JP2013157937A - 基地局装置および通信制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】MCSを適切に決定することによりスループットの向上に寄与することを図る。
【解決手段】同じ時間リソースと同じ周波数のリソースを用いる複数の移動局装置に対して上りリンクの通信に適用するデータ信号変調方式および符号化率を通知する基地局装置１０は、複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じてデータ信号の品質劣化量を算出し、算出した品質劣化量に基づいてデータ信号変調方式および符号化率を決定するMCS決定部２０を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、基地局装置および通信制御方法に関する。

無線通信システムにおいて、チャネル推定の誤差は伝搬路の等化を不完全にするため、チャネル推定の誤差が大きくなるほどデータ部の誤り率（BLER：Block Error Rate）が大きくなる。このため、基地局装置は、移動局装置から基地局装置への上りリンク（アップリンク：Uplink）の信号の通信を制御する際に、チャネル推定の誤差によるデータ部の品質劣化を考慮して、MCS（Modulation and Coding Scheme）を決定することが望ましい。

従来、3GPP（Third Generation Partnership Project）で検討されている標準規格の一つとして「LTE（Long Term Evolution）」が知られている。LTEは順次改訂されている。LTE Rel.8〜10では、上りリンクデータ信号（PUSCH：Physical Uplink Shared Channel）と復調時に利用するチャネルを推定する目的で送信される復調参照信号（DMRS：Demodulation Reference Signal）に対して、等電力かつ同じプレコーディングを適用して送信する。このため、DMRSに重畳する電波干渉及びノイズはPUSCH部と同じであるので、DMRSを用いたチャネル推定における誤差の影響は、受信SINR（Signal to Interference plus Noise Ratio）に応じてほぼ一定であり、その影響を考慮することが容易であった。

一方、LTE Rel.10の次のLTE Rel.11では、例えば、一つの移動局装置から送信された上りリンク信号を複数の基地局装置で受信する、CoMP（Coordinated Multiple Point）方式が検討されている。上りリンクでのCoMP方式では、他の移動局装置から送信される干渉信号をキャンセルするという用途だけでなく、複数のセルで受信した所望信号を合成して利得を得ることが出来る一方、チャネル推定誤差の影響による特性劣化が大きいため、高精度なチャネル推定の実現が要求される。この問題はMU-MIMO(Multi User-Multiple-Input Multiple Output) にも共通であり、空間多重された移動局装置のDMRS同士が互いに干渉を与える場合、その特性劣化の影響は特に大きい。

以上のようなデータ信号の特性劣化を回避するためには高精度なチャネル推定が求められるが、これを実現するためには、空間多重される移動局装置間で完全直交が成り立つDMRSを割り当てることにより、電波干渉の影響をキャンセルすることが有効である。しかし、制御信号の制約や直交符号数の上限などの制約によってセル間で完全直交するDMRSを割り当てられないことがある。この場合には、移動局装置間で相互相関の低い系列から生成される準直交のDMRSを割り当てることも有効である。しかし、準直交のDMRSを用いる場合、白色化による電波干渉の影響は軽減できるものの、移動局装置間の電波干渉を完全にキャンセルすることはできず、少なからずデータ信号の劣化が生じる。さらには、DMRSの推定誤差は、空間多重されるDMRSの受信電力によっても変動する。このようにDMRSの直交性がサブフレームごとに動的に変化すると、チャネル推定の誤差を考慮してMCSを決定することは難しくなる。一方、非特許文献１に記載の従来技術では、DMRSのチャネル推定誤差を白色雑音として換算し、これをデータ信号のSINR劣化として転化することによって、品質劣化をモデル化している。

Intel Corporation, R1-113664, "UL CoMP DM-RS enhancements for homogeneous networks", 3GPP, TSG RAN WG1, October 2011

しかし、上述した非特許文献１に記載の従来技術では、以下に示すような問題がある。

非特許文献１によるモデルは、シミュレーションに使用するためのモデルであって、DMRSに重畳するノイズが既知である場合に適用可能であり、理想的なチャネル情報が既知である場合にのみ有効な点にある。チャネル推定値に誤差が含まれた状態で、どのように劣化量を見積もるか、さらには適切なMCSを選択するかという方法については開示されていない。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、MCSを適切に決定することによりスループットの向上に寄与することができる、基地局装置および通信制御方法を提供することを課題とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係る基地局装置は、同じ時間リソースと同じ周波数のリソースを用いる複数の移動局装置に対して上りリンクの通信に適用するデータ信号変調方式および符号化率を通知する基地局装置であって、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じて、データ信号の品質劣化量を算出する品質劣化量算出部と、前記算出した品質劣化量に基づいて、前記データ信号変調方式および符号化率を決定する決定部と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る基地局装置において、前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じて前記複数の移動局装置間における電波干渉を推定し、前記推定した電波干渉に基づいてデータ信号の品質劣化量を算出する、ことを特徴とする。

本発明に係る基地局装置において、前記複数の移動局装置の広帯域チャネル情報を取得する広帯域チャネル情報取得部を備え、前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに前記広帯域チャネル情報を適用してチャネル推定の計算を行い、このチャネル推定値と前記広帯域チャネル情報との差分からチャネル推定誤差を算出し、このチャネル推定誤差を用いて前記電波干渉の推定を行い、前記広帯域チャネル情報は、前記復調参照信号とは異なる信号により取得する、ことを特徴とする。

本発明に係る基地局装置において、前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置に対してOCC（Orthogonal Cover Code）を用いたブロック符号化により拡散された、第一の時間スロットの復調参照信号と第二の時間スロットの復調参照信号をそれぞれ割り当てた場合に、前記移動局装置の受信電力、移動速度、及びノイズ電力に基づいて前記電波干渉の推定を行う、ことを特徴とする。

本発明に係る基地局装置において、前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置に割り当てた周波数リソースが一致しており、且つ、且つサイクリックシフトにより復調参照信号の完全直交性が成立している場合に、前記移動局装置の受信電力、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てたサイクリックシフトの間隔、及びノイズ電力に基づいて前記電波干渉の推定を行う、ことを特徴とする。

本発明に係る基地局装置において、前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号が完全直交していない場合に、前記移動局装置の受信電力、チャネル推定で利用している帯域通過フィルタの帯域幅、及びノイズ電力に基づいて前記電波干渉の推定を行う、ことを特徴とする。

本発明に係る通信制御方法は、同じ時間リソースと同じ周波数のリソースを用いる複数の移動局装置に対して上りリンクの通信に適用するデータ信号変調方式および符号化率を通知する基地局装置における通信制御方法であって、前記基地局装置が、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じて、データ信号の品質劣化量を算出するステップと、前記基地局装置が、前記算出した品質劣化量に基づいて、前記データ信号変調方式および符号化率を決定するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、チャネル推定精度の影響が非常に大きい環境において、その影響により劣化する品質を考慮したMCSを適切に決定することができる。これにより、スループットの向上に寄与することが可能となる。

本発明の一実施形態に係るDMRSの構成を説明するための概念図である。 本発明の一実施形態に係る基地局装置１０の構成図である。 本発明の一実施形態に係る移動局装置３０の構成図である。 本発明の一実施形態に係る通信制御方法のMCS選択処理の手順を示すフローチャートである。

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。

まず、図１を参照して本実施形態に係るDMRSの構成を説明する。図１には、LTEの上りリンクにおけるDMRSの構成が示されている。DMRSは、ルートシーケンスに対してOCC（Orthogonal Cover Code）及びサイクリックシフト（CS）が適用されたものである。ルートシーケンスには、相互相関およびPAPR（Peak To Average Ratio）に優れたものを用いる。つまり、異なるルートシーケンスにより生成されたDMRSが多重された場合には準直交が成立し、完全なキャンセルはできないもののその影響は軽減可能である。OCCは、ルートシーケンスに対して、時間領域（２スロット間）におけるブロック拡散を行う。OCCとしては、例えば[+1, +1]又は[+1, -1]を利用可能である。サイクリックシフトは、ルートシーケンスに対して、時間領域における信号シフトを行う。DMRSはデータ信号（PUSCH）と同時に送信されるものであり、一度の送信において、その割り当て周波数は一致している。

周波数領域の割り当てが完全に一致する移動局装置同士に対しては、サイクリックシフトを用いて同一のルートシーケンスを多重することにより、完全直交するDMRSを割り当てることができる。但し、この場合、遅延波の影響により直交性が低下する可能性がある。

OCCを用いる場合には、スロット間で同一のルートシーケンスを多重することにより、完全直交するDMRSを割り当てることができる。但し、この場合、移動局装置が移動することによってスロット間のチャネルが変化すると、その変化量に応じて直交性が低下する。また、OCCによる完全直交は、多重されるDMRSのルートシーケンスが異なっていても成立し、また、周波数領域の割り当てが完全に一致していなくても成立する。しかし、スロット間で異なるサイクリックシフトを適用する場合には、スロット間のサイクリックシフトのシフト量が、OCCにより多重されるDMRSの間で完全に一致しなければOCCによる完全直交は成立しない。

図２は、本実施形態に係る基地局装置１０の構成図である。図３は、本実施形態に係る移動局装置３０の構成図である。

図２において、基地局装置１０は、ダウンリンク送信データ生成部１１と無線送信部１２とアンテナ１３と無線受信部１４と干渉測定部１５と広帯域チャネル情報取得部１６と周波数スケジューリング部１７とDMRS系列割り当て部１８とチャネル推定劣化量推定部１９とMCS決定部２０とアップリンク送信制御情報生成部２１を有する。

ダウンリンク送信データ生成部１１は、送信データ又はアップリンク送信制御情報生成部２１からのアップリンク送信制御情報を用いてダウンリンク送信データを生成する。無線送信部１２は、接続されるアンテナ１３を介してダウンリンク送信データを無線送信する。

無線受信部１４は、接続されるアンテナ１３を介して無線信号を受信する。干渉測定部１５は、無線受信部１４からの受信信号に基づいて、電波干渉を測定する。広帯域チャネル情報取得部１６は、無線受信部１４からの参照信号に基づいて、広帯域チャネル情報を取得する。周波数スケジューリング部１７は、広帯域チャネル情報取得部１６からのチャネルデータに基づいて、移動局装置３０に対する周波数スケジューリングを行う。DMRS系列割り当て部１８は、周波数スケジューリング部１７からの周波数割り当て情報に基づいて、移動局装置３０に対するDMRS系列の割り当てを行う。チャネル推定劣化量推定部１９は、DMRS系列割り当て部１８からのDMRS系列割り当て情報に基づいて、チャネル推定劣化量の推定を行う。MCS決定部２０は、干渉測定部１５、広帯域チャネル情報取得部１６、及びチャネル推定劣化量推定部１９からの情報に基づいて、移動局装置３０で適用するMCSを決定する。アップリンク送信制御情報生成部２１は、周波数スケジューリング部１７、DMRS系列割り当て部１８、及びMCS決定部２０からの情報に基づいて、移動局装置３０に送るアップリンク送信制御情報を生成する。

図３において、移動局装置３０は、MCS適用部３１と周波数配置部３２と無線送信部３３とアンテナ３４と無線受信部３５と周波数スケジュール情報抽出部３６とDMRS信号系列信号抽出部３７とDMRS生成部３８とMCS抽出部３９を有する。

MCS適用部３１は、アップリンクデータに対して、MCS抽出部３９からの情報に基づいてMCSを適用する。周波数配置部３２は、MCS適用部３１からのアップリンクデータ及びDMRS生成部３８からのDMRSに対して、周波数スケジュール情報抽出部３６からの情報に基づいて周波数への配置を行う。無線送信部３３は、接続されるアンテナ３４を介してアップリンク送信データを無線送信する。

無線受信部３５は、接続されるアンテナ３４を介して無線信号を受信する。周波数スケジュール情報抽出部３６は、無線受信部１４からの受信信号に基づいて、周波数スケジュール情報を抽出する。DMRS信号系列信号抽出部３７は、無線受信部１４からの受信信号に基づいて、DMRS信号系列信号を抽出する。DMRS生成部３８は、DMRS信号系列信号抽出部３７からのDMRS信号系列信号に基づいて、DMRSを生成する。MCS抽出部３９は、無線受信部１４からの受信信号に基づいて、MCS情報を抽出する。

図４を参照して、本実施形態に係る基地局装置１０の動作を説明する。図４は、本実施形態に係る通信制御方法のMCS選択処理の手順を示すフローチャートである。

本実施形態では、マルチユーザMIMO（Multiple Input Multiple Output）方式の無線通信システムを一例にして説明する。説明の便宜上、基地局装置１０と、二つの移動局装置３０（以下、UE1，UE2と称する）から構成されるとする。基地局装置１０は、UE1及びUE2に対して、同一の時間リソースと同一の周波数リソースを割り当てる。なお、ここでは、アクセススキームとしてSC-FDMA（Single-Carrier Frequency-Division Multiple. Access）を用いるが、OFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）を用いる場合にも同様に適用可能である。

（ステップＳ１）基地局装置１０は、UE1およびUE2のMCS決定に利用する各BLER（BLock Error Rate）データを取得する。例えば、UE1及びUE2は、SINR、MCS及びBLERに対応するBLERのデータを保持する。このBLERデータの生成において、チャネル推定については、理想的な状態を想定して行う。理想的な状態とは、DMRSには電波干渉の影響もノイズも含まれない状態、又は、電波干渉ノイズが信号電力よりも可能な限り小さい状態である。さらには、PUSCHと同じSINRでDRMSが受信される状態を想定することも可能である。BLERデータは各UEに共通に利用することができ、あらかじめ計算したデータを基地局装置のメモリに保持し、これを読みだす構成にしてもよく、必ずしもUEから送信される必要はない。

（ステップＳ２）基地局装置１０は、UE1，UE2が各各送信する上りリンク信号（例えば、サウンディング参照信号（SRS））を利用して、UE1，UE2の各広帯域チャネル情報を取得する。ここで、UE1とUE2の上りリンク信号には完全直交する系列が割り当てられる。例えばSRSが利用される場合、UE1とUE2のSRSを異なる時間に送信するTDMの手段を利用する、完全直交が成り立つ符号を割り当てることによるCDMによる手段を利用する、もしくはIFDMA（Interleaved Frequency Domain Multiple Access）による手段を取ることも可能である。

（ステップＳ３）基地局装置１０は、UE1，UE2に対して、周波数スケジューリングを行い、割り当てる時間周波数リソース（この一単位をRB：Resource Blockと称する）を決定する。本実施形態では、マルチユーザMIMO（MU-MIMO）方式として、UE1及びUE2に対し、同一の時刻、且つ、同一のRBが割り当てられることを想定するが、必ずしも周波数リソースが完全に一致する必要はなく、部分的に一致する場合においてもその一般性を失わない。さらに、基地局装置１０は、UE1，UE2がDMRSに利用する系列（ルートシーケンス、OCC系列、及びサイクリックシフト）を決定する。

（ステップＳ４）基地局装置１０は、ステップＳ２で取得した広帯域チャネル情報を信号等化することにより、信号等化を実施した後の信号電力である等化信号電力（S）を算出する。例えば、広帯域チャネル情報に対してMMSE（Minimum Mean Square Error）重み（等化重みと称する）を乗算することにより、等化信号電力（S）を算出することができる。

（ステップＳ５）基地局装置１０は、信号等化を実施した後のノイズ電力である等化ノイズ電力（N）を算出する。例えば、熱雑音から得られる雑音電力と等化重みの共分散行列を乗算することにより、等化ノイズ電力（N）を算出することができる。

（ステップＳ６）基地局装置１０は、信号等化を実施した後のセル間干渉電力である等化セル間干渉電力（I_inter）を算出する。例えば、基地局装置１０が観測した電波干渉の時間及び周波数の平均値と、等化重みの共分散行列とを乗算することにより、等化セル間干渉電力（I_inter）を算出することができる。

なお、ステップＳ５で用いる雑音電力は、ステップＳ６において電波干渉を観測する過程で計測するようにしてもよい。この場合、等化セル間干渉電力（I_inter）を含めて等化ノイズ電力（N）を定義してもよい。

（ステップＳ７）基地局装置１０は、信号等化を実施した後のセル内干渉電力である等化セル内干渉電力（I_intra）を算出する。この等化セル内干渉電力算出方法の例として、以下に２つの方法１，２を説明する。この方法１，２のどちらを用いてもよい。

［等化セル内干渉電力算出方法１］
UE1およびUE2について、ステップＳ２で取得したチャネル（それぞれH₁、H₂）に対して、実際にUE1，UE２に割り当てるDMRSの系列（ルートシーケンス、OCC系列、及びサイクリックシフト）を適用して多重し、推定値H₁’、H₂’を計算することによって、等化SINRの劣化量を計算するものである。MU-MIMOを想定して、UE1とUE2のチャネルH₁、H₂およびH₁’、H₂’を結合したチャネル行列をそれぞれH,H’とし、これらからZero ForcingやMMSEにより算出する等化重みをw, w’として、多重されたUE間で発生するDMRSのチャネル推定誤差電力I_intraを次式により算出する。
I_intra ＝(w’ - w) H H^H(w’ - w)^H+ N(w’ - w) (w’ - w)^H
但し、X^Hは行列Xの複素共役転置を表す。

この等化セル内干渉電力算出方法１によれば、DMRSによるチャネル推定誤差による品質劣化を、他のUL信号を用いて精度よく推定して、等化セル内干渉電力を算出することができる。本実施形態ではSRSを利用することによるチャネル推定誤差の推定を説明したが、SRSはチャネル状態を測定する目的に周期的に送信される信号であるため、DMRSと比較してMU-MIMOにより多重するUE間で完全直交するリソースを割り当てやすいという特徴がある。その一方で、送信周期が長くなると、UEの移動によるチャネル変動が発生し、復調目的の高精度なチャネル推定には向かない。しかし、本実施形態で算出したいチャネル推定誤差による品質劣化とは、空間多重されるUEからの非常に強い干渉を省いたチャネルを算出すること、そして、チャネルの位相までは問題ではなく、劣化値を電力として算出することが目的であるため、SRSを利用することで、上記の目的を達成することが出来る。

［等化セル内干渉電力算出方法２］
DMRSの系列（ルートシーケンス、OCC系列、及びサイクリックシフト）を選択した結果に応じて、DMRSの直交性の不完全を考慮する。例えば、以下に示すように場合分け（ケースａ，ｂ，ｃ）して等化セル内干渉電力を算出する。

（ケースａ）UE1とUE2に対して、OCCを用いたブロック符号化により拡散された、第一の時間スロットのDMRSと第二の時間スロットのDMRSをそれぞれ割り当てた場合。このケースａでは、UE2の移動によるチャネルの時間変動によりDMRSの完全直交性が崩れることを考慮して、次式により、等化セル内干渉電力（I_intra）を算出する。
I_intra ＝ P₂×f_a(v₂, N)
但し、P₂はUE2の受信電力である。v₂は、UE2の移動速度の関数である。f_a(v₂, N)は、v₂とノイズ電力（N）の関数である。f_aの値は、基地局装置があらかじめ取得したデータとしてメモリに保持することが可能であり、v₂およびNを入力として取得することが可能である。前述のとおり、OCCによる直交性はスロット間のチャネル変動に応じて低下するため、f_aの値はv₂が増加するごとに大きな値を取る。

（ケースｂ）UE1とUE2に対して割り当てたRBが一致しており、且つサイクリックシフトによりDMRSの完全直交性が成立している場合。このケースｂでは、遅延波の影響によりDMRSの完全直交性が崩れることを考慮して、次式により、等化セル内干渉電力（I_intra）を算出する。
I_intra ＝ P₂×f_b(|n_{cs_1} - n_{cs_2}|, N)
但し、P₂はUE2の受信電力である。n_{cs_1}はUE1に割り当てたサイクリックシフトのインデックスであり、n_{cs_2}はUE2に割り当てたサイクリックシフトのインデックスである。|n_{cs_1} - n_{cs_2}|は、UE1に割り当てたサイクリックシフトとUE2に割り当てたサイクリックシフトとの間隔である。f_b(|n_{cs_1} - n_{cs_2}|, N)は、|n_{cs_1} - n_{cs_2}|とノイズ電力（N）の関数である。これにより、UE1とUE2のサイクリックシフト間隔に応じて、等化セル内干渉電力（I_intra）を算出する。f_bの値は、基地局装置があらかじめ取得したデータとしてメモリに保持することが可能であり、|n_{cs_1} - n_{cs_2}|およびNを入力として取得することが可能である。前述のとおり、サイクリックシフトによる直交性は遅延波の遅延量に応じて低下するため、f_bの値は|n_{cs_1} - n_{cs_2}|が小さくなるごとに大きな値を取る。

（ケースｃ）UE1とUE2にそれぞれ割り当てたDMRSが完全直交していない場合。例えば、UE1とUE2に対して、割り当てたRBが部分一致であり、且つOCC系列が同一で直交しない場合において、異なるルートシーケンスが割り当てられている。このケースｃでは、UE2の信号はUE1の信号に対して十分に白色化されていると想定すると、UE2の信号は帯域通過フィルタにより部分的に遮断できる。このため、次式により、等化セル内干渉電力（I_intra）を算出する。
I_intra ＝ P₂×f_c(α, N)
但し、P₂はUE2の受信電力である。αはチャネル推定で利用している帯域通過フィルタの帯域幅である。f_c(α, N)は、αとノイズ電力（N）の関数である。f_cの値は、基地局装置があらかじめ取得したデータとしてメモリに保持することが可能であり、αおよびNを入力として取得することが可能である。

上記の等化セル内干渉電力算出方法２によれば、等化セル内干渉電力算出方法１のように行列の複素乗算を行う必要がない。なお、等化セル内干渉電力算出方法２で利用される方法は、等化セル内干渉電力算出方法１に記載された（w’ - w）の期待値を求める手段としても利用できる。この場合は、f_a, f_b, およびf_cのデータをあらかじめ生成する際に、ノイズ電力Nを考慮したデータを作成する必要がなく、その結果として所要のメモリを削減することができる。

説明を図４に戻す。
（ステップＳ８）基地局装置１０は、ステップＳ４〜Ｓ７で算出した値を用いて、次式により、信号等化を実施した後のSINRである等化SINRを算出する。
等化SINR ＝ S÷(N + I_{inter +} I_intra)

なお、本実施形態では、SC-FDMAであるので、等化信号電力（S）、等化ノイズ電力（N）、等化セル間干渉電力（I_inter）及び等化セル間干渉電力（I_inter）として割り当てた周波数領域での平均を用いて、等化SINRを算出する。一方、OFDMAの場合には、周波数領域上でのサブキャリア単位で、等化信号電力（S）、等化ノイズ電力（N）、等化セル間干渉電力（I_inter）、等化セル間干渉電力（I_inter）、及び等化SINRを算出する。

（ステップＳ９）基地局装置１０は、ステップＳ８で算出した等化SINRを用いて、ステップＳ１で取得したBLERデータから、所要のBLERを満たすMCSを選択する。このとき、MCSの候補が複数ある場合にはスループットが最大となるMCSを選択する。基地局装置１０は、上記の各ステップで決定した情報（RB、DMRSの系列、及びMCSを指定する情報）をUE1，UE2へ送信する。UE1，UE2は、基地局装置１０から受信した情報に従って、指定されたDMRSの系列を用いてDMRSを生成し、又、指定されたRB及びMCSを適用し、上りリンク信号を送信する。

本実施形態によれば、データ信号の品質劣化量として等化SINRを推定することにより、MCSを適切に決定することができる。これにより、スループットの向上に寄与することができる。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、本発明は、複数の基地局装置が連携するCoMP方式にも適用可能である。この場合、図４のステップＳ６に係るセル間干渉電力を「連携している基地局装置グループと該グループ以外との間の干渉電力」とし、ステップＳ７に係るセル内干渉電力を「連携している基地局装置グループ内の干渉電力」とする。これにより、上述の実施形態と同様に扱うことができる。

１０…基地局装置、１１…ダウンリンク送信データ生成部、１２…無線送信部、１３…アンテナ、１４…無線受信部、１５…干渉測定部、１６…広帯域チャネル情報取得部、１７…周波数スケジューリング部、１８…DMRS系列割り当て部、１９…チャネル推定劣化量推定部、２０…MCS決定部（品質劣化量算出部、決定部）、２１…アップリンク送信制御情報生成部

Claims (7)

1. 同じ時間リソースと同じ周波数のリソースを用いる複数の移動局装置に対して上りリンクの通信に適用するデータ信号変調方式および符号化率を通知する基地局装置であって、
   前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じて、データ信号の品質劣化量を算出する品質劣化量算出部と、
   前記算出した品質劣化量に基づいて、前記データ信号変調方式および符号化率を決定する決定部と、
   を備えたことを特徴とする基地局装置。
2. 前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じて前記複数の移動局装置間における電波干渉を推定し、前記推定した電波干渉に基づいてデータ信号の品質劣化量を算出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。
3. 前記複数の移動局装置の広帯域チャネル情報を取得する広帯域チャネル情報取得部を備え、
   前記品質劣化量算出部は、
   前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに前記広帯域チャネル情報を適用してチャネル推定の計算を行い、このチャネル推定値と前記広帯域チャネル情報との差分からチャネル推定誤差を算出し、このチャネル推定誤差を用いて前記電波干渉の推定を行い、
   前記広帯域チャネル情報は、前記復調参照信号とは異なる信号により取得する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。
4. 前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置に対してOCC（Orthogonal Cover Code）を用いたブロック符号化により拡散された、第一の時間スロットの復調参照信号と第二の時間スロットの復調参照信号をそれぞれ割り当てた場合に、前記移動局装置の受信電力、移動速度、及びノイズ電力に基づいて前記電波干渉の推定を行う、
   ことを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。
5. 前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置に割り当てた周波数リソースが一致しており、且つ、且つサイクリックシフトにより復調参照信号の完全直交性が成立している場合に、前記移動局装置の受信電力、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てたサイクリックシフトの間隔、及びノイズ電力に基づいて前記電波干渉の推定を行う、
   ことを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。
6. 前記品質劣化量算出部は、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号が完全直交していない場合に、前記移動局装置の受信電力、チャネル推定で利用している帯域通過フィルタの帯域幅、及びノイズ電力に基づいて前記電波干渉の推定を行う、
   ことを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。
7. 同じ時間リソースと同じ周波数のリソースを用いる複数の移動局装置に対して上りリンクの通信に適用するデータ信号変調方式および符号化率を通知する基地局装置における通信制御方法であって、
   前記基地局装置が、前記複数の移動局装置にそれぞれ割り当てた復調参照信号の組合せに応じて、データ信号の品質劣化量を算出するステップと、
   前記基地局装置が、前記算出した品質劣化量に基づいて、前記データ信号変調方式および符号化率を決定するステップと、
   を含むことを特徴とする通信制御方法。

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