CN106797306A - 在支持fdr传输的无线通信系统中测量设备间干扰的方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及支持全双工无线电(FDR)传输环境的无线接入系统。根据本发明的一个实施方式，一种在支持FDR的无线通信系统中发送终端发送用于干扰测量的基准信号的方法，该方法包括以下步骤：发送终端配置用于测量设备间干扰的测量子帧；将前导码映射至所述测量子帧；以及经由所述前导码所映射至的测量子帧向接收终端发送所述基准信号。

Description

在支持FDR传输的无线通信系统中测量设备间干扰的方法及 其装置
技术领域
本发明涉及无线通信系统，并且更具体地，涉及用于在全双工无线通信系统中测量设备间干扰(IDI)的方法及其装置。
背景技术
无线通信系统被广泛部署以提供诸如语音和数据的各种类型的通信内容。一般来说，这些通信系统是能够通过共享可用系统资源(例如，带宽和传输功率)来支持与多个用户的通信的多址接入系统。多址接入系统的示例包括码分多址(CDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统和单载波频分多址(SC-FDMA)系统。
发明内容
技术任务
本发明的技术任务是提供一种在全双工无线通信系统中高效测量IDI的方法及其装置。
本发明的另一技术任务是设计用于高效的IDI测量的信号的方法及其装置。
本领域技术人员将理解，本发明可实现的目的不限于上文具体指出的目的，并且从下面的详细说明将更清楚地理解本发明可实现的其它目的。
技术方案
在本发明的第一方面，本文提供了一种在支持全双工无线电(FDR)的无线通信系统中由发送用户设备(UE)发送用于干扰测量的基准信号的方法，该方法包括以下步骤：由所述发送UE配置用于测量UE之间的干扰的测量子帧；将前导码映射至所述测量子帧；以及经由所述前导码所映射至的测量子帧向接收UE发送所述基准信号。在这种情况下，在所述前导码之前的规定时间可以被设置为第一保护时间。
在这种情况下，基准信号传输方法可以进一步包括通过所述发送UE从基站(BS)接收用于生成所述前导码的信息。
在本发明的第二方面，本文提供了一种在支持全双工无线电(FDR)的无线通信系统中由接收用户设备(UE)测量所述UE之间的干扰的方法，该方法包括以下步骤：经由配置为测量所述UE之间的干扰的测量子帧从发送UE接收基准信号；以及基于所述基准信号测量所述UE之间的干扰。在这种情况下，所述测量子帧可以包括前导码，并且在所述前导码前的规定时间被设置为第一保护时间。
在本发明的第三方面中，本文提供了一种在支持全双工(FDR)的无线通信系统中的发送用户设备(UE)，所述发送UE包括：收发器模块，所述收发器模块被配置为向接收UE或基站(BS)发送信号并且从所述接收UE或所述BS接收信号；以及处理器。在这种情况下，所述处理器可以被配置为配置用于测量UE间干扰的测量子帧，将前导码映射至所述测量子帧，并且控制所述收发器模块经由所述前导码所映射至的测量子帧向所述接收UE发送签名信号。另外，在所述前导码前的规定时间可以被设置为第一保护时间。
在本发明的第四方面，本文提供了一种在支持全双工(FDR)的无线通信系统中的接收用户设备(UE)，所述接收UE包括：收发器模块，所述收发器模块被配置为向发送UE或基站(BS)发送信号并且从所述发送UE或所述BS接收信号；以及处理器。在这种情况下，所述处理器可以被配置为控制所述收发器模块经由被配置为测量UE之间干扰的测量子帧从所述发送UE接收签名信号，并且基于所述签名信号来测量所述UE之间的干扰。在这种情况下，所述测量子帧可以包括前导码，并且在所述前导码前的规定时间被设置为第一保护时间。
以下项目可以被共同应用于本发明的第一方面至第四方面。
在所述前导码之后的规定时间可以被进一步设置为第二保护时间。
优选地，所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个可以被设置为零功率传输间隔。
另外，所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个可以被设置为循环前缀(CP)。
在这种情况下，可以考虑传播延迟来确定所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个。
另外，可以使用恒幅零自相关(CAZAC)序列来生成所述前导码。
有益效果
根据本发明的实施方式，用户设备可以在全双工无线通信系统中高效地测量IDI。
本领域技术人员将理解，通过本发明可实现的效果不限于上文具体描述的效果，并且从下面的详细说明将更清楚地理解本发明的其它优点。
附图说明
图1例示了在3GPP LTE系统中使用的无线电帧的结构。
图2例示了针对在图1中示出的无线电帧结构的示例性帧结构。
图3是例示下行链路子帧结构的图。
图4是例示上行链路子帧结构的图。
图5是例示在支持多个天线的无线通信系统的构造的图。
图6例示了在一个资源块中针对CRS和DRS的示例性模式。
图7是例示针对LTE-A系统定义的示例性DM RS模式的图。
图8是例示针对LTE-A系统定义的示例性CSI-RS模式的图。
图9是例示针对LTE-A系统定义的示例性零功率(ZP)CSI-RS模式的图。
图10例示了支持FDR传输的示例性系统。
图11例示了设备间干扰(IDI)。
图12例示了在FDR系统中由用户设备执行的多址接入。
图13是用于说明可应用于本发明的示例性IDI测量方法的图。
图14是例示在如图13所示测量干扰时引起的IDI的概念的图。
图15是例示在接收的信号间发生交叠的概念的图。
图16是根据本发明的实施方式用于解释避免干扰的信号设计的图。
图17是根据本发明的另一实施方式用于解释避免干扰的信号设计的图。
图18是根据本发明的又一实施方式用于解释避免干扰的信号设计的图。
图19是例示可应用于本发明的补零方案的图。
图20是例示可应用于本发明的示例性基站和用户设备的框图。
具体实施方式
通过以预定形式将本发明的元件和特征进行组合来构造下文描述的实施方式。除非另有说明，否则元件或特征可以被视为选择性的。可以在不与其它元件进行组合的情况下实现元件或特征中的每一个。另外，可以将一些元件和/或特征组合，以构造本发明的实施方式。可以改变本发明的实施方式中描述的操作的顺序。一个实施方式的一些元件或特征也可以被包括在另一实施方式中，或可以用另一实施方式的对应元件或特征来替换。
将集中于基站和终端之间的数据通信关系来描述本发明的实施方式。基站用作网络的终端节点，在该网络上基站可以与终端直接通信。必要时，在本说明书中例示为由基站执行的具体操作也可以由基站的上层节点执行。
换句话说，将显而易见的是，在由包括基站的多个网络节点构成的网络中允许与终端通信的各种操作可以由基站或者除了基站以外的网络节点进行。术语“基站(BS)”可以用诸如“固定台”、“Node-B”、“eNode-B(eNB)”和“接入点”的术语来代替。术语“中继”可以用诸如“中继节点(RN)”和“中继台(RS)”等的术语来代替。术语“终端”还可以用诸如“用户设备(UE)”、“移动台(MS)”、“移动用户台(MSS)”和“用户台(SS)”的术语来代替。
应注意的是，本发明中公开的具体术语是为了便于描述和更好地理解本发明而提出的，并且这些具体术语可以在本发明的技术范围或精神内改变为其它形式。
在一些情况下，可以省略公知结构和设备或可以提供只例示结构和设备的核心功能的框图以便不使本发明的概念不清楚。在整个说明书中，将使用相同的附图标记来指示相同或相似的部件。
本发明的示例性实施方式由针对至少一个无线接入系统而公开的标准文件支持，这些无线接入系统包括电气和电子工程师协会(IEEE)802系统、第三代合作伙伴计划(3GPP)系统、3GPP长期演进(LTE)系统、LTD-Advanced(LTE-A)系统和3GPP2系统。具体地，为了防止使本发明的技术精神不清楚而没有描述的本发明的实施方式中的步骤或者部件可以由上述文件支持。本文中使用的所有术语可以由上述文件支持。
下文描述的本发明的实施方式可以应用于多种无线接入技术，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)和单载波频分多址(SC-FDMA)。CDMA可经由诸如通用陆地无线接入(UTRA)或CDMA2000的无线技术实现。TDMA可经由诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线业务(GPRS)/增强型数据速率GSM演进(EDGE)的无线技术实现。可以经由诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMax)、IEEE 802-20和演进UTRA(E-UTRA)的无线技术实现OFDMA。UTRA是通用移动通信系统(UMTS)的部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用E-UTRA的演进的UMTS(E-UTRA)的一部分。3GPP LTE针对下行链路采用OFDMA并且针对上行链路采用SC-FDMA。LTE-Advanced(LTE-A)是3GPP LTE的演进版本。WiMAX可以用IEEE 802.16e(wirelessMAN-OFDMA基准系统)和高级IEEE 802.16m(wirelessMAN-OFDMA高级系统)来说明。为了清楚，以下描述集中于3GPP LTE和3GPP LTE-A系统。然而，本发明的精神不限于此。
在下文中，将参照图1描述3GPP LTE(-A)中的无线电帧结构。在蜂窝OFDM无线分组通信系统中，基于子帧发送上行链路(UL)数据分组/下行链路(DL)数据分组，并且一个子帧被定义为包括多个OFDM符号的预定时间间隔。3GPP LTE标准支持可应用于频分双工(FDD)的类型1无线电帧结构和可应用于时分双工(TDD)的类型2无线电帧结构。
图1的(a)例示了类型1无线电帧结构。下行链路无线电帧被划分为10个子帧。每个子帧在时域中包括两个时隙。发送一个子帧所花的时间被定义为发送时间间隔(TTI)。例如，一个子帧可以具有1ms的持续时间并且一个时隙可以具有0.5ms的持续时间。一个时隙可以在时域中包括多个OFDM符号，并且在频域中包括多个资源块(RB)。由于3GPP LTE针对下行链路采用OFDMA，所以OFDM符号表示一个符号时段。OFDM符号可以被称为SC-FDMA符号或符号时段。资源块(RB)(即，资源分配单元)可以在一个时隙中包括多个连续子载波。
包括在一个时隙中的OFDM符号的数量取决于循环前缀(CP)的配置。CP可以被分为扩展CP和常规CP。针对配置每个OFDM符号的常规CP，一个时隙可以包括7个OFDM符号。针对配置每个OFDM符号的扩展CP，每个OFDM符号的持续时间延长并且因此包括在时隙中的OFDM符号的数量比常规CP的情况更少。对于扩展CP，时隙例如可以包括6个OFDM符号。
图1的(b)例示了帧结构类型2。帧结构类型2应用于时分双工(TDD)系统。一个无线电帧具有10ms(即，Tf＝307200·Ts)的长度，包括两个半帧，每个半帧具有5ms(即，153600·Ts)的长度。每个半帧包括5个子帧，每个子帧具有1ms(即，30720·Ts)的长度。第i个子帧包括第2i个时隙和第2i+1个时隙，这两个时隙中的每一个具有0.5ms的长度，即，Tslot＝15360·Ts，其中Ts是给出为Ts＝1/(15kHz×2048)＝3.2552×10-8(即，约33ns)的采样时间。
类型2的帧包括具有下行链路导频时隙(DwPTS)、保护时段(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)这3个字段的特殊子帧。DwPTS用于在UE处的初始小区搜索、同步或信道评估，UpPTS用于在eNB处的信道评估以及与UE的UL传输同步。GP用于取消由DL信号的多路径延迟而引起的UL和DL之间的UL干扰。在表1的特殊子帧中包括DwPTS、GP和UpPTS。
图2例示了在图1中的无线电帧结构的帧结构的示例。
在图2中，“D”代表用于DL传输的子帧，“U”代表用于UL传输的子帧，并且“S”代表用于保护时间的特殊子帧。
在每个小区中的所有UE具有图2中示出的配置当中的一个共同帧配置。也就是说，由于帧配置根据小区而改变，因此帧配置可以被称为小区特定配置。
图3例示了DL子帧结构。在DL子帧中，第一时隙的用作被分配有控制信道的控制区域的多达前3个OFDM符号和DL子帧的其它OFDM符号用作被分配有PDSCH的数据区域。在3GPPLTE中使用的DL控制信道例如包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)和物理混合自动重传请求(HARQ)指示符信道(PHICH)。PCFICH在子帧的第一OFDM符号处传输，承载关于用于在子帧中发送控制信道的OFDM符号数量的信息。PHICH响应于上行链路传输承载HARQ ACK/NACK信号。在PDCCH上承载的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括UL调度信息或DL调度信息或用于UE组的UL传输功率控制命令。PDCCH传输关于针对DL共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式的信息、关于UL共享信道(UL-SCH)的资源分配信息、寻呼信道(PCH)的寻呼信息、关于DL-SCH的系统信息、关于诸如在PDSCH上发送的随机接入响应的针对较高层控制消息的资源分配的信息、针对UE组的单个UE的一组传输功率控制命令、传输功率控制信息以及网络语音(VoIP)激活信息。可以在控制区域中传输多个PDCCH。UE可以监视多个PDCCH。PDCCH通过聚集一个或更多个连续控制信道元件(CCE)而形成。CCE是用于基于无线电信道的状态以编码速率提供PDCCH的逻辑分配单元。CCE与多个RE组对应。根据CCE的数量与由CCE提供的编码速率之间的相关性来确定PDCCH的格式和用于PDCCH的可用位的数量。eNB根据发送至UE的DCI来确定PDCCH格式，并且将循环冗余校验(CRC)添加至控制信息。CRC根据PDCCH的所有者或使用被已知为无线电网络临时标识符(RNTI)的标识符(ID)掩码。如果PDCCH指向特定的UE，则其CRC可以被UE的小区RNTI(C-RNTI)掩码。如果PDCCH用于寻呼消息，则PDCCH的CRC可以被寻呼指示标识符(P-RNTI)掩码。如果PDCCH传递系统信息(具体地，系统信息块(SIB))，则其CRC可以被系统信息ID和系统信息RNTI(SI-RNTI)掩码。为了指示PDCCH响应于由UE发送的随机接入前导码而传输随机接入响应，其CRC可以被随机接入RNTI(RA-RNTI)掩码。
图4例示了UL子帧结构。UL子帧可以在频域中被分为控制区域和数据区域。承载上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配至控制区域，并且承载用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配至数据区域。为了保持单载波特性，UE不同时发送PUSCH和PUCCH。用于UE的PUCCH被分配至子帧中的RB对。该RB对中的RB占用两个时隙中的不同子载波。这通常被称为分配至PUCCH的RB对在时隙边界上的跳频。
多输入多输出(MIMO)系统的建模
MIMO系统使用多个发送天线和多个接收天线来提高数据发送/接收效率。根据MIMO技术，可以通过将经由多个天线接收的多条数据结合来接收整个数据，而不是使用单个天线路径来接收整个消息。
MIMO技术可以被分成空间分集方案和空间复用方案。由于空间分集方案经由分集增益增加传输可靠性或小区半径，其适用于快速移动的UE的数据传输。根据空间复用方案，同时发送不同数据并且因此可以在不增加系统带宽的情况下实现高数据传输速率。
图5是例示在具有多天线的无线通信系统的构造的图。如图5的(a)所示，与仅在发送器或者接收器中使用多个天线的情况不同，如果发送天线的数量增加到NT并且接收天线的数量增加到NR，则理论上信道传输容量与天线的数量成比例地增加。因此，能够提高传输速率并且显著地提高频率效率。随着信道传输容量增加，传输速率理论上可以增加当利用单个天线时的最大传递速率R0与速率增加率Ri的乘积。
式1
[式1]
Ri＝min(NT，NR)
例如，使用4个发送天线和4个接收天线的MIMO通信系统中理论上能够获得4倍于单天线系统的传输速率。在90年代中期证明了多天线系统的理论容量增加之后，积极地研究最新的用于实际上提高数据传输速率的各种技术，并且它们中的一些技术已经反映在诸如第三代移动通信、下一代无线LAN等的各种无线通信标准中。
如果我们看迄今为止与多天线相关的研究趋势，针对诸如对与各种信道环境下和多址接入环境下多天线通信容量计算相关的信息理论的研究、对无线电信道测量和多天线系统的模型推断的研究、对用于提高传输可靠性和传输速率的空间-时间信号处理技术的研究等的各种观点的研究进行了许多积极的调查。
将使用数学模型详细描述MIMO系统中的通信。假设系统具有NT个发送天线和NR个接收天线。
关于发送的信号，由于可以经由NT个发送天线发送多达NT条信息，因此发送的信号可以被表示为下面的式2。
式2
[式2]
另外，针对每条传输信息传输功率可以根据每条传输信息而不同。在这种情况下，如果每个传输功率被表示为则发送功率调节传输信息可以被表示为下面的式3中的向量。
式3
[式3]
并且，如果使用对角矩阵P来表示则可以被表示为下面的式4。
式4
[式4]
另外，让我们考虑按将权重矩阵W应用于调节信息向量的方式来配置实际上被发送的NT个发送信号的情况。在这种情况下，权重矩阵起到根据传输信道等的情况将传输信息分配至每个天线的作用。可以使用下面的式5中的向量X来表示传输信号
式5
[式5]
在这种情况下，Wij是指第i个发送天线和第j条信息之间的权重。W被称为权重矩阵或预编码矩阵。
所发送的信号x可以基于两个不同的方案(例如，空间分集方案和空间复用方案)被不同地处理。根据空间复用方案，不同的信号被复用并且被发送到接收器使得信息矢量的元素具有不同值。另一方面，根据空间分集方案，相同信号经由多个信道路径被重复发送，使得信息矢量的元素具有相同值。可以组合使用空间复用方案和空间分集方案。例如，相同信号可以根据空间分集方案经由三个发送天线发送，并且其余信号可以根据空间复用方案被发送至接收器。
另外，在NR个接收天线处接收的信号可以被表示为式6。
式6
[式6]
如果信道在MIMO无线通信系统中被建模，则可以根据发送/接收天线索引来区分信道。从发送天线j到接收天线i的信道用hij来表示。在hij中，注意到在标记顺序中，接收天线索引在发送天线索引之前。
图5的(b)例示了从NT个发送天线到接收天线i的信道。可以按向量和矩阵的形式组合和表示该信道。在图5的(b)中，从NT个发送天线到接收天线i的信道可以被表示为如式7所示。
式7
[式7]
因此，从NT个发送天线到NR个接收天线的信道可以被表示为如式8所示。
式8
[式8]
加性高斯白噪声(AWGN)被添加到信道矩阵H之后的实际信道。分别添加到NR个接收天线的AWGN可以被表示为如在式9中所示。
式9
[式9]
通过上述数学建模，接收到的信号可以被表示为如式10所示。
式10
[式10]
指示信道状态的信道矩阵H的行和列的数量由发送天线和接收天线的数量确定。信道矩阵H的行的数量等于NR(即，接收天线的数量)，并且信道矩阵H的列的数量等于NT(即，发送天线的数量)。也就是说，信道矩阵H是NR×NT矩阵。
矩阵的秩由彼此独立的行数或者列数中的较小者定义。因此，矩阵的秩不大于行数或者列数。信道矩阵H的秩rank(H)被限制如下。
式11
[式11]
rank(H)≤min(NT，NR)
在MIMO发送中，术语“秩”表示用于独立地发送信号的路径的数量，并且术语“层的数量”表示经由每条路径发送的信号流的数量。一般来说，由于发送端发送数量上与用于信号传输的秩的数量对应的层，因此除非另有说明，否则秩具有与层的数量相同的含义。
另外，MIMO系统中的发送器可以被配置为包括编码器、调制映射器、层映射器、预编码器、资源元素映射器和OFDM信号生成器。另外，发送器可以包括NT个发送天线。
编码器通过根据预定编码方案对输入的数据进行编码来生成编码数据。调制映射器将经编码的数据映射至表示在信号星座上的位置的调制符号。对调制方案没有限制，并且该调制方案可以是m-相移键控(m-PSK)或m-正交调幅(m-QAM)。例如，m-PSK可以是BPSK、QPSK或8-PSK，并且m-QAM可以是16-QAM、64-QAM或256-QAM。
层映射器定义了调制符号的层使得预编码器能够将天线特定的符号分配至各天线的路径。在这种情况下，层被定义为输入至预编码器的信息路径。预编码器之前的信息路径可以被称为虚拟天线或虚拟层。
预编码器根据MIMO方案基于多个发送天线处理调制符号以输出天线特定的符号。预编码器将天线特定的符号分配至对应天线的路径中的资源元素映射器。由预编码器发送至单个天线的每条信息路径被称为流，其也可以被称为物理天线。
资源元素映射器将天线特定的符号分配至合适的资源元素并且被映射的天线特定的符号根据用户被复用。OFDM信号生成器根据OFDM方案调制天线特定的符号并且输出OFDM符号。OFDM信号生成器可以对天线特定的符号执行快速傅里叶逆变换(IFFT)。另外，循环前缀(CP)可以被插入到执行IFFT的时域符号中。这里，CP可以表示包括在消除基于OFDM的传输方案中由多条路径引起的符号间干扰的保护间隔中的信号。经由各发送天线发送上述OFDM符号。
基准信号(RS)
由于在无线通信系统中在无线电信道上发送分组，因此信号可能在发送的过程中失真。接收端需要使用信道信息校正失真的信号以接收正确的信号。为了使接收端获得信道信息，发送端发送对于发送端和接收端两者都已知的信号。接收端基于当在无线电信道上接收信号时发生失真的程度来获得信道信息。这种信号被称为导频信号或基准信号。
当经由多个天线发送和接收数据时，接收端需要知道每个发送天线和每个接收天线之间的信道状态以正确地接收数据。因此，每个发送天线应当具有单独的基准信号。
在移动通信系统中，基准信号(RS)主要根据其目的被分为两种类型：用于信道信息获取的RS和用于数据调制的RS。由于前一种RS用于允许UE获得DL信道信息，因此应当在宽带上发送该RS。另外，即使在特定子帧中不接收DL数据的UE也应当接收和测量对应的RS。这种RS也用于切换的测量。当eNB在下行链路中发送资源时发送后一种RS。UE通过接收该RS可以执行信道评估，由此执行数据调制。应当在发送数据的区域中发送这种RS。
传统3GPP LTE(例如，3GPP LTE版本8)系统针对单播服务定义两种类型的下行链路RS：公共RS(CRS)和专用RS(DRS)。CRS用于获得关于信道状态、切换的测量等的信息并且可以被称为小区特定的RS。DRS用于数据解调并且可以被称为UE特定的RS。在传统3GPP LTE系统中，DRS仅用于数据解调，并且CRS可以用于信道信息获取和数据解调两个目的。
在每个子帧中跨过宽带发送小区特定的CRS。根据eNB的发送天线的数量，可以针对最多4个天线端口发送CRS。例如，当eNB的发送天线的数量是2时，发送针对天线端口0和1的CRS。如果eNB具有4个发送天线，则发送针对天线端口0至3的CRS。
图6例示了针对eNB具有4个发送天线的系统中的一个资源块的CRS模式和DRS模式(在常规CP的情况下，一个资源块包括时域中14个OFDM符号×频域中12个子载波)。在图6中，表示为“R0”、“R1”、“R2”和“R3”的RE分别代表针对天线端口0、1、2和3的CRS的位置，并且表示为“D”的RE代表在LTE系统中定义的DRS的位置。
LTE系统的演进版本LTE-A系统可以在下行链路上支持最多8个发送天线。因此，应当支持多达8个发送天线的RS。由于在LTE系统中针对多达4个天线端口定义下行链路RS，因此当eNB具有超过4个多达8个下行链路发送天线时应当定义针对添加的天线端口的RS。作为针对最多8个发送天线端口的RS，应当考虑用于信道测量的RS和用于数据解调的RS两者。
在设计LTE-A系统时一个重要的问题是向后兼容性。向后兼容性是指支持能够在LTE-A系统中适当地操作的传统LTE UE。在RS传输方面，如果在所有频道上在每个子帧中发送在LTE标准中定义CRS的时间-频率区域中添加针对多达8个发送天线端口的RS，则RS开销增加过多。因此，当设计针对多达8个天线端口的RS时，应当考虑减小RS开销。
在LTE-A系统中新引入的RS可以被分成两种类型。一种是用于信道测量以便选择发送秩、调制和编码方案(MCS)、预编码矩阵索引(PMI)等的信道状态信息RS(CSI-RS)，并且另一种是用于解调经由最多8个发送天线发送的数据的调制RS(DM RS)。
与传统LTE系统中用于信道测量和切换测量并且同时用于数据解调的CRS不同，用于信道测量的CSI-RS主要被设计用于信道测量。明显地，CSI-RS也可以用于切换测量。由于仅针对关于获取信道状态的信息发送CSI-RS，因此与在传统LTE系统中的CRS不同，不需要在每个子帧中发送CSI-RS。因此，为了减小CRS-RS开销，CSI-RS可以被指定为在时域中被间歇(例如，定期)地发送。
如果在某些下行链路子帧中发送数据，则向调度数据传输的UE发送专用DM RS。专用于特定UE的DM RS可以被设计为使得仅在针对特定UE调度的资源区域中(即，仅在承载针对特定UE的数据的时间-频率区域中)发送DM RS。
图7是例示在LTE-A系统中定义的DM RS模式的图。图7示出了在发送下行链路数据的一个资源块中承载DM RS的RE的位置(在常规CP的情况下，一个资源块包括时域中的14个OFDM符号×频域中的12个子载波)。可以针对在LTE-A系统中附加定义的4个天线端口(天线端口标记7、8、9和10)发送DM RS。针对不同天线端口的DM RS可以通过它们所在的不同频率资源(子载波)和/或不同时间资源(OFDM符号)而彼此区分(即，DM RS可以根据FDM和/或TDM方案被复用)。另外，可以通过正交代码来区分针对位于相同时间-频率资源上的不同天线端口的DM RS(即，DM RS可以根据CDM方案被复用)。在图7的示例中，针对天线端口7和8的DMRS可以位于表示为DM RS CDM组1的RE处，并且它们可以通过正交代码被复用。类似地，在图7的示例中，针对天线端口9和10的DM RS可以位于表示为DM RS CDM组2的RE处，并且它们可以通过正交代码被复用。
图8是例示在LTE-A系统中定义的CSI-RS模式的图。图8示出了在发送下行链路数据的一个资源块中承载CSI-RS的RE的位置(在常规CP的情况下，一个资源块包括时域中的14个OFDM符号×频域中的12个子载波)。在任何下行链路子帧中可以使用在图8(a)至图8(e)中示出的一个CSI-RS模式。可以针对在LTE-A系统中附加定义的8个天线端口(天线端口标记15、16、17、18、19、20、21和22)发送CSI-RS。针对不同天线端口的CSI-RS可以通过它们所在的不同频率资源(子载波)和/或不同时间资源(OFDM符号)而彼此区分(即，CSI-RS可以根据FDM和/或TDM方案被复用)。可以通过正交代码来区分针对位于相同时间-频率资源上的不同天线端口的CSI-RS(即，CSI-RS可以根据CDM方案被复用)。在图8的(a)的示例中，针对天线端口15和16的CSI-RS可以位于表示为CSI-RS CDM组1的RE处，并且它们可以通过正交代码被复用。在图8的(a)的示例中，针对天线端口17和18的CSI-RS可以位于表示为CSI-RS CDM组2的RE处，并且它们可以通过正交代码被复用。在图8的(a)的示例中，针对天线端口19和20的CSI-RS可以位于表示为CSI-RS CDM组3的RE处，并且它们可以通过正交代码被复用。在图8的(a)的示例中，针对天线端口21和22的CSI-RS可以位于表示为CSI-RS CDM组4的RE处，并且它们可以通过正交代码被复用。如参照图8的(a)描述的相同原理可以被应用于图8的(b)至图8的(e)。
图9是例示在LTE-A系统中定义的零功率(ZP)CSI-RS模式的示例的图。ZP CSI-RS由两个主要目的。首先，ZP CSI-RS用于CSI-RS性能改进。也就是说，为了改进针对不同网络的CSI-RS的测量的性能，网络可以对不同网络的CSI-RS RE执行静音，并且然后通过将其设置为ZP CSI-RS告知静音的RE的对应网络中的UE以便UE正确地执行速率匹配。第二，ZPCSI-RS用于测量针对CoMP CQI计算的干扰的目的。也就是说，如果特定网络对ZP CSI-RSRE执行静音，则UE通过测量来自ZP CSI-RS的干扰能够计算CoMP CQI。
图6至图9的RS模式仅是示例性的并且本发明的各种实施方式不限于特定RS模式。换句话说，即使当定义并使用与图6至图9的RS不同的RS模式时，也可以以相同的方式应用本发明的各种实施方式。
全双工无线电(FDR)传输
FDR系统是指使发送设备经由相同的资源能同时执行发送和接收的系统。例如，支持FDR的eNB或UE可以在不进行双工的情况下通过将上行链路/下行链路划分成频率/时间来执行传输。
图11例示了支持FDR传输的示例性系统。
在FDR系统中存在两种类型的干扰。第一种类型的干扰是自干扰(SI)。SI是指从FDR设备的发送天线发送的信号由对应FDR设备的接收天线接收，由此用作干扰。这种SI可以被称为设备内干扰。一般来说，与期望的信号相比，利用高功率接收自干扰信号。因此，经由干扰消除来消除SI非常重要。
第二种类型的干扰是在图11中示出的设备间干扰(IDI)。IDI是指由eNB或UE发送的UL信号被临近的eNB或另一UE接收，由此用作干扰。
因为在小区中使用相同的资源，所以仅在FDR系统中发送SI和IDI。由于在传统通信已经使用针对上行链路和下行链路中的每一个分配频率或时间的半双工(例如，FDD、TDD等)，因此在上行链路和下行链路中不发生干扰。但是，在FDR传输环境下，由于在上行链路和下行链路之间共享相同的频率/时间资源，因此发生上述干扰。
为了便于描述，本发明将基于IDI进行描述。
图11是用于解释IDI的基准图。参照图11，由于在单个小区中使用相同的无线电资源，因此只在FDR系统中产生IDI。图9是例示当eNB在相同资源上使用全双工(FD)模式(即，用于使用相同频率同时执行发送和接收的模式)时引起的IDI的概念的图。虽然为了便于表述图11仅示出了两个UE，但是很明显本发明可以应用于存在两个或更多个UE的情况。
在传统通信系统中，由于使用FDD(频分双工)或TDD(时分双工)来执行信号发送和接收(即，不同的资源用于信号发送和接收)，因此IDI不发生。虽然在传统系统中产生的来自小区的干扰也在FDR系统中出现，但是在本发明中为了便于说明没有对其进行描述。
图12是用于解释在FDR系统中由UE执行的多接入的基准图。参照图12，在FDR系统中不仅可以出现在相同的资源上操作的FD方案，而且还可以出现在不同的资源上操作的FD方案。图12例示了当在相同资源上在FD模式下操作的eNB和多个UE执行多接入时的示例性FDMA和TDMA操作。
另外，本发明假设使用相同资源上的FD通信的TDD系统采用用于测量非同步设备之间的干扰的帧配置和用于尝试发送和接收用于识别设备的信号的配置。基于上述假设，根据在每个小区中不同的配置被分配给UE的UE特定的配置，在单个小区中能够同时进行发送和接收。
另外，前导码是指用于在小区搜索过程中获得同步的信号。前导码根据系统可以被称为中间码、同步信号或同步信道。虽然前导码可以被配置为使得使用单个信号获得小区ID，但是还是可以使用诸如第一同步信号和第二通信信号的两个信号来获得小区ID。另外，前导码不仅可以用来获得小区ID，而且可以用来获得UE ID或UE ID的组。作为用来获得UE ID或UE ID的组的示例，描述了签名信号。
根据本发明，在测量IDI之后，可以将唯一的签名分配给每个UE或每个UE组以减少或消除测量的IDI。在这种情况下，能够针对干扰测量识别出引起干扰的UE的信号被称为签名信号。
因此，通过接收签名信号，UE能够获得引起IDI的UE的信号强度、UE或签名索引、诸如相位、定时信息的信道向量等。另外，签名信号可以按能够识别UE或UE组的任意形式被实施为例如码序列或穿孔图案。也就是说，唯一的加扰或交织可以被应用于使用码序列的UE/UE组。此外，为了有助于在接收UE处的干扰测量，可以以排他方式从单个UE/UE组发送签名信号。在这种情况下，针对排他操作配置的最小单位可以是一个OFDM符号。
例如，假设签名信号的序列被映射至一个OFDM符号并且然后被发送，可以经由UEID来计算要由每个UE发送的序列的索引。换句话说，签名信号的序列可以被表示为UE ID的函数。如果构成UE ID的数据的大小大于序列索引，则可以基于在式12中示出的模运算来计算该索引。
式12
[式12]
序列索引＝(UE ID)mod(总索引数量)
根据实施方式，为了在签名信号之间进行区分，可以使用UE ID或序列索引来配置m-序列。在LTE系统的辅同步信号(SSS)中，使用式13中示出的m-序列。
式13
[式13]
m0＝m′mod31
UE ID或序列索引用于N(1) ID，从N(1) ID获得m’，并且签名信号彼此区分。
在下文中，将描述IDI测量的细节。使用相同的资源而引起IDI。例如，如果引起IDI的UE的数量和测量IDI UE的数量是N，则应当执行IDI测量(NC2*2)次。在FDR系统中，由于上行链路中的频率和传输时间与下行链路中的频率和传输时间相同，因此可以允许发送设备和接收设备之间的信道互易。
在相同资源上使用全双工通信的系统中，UE可以被分组以有助于控制UE键的干扰(即，IDI)，即，避免或减少IDI。本发明定义了用于当定期地更新UE组时或必要时减少IDI测量的次数的方法。例如，可以定义允许UE通过考虑信道互易而生成测量配置而不是从eNB接收配置的方案。另外，还可以定义用于在FDR系统中调度引起IDI的UE的分组方法和用于分组的IDI测量和报告方法。例如，可以基于由每个UE测量的IDI的量将UE分组。此外，可以应用基于IDI的量通过考虑每个UE的IDI消除/减少能力而不是使用共享相同资源的UE的数量而将UE分组的方法。例外，根据本发明，可以定义当定期地或不定期地更新配置的组时用于测量和报告IDI的低复杂性的方法。例如，每个UE可以基于在对应UE所属的UE组中所需的IDI测量的次数来确定基本子帧配置模式，并且然后通过应用UE特定的偏移值将IDI测量执行达UE被分配的次数。
在TDD系统中，由于上行链路/下行链路频率相同，因此在发送设备和接收设备之间允许信道互易。由于相同的原因，在FDR系统中也允许信道互易。也就是说，可以由具有有效信道互易的UE对中的一个而不是所有UE来测量IDI。
图13是用于说明可应用于本发明的示例性IDI测量方法的图。具体地，图13示出了根据本发明的实施方式的子帧配置。
根据本实施方式，eNB可以将UL/DL子帧配置告知所有UE。例如，在图13的(a)的情况下，所有UE可以具有相同数量的测量次数。另外，在用于测量的时间单位(例如，一个子帧)中，只有一个目标UE可以被分配UL子帧，并且其余UE可以被分配DL子帧。
当UE具有相同的测量负载时，eNB可以如下地发送子帧配置。eNB可以向UE发送基本子帧模式和针对对应模式的循环移位值。例如，当基本子帧模式是[U，D，D，D，D]时，UE A可以按原样使用基本子帧模式，并且在这种情况下，针对UE A的循环移位值变为0。如果针对UE B的循环移位值被设置为1，则通过将基本子帧模式向右移1位，针对UE B的子帧模式可以被确定为[D，U，D，D，D]。如上所述，eNB可以确定针对UE A的子帧配置并且然后使用UL子帧移位值。
FDR系统是指能够使用相同的时间和频率资源支持同时发送和接收的系统。例如，如在图13中所示，UE1可以执行UL操作并且UE2可以同时执行DL操作。换句话说，支持FDR传输的UE是指能够支持UL传输和DL传输两者的UE。
但是，当eNB如上所述针对UE分配子帧配置时，可能引起在图14中示出的问题。
图14是例示在如图13所示测量干扰时引起的IDI的概念的图。
在图14中，假设在图13中示出的子帧配置A、B和C被分别分配给UE1、UE2和UE3的情况。另外，还假设当UE1、UE2和UE3执行发送时，它们使用定时提前以在接收方面与eNB同步。
参照图14，UE 1根据其子帧配置在子帧#0中发送信号并且在子帧#1中接收信号。UE 2根据其子帧配置在子帧#0中接收信号并且在子帧#1中发送信号。UE 3根据其子帧配置在子帧#0和#1两者中执行信号接收。在这种情况下，从UE 2的角度看，以发生来自UE 1的传播延迟的间隔T1发送的信号与要以间隔T2发送的信号交叠。另外，从UE 3的角度看，受来自UE 1和UE 2的传播延迟影响的信号彼此交叠，并且然后被接收。因此，可能产生UE 2和UE 3不能执行精确的干扰测量的问题。
在这种情况下，应当执行精确地干扰测量以便针对多个用户精确地分配资源。因此，必须实现精确的干扰测量。为此，为了精确的干扰测量需要防止用于识别UE的签名信号或用于测量干扰量的干扰测量信号彼此交叠的方案。在下文中，将描述用于执行精确的干扰测量的方法。更具体地，将描述设计用于防止IDI信号彼此交叠的信号的方法。
<第一实施方式-用于避免干扰的信号设计>
首先，不应以交叠的方式接收以间隔T1和T2发送的信号。如果用于发送签名信号的发送时间增加，则可能存在发送时间之间的间隔，并且因此接收的信号可以彼此不交叠。但是，测量时间也增加。因此，本发明提出了用于设计即使在接收时信号彼此交叠也在信号之间进行区分而不改变测量时间的签名信号(下文中称为前导码)的方法。图15例示了根据UE的位置以交叠的方式接收信号的情况。在这种情况下，UE A和UE B分别在间隔T1和T2期间发送信号，并且UE C接收信号。在图14的(a)中，假设UE A和UE B在小区半径内彼此分开尽可能远以使定时提前和传播延迟最大化。另外，还假设UE C与发送UE中的一个(例如，图14中的UE B)相邻使得信号尽可能多地彼此交叠并且然后被接收。
在这种情况下，信号包括在与测量目标对应的测量子帧中发送的信号。另外，可以在测量子帧中发送用于干扰测量的信号(例如，基准信号)。此外，签名信号可以被包含在测量子帧中。如果UE识别能够使用用于干扰测量的信号来发送信号的UE，则签名信号的发送或接收可能终止。当在一个子帧中发送签名信号和基准信号时，可以在基准信号之前发送签名信号。但是，在一些情况下，可以在相同的符号中发送签名信号和基准信号，并且在这种情况下，可以在不同的频率区域中发送签名信号和基准信号。
图15的(b)示出了UE C的信号接收时间。具体地，在间隔T1中接收从UE A发送的信号并且在间隔T2中接收从UE B发送的信号。从UE A发送的信号的尾部与从UE B发送的信号的头部交叠。在这种情况下，从UE A和UE B发送的信号中的每一个可以是在测量子帧(即，针对测量而配置的资源单元)中发送的信号。另外，测量子帧可以由至少一个子帧构成。本发明提出了通过考虑交叠部分将保护时间添加至在测量子帧中发送的前导码的两端来设计信号。
图16是例示针对可应用于根据本发明的实施方式的IDI测量的前导码的图。
在下文中，参照图16描述了通过将保护时间添加至前导码的两端而避免信号交叠的方法。在下面的说明中，在前导码之前配置的保护时间被称为第一保护时间(图16的GT1)，并且在前导码之后配置的保护时间被称为第二保护时间(图16的GT 2)。
GT 1和GT 2中的至少一个可以被配置为零功率间隔。另选地，可以将循环前缀(CP)插入到GT 1和GT 2中的至少一个中。
例如，如果GT 1被配置为零功率间隔并且CP被插入到GT 2中，则可以将其解释为没有在从UE B接收信号的前部发送的信号。因此，可以获得与通过使用保护时间消除接收的信号之间的交叠而获得的效果相同的效果。因此，根据本发明，除了在GT1和GT 2两者中存在传输功率的情况以外，从UE发送的信号可以彼此区分。
在这种情况下，可以考虑传播延迟来配置GT 1和/或GT 2。类似地，可以通过考虑定时提前来配置GT 1和/或GT 2。换句话说，可以通过考虑小区半径来确定GT 1和/或GT 2，并且每个保护时间的最小长度可以是1个RTT(往返时间)。例如，当小区半径是200m时，保护时间可以是41个采样。
在这种情况下，前导码可以被映射至测量子帧并且然后被发送。具体地，前导码可以被加载在测量子帧的前部中。针对前导码的时间间隔和与GT1和/或GT2对应的时间间隔的和可以与至少一个符号的长度匹配。例如，针对前导码的时间间隔和与GT1和/或GT2对应的时间间隔的和可以是N个符号的长度(其中，N是正整数)。
另外，GT 1可以从子帧的开始点开始。如果没有配置GT 1，则前导码可以从子帧的开始点开始。例如，如果针对前导码、GT1和GT2的时间间隔之和是一个符号，则前导码、GT1和GT2可以位于测量子帧的第一符号中。
当如上所述地配置前导码时，前导码可以被配置为具有与传统前导码的长度不同的长度。因此，需要生成针对新的前导码的序列并且在这种情况下，可以使用恒幅零自相关(CAZAC)来确保新序列的正交性。为此，可以确定循环移位值、根索引值等，并且eNB可以向每个UE发送循环移位值、根索引值、序列长度等。
作为在不发送签名信号的情况下只发送基准信号的示例，可以考虑基准信号符号位于子帧前部的情况。在这种情况下，基准信号可以具有与在图16中示出的结构相同的结构以防止信号交叠。也就是说，GT 1可以位于基准信号符号前的时间间隔中，并且GT 2可以位于基准信号符号后的时间间隔中。此外，前导码的细节可以被应用于基准信号符号。
另外，当在子帧的相同符号中发送签名信号和基准信号时，可以同样地应用上述细节。在这种情况下，可以经由不同的频率资源发送签名信号和基准信号。
可以在测量子帧的多个符号的任意符号中发送用于IDI测量的基准信号。
当在一个符号中发送基准信号时，可以在测量子帧的第一符号中发送基准信号。在这种情况下，如上所述，映射至第一符号的基准信号可以位于GT 1和GT 2之间。另选地，当在测量子帧的最后一个符号中发送基准信号时，如上所述，映射至最后一个符号的基准信号可以位于GT 1和GT 2之间。当上述结构被应用于最后一个符号时，GT 2可以用来防止信号交叠。
另一方面，当经由多个符号发送基准信号并且当在测量子帧的第一个符号中发送基准信号时，在图16中示出的结构可以被应用于第一符号。类似地，当在测量子帧的最后一个符号中发送基准信号时，在图16中示出的结构可以被应用于最后一个符号。在一些情况下，在图16中示出的结构可以被应用于第一个符号和最后一个符号两者。
另选地，只有GT 1可以被应用于测量子帧的第一个符号(基准信号被映射至该第一个符号)，并且只有GT 2可以被应用于最后一个符号。这样，可以防止GT 1和GT 2以交叠方式被应用。
测量子帧由N个符号构成并且包括从符号索引#0至符号索引#(N-1)的符号。上述第一个符号的索引与测量子帧的符号索引#0对应，并且最后一个符号的索引与符号索引#(N-1)对应。另外，当使用在LTE系统中定义的子帧结构时，在常规CP的情况下N是12，或在扩展CP的情况下N是14。
基于上述说明，详细描述UE操作。如图15中的(b)所示，UE C在时间间隔T1期间经由测量子帧从UE A接收基准信号，并且在时间间隔T2期间经由测量子帧从UE B接收基准信号。在这种情况下，与时间间隔T2对应的子帧的前部被配置为GT 1。如果GT 1被配置为零功率间隔，则UE C可以认为来自UE A的信号与来自UE B的信号不交叠。因此，即使信号在接收时间彼此交叠，UE C也可以在不改变测量时间的情况下在来自UE A的信号与来自UE B的信号之间进行区分。
干扰测量信号和基准信号被设计如下。
<第二实施方式-用于避免干扰的采样频率的改变>
为了避免单独UE之间的交叠，可以使用用于增加采样频率的方案。图17示出了改变用于避免干扰的采用频率的示例。
为了防止信号彼此交叠，通过增大采样频率可以减小基准信号被映射的基准信号符号的长度。在这种情况下，假设符号样本长度是固定的。例如，在传统系统中使用的采样频率可以从15kHz增加至20kHz。也就是说，如图17所示，当在样本长度固定的同时增加采样频率时，符号长度减小并且基准符号长度也减小。因此，与基准符号和传统符号之间的长度差对应的间隔可以被配置为零功率间隔。这里，零功率间隔可以是指传输功率为0或NULL，并且在该间隔中不发送信号。
换句话说，当采样频率被改变为如上所述时，信号的结尾被设置为零功率间隔。因此，UE C可以考虑在图15的交叠间隔中具有零功率的UE A的信号。
<第三实施方式-帧结构的改变>
本发明的另一实施方式提出了向基准信号符号添加零功率间隔以防止在UE中发生信号交叠。具体地，提出了向基准信号符号的不仅包括符号而且还包括CP的尾部添加零功率间隔。
图18定义了将零功率间隔添加至基准信号符号的尾部(基准信号映射至该尾部)的结构。也就是说，可以通过将零功率间隔添加至基准信号符号的尾部来定义新的帧结构。根据传统系统的帧结构(即，传统帧结构)，在常规CP的情况下，在一个时隙中包括7个符号。但是，当根据本发明添加零功率间隔时，在常规CP的情况下，在一个时隙中包括少于7个符号。
另选地，在基准信号符号之后出现的整个符号可以被设置为零功率间隔。
另外，当将零功率间隔添加至基准信号符号的尾部时，eNB可以告知UE是否配置了零功率间隔。
在下文中，将参照图19描述配置可应用于本发明的零功率间隔的方法。
为了配置根据本发明的零功率间隔，可以在频率轴上使用补零方案。如果在频率轴上用“0”替换一些数据值，则可以重复在时间轴上的数据。例如，如果用“0”替换一般数据或使用一般数据并且将另一半数据设置为“0”，则可以在时间轴上重复出现相同数据。参照图19，当在频率轴上将一般数据设置为“0”时，在时间轴上重复地出现x1至x1024。在这种情况下，可以通过消除重复数据x1至x1024并且插入“0”来配置零功率间隔。
当上述实施方式彼此组合时，可以应用本发明的元件和特征。换句话说，可以修改针对本发明的每个实施方式说明的操作的次序。一个实施方式中的一些配置或特征可被包括在另一实施方式中，或者可由另一实施方式的对应的配置或特征来替换。
图20是例示实现本发明的实施方式的基站和用户设备的框图。为了避免重复说明，在下文中将省略上述特征。图19的BS和UE可以执行上述IDI测量方法。
如果在无线通信系统中包括中继节点，则在回程链路中的通信在基站和中继节点之间进行，并且在接入链路中的通信在中继节点和用户设备之间进行。因此，在一些情况下，在附图中示出的基站或用户设备可以用中继节点来替换。
参照图20，无线通信系统包括基站(BS)110和用户设备(UE)120。基站110包括处理器112、存储器114和RF(射频)单元116。处理器112可以被配置为实现在本发明中提出的过程和/或方法。存储器114连接至处理器112，并且存储与处理器112的操作相关的各种信息。RF单元116连接到处理器112并且发送和/或接收无线电或无线信号。用户设备120包括处理器122、存储器124和RF单元126。处理器122可以被配置为实现在本发明中提出的过程和/或方法。存储器124连接至处理器122，并且存储与处理器122的操作相关的各种信息。RF单元126连接到处理器122并且发送和/或接收无线电或无线信号。基站110和/或用户设备120可以具有单个天线或多个天线。
根据本发明的实施方式，处理器122可以将前导码映射至测量子帧。另外，处理器122经由前导码所映射至的测量子帧发送基准信号。此外，处理器122将前导码前的预定时间间隔设置为第一保护时间间隔。
上述实施方式可以以预定形式对应于本发明的元素和特征的组合。并且，除非明确说明，否则可以认为各个元素或者特征是选择性的。每个元素或者特征可按照不与其它要素或者特征组合的形式实现。另外，可以通过将元素和/或特征部分地组合来实现本发明的实施方式。可以修改针对本发明的每个实施方式说明的操作的次序。一个实施方式中的一些配置或特征可被包括在另一实施方式中，或者可由另一实施方式的对应的配置或特征来替换。并且，显然可理解，通过将随附权利要求中不具有明显引用关系的权利要求组合到一起来配置新的实施方式，或者可以通过提交申请后的修改被包括为新的权利要求。
在本公开中，描述为由基站执行的特定操作可以由基站的上层节点执行。具体地，在利用包括基站的多个网络节点构造的网络中，显而易见的是针对于用户设备的通信而执行的各种操作可以由基站或除了基站以外的其它网络节点执行。在这种情况下，“基站”可以用诸如“固定站”、“节点B”、“eNodeB(eNB)”、接入点等的术语替换。
可以使用各种装置来实现本发明的实施方式。例如，可以使用硬件、固件、软件或者其任意组合来实现本发明的实施方式。在通过硬件实现的情况下，可通过ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理器件)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等中的至少一种来实现本发明的一个实施方式。
在通过固件或软件实现的情况下，可通过用于执行上述功能或操作的模块、过程和/或函数来实现本发明的一个实施方式。软件代码可被存储在存储单元中，并且然后可以由处理器驱动。
存储单元可以设置在处理器内或处理器外以经由各种公众已知的装置与处理器交换数据。
对本领域技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的精神和必要特征的情况下，可以按照其它特定方式来实现本发明。因此，以上实施方式在各方面应被视为例示性的而非限制性的。本发明的范围应由随附权利要求书的合理解释来确定，并且落入本发明的等同范围内的所有变化也被包括在本发明的范围内。
工业实用性
本发明可以应用于诸如用户设备、中继和基站的无线通信设备。

Claims (15)

1.一种在支持全双工无线电FDR的无线通信系统中由发送用户设备UE发送用于干扰测量的基准信号的方法，该方法包括以下步骤：
由所述发送UE配置用于测量UE之间的干扰的测量子帧；
将前导码映射至所述测量子帧；以及
经由所述前导码所映射至的所述测量子帧向接收UE发送所述基准信号，
其中，在所述前导码之前的规定时间被设置为第一保护时间。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述前导码之后的规定时间被进一步设置为第二保护时间。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个被设置为零功率传输间隔。
4.根据权利要求2所述的方法，其中，所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个被设置为循环前缀CP。
5.根据权利要求2所述的方法，其中，考虑传播延迟来确定所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，使用恒幅零自相关CAZAC序列来生成所述前导码。
7.根据权利要求6所述的方法，该方法还包括以下步骤：
从基站BS接收用于生成所述前导码的信息，
其中，用于生成所述前导码的信息包括所述前导码的循环移位值、所述前导码的根索引值、所述前导码的序列长度中的至少一个。
8.一种在支持全双工无线电FDR的无线通信系统中由接收用户设备UE测量UE之间的干扰的方法，该方法包括以下步骤：
经由被配置为测量所述UE之间的干扰的测量子帧来从发送UE接收基准信号；以及
基于所述基准信号测量所述UE之间的干扰，
其中，所述测量子帧包括前导码，并且
其中，在所述前导码之前的规定时间被设置为第一保护时间。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，在所述前导码之后的规定时间被进一步设置为第二保护时间。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一保护时间和第二保护时间中的至少一个被设置为零功率传输间隔。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个被设置为循环前缀CP。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，考虑传播延迟来确定所述第一保护时间和所述第二保护时间中的至少一个。
13.根据权利要求8所述的方法，其中，使用恒幅零自相关CAZAC序列来生成所述前导码。
14.一种在支持全双工无线电FDR的无线通信系统中的发送用户设备UE，所述发送UE包括：
收发器模块，所述收发器模块被构造为向接收UE或基站BS发送信号并且从所述接收UE或所述BS接收信号；以及
处理器，
其中，所述处理器被构造为配置用于测量UE之间的干扰的测量子帧，将前导码映射至所述测量子帧，并且控制所述收发器模块经由所述前导码所映射至的所述测量子帧来向所述接收UE发送基准信号，并且
其中，在所述前导码之前的规定时间被设置为第一保护时间。
15.一种在支持全双工无线电FDR的无线通信系统中的接收用户设备UE，所述接收UE包括：
收发器模块，所述收发器模块被构造为向发送UE或基站BS发送信号并且从所述发送UE或所述BS接收信号；以及
处理器，
其中，所述处理器被构造为控制所述收发器模块经由被配置为测量UE之间的干扰的测量子帧来从所述发送UE接收基准信号，并且基于所述基准信号来测量所述UE之间的干扰，
其中，所述测量子帧包括前导码，并且
其中，在所述前导码之前的规定时间被设置为第一保护时间。
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