JP2010226723A - 無線チャネル推定器 - Google Patents
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Abstract
【課題】無線チャネル推定器であり、無線チャネルは、互いに異なり、周波数、時間、または、空間の次元に対応する少なくとも第1および第2の次元を有する。
【解決手段】無線チャネル推定器100は、基準シンボルを受信する受信機110と、基準シンボルを処理するプロセッサ120と、無線チャネルが第1の次元で第2の次元より高い相関を有する第1の無線チャネル状態、または、無線チャネルが第2の次元で第1の次元より高い相関を有する第2の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器130とを備える。無線チャネル推定器100は、第1の無線チャネル状態のときに第1の次元の2つの基準無線チャネル推定値の間を補間し、第2の無線チャネル状態のときに第2の次元の2つの基準無線チャネル推定値の間を補間することによって、少なくとも2つの基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器140をさらに備える。
【選択図】図1A
【解決手段】無線チャネル推定器100は、基準シンボルを受信する受信機110と、基準シンボルを処理するプロセッサ120と、無線チャネルが第1の次元で第2の次元より高い相関を有する第1の無線チャネル状態、または、無線チャネルが第2の次元で第1の次元より高い相関を有する第2の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器130とを備える。無線チャネル推定器100は、第1の無線チャネル状態のときに第1の次元の2つの基準無線チャネル推定値の間を補間し、第2の無線チャネル状態のときに第2の次元の2つの基準無線チャネル推定値の間を補間することによって、少なくとも2つの基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器140をさらに備える。
【選択図】図1A
Description
本発明は、たとえば、複数次元の無線チャネルを利用する移動通信システムのような無線システムにおいて実行される無線チャネル推定の分野に関する。
無線チャネル推定(ratio channel estimation)は、たとえば、従来の移動通信システムで使用されており、このような移動通信システムにおいては、基準シンボル(reference symbol)またはパイロットシンボルとも呼ばれる既知のシンボルが、送信機から受信機へ送信され、受信機が、基準シンボルの知識に基づいて無線チャネルを推定している。受信機は、このような基準シンボルが送信される時点および方式を認識して、無線チャネルを推定することができ、無線チャネル推定値に基づいて、無線チャネルによって引き起こされた影響を除去または低減してデータを検出することができる。
さらに、複数入力複数出力(MIMO)システムとして知られている複数の送信アンテナおよび受信アンテナを利用するシステムは、チャネル容量における有意な増大を保証するものである(非特許文献1および非特許文献2を参照)。直交周波数分割多重化(OFDM)と共に、MIMO−OFDMが、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク(WLAN)規格 IEEE 802.11nに対して選択され(非特許文献3を参照)、第3世代以降(B3G)の移動通信システムに対して選択される(非特許文献4を参照)。
コヒーレント検出を実現し易くするために、通常、受信機に知られている基準シンボルまたはパイロットシンボルが使用される。パイロット支援チャネル推定(PACE=pilot aided channel estimation)においては、パイロットは、たとえば、送信された信号ストリームの中で等間隔に置かれている(非特許文献5を参照)。パイロットがサンプリング定理を充足するように十分に接近した間隔に置かれている場合、データシーケンス全体のチャネル応答は、補間手段(interpolation)を用いて取り出すことができる。OFDMの場合、受信された信号は、複数の次元において、たとえば、時間および周波数において相関させることが可能である。OFDM PACEへ応用する場合は、時間および周波数においてパイロットを点在配置し、2次元でチャネル応答をサンプリングし、補間を用いて2次元(2D)チャネル推定を行うことによって行われる(非特許文献6を参照)。
実現されるチャネル推定の精度と、要求されるパイロットオーバーヘッドとの間のトレードオフの関係を有益なものにするために、2次元PACEが、地上デジタル放送手法(DVB−T)のような広範囲のワイヤレス通信規格に対して選択され(非特許文献7を参照)、第3世代以降(B3G)の移動通信システムに対して選択される(非特許文献8および非特許文献9を参照)。
適正なチャネル推定を確実にするため、従来のシステムは、パイロットグリッド、すなわち、補間が常に可能であるように時間および周波数において間隔が空けられたパイロットまたは基準シンボルを使用している。このパイロットグリッドを使用した場合、システム能力を危険にさらし、且つシステム能力に不利益な影響をもたらすパイロットオーバーヘッドが生じる。
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したがって、本発明の目的は、より高いシステム能力を可能にするパイロット支援チャネル推定の改良された概念を提供することである。
上記目的は、請求項1に記載されたチャネル推定器または請求項10に記載されたチャネル推定方法によって達成される。
本発明は、複数次元の無線チャネルでは、異なる次元における相関が、異なるチャネル状態で利用可能であるという知見に基づいている。たとえば、MIMO−OFDMのためのPACEは、たとえば、マクロセルから屋内オフィス環境までに亘る多様な配備シナリオにおいて動作させることができる。マクロセルの場合、高い移動速度及び大きいセルサイズが高いドップラー拡散およびチャネル遅延拡散をもたらし得るが、同時に基地局(BS)アンテナ要素間の空間相関が典型的に引き起こされる。これに対して、屋内環境では、空間相関は低いという傾向があるが、しかし、セルサイズは、移動速度と共に実質的により小さくなる。
実施形態は、それ相応に設計された帯域幅効率のよいマルチシナリオ・パイロット・グリッドにおいて、時間、周波数、および、空間の特定の相関を利用することができる。実施形態では、チャネル推定は、3次元、すなわち、時間、周波数、および/または、空間におけるチャネル推定補間の原理に基づくことができる。
さらに、実施形態は、多数の送信アンテナを備えたMIMO−OFDMシステムの主要な問題のうちの1つを軽減できる。すなわち、送信アンテナの個数に伴って増大するパイロットオーバーヘッドの増加は、本発明の実施形態によって削減され得る。実施形態は、2倍以上の量を削減し得るパイロットオーバーヘッド削減を可能にするMIMOチャネルの空間相関を利用することができる。その上、実施形態は、たとえばロングタームエボリューションアドバンスト(LTE−A)システムのような将来の移動通信システムに関して予測されるように、8個の送信アンテナを備えたシナリオを効率的に利用することができる。
本発明の実施形態においては、異なるシナリオでは、異なる相関が無線チャネルの中で現れるという知見に基づいている。いくつかのシナリオでは、低い角速度のために高い空間相関が存在し得る。これらのシナリオは、たとえば、基地局アンテナが屋上に取り付けられている屋外シナリオのように、マクロセルシナリオに対応することができる。他のシナリオでは、たとえば、移動装置が低速度で走行しているときに、高い周波数相関、すなわち、時間方向の相関が生じ得る。さらに別のシナリオでは、たとえば、低い送信電力が利用され、反射体が接近している屋内シナリオにおいて起こる短い電力遅延プロファイルのために、(マルチキャリアシステムの中のサブキャリアに亘って)周波数方向の高い相関が生じ得る。本発明の実施形態は、チャネル推定のための補間戦略を切り替えることによって恩恵を受けることができる。換言すると、実施形態では、チャネル推定は、それぞれのシナリオに適応させることができる。1つのシナリオでは、すべてがパイロット又は基準シンボルの同じグリッドを使用して、補間が周波数ドメインで実行され、別のシナリオでは、補間が時間または空間ドメインで実行され得る。
その上、実施形態は、ある特定の次元における相関が常に確保されるべきであるというようにパイロットグリッドに依存せず、実施形態は、チャネル次元の中のいずれか1つの相関に依存することができる。
本発明の実施形態は、添付図面を用いて詳述される。
図1aは、無線チャネルを推定する無線チャネル推定器100の1実施形態を示している。無線チャネルは、少なくとも第1の次元および第2の次元を有し、これら第1の次元および第2の次元は、互いに異なり、周波数次元、時間次元、または、空間次元に対応するものである。無線チャネル推定器100は、第1の次元で分離され、かつ、第2の次元で分離されている基準シンボル(reference symbol)を受信する受信機110を備えるものである。
無線チャネル推定器100は、分離された基準シンボルのそれぞれの基準無線チャネル推定値を取得するために基準シンボルを処理するプロセッサ120をさらに備えている。さらに、無線チャネル推定器100は、無線チャネルが第1の次元で第2の次元より高い相関を有する第1の無線チャネル状態、または、無線チャネルが第2の次元で第1の次元より高い相関を有する第2の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器130を備えている。
さらに、無線チャネル推定器100は、第1の無線チャネル状態が検出されたときに第1の次元の2つの基準無線チャネル推定値の間を補間し、第2の無線チャネル状態が検出されたときに第2の次元の2つの基準無線チャネル推定値の間を補間することによって、少なくとも2つの基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器140を備えている。
実施形態では、無線チャネル推定器100を、第3の次元を有する無線チャネルを推定するように構成することができる。第1の次元は、たとえば、移動通信システムにおける基地局で複数の送信アンテナを利用することにより確立される空間次元に対応させることができる。第2の次元は、周波数次元に対応させることができ、すなわち、無線チャネルは、無線チャネルの対応するコヒーレンス帯域幅より広い帯域幅に亘って広がる複数のキャリアを含むことができる。第3の次元は、時間次元に対応させることができ、すなわち、無線チャネルは、多数のタイムスロットを含み、無線チャネルが時間変動性であり得る。
実施形態では、第1の次元の2つの基準シンボルまたはパイロットシンボルが、Ds個の送信アンテナによって分離され得る。第2の次元の2つの基準シンボルは、Df個のサブキャリアによって分離され得る。第3の次元の2つの基準シンボルまたはパイロットシンボルは、Dt個のタイムスロットによって分離され得る。実施形態は、Ds,Df,Dt∈N、および、Ds,Df,Dt≧1を利用することができる。実施形態では、無線チャネルは、OFDM−MIMO無線チャネルに対応させることができる。
MIMO−OFDMを考慮する実施形態では、補間によるチャネル推定の原理は、送信アンテナ要素が空間的に相関関係にある場合、空間ドメインまで拡張可能であり、3次元(3D)PACEが用いられる(非特許文献10を参照)。図1bは、3次元(3D)パイロットグリッドを示しており、このパイロットグリッドは、送信アンテナが空間的に相関関係にあるMIMO−OFDMシステムに適用できるものである。図1bは、矩形状の3Dパイロットグリッドを示している。図1bは、4個の送信アンテナ151、152、153および154を示している。4個の送信アンテナのそれぞれに対し、時間−周波数平面161、162、163及び164が割り当てられる。パイロットシンボルは、黒っぽい立方体によって表されており、空(白ぬき)の立方体は、サイレンスまたは不連続送信を表している。図1bからわかるように、送信アンテナ2及び4において、パイロットシンボルは、考慮されているシナリオにおいて送信されていない。図1bの左側で、一覧表は、空の立方体およびパイロット立方体の表現と、ビューグラフの3次元、すなわち、空間、時間および周波数の次元とを示している。
図1bに示されたシナリオでは、パイロットは、送信アンテナ1および3の上だけで挿入されている。送信アンテナ2のチャネル推定値は、たとえば、空間相関によって生成される。そうすることによって、パイロットオーバーヘッドは3分の1に削減され得る。図1bは、時間、周波数、および、空間におけるパイロット間隔または分離がDt=5、Df=4、および、Ds=2に設定された3次元パイロットグリッドを示している。
3D PACEは、パイロットオーバーヘッドが送信アンテナの個数と比例的に増加することを解消するので、パイロットオーバーヘッドを実質的に削減するための効果的な手段として実施形態において利用され得る(非特許文献11を参照)。
3D PACEの欠点は、空間的に相関関係のあるチャネルを厳密に要求することである。送信アンテナが相互に相関関係のないとき、パイロットシンボルは送信アンテナ毎に利用される必要があり、パイロットシンボルによって消費されるリソースは、送信アンテナの個数に比例して増加する(非特許文献12を参照)。基地局送信機が屋上に取り付けられているMIMO−OFDMダウンリンクにおいて、送出線の角度は、狭い角度拡散の範囲内に収まるので、送信アンテナが空間的に相関関係があるという仮定は妥当と考えられる。しかしながら、屋内環境では、空間相関は低い傾向にあるので、3D PACEは、チャネル推定精度を改善できるだけであり、パイロットオーバーヘッドを削減するために利用できない(非特許文献13および非特許文献14を参照)。
本発明の実施形態は、一般的にワイヤレスシステムにおいて観測される、屋外マクロセルと屋内環境との間の逆相関特性を利用することができる。換言すると、無線チャネル状態検出器130は、第1のチャネル状態として屋外マクロセルシナリオを検出し、第2のチャネル状態として屋内環境を検出するように構成され得る。特に、マクロセルの場合、周波数および時間における相関は、典型的に、大きいセルサイズと高い移動速度とに起因して著しく低くなるが、空間における相関は、上記の屋上アンテナ配備のために高い傾向がある。屋内オフィス環境の場合、その逆であり、空間相関は減少するが、低い移動性と小さいセルサイズとに起因して、時間および周波数に実質的に高い相関が得られる。3Dパイロットグリッドの大きさを適切なものとすることにより、実施形態は、1つの次元、たとえば、時間次元、周波数次元、または、空間次元における高い相関を利用して別の次元における低い相関を補助するため、この逆の屋内−屋外相関特性を活用することができる。このようにすることにより、パイロットオーバーヘッドは、典型的に最悪ケースのチャネル状態から導かれる従来型のパイロット設計と比べて、実質的に削減され得る。
実施形態は、少なくとも第1の次元および第2の次元を有する無線チャネルの無線チャネル推定を可能にする送信機を備えることができる。第1の次元と第2の次元とは、互いに異なるものであり、周波数次元、時間次元、または、空間次元に対応するものである。さらに、無線チャネルは、第1の次元の無線チャネルの相関尺度(correlation measure)が第2の次元の無線チャネルの相関尺度より高い第1の状態と、第2の次元の無線チャネルの相関尺度が第1の次元の無線チャネルの相関尺度より高い第2の状態とを少なくとも有する。換言すると、2つの次元は、たとえば、時間次元および周波数次元に対応し、無線チャネルは、対応してコヒーレンス時間およびコヒーレンス帯域幅を有し、次元のうちの1つが空間次元であるならば、コヒーレンス長をそれぞれ有することができる。
さらに、送信機は、基準シンボルを生成する基準シンボル生成器を備えることができる。基準シンボル生成器は、第1の状態では、2つの基準シンボルが第2の次元の無線チャネルの相関尺度より大きい間隔で第2の次元の中で分離され、第2の状態では、2つの基準シンボルが第1の次元の無線チャネルの相関尺度より大きい間隔で第1の次元の中で分離されるように、基準シンボルを生成する。換言すると、基準シンボルまたはパイロットシンボルは、1つの状態では、2つの基準シンボルがコヒーレンス帯域幅より大きい間隔で周波数ドメインの中で分離されるように、送信機から信号の中に挿入され得る。この状態では、2つの基準シンボルは、コヒーレンス時間より小さい間隔で時間ドメインの中で分離され、時間ドメインまたは次元における補間を可能にする。しかし、第2の状態では、事情は逆であり、すなわち、この場合、時間ドメインの中の2つの基準シンボルは、コヒーレンス時間より大きい間隔で分離されている。周波数ドメインでは、分離はコヒーレンス帯域幅より小さい間隔であり、周波数ドメインまたは次元における補間を可能にする。さらに、第1の状態では、相関は時間ドメインにおいて存在し得るので、潜在能力のあるチャネル推定器は、時間ドメインの中で基準シンボル間の補間を実行することができる。第2の状態では、相関が周波数ドメインの中に存在し、対応するチャネル推定器が周波数ドメインで補間を実行可能である。同様に、ある状態において、相関が空間ドメインに存在することがあり、チャネル推定器は空間ドメインで補間を実行することができる。
実施形態は、相関が無線チャネルのいずれか1つの次元において利用できるときに、パイロットオーバーヘッドまたは基準シンボルオーバーヘッドが著しく削減され得るので、増大または強化されたシステム能力を達成することができる。換言すると、補間処理は、時間次元、周波数次元、または、空間次元の各次元において実行され得る。
図2は、ダイヤモンド型の3Dパイロットグリッドを示している。図1bの線図に従って、図2は、4つの送信アンテナ201、202、203および204を示している。図1bに従って、図2は、時間−周波数パイロットグリッドを表現する4つの時間・周波数平面211、212、213および214を示している。上記の表現によれば、空の立方体は空の送信スロットを表し、黒っぽい立方体は基準シンボルを表している。この場合も、基準シンボルは、空間ドメインの中でDsの間隔をあけられ、時間ドメインの中でDtの間隔をあけられ、周波数ドメインの中でDfの間隔をあけられていることがわかる。
図2は、ダイヤモンド型の空間−周波数グリッドの実施形態を示している。非特許文献15において、このようなパイロットグリッドは、3D PACEのチャネル推定精度を効果的に改良することが明らかにされている。適応的なシナリオ依存チャネル推定ユニットによって適切に次元化され補完される場合、図2のグリッドは、実施形態が高低逆転相関(RHiLoC)PACEを実施することをさらに可能にする。図2のグリッドの場合、周波数および空間のパイロット間隔は、Df (1)=4およびDs (1)=2、または、代替的に、Df (2)=8およびDs (2)=1のいずれかの2つの解釈を可能にする。Ds (1)=2を含む前者の解釈は、チャネルが送信アンテナの間の空間における補間によって推定可能であることを意味するので、すべての送信アンテナに対する信頼性の高い推定が周波数相関を利用する必要なしに実施可能である。
次に、周波数方向での補間は、所定のアンテナ要素に対し周波数間隔がDf (2)=8であるとしても、周波数間隔Df (1)=4を用いて可能である。このことは、空間相関が周波数補間を実現しやすくするために利用されることを事実上表している。後者の解釈は逆を可能にする。すなわち、高い周波数相関がDf (2)=8を用いる周波数補間によってチャネル推定を行うので、空間補間は完全な空間・周波数チャネル応答を取得するために必要でない。明らかに、Df (1),Df (1)<Df (2)およびDs (1),Ds (1)>Ds (2)を用いる前者の補間は、空間相関が高いという傾向があるが、周波数相関が低いというマクロセルシナリオに対して適用可能である。同様に、Df (2)およびDs (2)を用いる後者の補間は、逆転したチャネル相関を受ける屋内環境に適用できる。Df (1)およびDs (1)を用いる屋外環境と、Df (2)およびDs (2)を用いる屋内環境との間を切り替える適応可能なチャネル推定ユニットと組み合わされたとき、パイロットオーバーヘッドは、実施形態では、おおよそ因子Ds (1)分削減される。
本発明の実施形態の利点を実証するため、システムおよびチャネルモデルが以下の通り導入される。Nc個のサブキャリアと、1フレーム当たりにL個のOFDMシンボルを備えたOFDMシステムが考慮される。OFDMシンボルlにおけるサブキャリアnの送信信号ベクトルは、NT個の要素を備えたアンテナアレイによって放射され、
によって表される。総送信電力は、
に設定される。OFDM変調は、Nc点の逆DFT(IDFT、DFT=離散フーリエ変換)と、その後に続くNCP個のサンプルの巡回プレフィックス(CP)の挿入とによって実行される。時間および周波数における完全な直交性を仮定すると、シンボル(n,l)の受信信号は
によって与えられ、式中、zn,lは、平均が零、分散がN0である加法的白色ガウス雑音(AWGN)を表している。受信信号(l)は、単一の受信アンテナを装備した移動受信機に当てはまり、複数の受信アンテナへの拡張は、非特許文献16、非特許文献17、および非特許文献18で扱われている。相関のない受信アンテナを備えたMIMO−OFDMの場合、受信アンテナ毎のチャネル推定が独立に行われ、上記(1)がそのまま適用される。受信アンテナが相関しているとき、チャネル推定の精度は、受信アンテナ間において受信されたパイロットを空間平滑化(spatial smoothing)することによって改善され得る。
次元Nc×NTNcの2D送信信号行列は、周波数および空間の中の送信シンボルで構成され、
によって表される。同様に、CTF(チャネル伝達関数)を記述する次元NTNc×lの2D行列は、
によって与えられる。最終的に、Nc×l次元の雑音ベクトルは、
で構成される。
以下では、チャネルモデルが導入される。NT×l次元のベクトル
は、チャネル伝達関数(CTF)を明らかにする。
のμ番目の列は、送信アンテナμと受信機との間のCTFを記述し、
によって表され、式中、T=NDFTTsplであり、Tsplはサンプル期間を表している。さらに、dは、アンテナ要素間隔を表し、λはキャリア波長である。正規化された平均チャネル利得
が仮定される。チャネルタップqの複素値タップ重みcq、lは、1≦q≦Qとして、送出角度(AoD)φqで基地局から離れ、タップ遅延τqで移動受信機に到達する。ドップラー効果によって引き起こされた移動速度による時間変動は、時間にcq,lの変動をもたらし(OFDMシンボルインデックスl)、一方、マルチパス伝搬に起因する遅延τqは周波数に変動を課す(サブキャリアインデックスn)。CTF(4)への空間的寄与は、アンテナ間隔dをもつ均一線形アレイ(ULA)のためのアレイ応答となり、アンテナ要素μのアレイ応答は、
の形をしている。
以下では、無線チャネルの相関特性が解明される。2次統計量が、時間、周波数、および、空間の3つの独立した相関関数で構成された3次元(3D)相関関数
によって決定される。ドップラー効果によって引き起こされた時間変動の統計量は、時間における相関関数
によって記述される(非特許文献19を参照)。式中、fD,maxは最大ドップラー周波数であり、J0(・)は第1種零次ベッセル関数を表す。周波数における相関関数は、マルチパス伝搬に起因するチャネル歪みを記述し、チャネルモデル(5)に対して、
の形であり、式中、
である。
基地局が屋上に取り付けられている場合、AoD φqは、典型的に、所定の角度拡散θの範囲内で平均AoD φの周りに分布するので、φq∈[φ−θ,φ+θ],∀qであり、図3に示されているように、送信アンテナ間の空間相関となる。
図3は、平均φの周りにθの角度拡散で分布している基地局における送出角度(AoD)に関して空間チャネルモデルを示している。アンテナ要素間の間隔dが仮定されている。図3は、基地局に配備されていると仮定された4個のアンテナ要素301、302、303および304を示している。基地局と潜在的な移動局との間の無線チャネルは、異なる方向に沿って走り、たとえば、異なる反射体、散乱体などによって生じた複数のパスで構成され、光線(ray)としてモデル化することができる。図3において、これらのパスのうちのいくつかは、311、312、313などのように例示されている。図3は、送出角度が角度φの主方向の周りにθの角度拡散で分布することを示している。
屋外マクロセル配備(シナリオ1)において、最大チャネル遅延τmax (1)およびドップラー周波数fD,max (1)は、τmax (2)およびfD,max (1)を用いる屋内ホットスポット配備(シナリオ2)の場合より実質的に高くなることが予想される。逆のことがAoD分布の場合に真であり、シナリオ1はシナリオ2よりかなり小さい角度拡散を示す可能性があるので、θ(1)<<θ(2)≦2πである。このことは、チャネル遅延τq、ドップラー周波数fD、および、AoD φの領域をマークするシナリオ1および2に関連した2つのボックスによって図4に示され、ここで、チャネル応答(4)は、対応する相関(6)と共に本質的に非零である。
図4は、屋外マクロセルシナリオに対応するシナリオ1を上側に、屋内ホットスポットシナリオに対応するシナリオ2を下側に示している。図4は、周波数ドメインにおけるドップラー拡散と、時間ドメインにおける電力遅延拡散と、空間ドメインにおける放射角度拡散に関する相関尺度を示している。第1のシナリオでは、送出角度φの周りの拡散θ(1)はかなり低く、一方、周波数ドメインにおけるドップラー拡散fD,max (1)および時間ドメインにおける遅延拡散τmax (1)はかなり高い、ということがわかる。シナリオ2では、空間ドメインにおける角度拡散θ(2)がかなり高く、周波数ドメインにおけるドップラー拡散fD,max (2)および時間ドメインにおける遅延拡散τmax (2)はかなり低い、ということがわかる。このことは、最大ドップラー周波数fD,max (1),fD,max (2)と、最大遅延τmax (1),τmax (2)と、角度拡散θ(1),θ(2)のような最大拡散に関して与えられた、明示的な座標の個数によっても同様に指定されている。
要約すると、図4は、屋外マクロセル(シナリオ1)および屋内ホットスポット(シナリオ2)に対するチャネルの相関特性を描いている。屋外マクロセルの場合、高いドップラー及びチャネル遅延、すなわち、fD,max (1)およびτmax (1)が、低い角度拡散θ(1)と一緒に観察される。
これに対して、屋内ホットスポットの場合、著しく低いドップラーおよびチャネル遅延、すなわち、fD,max (2)<<fD,max (1)およびτmax (2)<<τmax (1)と、かなり高い角度拡散θ(2)>>θ(1)が観察される。
これに対して、屋内ホットスポットの場合、著しく低いドップラーおよびチャネル遅延、すなわち、fD,max (2)<<fD,max (1)およびτmax (2)<<τmax (1)と、かなり高い角度拡散θ(2)>>θ(1)が観察される。
パイロット支援チャネル推定(PACE:Pilot aided channel estimation)は、雑音を含むチャネル応答をサンプリングし、補間を用いてシーケンス全体のチャネル推定を保持する(非特許文献22参照)。従来型の2D PACEの場合、既知の基準シンボル(パイロット)が、時間に関してDtの等距離パイロット間隔で挿入され、周波数に関してDfの等距離パイロット間隔で挿入される(非特許文献23を参照)。補間を用いてチャネル推定の原理を空間ドメインまで拡張することにより、3次元(3D)PACEは、時間、周波数および空間における補間によってチャネル推定値を生成する。空間相関は、パイロットがDsの空間の中で等距離パイロット間隔を用いる送信アンテナの選択された部分集合に関して挿入されるように利用される(非特許文献24を参照)。
そうすることによって、チャネル応答は、時間のレートDtTsym、周波数のレートDf/T、及び、空間のレートDs(d/λ)を使って3次元の中でサンプリングされる。3D−PACEの1つの重大な欠点は、空間相関が常にDs>1をサポートするとは限らないことである。
目標は、最小オーバーヘッドで1つのパイロットグリッドによって、集合Sの中にキャストされた異なる配備シナリオをサポートすることである。この目標を達成する1つの可能性としては、空間−周波数平面内のパイロットがダイヤモンド型パターンに配置されている図2に示されたパイロットグリッドを用いることである。以下では、このグリッドが、考慮されている屋外マクロセル(シナリオ1)と屋内ホットスポット配備(シナリオ2)とに適用される|S|=2のためのチャネル推定を実現し易いことが明らかにされる。パイロット支援チャネル推定(PACE)の場合、既知の基準シンボル(パイロット)は、チャネル応答をサンプリングする。スペクトルドメインにおいて、サンプリングは、チャネル応答のスペクトルが規則的な間隔で複製されるようなエイリアシングによって観察される。このことは、図5において、ボックスがチャネル応答のスペクトル成分が本質的に非零である領域をマークして示されている。チャネル応答(4)のスペクトル成分は、図4に示されているように厳密に帯域制限されるので、チャネル応答のスペクトル成分が重なり合わないならば、チャネル応答は補間を用いて維持することが可能である。明らかに、図2によるパイロットの適切な配置は、スペクトルの重なり合いがシナリオ1とシナリオ2の両方の場合に観察されないことを表している。
図5は、図2を用いて説明されているようなダイヤモンド型の空間−周波数グリッドのスペクトルドメインを示している。レートDf/TおよびDs(d/λ)による空間−周波数平面のサンプリングに起因して、エイリアシングが観察される。屋外マクロセルと屋内ホットスポットの両方に関して、エイリアシングが元のスペクトルと重なり合わないことがさらに観察される。実施形態は、それぞれの配備シナリオに一致し、その上、チャネル応答が補間を用いて維持されることを可能にするように、チャネル推定を選択することができる。図5は、マクロセルシナリオのための空間−周波数平面が左側に、屋内ホットスポットシナリオのための空間−周波数平面が右側にある2つの空間−周波数平面を示している。左側でわかるように、相関は周波数ドメインの中でかなり高く、空間ドメインの中で低く、一方、右側の屋内ホットスポットシナリオでは、状況は逆である。実施形態は、マクロセルシナリオの場合に空間ドメインの中で補間を実行し、屋内ホットスポットシナリオの場合に対応して周波数ドメインの中で補間を実行することができる。図5は、類似したパイロットグリッドがチャネル推定器の中で補間ドメインを切り替えることにより両方のシナリオに対して使用できるという実施形態の有利性を示している。
ダイヤモンド型のパイロットグリッドは、単に図2において空間軸と周波数軸とを交換することによって、空間−時間平面の場合にも構築することが可能である。図6aおよび6bは、NT=8の送信アンテナの場合に、高低逆転相関(RHiLoC)PACE空間−時間パイロットグリッドを実行する実施形態を示している。上記説明によれば、チャネル状態に依存して、パイロット間隔に基づく異なる組み合わせ、又は、補間が可能である。簡略化の目的のためだけに、周波数方向のパイロットまたは基準シンボルは、図6aおよび6bにおいて省略されている。
図6aは、Ds=2を用いる空間−時間グリッドを示している。Ds (1)=Ds=2によって指定される屋外マクロセルにおいて、Dt (1)=Dt=4が選ばれる。屋内ホットスポットシナリオの場合、空間補間は実施可能でなく、Ds (2)=1およびDt (2)=8が選ばれる。
図6bは、Ds=4を用いる別の空間−時間グリッドを示している。この空間−時間グリッドは、たとえば、高い空間相関が低い時間相関と共に観察される幹線道路シナリオに対応しているので、Ds=4およびDt=4である。速度が典型的により低い都市シナリオでは、間隔Ds (1)=2およびDt (1)=Dt(Ds/Ds (1))=8が好ましい。屋内ホットスポットシナリオの場合、Ds (2)=1およびDt (2)=16が選ばれる。
空間−時間−周波数グリッドの一般的な場合、時間のパイロット間隔Dtおよび周波数のパイロット間隔Dfは、空間のパイロット間隔Dsと交換することが可能である。配備シナリオSの集合をサポートするパイロット間隔は以下の関係式
DsDfDt=Ds (s)Df (s)Dt (s),s∈S (10)
を充足することができる。
DsDfDt=Ds (s)Df (s)Dt (s),s∈S (10)
を充足することができる。
規則的な3Dグリッドは、非特許文献25によって一意に記述することが可能である。
式中、
は、パイロットインデックスであり、一般的な慣例の通り、パイロットシンボルを記述する変数は、以下では、〜を使ってマークされる。さらに、
は[0,0,0]Tに関する第1のパイロットのシフトを説明している。パイロットだけを含む送信信号のシーケンスは、
によって表され、μ、nおよびlは、式(11)によって与えられる。一般に、
の非零非対角要素は、非矩形状パイロットグリッドを組み立て、式(11)においてdft≠0および/またはδft≠0を設定すると、インデックスnおよびlの上でシフトされた時間−周波数グリッド、たとえば、ダイヤモンド型のグリッドが得られ(非特許文献26を参照)、または、DVB−Tグリッドが得られる(非特許文献27を参照)。
パラメータdsf,δsfおよびdst,δstは、それぞれ、空間−周波数次元および空間−時間次元に沿ってパイロットをシフトする。図1は、パラメータDt=5、Df=4、Ds=2およびdsf=1を用いる3Dパイロットグリッドをプロットし、一方、他のすべての非対角要素は零に設定されている。他のすべてのパラメータが、図1に従う状態であり、δsf=1を設定すると、図2に示されているように、ダイヤモンド型の空間−周波数グリッドが得られる。
すべてのNT個の送信アンテナのチャネル推定値を取得するため、異なる送信アンテナに属しているパイロットは、時間および/または周波数において直交分離される。直交分離を実現する1つのやり方は、式(11)において、dst mod Df≠0またはdst mod Dt≠0のいずれかの条件を課すことである。図1および図2では、異なるアンテナ要素からのパイロットは、dsf=1およびdst=0を設定することにより周波数において分離されている。これは、雑音による悪影響を受けた式(3)の中の3D CTF
のサブサンプルバージョンであって、異なる送信アンテナに属しているパイロット間の干渉を回避するサブサンプルバージョンを提供する。パイロットを直交分離するために他の可能性が存在するが、他の可能性はより高い複雑性および/または少なくとも同じパイロットオーバーヘッドをもたらすことに留意されたい(非特許文献28を参照)。
それにもかかわらず、提案された3D PACEは、2次元から3次元へ拡張することにより(非特許文献29および非特許文献30を参照)、位相シフトされたパイロットシーケンスのような他のスキームに一般化することも可能である(非特許文献31を参照)。
必ずしも利用可能なすべてのパイロットがチャネル推定のために利用されるのではない。むしろ、ある特定のサブキャリアでのCTFの推定は、時間におけるパイロットの部分集合Mt、周波数におけるパイロットの部分集合Mf、および、空間におけるパイロットの部分集合Msに限定され得る。M=MtMfMsを用いる、次元M×1の受信パイロットシーケンス
は、雑音による悪影響を受けた式(4)の中の3D CFT
のサブサンプルバージョンである。
WIFは、考慮されている配備シナリオを含む長期チャネル状態に整合している。配備シナリオs∈Sのための適切な3Dパイロットグリッドを組み立てるため、対応するパイロット間隔が、サンプリング定理を充足すべきである(非特許文献33および非特許文献34を参照)。
実施形態では、パイロットグリッド(11)は、すべての配備s∈Sに対し、式(10)が成り立ち、かつ、パイロット間隔Df (s),Dt (s)およびDs (s)がサンプリング定理(13)を充足するように組み立てることが可能である。
実施形態では、プロセッサ120は、ウィーナーフィルタ(Wiener filter)または不整合ウィーナーフィルタ(mismatched Wiener filter)を備えることができる。モデル不整合を伴うウィーナー補間フィルタ(WIF)は、フィルタ係数R´を生成すると仮定される相関関数が、式(6)における実際の相関Rと異なるという事実によって特徴付けられる。不整合WIFの有利性は、フィルタ係数が、対応する配備シナリオs∈Sの最悪ケースの伝搬条件の事前知識に基づいてオフラインで計算できることである。最大チャネル遅延τw (s)≧τmax (s)、最大ドップラーfD,w (s)≧fD,max (s)および角度拡散θw (s)≧θ(s)に対するこれらの最悪ケースの条件によって、式(13)における真の値が置き換えられる。フィルタ係数を生成するために、平均AoD φwは、平均SNRと共に推定される必要がある。
配備シナリオs∈Sの1×M次元の3D推定量w(s)のMSEは、一般的な式
で表現可能であり、但し、
である。M次元ベクトル
は、
を推定するため使用される時間、周波数、および、空間における受信パイロットを含む。自己相関行列
および相互相関行列
は、上記の通り定義される。
NT=8個の送信アンテナを備えるMIMO−OFDMシステムは、ウィーナー仕様書に基づいて考慮される(非特許文献35を参照)。1フレームは、L=12個のOFDMシンボルからなり、各OFDMシンボルは、Nc=1024個のサブキャリアで構成される。期間TCP=128・Tsplの巡回プレフィックスが利用される。この信号帯域幅は、40MHzであり、Tspl=25nsのサンプリング期間になる。これは、Tsym=35.97μsのOFDMシンボル期間を生じ、そのうちの巡回プレフィックスは、TCP=3.2μsである。
時間、周波数、および、空間におけるパイロット間隔について、Dt=10、Df=4およびDs=2が選ばれる。さらに、l0=1、n0=1およびs0=1が設定される。異なる送信アンテナのパイロットの間の直交性は、式(11)においてdsf=1およびdst=0を設定することによって維持される。最終的に、図2に示されているように、δsf=1を用いるダイヤモンド型の空間−周波数グリッドが使用される。
屋外マクロセルシナリオ1に対し、WINNERプロジェクトの内部で、最大50km/hまでの移動速度をもつ典型的な都市チャネルモデル(非特許文献36におけるモデルC2)が指定されている。5GHzのキャリア周波数で、これは正規化された最大ドップラー周波数fD,maxTsym≦0.0067になる。考慮されたチャネルモデルC2は、35°の角度拡散を有する(非特許文献37を参照)。よって、Ds=2を用いる空間補間が実施可能である。
屋内ホットスポットシナリオ2に対して、200°を超える角度拡散をもち(非特許文献39を参照)、送信機と受信機との間に直接照準がない(NLOS)屋内オフィス環境が選ばれている(非特許文献38におけるモデルA1−NLOS)。したがって、空間補間は、明らかに不可能であり、パイロット間隔Dt (2)=10、Df (2)=8およびDs (2)=1が適用される。両方のシナリオに対し、同じパイロットグリッドが使用されることに留意されたい。
チャネル推定ユニットは、時間、周波数、および、空間のフィルタ係数がMt=2、Mf=8およびMs=4であるWIFによって実施される。フィルタ係数を生成するため、自己相関行列および相互相関行列の形式で2次統計量の知識が利用可能であると仮定される。
換言すると、プロセッサ120は、基準無線チャネル推定値を取得するために基準シンボルを処理するウィーナーフィルタまたは不整合ウィーナーフィルタを備えることができる。さらに、無線チャネル状態検出器130は、ドップラー拡散、角度拡散、または、遅延拡散を検出することにより第1または第2の無線チャネル状態を検出するように構成され得る。補間器140は、3次元のすべてにおいて補間するように構成され得る。換言すると、補間器140は、チャネル状態とは無関係に3次元のうちの2つで補間するように構成され得る。一般に、補間器140は、十分な相関がチャネル状態に対して検出されたこれらの次元のすべてにおいて補間するように構成され得る。実施形態では、無線チャネル状態検出器130は、基準シンボルまたは基準無線チャネル推定値に基づいて第1または第2の無線チャネル状態を検出するように構成され得る。
図7は、NT=8個の送信アンテナを用いる3D PACEに対し、平均二乗誤差(MSE)と信号対雑音比γ(SNR=信号対雑音比)とに関するシミュレーション結果を示している。結果は、それぞれ実線および破線で描かれている整合WIFおよび不整合WIF(WIF=ウィーナーフィルタ)に対してさらに示されている。図7は、シナリオ1および2に対するRHiLoC3D−PACEの結果を示している。RHiLoCパイロットグリッドの実施形態は、両方のシナリオを効果的にサポートすることがわかる。このことは、整合推定器および不整合推定器、すなわち、プロセッサ120の両方についてそれぞれ真である。
以下では、LTE移動通信システムによってサポートすることができる実施形態が説明される。図8aおよび8bは、1リソースブロック当たりに8個のパイロットシンボルを用いて、NT=8個の送信アンテナのためのCQI−RS(CQI−RS=チャネル品質情報基準シンボル)をサポートするLTEパイロットグリッド(LTE仕様の内部におけるグリッドAとも呼ばれる)を示している。図9aおよび9bは、1リソースブロック当たりに16個のパイロットを用いる類似したパイロットグリッド(LTE仕様の内部におけるグリッドBとも呼ばれる)を示している。図8a、8b、9aおよび9bにおいて、時間−周波数平面が表され、周波数軸に沿って、サブキャリアnが表され、時間軸に沿って、タイムスロットの数が指定されている図が使用されている。さらに、各図は、8個の送信アンテナにおけるパイロットシンボルを表しており、各パイロットシンボルは、それぞれのパイロットグリッドの内部の色と共に番号によって指定されている。
図8aは、1リソースブロック当たりに8個のパイロットシンボルを用いるダイヤモンド型の空間−時間−周波数グリッドを示している。図8bは、1リソースブロック当たりに8個のパイロットシンボルを用いるLTEパイロットパターンに適合する分散型の実装形態を示している。
図9aは、1リソースブロック当たりに16個のパイロットシンボルを用いるダイヤモンド型の空間−時間−周波数グリッドを示している。図9bは、1リソースブロック当たりに16個のパイロットシンボルを用いるLTEパイロットパターンに適合する分散型の実装形態を示している。
RHiLoCパイロットグリッドの実施形態は、NT=8個の送信アンテナを備えたLTE−アドバンストのための共通の基準シンボル(RS)をサポートするために適用され得る。これらの共通RSは、受信機にチャネル品質情報(CQI)を供給する必要があり、したがって、CQI−RSと呼ばれる。さらに、専用RSが空間プリコーディングを含む受信信号を復調するために利用され得る。したがって、NT=8に対するパイロットオーバーヘッドは、主要な課題となる。それにもかかわらず、パイロットグリッドは、満足できる性能のためにサンプリング定理(13)を充足する必要がある。最悪ケースのチャネル状態および許容可能なパイロットオーバーヘッドの上限に依存して、1リソースブロック(RB)当たりに8個および16個のパイロットを用いる2つのグリッドが図8および9に示されている。
従来のパイロット設計は、実施形態によってチャネル状態に整合するように適応的に修正され得るか、または、最悪ケースのチャネル状態を満たすように次元化され得る。本発明は、これに反して、空間相関と時間−周波数相関との間における逆の傾向を認めるものである。既存の解決策と比べて、実質的に削減されたパイロットオーバーヘッドを実現することができる。
1つのパイロットグリッドが、屋内環境から屋外マイクロセルまで変化する広範囲の潜在的な配備シナリオのために適切である。観察される配備シナリオに向けて調整されるべき唯一のものは、チャネル推定ユニットである。
実施形態は、従来のパイロットグリッドと比べてパイロットを原因とするオーバーヘッドの削減が実現されるという利益がある。MIMO−OFDMの場合、RHiLoC−PACEの実施形態は、パイロットオーバーヘッドを著しく削減することができる。特に、大規模マクロセルと一緒になった屋内ホットスポットのような強烈な逆相関特性を伴う配備シナリオにおいては、実施形態は、パイロットオーバーヘッドを削減する強大なポテンシャルがある。実施形態は、様々な配備シナリオに適合する1つのパイロットグリッドが使用され得るという更なる利益がある。RHiLoC−PACEの実施形態は、異なる配置シナリオをサポートできる。1つのパイロットグリッドが、実施形態において屋外マイクロセルと共にホットスポット屋内配備をサポートすることができる。
さらに、実施形態は、既存システムへの下位互換性が実現され得るという利益がある。実施形態は、3GPP LTE−アドバンストに適用でき、LTE(ロング・ターム・エボリューション)との下位互換性が最も重要である(非特許文献40を参照)。RHiLoC−PACEの実施形態は、元のLTEパイロットグリッドが保持されるように設計することが可能であり、特定のアンテナポートへのパイロットシンボルのマッピングだけが修正される。したがって、LTE端末およびLTE−アドバンスト端末が別々の副帯域に分類される場合、下位互換性が維持される。LTE端末およびLTE−アドバンスト端末が同じ周波数帯域を共有する場合、LTE端末のチャネル推定ユニットは修正される必要がある。
ある特定の実施要件に依存して、本発明の方法は、ハードウェアまたはソフトウェアで実施することができる。実装は、デジタル記録媒体、特に、フラッシュメモリ、ディスク、DVDまたはCDを使用して実行することができ、そのデジタル記録媒体には、電子的に読み取り可能な制御信号が記憶されており、そのデジタル記録媒体は、本発明の方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働する。したがって、一般に、本発明は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されるときに、本発明の方法を実行するために作動されるプログラムコードが機械読み取り可能なキャリアに記憶されているコンピュータプログラム製品である。したがって、換言すると、本発明の方法は、コンピュータプログラムがコンピュータまたはプロセッサで実行されるときに、本発明の方法のうちの少なくとも1つを実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
Claims (11)
- 複数の送信アンテナに関する空間次元に対応する第1の次元と、複数のサブキャリアに関する周波数次元に対応する第2の次元と、複数のタイムスロットに関する時間次元に対応する第3の次元とを有する無線チャネルを推定する無線チャネル推定器(100)であって、
Ds,Df,Dt∈N、かつ、Ds,Df,Dt>1であるとき、前記第1の次元でDs個の送信アンテナによって分離され、前記第2の次元でDf個のサブキャリアによって分離され、前記第3の次元でDt個のタイムスロットによって分離されている基準シンボルを受信する受信機(110)と、
前記分離された基準シンボルのそれぞれに対する基準無線チャネル推定値を取得するために前記基準シンボルを処理するプロセッサ(120)と、
前記無線チャネルが前記第1の次元で前記第2の次元より高い相関を有する第1の無線チャネル状態、または、前記無線チャネルが前記第2の次元で前記第1の次元より高い相関を有する第2の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器(130)と、
前記第1の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第1の次元の2個の基準無線チャネル推定値の間で補間を行うことと、前記第2の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第2の次元の2個の基準無線チャネル推定値の間、および、前記第3の次元の2個の基準無線チャネル推定値の間の双方又はいずれか一方で補間を行うこととによって、少なくとも2個の基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器(140)と
を備えるものである無線チャネル推定器。 - 前記無線チャネル状態検出器(130)が、前記無線チャネルの各次元に対して前記無線チャネルの相関を検出するものであり、
前記補間器(140)が、相関が検出された各次元に対する基準無線チャネルの間で補間を行うものである、請求項1に記載の無線チャネル推定器。 - 前記無線チャネルが、OFDM−MIMO無線チャネルに対応するものである、請求項1または2に記載の無線チャネル推定器。
- 前記プロセッサ(120)が、前記基準シンボルを処理するウィーナーフィルタを備えるものである、請求項1ないし3のいずれか一項に記載の無線チャネル推定器。
- 前記プロセッサ(120)が、前記基準シンボルを処理する不整合ウィーナーフィルタを備えるものである、請求項1ないし4のいずれか一項に記載の無線チャネル推定器。
- 前記第1のチャネル状態が屋外シナリオに対応し、前記第2のチャネル状態が屋内シナリオに対応するものである、請求項1ないし5のいずれか一項に記載の無線チャネル推定器。
- 前記無線チャネル状態検出器(130)が、前記第1または前記第2の無線チャネル状態を検出するためドップラー拡散、角度拡散、または、遅延拡散を検出するものである、請求項1ないし6のいずれか一項に記載のチャネル推定器。
- 前記無線チャネル状態検出器(130)が、前記基準シンボルに基づいてまたは前記基準無線チャネル推定値に基づいて、前記第1または前記第2の無線チャネル状態を検出するものである、請求項1ないし7のいずれか一項に記載のチャネル推定器。
- 前記第1の次元が8個の送信アンテナに対応し、前記第2の次元が1024個のサブキャリアに対応する、請求項1ないし8のいずれか一項に記載のチャネル推定器。
- 複数の送信アンテナに関する空間次元に対応する第1の次元と、複数のサブキャリアに関する周波数次元に対応する第2の次元と、複数のタイムスロットに関する時間次元に対応する第3の次元とを有する無線チャネルを推定する方法であって、
Ds,Df,Dt∈N、かつ、Ds,Df,Dt>1であるとき、前記第1の次元でDs個の送信アンテナによって分離され、前記第2の次元でDf個のサブキャリアによって分離され、前記第3の次元でDt個のタイムスロットによって分離されている基準シンボルを受信するステップと、
前記分離された基準シンボルのそれぞれに対する基準無線チャネル推定値を取得するために前記基準シンボルを処理するステップと、
前記無線チャネルが前記第1の次元で前記第2の次元より高い相関を有する第1の無線チャネル状態、または、前記無線チャネルが前記第2の次元で前記第1の次元より高い相関を有する第2の無線チャネル状態を検出するステップと、
前記第1の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第1の次元の2個の基準無線チャネル推定値の間で補間を行うことと、前記第2の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第2の次元の2個の基準無線チャネル推定値の間、および、前記第3の次元の2個の基準無線チャネル推定値の間で補間を行うこととによって、少なくとも2個の基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定するステップと
を含む方法。 - コンピュータまたはプロセッサで実行されるときに、請求項10に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP09004199.7 | 2009-03-24 | ||
EP09004199A EP2234354A1 (en) | 2009-03-24 | 2009-03-24 | A radio channel estimator exploiting correlations in space, frequency and time domain |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010226723A true JP2010226723A (ja) | 2010-10-07 |
JP4896244B2 JP4896244B2 (ja) | 2012-03-14 |
Family
ID=41210567
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010068416A Expired - Fee Related JP4896244B2 (ja) | 2009-03-24 | 2010-03-24 | 無線チャネル推定器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP2234354A1 (ja) |
JP (1) | JP4896244B2 (ja) |
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- 2009-03-24 EP EP09004199A patent/EP2234354A1/en not_active Withdrawn
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4896244B2 (ja) | 2012-03-14 |
EP2234354A1 (en) | 2010-09-29 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111206 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20111220 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150106 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |