KR101284533B1 - 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ｉｄ 인덱스 검출 장치 및 방법 - Google Patents

정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ｉｄ 인덱스 검출 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 송신기로부터 수신한 PS(Primary Synchronization) 신호를 수신기에서 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)하여 신호를 처리하는 고속 푸리에 변환부; 고속 푸리에 변환한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 제1 상관값 연산부; 제1 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 합을 계산하는 제1 신호 샘플 덧셈기; 제1 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 정수배 주파수 오차를 추정하는 정수배 주파수 오차 추정기; 정수배 주파수 오차 추정기에서 출력된 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 제2 상관값 연산부; 제2 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 합을 계산하는 제2 신호 샘플 덧셈기; 및 제2 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출하는 셀 ID 검출기를 포함한다.

Description

정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ＩＤ 인덱스 검출 장치 및 방법{Integer Frequency Offset Estimation and Cell Index Detection Apparatus and Method Thereof}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템에서의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법에 관한 것으로서, 특히 높은 계산 복잡도를 줄이기 위해서 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출을 분리시켜 수행하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 무선 통신에서는 초고속 데이터 전송을 위해 전체의 채널을 여러 개의 직교하는 부채널로 나누어 병렬적으로 전송하는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access: OFDMA) 방법이 주로 사용된다. 현재 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 표준화된 LTE 기술은 Release 10 핵심 기술로서 하향링크 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 및 상향링크 SC FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 전송 방식을 채택하여 전송 용량의 증대 및 높은 대역폭 효율을 실현한다.
OFDMA 기반의 하향링크 시스템은 주파수 오차에 매우 민감한 특징을 가진다.
주파수 오차는 부반송파 간격에 따라 정수배와 소수배 주파수 오차로 나뉜다. 특히, 정수배 주파수 오차는 FFT(Fast Fourier Transform) 이후 주파수 영역에서 신호를 순환 이동시키므로 복원된 데이터의 위치가 완전히 어긋남으로써 원래 전송 신호와 전혀 다른 데이터로 복조된다.
또한, OFDMA 기반의 하향링크 시스템에서는 다른 시스템과는 달리 프리앰블 심벌이 존재하지 않아 초기 셀 탐색 및 동기화를 위하여 한정된 PS(Primary Synchronization) 신호를 사용하며, 초기 셀 탐색 시 셀 ID 인덱스 검출 및 검출 시간에 매우 민감하다.
이러한 정수배 주파수 오차를 추정하고, 빠른 초기 셀 탐색을 하기 위한 방법은 종래 기술로 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출을 동시에 이루어지는 방법이 제시 되었다. 종래 기술은 수신된 PS 신호와 수신기에서 미리 약속된PS 신호 간의 상호 상관 값을 구하여 추정한다. 이때, 수신기에서는 많은 양의 복소수 곱셈과 덧셈이 계산되므로 높은 계산 복잡도가 요구되어 실제 구현 시 많은 비용 및 하드웨어의 높은 복잡성이 발생하는 문제점이 있었다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 하향 링크 시스템의 높은 계산 복잡도를 줄이기 위해서 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출을 분리시켜 수행하는데 그 목적이 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따른 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법은,
송신기로부터 수신한 PS(Primary Synchronization) 신호를 수신기에서 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)하여 신호를 처리하는 단계; 상기 고속 푸리에 변환한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하는 단계; 상기 연산한 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 상기 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계; 상기 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 상기 선택한 실수부에서 최대값을 구해 정수배 주파수 오차를 추정하는 단계; 상기 추정한 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 상기 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하는 단계; 상기 연산한 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 상기 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계; 및 상기 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 상기 선택한 실수부에서 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 특징에 따른 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치는,
송신기로부터 수신한 PS(Primary Synchronization) 신호를 수신기에서 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)하여 신호를 처리하는 고속 푸리에 변환부; 상기 고속 푸리에 변환한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 제1 상관값 연산부; 상기 제1 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 합을 계산하는 제1 신호 샘플 덧셈기; 상기 제1 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 정수배 주파수 오차를 추정하는 정수배 주파수 오차 추정기; 상기 정수배 주파수 오차 추정기에서 출력된 상기 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 상기 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 제2 상관값 연산부; 상기 제2 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 합을 계산하는 제2 신호 샘플 덧셈기; 및 상기 제2 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출하는 셀 ID 검출기를 포함한다.
전술한 구성에 의하여, 본 발명은 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 정수배 주파수 오차를 추정한 후, 셀 ID 인덱스를 검출함으로써 종래의 방식과 동일한 성능을 가지면서 계산 복잡도를 줄이고 실제적으로 하드웨어 구현 시 소요되는 비용과 하드웨어 수를 줄일 수 있는 효과가 있다.
도 1은 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 PS 신호와 SS 신호의 프레임 구조를 나타낸 개념도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치의 내부 구성을 간략하게 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템을 이용한 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출 방법을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 정수배 주파수 오차 추정 기법의 구조를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 셀 ID 검출 기법의 구조를 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출 기법과 종래 기법의 계산 복잡도의 비교를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 D=3에서 SNR에 따른 종래 및 본 발명의 정수배 주파수 오차 추정의 실패 확률을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 SNR에 따른 종래 및 본 발명의 셀 ID 인덱스 검출의 실패 확률을 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서 초기 셀 탐색은 단말이 셀에 접속하기 위한 초기 프레임 동기, 주파수 동기 및 셀 ID 검출, CP 길이 검출의 단계를 포함하며 단말기에서 가장 최초로 수행되는 과정이다.
이때, 초기 셀 탐색 과정은 크게 PS(Primary Synchronization) 신호 검출 단계와 SS(Secondary Synchronization) 신호 검출 단계로 나눌 수 있다.
본 발명은 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출 기법을 제안이므로 PS 신호 검출 단계만을 고려한다.
도 1은 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 PS 신호와 SS 신호의 프레임 구조를 나타낸 개념도이다.
본 발명은 송신기에서 N개의 부반송파를 가지는 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 송신 신호를 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)에 의해 발생시킨다.
상호 상관 함수식 기반의 정수배 주파수 동기 오차 및 셀 ID 검출을 위하여 전송되는 OFDM 신호인 PS 신호는 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스가 할당되어 있는 신호이다.
OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 FDD(Frequency Division Duplex) 모드에서 10ms 길이의 한 프레임은 20개의 슬롯(0.5ms)으로 구성된다.
Extend CP(Cyclic Prefix) 모드일 경우, 한 슬롯은 6개의 OFDM 심볼로 구성되며, 1번째, 11번째 슬롯의 마지막 슬롯들이 PS 신호들의 위치이다.
PS 신호는 5ms의 1/2 무선 프레임을 단위로 전송되며, 수신기에서 프레임 동기와 셀 ID 정보를 구분하는데 이용된다.
PS 신호는 3종류의 셀 ID 정보를 구분하기 위해 루트 인덱스(Root Index) u를 달리하는 ZC(Zadoff Chu) 시퀀스가 할당된다.
ZC 시퀀스는 DC(Direct Current) 부반송파를 중심으로 63개의 부반송파에 할당되며 DC 부반송파에 0의 값이 할당된다.
셀 ID를 구분하기 위한 인덱스 u는 25, 29, 34로 결정되고 생성식은 다음의 [수학식 1]과 같이 표현한다.
Figure 112011095083359-pat00001
여기서,
Figure 112011095083359-pat00002
는 주파수 영역에서의 PS 신호이고, DC 부반송파를 중심으로
Figure 112011095083359-pat00003
의 부반송파 인덱스가 좌우 대칭을 이루고 있으며, 이는 본 발명에서의 중요한 특징이다.
전술한 [수학식 1]에서 알 수 있듯이,
Figure 112011095083359-pat00004
의 위상 증가는 PS 신호의 부반송파 인덱스의 제곱에 비례하며 인접한 부반송파의 위상 차이는 다음의 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00005
OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서 수신된 신호의 시간 및 소수배 주파수 오차가 완전히 보상되었다고 가정할 때, 정수배 주파수 오차가 발생한 주파수 영역의 수신된 k번째 부반송파 신호는 다음의 [수학식 3]과 같다.
Figure 112011095083359-pat00006
여기서,
Figure 112011095083359-pat00007
는 주파수 영역의 수신된 PS 신호의 k번째 부반송파 신호,
Figure 112011095083359-pat00008
는 전송된 PS 신호의 k번째 부반송파 신호,
Figure 112011095083359-pat00009
는 보호 구간 길이,
Figure 112011095083359-pat00010
는 부반송파 간격으로 정규화된 정수배 주파수 오차,
Figure 112011095083359-pat00011
는 주파수 영역의 채널 응답,
Figure 112011095083359-pat00012
는 평균이 0이고 분산이
Figure 112011095083359-pat00013
인 복소 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN)이다.
종래 기술은 수신된 PS 신호
Figure 112011095083359-pat00014
와 수신기에서 미리 약속된
Figure 112011095083359-pat00015
간의 상호 상관 값을 구하여 그 값이 최대가 되는 지점을 추정한다.
전술한 [수학식 3]은 고속 푸리에 변환부를 통해 변환된 주파수 영역의 수신된 PS 신호를 나타낸다.
종래 기술은 정수배 주파수 오차와 셀 ID 인덱스를 동시에 검출하는 기법으로 다음의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00016
여기서,
Figure 112011095083359-pat00017
은 추정된 정수배 주파수 오차,
Figure 112011095083359-pat00018
은 추정된 셀 ID 인덱스,
Figure 112011095083359-pat00019
는 x의 실수 부분이며, d와 D는 각각 정수배 주파수 오차 추정의 시행값과 송수신기의 발진기에 의해 발생할 수 있는 최대 정수배 주파수 오차의 크기(
Figure 112011095083359-pat00020
)는 다음의 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00021
종래의 정수배 주파수 오차와 셀 ID 인덱스를 동시에 검출하는 기법은 부반송파 간격이 15 kHz이고, 주파수 오차 추정 범위 범위 내에서 주파수 오차가 발생한다고 가정하면,
Figure 112011095083359-pat00022
는 {-2, -1, 0, 1, 2}이고, u는 {25, 29, 34}의 루트 인덱스에서 검출된다.
종래 기술은 정수배 주파수 오차와 셀 ID 인덱스를 동시에 추정된다. 따라서, 검출되는 총 경우의 수는 15가지이다.
종래의 정수배 주파수 오차 및 셀 ID 인덱스의 동시 추정 방법은 수신기에서 많은 양의 복소수 곱셈과 덧셈이 계산되므로 높은 계산 복잡도가 요구된다.
본 발명은 종래 기술의 복잡한 연산량을 줄이기 위하여 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서 고속 푸리에 변환 이후에 주파수 영역에서의 PS 신호의 DC 부반송파를 기준으로 대칭적인 구조를 통해 셀 ID 검출과 상관없이 정수배 주파수 오차와 셀 ID 검출을 분리하여 추정하는 방법을 제안한다.
다음, 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치를 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치의 내부 구성을 간략하게 나타낸 블록도이다.
본 발명의 실시예에 따른 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치는 고속 푸리에 변환부(100), 제1 상관값 연산부(110), 제1 신호 샘플 덧셈기(120) 및 정수배 주파수 오차(Integer Frequency Offset, IFO) 추정기(130), 제2 상관값 연산부(140), 제2 신호 샘플 덧셈기(150) 및 셀 ID 검출기(160)를 포함한다. 여기서, 제1 상관값 연산부(110)는 제1 LS(Left Side) 상관기(112), 제1 RS(Right Side) 상관기(114) 및 제1 상관값 곱셈기(116)를 포함하고, 제2 상관값 연산부(140)는 제2 LS 상관기(142), 제2 RS 상관기(144) 및 제2 상관값 곱셈기(146)를 포함한다.
본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템은 송신기의 수신 신호를 수신 신호를 처리하는 수신기를 의미한다.
고속 푸리에 변환부(100)는 송신기로부터 수신한 PS(Primary Synchronization) 신호를 수신기에서 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)하여 신호를 처리한다.
제1 LS 상관기(112)는 고속 푸리에 변환한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들의 상관 값을 연산한다.
제1 RS 상관기(114)는 고속 푸리에 변환한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산한다.
제1 상관값 곱셈기(116)는 제1 LS 상관기(112)에서 연산한 왼쪽 부반송파들과 제1 RS 상관기(114)에서 연산한 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱한다.
제1 신호 샘플 덧셈기(120)는 제1 상관값 곱셈기(116)에서 곱해진 모든 신호 샘플 값들의 합을 계산한다.
정수배 주파수 오차(Integer Frequency Offset, IFO) 추정기(130)는 제1 신호 샘플 덧셈기(120)에서 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 선택한 실수부에서 최대값을 구해 정수배 주파수 오차를 추정한다.
제2 LS 상관기(142)는 정수배 오차 추정기에서 추정한 정수배 주파수 오차를 보상된 신호에서 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들의 상관 값을 연산한다.
제2 RS 상관기(144)는 정수배 오차 추정기에서 추정한 정수배 주파수 오차를 보상된 신호에서 DC 부반송파를 기준으로 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산한다.
제2 상관값 곱셈기(146)는 제2 LS 상관기(142)에서 연산한 왼쪽 부반송파들과 제2 RS 상관기(144)에서 연산한 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱한다.
제2 신호 샘플 덧셈기(150)는 제2 상관값 곱셈기(146)에서 곱해진 모든 신호 샘플 값들의 합을 계산한다.
셀 ID 검출기(160)는 제2 신호 샘플 덧셈기(150)에서 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 선택한 실수부에서 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출한다.
다음, 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템을 이용한 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출 방법을 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템을 이용한 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출 방법을 나타낸 도면이다.
수학식 계산의 편의를 위해 PS 신호의 DC 부반송파의 인덱스 k=N/2라 가정할 때, 정수배 주파수 오차 추정 방법은 다음의 [수학식 6]과 같이 표현한다.
Figure 112011095083359-pat00023
도 2, 도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이, 정수배 주파수 오차 추정 방법은 제1 LS 상관기(112), 제1 RS 상관기(114), 제1 상관값 곱셈기(116), 제1 신호 샘플 덧셈기(120) 및 정수배 주파수 오차 추정기(130)를 통해 구현된다.
고속 푸리에 변환부(100)는 송신기에서 수신된 PS 신호는 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환을 한다(S100).
왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 계산하는 방법은 전술한 [수학식 6]의
Figure 112011095083359-pat00024
,
Figure 112011095083359-pat00025
로 나타나 있다.
제1 LS 상관기(112) 및 제1 RS 상관기(114)는 고속 푸리에 변환한 신호에서 주파수 축의 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 계산한다(S102, 수학식 7).
이와 같은 주파수 영역의
Figure 112011095083359-pat00026
는 DC 부반송파의 좌측 연산,
Figure 112011095083359-pat00027
는 DC 부반송파의 우측 연산으로 다음의 [수학식 7]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00028
여기서,
Figure 112011095083359-pat00029
은 통계적으로
Figure 112011095083359-pat00030
와 유사하다.
제1 상관값 곱셈기(116)는 왼쪽과 오른쪽에서 구한 상관 값들을 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱한다(S104, 수학식 8).
즉,
Figure 112011095083359-pat00031
, 이와 같이 구해진 상관 값끼리 곱하게 되고 곱해진 값들은 30개의 신호 샘플을 만들게 된다.
전술한 [수학식 7]에서
Figure 112011095083359-pat00032
이고,
Figure 112011095083359-pat00033
라고 가정하면,
Figure 112011095083359-pat00034
는 다음의 [수학식 8]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00035
Figure 112011095083359-pat00036
로 나타낸다.
제1 신호 샘플 덧셈기(120)는 제1 상관값 곱셈기(116)에서 곱해진 신호 샘플들의 합을 계산한다(S106, 수학식 9). 여기서, S106 단계는 전술한 [수학식 6]의
Figure 112011095083359-pat00037
로 나타나 있다.
전술한 [수학식 8]을 이용하여 [수학식 6]의 신호 성분의 평균은 다음의 [수학식 9]와 같이 근사화할 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00038
여기서,
Figure 112011095083359-pat00039
이며, AWGN이 다른 주파수 채널 응답으로 무상관하게 된다.
정수배 주파수 오차 추정은 모든 셀 ID 루트 인덱스 {25, 29, 34}에서
Figure 112011095083359-pat00040
이므로 셀 ID 검출과 상관없이 정수배 주파수 오차를 추정할 수 있다.
정수배 주파수 오차 추정기(130)는 제1 신호 샘플 덧셈기(120)에서 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 선택된 실수부에서 최대값을 구하여 정수배 주파수 오차를 추정한다(S108).
종래 기술과 비교하여 정수배 주파수 오차와 셀 ID 검출을 동시에 할 경우, 15번의 상관 절차를 연산한다. 본 발명은
Figure 112011095083359-pat00041
인 경우, 셀 ID 검출과 상관없이 발생 가능한 정수배 주파수 오차 범위인 5가지의 경우만을 고려한다.
다시 말해, 정수배 주파수 오차 추정기(130)는 {-2, -1, 0, 1, 2}의 5가지 중에서 1개의 정수배 주파수 오차가 구해지면, 정수배 주파수 오차를 보상한다.
도 2, 도 3 및 도 5에 도시된 바와 같이, 셀 ID 인덱스를 검출하는 방법은 제2 LS 상관기(142), 제2 RS 상관기(144), 제2 상관값 곱셈기(146), 제2 신호 샘플 덧셈기(150) 및 셀 ID 검출기(160)를 통해 구현된다.
셀 ID 인덱스를 검출하는 방법은 전술한 [수학식 7]을 사용하여 셀 ID 인덱스를 검출하면, 다음의 [수학식 10]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011095083359-pat00042
Figure 112011095083359-pat00043
는 전술한 [수학식 6]을 사용하여 정수배 주파수 오차가 보상된 신호를 나타낸다.
제2 LS 상관기(142) 및 제2 RS 상관기(144)는 정수배 주파수 오차 추정기(130)로부터 수신한 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 주파수 축의 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 계산한다(S110).
제2 상관값 곱셈기(146)는 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들에서 구한 상관 값들을 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱한다(S112).
S110 단계와, S112 단계는 다음의 [수학식 11]과 같이 나타낼 수 있다.
전술한 [수학식 10]에서
Figure 112011095083359-pat00044
일 경우,
Figure 112011095083359-pat00045
이며,
Figure 112011095083359-pat00046
는 다음의 [수학식 11]과 같이 표현된다.
Figure 112011095083359-pat00047
제2 신호 샘플 덧셈기(150)는 제2 상관값 곱셈기(146)에서 곱해진 신호 샘플들의 합을 계산한다(S114, 수학식 12).
전술한 [수학식 11]에서 알 수 있듯이 종래 기술과 비교하여 정수배 주파수 오차와 셀 ID 검출을 동시에 할 경우, 15번의 상관 절차를 연산한다.
본 발명의 셀 ID 검출 방법은 발생 가능한 셀 ID 루트 인덱스 범위인 3가지의 경우만을 고려한다(셀 ID 인덱스 {25, 29, 34} 중 하나를 구한다).
전술한 [수학식 5]를 이용하여
Figure 112011095083359-pat00048
일 때,
Figure 112011095083359-pat00049
의 평균을 유도하면 다음의 [수학식 12]와 같이 표현된다.
Figure 112011095083359-pat00050
Figure 112011095083359-pat00051
이고, Spss는 PS 신호에 할당된 부반송파 인덱스들의 집합이다.
Figure 112011095083359-pat00052
라고 가정하면, 전술한 [수학식 10]의
Figure 112011095083359-pat00053
은
Figure 112011095083359-pat00054
으로 근사화할 수 있다.
셀 ID 검출기(160)는 제2 신호 샘플 덧셈기(150)에서 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고 선택한 실수부에서 최대값을 구하여 셀 ID 인덱스를 검출한다(S116).
결과적으로 종래 기술과 본 발명의 셀 ID 검출 방법은 같은 에러 검출 성능을 갖는다.
하지만, 전술한 [수학식 9]와 [수학식 11]을 통해 본 발명의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출은 종래 기술보다 더 낮은 상관 절차 연산을 수행함을 확인하였다.
또한, 본 발명의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출은 전술한 [수학식 9]와 [수학식 11]에 의해 주파수 영역의 채널 상관 값의 영향만을 받는 것을 확인하였다.
본 발명은 높은 계산 복잡도를 줄이기 위하여 종래 기술과 달리 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출을 분리시켜 추정하는 방식을 제안한다.
[수학식 6]에서 제시한 주파수 영역의 상호 상관식을 이용하고 [수학식 9]에서 셀 ID 검출과 상관없이 정수배 주파수 오차를 추정할 수 있는 것을 확인하였다.
[수학식 10]과 [수학식 11]을 통해 셀 ID 인덱스를 검출하는 상호 상관식을 제시하고 셀 ID 인덱스 검출 방법을 확인하였다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 검출 기법과 종래 기법의 계산 복잡도의 비교를 나타낸 도면이다.
본 발명은 실제 구현 및 모의 실험을 위해 3GPP LTE 하향 링크 FDD 모드의 표준 규격을 따르는
Figure 112011095083359-pat00055
Figure 112011095083359-pat00056
인 OFDMA 시스템을 고려하였으며, ITU-R에 정의된 COST 231 채널모델(CM)을 고려하였다.
본 발명의 실시예에 따른 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출 방법의 계산 복잡도를 복소수 곱셈의 연산수로 표현하는 경우, 각각 90·(2D+1)과 90·3이다.
이에 반해, 종래 기술은 복소수 곱셈 계산 복잡도를 표현하면, 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출 방법이 동시에 추정되므로 120·(2D+1)·3으로 동일한 복잡도를 가진다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출 방법의 계산 복잡도를 복소수 덧셈의 연산수로 표현하는 경우, 각각 29·(2D+1)과 59·3이다.
종래 기술은 복소수 덧셈 계산 복잡도를 표현하면, 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출 방법이 동시에 추정되므로 59·(2D+1)·3으로 동일한 복잡도를 가진다.
각 방식의 복잡도를 비교하여 보면, 본 발명의 실시예에 따른 정수배 주파수 오차 추정과 셀 ID 검출 방법의 계산 복잡도는 종래 기술에 비해 복소수 곱셈 연산과 복소수 덧셈 연산이 모두 적어지므로 전체적인 시스템의 복잡도가 낮아지게 된다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 D=3에서 SNR에 따른 종래 및 본 발명의 정수배 주파수 오차 추정의 실패 확률을 나타낸 도면이다.
본 발명의 정수배 주파수 오차 추정 방식의 성능이 심각한 주파수 선택적 페이딩을 겪는 Vehicular B 채널에서 종래 기술과 비슷한 성능을 가지는 것을 확인하였다.
즉, 본 발명의 정수배 주파수 오차 추정 방식의 성능이 채널 통계와 관련된 것을 알 수 있다.
그리고 정수배 주파수 오차 추정 방식의 성능을 높이기 위하여 채널 지연 확산이 작아야 한다는 것을 전술한 [수학식 8]과 모의 실험 결과를 통해 확인하였다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템에서의 SNR에 따른 종래 및 본 발명의 셀 ID 인덱스 검출의 실패 확률을 나타낸 도면이다.
본 발명의 셀 ID 인덱스 검출 성능이 Pedestrian 채널과 Vehicular 채널에서 종래의 셀 ID 인덱스 검출 성능과 거의 비슷한 성능을 가지는 것을 확인하였다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명의 셀 ID 인덱스 검출 방식이 종래 기술보다 낮은 계산 복잡도를 가지므로 효과적으로 초기 셀 탐색시 검출 시간을 감소시킬 수 있다.
본 발명은 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템 환경을 적용한 모의 실험에서 종래 기술과 비슷한 성능을 보이며 복잡도의 감소를 확인할 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 OFDMA 기반의 하향 링크 시스템은 실제적으로 하드웨어 구현 시에 소요되는 비용을 종래 기술보다 낮출 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하기 위한 프로그램, 그 프로그램이 기록된 기록 매체 등을 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
100: 고속 푸리에 변환부
110: 제1 상관값 연산부
112: 제1 LS 상관기
114: 제1 RS 상관기
116: 제1 상관값 곱셈기
120: 제1 신호 샘플 덧셈기
130: 정수배 주파수 오차 추정기
140: 제2 상관값 연산부
142: 제2 LS 상관기
144: 제2 RS 상관기
146: 제2 상관값 곱셈기
150: 제2 신호 샘플 덧셈기
160: 셀 ID 검출기

Claims (16)

  1. 송신기로부터 수신한 PS(Primary Synchronization) 신호를 수신기에서 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)하여 신호를 처리하는 단계;
    상기 고속 푸리에 변환한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 아래의 [수식 1]을 이용하여 연산하는 단계;
    상기 연산한 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 상기 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계;
    상기 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 상기 선택한 실수부에서 최대값을 구해 정수배 주파수 오차를 아래의 [수식 2]를 이용하여 추정하는 단계;
    상기 추정한 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 상기 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하는 단계;
    상기 연산한 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 상기 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계; 및
    상기 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 상기 선택한 실수부에서 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출하는 단계
    를 포함하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법:
    [수식 1]
    Figure 112013017164018-pat00112

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00113
    는 상기 왼쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타내고,
    Figure 112013017164018-pat00114
    는 상기 오른쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타내고,
    [수식 2]
    Figure 112013017164018-pat00115
    .
  2. 제1항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환하여 처리한 주파수 영역의 수신한 PS 신호는 아래의 [수식 3]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법:
    [수식 3]
    Figure 112013017164018-pat00057

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00058
    는 주파수 영역의 수신된 PS 신호의 k번째 부반송파 신호,
    Figure 112013017164018-pat00059
    는 전송된 PS 신호의 k번째 부반송파 신호,
    Figure 112013017164018-pat00060
    는 보호 구간 길이,
    Figure 112013017164018-pat00061
    는 부반송파 간격으로 정규화된 정수배 주파수 오차,
    Figure 112013017164018-pat00062
    는 주파수 영역의 채널 응답,
    Figure 112013017164018-pat00063
    는 평균이 0이고 분산이
    Figure 112013017164018-pat00064
    인 복소 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN)임.
  3. 삭제
  4. 제2항에 있어서,
    상기 연산한 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 상기 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계는, 서
    Figure 112013017164018-pat00068
    이고,
    Figure 112013017164018-pat00069
    라고 가정하면, 아래의 [수식 4]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법:
    [수식 4]
    Figure 112013017164018-pat00070

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00071
    로 나타냄.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 곱해진 상관 값들의 모든 신호 샘플 값들을 합하는 단계는 아래의 [수식 5]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법:
    [수식 5]
    Figure 112013017164018-pat00072

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00073
    임.
  6. 삭제
  7. 제5항에 있어서,
    상기 추정한 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 상기 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계는,
    아래의 [수식 6]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법:
    [수식 6]
    Figure 112013017164018-pat00075

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00076
    는 상기 왼쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타내고,
    Figure 112013017164018-pat00077
    는 상기 오른쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타냄.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 곱해진 상관 값들을 합한 후에 실수부를 선택하고, 상기 선택한 실수부에서 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출하는 단계는,
    아래의 [수식 7]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 방법:
    [수식 7]
    Figure 112013017164018-pat00078

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00079
    는 상기 [수식 2]를 이용하여 상기 정수배 주파수 오차가 보상된 신호임.
  9. 송신기로부터 수신한 PS(Primary Synchronization) 신호를 수신기에서 시간 축에서 주파수 축으로 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)하여 신호를 처리하는 고속 푸리에 변환부;
    상기 고속 푸리에 변환부에서 처리한 주파수 영역의 수신한 PS 신호에서 DC(Direct Current) 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 아래의 [수식 8]을 이용하여 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 제1 상관값 연산부;
    상기 제1 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 합을 계산하는 제1 신호 샘플 덧셈기;
    상기 제1 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 정수배 주파수 오차를 아래의 [수식 9]를 이용하여 추정하는 정수배 주파수 오차 추정기;
    상기 정수배 주파수 오차 추정기에서 출력된 상기 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 상기 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 제2 상관값 연산부;
    상기 제2 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 합을 계산하는 제2 신호 샘플 덧셈기; 및
    상기 제2 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 검출하는 셀 ID 검출기
    를 포함하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치:
    [수식 8]
    Figure 112013017164018-pat00116

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00117
    는 상기 왼쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타내고,
    Figure 112013017164018-pat00118
    는 상기 오른쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타내고,
    [수식 9]
    Figure 112013017164018-pat00119
    .
  10. 제9항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환부는,
    상기 고속 푸리에 변환하여 처리한 주파수 영역의 수신한 PS 신호를 아래의 [수식 10]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치:
    [수식 10]
    Figure 112013017164018-pat00080

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00081
    는 주파수 영역의 수신된 PS 신호의 k번째 부반송파 신호,
    Figure 112013017164018-pat00082
    는 전송된 PS 신호의 k번째 부반송파 신호,
    Figure 112013017164018-pat00083
    는 보호 구간 길이,
    Figure 112013017164018-pat00084
    는 부반송파 간격으로 정규화된 정수배 주파수 오차,
    Figure 112013017164018-pat00085
    는 주파수 영역의 채널 응답,
    Figure 112013017164018-pat00086
    는 평균이 0이고 분산이
    Figure 112013017164018-pat00087
    인 복소 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN)임.
  11. 삭제
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제1 상관값 연산부는
    상기 연산한 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값들을 상기 DC 부반송파를 기준으로 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 단계는, 서
    Figure 112013017164018-pat00091
    이고,
    Figure 112013017164018-pat00092
    라고 가정하면, 아래의 [수식 11]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치:
    [수식 11]
    Figure 112013017164018-pat00093

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00094
    로 나타냄.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 신호 샘플 덧셈기는
    상기 제1 상관값 연산부에서 곱해진 상관 값들의 모든 신호 샘플 값들을 아래의 [수식 12]를 이용하여 합하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치:
    [수식 12]
    Figure 112013017164018-pat00095

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00096
    임.
  14. 삭제
  15. 제13항에 있어서,
    상기 제2 상관값 연산부는
    상기 정수배 주파수 오차 추정기에서 출력된 상기 정수배 주파수 오차가 보상된 신호에서 상기 DC 부반송파를 기준으로 왼쪽 부반송파들과 오른쪽 부반송파들의 상관 값을 연산하여 좌우 대칭적인 위치에 놓인 상관 값끼리 곱하는 아래의 [수식 13]에 의해 표현하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치:
    [수식 13]
    Figure 112013017164018-pat00098

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00099
    는 상기 왼쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타내고, 는 상기 오른쪽 부반송파들의 상관 값의 연산을 나타냄.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 셀 ID 검출기는
    상기 제2 신호 샘플 덧셈기의 출력된 값에서 실수부를 선택하고 이 중 최대값을 구해 셀 ID 인덱스를 아래의 [수식 14]를 이용하여 검출하는 정수배 주파수 오차 추정 및 셀 ID 인덱스 검출 장치:
    [수식 14]
    Figure 112013017164018-pat00101

    여기서,
    Figure 112013017164018-pat00102
    는 상기 [수식 9]를 이용하여 상기 정수배 주파수 오차가 보상된 신호, u={25, 29}, u=34일 경우,
    Figure 112013017164018-pat00103
    임.
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