 경우, 공칭 SS 블록의 절반(NSSR0, NSSR2,…, NSSR62)만 전송되고; 다른 절반의 공칭 SS 블록 리소스는 CSI-RS 또는 URLLC에 사용될 수 있다. MIB, RMSI 또는 RRC의 1 비트 정보가 1로 설정되는 경우, 모든 공칭 SS 블록이 전송된다.
일부 실시예에서, L개의 공칭 SS 블록 리소스는 이전 실시예에서 정의된 매핑 패턴에 따라 SS 버스트 집합에서 미리 정의된다. 인덱스 {0, 1, 2, …, M-1}을 갖는 M개의 SS 블록은 M 3 개의 공칭 SS 블록 리소스마다 연속적으로 전송된다. SS 블록의 매핑이 공칭 SS 블록 리소스의 끝에 도달할 때, 모든 M개의 SS 블록이 공칭 SS 블록 리소스에 매핑될 때까지 SS 버스트 집합의 처음부터 처음 사용 가능한 공칭 SS 블록 리소스에 다음 SS 블록을 매핑할 수 있다.
도 29c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼(2940)을 도시한다. 도 29c에 도시된 SS 블록 및 OFDM 심볼(2940)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 29c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 및 OFDM 심볼(2940)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
이러한 대안의 일 예에서, 64개의 공칭 SS 블록 리소스(NSSR0 내지 NSSR 63)가 도 29c에 도시된다. 0 내지 31의 SS 블록은 공칭 SS 블록 리소스 {NSSR0, NSSR2,…, NSSR62}에 매핑되고; 31 내지 63의 SS 블록은 공칭 SS 블록 리소스 {NSSR1, NSSR3,…, NSSR63}에 매핑된다. MIB, RMSI 또는 RRC의 1 비트는 실제 전송된 SS 블록을 표시하기 위해 사용되고, 나머지 공칭 SS 블록 리소스는 빔 측정 또는 데이터를 위한 URLLC 또는 CSI-RS에 사용될 수 있다.
도 29d는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 SS 블록 및 OFDM 심볼(2960)을 도시한다. 도 29d에 도시된 SS 블록 및 OFDM 심볼(2960)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 29d는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 블록 및 OFDM 심볼(2960)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
다른 예에서, 64개의 공칭 SS 블록 리소스(NSSR0 내지 NSSR 63)가 도 29d에 도시된다. 0 내지 15의 SS 블록은 공칭 SS 블록 리소스 {NSSR0, NSSR4,…, NSSR60}에 매핑되고; 16 내지 31의 SS 블록은 공칭 SS 블록 리소스 {NSSR1, NSSR5,…, NSSR61}에 매핑되고; 32 내지 47의 SS 블록은 공칭 SS 블록 리소스 {NSSR2, NSSR6,…, NSSR62}에 매핑되고; 48 내지 63의 SS 블록은 공칭 SS 블록 리소스 {NSSR3, NSSR7,…, NSSR63}에 매핑된다. MIB, RMSI 또는 RRC의 2 비트는 실제 전송된 SS 블록을 표시하기 위해 사용되고, 나머지 공칭 SS 블록 리소스는 빔 측정 또는 데이터를 위한 URLLC 또는 CSI-RS에 사용될 수 있다.
일부 실시예에서, 상이한 SS 블록 매필 패턴은 상이한 수비학을 사용하는 DL/UL 제어를 피하도록 설계된다. SS 블록 및 데이터의 수비학이 상이할 수 있기 때문에, SS 블록의 매핑은 SS 블록의 수비학과 동일하거나 상이한 수비학으로 DL/UL 제어를 피할 수 있다. 6 GHz 이하 및 6 GHz 이상의 NR 모두에 대해서, SS 블록 매핑은 5 ms 윈도우 내에 있을 수 있다. 15 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록 매핑에서, 적어도 2개의 심볼은 14 개의 심볼의 슬롯의 처음에서 15 kHz의 SCS를 사용하는 DL 제어를 위해 보존되고, 적어도 4개의 심볼은 14 개의 심볼의 슬롯의 처음에서 30 kHz의 SCS를 사용하는 DL 제어를 위해 보존된다. 15 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록의 매핑은 30 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록의 매핑에 대한 레퍼런스 역할을 할 수 있다. 15 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록의 매핑은 30 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록의 매핑과 시간 도메인에서 정렬될 수 있다. 30 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록 매핑에서, 15 kHz 및 30 kHz의 SCS를 모두 사용하는 DL/UL 제어의 회피가 고려될 수 있다. 1 ms 또는 0.5 ms 윈도우 내에서 SS 블록의 잠재적 위치는 매핑 패턴 단위로 정의될 수 있고, SS 버스트 집합 내의 모든 SS 블록의 매핑 패턴은 SS 버스트 집합의 처음부터 시작하는 미리 정의된 1 ms/0.5 ms 매핑 패턴의 매핑 패턴 단위의 연속적인 반복일 수 있다. SS 버스트 집합 내에서 실제 매핑 패턴의 길이는 SS 버스트 집합 내에 있는 SS 블록의 실제 수에 따라 달라질 수 있다.
도 30a는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 매핑 패턴(3000)을 도시한다. 도 30a에 도시된 매핑 패턴(3000)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 30a는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 패턴(3000)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일 예에서, SCS가 15 kHz인 경우에는 1 ms 매핑 패턴 내에 단지 1개의 SS 블록이 있고, SCS가 30 kHz인 경우에는 1 ms 매핑 패턴 내에 2개의 SS 블록이 있다. 도 30a는 6 GHz 이하의 NR에 대한 1 ms의 매핑 패턴을 도시한다. 15 kHz 슬롯의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 DL 제어를 위해 예약되고, SS 블록은 2개 또는 3개의 OFDM 심볼로부터 매핑될 수 있다. 15 kHz SCS를 갖는 슬롯 내 다른 심볼은 데이터/가드 UL 제어를 위한 것이다. SS 블록을 위한 SCS가 30 kHz인 경우, SS 블록의 매핑은 도 39a에 도시된 바와 같이 OFDM 심볼 4에서 시작할 수 있다. 이러한 매핑 패턴은 15 kHz 및 30 kHz SCS를 사용하는 DL 제어를 보호할 수 있다. SS 블록의 최대 수가 구성되면 최대 SS 블록 지속 시간은 1 ms 매핑 패턴의 4회 반복일 수 있다.
그러한 예에서, 3 GHz까지의 주파수 범위에 대해, SS 블록의 최대 수는 4개이고, SS 버스트 집합에는 최대 4개의 매핑 패턴 단위가 있다. 전송된 SS 블록의 실제 수의 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI의 2 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다. 3 GHz 내지 6 GHz의 주파수에 대해, SS 블록의 최대 수는 8개이고, SS 버스트 집합에는 최대 8개의 매핑 패턴 단위가 있다. 전송된 SS 블록의 실제 수의 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI의 3 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다.
도 30b는 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 매핑 패턴(3020)을 도시한다. 도 30b에 도시된 매핑 패턴(3020)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 30b는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 패턴(3020)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SCS가 15 kHz인 경우에는 1 ms 매핑 패턴 내에 2개의 SS 블록이 있고, SCS가 30 kHz인 경우에는 1 ms 매핑 패턴 내에 4개의 SS 블록이 있다. 도 30b는 6 GHz 이하의 NR에 대한 1 ms의 매핑 패턴을 도시한다. 15 kHz 슬롯의 처음 2개의 OFDM 심볼은 DL 제어를 위해 예약되고, 제1 SS 블록은 OFDM 심볼 2부터 매핑될 수 있다. 제2 SS 블록은 OFDM 심볼 8부터 매핑될 수 있다. 15 kHz SCS를 갖는 슬롯 내 다른 심볼은 데이터/가드 UL 제어를 위한 것이다. SS 블록을 위한 SCS가 30 kHz인 경우, SS 블록의 매핑은 도 30a에 도시된 바와 같이 제1 슬롯의 OFDM 심볼 4에서 시작할 수 있고, 1 ms 매핑 패턴에서 제2 슬롯의 OFDM 심볼 2에서 시작할 수 있다. 이러한 매핑 패턴은 15 kHz 및 30 kHz SCS를 사용하는 DL 제어를 보호할 수 있다.
그러한 실시예에서, 3 GHz까지의 주파수 범위에 대해, SS 블록의 최대 수는 4개이고, SS 버스트 집합 내에는 최대 2개의 매핑 패턴 단위가 있다. 전송된 SS 블록의 실제 수의 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI의 1 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다. 3 GHz 내지 6 GHz의 주파수에 대해, SS 블록의 최대 수는 8개이고, SS 버스트 집합에는 최대 4개의 매핑 패턴 단위가 있다. 전송된 SS 블록의 실제 수의 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI의 2 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다.
6 GHz 이상의 NR에 대해, SS 블록의 매핑은 60 kHz 및 120 kHz 모두의 DL/UL 제어를 보호하기 위해 고려할 수 있다. 120 kHz 부반송파 간격을 갖는 SS 블록 매핑에서, 적어도 4개의 심볼은 14개의 심볼의 슬롯의 처음에서 120 kHz의 SOS를 사용하는 DL 제어를 위해 보존되고, 적어도 8개의 심볼은 14개의 심볼의 슬롯의 처음에서 240 kHz의 SOS를 사용하는 DL 제어를 위해 보존된다. 120 kHz의 SCS를 사용하는 SS 블록의 매핑은 240 kHz의 SCS를 사용하는 SS 블록의 매핑에 대한 레퍼런스 역할을 할 수 있다. 120 kHz 부반송파 간격을 사용하는 SS 블록의 매핑은 240 kHz 부반송파 간격을 사용하는 SS 블록의 매핑과 시간 도메인에서 정렬될 수 있다. 240 kHz 부반송파 간격을 사용하는 SS 블록 매핑에서, 60 kHz 및 120 kHz의 SCS를 모두 사용하는 DL/UL 제어의 회피가 고려될 수 있다. 0.25 ms 윈도우 내에서 SS 블록의 잠재적 위치는 매핑 패턴 단위로 정의될 수 있고, SS 버스트 집합 내의 모든 SS 블록의 매핑 패턴은 SS 버스트 집합의 처음부터 시작하는, 미리 정의된 0.25 ms 매핑 패턴의 매핑 패턴 단위의 연속적인 반복일 수 있다. SS 버스트 집합 내에서 실제 매핑 패턴의 길이는 SS 버스트 집합 내에 있는 SS 블록의 실제 수에 따라 달라질 수 있다.
도 30c는 본 발명의 실시예에 따른 또 다른 예시적인 매핑 패턴(3040)을 도시한다. 도 30c에 도시된 매핑 패턴(3040)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 30c는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 매핑 패턴(3040)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, SCS가 120 kHz인 경우에는 0.25 ms 매핑 패턴 단위 내에 4개의 SS 블록이 있고, SCS가 240 kHz인 경우에는 0.5 ms 매핑 패턴 내에 8개의 SS 블록이 있다. 도 30c는 6 GHz 이상의 NR에 대한 0.25 ms의 매핑 패턴을 도시한다. 120 kHz 슬롯의 처음 4개의 OFDM 심볼은 DL 제어를 위해 예약되고, SS 블록은 제1 슬롯의 OFDM 심볼 {4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11} 및 제2 슬롯의 OFDM 심볼 {2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9}에 매핑될 수 있다. 120 kHz SCS를 갖는 슬롯 내 다른 심볼은 데이터/가드/UL/DL 제어를 위한 것이다. SS 블록을 위한 SCS가 240 kHz인 경우, SS 블록의 매핑은 도 30c에 도시된 바와 같이 OFDM 심볼 8에서 시작할 수 있다. 이러한 매핑 패턴은 60 kHz 및 120 kHz SCS를 사용하는 DL 제어를 보호할 수 있다. SS 블록의 최대 수가 구성되면 최대 SS 블록 지속 시간은 0.25 ms 매핑 패턴 단위의 16회 또는 8회 연속 반복일 수 있다.
그러한 실시예에서, SS 버스트 집합에는 최대 16개의 매핑 패턴 단위가 있고, 전송된 SS 블록의 실제 수의 구성은 SS 블록 매핑 패턴 단위의 실제 전송된 수의 구성에 의해 달성될 수 있다. PBCH 또는 RMSI의 4 비트 정보는 이러한 정보를 전달하기 위해 사용될 수 있다.
일부 실시예에서, SS 버스트 집합은 주기 P로 주기적으로 반복되고, P는 밀리 초 단위로 정수 예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 100 등이다. 본 발명에서, SS 버스트는 연속적인 N2 개 SS 블록의 집합을 의미하고, N2는 정수 예를 들어, 1, 2, 3, 4이다. 본 발명에서, SS 블록은 TDM, FDM, CDM 또는 하이브리드 방식으로 멀티플레싱되는 동기 신호, 방송 신호 및 기준 신호의 조합을 포함한다. 본 발명에서, 셀 커버리지는 SS 버스트 집합을 포함하는 SS 블록에 대한 빔 스윕 방식에 의해 제공된다. 상이한 Tx 빔은 SS 버스트 집합 내의 상이한 SS 블록에 사용될 수 있다. 본 발명의 일부 실시예에서, "서브프레임" 또는 "시간 슬롯"은 상호 교환적으로 사용될 수 있다.
SS 블록 매핑을 위한 슬롯/서브프레임 구조는 주어진 반송파 주파수에 대한 디폴트 수비학에 따라 정의되고; SS 블록 매핑에 사용된 슬롯은 NR-SS 슬롯이라고 불리고; 2개의 주파수 대역에 대해 다음과 같이 정의된다. 6 GHz 이하의 경우, SS 블록 매칭에 사용된 수비학은 정상 CP 및 15 kHz 부반송파 간격에 따르고, NR-SS 슬롯은 1 ms를 포함한다. 6 GHz 이상의 경우, SS 블록 매칭에 사용된 수비학은 정상 CP 및 60 kHz 부반송파 간격에 따르고, NR-SS 슬롯은 0.25 ms를 포함한다.
URLLC 서비스를 포함하여 낮은 대기 시간 서비스의 지원은 5G NR 시스템의 가장 중요한 특징 중 하나이다. 종단 간 낮은 대기 시간 요건은 매우 엄격하여 즉, 1 ms이기 때문에 패킷이 도착하면 낮은 대기 시간 패킷을 스케줄링할 수 있어야 한다. 예를 들어, eMBB 패킷이 서브프레임에서 전송되고 있는 경우에도, 서브프레임 동안 새로 도착한 URLLC 패킷은 eMBB 패킷의 진행 중인 전송보다 먼저 전송될 수 있다. 그러한 경우, 진행 중인 eMBB 전송은 중단되지만, eMBB에 대한 요건은 URLLC에 대한 요건과 상이하기 때문에 ok로 간주된다.
그러나, 어쩌면 일부 신호는 많은 UE에 의해 액세스되어야 하기 때문에 NR의 일부 신호는 URLLC보다 우선 순위가 높을 수도 있고, 일부 신호는 간헐적으로 전송되기 때문에 일부 신호가 누락되면 UE에 대한 악영향이 매우 크다. 우선 순위가 높은 신호의 일부 예는 동기 & 방송 신호, 예를 들어, SS 블록, SIB/RMSI용 PDSCH, 페이징 등을 포함한다.
5G NR이 이들 중요한 신호의 중단없는 전송을 보장하고 낮은 대기 시간 서비스가 목표 요건을 충족시키도록 하기 위해, 이들 중요한 신호의 매핑은 세심하게 설계되어야 한다.
일부 실시예에서, 특정 슬롯에서 멀티플렉싱하는 낮은 대기 시간 서버스에 대한 가능한 위치가 고려된다. 이러한 우선 순위가 높은 신호를 매핑하기 위해 사용된 슬롯은 "특정 슬롯"이라고 부를 수 있다. 우선 순위가 높은 신호의 일부 예는 동기 & 방송 신호, 예를 들어, SS 블록, SIB/RMSI용 PDSCH, 페이징 등을 포함한다. 우선 순위가 높은 신호의 시간 슬롯 위치는 방송 신호(예를 들어, MIB/RMSI/SIB)에 의해 구성되거나 사양에 의해 미리 구성될 수 있다. 예를 들어, SS 블록을 매핑하는 슬롯 수는 표준 사양에서 미리 구성될 수 있다. 다른 예에서, SIB는 주기적으로 전송될 수 있고, (특정 수비학에 따라 슬롯에서 오프셋되고 주기성에 의해 구성될 수 있는) SIB의 시간 도메인 위치는 다른 SIB에 의해 구성될 수 있다.
도 31은 본 발명의 실시예에 따른 특정 슬롯에 대한 방법(3100)의 흐름도를 도시한다. 도 31에 도시된 방법(3100)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 31은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 방법(3100)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
특정 슬롯에서 우선 순위가 높은 신호는 URLLC 패킷에 의해 선점되지 않을 수 있다. 따라서, URLLC 패킷을 기대하는 UE는 우선 순위가 높은 신호가 전송되는 시간 위치에서 URLLC 전송을 모니터링할 필요가 없다. 슬롯이 비-특정 슬롯인 경우, UE는 슬롯 내 OFDM 심볼의 (집합 A로 표시된) 제1 집합에서 (URLLC 엔트리 OFDM 심볼로 표시된) URLLC 전송을 잠재적으로 매핑하는 제1/엔트리 OFDM 심볼의 집합을 기대할 수 있고; 슬롯이 특정 슬롯인 경우, UE는 도 31에 도시된 바와 같이 슬롯에서 OFDM 심볼의 (집합 B로 표시된) 제2 집합에서 URLLC 전송의 시작을 기대할 수 있다. 제1 집합의 크기는 전형적으로 제2 집합의 크기보다 크다. 제2 집합은 제1 집합의 부분 집합일 수 있다.
도 32는 본 발명의 실시예에 따른 특정 슬롯에 대한 방법(3200)의 다른 흐름도를 도시한다. 도 32에 도시된 방법(3200)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 32는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 방법(3200)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, 사양은 한 가지 이상의 특정 슬롯 유형을 지원할 수 있다. 그러한 경우, URLLC 엔트리 OFDM 심볼은 도 32에 도시된 바와 같이 각각의 특정 슬롯 유형에 대해 정의될 수 있다.
본 실시예에서 "URLLC 엔트리 OFDM 심볼"은 "가능한 URLLC 시간 위치"로 대체될 수 있다. 후자의 경우, 각 집합은 URLLC가 전송될 수 있는 연속적인 OFDM 심볼의 청크에 대응하는 지속 시간을 포함한다.
도 33은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 상이한 OFDM 심볼 집합(3300)을 도시한다. 도 33에 도시된 상이한 OFDM 심볼 집합(3300)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 33은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 상이한 OFDM 심볼 집합(3300)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다. 도 33은 집합 A 및 집합 B를 정의하는 예를 도시한다. 집합 A는 URLLC 엔트리 포인트에 대한 서브프레임의 6개 OFDM 심볼 위치인 OFDM 심볼 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12를 포함하고, 집합 B는 URLLC 엔트리 포인트에 대한 서브프레임의 3개 OFDM 심볼 위치인 OFDM 심볼 0, 5, 10을 포함한다.
집합 A, 집합 B, 및 집합 C 모두에 대한 낮은 대기 시간 서비스를 위한 가능한 시간 위치 집합은 (대역 특정 슬롯 구조로 표시된) 대역 특정 구성 수비학에 의해 정의된 특정 슬롯 구조로 정의될 수 있다. 대안적으로, 집합 A에 대한 가능한 시간 위치 집합은 UE 특정 RRC 구성 수비학에 의해 정의된 슬롯 구조에 구성된 UE 특정 RRC일 수 있지만, 집합 B 및 집합 C는 대역 특정 슬롯 구조에서 사양에 의해 미리 구성될 수 있다. 대역 특정 슬롯 구조는 구성된 수비학에 의해 정의된 슬롯 구조와 상이할 수 있다.
일 예에서, 특정 슬롯은 수비학 측면에서, NR-SS 슬롯과 동일할 수 있다. 6 GHz 이하인 경우, 특정 슬롯의 시간 도메인 구조는 정상 CP 및 15 kHz 부반송파 간격에 의해 정의되고, 특정 슬롯은 1 ms 길이이다. 6 GHz 이상인 경우, 특정 슬롯의 시간 도메인 구조는 정상 CP 및 60 kHz 부반송파 간격에 의해 정의되고, 특정 슬롯은 0.25 ms 길이이다. 각각의 특정 슬롯에서, 낮은 대기 시간 패킷은 N개의 연속적인 OFDM 심볼의 다수의 청크 중 하나에서 전송되도록 허용될 수 있다. 각 청크는 "URLLC 기회"로 지칭되고, 청크의 제1(가장 이른) OFDM 심볼은 본 실시예에서 "URLLC 엔트리 OFDM 심볼(또는 포인트)"로 지칭된다.
일부 실시예에서, 각 특정 슬롯에서 URLLC 엔트리 포인트의 시간 위치는 사양에서 미리 구성될 수 있다. 미리 구성된 URLLC 시간 위치의 일 예가 도 34에 도시된다. 1 ms의 NR-SS 슬롯 지속 시간 동안, 2개의 SS 버스트가 매핑되고, SS 버스트는 4개의 OFDM 심볼을 포함한다. 15 kHz 부반송파 간격의 경우, 2개의 SS 블록이 매핑될 수 있고, 30 kHz 부반송파 간격의 경우, 4개의 SS 블록이 각 NR-SS 슬롯 지속 시간에 매핑될 수 있다. 2개의 SS 버스트 지속 시간이 연속적인 경우, 8-OFDM 지속 시간 동안 URLLC 패킷은 전혀 스케줄링될 수 없고; 이는 URLLC KPI에 바람직하지 않다. URLLC의 전송을 허용하기 위해, 하나의 NR-SS 슬롯에 매핑된 2개의 연속적인 SS 버스트 사이에 URLLC 기회에 대응하는 2-OFDM-심볼 갭을 배치하는 것이 제안된다. SS 버스트가 NR-SS 슬롯의 OFDM 심볼 #2 내지 #5 및 #8 내지 #11에 배치되는 경우, 나머지 OFDM 심볼 즉, #0, #1, #6, #7, #12, #13은 URLLC 패킷 전송에 사용될 수 있다.
도 34로부터 각각의 부반송파 간격 값에 대응하는 SS 블록의 위치를 확인하는 것은 간단한 문제이다. 15 kHz에 대해, SS 블록의 시작 OFDM 심볼은 OFDM 심볼 2 및 OFDM 심볼 8에 매핑되고, SS 블록은 14개의 연속적인 OFDM 심볼의 집합에 배치된다. 30 kHz에 대해, SS 블록의 시작 OFDM 심볼은 OFDM 심볼 4, OFDM 심볼 8, OFDM 심볼 16, OFDM 심볼 20에 매핑되고, SS 블록은 28개의 연속적인 OFDM 심볼의 집합에 배치된다. 120 kHz에 대해, SS 블록의 시작 OFDM 심볼은 OFDM 심볼 4, OFDM 심볼 8, OFDM 심볼 16, OFDM 심볼 20에 매핑되고, SS 블록은 28개의 연속적인 OFDM 심볼의 집합에 배치된다. 240 kHz에 대해, SS 블록의 시작 OFDM 심볼은 OFDM 심볼 8, OFDM 심볼 12, OFDM 심볼 16, OFDM 심볼 20, OFDM 심볼 32, OFDM 심볼 36, OFDM 심볼 40, OFDM 심볼 44에 매핑되고, SS 블록은 56개의 연속적인 OFDM 심볼의 집합에 배치된다.
다른 예에서, URLLC 기회 및 SS 버스트 중에서 동일한 상대적 시간 위치는 슬롯 내에서 유지되지만, SS 버스트를 매핑하는 제1 OFDM 심볼은 + 또는 - 방향으로, OFDM 심볼의 특정 수 만큼 이동할 수 있다.
일부 실시예에서, 특정 슬롯의 제1 유형에서 URLLC 엔트리 포인트의 시간 위치는 미리 구성되지만, 특정 슬롯의 제2 유형에서 URLLC 엔트리 포인트의 시간 위치는 RRC 시그널링 또는 방송 시그널링을 통해 명시적으로 구성된다.
도 34는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 특정 슬롯(3400)을 도시한다. 도 34에 도시된 특정 슬롯(3400)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 34는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 특정 슬롯(3400)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 34의 슬롯 구조는 SIB/RMSI 전송 또는 페이징에 사용될 수도 있다. SIB/RMSI/페이지 전송의 경우, DL 제어 영역은 특정 신호로 간주될 수도 있고, URLLC 패킷은 OFDM 심볼 #0 및 OFDM 심볼 #1에서 DL 제어 신호를 선점할 수 없다. 이들 경우에서, URLLC 전송 기회는 OFDM #6, OFDM #7, OFDM #12, 및 OFDM #13일 수 있다. RMSI 스케줄링이 PBCH에서 수행되는 경우에, DL 제어 영역 즉, OFDM 심볼 #0 및 OFDM 심볼 #1은 URLLC 전송 기회로 사용될 수도 있다.
각 특정 슬롯은 정상 eMBB 데이터를 전송하기 위해 여전히 사용될 수 있다. 특정 신호가 매핑되는 BW에서, UE는 특정 신호 매핑에 사용될 시간/주파수 위치 주위에서 레이크 매칭을 적용할 수 있다. 도 34의 특정 예에서, eMBB 데이터는 특정 신호가 매핑되는 BW에서 (특정 신호 매핑에 사용된 OFDM 심볼 주위에서 레이트 매칭으로) OFDM 심볼 #6, OFDM 심볼 #7, OFDM 심볼 #12 및 OFDM 심볼 #13에 매핑될 수 있고; BW 밖의 eMBB 데이터는 제약 없이 전체 서브프레임(OFDM 심볼의 총 수)에 걸칠 수 있다.
도 35는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 URLLC 전송을 위한 SS 매핑(3500)을 도시한다. 도 35에 도시된 SS 매핑(3500)의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 35는 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, SS 매핑(3500)의 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 35는 잠재적인 URLLC 전송 기회를 고려하는 SS 매핑의 2 가지 다른 예를 도시한다. 그러한 예에서, 2개의 SS 버스트는 각 특정 슬롯에 매핑되고, 3개의 OFDM 심볼의 2개의 청크가 URLLC 전송에 사용될 수 있도록 3개의 OFDM 심볼의 2개의 청크가 배치된다. 위 도면에서, (집합 B에 대응하는) 가능한 URLLC 시간 위치는 OFDM 심볼 4, OFDM 심볼 5, OFDM 심볼 6, OFDM 심볼 11, OFDM 심볼 12, 및 OFDM 심볼 13이고, 아래 도면에서, 가능한 URLLC 시간 위치(즉, 집합 B)는 특정 슬롯 내의 OFDM 심볼 0, OFDM 심볼 1, OFDM 심볼 2, OFDM 심볼 7, OFDM 심볼 8 및 OFDM 심볼 9이다.
도 36은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 초기 액세스(3600)의 UE 운용을 도시한다. 도 36에 도시된 초기 액세스(3600)의 UE 운용의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 36은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
일부 실시예에서, UE 또는 단말은 초기 액세스 과정 동안 효율적인 빔포밍 방법을 사용할 수 있다. UE는 랜덤으로 선택된 빔을 사용하여 SS 블록 내의 NR-PSS를 검출하고, 또는, UE는 UE가 코히런트 검출을 사용하여 NR-PSS를 발견하기 위해 상이한 빔을 시도하고 SS 블록을 검출하기 위한 빔으로서 가장 높은 상관 결과를 제공하는 빔을 선택하는 일련의 검색 윈도우를 설정할 수 있고, 또는 UE는 이러한 초기 액세스 과정 동안 SS 블록을 검출하기 위해 옴니 빔을 사용할 수 있다. UE는 SS 블록 내에 있는 2개 이상의 반복 신호, 예를 들어, NR-PBCH 또는 BRS의 위상 차를 추정함으로써 CFO 추정을 개선할 수 있다. UE는 NR-SSS의 검출을 기반으로 하여 셀 ID를 결정한다. UE는 NR-TSS 또는 NR-PBCH를 디코딩함으로써 SS 버스트 인덱스 및 SS 블록 ID를 결정한다. NR-TSS로부터 SS 블록 ID 및 SS 버스트 인덱스가 디코딩되는 경우, UE는 블라이드 검출 없이 상이한 SS 버스트 또는 SS 버스트 집합으로부터 NR-PBCH를 결합할 수 있다. UE는 SFN, 시스템 대역폭, 또는 BRS 구성, 또는 SIB 구성, 또는 NR-PBCH로부터 NR-PBCH2 구성 정보를 결정한다.
도 36에 도시된 바와 같이, UE는 NR-PSS를 검출하고 그 주파수 및 시간 오프셋을 계산함으로써 초기 시간/주파수 동기를 획득한다((3601)). UE는 빔을 랜덤으로 선택하고 초기 액세스 과정 동안 이러한 빔을 사용할 수 있고, 또는, UE는 다수의 비-중첩 검색 윈도우를 설정하고 상이한 빔을 사용하여 각 검색 윈도위에서 NR-PSS를 검출하기 위해 코히런트 검출을 사용할 수 있고, UE는 가장 높은 코히런트 검출 결과를 제공하는 빔 및 검색 윈도우를 선택하고 NR-PSS를 검출한다.
UE는 2개 이상의 반복 신호의 위상 차를 분석함으로써 그 CFO 추정을 개선한다. 예를 들어, 2개의 반복적인 NR-PBCH 또는 BRS가 전송되는 경우, UE는 이들 2개 신호의 위상 차를 계산하여 CFO를 계산할 수 있다. UE는 NR-SSS의 위치를 결정하고 셀 ID 정보를 디코딩한다. UE는 NR-TSS를 디코딩함으로써 SS 블록 ID, SS 버스트 인덱스를 결정한다. UE는 NR-TSS로부터의 SS 블록 ID 및 SS 버스트 인덱스의 정보를 사용함으로써 상이한 NR-PBCH에 대한 코히런트 디코딩이 가능한 NR-PBCH의 위치를 결정한다. 예를 들어, UE가 검출한 SS 블록이 제1 SS 버스트에 있다는 것을 알고 있는 경우, NR-PBCH의 CRC가 실패이면, UE는 현재의 NR-PBCH 정보를 저장할 수 있다. 다음 SS 버스트 집합에서, UE는 제1 SS 버스트의 새로운 NR-PBCH를 동일한 SS 블록 ID와 결합하여 공동 디코딩할 수 있다. 단계 3602, 단계 3603 및 단계 3604가 반드시 순차적인 것은 아니다. 예를 들어, 단계 3602는 단계 3603 및 단계 3604 다음일 수 있고, 단계 3602를 단계 3603 등과 병행할 수 있다. UE는 마스터 시스템 정보 즉, SFN, 시스템 대역폭, 또는 BRS 구성 정보, 또는 NR-PBCH로부터의 다른 시스템 정보에 대한 구성 정보를 결정한다(3605). 도 37은 본 발명의 실시예에 따른 다른 예시적인 초기 액세스(3700)의 UE 운용을 도시한다. 도 37에 도시된 초기 액세스(3700)의 UE 운용의 실시예는 단지 예시를 위한 것이다. 도 37은 동일하거나 유사한 구성을 가질 수 있고, 특정 구현으로 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
시스템에서, 초기 액세스에 대한 구성 정보는 반송파 주파수에 따라 달라지고, UE는 반송파 주파수의 정보로부터 초기 액세스에 대한 구성 정보를 결정할 수 있다. 예를 들어, 30 GHz 반송파 주파수에서, 최소 시스템 대역폭이 40 MHz이고 SS 블록의 멀티플렉싱이 TDM인 경우, UE는 SS 블록으로부터 초기 액세스 정보를 검출할 수 있도록 그 구성을 변경할 수 있다. 다른 예에서, 75 GHz 반송파 주파수에서, 최소 시스템 대역폭이 80 MHz이고, SS 블록의 멀티플렉싱이 FDM인 경우, UE는 SS 블록으로부터 초기 액세스 정보를 검출할 수 있도록 이러한 초기 액세스 절차 동안 그 디코딩 구성을 변경할 수 있다. UE 거동의 단계는 도 37에 나열된다. 본 발명은 예시적인 실시예로 설명하였지만, 다양한 변경 및 수정이 당업자에게 제안될 수 있다. 본 발명은 첨부된 청구 범위 내에 속하는 그러한 변경 및 수정을 포함하는 것으로 의도된다.
본 발명의 설명의 어떤 것도 특정 요소, 단계 또는 기능이 청구 범위에 포함되어야 하는 필수 요소라고 암시하는 것으로 해석해서는 안된다. 특허 주제의 범위는 청구 범위에 의해서만 정의된다. 또한, 정확한 단어 "~를 위한 수단" 뒤에 분사가 없는 한, 청구 범위 중 어느 것도 35 U.S.C. § 112 (f)를 적용할 의도가 없다.
Claims (15)
- 무선 통신 시스템에 있어서 단말은,
PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)의 방송 신호 중 적어도 하나를 포함하는 신호 블록을 기지국으로부터 수신하도록 구성된 송수신기; 및
운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하고,
상기 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴을 기반으로 하여 상기 신호 블록의 블록 인덱스에 대응하는 OFDM 심볼 인덱스를 결정하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 단말. - 제1 항에 있어서,
상기 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함하고,
각각 4개, 8개, 8개 및 16개의 OFDM 심볼을 포함하는 연속적인 OFDM 심볼의 집합은 각각 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz 부반송파 간격에 대응하는 단말. - 제1 항에 있어서,
상기 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함하고,
상기 복수의 버스트의 버스트는 복수의 슬롯 중에서 무선 프레임의 슬롯 0의 위치에서 시작하는 단말. - 제3 항에 있어서,
상기 복수의 슬롯에 포함된 각 슬롯은 14개의 OFDM 심볼을 포함하는 단말. - 제1 항에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는
상기 매핑 패턴 및 상기 블록 인덱스를 기반으로 하여 타이밍 정보를 결정하도록 더 구성되고,
상기 신호 블록의 제1 OFDM 심볼은 각각 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz 부반송파 간격에 대응하는 {2, 8} + 14*n, {4, 8, 16, 20} + 28*n, 및 {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44} + 56*n에 따라 결정되고, n은 정수인 단말. - 제5 항에 있어서,
상기 n의 값은 0부터 시작하는 연속적인 정수의 집합으로부터 선택되는 단말. - 제1 항에 있어서,
상기 송수신기는 무선 프레임에 포함된 상기 신호 블록에 대한 다수의 선택되지 않은 OFDM 심볼에서 제어 신호 또는 데이터의 적어도 하나를 수신하도록 더 구성되는 단말. - 무선 통신 시스템에서 기지국은,
운용 주파수 대역을 기반으로 하여 부반송파 간격을 결정하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및
PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal), 및 PBCH(physical broadcasting channel)의 방송 신호 중 적어도 하나를 포함하는 신호 블록을 단말에 전송하도록 구성된 송수신기를 포함하고,
상기 신호 블록의 블록 인덱스에 대응하는 OFDN 심볼 인덱스는 상기 부반송파 간격에 대응하는 매핑 패턴을 기반으로 하여 결정되는 기지국. - 제8 항에 있어서,
상기 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함하고,
각각 4개, 8개, 8개 및 16개의 OFDM 심볼을 포함하는 연속적인 OFDM 심볼의 집합은 각각 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz 부반송파 간격에 대응하는 기지국. - 제8 항에 있어서,
상기 매핑 패턴은 각각 연속적인 OFDM 심볼의 집합을 포함하는 복수의 버스트를 포함하고,
상기 복수의 버스트 중 하나는 복수의 슬롯 중에서 무선 프레임의 슬롯 0의 위치에서 시작하는 기지국. - 제10 항에 있어서,
상기 복수의 슬롯에 포함된 각 슬롯은 14개의 OFDM 심볼을 포함하는 기지국. - 제8 항에 있어서,
타이밍 정보는 상기 매핑 패턴 및 상기 블록 인덱스를 기반으로 하여 결정되고, 상기 신호 블록의 제1 OFDM 심볼은 각각 15 kHz, 30 kHz, 120 kHz 및 240 kHz 부반송파 간격에 대응하는 {2, 8} + 14*n, {4, 8, 16, 20} + 28*n, 및 {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44} + 56*n에 따라 결정되고, n은 정수이고, n의 값은 0부터 시작하는 연속적인 정수의 집합에서 선택되는 기지국. - 제8 항에 있어서,
상기 송수신기는 무선 프레임에 포함된 상기 신호 블록에 대한 다수의 선택되지 않은 OFDM 심볼에서 제어 신호 또는 데이터 중 적어도 하나를 전송하도록 더 구성되는 기지국. - 제1 항 내지 제7 항 중 한 항의 단말에 의해 구현된 방법.
- 제8 항 내지 제13 항 중 한 항의 기지국에 의해 구현된 방법.
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