WO2016052980A1 - Fdr 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 디바이스 간 간섭을 측정하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Fdr 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 디바이스 간 간섭을 측정하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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정재훈
한진백
이은종
김진민
최국헌
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for measuring inter-device interference (IDI) in a full-duplex wireless communication system.
  • IDI inter-device interference
  • Wireless access systems are widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless access system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA) systems, frequency division multiple access (FDMA) systems, time division multiple access (TDMA) systems, orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) systems, and single carrier frequency (SC-FDMA). division multiple access) system.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for measuring IDI efficiently in a full-duplex wireless communication system.
  • Another technical problem of the present invention is to provide a method for designing a signal for efficiently measuring IDI and an apparatus therefor.
  • a method for transmitting a reference signal for the interference measurement by the transmitting terminal for the interference measurement between terminals Setting a measurement subframe; Mapping a preamble to the measurement subframe; And transmitting a reference signal to a receiving terminal through a measurement subframe to which the preamble is mapped, and a predetermined time before the preamble may be set as a first guard interval.
  • the method of transmitting the reference signal may further include the step of the transmitting terminal receives information for generating the preamble from the base station.
  • a method of measuring interference between terminals by a receiving terminal includes receiving a reference signal through a measurement subframe for interference between terminals from a transmitting terminal. Receiving; And measuring interference between terminals based on the reference signal, wherein the measurement subframe includes a preamble, and a predetermined time before the preamble is set as a first guard interval.
  • a transmitting terminal in a wireless communication system supporting Full Duplex Radio includes a transmitting and receiving module for transmitting and receiving a signal with a receiving terminal or a base station; And a processor.
  • the processor may be configured to set a measurement subframe for inter-terminal interference measurement, map a preamble to the measurement subframe, and transmit a signature signal to the receiving terminal through the measurement subframe to which the preamble is mapped.
  • the module may be controlled, and a predetermined time before the preamble may be set as the first guard period.
  • a receiving terminal includes a transmitting and receiving module for transmitting and receiving a signal with a transmitting terminal or a base station; And a processor.
  • the processor may be configured to control the transmission / reception module to receive a signature signal from the transmitting terminal through a measurement subframe for interference between terminals, and measure interference between terminals based on the signature signal.
  • the measurement subframe may include a preamble, and a predetermined time before the preamble may be set as a first guard period.
  • the predetermined time after the preamble may be further set as a second guard interval.
  • At least one of the first guard period and the second guard period may be set to a zero-power transmission period.
  • At least one of the first guard period and the second guard period may be set to a cyclic prefix (CP).
  • CP cyclic prefix
  • At least one of the first guard period and the second guard period may be set in consideration of a propagation delay.
  • the preamble may be generated using a CAZAC sequence.
  • a terminal in a full-duplex wireless communication system can efficiently measure IDI.
  • 1 shows a structure of a radio frame in 3GPP LTE.
  • FIG. 2 shows an example of frame setting in the radio frame structure of FIG.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a pattern of CRS and DRS on one resource block.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DM RS pattern defined in an LTE-A system.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern defined in an LTE-A system.
  • ZP Zero Power
  • FIG. 10 shows an example of a system supporting FDR.
  • ICI Inter-Device Interference
  • FIG. 12 illustrates multiple access of a terminal in an FDR system.
  • FIG. 13 is a view for explaining an example of an IDI measuring method that can be applied to the present invention.
  • FIG. 14 illustrates a conceptual diagram for IDI generated when measuring interference according to FIG. 13.
  • 15 shows a conceptual diagram of occurrence of overlap between received signals.
  • FIG. 16 illustrates a signal design for avoiding overlapping according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 illustrates a signal design for avoiding overlap according to another embodiment of the present invention.
  • 19 is a diagram illustrating a zero-power padding technique that may be applied to the present invention.
  • 20 illustrates a base station and a terminal that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an access point (AP), and the like.
  • the repeater may be replaced by terms such as relay node (RN) and relay station (RS).
  • the term “terminal” may be replaced with terms such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and the like.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-Advanced (LTE-A) system and 3GPP2 system. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system). For clarity, the following description focuses on the 3GPP LTE and LTE-A standards, but the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • FIG. 1 shows a structure of a radio frame in 3GPP LTE (-A).
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in units of subframes (SFs), and a subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the LTE (-A) system supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • Figure 1 (a) illustrates the structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a Transmission Time Interval (TTI).
  • TTI Transmission Time Interval
  • one subframe may have a length of 1 ms
  • one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • an OFDM symbol may also be referred to as an SC-FDMA symbol and may also be referred to as a symbol period.
  • the resource block RB as a resource allocation unit may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the length of one symbol interval may vary depending on the configuration of the Cyclic Prefix (CP).
  • a recursive transposition refers to repeating some or all of a symbol (eg, the last part of a symbol) or placing it before the symbol. Cyclic pretransposition is used to remove inter-symbol interference or to facilitate channel measurement of frequency-selective multi-path channels.
  • the CP has an extended CP and a normal CP. For example, when an OFDM symbol is configured by a normal CP, the number of OFDM symbols included in one slot may be seven. For example, in the case of an extended CP, the number of OFDM symbols included in one slot may be six.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • FIG. Type 2 frame structure is applied to the TDD system.
  • One radio frame has a length of and consists of two half-frames having a length of.
  • Each half frame consists of five subframes having a length of.
  • the i th subframe consists of two slots each having a length corresponding to 2i and 2i + 1.
  • the type 2 frame includes a special subframe consisting of three fields: a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • the DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation in the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • DwPTS, GP, and UpPTS are included in the special subframe of Table 1.
  • FIG. 2 shows an example of frame setting in the radio frame structure of FIG.
  • D is a subframe for downlink transmission
  • U is a subframe for uplink transmission
  • S is a special subframe for guard time.
  • All terminals in each cell have one frame setting among the configurations of FIG. 2 in common. That is, since the frame setting varies depending on the cell, it may be referred to as a cell-specific configuration.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • Up to three OFDM symbols at the front of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), and a Physical HARQ Indicator Channel.
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCH Physical Downlink Control Channel
  • PHICH Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a response of uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of the downlink shared channel (DL-SCH), resource allocation information of the uplink shared channel (UL-SCH), paging information of the paging channel (PCH), system information on the DL-SCH, on the PDSCH Resource allocation of upper layer control messages such as random access responses transmitted to the network, a set of transmit power control commands for individual terminals in an arbitrary terminal group, transmission power control information, and activation of voice over IP (VoIP) And the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCEs Control Channel Elements
  • the CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • the CRC is masked with an identifier called a Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • a paging indicator identifier P-RNTI
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI Random Access-RNTI
  • RA-RNTI may be masked to the CRC to indicate a random access response that is a response to the transmission of the random access preamble of the terminal.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • MIMO technology does not rely on a single antenna path to receive an entire message. The entire data may be received by combining a plurality of pieces of data received through.
  • MIMO technology includes a spatial diversity method and a spatial multiplexing method.
  • the spatial diversity method can increase transmission reliability or widen a cell radius through diversity gain, which is suitable for data transmission for a mobile terminal moving at high speed.
  • the spatial multiplexing method can increase the data rate without increasing the bandwidth of the system by transmitting different data at the same time.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the number of transmit antennas is increased to NT and the number of receive antennas is increased to NR
  • theoretical channel transmission is proportional to the number of antennas, unlike a case where only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver. Dose is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate may theoretically increase as the rate of increase rate Ri multiplied by the maximum transmission rate Ro when using a single antenna.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained. Since the theoretical capacity increase of multi-antenna systems was proved in the mid 90's, various techniques to actively lead to the actual data rate improvement have been actively studied. In addition, some technologies are already being reflected in various wireless communication standards such as 3G mobile communication and next generation WLAN.
  • the research trends related to multi-antennas to date include the study of information theory aspects related to the calculation of multi-antenna communication capacity in various channel environments and multi-access environments, the study of wireless channel measurement and model derivation of multi-antenna systems, improvement of transmission reliability, and improvement of transmission rate. Research is being actively conducted from various viewpoints, such as research on space-time signal processing technology.
  • the communication method in a multi-antenna system will be described in more detail using mathematical modeling. It is assumed that there are NT transmit antennas and NR receive antennas in the system.
  • the transmission signal when there are NT transmit antennas, the maximum information that can be transmitted is NT.
  • the transmission information may be expressed as follows.
  • Each transmission information S1, S2, ..., SNT may have a different transmission power. If each transmission power is P1, P2, ..., PNT, transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • NT matrixes x1, x2, ..., xNT which are actually transmitted by applying a weighting matrix W are configured.
  • the weighting matrix W plays a role in properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • x1, x2, ..., xNT can be expressed as follows using the vector X.
  • wij means a weight between the i th transmit antenna and the j th information. Is also called a precoding matrix.
  • the transmission signal x may be considered in different ways according to two cases (for example, spatial diversity and spatial multiplexing).
  • spatial multiplexing different signals are multiplexed and the multiplexed signal is transmitted to the occasional side so that the elements of the information vector (s) have different values.
  • spatial diversity the same signal is repeatedly transmitted through a plurality of channel paths so that the elements of the information vector (s) have the same value.
  • a combination of spatial multiplexing and spatial diversity methods can also be considered. That is, the same signal may be transmitted according to the spatial diversity method through three transmission antennas, for example, and the remaining signals may be spatially multiplexed and transmitted to the receiving side.
  • the received signals y1, y2, ..., yNT of each antenna may be expressed as a vector as follows.
  • channels may be divided according to transmit / receive antenna indexes.
  • a channel passing from the transmitting antenna j to the receiving antenna i will be denoted as hij. Note that in hij, the order of the index is the receive antenna index first, and the index of the transmit antenna is later.
  • FIG. 5 (b) shows a channel from NT transmit antennas to receive antenna i.
  • the channels may be bundled and displayed in vector and matrix form.
  • a channel arriving from a total of NT transmit antennas to a receive antenna i may be represented as follows.
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the white noises n1, n2, ..., nNR added to each of the NR receive antennas may be expressed as follows.
  • the received signal may be expressed as follows through the above-described mathematical modeling.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H representing the channel state is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number NR of receive antennas, and the number of columns is equal to the number NT of transmit antennas. That is, the channel matrix H is NR x NT matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other. Thus, the rank of the matrix cannot be greater than the number of rows or columns.
  • the rank (H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • 'rank' indicates the number of paths that can independently transmit a signal
  • 'number of layers' indicates the number of signal streams transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of ranks used for signal transmission, unless otherwise specified, the rank has the same meaning as the number of layers.
  • a transmitter may be configured as follows.
  • the transmitter includes an encoder, a modulation mapper, a layer mapper, a precoder, a resource element mapper and an OFDM signal generator.
  • the transmitter includes Nt transmit antennas.
  • the encoder encodes the input data according to a predetermined coding scheme to form coded data.
  • the modulation mapper maps the coded data to modulation symbols representing positions on the signal constellation.
  • the modulation scheme is not limited and may be m-Phase Shift Keying (m-PSK) or m-Quadrature Amplitude Modulation (m-QAM).
  • m-PSK may be BPSK, QPSK or 8-PSK.
  • m-QAM may be 16-QAM, 64-QAM or 256-QAM.
  • the layer mapper defines a layer of modulation symbols so that the precoder can distribute antenna-specific symbols to the path of each antenna.
  • the layer is defined as an information path input to the precoder.
  • the information path before the precoder may be referred to as a virtual antenna or layer.
  • the precoder outputs antenna specific symbols by processing the modulation symbols in a MIMO scheme according to multiple transmit antennas.
  • the precoder distributes antenna specific symbols to the resource element mapper of the path of the corresponding antenna.
  • Each information path sent to one antenna by a precoder is called a stream. This may be referred to as a physical antenna.
  • the resource element mapper assigns antenna specific symbols to appropriate resource elements and multiplexes them according to the user.
  • the OFDM signal generator outputs an OFDM symbol by modulating the antenna specific symbol by the OFDM scheme.
  • An OFDM signal generator may perform an inverse fast fourier transform (IFFT) on an antenna specific symbol, and a cyclic prefix (CP) may be inserted into a time domain symbol on which the IFFT is performed.
  • IFFT inverse fast fourier transform
  • CP cyclic prefix
  • the CP is a signal inserted in a guard interval to remove inter-symbol interference due to multiple paths in the OFDM transmission scheme. OFDM symbols are transmitted through each transmit antenna.
  • the transmitted packet is transmitted through a wireless channel
  • signal distortion may occur during the transmission process.
  • the distortion In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion must be corrected in the received signal using the channel information.
  • a method of transmitting the signal known to both the transmitting side and the receiving side and finding the channel information with the distortion degree when the signal is received through the channel is mainly used.
  • the signal is called a pilot signal or a reference signal.
  • RSs can be classified into two types according to their purpose.
  • One is an RS used for channel information acquisition, and the other is an RS used for data demodulation. Since the former is an RS for allowing the terminal to acquire downlink channel information, the former should be transmitted over a wide band, and even if the terminal does not receive downlink data in a specific subframe, it should be able to receive and measure the corresponding RS.
  • Such RS is also used for measurement for handover and the like.
  • the latter is an RS that is transmitted together with the corresponding resource when the base station transmits a downlink, and the terminal can estimate the channel by receiving the corresponding RS, thus demodulating data. This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the existing 3GPP LTE (eg, 3GPP LTE Release-8) system
  • two types of downlink RSs are defined for unicast services.
  • One of them is a common RS (CRS) and the other is a dedicated RS (DRS).
  • CRS is used for measurement of channel state information, measurement for handover, and the like, and may be referred to as cell-specific RS.
  • DRS is used for data demodulation and may be referred to as UE-specific RS.
  • DRS is used only for data demodulation, and CRS can be used for both purposes of channel information acquisition and data demodulation.
  • the CRS is a cell-specific RS and is transmitted every subframe for a wideband.
  • the CRS may be transmitted for up to four antenna ports according to the number of transmit antennas of the base station. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and if four, CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating patterns of CRSs and DRSs on one resource block (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers in frequency in case of a general CP) in a system in which a base station supports four transmit antennas.
  • resource elements RE denoted by 'R0', 'R1', 'R2' and 'R3' indicate positions of CRSs for antenna port indexes 0, 1, 2, and 3, respectively.
  • the resource element denoted as 'D' in FIG. 6 indicates the position of the DRS defined in the LTE system.
  • LTE-A system of the advanced evolution of the LTE system can support up to eight transmit antennas in the downlink. Therefore, RS for up to eight transmit antennas should also be supported. Since the downlink RS in the LTE system is defined for up to four antenna ports only, if the base station has four or more up to eight downlink transmission antennas in the LTE-A system, RSs for these antenna ports must be additionally defined. do. As RS for up to eight transmit antenna ports, both RS for channel measurement and RS for data demodulation should be considered.
  • Backward compatibility means that the existing LTE terminal supports to operate correctly in the LTE-A system. From the point of view of RS transmission, if RS is added for up to eight transmit antenna ports in the time-frequency domain where CRS defined in the LTE standard is transmitted every subframe over the entire band, the RS overhead becomes excessively large. do. Therefore, in designing RS for up to 8 antenna ports, consideration should be given to reducing RS overhead.
  • RS newly introduced in LTE-A system can be classified into two types. One of them is an RS for channel measurement for selecting a transmission rank, a modulation and coding scheme (MCS), a precoding matrix index (PMI), and the like. State Information RS (CSI-RS), and the other is a demodulation-reference signal (DM RS) which is an RS for demodulating data transmitted through up to eight transmit antennas.
  • MCS modulation and coding scheme
  • PMI precoding matrix index
  • CSI-RS State Information RS
  • DM RS demodulation-reference signal
  • the CSI-RS for channel measurement purposes is characterized in that the CRS in the existing LTE system is designed for channel measurement-oriented purposes, unlike the CRS used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, etc. have.
  • the CSI-RS may also be used for the purpose of measuring handover. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining channel state information, unlike the CRS in the existing LTE system, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe.
  • the CSI-RS may be designed to be transmitted intermittently (eg, periodically) on the time axis.
  • a dedicated DM RS is transmitted to a terminal scheduled for data transmission.
  • the DM RS dedicated to a specific terminal may be designed to be transmitted only in a resource region where the terminal is scheduled, that is, in a time-frequency region in which data for the terminal is transmitted.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DM RS pattern defined in an LTE-A system.
  • a position of a resource element in which a DM RS is transmitted is transmitted on one resource block in which downlink data is transmitted (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers in frequency).
  • the DM RS may be transmitted for four antenna ports (antenna port indexes 7, 8, 9 and 10) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • DM RSs for different antenna ports may be divided into being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (OFDM symbols) (ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes).
  • DM RSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource may be distinguished from each other by orthogonal codes (ie, multiplexed in the CDM manner).
  • DM RSs for antenna ports 7 and 8 may be located in resource elements (REs) indicated as DM RS CDM group 1, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • DM RSs for antenna ports 9 and 10 may be located in resource elements indicated as DM RS group 2 in the example of FIG. 7, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern defined in an LTE-A system.
  • FIG. 8 shows the location of a resource element in which a CSI-RS is transmitted on one resource block in which downlink data is transmitted (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers in frequency).
  • one of the CSI-RS patterns of FIGS. 8 (a) to 8 (e) may be used.
  • the CSI-RS may be transmitted for eight antenna ports (antenna port indexes 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, and 22) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • CSI-RSs for different antenna ports may be divided into being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (OFDM symbols) (ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes).
  • OFDM symbols ie, may be multiplexed in FDM and / or TDM schemes.
  • CSI-RSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource may be distinguished from each other by orthogonal codes (ie, multiplexed in a CDM manner).
  • CSI-RSs for antenna ports 15 and 16 may be located in resource elements (REs) indicated as CSI-RS CDM group 1, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • REs resource elements
  • CSI-RSs for antenna ports 17 and 18 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 2, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 19 and 20 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 3, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 21 and 22 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 4, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • ZP CSI-RS Zero Power
  • the RS patterns of FIGS. 6 to 9 are merely exemplary and are not limited to specific RS patterns in applying various embodiments of the present invention. That is, even when RS patterns different from those of FIGS. 6 to 9 are defined and used, various embodiments of the present invention may be equally applied.
  • Full duplex radio refers to a system that can simultaneously support transmission and reception using the same resources in a transmission device.
  • a base station or a terminal supporting FDR can transmit the uplink / downlink without duplexing by dividing the uplink / downlink by frequency / time and the like.
  • FIG. 11 shows a system supporting FDR.
  • the FDR system there are two types of interference.
  • the first is self-interference (SI), in which a signal transmitted by a transmitting antenna in an FDR device is received by its receiving antenna and acts as interference.
  • SI self-interference
  • Magnetic interference may be referred to as intra-device interference.
  • a magnetic interference signal is received stronger than a desired signal. Therefore, it is important to eliminate completely through interference cancellation work.
  • an inter-device interference in which an uplink signal transmitted from a base station or a terminal is received by an adjacent base station or a terminal and acts as interference.
  • Magnetic interference and device-to-device interference are interferences that occur only in FDR systems due to the use of the same resources in a cell.
  • half-duplex e.g., FDD, TDD
  • no interference occurs between uplink and downlink.
  • the uplink and the downlink share the same frequency / time resources, the above-described interference may occur.
  • IDI inter-device interference
  • IDI Inter-Device Interference
  • FIG. 11 shows that inter-device interference in IDI (Inter-Device Interference).
  • IDI is interference caused only in FDR due to using the same radio resource in one cell.
  • FIG. 9 shows that the base station is in full-duplex (FD) mode (ie, in the same resource).
  • FD full-duplex
  • a conceptual diagram of IDI generated when using simultaneous transmission / reception mode using the same frequency) is shown.
  • 11 illustrates only 2 UEs for ease of IDI description, the present invention can also be applied to the case where two or more UEs exist.
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • 12 is a reference diagram for explaining a multiple access of a terminal in an FDR system.
  • the FDR system not only a full-duplex method using the same resource but also a full-duplex method not using the same resource may exist. 12 illustrates an example of FDMA and TDMA operations when a base station operates in a full-duplex (FD) mode on the same resource and multiple terminals perform multiple accesses.
  • FD full-duplex
  • TDD time division duplex
  • a frame configuration for transmitting interference between asynchronous devices, a signal transmission between devices, and Assume that a listen attempt setting is performed. Under these assumptions, simultaneous transmission and reception is possible in a cell through UE-specific configuration, which is a method of differently assigning configuration for each terminal in each cell.
  • the preamble is a signal used to acquire synchronization in the wexel search process.
  • the preamble may refer to a midamble, a synchronization signal, or a synchronization channel depending on the system.
  • the preamble may be capable of acquiring a cell identifier with one signal, but may be able to acquire the cell identifier using two signals such as a primary synchronization signal and a secondary synchronization signal.
  • the preamble may be utilized for obtaining a terminal identifier or a terminal identifier group, such as obtaining a cell identifier.
  • a signature signal is defined below.
  • a unique signature may be given to each terminal or each terminal group in order to measure IDI between devices and reduce or eliminate the measured IDI.
  • a signal for measuring interference that can be distinguished between terminals is defined as a signature signal.
  • the terminal uses the received signature signal to determine the signal strength, terminal or signature index, phase, and the like for the terminal causing the IDI and timing information. (timing information) and the like.
  • the signature signal may be in any form, for example, a code sequence or a puncturing pattern, which may distinguish the terminal or the terminal group. That is, unique scramble or interleaving of a terminal / terminal group may be applied using a code sequence, and a signature signal is transmitted exclusively in only one terminal / terminal group to facilitate interference measurement at a receiving terminal. May be In this case, an exclusive unit may be a minimum OFDM symbol.
  • the index of the sequence to be transmitted by each terminal may be calculated through the UE ID. That is, the sequence of the signature signal may be represented as a function of the UE ID.
  • the index may be calculated through a modular operation as shown in Equation 12.
  • the m-sequence may be configured by using the UE_ID or the sequence index to distinguish each signature signal.
  • LTE SSS Secondary Synchronization Signal
  • an m-sequence such as Equation 13 is used.
  • UE_ID or sequence index is used for N (1) ID , and m 'is obtained through this, and a signature signal is distinguished.
  • IDI is generated by using the same resource, for example, if the total number of IDI-induced terminals and the number of IDI-measurement terminals each N total ( N C 2 * 2) IDI measurements This is necessary. Since the FDR system has the same up / down frequency and the same transmission time, channel reciprocity between the transmitting and receiving devices is established.
  • a group of terminals may be determined to facilitate management of inter-terminal interference (IDI) avoidance or mitigation.
  • IDI inter-terminal interference
  • a technique of reducing the number of IDI measurements may be defined. For example, a scheme in which terminals may generate without receiving a configuration for measurement from a base station in consideration of channel reversibility may be defined.
  • a UE group classification (grouping) method for scheduling IDI-induced UEs in an FDR system and an IDI measurement and reporting technique for grouping may be defined.
  • UE groups may be classified using only the order of IDI sizes measured by each UE, and IDI size-based UE groups in consideration of IDI removal / mitigation capability of each UE, not the number of UEs sharing the same resource. Classification techniques may be applied.
  • an IDI measurement and reporting technique having low complexity may be defined. For example, each UE directly determines a basic subframe configuration pattern based on the number of IDI measurements required for the UE group to which the UE belongs, and measures IDI by the number of times allocated to the UE by applying a UE-specific shift value. The technique can be defined.
  • FIG. 13 is a view for explaining an example of an IDI measurement method that can be applied to the present invention.
  • FIG. 13 illustrates a subframe configuration according to an embodiment of the present invention.
  • the base station may inform all terminals of the configuration of the UL / DL subframe. For example, in FIG. 13A, all terminals have the same number of measurements, and only one target terminal is configured with a UL subframe in a predetermined time unit (one subframe) for measurement, and the other terminals are DL. Subframe is set.
  • the method of transmitting a subframe configuration to the terminals may be applied as follows.
  • the base station may transmit the basic subframe pattern and the cyclic shift value for the pattern to the terminals.
  • the basic subframe pattern is [U, D, D, D, D]
  • the cyclic shift value becomes zero.
  • the cyclic shift value is set to 1 for terminal b, and the subframe pattern for terminal b is [D, U, D, D, D] as a result of shifting the basic subframe pattern by 1 to the right.
  • the base station may use the shift value of the UL subframe with only the subframe configuration of the type used by the terminal a.
  • FDR means a system that simultaneously supports transmission and reception using the same time and the same frequency. That is, for example, as shown in FIG. 13, UE1 may be uplink and UE2 may be simultaneously downlink. That is, a terminal supporting FDR should be able to support uplink and downlink at the same time.
  • FIG. 14 shows a conceptual diagram for IDI generated when measuring interference according to 13.
  • FIG. 14 it is assumed that the subframe settings a, b, and c shown in FIG. 13 are allocated to UE 1, UE 2, and UE 3 (hereinafter, referred to as UE 1, UE2, and UE3, respectively).
  • UE 1, UE2, and UE3 it is assumed that TA (Timing Advance) for synchronization of reception at the base station is considered.
  • UE 1 transmits a signal through subframe # 0 and receives a signal through subframe # 1 according to the subframe configuration, and UE 2 receives a signal in subframe # 0 and subframe # 1 according to the subframe configuration. Transmits a signal.
  • UE3 performs signal reception in both subframes # 0 and # 1 according to the subframe configuration.
  • the signal transmitted in the T1 section through the propagation delay from the UE 1 from the UE 2 position overlaps with the signal to be transmitted in the T2 section.
  • signals that have undergone propagation delay from the UE 1 and the UE 2 are overlapped and received. Accordingly, a problem arises in that accurate interference measurement is difficult from the viewpoint of UE2 and UE3.
  • FIG. 15 illustrates a situation in which signals are overlapped and received according to a position of a terminal.
  • terminals A and B transmit signals at times T1 and T2, respectively, and terminal C receives the signals.
  • terminals A and B transmit signals at times T1 and T2, respectively, and terminal C receives the signals.
  • a and B are located as far apart from each other as possible within the cell radius so that timing advance and propagation delay can be maximized.
  • the terminal C is located close to one of the transmitting terminal (terminal B in FIG. 14) to illustrate an environment in which signals can be received with maximum overlap.
  • the signal includes a signal transmitted in a measurement subframe which is a subframe to be measured.
  • a signal for measuring interference for example, a reference signal
  • the signature signal may be included in the measurement subframe. If the terminal can identify the terminal transmitting the signal using the signal for the interference measurement, the transmission or reception of the signature signal can be omitted.
  • the signature signal may be transmitted before the reference signal.
  • the signature signal and the reference signal may be transmitted in the same symbol, and in this case, they may be located in different frequency domains.
  • the signal reception timing of the terminal C is shown, and the signal transmitted from the terminal A in the T1 section and the terminal B in the T2 section is received.
  • the signal received from the terminal A overlaps the back of the signal
  • the signal received from the terminal B overlaps the front of the signal.
  • the signal received from the terminal A or the terminal B may be a signal transmitted in a resource unit configured for measurement, for example, a measurement subframe.
  • the measurement subframe may include at least one subframe.
  • the present invention proposes to design a signal by providing a guard time (GT) on both sides of the preamble transmitted in the measurement subframe in consideration of the overlapping interval.
  • GT guard time
  • 16 is a diagram illustrating a preamble for inter-terminal interference measurement that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • the guard interval previously set in the preamble is referred to as a first guard interval (GT1 of FIG. 16), and the guard interval set after the preamble is referred to as a second guard interval (GT 2 of FIG. 16). .
  • At least one of the first guard period or the second guard period may be set as a zero-power period.
  • a cyclic prefix (CP) may be inserted into at least one of the first guard period and the second guard period.
  • the signal received from the terminal B has no transmission signal in front of the signal, and thus the overlapping of the received signal does not occur using the guard period.
  • the signal from each terminal can be distinguished by using the guard period except when there is a transmission power in the first guard period and the second guard period.
  • the first guard period and / or the second guard period may be set in consideration of at least a transmission delay. Similarly, it may be set in consideration of timing advance. That is, the first guard period and / or the second guard period may be determined in consideration of the cell radius, and the length of each guard period may be at least 1 round-trip time (RTT). For example, if the cell radius is 200m, the guard interval may be 41 samples.
  • RTT round-trip time
  • the preamble may be mapped to a measurement subframe and transmitted. In particular, it can be transmitted at the front end of the measurement subframe.
  • the sum of the time intervals for the preamble and the time intervals corresponding to the first guard interval and / or the second guard interval may match the length of a symbol unit.
  • the sum of the time intervals corresponding to the time interval for the preamble, the first guard interval and the second guard interval may correspond to N symbol lengths (N is a natural number).
  • the first guard period may start at a start point of the subframe. If the first guard period is not set, the preamble may start at the start of the subframe. For example, when the sum of time intervals of the preamble, the first guard period, and the second guard period corresponds to one symbol, the preamble, the first guard period, and the second guard period are located in the first symbol of the measurement subframe. .
  • the preamble When the preamble is set as described above, the preamble may be set to have a length different from that of the existing preamble. Therefore, new sequence generation is required to match the new preamble length, and the new sequence may be generated using a sequence of the Constant Amplitude Zero Auto-Correlation (CAZAC) sequence to ensure orthogonality.
  • CAZAC Constant Amplitude Zero Auto-Correlation
  • a cyclic shift value and a root index may be determined, and the base station may transmit a cyclic shift value, a root index value, and a sequence length to each user equipment.
  • the reference signal may also have a structure as described with reference to FIG. 16 to prevent signal overlap. That is, the first guard interval may be located in the previous time interval of the reference signal symbol, the second guard interval may be located in the subsequent time interval of the reference signal symbol, and the description of the preamble may be applied to the reference signal symbol. have.
  • the signature signal and the reference signal are transmitted in the same symbol in one subframe, the same content may be applied to each signal.
  • the signature signal and the reference signal may be transmitted in different frequency resources.
  • the reference signal for IDI measurement may be transmitted in one symbol or a plurality of symbols in a measurement subframe.
  • the reference signal may be transmitted in the first symbol of the measurement subframe. In this case, in the reference signal mapped to the first symbol, the reference signal may be mapped between the first guard period and the second guard period as described above. Alternatively, if the reference signal is transmitted in the last symbol of the measurement subframe, the reference signal may be mapped between the first guard period and the second guard period, as described above, with respect to the reference signal mapped to the last symbol. When the above structure is applied to the last symbol, signal overlap may be avoided in the second guard period.
  • a structure as shown in FIG. 16 may be applied to the first symbol.
  • a structure as shown in FIG. 16 may be applied to the last symbol. In some cases, the structure shown in FIG. 16 may be applied to both the first symbol and the last symbol.
  • only the first guard period may be applied to the first symbol of the measurement subframe to which the reference signal is mapped, and only the second guard period may be applied to the last symbol. According to this, overlapping application of the first guard period and the second guard period can be avoided.
  • the measurement subframe consists of N symbols and includes symbols from symbol indexes 0 to N-1.
  • the index of the first symbol described above may correspond to the symbol index 0 of the measurement subframe, and the index of the last symbol may correspond to the symbol index N-1.
  • N corresponds to 14 for a normal CP
  • N corresponds to 12 for an extended CP.
  • the terminal C receives the reference signal from the terminal A during the time interval corresponding to T1 in FIG. 15 (b) through the measurement subframe and from the terminal B during the time interval corresponding to the T2. Receive a reference signal through a measurement subframe.
  • the front end of the subframe corresponding to the time corresponding to the T2 is set to the first guard interval, and if the first guard interval is set to a zero-power interval, signals to the terminal A and the terminal B are It can be seen that they do not overlap. Accordingly, the terminal C can distinguish signals from the terminal A and the terminal B even if signals on the reception timing overlap without changing the measurement time.
  • the interferometric signal or reference signal may be designed as follows.
  • a technique for improving a sampling frequency may be used to avoid overlapping from the respective terminals.
  • 17 shows an example of changing a sampling frequency for avoiding overlap.
  • the sampling frequency may be increased to reduce the length of the reference signal symbol to which the reference signal is mapped.
  • the symbol sample length is fixed.
  • a sample frequency used in a legacy system may be increased from 15 kHz to 20 kHz.
  • the zero-power section means a case where the transmission power is 0 or NULL state, and may mean a section in which no signal is transmitted.
  • the terminal of the signal becomes the zero-power section, and thus, the signal of the terminal A may be transmitted in the zero-power state in the overlapping section of FIG. 15.
  • a structure in which a zero-power period is added to a rear portion of a reference signal symbol to which a reference signal is mapped is defined.
  • a new frame structure can be defined.
  • the frame structure of the legacy system which is a conventional frame structure.
  • seven symbols are included in one slot for a general CP.
  • one symbol for a general CP is included in one slot. Less than seven symbols are included.
  • the zero-power period behind the reference signal symbol may be set for all one symbol.
  • the base station may inform the terminal whether zero-power is set.
  • a zero-padding technique in the frequency axis may be used to set the zero-power interval. If some data values are replaced with '0' on the frequency axis, the data appears in a repeated form on the time axis. For example, if you substitute '0' for half of the data or use only half of the data and insert '0' for the remaining frequency intervals, the same data will appear repeatedly on the time axis. Referring to FIG. 19, when 0 is substituted for half of data on the frequency axis, x 1 to x 1024 repeatedly appear on the time axis.
  • the zero-power section may be set by deleting repeated data x 1 to x 1024 and inserting zero.
  • the base station and the terminal of FIG. 19 may execute the above-described IDI measurement methods.
  • a relay When a relay is included in the wireless communication system, communication is performed between the base station and the relay in the backhaul link, and communication is performed between the relay and the terminal in the access link. Therefore, the base station or the terminal illustrated in the figure may be replaced with a relay according to the situation.
  • a wireless communication system includes a base station (BS) 110 and a terminal (UE) 120.
  • Base station 110 includes a processor 112, a memory 114, and a radio frequency (RF) unit 116.
  • the processor 112 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 114 is connected to the processor 112 and stores various information related to the operation of the processor 112.
  • the RF unit 116 is connected with the processor 112 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 120 includes a processor 122, a memory 124, and an RF unit 126.
  • the processor 122 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed by the present invention.
  • the memory 124 is connected with the processor 122 and stores various information related to the operation of the processor 122.
  • the RF unit 126 is connected with the processor 122 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the base station 110 and / or the terminal 120 may have a single antenna or multiple antennas.
  • the processor 122 maps a preamble to the measurement subframe.
  • the processor 122 transmits a reference signal to a receiving terminal through the measurement subframe to which the preamble is mapped.
  • the processor 122 may set a predetermined time before the preamble as the first guard period.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Certain operations described in this document as being performed by a base station may in some cases be performed by an upper node thereof. That is, it is obvious that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNodeB (eNB), an access point, and the like.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), FPGAs ( field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be used in a wireless communication device such as a terminal, a relay, a base station, and the like.

Abstract

본 발명은 FDR (Full Duplex Radio) 전송 환경을 지원하는 무선 접속 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 FDR을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신 단말이 간섭 측정을 위한 참조 신호를 송신하는 방법은, 송신 단말이 단말 간 간섭 측정을 위한 측정 서브프레임을 설정하는 단계; 상기 측정 서브프레임에 프리앰블을 맵핑하는 단계; 및 상기 프리앰블이 맵핑된 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신 단말로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

FDR 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 디바이스 간 간섭을 측정하는 방법 및 이를 위한 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 풀-듀플렉스(Full-Duplex) 무선 통신 시스템에서 디바이스간 간섭(IDI: Inter-Device Interference)을 측정하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 풀-듀플렉스(Full-Duplex) 무선 통신 시스템에서 IDI를 효율적으로 측정하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 기술적 과제는 IDI를 효율적으로 측정하기 위한 신호를 설계하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신 단말이 간섭 측정을 위한 참조 신호를 송신하는 방법은 송신 단말이 단말 간 간섭 측정을 위한 측정 서브프레임을 설정하는 단계; 상기 측정 서브프레임에 프리앰블을 맵핑하는 단계; 및 상기 프리앰블이 맵핑된 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정될 수 있다.
여기서, 상기 참조 신호를 송신하는 방법은 송신 단말이 기지국으로부터 상기 프리앰블을 생성하기 위한 정보를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 양상에 따른 FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 단말이 단말 간 간섭을 측정하는 방법은, 송신 단말로부터 단말 간 간섭을 위한 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신하는 단계; 및 상기 참조 신호에 기반하여 단말 간 간섭을 측정하는 단계를 포함할 수 있으며, 상기 측정 서브프레임은 프리앰블을 포함하되, 상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정된 것을 특징으로 할 수 있다.
본 발명의 또 다른 양상에 따른 FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서의 송신 단말은 수신 단말 또는 기지국과 신호를 송수신하는 송수신 모듈; 및 프로세서를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 프로세서는, 단말 간 간섭 측정을 위한 측정 서브프레임을 설정하고, 상기 측정 서브프레임에 프리앰블을 맵핑하며, 상기 프리앰블이 맵핑된 측정 서브프레임을 통해 서명 신호를 상기 수신 단말로 전송하도록 상기 송수신 모듈을 제어할 수 있으며, 상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정될 수 있다.
본 발명의 또 다른 양상에 따른 FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 단말은, 송신 단말 또는 기지국과 신호를 송수신하는 송수신 모듈; 및 프로세서를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 프로세서는, 상기 송신 단말로부터 단말 간 간섭을 위한 측정 서브프레임을 통해 서명 신호를 수신하도록 상기 송수신 모듈을 제어하고, 상기 서명 신호에 기반하여 단말 간 간섭을 측정하도록 설정될 수 있으며, 상기 측정 서브프레임은 프리앰블을 포함하되, 상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정된 것을 특징으로 할 수 있다.
상기 기술한 실시 양상들에 대하여는 이하의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.
상기 프리앰블 이후의 소정 시간은 제 2 보호 구간으로 더 설정될 수 있다.
바람직하게는, 상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 영 전력 (zero-power) 송신 구간으로 설정될 수 있다.
또한, 상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 CP (Cyclic Prefix)로 설정될 수 있다.
여기서, 상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 전파 지연 (propagation delay)을 고려하여 설정될 수 있다.
또한, 상기 프리앰블은 CAZAC 시퀀스를 이용하여 생성될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면 풀-듀플렉스(Full-Duplex) 무선 통신 시스템에서의 단말이 IDI 를 효율적으로 측정할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 3GPP LTE에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 도 1의 무선 프레임 구조에서 프레임 설정의 일례를 도시한다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 하나의 자원블록 상에서 CRS 및 DRS의 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
도 7 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
도 9는 LTE-A 시스템에서 정의되는 ZP(Zero Power) CSI-RS 패턴의 예시를 나타내는 도면이다.
도 10은 FDR 을 지원하는 시스템의 일례를 나타낸다.
도 11은 IDI (Inter-Device Interference) 를 나타낸다.
도 12는 FDR 시스템에서 단말의 다중 접속을 나타낸다.
도 13은 본 발명에 적용될 수 있는 IDI 측정 방법의 일 예를 설명하는 도면이다.
도 14는 도 13에 따라 간섭 측정 시 발생하는 IDI에 대한 개념도를 나타낸다.
도 15는 수신 신호간의 중첩 발생에 대한 개념도를 나타낸다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따라 중첩 회피를 위한 신호 설계를 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따라 중첩 회피를 위한 신호 설계를 설명하기 위한 도면이다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 중첩 회피를 위한 신호 설계를 설명하기 위한 도면이다.
도 19는 본 발명에 적용될 수 있는 영 전력 (zero-power) 패딩 기법을 나타내는 도면이다.
도 20은 본 발명의 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 3GPP LTE (-A)에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다. 셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상향링크/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임(subframe, SF) 단위로 이루어지며, 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. LTE(-A) 시스템에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 하향링크 무선 프레임은 10개의 서브프레임으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 도메인(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(Transmission Time Interval)라 한다. 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1 ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5 ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 도메인에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 도메인(frequency domain)에서 다수의 자원 블록(resource block, RB)을 포함한다. LTE(-A) 시스템에서는 하향링크에서 OFDM을 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. LTE(-A) 시스템에서는 상향링크에서 SC-FDMA을 사용하므로, OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼로 지칭될 수 있으며, 또한 심볼 구간으로 통칭될 수 있다. 자원 할당 단위로서의 자원 블록(RB)은 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 서브캐리어(subcarrier)를 포함할 수 있다.
하나의 심볼 구간의 길이(또는 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수)는　순환　전치(Cyclic Prefix, CP)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다.　순환　전치는 심볼의 일부(예, 심볼 마지막 부분) 또는 전부를 반복하여 심볼 앞에 위치시키는 것을 지칭한다.　순환　전치는 심볼 간 간섭(inter-symbol interference)을 제거하거나, 주파수 선택적 다중 경로 채널(frequency-selective multi-path channel)의 채널 측정을 용이하게 하기 위해 사용된다.　순환　전치(CP)에는 확장 CP(extended CP)와 표준 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 표준(normal) CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 예를 들어, 확장 CP의 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임(radio frame)은 의 길이를 가지며, 길이를 가지는 2개의 하프프레임(half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 의 길이를 가지는 5개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1에 해당하는 각 의 길이를 가지는 2개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10-8(약 33ns)로 표시된다.
타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 포함한다. 여기서, DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. DwPTS, GP, UpPTS 은 표 1의 special subframe에 포함되어 있다.
도 2는 도 1의 무선 프레임 구조에서 프레임 설정의 일례를 도시한다.
도 2에서, D는 하향링크(Downlink) 전송을 위한 서브프레임, U는 상향링크(Uplink) 전송을 위한 서브프레임, S는 보호 시간 (guard time)을 위한 특별한 subframe이다.
각 셀 내의 모든 단말은 공통적으로 상기 도 2의 configuration 중에서 하나의 프레임 설정을 갖는다. 즉, 셀에 따라 프레임 설정이 달라지기 때문에 셀-특정 설정 (cell-specific configuration)이라 칭할 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링 할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.
다중안테나(MIMO) 시스템의 모델링
MIMO((Multiple Input Multiple Output) 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 시스템이다. MIMO 기술은 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고, 복수개의 안테나를 통해 수신되는 복수개의 데이터 조각들을 조합하여 전체 데이터를 수신할 수 있다.
MIMO 기술에는 공간 다이버시티(Spatial diversity) 방법과 공간 다중화(Spatial multiplexing) 방법 등이 있다. 공간 다이버시티 방법은 다이버시티 이득(gain)을 통해 전송 신뢰도(reliability)를 높이거나 셀 반경을 넓힐 수 있어, 고속으로 이동하는 단말에 대한 데이터 전송에 적합하다. 공간 다중화 방법은 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 데이터 전송률을 증가시킬 수 있다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(Ro)에 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2015010292-appb-M000001
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
송신 신호를 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2015010292-appb-M000002
각각의 전송 정보 S1, S2, .., SNT는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 P1, P2, ..., PNT라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 3
Figure PCTKR2015010292-appb-M000003
또한,
Figure PCTKR2015010292-appb-I000001
는 전송 전력의 대각행렬 P를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2015010292-appb-M000004
전송전력이 조정된 정보 벡터(information vector)
Figure PCTKR2015010292-appb-I000002
에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 NT개의 송신신호 x1, x2, ..., xNT가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. x1, x2, ..., xNT는 벡터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2015010292-appb-M000005
여기에서, wij는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다. 는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.
한편, 송신신호 x 는 2 가지 경우(예를 들어, 공간 다이버시티 및 공간 다중화)에 따라 다른 방법으로 고려될 수 있다. 공간 다중화의 경우, 상이한 신호가 다중화되고 다중화된 신호가 수시 측으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소(element)가 상이한 값을 가진다. 한편, 공간 다이버시티의 경우에는, 동일한 신호가 복수개의 채널 경로를 통하여 반복적으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소가 동일한 값을 가진다. 물론, 공간 다중화 및 공간 다이버시티 방법의 조합 역시 고려할 수 있다. 즉, 동일한 신호가 예를 들어 3 개의 전송 안테나를 통해 공간 다이버시티 방법에 따라 전송되고, 나머지 신호들은 공간 다중화되어 수신 측으로 전송될 수도 있다.
NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 y1, y2, ..., yNT는 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 6
Figure PCTKR2015010292-appb-M000006
다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 hij로 표시하기로 한다. hij에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
도 5(b)에 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2015010292-appb-M000007
따라서, NT 개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 8
Figure PCTKR2015010292-appb-M000008
실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 n1,n2,..., nNR은 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2015010292-appb-M000009
상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 10
Figure PCTKR2015010292-appb-M000010
채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 NT와 같다. 즉, 채널 행렬 H는 행렬이 NR×NT된다.
행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 랭크 (rank(H))는 다음과 같이 제한된다.
수학식 11
Figure PCTKR2015010292-appb-M000011
MIMO 전송에 있어서 '랭크(Rank)'는 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
한편, 다중 안테나 시스템에서 송신기는 다음과 같이 구성될 수 있다. 송신기는 인코더(encoder), 변조 맵퍼(modulation mapper), 레이어 맵퍼(layer mapper), 프리코더(precoder), 자원요소 맵퍼(resource element mapper) 및 OFDM 신호 발생기를 포함한다. 송신기는 Nt 개의 송신 안테나를 포함한다.
인코더는 입력되는 데이터를 정해진 코딩 방식에 따라 인코딩하여 부호화된 데이터(coded data)를 형성한다. 변조 맵퍼는 부호화된 데이터를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 변조 심볼에 맵핑한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 예를 들어, m-PSK는 BPSK, QPSK 또는 8-PSK 일 수 있다. m-QAM은 16-QAM, 64-QAM 또는 256-QAM 일 수 있다.
레이어 맵퍼는 프리코더가 안테나 특정 심볼(antenna-specific symbol)을 각 안테나의 경로로 분배할 수 있도록 변조 심볼의 레이어를 정의한다. 레이어는 프리코더로 입력되는 정보 경로(information path)로 정의된다. 프리코더 이전의 정보 경로를 가상 안테나(virtual antenna) 또는 레이어라고 할 수 있다.
프리코더는 변조 심볼을 다중 송신 안테나에 따른 MIMO 방식으로 처리하여 안테나 특정 심볼을 출력한다. 프리코더는 안테나 특정 심볼을 해당 안테나의 경로의 자원요소 맵퍼로 분배한다. 프리코더에 의해 하나의 안테나로 보내어지는 각 정보 경로를 스트림(stream)이라 한다. 이를 물리적 안테나(physical antenna)라 할 수 있다.
자원요소 맵퍼는 안테나 특정 심볼을 적절한 자원요소(resource element)에 할당하고, 사용자에 따라 다중화한다. OFDM 신호 발생기는 안테나 특정 심볼을 OFDM 방식으로 변조하여 OFDM 심볼을 출력한다. OFDM 신호 발생기는 안테나 특정 심볼에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행할 수 있으며, IFFT가 수행된 시간 영역 심볼에는 순환전치(cyclic prefix; CP)가 삽입될 수 있다. CP는 OFDM 전송 방식에서 다중 경로에 의한 심볼 간 간섭(inter-symbol interference)을 제거하기 위해 보호구간(guard interval)에 삽입되는 신호이다. OFDM 심볼은 각 송신 안테나를 통해 송신된다.
참조 신호 (Reference Signal; RS)
무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.
다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.
이동 통신 시스템에서 참조신호(RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS이고, 다른 하나는 데이터 복조를 위해 사용되는 RS이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득하도록 하기 위한 RS이므로 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 이러한 RS는 핸드 오버 등을 위한 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 자원에 함께 보내는 RS로서, 단말은 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
기존의 3GPP LTE(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8) 시스템에서는 유니캐스트(unicast) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나는 공용 참조신호(Common RS; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호(Dedicated RS; DRS) 이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 셀-특정(cell-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. DRS 는 데이터 복조를 위해 사용되고, 단말-특정(UE-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. 기존의 3GPP LTE 시스템에서 DRS 는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용될 수 있다.
CRS는 셀-특정으로 전송되는 RS 이며, 광대역(wideband)에 대해서 매 서브프레임마다 전송된다. CRS는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.
도 6은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다. 도 6에서 'R0', 'R1', 'R2' 및 'R3' 로 표시된 자원 요소(RE)는, 각각 안테나 포트 인덱스 0, 1, 2 및 3에 대한 CRS의 위치를 나타낸다. 한편, 도 6에서 'D'로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정의되는 DRS의 위치를 나타낸다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서는, 하향링크에서 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대해서만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS로서, 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.
LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 역방향 호환성(backward compatibility)이다. 역방향 호환성이란, 기존의 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 올바르게 동작하도록 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS를 추가하는 경우, RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, 최대 8 안테나 포트에 대한 RS를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.
LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 랭크, 변조및코딩방법(Modulation and Coding Scheme; MCS), 프리코딩행렬인덱스(Precoding Matrix Index; PMI) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS인 채널상태정보-참조신호(Channel State Information RS; CSI-RS)이고, 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호(DeModulation RS; DM RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS가 채널 측정, 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS와 달리, 매 서브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서, CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로(예를 들어, 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.
만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는, 데이터 전송이 스케줄링 된 단말에게 전용으로(dedicated) DM RS가 전송된다. 특정 단말 전용의 DM RS는, 해당 단말이 스케줄링 된 자원영역, 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다.
도 7 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다. 도 7에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DM RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DM RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 4 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 7, 8, 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 7 의 예시에서 DM RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마찬가지로, 도 7 의 예시에서 DM RS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 9 및 10 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.
도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다. 도 8에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.
도 9는 LTE-A 시스템에서 정의되는 ZP(Zero Power) CSI-RS 패턴의 예시를 나타내는 도면이다. ZP CSI-RS 의 용도는 크게 두 가지로 분리된다. 첫 번째로 CSI-RS 성능 개선을 위한 용도로 사용된다. 즉, 한 네트워크는 다른 네트워크의 CSI-RS 측정 성능을 개선하기 위해 다른 네트워크의 CSI-RS RE에 뮤팅(muting)을 하고 자신의 UE가 올바르게 레이트 매칭(rate matching)을 수행할 수 있도록 뮤팅된 RE를 ZP CSI-RS로 설정하여 알려 줄 수 있다. 두 번째로 CoMP CQI 계산을 위한 간섭 측정의 용도로 사용된다. 즉 ZP CRS-RS RE에 일부 네트워크가 뮤팅을 수행하고 UE는 이 ZP CSI-RS로부터 간섭을 측정하여 CoMP CQI를 계산할 수 있다.
도 6 내지 9 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며, 본 발명의 다양한 실시예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉, 도 6 내지 9 와 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동일하게 적용될 수 있다.
FDR 전송 (Full Duplex Radio Transmission)
Full duplex radio(FDR) 은 전송 장치에서 같은 자원을 이용하여 송수신을 동시에 지원할 수 있는 시스템을 나타낸다. 예를 들면, FDR 을 지원하는 기지국 또는 단말은 상향/하향 링크를 주파수/시간 등으로 나누어 듀플렉싱(Duplexing)하지 않고 전송할 수 있다.
도 11은 FDR을 지원하는 시스템을 도시한다.
FDR 시스템에서는 크게 2 종류의 간섭이 존재하며 첫 번째는, 자기 간섭(Self-Interference, SI)으로서, FDR 장치에서 송신 안테나가 전송하는 신호가 자신의 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 말한다. 자기 간섭은 장치 내 간섭(Intra-device interference)이라 칭할 수도 있다. 일반적으로 자기 간섭 신호는 자신이 수신 받기를 원하는 신호(desired signal)보다 강하게 수신된다. 따라서, 간섭 상쇄 작업을 통해서 완벽히 제거하는 것이 중요하다.
두 번째는 도 11에 나타난 바와 같이 장치 간 간섭(Inter-device interference, IDI)으로서, 기지국 또는 단말에서 전송한 상향링크 신호가 인접한 기지국 또는 단말에게 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 말한다.
자기 간섭과 장치 간 간섭은 셀(cell) 내에서 동일 자원을 사용함으로 인해 FDR 시스템에서만 발생하는 간섭이다. 기존 통신 시스템에서는 상향링크/하향링크 각각에 대해서 주파수 또는 시간 등으로 분리하는 하프 듀플렉스(Half-duplex: e.g., FDD, TDD)를 구현하였기 때문에, 상하향 링크 사이에는 간섭이 발생하지 않았다. 그러나 FDR 전송 환경에서는 상하향 링크는 동일한 주파수/시간 자원을 공유하기 때문에 상술한 간섭이 발생할 수 있다.
이하에서는 설명의 편의를 위하여, Inter-device interference(이하, IDI)를 중심으로 설명한다.
도 11은 IDI (Inter-Device Interference) 를 Inter-device interference 를 설명하기 위한 참고도이다. 도 11을 참조하여 설명하면, IDI는 하나의 셀(cell) 내에서 동일 무선 자원을 사용함으로 인해 FDR에서만 발생하는 간섭으로, 도 9는 기지국이 동일 자원 내 풀-듀플렉스(FD) 모드(즉, 동일 주파수를 이용한 동시 송수신 모드) 사용 시 발생하는 IDI에 대한 개념도를 나타낸다. 도 11은 IDI 설명의 용이를 위해 2 UE만을 나타내었으나, 본 발명은 2 이상의 UE가 존재하는 경우에도 적용될 수 있음은 물론이다.
기존 통신시스템에서는 FDD (frequency division duplex) 또는 TDD (time division duplex)를 사용하여 신호를 송수신, 즉 송수신 자원을 달리하여 신호를 송수신하므로 IDI가 발생하지 않았다. 또한, 기존 통신 시스템 상의 인접 셀의 간섭은 FDR 시스템에서도 여전히 유효하긴 하나, 이는 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여 언급하지 않는다.
도 12는 FDR 시스템에서 단말의 다중 접속을 설명하기 위한 참고도이다. 도 12를 참조하여 설명하면, FDR 시스템에서는 동일 자원을 사용하는 풀-듀플렉스(full-duplex) 방식뿐만 아니라, 동일 자원을 사용하지 않는 풀-듀플렉스(full-duplex) 방식도 존재할 수 있다. 도 12에서는 기지국이 동일 자원 상에서 풀-듀플렉스(FD) 모드로 동작하고, 다수의 단말들이 다중 접속을 수행하는 경우, FDMA와 TDMA 동작의 예시를 나타낸다.
또한, 본 발명에서는 동일 자원 상에서의 풀-듀플렉스(full-duplex) 통신을 사용하는 TDD(Time division duplex) 시스템에 있어서, 비동기 기기 간 간섭 측정을 위한 프레임 설정(frame configuration), 기기간 구별 신호 전송 및 청취 시도 설정이 수행됨을 가정한다. 이러한 가정하에, 각 셀 내에서 단말 별로 설정(configuration)을 달리 할당 받는 방법인 UE-특정 설정(UE-specific configuration)을 통하여 셀 내에서 동시 송수신이 가능하도록 한다.
한편, 프리앰블은　셀 탐색 과정 등에서 동기화를 획득하는데 사용되는 신호이다.　프리앰블은　시스템에 따라 미드앰블, 동기신호 또는 동기채널을 지칭할 수 있다.　프리앰블은　하나의 신호로 셀 식별자를 획득할 수 있도록 할 수 있지만, 1차 동기신호와 2차 동기신호와 같이 2개의 신호를 이용하여 셀 식별자를 획득할 수 있도록 할 수 있다. 마찬가지로, 프리앰블은 셀 식별자의 획득과 같이 단말 식별자 또는 단말 식별자 그룹의 획득을 위해 활용될 수 있으며, 이 경우 프리앰블의 일 예로서, 서명 신호를 이하에서 정의한다.
즉, 본 발명에서는 기기간의 IDI를 측정하여, 측정된 IDI를 줄이거나 없애기 위해, 각 단말 또는 각 단말 그룹에 대해 고유한 서명(signature)이 부여될 수 있다. 이 때, 단말간 구별될 수 있는 간섭 측정을 위한 신호를 서명(signature) 신호라고 정의한다.
따라서, 단말은 수신된 서명 신호(signature)를 통하여, IDI를 유발시키는 단말에 대한 신호 강도(strength), 단말 또는 서명(signature) 인덱스, 위상(phase) 등과 같은 채널 벡터(channel vector), 타이밍 정보(timing information) 등을 알 수 있다. 나아가, 서명(Signature) 신호는 단말 또는 단말 그룹을 구별할 수 있는, 예를 들어, 코드 시퀀스(code sequence) 또는 펑처링(puncturing) 패턴 등 어떤 형태든지 가능하다. 즉, 코드 시퀀스(Code sequence)를 이용하여 단말/단말 그룹의 고유 스크램블 또는 인터리빙이 적용될 수 있으며, 수신 단말에서 간섭 측정을 용이하기 위해 서명(signature) 신호는 배타적으로 하나의 단말/단말 그룹에서만 전송될 수도 있다. 이 때, 배타적인 단위는 최소 OFDM 심볼이 될 수 도 있다.
예를 들면 서명 신호의 시퀀스를 한 개의 OFDM 심볼에 맵핑하여 송신한다고 가정한다. 이때, 각 단말이 송신할 시퀀스의 인덱스는 UE ID를 통하여 산출 될 수 있다. 즉, 서명 신호의 시퀀스는 UE ID의 함수로 표현 될 수 있다. 혹은 UE ID의 데이터 사이즈가 시퀀스의 인덱스보다 큰 경우에는 수학식 12와 같이 모듈로 동작(modular operation)을 통하여 인덱스가 산출될 수 있다.
수학식 12
Figure PCTKR2015010292-appb-M000012
일 실시 예에 따르면 각 서명 신호를 구분하기 위해 UE_ID 또는 시퀀스 인덱스를 이용하여 m-시퀀스를 구성할 수 있다. LTE의 SSS (Secondary Synchronization Signal)에서는 수학식 13과 같은 m-시퀀스를 사용된다.
수학식 13
Figure PCTKR2015010292-appb-M000013
N(1) ID에는 UE_ID 또는 시퀀스 인덱스가 사용되고 이를 통해 m'이 획득되고, 서명 신호가 구분된다.
한편, IDI의 측정에 대하여 설명하면, IDI는 동일 자원 사용으로 발생되는 것으로, 예를 들어, IDI 유발 단말 개수와 IDI 측정 단말 개수가 각각 총 N개인 경우 총 (NC2*2)번의 IDI 측정이 필요하다. FDR 시스템은 상/하향 주파수가 동일하고, 전송 시간 또한 동일하기 때문에 송수신 장치간 채널 가역성(channel reciprocity)이 성립한다.
동일 자원 내 전이중(Full-duplex) 통신을 사용하는 시스템에 있어 단말 간 간섭 (IDI) 회피 또는 완화 등의 관리를 용이하게 하기 위해 단말들의 그룹(group)을 정할 수 있다. 본 발명에서는 단말들의 그룹을 주기적 또는 필요에 따라 갱신하는 경우, IDI 측정 횟수를 줄이는 기법이 정의될 수 있다. 예컨대, 채널 가역성을 고려하여 측정에 대한 설정(configuration)을 기지국으로부터 수신하지 않고, 단말들이 생성할 수 있는 기법이 정의될 수 있다. 또한, FDR 시스템에서 IDI 유발 단말들의 스케줄링을 위한 단말 그룹 분류(그룹핑) 방법과 그룹핑을 위한 IDI 측정 및 보고 기법이 정의될 수 있다. 예컨대, 각 단말이 측정한 IDI 크기의 순서만을 이용하여 단말 그룹이 분류될 수 도 있고, 동일 자원을 공유하는 단말의 개수가 아닌 각 단말의 IDI 제거/완화 능력을 고려한 방식의 IDI 크기 기반 단말 그룹 분류 기법이 적용될 수 도 있다. 또한, 본 발명에서는 주기적 또는 비주기적으로 설정된 그룹을 업데이트 하는 경우 낮은 복잡도를 갖는 IDI 측정 및 보고 기법이 정의될 수 있다. 예컨대, 각 단말이 직접 해당 단말이 속한 단말 그룹에 요구되는 IDI 측정의 회수에 기초하여 기본 서브프레임 설정 패턴을 결정하고, 단말-특정의 쉬프트 값을 적용하여 상기 단말에 할당된 회수만큼 IDI를 측정하는 기법이 정의될 수 있다.
TDD 시스템은 상/하향 주파수가 동일하기 때문에 송수신 장치간 채널 가역성(channel reciprocity)이 성립한다. FDR 시스템도 마찬가지 이유로 채널 가역성이 성립된다. 즉, IDI를 모든 단말이 측정하는 것이 아니라 채널 가역성이 성립하는 단말 쌍(pair) 중 하나의 단말만이 IDI를 측정할 수 있다.
도 13은 본 발명에 적용될 수 있는 IDI 측정 방법의 일 예를 설명하기 위한 도면이다. 구체적으로, 도 13은 발명의 일 실시예에 따른 서브프레임 설정을 도시한다.
일 실시예에 따르면 기지국이 UL/DL 서브프레임에 대한 설정을 모든 단말에게 알려 줄 수 있다. 예컨대, 도 13의 (a)의 경우 모든 단말이 동일한 측정 횟수를 갖게 되며, 측정을 위한 소정의 시간 단위 (하나의 서브프레임) 에서 하나의 대상 단말만이 UL 서브프레임을 설정받고 나머지 단말들은 DL 서브프레임을 설정받는다.
여기서, 단말들이 모두 동일한 측정 부하를 갖는 경우에는 기지국이 서브프레임 설정을 단말들에 전송하는 방법은 다음과 같이 적용될 수도 있다. 기지국은 기본이 되는 서브프레임 패턴 및 해당 패턴에 대한 순환 쉬프트 값을 단말들에 전송할 수 있다. 예컨대, 기본이 되는 서브프레임 패턴이 [U, D, D, D, D]일 때, a 단말에는 기본이 되는 서브프레임 패턴이 그대로 이용될 수 있으므로, 순환 쉬프트 값은 0이 된다. b 단말에 대해서는 순환 쉬프트 값이 1이 설정되고, b 단말에 대한 서브프레임 패턴은 기본 서브프레임 패턴을 우측으로 1만큼 쉬프트한 결과 [D, U, D, D, D]가 된다. 이와 같이, 기지국은 a 단말에서 사용하는 형태의 서브프레임 설정만을 가진 채 UL 서브프레임의 쉬프트 값을 이용할 수도 있다.
상술한 바와 같이, FDR은 같은 시간, 같은 주파수를 사용하여 송수신을 동시에 지원하는 시스템을 의미한다. 즉, 예를 들어, 도 13에서와 같이 UE1은 상향링크, UE2는 하향링크가 동시에 발생될 수 있다. 즉, FDR을 지원하는 단말은 상향링크와 하향링크를 동시에 지원할 수 있어야 한다.
한편, 상술한 바와 같이 단말들이 기지국으로부터 서브프레임 설정을 할당받은 경우에 도 14에 나타난 바와 같은 문제점이 발생할 수 있다.
도 14는 13에 따라 간섭 측정 시 발생하는 IDI에 대한 개념도를 나타낸다.
도 14에서는 도 13에 나타난 서브프레임 설정 a, b, c가 각각 단말 1, 단말 2, 단말 3 (이하 각각 UE 1, UE2, UE3이라 지칭한다) 에 할당된 경우를 가정하며, UE 1, UE2, UE3이 송신을 수행하는 경우에 기지국에서의 수신 동기를 맞추기 위한 TA (Timing Advance)를 고려하는 경우를 가정한다.
UE 1은 서브프레임 설정에 따라 서브프레임 #0을 통해 신호를 송신하고 서브프레임 #1을 통해 신호를 수신하며, UE 2는 서브프레임 설정에 따라 서브프레임 #0에서 신호를 수신하고 서브프레임 #1에서 신호를 송신한다. UE3은 서브프레임 설정에 따라 서브프레임 #0, #1 모두에서 신호의 수신을 수행한다. 이 경우, UE 2의 입장에서 UE 1으로부터 전파 지연 (propagation delay) 을 거친 T1 구간에서 송신된 신호와 T2 구간에서 송신할 신호가 중첩된다. 또한, UE 3의 입장에서 UE 1, UE2 로부터 전파 지연을 거친 신호가 중첩되어 수신된다. 이에 의하면, UE2, UE 3의 입장에서는 정확한 간섭 측정이 어렵게 되는 문제점이 발생한다.
정확한 간섭 측정을 기반으로 하여야만 다중 사용자에 대한 정확한 자원 할당 등이 수행될 수 있으므로 온전한 간섭 측정 수신이라는 과제의 해결이 요구된다. 따라서, 정확한 간섭 측정을 위해서는 UE의 구분을 위한 서명 신호 또는 간섭 크기의 측정을 위한 간섭 측정용 신호가 중첩되어 수신되지 않도록 하는 기법이 요구된다. 이하, 정확한 간섭 측정 방법을 설명한다. 보다 구체적으로, 디바이스 간 간섭 (IDI: Inter Device Interference) 신호의 중첩을 피하기 위한 신호의 설계 방법에 대하여 설명한다.
<제 1 실시예-중첩 회피를 위한 신호 설계>
정확한 간섭 측정을 위해서는 T1, T2 시간의 신호가 겹쳐서 수신되지 않을 것이 요구된다. 서명 신호를 송신하는 전송 시간을 늘려, 서명 신호 간 전송 시간의 공백(gap)을 두어 수신 신호가 중첩되지 않게 할 수 있으나, 측정 시간이 늘어나는 단점이 발생하므로 본 발명에서는 측정 시간의 변화 없이 수신 타이밍 상 신호가 중첩되더라도 신호를 구별할 수 있도록 하는 서명 신호 (이하 프리앰블이라 지칭한다) 설계 방법을 제시한다.도 15에서는 단말의 위치에 따라 신호가 중첩하여 수신되는 상황에 대해 나타낸다. 여기서, 단말 A와 B는 신호를 각각 T1, T2 시간에 송신하고, 단말 C는 신호를 수신한다. 도 14의 (a)에서는, A와 B는 타이밍 어드밴스와 전파 지연이 최대가 될 수 있도록 셀 반경 내에서 최대한 서로 멀리 떨어진 곳에 위치한 경우가 가정된다. 또한, 단말 C가 송신 단말 중 하나 (도 14의 경우 단말 B)에 근접하도록 위치하여 신호가 최대로 중첩되어 수신할 수 있는 환경을 예시한다.
여기서, 상기 신호는 측정의 대상이 되는 서브프레임인 측정 서브프레임에서 전송되는 신호를 포함한다. 또한, 상기 측정 서브프레임에는 간섭 측정을 위한 신호, 예를 들어 참조 신호가 전송될 수 있다. 나아가, 상기 측정 서브프레임에는 상기 서명 신호가 포함될 수 있다. 만약 단말이 상기 간섭 측정을 위한 신호를 이용하여 신호를 전송하는 단말을 파악할 수 있는 경우에는 상기 서명 신호의 송신 또는 수신은 생략될 수 있다. 또한, 하나의 서브프레임에서 서명 신호와 참조 신호가 전송되는 경우, 서명 신호는 참조 신호에 앞서서 전송될 수 있다. 다만, 경우에 따라서는 서명 신호와 참조 신호가 동일한 심볼에서 전송될 수도 있으며, 이 경우 서로 다른 주파수 영역에 위치할 수 있다.
도 15의 (b)에서는 단말 C에서의 신호 수신 타이밍을 나타내며, T1 구간에서는 단말 A로부터, T2 구간에서는 단말 B로부터 전송된 신호가 수신된 형태를 나타낸다. 단말 A로부터 수신된 신호는 신호의 뒷부분이, 단말 B로부터 수신된 신호는 신호의 앞부분이 중첩된다. 여기서, 단말 A또는 단말 B로부터 수신된 신호는 측정을 위해 설정된 자원 단위 예를 들어, 측정 서브프레임에서 전송되는 신호일 수 있다. 또한 상기 측정 서브프레임은 적어도 하나의 서브프레임을 포함할 수 있다. 이하, 본 발명에서는 중첩 구간을 고려하여 측정 서브프레임에서 전송되는 프리 앰블의 양쪽에 보호 구간 (GT: Guard Time)을 두어 신호를 설계할 것을 제안한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 단말 간 간섭 측정을 위한 프리앰블을 나타내는 도면이다.
도 16을 참조하여, 프리앰블의 전후 양쪽에 보호 구간을 두어 신호의 중첩을 피하는 방법을 설명한다. 이하, 상기 프리앰블의 이전에 설정되는 보호 구간을 제 1 보호 구간 (도 16의 GT1)이라 지칭하고, 상기 프리앰블의 이후에 설정되는 보호 구간을 제 2 보호 구간 (도 16의 GT 2)이라 지칭한다.
상기 제 1 보호 구간 또는 상기 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 영 전력 (zero-power) 구간으로 설정될 수 있다. 또는, 제 1 보호 구간 또는 제 2 보호 구간 중 적어도 하나에 CP (Cyclic Prefix)가 삽입될 수 있다.
예를 들어, 제 1 보호 구간은 영 전력으로 설정하고, GT2에는 CP를 삽입하면, 단말 B로부터 수신된 신호의 앞부분에는 전송 신호가 없는 형태가 되어 보호 구간을 이용하여 수신 신호 중첩이 발생하지 않는 것과 같은 효과를 낼 수 있다. 따라서, 본 발명에서는 제 1 보호 구간, 제 2 보호 구간에서 동시에 전송 파워가 있는 경우를 제외하고 보호 구간을 사용함으로써 각 단말로부터의 신호를 구별해 낼 수 있게 된다.
여기서, 제 1 보호 구간 및/또는 제 2 보호 구간은 적어도 전송 지연을 고려하여 설정될 수 있다. 마찬가지로, 타이밍 어드밴스를 고려하여 설정될 수 있다. 즉, 제 1 보호 구간 및/또는 제 2 보호 구간은 셀 반경을 고려하여 정할 수 있으며, 각 보호 구간의 길이는 최소 1 RTT (Round-Trip Time)가 될 수 있다. 예를 들어, 셀 반경이 200m인 경우 보호 구간은 41 샘플(sample)이 될 수 있다.
여기서, 상기 프리앰블은 측정 서브프레임에 맵핑되어 전송될 수 있다. 특히, 측정 서브프레임의 전단에 위치하여 전송될 수 있다. 상기 프리앰블을 위한 시간 구간 및 상기 제 1 보호 구간 및/또는 제 2 보호 구간에 해당하는 시간 구간의 합은 심볼 단위의 길이에 정합할 수도 있다. 예를 들어, 상기 프리앰블을 위한 시간 구간, 상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간에 해당하는 시간 구간의 합은 N (N은 자연수) 개의 심볼 길이에 해당할 수 있다.
또한, 상기 제 1 보호 구간은 상기 서브프레임의 시작점에서 시작할 수 있다. 만약, 상기 제 1 보호 구간이 설정되지 않는 경우에는 상기 프리앰블이 상기 서브프레임의 시작점에서 시작할 수 있다. 예컨대, 상기 프리앰블, 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간의 시간 구간의 합이 1 심볼에 해당하는 경우, 상기 프리앰블, 제 1 보호 구간 및 제 2보호 구간은 상기 측정 서브프레임의 첫번째 심볼에 위치한다.
상기 설명한 바에 따라 프리앰블이 설정되는 경우에는, 기존의 프리앰블과는 다른 길이를 가지도록 설정될 수 있다. 따라서, 신규 프리앰블 길이에 맞는 신규 시퀀스 생성이 요구되며, 신규 시퀀스는 직교성을 보장하기 위해 CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)계열의 시퀀스를 이용하여 생성할 수 있다. 이를 위해 순환 쉬프트 (Cyclic Shift) 값과 루트 인덱스 (Root Index) 들을 정할 수 있으며, 기지국은 순환 쉬프트 값과 루트 인덱스값, 시퀀스 길이를 각 단말에게 전송할 수 있다.
한편, 서명 신호의 전송 없이 참조 신호가 전송되는 경우로서, 참조 신호 심볼이 서브프레임의 전단에 위치하는 경우를 고려할 수 있다. 이 경우, 참조 신호 역시 신호의 중첩 방지를 위해 상기 도 16에서 설명한 바와 같은 구조를 가질 수 있다. 즉, 참조 신호 심볼의 이전 시간 구간에 제 1 보호 구간이 위치하고, 참조 신호 심볼의 이후 시간 구간에 제 2 보호 구간이 위치할 수 있으며, 상기 프리앰블에 대하여 설명한 내용이 참조 신호 심볼에 대하여도 적용될 수 있다.
나아가, 서명 신호와 참조 신호가 하나의 서브프레임에서 동일한 심볼에서 전송되는 경우에도 각 신호에 대하여 동일한 내용이 적용될 수 있다. 이 경우에 상기 서명 신호와 참조 신호는 서로 다른 주파수 자원에서 전송될 수 있다.
한편, IDI 측정을 위한 참조 신호의 경우 측정 서브프레임에서 하나의 심볼 또는 복수의 심볼에서 전송될 수 있다.
만약 참조 신호가 하나의 심볼에서 전송되는 경우에, 측정 서브프레임의 첫번째 심볼에서 참조 신호가 전송될 수 있다. 이 경우, 첫번째 심볼에 맵핑되는 참조 신호에서는 앞서 설명한 바와 같이 제 1 보호 구간, 제 2 보호 구간 사이에 참조 신호가 맵핑될 수 있다. 또는, 측정 서브프레임의 마지막 심볼에서 참조 신호가 전송된다면 마지막 심볼에 맵핑되는 참조 신호에 대하여도 앞서 설명한 바와 같이 제 1 보호 구간, 제 2 보호 구간 사이에 참조 신호가 맵핑될 수 있다. 마지막 심볼에 대하여 상기 구조가 적용되는 경우에는, 제 2 보호 구간에서 신호의 중첩을 피할 수 있다.
한편, 참조 신호가 복수개의 심볼에서 전송되고 상기 참조 신호가 적어도 측정 서브프레임의 첫번째 심볼에서 전송되는 경우 도 16에 도시한 바와 같은 구조가 첫번째 심볼에 대하여 적용될 수 있다. 마찬가지로, 상기 참조 신호가 적어도 측정 서브프레임의 마지막 심볼에서 전송되는 경우 도 16에 도시한 바와 같은 구조가 마지막 심볼에 대하여 적용될 수 있다. 경우에 따라서 상기 첫번째 심볼 및 마지막 심볼 모두에 대하여 상기 도 16에 도시한 바와 같은 구조가 적용될 수도 있다.
또는, 참조 신호가 맵핑되는 상기 측정 서브프레임의 첫번째 심볼에서는 제 1 보호 구간만 적용되고, 마지막 심볼에서는 제 2 보호 구간만 적용될 수도 있다. 이에 의하면, 제 1 보호 구간과 제 2 보호 구간의 중복 적용을 피할 수 있다.
상기 측정 서브프레임은 N개의 심볼로 구성되어 심볼 인덱스 0부터 N-1까지의 심볼을 포함한다. 앞서 설명한 첫번째 심볼의 인덱스는 측정 서브프레임의 심볼 인덱스 0에 해당하고, 마지막 심볼의 인덱스는 심볼 인덱스 N-1에 해당할 수 있다. 또한, LTE 서브프레임 구조가 사용되는 경우에는 일반 CP에 대하여 상기 N은 14에 해당하고, 확장 CP에 대하여 상기 N은 12에 해당한다.
이와 같은 단말 동작에 따르면, 단말 C는 도 15의 (b)에서 T1에 해당하는 시간 구간동한 단말 A로부터의 참조 신호를 측정 서브프레임을 통해 수신하고 T2에 해당하는 시간 구간 동안 단말 B로부터의 참조 신호를 측정 서브프레임을 통해 수신한다. 다만, T2에 해당하는 시간에 해당하는 서브프레임의 전단은 제 1 보호 구간으로 설정되며, 만약 제 1 보호 구간이 영-전력 (zero-power) 구간으로 설정된 경우에는 단말 A와 단말 B로의 신호가 중첩되지 않는 것으로 볼 수 있다. 따라서, 단말 C는 측정 시간의 변화 없이 수신 타이밍 상 신호가 중첩되더라도 단말 A 및 단말 B로부터의 신호를 구별할 수 있다.
간섭 측정 신호 또는 참조 신호는 다음과 같이 설계될 수도 있다.
<제 2 실시예-중첩 회피를 위한 샘플링 주파수의 변경>
상기 각 단말로부터 중첩을 피하기 위해 샘플링 주파수를 향상하는 기법이 이용될 수도 있다. 도 17은 중첩 회피를 위하여 샘플링 주파수를 변경하는 일 예를 나타낸다.
신호 중첩의 방지를 위해, 샘플링 주파수를 높여 참조 신호가 맵핑되는 참조 신호 심볼의 길이를 줄일 수 있다. 이 경우, 심볼 샘플 길이가 고정되는 것을 가정한다. 일 예로, 레거시 (legacy) 시스템에서 이용하는 샘플 주파수를 15kHz에서 20kHz로 높일 수 있다. 이에 의하면, 도 17에 나타난 바와 같이 샘플 길이가 고정된 채로 샘플링 주파수를 향상하는 경우에는 심볼 길이가 줄어들게 되어, 참조 심볼 길이가 감소한다. 따라서, 레거시 심볼 길이에서 참조 심볼 길이의 차에 해당하는 구간에 대하여는 영-전력 (zero-power) 구간으로 설정할 수 있다. 여기서 영-전력 구간이라 함은 송신 전력이 0 또는 NULL 상태인 경우를 의미하며, 아무런 신호가 전송되지 않는 구간을 의미할 수도 있다.
이와 같이, 샘플링 주파수를 변경하는 경우에는 신호의 종단이 영-전력 구간이 되므로, 도 15의 중첩 구간에서 단말 A의 신호가 영-전력 상태로 전송될 수 있다.
<제 3 실시예-프레임 구조의 변경>
본 발명의 다른 실시예에서는, 단말의 신호 중첩을 피하기 위해 참조 신호 심볼에 대해 영-전력 구간을 추가하는 것을 제안한다. 구체적으로 CP+심볼의 형태를 가지는 참조 신호 심볼의 심볼 후단에 영-전력 구간을 추가하는 것을 제안하다.
도 18에서는, 참조 신호가 맵핑되는 참조 신호 심볼의 뒷부분에 영-전력 구간이 추가된 구조가 정의된다. 이와 같이 참조 신호 심볼의 뒷부분에 영-전력 구간을 추가함으로써, 새로운 프레임 구조가 정의될 수 있다. 기존의 프레임 구조인 레거시 시스템의 프레임 구조에서는 일반 CP에 대하여 하나의 슬롯에 7개의 심볼이 포함되었으나, 본 발명에서 제안하는 바와 같이 영-전력 구간이 추가되는 경우에 일반 CP에 대하여 하나의 슬롯에 7개 미만의 심볼이 포함된다.
또는, 참조 신호 심볼의 뒷부분의 영-전력 구간은 1개의 심볼 전체에 대하여 설정될 수도 있다.
이와 같이, 참조 신호 심볼의 뒷부분에 영-전력 구간이 추가된 경우에 기지국은 영-전력의 설정 여부를 단말에 알려줄 수 있다.
이하 본 발명에 적용될 수 있는 영-전력 구간의 설정 방법을 도 19를 참조하여 설명한다.
본 발명에 따라 영-전력 구간을 설정하기 위해서 주파수 축에서의 제로-패딩 (zero-padding) 기법이 사용될 수 있다. 주파수 축에서 일부 데이터 값을 '0'으로 치환하면, 시간 축에서는 데이터가 반복된 형태로 나타나게 된다. 예를 들어, 절반의 데이터에 대해 '0'으로 치환하면 또는 절반의 데이터만 사용하고 나머지 주파수 구간에 대하여는 '0'을 삽입하면 시간 축에서 동일한 데이터가 반복해서 나타나게 된다. 도 19를 참조하면, 주파수 축에서 절반의 데이터에 대해 '0'으로 치환하면, 시간축에서 x1 -내지 x1024가 반복하여 나타난다. 여기서, 반복된 데이터 x1 -내지 x1024 삭제하고 0을 삽입하여 영-전력 구간을 설정할 수 있다.
상기 언급한 바와 같이, 상기 설명한 실시예가 서로 조합되는 경우에 대하여도 적용될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 및 단말을 예시한다. 전술한 내용과 중복되는 설명은 생략한다. 도 19의 기지국 및 단말은 전술한 IDI 측정 방법들을 실행할 수 있다.
무선 통신 시스템에 릴레이가 포함되는 경우, 백홀 링크에서 통신은 기지국과 릴레이 사이에 이뤄지고 억세스 링크에서 통신은 릴레이와 단말 사이에 이뤄진다. 따라서, 도면에 예시된 기지국 또는 단말은 상황에 맞춰 릴레이로 대체될 수 있다.
도 20을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(BS, 110) 및 단말(UE, 120)을 포함한다. 기지국(110)은 프로세서(112), 메모리(114) 및 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 유닛(116)을 포함한다. 프로세서(112)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(114)는 프로세서(112)와 연결되고 프로세서(112)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(116)은 프로세서(112)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 단말(120)은 프로세서(122), 메모리(124) 및 RF 유닛(126)을 포함한다. 프로세서(122)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(124)는 프로세서(122)와 연결되고 프로세서(122)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(126)은 프로세서(122)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 기지국(110) 및/또는 단말(120)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 프로세서(122)는 상기 측정 서브프레임에 프리앰블을 맵핑한다. 또한, 프로세서(122)는 상기 프리앰블이 맵핑된 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신 단말로 전송한다. 나아가, 프로세서(122)는 상기 프리앰블 이전의 소정 시간을 제 1 보호 구간으로 설정할 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 단말, 릴레이, 기지국 등과 같은 무선 통신 장치에 사용될 수 있다.

Claims (15)

  1. FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신 단말이 간섭 측정을 위한 참조 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    송신 단말이 단말 간 간섭 측정을 위한 측정 서브프레임을 설정하는 단계;
    상기 측정 서브프레임에 프리앰블을 맵핑하는 단계; 및
    상기 프리앰블이 맵핑된 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신 단말로 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정되는, 참조 신호 송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 프리앰블 이후의 소정 시간은 제 2 보호 구간으로 더 설정되는,
    참조 신호 송신 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 영-전력 (zero-power) 송신 구간으로 설정되는,
    참조 신호 송신 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 CP (Cyclic Prefix)로 설정되는,
    참조 신호 송신 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 전파 지연 (propagation delay)을 고려하여 설정되는,
    참조 신호 송신 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 프리앰블은 CAZAC 시퀀스를 이용하여 생성되는,
    참조 신호 송신 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    기지국으로부터 상기 프리앰블을 생성하기 위한 정보를 수신하는 단계를 더 포함하고,
    상기 프리앰블 생성에 관한 정보는 상기 프리앰블의 순환 쉬프트 (Cyclic Shift) 값, 루트 인덱스 (Root index) 값, 시퀀스 길이 중 적어도 하나를 포함하는,
    참조 신호 송신 방법.
  8. FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 단말이 단말 간 간섭을 측정하는 방법에 있어서,
    송신 단말로부터 단말 간 간섭을 위한 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 참조 신호에 기반하여 단말 간 간섭을 측정하는 단계를 포함하고,
    상기 측정 서브프레임은 프리앰블을 포함하되, 상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정된 것을 특징으로 하는, 단말 간 간섭 측정 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 프리앰블 이후의 소정 시간은 제 2 보호 구간으로 더 설정된 것을 특징으로 하는,
    단말 간 간섭 측정 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 영-전력 (zero-power) 송신 구간으로 설정된 것을 특징으로 하는,
    단말 간 간섭 측정 방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 하나는 CP (Cyclic Prefix)로 설정 된 것을 특징으로 하는,
    단말 간 간섭 측정 방법.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 보호 구간 및 제 2 보호 구간 중 적어도 전파 지연 (propagation delay)을 고려하여 설정된 것을 특징으로 하는,
    단말 간 간섭 측정 방법.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 프리앰블은 CAZAC 시퀀스를 이용하여 생성된 것을 특징으로 하는,
    단말 간 간섭 측정 방법.
  14. FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서의 송신 단말에 있어서,
    수신 단말 또는 기지국과 신호를 송수신하는 송수신 모듈; 및
    프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는, 단말 간 간섭 측정을 위한 측정 서브프레임을 설정하고, 상기 측정 서브프레임에 프리앰블을 맵핑하며, 상기 프리앰블이 맵핑된 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 상기 수신 단말로 전송하도록 상기 송수신 모듈을 제어하고,
    상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정되는,
    송신 단말.
  15. FDR (Full Duplex Radio)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 단말에 있어서,
    송신 단말 또는 기지국과 신호를 송수신하는 송수신 모듈; 및
    프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는, 상기 송신 단말로부터 단말 간 간섭을 위한 측정 서브프레임을 통해 참조 신호를 수신하도록 상기 송수신 모듈을 제어하고, 상기 참조 신호에 기반하여 단말 간 간섭을 측정하며,
    상기 측정 서브프레임은 프리앰블을 포함하되,
    상기 프리앰블 이전의 소정 시간은 제 1 보호 구간으로 설정된 것을 특징으로 하는, 수신 단말.
PCT/KR2015/010292 2014-09-30 2015-09-30 Fdr 전송을 지원하는 무선 통신 시스템에서 디바이스 간 간섭을 측정하는 방법 및 이를 위한 장치 WO2016052980A1 (ko)

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