DE102014008347B4 - Verfahren und vorrichtung zur kanalschätzung und ofdm-empfänger - Google Patents

Abstract

Verfahren (200) zur Kanalschätzung, umfassend:Empfangen (201) eines Empfangssymbols (206) umfas-send: eine Vielzahl störender Übertragungen aus:einem ersten Sendesymbol (202), wobei das erste Sendesymbol (202) eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, undeinem zweiten Sendesymbol (204), wobei das zweite Sendesymbol (204) eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst,wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol (202) und dem zweiten Sendesymbol (204) eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte sind; undSchätzen (203) eines Kanals basierend auf dem Emp-fangssymbol (206) und einer Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols (202) und des zweiten Sendesymbols (204),wobei das Schätzen (203) des Kanals auf einer daten-unterstützten Kanalschätzung im Zeitbereich basiert, welche sowohl die unbekannten modulierten Symbole als auch die bekannten modulierten Symbole als Beobachtungen nutzt.

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die hier beschriebene vorliegende Offenbarung betrifft allgemein Verfahren und Vorrichtungen zur Kanalschätzung. Insbesondere können Aspekte der vorliegenden Offenbarung Verfahren und Vorrichtungen zum Schätzen eines Kanals basierend auf einem Empfangssymbol mit störender Übertragung von einem ersten und zweiten Sendesymbol betreffen. Weitere Aspekte betreffen OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplex - orthogonales Frequenzmultiplex)Empfänger.
• HINTERGRUND
• In vielen Außenszenarios weist der Mehrwege-Funkkanal Mehrwegekomponenten auf, deren Laufzeiten länger als das in Mehrwegesystemen wie beispielsweise orthogonalem Frequenzmultiplex (OFDM - orthogonal Frequency Division Multiplexing) benutzte periodische Vorzeigen (Cyclic Prefix (CP)) sind. Das eben erwähnte System wird als ein „mangelhaftes CP-System“ bezeichnet. In mangelhaften CP-Systemen führen die Mehrwegekomponenten mit längeren Laufzeiten als das CP zu zwei Arten von Störung, nämlich Intersymbol-Interferenz (ISI) und Träger-Träger-Interferenz (ICI - Inter-Carrier Interference). Das bedeutet, dass Abtastwerte des aktuellen Symbols durch Abtastwerte des vorhergehenden Symbold gestört warden (ISI), sie aber auch Selbststörung aufweisen, d.h., dass jedem Unterträger Leistung auf die benachbarten Unterträger entweicht (ICI). ISI und ICI verfälschen das übertragene Signal und beeinflussen daher die Leistung von pilotbasierten Kanalschätzern, z.B. wie sie in LTE-Systemen benutzt werden, und auch die der Entzerrung. Da die zur Kanalschätzung benutzten Piloten durch Störung verfälscht werden, wird die ursprüngliche Menge Piloten ungenügend zum genauen Auflösen der Kanal-Mehrwegekomponenten. Da Datenunterträger Störung von benachbarten Unterträgern aufweisen und auch von verzögerten vorhergehenden Symbolen, werden herkömmliche Entzerrer, die diese Effekte nicht kennen, sehr fehleranfällig.
• Die Druckschrift „KIRKELUND, G.E. et al.: Variational Message-Passing for Joint Channel Estimation and Decoding in MIMO-OFDM. In: EIII Global Telecommunications Conference (GLOBECOM 2010), 6-10 December 2010, pp. 1-6“ beschreibt Verfahren zur gemeinsamen Kanalschätzung und Dekodierung in MIMO-OFDM Systemen.
• Die Druckschrift „PRIETO DEL AMO, C.; FERNANDEZ-GETINO GARCIA, M.J.: Iterative Joint Estimation Procedure for Channel and Frequency Offset in Multi-Antenna OFDM Systems With an Insufficient Cyclic Prefix. In: IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 62, no. 8, October 2013, pp. 2653-3662“ beschreibt iterative Verfahren zur gemeinsamen Schätzung von Kanal und Frequenzoffset in Mehrfachantennen OFDM Systemen mit unzureichendem Cyclic Prefix.
• Die Druckschrift „PEDERSEN, N.L. et al.: „Application of Bayesian Hierarchical Prior Modeling to Sparse Channel Estimation. In: IEEE International Conference on Communications (ICC 2012), 10-15 June 2012, pp. 3487-3492“ beschreibt Verfahren zur Anwendung eines Bayes'sehen hierarchischen Modells auf Kanalschätzung mit dünnbesetzten Kanalmatrizen.
• Die Druckschrift „Merging Belief Propagation and the Mean Field Approximation: A Free Energy Approach. In: IEEE Transactions on information Theory, vol. 59, no. 1, January 2013, pp. 588-602“ beschreibt einen Ansatz basierend auf freier Energie zum Verbinden von „Belief Propagation“ Verfahren mit Mittlungsfeldnäherungsverfahren.
• Es könnte wünschenswert sein, Kanalschätzung in drahtlosen Kommunikationsnetzen zu verbessern, besonders in mangelhaften CP-Systemen.
• Figurenliste
• Die beiliegenden Zeichnungen sind zur Bereitstellung weiteren Verständnisses von Aspekten enthalten und sind in der vorliegenden Anmeldung aufgenommen und bilden einen Teil derselben. Die Zeichnungen stellen Aspekte dar und dienen zusammen mit der Beschreibung zum Erläutern von Grundsätzen von Aspekten. Andere Aspekte und viele der beabsichtigten Vorteile von Aspekten werden schnell erkannt, sowie sie durch Bezugnahme auf die nachfolgende ausführliche Beschreibung besser verstanden werden. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende gleiche Teile.
• 1 ist ein schematisches Diagramm eines drahtlosen Systems 100 mit einer Basisstation 110 und einer Mobilstation 120, wobei die Mobilstation 120 Verfahren zur Kanal-schätzung anwendet.
• 2 ist ein schematisches Diagramm eines Verfahrens 200 zur Kanalschätzung entsprechend der Offenbarung.
• 3 ist ein schematisches Diagramm einer Verarbeitungs-schaltung 300 entsprechend der Offenbarung der Verarbeitungsschaltung einschließlich eines Empfangsanschlusses 301 und eines Kanalschätzers 303.
• 4 ist ein schematisches diagramm eines OFDM-Empfängers 400 entsprechend der Offenbarung, wobei der OFDM-Empfänger einen Empfangsanschluss 401, einen Kanalschätzer 403 und einen Entzerrer 405 enthält.
• 5 ist ein schematisches Diagramm eines Sender/Empfängersystems 590 entsprechend der Offenbarung, wobei das Sender/Empfängersystem einen Sender 550 und einen Empfänger 500 enthält.
• 6 ist ein Diagramm einer Faktor-Graphendarstellung 700 eines Empfängers 500 wie dem in 5 gezeigten entsprechend der Offenbarung.
• 7 ist ein Diagramm einer Faktor-Graphendarstellung 700 eines Kanalschätzungsblocks 503 im Empfänger 500 wie dem in 5 gezeigten entsprechend der Offenbarung.
• 8 ist ein MSE (MSE=Mean Square Error - mittleres Fehlerquadrat) über Signal-Rauschverhältnis (SNR - Signal to Noise Ratio) eines MF-Kanalschätzungsverfahrens (MF = Mean Field - mittleres Feld) darstellendes Leistungsdiagramm entsprechend der Offenbarung im Vergleich mit anderen Kanalschätzungsverfahren.
• 9 ist ein geschätztes SNR über SNR eines MF-Kanalschätzungsverfahrens entsprechend der Offenbarung im Vergleich mit einem ICI-unbewussten Kanalschätzungsverfahren darstellendes Leistungsdiagramm.
• 10 ist ein Bitfehlerrate (BER - Bit Error Rate) über SNR eines MF-Kanalschätzungsverfahrens entsprechend der Offenbarung im Vergleich mit anderen Kanalschätzungsverfahren darstellendes Leistungsdiagramm.
• 11a und 11b sind Absolutwert (11a) und Phase (11b) der geschätzten Kanal-Impulsantwort (CIR - Channel Impulse Response) über Zeit eines MF-Kanalschätzungsverfahrens entsprechend der Offenbarung im Vergleich mit einem ICI-unbewussten Kanalschätzungsverfahren darstellende Leistungsdiagramme.
• 12 ist ein schematisches Diagramm eines Verfahrens 1200 zur Kanalschätzung entsprechend der Offenbarung.
• BESCHREIBUNG
• In der folgenden ausführlichen Beschreibung wird auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, die einen Teil derselben bilden und in denen zur Erläuterung bestimmte Aspekte gezeigt werden, in denen die Offenbarung ausgeübt werden kann. Es versteht sich, dass andere Aspekte benutzt werden können und strukturmäßige oder logische Änderungen ausgeführt werden können, ohne aus dem Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung zu weichen. Die nachfolgende ausführliche Beschreibung soll daher nicht in einem begrenzenden Sinn ausgelegt werden und der Rahmen der vorliegenden Offenbarung wird durch die beiliegenden Ansprüche definiert. Es werden folgende Begriffe, Abkürzungen und Schreibweisen hierin benutzt:

OFDM:

Orthogonal Frequency Division Multiplex - orthogonales Frequenzmultiplex

PACE:

Pilot Aided Channel Estimation - pilot-unterstützte Schätzung

LTE:

Long Term Evolution - Langzeitentwicklung

CRS:

Cell-specific Reference Signal - zellen-

TX:

spezifisches Bezugssignal Transmit - Senden

RX:

Receive - Empfangen

IDFT:

Inverse diskrete Fouriertransformation

DFT:

Diskrete Fouriertransformation

CP:

Cyclic Prefix - periodisches Vorzeichen

SNR:

Signal to Noise Ratio - Signal-Rauschverhältnis

MSE:

Mean Squared Error - mittleres Fehlerquadrat

MMSE:

Minimum Mean Square Error - minimales mittleres Fehlerquadrat

MF:

Mean Field - mittleres Feld

MFBP:

Mean Field Belief Propagation - Ausbreitung der Überzeugung eines mittleren Feldes

BER:

Bit Error Rate - Bitfehlerrate

CIR:

Channel Impulse Response - Kanal-Impulsantwort

ISI:

Inter-Symbol Interference - Intersymbol-Interferenz

ICI:

Inter-Carrier Interference - Träger-Träger-Interferenz

AWGN:

Additive White Gaussian Noise - additives weißes Gaußsches Rauschen

RF:

Radio Frequency - Hochfrequenz

UE:

User Equipment - Benutzereinrichtung

LLR:

Logarithmic Likelihood Ratio - logarithmisches Mutmaßlichkeitsverhältnis

RWF:

Robust Wiener Filter - robustes Wiener-Filter

SBL:

Reference receiver using pilot-based time-domain channel estimation - Bezugsempfänger mit pilotbasierter Kanalschätzung im Zeitbereich

QPSK:

Quadrature Phase Shift Keying - Quadratur-Phasenumtastung

P:

Power - Leistung

r.v.:

random variables - Zufallsvariablen

pdf:

probability density function - Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion

Bezugssymbo- le:

Auf bestimmten Unterträgern und zu bestimmten Zeiten gesendete modulierte Symbole (z.B. auf bestimmten OFDM-Symbolen in einem LTE-System) - ihre Zeit-Frequenz-Positionen und ihre Werte sind beide bei Empfang bekannt.

Pilotsymbo- le:

Gleiche Bedeutung wie Bezugssymbole, hiernach als x_n ^(P) bezeichnet.

Datensymbo- le:

Bei Empfang unbekannt - müssen geschätzt werden, hiernach als x_n ^(D) bezeichnet.

Ein Sende-symbol:

Hiernach als x_n bezeichnet, ist die Gruppe von verschachtelten Daten und Pilotsymbolen.

Mangelhaftes CP-System:

In einem System mit mangelhaftem CP leidet das aktuelle Empfangssignal y_n an ICI (von x_n) und ISI (von x_n-1), sowohl Daten- als auch Pilotsymbole verursachen daher Störung. Um dieses zu lindern wird eine datenunterstützte Kanalschätzung im Zeitbereich durchgeführt, d.h. weiche Werte CIR werden unter Verwendung der bekannten Piloten x_n ^(P) und der weichen Schätzungen der Daten x_n ^(D) geschätzt.

• Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können auf Kanalschätzung basieren, insbesondere Kanalschätzung von Mehrwegefunkkanälen mit Mehrwegekomponenten, deren Laufzeiten länger als das periodische Vorzeichen sind. Es versteht sich, dass in Verbindung mit einem beschriebenen Verfahren getroffene Bemerkungen auch für eine entsprechende Vorrichtung eingerichtet zum Durchführen des Verfahrens und umgekehrt zutreffen können. Wenn beispielsweise ein bestimmter Verfahrensschritt beschrieben wird, kann eine entsprechende Vorrichtung eine Einheit zum Durchführen des beschriebenen Verfahrensschritts enthalten, selbst wenn eine solche Einheit nicht ausdrücklich beschrieben oder in den Figuren dargestellt ist. Weiterhin versteht es sich, dass die Merkmale der verschiedenen hier beschriebenen beispielhaften Aspekte miteinander kombiniert werden können, sofern nicht ausdrücklich anderweitig hierin bemerkt.
• Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können in drahtlosen Kommunikationsnetzen, besonders Kommunikationsnetzen basierend auf 3G, 4G und CDMA-Standards ausgeführt sein. Die unten beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können weiterhin in einer Basisstation (NodeB, eNodeB) oder einer Mobilvorrichtung (oder Mobilstation oder Benutzereinrichtung (UE - User Equipment)) implementiert sein. Die beschriebenen Vorrichtungen können integrierte Schaltungen und/oder passive elemente enthalten und können entsprechend verschiedener Technologien hergestellt sein. Beispielsweise können die Schaltungen als logische integrierte Schaltungen, analoge integrierte Schaltungen, integrierte Schaltungen mit Mischsignalen, optische Schaltungen, Speicherschaltungen und/oder sonstige integrierte passive Elemente ausgebildet sein.
• Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können zum Übertragen und/oder Empfangen von Funksignalen eingerichtet sein. Funksignale können durch eine Funksendevorrichtung (oder einen Funksender) mit einer in einem Bereich von rund 3 Hz bis rund 300 HZ liegenden Hochfrequenz ausgestrahlte Hochfrequenzsignale sein oder enthalten. Der Frequenzbereich kann Frequenzen von zum Erzeugen und Erkennen von Funkwellen benutzten Wechselstromelektrosignalen entsprechen.
• Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können in Funkempfängern, z.B. Empfängern im Zeitbereich implementiert sein. Ein Empfänger im Zeitbereich ist ein Funkempfänger ausgelegt, den Wirkungen von Mehrwegeschwund entgegenzuwirken. Dies kann durch Verwendung mehrerer, als Abzweigungen, Wege oder Finger bezeichneten „Unterempfängern“ durchgeführt werden, das heißt mehrere Korrelatoren, die jeweils einer anderen Mehrwegekomponente zugewiesen sind. Jede Abzweigung oder jeder Finger kann unabhängig eine einzelne Mehrwegekomponente decodieren. In einem späteren Stadium kann der Beitrag aller Abzweigungen oder Finger kombiniert werden, um die verschiedenen Übertragungseigenschaften jedes Übertragungsweges am meisten auszunutzen. Dies kann in einer Mehrwegeumgebung ein höheres Signal-Rauschverhältnis (SNR) ergeben.
• 1 zeigt ein drahtloses System 100 mit einer Basisstation 110 und einer Mobilstation 120, wobei die Mobilstation 120 Verfahren zur Kanalschätzung wie im Folgenden beschrieben anwendet. Der Mehrwegekanal, durch den eine Funkwelle von einer Basisstation 110 zu einer Mobilstation 120 übertragen wird, kann als der ursprüngliche (Sichtlinien-)Wellenimpuls 101 durch eine Anzahl von Mehrwegekomponenten 101, 102, 103 aufgrund von Hindernissen 112, 113 übertragend angesehen werden. Mehrwegekomponenten sind verzögerte Kopien der einen unterschiedlichen Echoweg durchlaufnden ursprünglichen übertragenen Welle, jede mit anderer Größe und Ankunftszeit am Empfänger. Da jede Komponente die ursprüngliche Information enthält, können, wenn die Größe und Ankunftszeit (Phase) jeder Komponente am Empfänger durch einen Kanalschätzung genannten Vorgang berechnet wird, alle Komponenten kohärent zusammenaddiert werden, um die Zuverlässigkeit der Informationen zu verbessern. Die Laufzeit beispielsweise der in 1 gezeigten dritten Mehrwegekomponente 103 kann länger sein als das zur Signalübertragung benutzte periodische Vorzeichen (Cyclic Prefix). Wenn die Mobilstation 120 Verfahren zur Kanalschätzung wie in der vorliegenden Offenbarung beschrieben implementiert, können ISI und ICI erkannt werden und die Mobilstation 120 kann den Kanal genau schätzen.
• Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können in Cyclic Prefix (CP) anwendenden Mehrträgersystemen und in CP benutzenden drahtlosen OFDM-Kommunikationssystemen implementiert werden. In einem drahtlosen OFDM-Kommunikationssystem können die übertragenen OFDM-Symbole durch gleichzeitige Datenübertragung über eine Menge von orthogonalen Unterträgern erzeugt werden. Die OFDM-Symbole können dann über einen drahtlosen Kanal gesendet werden, dessen Mehrwegebeschaffenheit bestimmt, dass mehrere Kopien des gleichen Symbols verzögert am Empfänger ankommen. Dadurch wird bestimmt, dass die vorhergehenden Symbole, die gegenwärtig stören, d.h. Intersymbol-Interferenz (ISI) bewirken, aber auch die Orthogonalität zwischen Unterträgern des aktuellen OFDM-Symbols zerstört, d.h. Träger-Träger-Interferenz (ICI - Inter-Carrier Interferenz) erzeugt. Zum Vermeiden von ISI und ICI kann dem OFDM-Symbol bei Übertragung ein periodisches Vorzeichen (Cyclic Prefix - CP) vorangestellt werden, das aus einer Kopie seiner letzten Abtastwerte bestehen kann und dessen Länge mindestens so lang wie die maximale Zusatzlaufzeit des Kanals sein sollte. Ein langer CP schützt gegen ISI/ICI in einem diversen Bereich von Szenarios, wo die Kanäle implizit einen weiten Bereich von maximaler Zusatzlaufzeit aufweisen, geht aber zu Lasten eines verringerten spektralen Wirkungsgrades. Lange Kanäle sind das Ergebnis von Heterogenitäten in der Ausbreitungsumgebung, z.B. Hügel, Berge, große Wassermassen oder Wolkenkratzer in Stadtbereichen. Wählen einer zutreffenden Länge für das CP ist daher immer ein Kompromiss. Folglich gibt es Situationen, in denen das CP kürzer als die maximale Zusatzlaufzeit des Kanals ist; in diesem Falle verschlechtern sowohl ISI als auch ICI die Leistung des Empfängers, der ansonsten über diese Erscheinungen keine Kenntnis besitzt. Die Verschlechterung ist das kombinierte Ergebnis von zwei verschiedenen Effekten, d.h. pilotbasierten Kanalschätzungsfehlern und durch ISI/ICI behinderte Entzerrung. Die Ursachen der pilotbasierten Kanalschätzungsfehler sind zweifach: einerseits ist in einem mangelhaften CP-OFDM-System die durch die Piloten gebotene Auflösung für den Schätzer unzureichend zum genauen Auflösen des Kanal-Frequenzganges; da andererseits die Kanalschätzer annehmen, dass keine Stromeinstreuung zwischen benachbarten Unterträgern besteht, benutzen sie ein vorgespanntes Signalmodell, in dem der Vektor der übertragenen Symbole durch eine diagonale Kanalmatrix moduliert wird. Zweitens wird die Entzerrung aufgrund der Verwendung des unpaarigen Signalmodells vorbelastet und die ungenauen Kanalschätzungen durch den Kanalschätzungsblock vor der Entzerrung geklärt.
• 2 ist ein schematisches Diagramm eines Vefahrens200 zur Kanalschätzung gemäß der Offenbarung. Das Verfahren 200 umfasst Empfangen 201 eines Empfangssymbols y_n 206 mit störenden Übertragungen von einem ersten Sendesymbol x_n 202 und einem zweiten Sendesymbol x_n-1 204, wobei die Übertragungen vom ersten Sendesymbol x_n 202 und dem zweiten Sendesymbol x_n-1 204 Übertragungen unterschiedlicher Zeitabstände n, n-1 sind. Jedes des ersten Sendesymbols x_n 202 und des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 kann mit bekannten modulierten Symbolen verschachtelte unbekannte modulierte Symbole enthalten. Ein Sendesymbol kann eine Gruppe von unbekannten modulierten Symbolen wie beispielsweise für den Empfänger bestimmte Daten verschachtelt mit bekannten modulierten Symbolen wie beispielsweise Piloten oder Bezugssymbolen, z.B. zellenspezifische Bezugssymbole (CRS - Cell-Specific Reference Symbols) eines LTE-Rahmens sein. Weiterhin umfasst das Verfahren 200 Schätzen 203 eines Kanals g(τ) basierend auf dem Empfangssymbol y_n 206 und Schätzungen 208 des ersten Sendesymbols x_n 202 und zweiten Sendesymbols x_n-1 204.
• Die bekannten modulierten Symbole der ersten und zweiten Sendesymbole x_n 202 und x_n-1 204 können zellenspezifische Bezugssymbole (CRS) eines LTE-Rahmens umfassen. Die ersten und zweiten Sendesymbole x_n 202 und x_n-1 204 können Teil eines LTE-Rahmens, Unterrahmens oder Schlitzes mit Daten und/oder Steuersymbolen zusätzlich zu den Bezugssymbolen sein. Die zellenspezifischen Bezugssymbole eines LTE-Rahmens können auch als Pilotsymbole oder Pilot-OFDM-Symbole bezeichnet sein. Die unterschiedlichen Zeitabstände n, n-1 können Zeiten sein, zu denen das erste Sendesymbol x_n 202 und das zweite Sendesymbol x_n-1 204 an einen Sender übertragen werden. Die verschiedenen Zeitabstände n, n-1 können verschiedene Symbolzeiten eines LTE-Rahmens, Unterrahmens oder Schlitzes sein. Beispielsweise kann die Übertragungszeit n des ersten Sendesymbols x_n 202 und die Übertragungszeit n-1 des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 Zeiten nachfolgender LTE-Rahmen oder Unterrahmen oder Schlitze sein oder kann Zeiten nachfolgender Symbole in einem LTE-Rahmen, Unterrahmen oder Schlitz sein.
• Das Empfangssymbol y_n 206 kann Intersymbol-Interferenz und/oder Träger-Träger-Interferenz von der Übertragung des ersten Sendesymbols x_n 202 und der Übertragung des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 sein. Das Verfahren 200 kann weiterhin Entzerren des Empfangssymbols y_n 206 durch Verwenden des geschätzten Kanals g(τ) 210 umfassen. Die Übertragungen von dem ersten Sendesymbol x_n 202 und dem zweiten Sendesymbol x_n-1 204 können Übertragungen nachfolgender Zeiten n, n-1 sein. Das erste Sendesymbol x_n 202 und das zweite Sendesymbol x_n-1 204 können OFDM-Symbole umfassen. Eine Dauer eines periodischen Vorzeichens der OFDM-Symbole kann kürzer als eine Laufzeit des Kanals sein. Schätzen 203 des Kanals kann auf durch datenunterstützter Kanalschätzung im Zeitbereich basieren. Schätzen des Kanals kann auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix A_n,n-1 umfassend das erste Sendesymbol x_n 202 und das zweite Sendesymbol x_n-1 204 basieren. Die Signaldarstellung kann auf einem dünnbesetzten Kanalmodell mit nur wenigen nichtvernachlässigbaren Mehrwegekomponenten basieren. Die Signaldarstellung kann auf probabilistischer Modellierung des Kanals und Rauschens basieren. Die Signaldarstellung kann y_n = A_n,n-1β+ ε_n, entsprechen, wobei y_n das Empfangssymbol zum Zeitpunkt n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β Gewichte des Kanals im Zeitbereich bezeichnet und ε_n eine Rauschleistung bezeichnet. Das Verfahren 200 kann gemeinsames Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole x_n 202, x_n-1 204 durch Anwenden der Signaldarstellung umfassen. Das gemeinsame Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole x_n 202, x_n-1 204 kann wie unten hinsichtlich der 5 beschrieben auf einem Rahmen der Überzeugung einer Ausbreitung in einem mittleren Feld basieren.
• Es gibt verschiedene Verfahren zum Schätzen 203 des Kanals g(τ) 210 basierend auf dem Empfangssymbol y_n 206 und Schätzungen 208 des ersten Sendesymbols x_n 202 und des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 wie im Folgenden beschrieben.
• Zum gemeinsamen Schätzen der interessierenden Variablen, d.h. komplexen Gewichte des Kanals, Rauschvarianz, Datensymbole, können Variationsinferenzansätze benutzt werden und die späteren pdf (portable document format - Formate tragbarer Dokumente) können bei der gegebenen Menge von Beobachtungen berechnet werden. Beispielsweise kann ein BP-Algorithmus (Belief Propagation - Annahmeweitergabe) wie beschrieben von J.Pearl in „Probabilistic Reasoning in Intelligent Systems: Networks of Plausible Inference (probabilistisches Denken in intelligenten Systemen: Netze plausibler Folgerung), Morgan Kaufmann Publishers, Inc., 1988“ zum Klären der unbekannten Zufallsvariablen (random variables, abgekürzt als r.v.) des Systems eingesetzt werden. Der BP-Algorithmus ergibt gute Annäherungen der Randverteilungen der verborgenen Variablen, auch Annahmen (beliefs) genannt. Zum Verringern der Kompliziertheit können Annäherungen in den Berechnungen der Annahmen angewandt werden. Die mit den fortlaufenden Zufallsvariablenaktualisierungen verbundenen Berechnungen können die MF-Annäherung (Mean Field-Annäherung) wie beschrieben durch E.P. Xing, M.I. Jordan und S.J. Russel in „A Generalized Mean Field Algorithm for Variational Inference in Exponential Families" (Ein verallgemeinerter Mean-Field-Algorithmus für Variationsfolgerung in Exponentialfamilien) CoRR, Band 1212.2512, 2012 verwenden. Vom MF-Algorithmus werden die annähernden pdf der verborgenen interessierenden Zufallsvariablen durch Annahme, dass das globale pdf voll faktorisierbar ist, ausgegeben; die Lösung des Verfahrens ist das pdf, das die Kullback-Liebler-Divergenz zwischen dem angenäherten und dem wahren pdf minimiert. Da sowohl MF als auch BP iterativer Beschaffenheit sind, ähnlich Nachrichtenaustauschungen zwischen Konten eines Faktorgraphen, kann der gemeinsame Rahmen [28] als Nachrichtenweitergabealgorithmus nach E. Riegler, G. Kirkelund, C. Manchen, M. Badiu und B. Fleury „Merging Belief Propagation and the Mean Field Approximation: A Free Energy Approach" (Zusammenbringen von Annahmeweitergabe und Mean-Field-Annäherung: Ein Ansatz freier Energie), IEEE Transactions on Information Theory, Band 59, Nr. 1, S. 588-602, 2013 formuliert werden.
• Schätzen 203 des Kanals g(τ) kann auf einer Nachrichtenweitergabekonstruktion optimiert für mangelhafte CP-OFDM-Systeme unter Verwendung des vereinigten MF-BP-Rahmens basieren. Zum Durchführen von Kanalschätzung im Zeitbereich kann die CIR als dünnbesetzt angesehen werden, d.h. mit wenigen Nicht-Null-Mehrwegekomponenten. Unter Verwendung dieses Befundes können zum Schätzen 203 kompressive Erfassungsverfahren benutzt werden, die aus dem Suchen von dünnbesetzten CIR-Schätzungen bestehen, die eine Objektivfunktion maximieren, beispielsweise basierend auf 11-Normen-beschränkten Minimierungsproblemen wie beispielsweise LASSO (Least Absolute Shrinkage and Selection Operator - am wenigstens absoluter Schrumpf- und Auswahl-Operator), Basis Pursuit (PB - Basisverfolgung), Orthogonal Matching Pursuit (OMP - orthogonale Anpassungsverfolgung) oder MAP-Verfahren (Maximum aposteriori) wie beispielsweise dünnbesetztes Bayesisches Lernen (SBL - sparse Bayesian learning), das eine probabilistische Modellierung der Kanalgewichte benutzt, die dünnbesetzte CIR-Darstellungen fördert. Für Formbarkeitszwecke können diese pdf durch Einführen von Hyperprioren über die Gewichte und damit Erhalten von zwei-(2L-) oder dreischichtigen(3L-) hierarchischen Modellen modelliert werden.
• Schätzen 203 des Kanals g(τ) kann auf einem Nachrichten weitergebenden iterativen Empfängerkonstruktionsverfahren wie unten hinsichtlich der 5 beschrieben basieren, das die durch mangelhaftes CP verursachten Effekte von ISI/ICI überwindet. Die beschriebenen Empfängerverfahren können die CIR-Knappheit berücksichtigendes Kanalschätzen im Zeitbereich durch Verwenden eines SBL-Ansatzes, beispielsweise unter Verwenden einer hierarchischen 2L-Modellierung der Kanalgewichte einsetzen. Weiterhin erlaubt Verwenden von iterativen Empfängerkonstruktionen die Benutzung der vorher geschätzten Rauschvarianz und der weich decodierten Symbole als virtuelle Piloten zum Verfeinern der Kanalschätzungen. Zum Neubauen der zum schätzenden Block 203 zurückgeführten Symbole können die Ausgabe der Verschachtelungs- und Decodierungsblöcke wie unten hinsichtlich der 5 beschrieben bei jeder Wiederholung verarbeitet werden.
• Das Verfahren 200, so wie es hier beschrieben ist, kann in einer Verarbeitungsschaltung 300 wie unten hinsichtlich der 3 beschrieben implementiert werden. Das Verfahren 200, sowie es hier beschrieben ist, kann in einem OFDM-Empfänger 400 wie unten hinsichtlich der 4 beschrieben oder in einem Empfänger 500 wie unten hinsichtlich der 5 beschrieben implementiert werden.
• 3 ist ein schematisches Diagramm einer Verarbeitungsschaltung 300 gemäß der Offenbarung, wobei die Verarbeitungsschaltung einen Empfangsanschluss 301 und einen Kanalschätzer 303 enthält. Der Empfangsanschluss 301 ist zum Empfangen eines Empfangssymbols y_n 206 mit störenden Übertragungen von einem ersten Sendesymbol x_n 202 und einem zweiten Sendesymbol x_n-1 204 eingerichtet. Die Übertragungen von dem ersten Sendesymbol x_n 202 und dem zweiten Sendesymbol x_n-1 204 sind Übertragungen verschiedener Zeitpunkte n,n-1. Das erste Sendesymbol x_n 202 und das zweite Sendesymbol x_n-1 204 können jeweils mit bekannten modulierten Symbolen wie oben beschrieben hinsichtlich der 2 verschachtelte unbekannte modulierte Symbole umfassen. Ein Sendesymbol kann eine Gruppe unbekannter modulierter Symbole wie beispielsweise für den Empfänger bestimmte Daten verschachtelt mit bekannten modulierten Symbolen wie beispielsweise Piloten oder Bezugssymbolen, z.B. zellenspezifische Bezugssymbole (CRS - Cell Specific Reference Symbols) eines LTE-Rahmens sein. Der Kanalschätzer 303 ist zum Schätzen eines Kanals g(τ)210 basierend auf dem Empfangssymbol y_n 206 und Schätzungen des ersten Sendesymbols x_n 202 und des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 eingerichtet.
• Das Empfangssymbol y_n 206 kann ein OFDM-Symbol umfassen. Die Verarbeitungsschaltung 300 kann weiterhin eine Vorverarbeitungseinheit umfassen, z.B. wie unten in Bezug auf 5 beschrieben eingerichtet zum Entfernen eines periodischen Vorzeichens und zum Anlegen einer Fouriertransformation an das Empfangssymbol y_n 206. Die Verarbeitungseinheit 300 kann weiterhin einen Entzerrer umfassen, z.B. wie unten in Bezug auf 4 und 5 beschrieben eingerichtet zum Entzerren des Empfangssymbols y_n 206 durch Verwenden des geschätzten Kanals g(r) 210. Der Kanalschätzer 303 kann zum Berechnen von weichen Schätzungen des Kanals g(r) 210. Der Kanalschätzer 303 kann zum Berechnen von weichen Schätzungen des Kanals g(τ) 210 und weichen Schätzungen einer Rauschvarianz basierend auf einem Bayesischen Interferenzverfahren, z.B. wie unten in Bezug auf 5 beschrieben, eingerichtet sein. Der Entzerrer kann zum Berechnen von weichen Schätzungen 208 des ersten Sendesymbols x_n 202 und des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 basierend auf den weichen Schätzungen des Kanals und der Rauschvarianz, z.B. wie unten in Bezug auf 4 und 5 beschrieben, eingerichtet sein. Der Kanalschätzer 303 kann zum Schätzen des Kanals g(r) 210 basierend auf einer Signaldarstellung mit einer Wörterbuchmatrix A_n,n-1, z.B. wie unten in Bezug auf 5 beschrieben eingerichtet sein, wobei die Wörterbuchmatrix das erste Sendesymbol x_n 202 und das zweite Sendesymbol x_n-1 204 umfassen kann. Der Kanalschätzer 303 kann zum Berechnen der Wörterbuchmatrix A_n,n-1 basierend auf den Schätzungen 208 des ersten Sendesymbols x_n 202 und des zweiten Sendesymbols x_n-1 204 eingerichtet sein.
• 4 ist ein schematisches Diagramm eines OFDM-Empfängers 400 gemäß der Offenbarung, wobei der OFDM-Empfänger einen Empfangsanschluss 401, einen Kanalschätzer 403 und einen Entzerrer 405 enthält. Der OFDM-Empfänger 400 umfasst einen Empfangsanschluss 401 eingerichtet zum Empfangen eines OFDM-Empfangssymbols y_n 406 mit störenden Übertragungen von einem ersten OFDM-Symbol x_n 402 und einem zweiten OFDM-Symbol x_n-1 404, wobei die Übertragungen von dem ersten OFDM-Symbol x_n 402 und dem zweiten OFDM-Symbol x_n-1 404 Übertragungen verschiedener Zeitpunkte n,n-1 sind. Das erste OFDM-Symbol x_n 402 und das zweite OFDM-Symbol x_n-1 404 können jeweils unbekannte modulierte Symbole verschachtelt mit bekannten modulierten Symbolen enthalten. Ein OFDM-Symbol kann eine Gruppe unbekannter modulierter Symbole wie beispielsweise für den Empfänger bestimmte Daten verschachtelt mit bekannten modulierten Symbolen wie beispielsweise Piloten oder Bezugssymbolen, z.B. zellenspezifischen Bezugssymbolen (CRS - Cell Specific Reference Symbols) eines LTE-Rahmens sein. Insbesondere stören nicht nur Piloten einander, sondern von auf benachbarten Unterträgern gesendeten Daten wird Energie auf die Piloten abgeleitet. Der OFDM-Empfänger 400 umfasst weiterhin einen Kanalschätzer 403 eingerichtet zum Schätzen weicher Schätzungen λ̃,β̃ 410 einer Kanalimpulsantwort β und einer Rauschleistung ε_n basierend auf dem OFDM-Empfangssymbol y_n 406 und basierend auf weichen Schätzungen x̃_n,x̃_n-1 408 des ersten OFDM-Symbols x_n 402 und des zweiten OFDM-Symbols x_n-1 404. Der OFDM-Empfänger 400 umfasst wieterhin einen Entzerrer 405 eingerichtet zum Schätzen der weichen Schätzungen x̃_nx̃_n-1 408 des ersten OFDM-Symbols x_n 402 und des zweiten OFDM-Symbols x_n-1 404 basierend auf den weichen Schätzungen λ̃,β̃ 410 der Kanalimpulsantwort β und der Rauschleistung ε_n geschätzt durch den Kanalschätzer 403.
• Der Kanalschätzer 403 kann zum Schätzen der weichen Schätzungen λ̃,β̃ 410 des Kanals β basierend auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix A_n,n-1, wie unten in Bezug auf 5 beschrieben eingerichtet sein, wobei die Wörterbuchmatrix das erste OFDM-Symbol x_n 402 und das zweite OFDM-Symbol x_n-1 404 umfasst. Die Signaldarstellung kann y_n = A_n,n-1β + ε_n entsprechen, wobei y_n das Empfangssymbol im Zeitmoment n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β weiche Schätzungen der Gewichte im Zeitbereich des Kanals bezeichnet und ε_n eine weiche Schätzung einer Rauschleistung bezeichnet. Der Entzerrer 405 kann zum Schätzen einer eine geschätzte Impulsantwort des Kanals darstellenden ersten Matrix H, einer eine geschätzte Intersymbol-Interferenz darstellenden zweiten Matrix H_ISI und einer eine geschätzte Träger-Träger-Interferenz, z.B. wie im Folgenden beschrieben, darstellenden dritten Matrix H_ICI eingerichtet sein.
• Eine Sender/Empfängerkette, in der das über N Unterträger gesendete n-te OFDM-Symbol als s_n = F^Hx_n, wobei x_n die zu sendenden modulierten Nachrichten sind: $$x_n=\left[x_n\left(0\right)\mathrm{,...}{x}_n\left(N-1\right)\right]$$

  
• Als Nächstes wird dem Signal das CP angehängt und über den drahtlosen Kanal gesendet, erachtet als unveränderlich während eines LTE-Unterrahmens (1 ms): $$g\left(\tau \right)={\displaystyle \sum _{l=0}^{L-1}\beta \left(I\right)\delta \left(\tau -{\tau }_l\right)}$$

  
• Nach einem herkömmlichen Signalmodell, wo die maximale Zusatzlaufzeit τ_L-1 kleiner gleich der CP-Länge ist, kann das Signal nach der DFT-Verarbeitung entsprechend dem n-ten empfangenen OFDM-Symbol geschrieben werden als: $$y_n=H{x}_n+{\epsilon }_n$$

  

  wobei H eine Diagonalmatrix mit dem Kanal-Frequenzgang ist, und e_n additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN - Additive White Gaussian Noise) mit Mittelwert Null und Kovarianz λ^-1 J.
• Der OFDM-Empfänger 400 benutzt ein erweitertes Signalmodell wie im Folgenden beschrieben. Wenn die CIR-Länge länger als die CP-Länge ist, wird das n-te empfangene OFDM-Symbol durch Interferenz beeinflusst: $$y_n=\left(H-H_{ICI}\right)x_n+H_{ISI}{x}_{n-1}+{\epsilon }_n$$

  
• Das ermöglicht dem OFDM-Empfänger 400, Interferenzlöschung sowohl beim Schätzen des Kanals als auch der Daten durchzuführen. Weiterhin ergibt Neuschreiben von (A3) ein gleichwertiges Modell, das explizit die Kanalgewichte β enthält: $$y_n=A_{n,n-1}\beta +{\epsilon }_n$$

  

  wobei A_n,n-1 eine volle Matrix enthaltend x_n und x_n-1 ist. Im Folgenden wird diese Matrix als das Wörterbuch oder die Wörterbuchmatrix für das Modell (A4) bezeichnet. Der OFDM-Empfänger 400 benutzt Gleichung (A4) und eine probabilistische Modellierung des Kanals und des Rauschens zum Erhalten genauer Schätzungen der Kanalgewichte im Zeitbereich β und der Rauschleistung.
• Durch Verwenden des Signalmodells oder der Signaldarstellung nach Gleichung (A4) kann der OFDM-Empfänger 400 die ICI und ISI aufheben, die in einem System mit mangelhaftem CP auftreten. Der OFDM-Empfänger 400 ist daher in der Lage, die Unterscheidung zwischen Interferenz und Rauschen zu treffen. Der OFDM-Empfänger 400 kann mit der durch die Beobachtungsgruppe gegebenen Auflösung arbeiten. Der OFDM-Empfänger 400 bietet daher hohe Leistung wie unten in Bezug auf 8 bis 11 gezeigt.
• Der OFDM-Empfänger 400 kann datenunterstützte Kanalschätzung im Zeitbereich unter Berücksichtigung von ICI und ISI durchführen. Der OFDM-Empfänger 400 kann Kanalschätzung durch Modellieren des Kanals als ein dünnbesetzter Kanal gekennzeichnet durch seine dünnbesetzte Kanalimpulsantwort im Laufzeitbereich und durch Verwenden von dünnbesetzten Schätzungsverfahren zum Schätzen des Kanals durchführen. Durch Verwenden der Schätzungen im Zeitbereich des Kanals kann der OFDM-Empfänger 400 die ICI- und ISI-Einwirkungen auf das empfangene Signal modellieren und sie aufheben. Weiterhin kann der OFDM-Empfänger 400 die Rauschleistung genau schätzen. Der OFDM-Empfänger 400 kann das in Gleichung (A4) abgeleitete Modell anwenden und ein iteratives Verfahren zum Schätzen des Kanals, des Rauschens und der Daten durch Einsetzen einer probabilistischen Modellierung der interessierenden Variablen. In der Ausführungsform kann der OFDM-Empfänger 400 die Organisationskanäle als Zusatzmenge virtueller Piloten einsetzen, die die Anzahl verfügbarer Beobachtungen auf der Schätzerseite erhöhen kann.
• Der OFDM-Empfänger 400 kann gemäß dem Folgenden betrieben werden. Der Empfangsanschluss 401 kann eine Menge bekannter Daten (z.B. Piloten und bekannte Organisationskanaldaten) und unbekannter Daten (z.B. anderer Organisationskanäle, die er mit hoher Zuverlässigkeit decodiert und Datenkanäle, die er iterativ weichdecodiert und dabei gleichzeitig die CIR-Schätzungen aktualisiert) als Eingabe empfangen; beide Datenarten können als Beobachtungen benutzt werden, wenn der Kanalschätzer 403 Kanalschätzung durchführt. Der OFDM-Empfänger 400 kann eine probabilistische Modellierung der interessierenden Parameter einsetzen (z.B. der zu schätzenden komplexen Kanal-Gewinne, des AWGR und der ISI und ICI) und das in Gleichungen (A3) und (A4) abgeleitete Modell. Der OFDM-Empfänger 400 kann iterativ die folgenden zwei Hauptaufgaben von Kanalschätzung im Zeitbereich durchführen, die hauptsächlich durch den Kanalschätzer 403 durchgeführt werden, und hauptsächlich durch den Entzerrer 405 durchgeführte Entzerrung und Decodierung. Hinsichtlich der Kanalschätzung im Zeitbereich kann der Kanalschätzer 403 A_n,n-1 aus Gleichung (A4) unter Verwendung der aktuellen weichen Schätzungen von x_n, x_n-1 (in 4 als bezeichnet) berechnen. Dann kann der Kanalschätzer 403 ein Verfahren Bayesischer Interferenz zum Berechnen weicher Schätzungen der CIR β und der Rauschvarianz λ^-1 (in 4 als β̃a bzw. λ̃^-1 λ̃^-1 bezeichnet) verwenden. Hinsichtlich Entzerrung und Decodierung kann der Entzerrer 405 H-H_ICI ,H_ISI aus Gleichung (A3) unter Verwendung der aktuellen weichen Schätzungen β̃. berechnen. Unter Verwendung von H-H_ICI, H_ISI und der aktuellen weichen Rauschschätzung λ̃^-1, kann der Entzerrer 405 x̃_n,(x̃_n-1). berechnen. Diese Schätzungen können (wahlweise) durch Verwenden eines Weicheingabe-Weichausgabe-Kanaldecodierers verfeinert und zum Kanalschätzer im Zeitbereich 403 zurückgeführt werden. Die zwei Hauptaufgaben von Kanalschätzung im Zeitbereich und Entzerrung und Decodierung können solange wiederholt werden, bis Konvergenzkriterien erfüllt sind.
• Die Funktionsweise des OFDM-Empfängers 400 kann durch Kombinieren folgender Elemente beschrieben werden:
• - Benutzen des Modells aus (A4), in dem der Kanalvektor β von den anderen, in der Matrix A_n,n-1 enthaltenen Komponenten des Systems x_n, x_n-1 getrennt wird, ermöglicht Schätzung des Kanals im Zeitbereich und Aufheben der Auswirkung von ISI und ICI bei Entzerrung.
• - Annehmen, dass die Kanalimpulsantwort dünn besetzt ist und Anwenden von dünnbesetzten Schätzungsverfahren, insbesondere dünn besetzten Bayesischen Lernrahmen.
• - Die einzige vorherige Kenntnis, die zur Kanalschätzung benötigt sein könnte, kann die maximale Zusatzlaufzeit sein.
• - Iteratives Verwenden der Statistiken der geschätzten Daten zum Erweitern der Anzahl verfügbarer Beobachtungen zur Kanalschätzung. Die geschätzten Daten werden daher zu einer Menge von virtuellen Piloten.
• - Verwenden der weichen Schätzungen der CIR und Rauschvarianz zum Verfeinern der Entzerrung und Decodierung.
• Der OFDM-Empfänger 400 ist ein der Bewältigung von ISI/ICI aufgrund eines mangelhaften CP in OFDM-Systemen fähiger iterativer Empfänger. Der OFDM-Empfänger 400 kann eine datenunterstützte Kanalschätzung im Zeitbereich, Rauschschätzung, Interferenzlöschung und Datenerkennung durchführen. Der OFDM-Empfänger 400 funktioniert hin-sichtlich der Genauigkeit der Kanalschätzungen sowie der erhaltenen BER wie unten hinsichtlich 8 bis 11 dargestellt besser als andere Empfänger, die einen pilot-basierten Ansatz verwenden.
• 5 ist ein Schaltbild eines Sender/Empfänger-Systems 590 gemäß der Offenbarung, wobei das Sender/Empfänger-System einen Sender 550 und einen Empfänger 500 umfasst.
• Der Sender 550 umfasst eine Übertragungskette zur Verarbeitung eines durch eine Rohbitstromerzeugungseinheit 571 erzeugten Rohbitstroms u_n. Der Rohbitstrom u_n kann durch eine Codierer- und Verschachtelereinheit 565 codiert und verschachtelt werden und mit einer durch eine 0-Füll-dateneinheit 567 erzeugten Null-Fülldatenfolge durch eine Verkettungseinheit 569 verkettet werden, die ver-kettete Symbole c_n erzeugt. Die verketteten Symbole c_n können durch eine weitere, Sendesymbole x_n erzeugende Verkettungseinheit 563 mit durch einen Pilotgenerator 559 erzeugten Pilotsymbolen x_n ^(P) verkettet werden. Die Sende-symbole x_n können transformiert werden und es kann durch Verwenden einer IDFT und CP addierende Einheit 557, die die OFDM-Sendesymbole s_n ^(CP erzeugen kann, ein periodisches Vorzeichen CP hinzugefügt werden. Diese OFDM-Sendesymbole können über einen Kanal 520 übertragen werden, der ein langer Kanal g_n sein kann, d.h. ein Kanal mit einer langen Impulsantwort.
• Der Empfänger 500 kann eine Empfangskette zum Verarbeiten von OFDM-Empfangssymbolen r_n ^(CP) umfassen Die OFDM-Empfangssymbole r_n ^(CP) können als Reaktion auf die über den Kanal g_n 520 übertragenen OFDM-Sendesymbole s_n ^(CP) an einem Empfangsanschluss 501 empfangen werden, wobei der Kanal ein Kanal mit einer langen Impulsantwort sein kann. Eine lange Impulsantwort kann als eine Impulsantwort definiert werden, wobei die Abzweigungslaufzeiten länger als ein durch die IDFT- und CP-Addiereinheit 557 angelegtes periodisches Vorzeichen sind.
• Die OFDM-Empfangssymbole r_n ^(CP) können transformiert werden und ein periodisches Vorzeichen CP (Cyclic Prefix) kann durch eine IDFT- und CP-Beseitigungseinheit 507 beseitigt werden, das die Empfangssymbole y_n erzeugen kann. Die Empfangssymbole y_n können durch eine Kanalschätzungseinheit 509 zum Schätzen des Kanals g_n 520 basierend auf dem Empfangssymbol y_n und Schätzungen x̃_n, x̃_n-1 eines ersten Sendersymbols x_n und eines durch einen Entzerrer B2, 505 bereitgestellten zweiten Sendesymbols x_n-1 verarbeitet werden. Die IDFT- und CP-Beseitigungseinheit 507 zusammen mit der Kanalschätzungseinheit 509 wird hier als Kanalschätzer B1, 503 bezeichnet und kann dem Kanalschätzer 403 wie oben hinsichtlich der 4 beschrieben oder dem Kanalschätzer 303 wie oben hinsichtlich der 3 beschrieben entsprechen. Der Kanalschätzer 503 kann Schätzungen β̃ der Kanalschätzungen λ̃ des Rauschens für den Entzerrer B2, 505 bereitstellen.
• Der Entzerrer 505 kann eine Demodulator-, Entschachteler- und Decodereinheit 511 umfassen, die LLR-Werte eines ersten Rohbitstroms u_n wie erzeugt durch die Rohbitstromerzeugungseinheit 571 zu Zeitpunkten n und einen zweiten Rohbitstrom u_n-1 wie erzeugt durch die Rohbitstromerzeugungseinheit 571 zum Zeitpunkt n-1 umfassen. Die Demodulator-, Entschachteler- und Decodereinheit 511 kann weiterhin LLR-Werte eines ersten verketteten Symbols c_n wie erzeugt durch die Verkettungseinheit 569 zum Zeitpunkt n und eines zweiten verketteten Symbols c_n-1 wie erzeugt durch die Verkettungseinheit 569 zum Zeitpunkt n-1 bereitstellen.
• Der Entzerrer 505 kann einen weichen Codierer und eine weiche Umcodiereinheit 513 umfassen, die die Schätzungen x̃_n, x̃_n-1 des ersten Sendesymbols x_n und des zweiten Sendesymbols x_n-1 basierend auf den LLR-Werten der ersten und zweiten verketteten Symbole c_n, c_n-1. bereitstellen können. Der Entzerrer 505 kann eine Rohbitstromberechnungseinheit 515 umfassen, die Schätzungen û_n,û_n-1 der ersten und zweiten Rohbitströme u_n, u_n- basierend auf den LLR-Werten der ersten und zweiten Rohbitströme u_n, u_n-1 wie erzeugt durch die Demodulator-Entschachteler- und Decodereinheit 511 erzeugen können. Die Schätzungen Ü_n,Ü_n-1 können durch Verwenden einer Obereschicht-Weiterleitungseinheit 517 zu höheren Schichten weitergeleitet werden.
• Im Folgenden wird eine Ausführungsform des Sender/Empfängersystems 590 ausführlich beschrieben. Es wird folgende Schreibweise angewandt: $\left|L\right|$

  

  wird zum Bezeichnen der Kardinalität der Menge $L:$

  

  benutzt; die Schreibweise [1 : P] bezeichnet die Menge {p ∈ ℕ|1 ≤p≤ P}. A=diag(a) bezeichnet die Matrix mit den Einträgen des Vektors a in ihrer Diagonalen, während Aij das Element (i,j) der Matrix A bezeichnet. Die NxN diskrete Fouriertransformationsmatrix (DFT) ist definiert als $$\text{F}\in {ℂ}^{N\times N},{\text{F}}_{mn}=1/\sqrt{N}{e}^{-j2\pi mn},\forall m,n\in \left[0:N-1\right].$$

  

  Eine Funktion ƒ, die die Menge ε auf die Menge F abbildet, wird bezeichnet als ƒ: ε → F. Die Faltung zweiter Funktionen f und g wird bezeichnet als (ƒ * g). Der Exponent (.)^Tbezeichnet Umstellung, während (.)^Hdie hermetische Umstellung bezeichnet. ||.||₂ stellt die euklidische Norm dar; δ(·) ist die Dirac-Deltafunktion und I ist die Identitätsmatrix. Die Schreibweise m ∝^en entspricht e^m = e ^e-n , wobei c eine Konstante ist. Der operator^(·) wird zum Bezeichnen der Schätzung der interessierende Variablen benutzt und (·) zum Bezeichnen des Durchschnittswertes der Elemente in einer Menge. Die Verkettung von zwei Matrizen pro Zeile A, B wird bezeichnet als [A|B]. CN(. |a,B ist ein multivariates komplexes Gaußsches pdf mit mittlerem Vektor a und Kovarianzmatrix B, während Ga(.; a, b) das gamma-pdf mit Form- und Ratenparametern a bzw. b ist. ${\langle f\left(x\right)\rangle }_{q\left(x\right)}$

  

  wird bezeichnet als der Erwartungswert von f(x) in Bezug auf das pdf 9(x).
• Es kann das Systemmodell wie im Folgenden beschrieben angewandt werden. Ein empfangenes Signalmodell wird in einem OFDM-System dargeboten, in dem der Kanal längere Laufzeiten als das CP aufweist, d.h. das Empfangssignal wird durch ISI und ICI verfälscht. Dahingehend wird ein Einzeleingangs-Einzelausgangs-OFDM-Systemmodell in Betracht gezogen, für das folgende Annahmen gelten: (i) der Kanal ist statisch während der Übertragung eines OFDM-Symbols, (ii) die Laufzeiten der Mehrwegekomponenten sind nicht zu dem Abtastgitter ausgerichtet, (iii) die Kanalimpulsantwort besteht aus Mehrwegekomponenten mit längeren Laufzeiten als die CP-Dauer. Die aktuelle Nachricht wird durch Einsetzen des Indexes n bezeichnet und besteht aus einem Vektor u_n= [u_n(0),...,u_n(K-1)] von Informationsbits, die mit einer Coderate R = K/N_DQ codiert sind und in den Vektor $c_n=C\left({\text{u}}_n\right){\text{ c}}_n=\left[{\text{c}}_n^{\left(0\right)\text{T}}\mathrm{,...,}{\text{c}}_n^{\left(N_D-1\right)\text{T}}\right]$

  

  verschachtelt sind, wo die Einträge von c_n ^(d) gleich $c_n^{\left(d\right)}\left(q\right),{\forall }_q\in \left[0:Q-1\right],d\in \left[0:N_D-1\right].$

  

  und C die Codierungs- und Verschachtelungsfunktion bezeichnet. Die codierte Nachricht wird dann auf den komplexen Vektor $x_n^{\left(D\right)}={\left[x_n^{\left(D\right)}\left(0\right)\mathrm{,...,}{x}_n^{\left(D\right)}\left(N_D-1\right)\right]}^{\text{T}},x_n^{\left(D\right)}\left(d\right)=M\left(c_n^{\left(d\right)}\right),\forall d\in \left[0:N_D-1\right].$

  

  aufmoduliert, wobei M die Abbildungsfunktion bezeichnet.
• Die Datensymbole werden mit den Pilotsymbolen aus dem Vektor $x_n^{\left(P\right)}={\left[x_n^{\left(P\right)}\left(0\right)\mathrm{,...,}{x}_n^{\left(P\right)}\left(N_P-1\right)\right]}^{\text{T}}.$

  

  verschachtelt. Die zu sendende modulierte Gesamtnachricht beträgt dann (x_n(0), ....x_n(N- 1)]^T , mit den Einträgen $x_{n,i}=x_n^{\left(P\right)}\left(j\right)\text{ if }\left(i\in P,p_i=i\right)\text{ und }{x}_{n,i}=x_n^{\left(D\right)}\left(j\right)$

  

  wenn $\left(i\in D,d_i=i\right)\text{. }P=\left\{p_{n\mathrm{,0}}\mathrm{,...,}{p}_{n,N_P-1}\right\}$

  

  und $D=\left\{d_{n\mathrm{,0,...,}{d}_{n,N_D-1}}\right\}$

  

  stellen die Teilmengen von Pilot- und bzw. Datenindizes dar, so dass $P\cup D-\left\{\mathrm{0,...,}N-1\right\}.P\cap D=\varnothing \text{ und }N=N_D+N_P.$

  
• Die Symbole werden durch einen inversen DFT-Block durchgegeben und ergeben die Abtastwerte des nützlichen OFDM-Symbols, an die ein µ-Abtastwerte langes periodisches Vorzeichen (CP) angehängt wird, zum Erhalten der Abtastwerte des aktuellen OFDM-Symbols ${\left[s_n\left(-\mu \right)\mathrm{,...,}{s}_n\left(N-1\right)\right]}^{\text{T}}.s_n\left(-i\right)=s_n\left(N-i\right),i\in \left[0:N-1\right]$

  

  die durch ein Sendeimpulsformfilter ${\psi }_{tx}\left(t\right):\left[\mathrm{0,}T\right]\to ℝ$

  

  moduliert werden, das das aktuelle OFDM-Symbol ergibt $$s_n\left(t\right)={\displaystyle \sum _{i=-\mu }^{N-1}{s}_{n\left(i\right)}{\psi }_{tx}\left(t-\left(i+n\left(\mu +N\right)\right)T_s\right)}$$

  

  wobei T_s die Abtastzeit darstellt. Alternativ wird

  

  ausgedrückt, wobei

  

  definiert wird. Wir definieren

  
• Das übertragene Signal $s\left(t\right)={\displaystyle \sum \begin{array}{c}n=+x\\ n=-x\end{array}{s}_n\left(t\right)}$

  

  wird über den drahtlosen Kanal gesendet, der über die Dauer eines OFDM-Symbols als statisch angesehen werden kann und dessen Kanalimpulsantwort (CIR - Channel Impulse Response) während des n-ten OFDM-Symbols L_n Mehrwegekomponenten aufweist, gekennzeichnet durch die komplexen Gewinne

  

  und Laufzeiten

  
• Die CIR wird als aus Mehrwegekomponenten bestehend betrachtet, die am Empfänger mit längeren Laufzeiten als die CP-Dauer ankommen und es wird daher erwartet, dass wenigstens

  

  Unsere Analyse wird jedoch auf einen Kanal mit einer maximalen Zusatzlaufzeit nicht länger als die Dauer des OFDM-Symbols beschränkt, d.h.

  

  Die CIR lautet $$g\left(t,\tau \right)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{n=+\infty }{g}_n\left(\tau \right)I_{\left[\left(\left(n-1\right)\mu +nN\right)T_s,\left(n\mu +\left(n+1\right)N\right)T_s\right]}\left(t\right)}$$

  

  wobei

  

  Das Empfangssignal

  

  wird durch das Empfangsfilter

  

  demoduliert: [0, T] → ℝ , was das Signal

  

  ergibt, das als $$r\left(t\right)={\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{n=+\infty }{\displaystyle \sum _{m=-\infty }^{m=+\infty }{\displaystyle \sum _{l=-\mu }^{N-l}{s}_m\left(i\right){\displaystyle \sum _{l=0}^{l_n-1}{\beta }_n\left(l\right)\varphi \left(t-{\tau }_n\left(l\right)-\left(i+m\left(\mu +N\right)\right)T_n\right)=}}}}{\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{n=+\infty }{r}_n\left(t\right)}$$

  

  umgeschrieben wird, wobei

  

  und t_n(t) das n^te OFDM-Empfangssignal bezeichnet. Da

  

  die Beiträge der n^ten und n-1^ten gesendeten OFDM-Signale enthält und lautet $$\begin{array}{c}{r}_n\left(t\right)={\displaystyle \sum _{l=-\mu }^{N-1}{s}_{n-1}\left(i\right)}{\displaystyle \sum _{l=0}^{L_n-1}{\beta }_n\left(l\right)\varphi \left(t-{\tau }_n\left(l\right)-\left(i+\left(n-1\right)\left(\mu +N\right)\right)T_s\right)+}\\ {\displaystyle \sum _{j=-\mu }^{N-1}{s}_n\left(j\right){\displaystyle \sum _{l=0}^{L_n-1}{\beta }_n\left(l\right)\varphi \left(t-{\tau }_n\left(l\right)-\left(j+n\left(\mu +N\right)\right)T_s\right)}}\end{array}$$

  
• Das Empfangssignal (4) wird als nächstes bei

  

  abgetastet, um den Empfangsvektor

  

  zu ergeben. Die zusammengesetzte CIR während des n^ten OFDM-Symbols wird als

  

  definiert; dadurch wird ermöglicht, die Einträge von r_n als $$r_n\left(k\right)={\displaystyle \sum _{i=-\mu }^{N-1}{s}_{n-1}\left(i\right)q_n\left(\left(k-1+\left(\mu +N\right)\right)T_s\right)+{\displaystyle \sum _{j=-\mu }^{N-1}{s}_n\left(j\right)q_n\left(\left(k-j\right)T_s\right).}}$$

  

  auszudrücken. Das Signal nach DFT-Verarbeitung

  

  kann neu geschrieben werden als $${\text{y}}_n={\text{Hx}}_n-{\text{FCF}}^{\text{H}}{\text{x}}_n+{\text{FSF}}^{\text{H}}{\text{x}}_{n-1}+{\xi }_n$$

  

  wobei die Einträge von

  

  und

  

  bzw. m.i ∈ [0: N-1] umd

  

  In (6) können die ausdrücklichen ICI- und ISI-Einwirkungen auf das Empfangssignal durch die Beiträge der Matrizen C bzw. S beobachtet werden; wenn der Kanal keine längeren Wartezeiten als die CP-Dauer aufweist, dann werden die ICI- und ISI-Matrizen Null und das Modell fällt auf das herkömmliche zurück.
• Als Nächstes wird der Kanalvektor bn im Signalmodell (6) abgetrennt und die entsprechende Darstellung für das Signal y_n erhalten $${\text{y}}_n={\text{A}}_n{\beta }_n+{\xi }_n$$

  

  $${\text{A}}_n={\text{V}}_{n,M,E}\mathrm{\Phi }$$

  

  $${\text{V}}_{n,M,E}={\text{X}}_n\sqrt{N}{\text{F}}_{N\times M}+{\text{E}}_n$$

  

  wobei

  

  und

  

  die Matrix

  

  die Zeilen

  

  indiziert um k ∈ [0 N- 1] aufweist, wobei

  

  Die Matrix

  

  wird definiert, mit den Einträgen
  ${\left[{\Lambda }^k\right]}_{a,b}={\displaystyle {\sum }_{u=0}^{E-1}\chi \left(u,b+\mu ,k,a\right),a\in \left[0:N-1\right]},b\in \left[0:E-1\right].$

  

  
  Es wird die Funktion definiert

  
• Die Wörterbuchmatrix A_n des in Gleichungen (7a), (7b), (7c) beschriebenen Systemmodells enthält hierin die ausdrücklichen ISI- und ICI-Effekte. Es wird beobachtet, dass, wenn kein Zusatzkanal gegenwärtig ist, die Xn zu einer Null-Matrix wird und die Wörterbuchmatrix An zu der herkömmlichen Darstellung ${\text{A}}_n={\text{X}}_n\sqrt{N}{\text{F}}_{N\times M}\mathrm{\Phi }$

  

  reduziert wird.
• Im Folgenden wird eine Empfängerkonstruktion für lange CIR weitergebende Nachricht beschrieben. Bei gegebenem entsprechendem Signalmodell (6), (7) besteht die Aufgabe des Empfängers im Abrufen der gesendeten Bit u_n, d.h. er muss die OFDM-Symbole x_n; x_n-1 schätzen, die dann demoduliert, decodiert und verschachtelt werden, um den Rohbitstrom zu ergeben. Dahingehend berechnet der Empfänger die Kanalmatrizen in (6) und entzerrt das Beobachtungs-signal y_n, um x̃_n,x_n-1 zu erhalten. Da jedoch die CIR unbekannt bleibt, sind die Kanalmatrizen in (6) ebenfalls unbekannt weshalb der Empfänger zum Auflösen von x_n; x_n-1 die Schätzung β_nunter Verwendung von (7) und der Wörterbuchmatrix An berechnet. Bei der gegebenen Struktur der Wörterbuchmatrix in (7b) benutzt der Empfänger x̃_n,x̃_n-1 in der Berechnung von An und die Aufgabe wird rekursiv, d.h. sie muss den Kanal und Datensymbole gemeinsam schätzen. Die für die eben erwähnte Aufgabe vorgeschlagene Lösung benutzt ein Nachrichtenweitergabeverfahren auf dem Faktorgraphen, der die Abhängigkeiten im Signalmodell (6), (7) moduliert. Bei der Auslegung des Empfängers wird die Annahme des dünnbesetzten Kanals eingesetzt und der gemeinsame MF-BP-Rahmen zum Durchführen von CIR-Schätzung und Datenerkennung angewandt. Als Nächstes wird die Faktor-Graphendarstellung eingeführt und der Nachrichtenweiterleitungsansatz zum Aktualisieren der im Faktorgraphen enthaltenen Variablen. Danach wird das kombinierte MF-BP-Nachrichtenweiterleitungsverfahren und die zugehörigen Aktualisierungsregeln eingeführt. Abschließend wird die Empfängerarchitektur detailliert, die den MF-BP-Rahmen einsetzt.
• Im Folgenden werden eine Faktorgraphendarstellung und ein Nachrichtenweiterleitungsalgorithmus beschrieben. Es soll x = {x_i|x_i ∈ Z} die Menge der in der Menge Z enthaltend alle Variablen des Systems enthaltenen verborgenen r.v. bezeichnen; man nehme an, dass ihr gemeinsamer Beitrag als

  

  faktorisiert, wobei x_a der Vektor von Argumenten der Funktion ƒ_a ist, ƒa ∈ A. Ein Faktorgraph stellt eine intuitive graphische Darstellung dieser Abhängigkeiten bereit, d.h. enthält einen variablen Knoten für jede Variable x_i verbunden durch einen Rand mit dem Faktorknoten ƒ_a nur wenn x_i ein Argument der Funktion ƒ_a ist. Nachbarknoten tauschen Informationen durch die Ränder des Graphen aus; die vom Faktorknoten ƒ_a zum variablen Knoten

  

  weitergeleitete Nachricht wird als

  

  bezeichnet und die in der entgegengesetzten Richtung ausgetauschte Nachricht als

  

  Verschiedene Algorithmen sind vorgeschlagen worden zum Aktualisieren der zwischen Nachbarknoten ausgetauschten Nachrichten wodurch eine iterative statistische Kennzeichnung der unbekannten Variablen des Systems ermöglicht wird.
• Die MF-BP-Aktualisierungsregeln sind im Folgenden beschrieben. In der vorliegenden Offenbarung wird ein vereinigter MF-BP-Ansatz nach E. Riegler, G. Kirkel, C. Manchon, M. Badiu und B. Fleury „Merging Belief Propagation and the Mean Field Approximation: A Free Energy Approach (Zusammenfügen von Überzeugungsausbreitung und der Mean-Field-Annäherung, ein Ansatz freier Energie), IEEE Transactions on Information Theory, Band 59, Nr. 1, Seiten 588-602, 2013 zum Berechnen der Statistiken der unbekannten Variablen dargestellt; es ist bekannt, dass dieses vereinigte Variations-Inferenzschema die Kompliziertheit und mögliche Unverfügbarkeit des Berechnens der genauen späteren pdf der verborgenen Variablen p(x_i) durch Berechnen annähernder pdf in der späteren p(x_i) ≈ q(x_i), auch Überzeugungen genannt, umgeht. Dahingehend wird der Faktorgraph in zwei getrennte Gebiete entsprechend den zwei Arten von Aktualisierungen geteilt, denen die Nachrichten zwischen den Variablen und Faktorknoten unterworfen sind. Die Menge aller Faktorknoten wird mit A und die zwei oben erwähnten Gebiete mit A_BP und A_MF bezeichnet. Die Regeln zum Aktualisieren der zwischen den Knoten jedes Gebiets [28] ausgetauschten Nachrichten und daher den Überzeugungen jeder verborgenen r.v. lauten: $$m_{f_a\to x_i}^{\text{MF}}\left(x_i\right)=\text{exp}\left({\displaystyle \sum _{x_a\backslash x_i}\text{log}{f}_a\left(x_a\right){\displaystyle \prod _{j\in N\left(f_a\right)\backslash i}{n}_{x_j\to f_a}\left(x_j\right)}}\right),f_a\in A_{MF},x_j\in N\left(f_a\right)$$

  

  $$m_{f_a\to x_i}^{\text{BP}}\left(x_i\right)=d_a{\displaystyle \sum _{x_a\backslash x_i}\text{log}{f}_a\left(x_a\right){\displaystyle \prod _{j\in \mathcal{N}\left(f_a\right)\backslash i}{n}_{x_j}\to f_a\left(x_j\right)}},f_a\in {\mathcal{A}}_{BP},x_j\in \mathcal{N}\left(f_a\right)$$

  

  $$n_{x_i}\to f_a\left(x_i\right)=e_i{\displaystyle \prod _{f_c\in \mathcal{N}\left(x_i\right)\cap {\mathcal{A}}_{MF}}{m}_{f_c\to x_i}^{\text{MF}}}\left(x_i\right){\displaystyle \prod _{f_c\in \mathcal{N}\left(x_i\right)\cap {\mathcal{A}}_{BP\backslash }{f}_a}{m}_{f_c\to x_i}^{\text{BP}}}\left(x_i\right),x_i\in \mathcal{I},f_a\in \mathcal{N}\left(x_i\right)$$

  

  $$q\left(x_i\right)=e_i{\displaystyle \prod _{f_c\in \mathcal{N}\left(x_i\right)\cap {\mathcal{A}}_{MF}}{m}_{f_c\to x_i}^{\text{MF}}}{\displaystyle \prod _{f_a\in \mathcal{N}\left(x_i\right)\cap {\mathcal{A}}_{BP}}{m}_{f_c\to x_i}^{\text{BP}}}\left(x_i\right),x_i\in \mathcal{I}$$

  

  wobei N(x_i) ⊂ A die Teilmenge von Funktionen ƒ_a ist, die die Variable x_i als Argument führen, und

  

  die Teilmenge von Variablen ist, die Argumente von ƒ_a sind.
• Im Folgenden wird ein probabilistisches Modell und eine Faktorgraphendarstellung beschrieben. Der MF-BP-Rahmen wird auf das Signalmodell (6), (7) zum iterativen Durchführen von Datenerkennung, d.h. Erhalten von u_n,u_n-1 aus x_n, x_n-1 und β_n Kanalschätzung, d.h. Berechnen von angewandt. Dahingehend wird das spätere pdf ausgedrückt als $$\begin{array}{l}p\left(x_n,x_{n-1},\lambda ,{\beta }_n|y_n\right)xp\left(y_n,x_{n-1},\lambda ,{\beta }_n\right)p\left(\lambda \right)p\left({\beta }_n\right)I_X\left(x_n|c_n\right)I_{\left(c\left(u_n\right)\right)}\left(c_n\right)p\left(u_n\right)\\ I_X\left(x_{n-1}|c_{n-1}\right)I_{\left(C\left(u_{n-1}\right)\right)}\left(c_{n-1}\right)p\left(u_{n-1}\right)\end{array}$$

  

  wobei

  

  und

  
• Da der Kanalvektor β_n und die Laufzeiten τ_n unbekannt bleiben, ist Anwenden des MF-BP-Rahmens auf (10) rechnerisch unverfügbar; zum wirksamen Bearbeiten dieses Problems wird eine Empfängerarchitektur vorgeschlagen, die unter der Annahme eines dünnbesetzten Kanals arbeitet, d.h. da angenommen wird, dass der Kanal aus wenigen nichtvernachlässigbaren Mehrwegekomponenten zusammengesetzt ist, die mit unbekannten Laufzeiten ankommen, wird ein Laufzeitvektor regelmäßig beabstandeter Laufzeiten

  

  mit Laufzeitauflösung Δτ und P»L(n) vorausgesetzt, daher wird angenommen, dass der zugehörige komplexe Kanalvektor

  

  dünn besetzt ist, d.h. die meisten seiner Einträge Null aufweisen. Nunmehr kann die annähernde Wörterbuchmatrix (7b) (7b)

  

  definiert werden, deren Einträge lauten

  

  wobei

  

  und

  

  Zusätzlich werden die zwei Sender/ Empfänger-Filter als perfekt gepaart betrachtet. Damit wird eine Annäherung von (7) und (6) erhalten, die weiterhin in der Auslegung des Empfängers eingesetzt wird. $${\text{y}}_{\text{n}}={\text{T}}_{\text{n}}{\mathrm{\alpha }}_{\text{n}}+{\mathrm{\xi }}_{\text{n}}$$

  

  $${\text{y}}_{\text{n}}={\text{H'x}}_{\text{n}}+{\text{FC'F}}^{\text{H}}{\text{x}}_{\text{n}}+{\text{FC'F}}^{11}{\text{x}}_{\text{n}-1}+{\mathrm{\xi }}_{\text{n}}$$

  

  wobei das Rauschen ξ_n Gaußsches verteiltes Rauschen ist, d.h.

  

  und die Einträge von

  

  sind

  

  

  bzw.

  

  mit

  

  Um α_n Dünnbesetztheit aufzuzwingen, wird der dünnbesetzte Bayesische Lernrahmen benutzt, der eine Dünnbesetztheit-einführende probabilistische Modellierung des vorigen pdf p(α_n) einsetzt. In der vorliegenden Arbeit wird die 2L hierarchische Modellierung gewählt und ein hyperpriores γ über die Kanalgewichte eingeführt, d.h.

  

  Es wird der Ansatz von [39] - [42] verfolgt und

  

  gewählt, mit

  

  dem hyperprioren pdf

  

  und das Rauschpräzisions-pdf

  

  
• Tabelle 1: Definitionen von Faktorknoten. Es wird der MF-BP-Ansatz benutzt und der Faktor-Graph wird in zwei Gebiete aufgeteilt, d.h. MF und BP, und es werden die Faktorknoten entsprechend jedem Gebiet definiert.
• Mit der Annäherung (12a) wird das spätere pdf (10) daher

  

  wobei

  

  aus (12a). Zum Einführen der Faktorgraphendarstellung von (13) werden die Funktionen in Tabelle 1 für

  

  definiert, womit der entsprechende Ausdruck für das spätere pdf (13) ermöglicht wird

  
• Gleichung (14) wird graphisch durch den in 6 gezeigten Faktorgraphen dargestellt. 6 zeigt ein Diagramm einer Faktorgraphendarstellung 600 des faktorisierten Systemmodells mit hierarchischem Kanal vorab. Der jedem OFDM-Symbol entsprechende Knoten ist in die dem einzelnen OFDM-Abtastwerten entsprechenden Knoten faktorisiert. Die Datenannahmen faktorisieren daher in das Produkt einzelner Abtastwerteannahmen. Die Faktorgraphendarstellung 600 kann in einem Kanalschätzungsblock 503 in einem Sender/Empfängersystem 590 wie dem in 5 gezeigtem oder in einem Kanalschätzer 303, 403 wie oben in Bezug auf 3 und 4 beschrieben oder in einem Schätzungsblock 203 wie oben in Bezug auf 2 beschrieben angewandt werden. Zum Anwenden des BP-MF-Algorithmus auf die gegenwärtige Aufgabe wird der Faktorgraph in die zwei Gebiete aufgeteilt und die zwei getrennten Teilmengen von Faktorknoten in den MF- und BP-Gebieten als

  

  bzw.

  

  bezeichnet, wobei

  

  und

  

  wobei A die Menge aller Faktorknoten im Graphen bezeichnet.
• Im Folgenden wird gemeinsame Kanalschätzung und Datenerkennung beschrieben. Während y_n und die Trainingssymbole

  

  (die fortan als sichtbare Zufallsvariablen bezeichnet werden) bekannt sind, sind zum Wiedergewinnen der gegenwärtig gesendeten Informationsbitgruppe u_n- die in (14) zu schätzenden Variablen

  

  die verborgenen Zufallsvariablen). Insbesondere ermöglicht der iterative Algorithmus den Nachrichtenaustausch innerhalb von und zwischen den zwei Untergraphen d.h. Equalization and Decoding (ED - Entzerrung und Decodierung) und Channel Estimation (CE - Kanalschätzung). Eine vollständige Iteration, die fortan als IT indexiert wird, besteht aus dem Erhalten von Schätzungen für alle verborgenen Zufallsvariablen; dafür werden statistische Informationen über die verborgenen Zufallsvariablen durch die Ränder des Faktorgraphens ausgetauscht, bis der Algorithmus zusammengeführte Schätzungen der verborgenen Variablen ausgibt. Eine Iteration besteht daher aus dem Berechnen der gesamten Menge von Nachrichten im ED-Untergraphen (die Nachrichten, die sich aus dem Knoten

  

  zu allen Faktorknoten $f_{u_i\left(k\right)},i\in \left[n-1:n\right],k\in \left[0:K-1\right]$

  

  und zurück zum vorhergehenden Faktorknoten ausbreiteten), was Rückwandeln, Decodieren, Entschachteln, Verschachteln, Codieren und weichem Abbilden entspricht gefolgt von Ausbreiten von Nachrichten im CE-Untergraphen (von

  

  bis

  

  was dem Berechnen von weichen Schätzungen für die Rauschpräzision und den Kanalvektor entspricht.
• Im Folgenden werden Entzerrung und Decodierung von Untergraphen-Nachrichtenweiterleitung und Annahmenaktualisierungen beschrieben.
• Bei jeder Iteration IT werden die weichen Schätzungen der Rauschpräzision und der Kanalgewichte nach oben zur ED vom CE-Untergraphen weitergeleitet, d.h.

  

  und zum Rückwandeln Decodieren und Entschachteln der Datensymbole benutzt (d.h. Berechnen

  

  

  sobald die weichen Bit berechnet worden sind, werden sie wieder verschachtelt, codiert und auf weiche Symbole abgebildet (d.h. Berechnen

  

  und zum CE-Untergraphen weitergeleitet. Diese Operationen entsprechen dem Berechnen der Annahme der Datensymbole d.h.

  
• Zum Berechnen der Nachricht

  

  wird (12b) benutzt, wo $M_{\left[n\right]}=H\text{'}+{\text{FC'F}}^{\text{H}}$

  

  und $M_{\left[n-1\right]}={\text{FS'F}}^{\text{H}}$

  

  definiert wird. Die Nachricht im MF-Gebiet lautet dann

  

  wobei

  
• Die Nachricht im BP-Gebiet lautet

  
• Das Gebiet des für das Codieren, Entschachteln, Wiederverschachteln und Codieren verantwortlichen ED-Untergraphens fungiert als Weich-Eingabe/Weich-Ausgabe-Decodierer.
• Im Folgenden werden Kanalschätzungsuntergraphennachrichtenweitergabe und Annahmeaktualisierungen beschrieben. Sobald weiche Schätzungen für x_n, x_n-1 erhalten worden sind, werden die sie enthaltenden Nachrichten entlang den den ED- und CE-Untergraphen verbindenden Rändern weitergeleitet, d.h.

  

  und in den Berechnungen der Rauschpräzision und Kanalgewichte benutzt. Die Annahme der Rauschpräzision lautet $$q\left(\lambda \right)\propto m_{f_{y_n}\to \lambda }^{\text{MF}}\left(\lambda \right)m_{f_{\lambda }\to \lambda }^{\text{MF}}\left(\lambda \right)$$

  

  wobei die Nachrichten $$m_{f_{y_n\to \lambda }}^{\text{MF}}\propto {\lambda }^{N}exp\left(-\lambda {\langle \Vert {\text{y}}_{\text{n}}-T_n{\alpha }_n\Vert {}_2^2\rangle }_{q\left(x_n\right),q\left(x_{n-1}\right),q\left({\alpha }_n\right)}\right)$$

  

  $$m_{f_{\lambda }\to \lambda }^{\text{MF}}\left(\lambda \right)\propto {\lambda }^{\alpha -1}cxp\left(-b\lambda \right).$$

  

  sind. Danach beträgt

  

  

  damit wird eine geschlossene Form für den ersten Moment erhalten, d.h.

  
• Für die Schätzung der Kanalgewichte werden zwei Ansätze vorgeschlagen: einer in dem alle Gewichte gemeinsam geschätzt werden, d.h. Berechnen der Annahme q(α_n), und einer, in dem die Annahmen der einzelnen Gewichte

  

  berechnet werden, durch Annehmen einer vollfaktorisierten q(α_n).
• Im Folgenden wird gemeinsame Aktualisierung der Kanalgewichte beschrieben.
• Für den ersten Ansatz wird die Faktorgraphendarstellung nach 6 angenommen, wo die Kanalgewichte und die hyperprioren Vektoren jeweils durch einen variablen Knoten modelliert werden. Folglich ist die Annahme des Hyperprioren das Produkt von zwei Nachrichten, d.h. $$q\left(\gamma \right)\alpha {{\displaystyle m}}_{f\gamma \to \gamma }^{MF}\left(\gamma \right){{\displaystyle m}}_{f{\alpha }_n\to \gamma }^{MF}\left(\gamma \right)$$

  

  wobei die Nachrichten von den Faktorknoten f_γ und f_αn zum variablen Knoten γ

  

  

  q(γ) als das Produkt verallgemeinerter inverser Gaußscher pdf und die n^te, $n\in \text{R}$

  

  Reihenfolge Momente von

  

  als

  

  ergeben. Abschließend ist die Annahme der Kanalgewichte q(α_n) $$q\left({\alpha }_n\right)\propto m_{f_{y_n}\to {\alpha }_n}^{\text{MF}}\left({\alpha }_n\right)m_{f_{{\alpha }_n}\to {\alpha }_n}^{\text{MF}}\left({\alpha }_n\right)$$

  

  wobei die zugehörigen Nachrichten $$m_{f_{y_n\to {\alpha }_n}}^{\text{MF}}\left({\alpha }_n\right)\propto \text{exp}\left(-{\langle \lambda \rangle }_{q\left(\lambda \right)}\left({\alpha }_n^{\text{H}}{\langle {\text{T}}_{\text{n}}^{\text{H}}{\text{T}}_{\text{n}}\rangle }_{q\left(x_n\right),q\left(x_{n-1}\right)}{\alpha }_n+2\text{Re}\left(y_n\langle T_n\rangle q\left(x_n\right)q\left(x_{n-1}\right){\alpha }_n\right)\right)\right)$$

  

  $$m_{f_{{\alpha }_n\to {\alpha }_n}}^{\text{MF}}\left({\alpha }_n\right)\propto \text{exp}\left(-{\alpha }_n^H{\langle {\mathrm{\Gamma }}^{-1}\rangle }_{q\left(\gamma \right)}{\alpha }_n\right)$$

  

  

  ergeben, wobei

  

  und

  
• Im Folgenden wird disjunkte Kanalgewichteaktualisierung beschrieben.
• Als nächstes wird die naive MF-Annäherung benutzt und die Annahme der Kanalgewichte wird gezwungen, voll zu faktorisieren, wie folgt $$q\left({\alpha }_n\right)={\displaystyle \prod _{i=0}^{P-1}q\left({\alpha }_n\left(i\right)\right).}$$

  
• Es werden die lokalen Funktionen definiert

  

  wobei

  

  und die Abhängigkeiten im Faktorgraphen von 7 gezeigt werden.
• 7 zeigt ein Diagramm einer Faktorgraphendarstellung 700 des faktorisierten Systemmodells mit hierarchischer Kanal-Apriori-Wahrscheinlichkeit. Der Kanalvektor ist voll faktorisiert. Die Faktorgraphendarstellung 700 kann in einem Kanalschätzungsblock 503 in einem Sender/Empfänger-System 590 wie dem in 5 gezeigtem oder in einem Kanalschätzer 303, 403 wie oben in Bezug auf 3 und 4 beschrieben oder in einem Schätzungsblock 203 wie oben in Bezug auf 2 beschrieben, angewandt werden.
• Die Annahme der skalaren Hyperprioren

  

  

  ist ähnlich wie (21) eine verallgemeinerte inverse Gaußsche pdf und y(i) weist die Momente wie in (23) definiert auf. Sobald die Hyperpriore aktualisiert ist wird die Annahme jedes Kanalgewichts $a_n\left(i\right),i\in \left[0:P-1\right]$

  

  aktualisiert, d.h.

  

  wobei

  

  

  wobei

  

  und

  

  die i^ten Einträge in den Vektoren q bzw. Z sind. Das disjunkte Kanalschätzungsschema aktualisiert nacheinander jedes Kanalgewicht α_n(i), während es das andere

  

  festhält.
• Im Folgenden wird ein schnelles Schema beschrieben. Da der Algorithmus pro Iteration rechenintensiv ist, wird ein rekursives Schema geboten, das die Konvergenzrate verbessert; das Schema erforscht die Vereinfachung (26) und besteht aus der sequenziellen Aktualisierung jedes α_n(i) durch Durchführen von Teiliterationen ad infinitum entlang den Rändern jedes durch das Tupel

  

  definierten Untergraphen.
• Eine Teiliteration t besteht aus Berechnen der Nachrichten

  

  

  und ergibt die Aktuali- sierungen (27), (28b), d.h.

  

  und

  

  Diese Aktualisierungen werden durch Festlegen aller anderen verborgenen Zufallsvariablen, d.h.

  

  [0 : P – 1\{i}]auf ihre jüngsten geschätzten Werte durchgeführt. Durch Kombinieren von (23), (28b) und (28a) werden rekursive Aktualisierungen für die zwei verborgenen Zufallsvariablen erhalten, d.h.

  

  und

  

  Das Schema ad infinitum besteht aus $l\to \propto$

  

  Teiliterationen, bis eine der Schätzungen

  

  auf ihren stabilen Wert

  

  konvergiert ist, d.h. $$\underset{t\to \infty }{\lim }{\left(\gamma \left(i\right)\right)}_{q\left(\gamma \left(i\right)\right)}^t={\left(\gamma \left(i\right)\right)}_{q\left(\gamma \left(i\right)\right)}$$

  

  $$\underset{t\to \infty }{\lim }{\left({\alpha }_n\left(i\right)\right)}_{q\left({\alpha }_n\left(i\right)\right)}^{\left[t\right]}={\left({\alpha }_n\left(i\right)\right)}_{q\left(\alpha \left(i\right)\right)}$$

  

  was dem Berechnen der Festpunkte ${\left(\gamma \left(i\right)\right)}_{q\left(\gamma \left(i\right)\right)},{\left(\alpha \left(i\right)\right)}_{q\left(\alpha \left(i\right)\right)}$

  

  für eine der Funktionen $f_1\left(\gamma \left(i\right)\right),f_2\left(\alpha \left(i\right)\right)$

  

  entspricht. In dieser Arbeit wird Berechnen der Festpunkte ${\left(\gamma \left(i\right)\right)}_{q\left(\gamma \left(i\right)\right)}$

  

  von $f_2\left(\gamma \left(i\right)\right)$

  

  gewählt, die in (28b), (28a) eingesteckt werden, zum Aktualisieren von

  

  . Da Arbeiten mit den Momenten (23) rechenintensive Festpunkte ergibt, wird Arbeiten mit dem Modus von (27) gewählt, d.h.

  
• Durch Einfügen von (28b) und (28a) in (30) wird eine rekursive Aktualisierung

  

  erhalten, wobei g(γ(i))

  

  ist, wobei $c^{-1}=\lambda \varsigma \left(i\right)\cdot u=c+q,$

  

  und dessen Festpunkte (29) erfüllen. Benötigt werden daher die Lösungen von $\gamma \left(i\right)=g\left(\gamma \left(i\right)\right)$

  

  oder entsprechend diejenigen von $\gamma \left(i\right)f\left(\gamma \left(i\right)\right)=\mathrm{0,}$

  

  wobei f(γ(i)) beträgt, $$f\left(\gamma \left(i\right)\right)=\eta {\gamma }^3\left(i\right)+\left[2\eta c-\left(\epsilon -2\right)\right]{\gamma }^2\left(i\right)+\left[\eta c^2-c\left(2\epsilon -3\right)-q\right]\gamma \left(i\right)-\left(\epsilon -1\right)c^2$$

  

  mit $q=\varsigma {\left(i\right)}^{-2}{\left|\theta \left(i\right)\right|}^2$

  

  und $\widehat{y}\left(i\right)=0$

  

  stets eine Lösung ist.
• Im Folgenden wird Planen der disjunkten Gewichtaktualisierungen beschrieben. Da das dargestellte disjunkte Aktualisierungsschema sequenziell arbeitet, können die P-Kanalgewichte Aktualisierungen in verschiedener Reihenfolge durchgeführt werden, z.B. (i) aufeinanderfolgende Aktualisierungen, (ii) Aktualisierungen basierend auf einer anfänglichen Kanalschätzung kleinster Quadrate, (iii) durch Maximieren der variationalen differenzfreier Energie zwischen zwei aufeinanderfolgenden Iterationen IT-1, IT, beim Schätzen jedes α_n(i), d.h.

  

  . Die variationale freie Energie des Systems beträgt

  
• Bei Berücksichtigung der Faktorisierung (26) und der oben erwähnten Annahmen beträgt die variationale freie Energie beim Aktualisieren von α_n(i) bei Iteration IT $F^{\left[IT\right]}\left(i\right)=-\text{log}\left({\displaystyle \sum {}^{\left[IT\right]}\left(i\right)}\right)-2\lambda \text{Re}\left\{{\mu }^{\left[IT\right]}\left(i\right)\theta \left(i\right)*\right\}+\lambda \varsigma \left(i\right)\left({\displaystyle \sum {}^{\left[IT\right]}\left(i\right)+{\left[{\mu }^{\left[IT\right]}\left(i\right)\right]}^2}\right)$

  

  und $\Delta F^{\left[IT\right]}\left(i\right)$

  

  lautet $$\begin{array}{c}\Delta F^{\left[IT\right]}\left(i\right)=\text{log}\left(\frac{{\displaystyle \sum {}^{\left[IT\right]}\left(i\right)}}{{\displaystyle \sum {}^{\left[IT-1\right]}\left(i\right)}}\right)-2\lambda \text{Re}\left\{{\mu }^{\left[IT\right]}\left(i\right)\theta \left(i\right)*-{\mu }^{\left[IT-1\right]}\left(i\right)\theta \left(i\right)*\right\}+\\ \lambda \left(\varsigma \left(i\right)\left({\displaystyle \sum {}^{\left[IT\right]}\left(i\right)}+{\left|{\mu }^{\left[IT\right]}\left(i\right)\right|}^2\right)-\varsigma \left(i\right)\left({\displaystyle \sum {}^{\left[IT\right]}\left(i\right)}+{\left|{\mu }^{\left[IT\right]}\left(i\right)\right|}^2\right)\right)\end{array}$$

  
• Sobald die Statistiken des Kanals α_n gemeinsam oder disjunkt unter Verwendung von (24), (25) oder (28b), (28a) erhalten werden und nach dem vorher die Statistiken von x_n, x_n, λ, γ mit (15), (19), (21), erhalten worden sind, ist die aktuelle Iteration IT vollständig und es wird die nächste Iteration von Aktualisierung IT + 1 eingeleitet, wenn die Konvergenzkriterien nicht erfüllt sind. Im Folgenden wird eine Planung beschrieben. Da der in 6 dargestellte Faktorgraph 600 Schleifen enthält, nach der Initialisierung, gibt es mehrere Wege zum Planen der Aktualisierungen der verborgenen Zufallsvariablen und der Algorithmus 1 benötigt mehrere Iterationen zum Erzeugen konvergierter Ergebnisse.

  

  
• Im Folgenden wird ein stochastisches Kanalmodell für lange Laufzeiten dargestellt. Das stochastische Kanalmodell für lange Laufzeiten ähnelt dem COST Bad Urban model (schlechtes Stadtmodell) nach P. Kysti, J. Meinil, L. Hentil, X. Zhao, T. Jms, C. Schneider, M. Narandzic, M. Milojevic, A. Hong, J. Ylitalo, V.-M. Holappa, M. Alatossava, R. Bultitude, Y. deJong, und T. Rautiainen: „IST-4-027756 WINNER II, D1.1.1 v1.1, WINNER II zeitweilige Kanalmodelle“ in Information Society Technologies, Tech. Rep., 2006. Die CIR wird während eines OFDM-Symbols als invariant angesehen und besteht aus zwei Bündeln, wobei das erste Bündel (das fortan als Bündel 1 bezeichnet wird) die Mehrwegekomponenten mit kürzeren Laufzeiten als CP enthält und das zweite (Bündel 2) die Komponenten mit Laufzeiten über CP hinaus. Die CIR während des nten OFDM-Symbols lautet: $$g_n\left(T\right)={\displaystyle \sum _{l=0}^{L_{n,\left(1\right)}-1}{\beta }_{n,\left(1\right)}\left(l\right)\delta \left(\tau -{\tau }_{n,\left(1\right)}\left(l\right)\right)}+{\displaystyle \sum _{l=0}^{L_{n,\left(2\right)}-1}{\beta }_{n,\left(2\right)}\left(l\right)\delta \left(\tau -{\tau }_{n,\left(2\right)}\left(l\right)\right)}$$

  

  wobei L_n(I) und L_n,(2) die Anzahl von Komponenten von Bündel 1 und Bündel 2 darstellen. Die Laufzeitvektoren sind ${\tau }_{n,\left(1\right)}=\left[{\tau }_{n,\left(1\right)}\left(\left(l\right),\dots {\tau }_{n,\left(1\right)}\left(L_1-1\right)\right)\right]$

  

  und ${\tau }_{n,\left(2\right)}=\left[{\tau }_{n,\left(2\right)}\left(\left(l\right),\dots {\tau }_{n,\left(2\right)}\left(L_2-1\right)\right)\right]$

  
• Das Leistung-Laufzeit-Profil lautet $$P\left(\tau \right)=\{\begin{array}{cc}Qexp\left(-\tau \right)& 0\le {\tau }_{\left|\mu s\right|}\le {\tau }_{1M}\\ aQexp\left({\tau }_{1M}-\tau \right)& {\tau }_{1M}\le {\tau }_{\left|\mu s\right|}\le {\tau }_{2M}\end{array}.$$

  

  wobei τ_IM = T_CP. Die gemeinsame pdf der unbekannten Parameter ist $$p\left({\beta }_{n,\left(1\right)},{\beta }_{n,\left(1\right)},{\tau }_{n,\left(1\right)},{\tau }_{n,\left(2\right)},L_{n,\left(1\right)},L_{n,\left(2\right)}\right)={\displaystyle \prod _{k=1}^2\mu \left({\beta }_{n,\left(k\right)}|{\tau }_{n,\left(k\right)}\right)}p\left({\tau }_{n,\left(k\right)}\right)|L_{n,\left(k\right)})p\left(L_{n,\left(k\right)}\right)$$

  

  wobei, ${\beta }_{n,\left(k\right)}={\left[{\beta }_{n,\left(k\right)}\left(0\right),\dots [{\beta }_{n,\left(k\right)}\left(L_{n,\left(k\right)}\right)-1\right]}^{\Gamma }$

  

  und $$p\left({\beta }_{n,\left(k\right)}|{\tau }_{n,\left(k\right)}\right)={\displaystyle \prod _{L=0}^{L_{n,\left(k\right)}-1}CN\left({\beta }_{n,\left(k\right)}\left(l\right);0.P\left({\tau }_{n,\left(k\right)}\left(l\right)\right)\right)}$$

  

  $$p\left({\tau }_{n,\left(k\right)}|L_{n,\left(k\right)}\right)={\displaystyle \prod _{l=0}^{L_{n,\left(k\right)}-1}p\left({\tau }_{n,\left(k\right)}\left(l\right)\right)}$$

  

  $$p\left({\tau }_{n,\left(k\right)}|L_{n,\left(k\right)}\right)=\text{Poisson}\left(\mu L_k\right)$$

  

  ∀k ∈ [1 : 2] mit $p\left({\tau }_{n,\left(1\right)}\left(l\right)\right)=u\left(\mathrm{0,}{\tau }_{1M}\right),l\in \left[0:L_{n,\left(1\right)}-1\right]$

  

  und $p\left({\tau }_{n,\left(2\right)}\left(l\right)\right)=u\left({\tau }_{1M},{\tau }_{2M}\right),l\in \left[0:L_{n,\left(2\right)}-1\right].$

  

  Die CIR weist stets eine Komponente bei τ_n(I)=0 auf und der momentane gesamte Mehrwegeleistungsgewinn ist daher

  

  mit

  
• 8 und 9 sind mittleres Fehlerquadrat (MSE - Mean Square Error) 800 und geschätztes Signal-Rauschverhältnis (SNR - Signal to Noise Ratio) 900 über SNR darstellende Leistungsdiagramme eines MF-Kanalschätzungsverfahrens 801 (MF = Mean Field - Mittleres Feld) gemäß der Offenbarung im Vergleich mit anderen Kanalschätzungsverfahren.
• Der in 5 beschriebenen Empfänger 500, auf den unter Verwendung der MF Bezug genommen wird, wird mit einem robusten Wiener Filter (RWF - Robust Wiener Filter) 803 und einem Bezugsempfänger verglichen, der einen als SBL 802 abgekürzten pilotbasierten Kanalschätzer im Zeitbereich benutzt. RWF wird durch Li, Y., Cimini, L. J., & Sollenberger, N. R. (1998), „Robust Channel Estimation for OFDM Systems with Rapid Dispersive Fading" (OFDM-Systeme mit schnellem streuendem Schwund) in IEEE Transactions on Communications, Band 46, Nr. 7, 902-915 beschrieben. SBL wird durch Pedersen, N., Navarro, C., Badiu, M., Shutin, D., & Fleury, B. (2013) in „Sparse Estimation Using Bayesian Hierarchical Modeling for Real and Complex Models" (Dünnbelegte Schätzung unter Verwendung bayesischer hierarchischer Modellierung für reelle und komplexe Modelle), abgerufen aus arXiv:1108.4324v2: http://arxiv.org/abs/1108.4324, beschrieben. Als Untergrenze für den Vergleich wird ein Genie-gestützter MMSE-Schätzer (genie-aided MMSE channel estimator) 804 wie als nächstes erläutert benutzt. Tabelle 1 zeigt das System und für die Leistungsprüfungen benutzte Kanalparameter.

  

  
• In der 8 wird das MSE 800 von MF 801 in Bezug auf SBL 802 und RWF 803 und den Genie-gestützten MMSE-Schätzer (genie-aided MMSE channel estimator) 804 betrachtet. In 9 wird das geschätzte SNR 900 von MF 901 in Bezug auf SBL 902 betrachtet. Der Genie-gestützte MMSE-Kanalschätzer (genie-aided MMSE channel estimator) kennt die Rauschvarianz, die genauen Laufzeiten der CIR und das Wörterbuch A_n,n-1, und schätzt nur komplexen Gewinne β. Bei hohem SNR weisen RWF 803 und SBL 802 (in Unkenntnis der ICI und ISI) Leistungsver-schlechterung aufgrund der Behandlung von Störung als Rauschen auf. Dieses Verhalten wird auch durch die Ergebnisse in 9 offengelegt, die darstellen, wie das SNR durch den des ICI unbewussten Schätzer (SBL) 902 unterschätzt wird. Im Gegensatz dif-ferenziert MF 901 zwischen ICI, ISI und AWGN und verliert daher nicht die CIR- oder SNR-Schätzungsgenauigkeit, die sich dem MMSE-Genie-gestützten Schätzer (genie-aided estimator) bei hohem SNR nähert.
• 10 ist eine Bitfehlerrate (BER - Bit Error Rate) 1000 über SNR eines MF-Kanalschätzungsverfahrens 1001 darstellendes Leistungsdiagramm gemäß der Offenbarung im Vergleich mit anderen Kanalschätzungsverfahren. In 10 wird der Gewinn als BER des MF-Empfängers 1001 im Vergleich mit SBL 1002, RWF 1003 und einem Genie-gestützten Empfänger (genie-aided receiver) 1004 gezeigt, der die CIR, ISI, ICI und Rauschvarianz perfekt kennt. Der Empfänger nach Aspekten der vorliegenden Offenbarung, benannt als MF 1001, z.B. wie oben hinsichtlich einer der 3 bis 5 beschrieben, übertrifft deutlich die anderen Empfänger 1002, 1003 und nähert sich der Leistung des Genie-gestützten Empfängers (genie-aided receiver) 1004 bei hohem SNR.
• 11a und 11b sind Absolutwert 1100a (11a) und Phase 1100b (11b) von geschätzter Kanalimpulsantwort (CIR - Channel Impulse Response) über Zeit eines MF-Kanalschätzungsverfahrens 1101 gemäß der Offenbarung im Vergleich mit einem ICI-unbewussten Kanalschätzungsverfahren 1103 darstellende Leistungsdiagramme. 11a und 11b erfassen einen Schnappschuss der geschätzten Kanalimpulsantwort, d.h. die CIR-Hüllkurve und Phase von MF 1101, SBL 1103 und dem ursprünglichen Kanal 1102.
• 12 ist ein Schaltschema eines Verfahrens 1200 zur Kanalschätzung gemäß der Offenbarung. Das Verfahren 1200 umfasst Empfangen 1201 eines Empfangssymbols, umfassend:
• eine Vielzahl störender Übertragungen von einem ersten Sendesymbol, wobei das erste Sendesymbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen und einem zweiten Sendesymbol umfasst, wobei das zweite Sendesymbol eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen von dem ersten Sendesymbol und dem zweiten Sendesymbol eine Vielzahl von Übertragungen unterschiedlicher Zeitpunkte sind. Ein Sendesymbol kann eine Gruppe unbekannter modulierter Symbole wie beispielsweise für den Empfänger bestimmte Daten verschachtelt mit einer Gruppe bekannter modulierter Symbole wie beispielsweise Piloten oder Bezugssymbole, z.B. zellenspezifische Bezugssymbole (CRS - Cell Specific Reference Symbols) eines LTE-Rahmens sein.
• Weiterhin umfasst das Verfahren 1200 Schätzen 1203 eines Kanals basierend auf dem Empfangssymbol und eine Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols.
• Das Empfangen 1201 kann dem Empfangen 201 des Verfahrens 200, beschrieben oben mit Bezug auf 2, entsprechen. Das Schätzen 1203 kann dem Schätzen 203 des Verfahrens 200 oben beschrieben in Bezug auf 2 entsprechen. Das Empfangssymbol kann dem oben in Bezug auf 2-7 beschriebenen Empfangssymbol y_n 206 entsprechen. Das erste Sendesymbol kann dem oben in Bezug auf 2-7 beschriebenen ersten Sendesymbol x_n 202 entsprechen. Das zweite Sendesymbol kann dem oben in Bezug auf 2-7 beschriebenen zweiten Sendesymbol x_n-1 entsprechen. Der Kanal kann dem oben in Bezug auf 2-7 beschriebenen Kanal g(τ) 210 entsprechen.
• BEISPIELE
• Die folgenden Beispiele betreffen weitere Ausführungsformen. Beispiel 1 ist ein Verfahren zur Kanalschätzung, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen eines Empfangssymbols umfassend eine Vielzahl von störenden Übertragungen aus einem ersten Sendesymbol, wobei das erste Sendesymbol eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen umfasst und ein zweites Sendesymbol, wobei das zweite Sendesymbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol und dem zweiten Sendesymbol eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte sind; und Schätzen eines Kanals basierend auf dem Empfangssymbol (y_n) und einer Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols.
• In Beispiel 2 kann der Gegenstand des Beispiels 1 wahlweise einschließen, dass das Empfangssymbol wenigstens eines von Intersymbol-Interferenz und Träger-Träger-Interferenz von der Übertragung des ersten Sendesymbols und der Übertragung des zweiten Sendesymbols umfasst.
• In Beispiel 3 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 1-2 wahlweise Entzerren des Empfangssymbols durch Verwenden des geschätzten Kanals einschließen.
• In Beispiel 4 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 1-3 wahlweise Einschließen, dass die Vielzahl von Übertragungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols eine Vielzahl von Übertragungen nachfolgender Zeitpunkte sind.
• In Beispiel 5 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 1-4 wahlweise einschließen, dass das erste Sendesymbol und das zweite Sendesymbol OFDM-Symbole umfassen.
• In Beispiel 6 kann der Gegenstand des Beispiels 5 wahlweise einschließen, dass eine Dauer eines periodischen Vorzeichens der OFDM-Symbole kürzer als eine Laufzeit des Kanals ist.
• In Beispiel 7 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 1-6 wahlweise einschließen, dass Schätzen des Kanals auf datenunterstützter Kanalschätzung im Zeitbereich basiert.
• In Beispiel 8 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 1-7 wahlweise einschließen, dass Schätzen des Kanals auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix basiert, wobei die Wörterbuchmatrix das erste Sendesymbol und das zweite Sendesymbol umfasst.
• In Beispiel 9 kann der Gegenstand des Beispiels 8 wahlweise einschließen, dass die Signaldarstellung auf einem dünnbesetzten Kanalmodell mit nur wenigen nicht vernachlässigbaren Mehrwegekomponenten basiert.
• In Beispiel 10 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 8-9 wahlweise einschließen, dass die Signaldarstellung auf probabilistischer Modellierung des Kanals und Rauschens basiert.
• In Beispiel 11 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 8-10 wahlweise einschließen, dass die Signaldarstellung y_n = A_n,n-1β + ε_n entspricht, wobei y_n das Empfangssymbol zum Zeitpunkt n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β die Gewichte des Kanals im Zeitbereich bezeichnet und ε_n eine Rauschleistung bezeichnet.
• In Beispiel 12 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 8-11 wahlweise gemeinsames Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole durch Anwenden der Signaldarstellung einschließen.
• In Beispiel 13 kann der Gegenstand des Beispiels 12 wahlweise einschließen, dass gemeinsames Schätzen des Kanals und des ersten und zweiten Sendesymbols auf einem Bezugssystem unter Verwendung der Propagation von als richtig ange-nommenen Werten des mittleren Feldes (mean field belief propagation framework) basiert.
• Beispiel 14 ist eine Verarbeitungsschaltung umfassend: einen Empfangsanschluss eingerichtet zum Empfangen eines Empfangssymbols umfassend eine Vielzahl von störenden Übertragungen aus einem ersten Sendesymbol, wobei das erste Sendesymbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst und ein zweites Sendesymbol, wobei das zweite Sendesymbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol und dem zweiten Sendesymbol eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte sind; und einem Kanalschätzer eingerichtet zum Schätzen eines Kanals basierend auf dem Empfangssymbol und einer Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols.
• In Beispiel 15 kann der Gegenstand von Beispiel 14 wahlweise einschließen, dass das Empfangssymbol ein OFDM-Symbol umfasst.
• In Beispiel 16 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 14-15 wahlweise eine Vorverarbeitungseinheit eingerichtet zum Beseitigen eines periodischen Vorzeichens und zum Anwenden einer Fouriertransformation auf das Empfangssymbol einschließen.
• In Beispiel 17 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 14-16 wahlweise einen Entzerrer eingerichtet zum Entzerren des Empfangssymbols durch Verwenden des geschätzten Kanals einschließen.
• In Beispiel 18 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 14-17 wahlweise einschließen, dass der Kanalschätzer zum Berechnen weicher Schätzungen des Kanals und weicher Schätzungen einer Rauschvarianz basierend auf einem Bayesischen Interferenzverfahren eingerichtet ist.
• In Beispiel 19 kann der Gegenstand des Beispiels 18 wahlweise einschließen, dass der Entzerrer zum Berechnen weicher Schätzungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols basierend auf den weichen Schätzungen des Kanals und der Rauschvarianz eingerichtet ist.
• Im Beispiel 20 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 14-19 wahlweise einschließen, dass der Kanalschätzer zum Schätzen des Kanals basierend auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix eingerichtet ist, wobei die Wörterbuchmatrix das erste Sendesymbol und das zweite Sendesymbol umfasst.
• In Beispiel 21 kann der Gegenstand des Beispiels 20 wahlweise einschließen, dass der Kanalschätzer zum Berechnen der Wörterbuchmatrix basierend auf den Schätzungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols eingerichtet ist.
• Beispiel 22 ist ein OFDM-Empfänger umfassend: einen Empfangsanschluss eingerichtet zum Empfangen eines Empfangs-OFDM-Symbols umfassend: störende Übertragungen aus einem ersten OFDM-Symbol, wobei das erste OFDM-Symbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, und ein zweites OFMD-Symbol, wobei das zweite OFDM-Symbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten OFDM-Symbol und dem zweiten OFMD-Symbol eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte sind; einen Kanalschätzer eingerichtet zum Schätzen einer Vielzahl weicher Schätzungen einer Kanalimpulsantwort und einer Rauschleistung basierend auf dem Empfangs-OFDM-Symbol und basierend auf einer Vielzahl weicher Schätzungen des ersten OFDM-Symbols und des zweiten OFDM-Symbols; einen Entzerrer eingerichtet zum Schätzen der Vielzahl weicher Schätzungen des ersten OFDM-Symbols und des zweiten OFDM-Symbols basierend auf der Vielzahl weicher Schätzungen der Kanalimpulsantwort und der durch den Kanalschätzer geschätzten Rauschleistung.
• In Beispiel 23 kann der Gegenstand des Beispiels 22 wahlweise einschließen, dass der Kanalschätzer zum Schätzen der Vielzahl von weichen Schätzungen des Kanals basierend auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix eingerichtet ist, wobei die Wörterbuchmatrix das erste OFDM-Symbol und das zweite OFDM-Symbol umfasst.
• In Beispiel 24 kann der Gegenstand des Beispiels 23 wahlweise einschließen, dass die Signaldarstellung: y_n = A_{n,n- 1}β + ε_n entspricht, wobei y_n das Empfangssymbol zum Zeitpunkt n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β weiche Schätzungen der Gewichte des Kanals im Zeitbereich bezeichnet und ε_n eine weiche Schätzung einer Rauschleistung bezeichnet.
• In Beispiel 25 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 22-24 wahlweise einschließen, dass der Entzerrer zum Schätzen einer eine geschätzte Impulsantwort des Kanals darstellenden ersten Matrix, einer eine geschätzte Intersymbol-Interferenz darstellenden zweiten Matrix und einer eine geschätzte Träger-Träger-Interferenz darstellenden dritten Matrix eingerichtet ist.
• Beispiel 26 ist ein computerlesbares Mittel, auf dem Computeranweisungen gespeichert sind, die bei Ausführung durch einen Computer den Computer veranlassen, das Verfahren eine der Beispiele 1 bis 13 durchzuführen.
• Beispiel 27 ist ein Kanalschätzer, umfassend: Empfangsmittel zum Empfangen eines Empfangssymbols umfassend: eine Vielzahl von störenden Übertragungen aus einem ersten Sendesymbol, wobei das erste Sendesymbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst und ein zweites Sendesymbol, wobei das zweite Sendesymbol eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol und dem zweiten Sendesymbol eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte sind; und Schätzmittel zum Schätzen eines Kanals basierend auf dem Empfangssymbol (γ_n) und einer Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols und des zweiten Sendesymbols.
• In Beispiel 28 kann der Gegenstand des Beispiels 27 wahlweise einschließen, dass das Empfangssymbol wenigstens eines von Intersymbol-Interferenz und Träger-Träger-Interferenz aus der Übertragung des ersten Sendesymbols und der Übertragung des zweiten Sendesymbols umfasst.
• In Beispiel 29 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 27-28 wahlweise Entzerrungsmittel zum Entzerren des Empfangssymbols durch Verwenden des geschätzten Kanals einschließen.
• In Beispiel 30 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 27-29 wahlweise einschließen, dass die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol und dem zweiten Sendesymbol eine Vielzahl von Übertragungen nachfolgender Zeitpunkte sind.
• In Beispiel 31 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 27-30 wahlweise einschließen, dass das erste Sendesymbol und das zweite Sendesymbol OFDM-Symbole umfassen.
• In Beispiel 32 kann der Gegenstand des Beispiels 30 wahlweise einschließen, dass eine Dauer eines periodischen Vorzeichens des OFDM-Symbols kürzer als eine Laufzeit des Kanals ist.
• In Beispiel 33 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 27-32 wahlweise einschließen, dass das Schätzmittel zum Schätzen des Kanals basierend auf datenunterstützter Kanalschätzung im Zeitbereich eingerichtet ist.
• In Beispiel 34 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 27-33 wahlweise einschließen, dass das Schätzmittel zum Schätzen des Kanals basierend auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix eingerichtet ist, wobei die Wörterbuchmatrix das erste Sendesymbol und das zweite Sendesymbol umfasst.
• In Beispiel 35 kann der Gegenstand des Beispiels 34 wahlweise Einschließen, dass die Signaldarstellung auf einem dünn besetzten Kanalmodell mit nur wenigen nicht vernachlässigbaren Mehrwegekomponenten basiert.
• In Beispiel 36 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 34-35 wahlweise einschließen, dass die Signaldarstellung auf probalistischer Modellierung des Kanals und Rauschens basiert.
• In Beispiel 37 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 34-36 wahlweise einschließen, dass die Signaldarstellung: y_n = A_n,n-1β + ε_n entspricht, wobei y_n das Empfangssymbol zum Zeitpunkt n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β die Gewichte des Kanals im Zeitbereich bezeichnet und ε_n eine Rauschleistung bezeichnet.
• In Beispiel 38 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 34-37 wahlweise Mittel zum gemeinsamen Schätzen zum gemeinsamen Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole durch Anwenden der Signaldarstellung einschließen.
• In Beispiel 39 kann der Gegenstand des Beispiels 38 wahlweise einschließen, dass das Mittel zum gemeinsamen Schätzen zum gemeinsamen Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole basierend auf einem Bezugssystem unter Verwendung der Propagation von als richtig angenommenen Werten des mittleren Feldes (mean field belief propagation framework) eingerichtet ist.
• Beispiel 40 ist ein Sendesymbol umfassend: einen OFDM-Sender und einen OFDM-Empfänger nach einem beliebigen der Beispiele 22-25.
• In Beispiel 41 kann der Gegenstand des Beispiels 40 wahlweise eine Empfangskette zum Verarbeiten des am Empfangsanschluss empfangenen OFDM-Empfangssymbols als Reaktion auf ein am OFDM-Sender übertragenes OFDM-Sendesymbol einschließen.
• In Beispiel 42 kann der Gegenstand des Beispiels 41 wahlweise einschließen, dass das OFDM-Empfangssymbol das erste OFDM-Symbol und das zweite OFDM-Symbol umfasst.
• In Beispiel 43 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 40-42 wahlweise einschließen, dass der Kanalschätzer einen IDFT-Transformator zum Umformen des OFDM-Empfangssymbols und eine CP-Beseitigungseinheit zum Beseitigen eines periodischen Vorzeichens aus dem OFDM-Empfangssymbol umfasst.
• In Beispiel 44 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 40-43 wahlweise einschließen, dass der Entzerrer einen Demodulator, Entschachteler und eine Decodereinheit 511 eingerichtet zum Bereitstellen von LLR-Werten eines ersten Rohbitstroms wie erzeugt durch den OFDM-Sender zu einem ersten Zeitpunkt und eines zweiten Rohbitstroms wie erzeugt durch den OFDM-Sender zu einem zweiten Zeitpunkt umfasst.
• In Beispiel 45 kann der Gegenstand des Beispiels 44 wahlweise einschließen, dass der Demodulator, Entschachteler und die Decodereinheit zum Bereitstellen von LLR-Werten eines ersten verketteten Symbols wie erzeugt durch den OFDM-Sender zum ersten Zeitpunkt und eines zweiten verketteten Symbols wie erzeugt durch den OFDM-Sender zu einem zweite Zeitpunkt eingerichtet sind.
• In Beispiel 46 kann der Gegenstand eines beliebigen der Beispiele 40-45 wahlweise einschließen, dass der Entzerrer eine weiche Codierer- und weiche Umcodierereinheit eingerichtet zum Bereitstellen der Schätzungen des ersten OFDM-Symbols und des zweiten OFDM-Symbols umfasst.
• In Beispiel 47 kann der Gegenstand des Beispiels 46 wahlweise einschließen, dass die weiche Codierer- und weiche Umcodierereinheit zum Bereitstellen der Schätzungen des ersten OFDM-Symbols und des zweiten OFDM-Symbols basierend auf den LLR-Werten der ersten und zweiten verketteten Symbole von Beispiel 45 eingerichtet sind.
• Während zusätzlich ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt der Offenbarung hinsichtlich nur einer mehrerer Ausführungen offenbart sein könnte, kann ein solches Merkmal oder ein solcher Aspekt mit einer oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Ausführungen kombiniert werden, wie erwünscht und vorteilhaft für eine gegebene oder bestimmte Anwendung sein.
• Weiterhin sollen dahingehend, dass die Begriffe „einschließen“, „aufweisen“, „mit“ oder sonstige Varianten derselben in entweder der ausführlichen Beschreibung oder den Ansprüchen benutzt werden, solche Begriffe auf eine Weise ähnliche dem Begriff „umfassend“ einschließlich sein. Weiterhin versteht es sich, dass Aspekte der Offenbarung in diskreten Schaltungen, teilweise integrierten Schaltungen oder voll integrierten Schaltungen oder Programmierungsmitteln implementiert sein können. Auch sollen die Begriffe „beispielhaft“, „zum Beispiel“ und „z.B.“ nur als Beispiel dienen, und nicht als bestens oder optimal.
• Obwohl hier bestimmte Aspekte dargestellt und beschrieben worden sind, wird der gewöhnliche Fachmann erkennen, dass eine Vielzahl alternativer und/oder entsprechender Implementierungen für die gezeigten und beschriebenen bestimmten Aspekte ausgetauscht werden können, ohne aus dem Schutzumfang der vorliegenden Offenbarung zu weichen. Die vorliegende Anmeldung soll alle Anpassungen oder Variationen der hier besprochenen bestimmten Aspekte abdecken.
• Obwohl die Elemente in den nachfolgenden Ansprüchen in einer bestimmten Reihenfolge mit entsprechender Kennzeichnung wiedergegeben sind, sollen diese Elemente nicht unbedingt auf die Ausführung in dieser bestimmten Folge begrenzt sein.
• Bezugszeichenliste
• 5

  571

  Rohbitstrom erzeugen

  565

  Codierer u. Verschachteler

  569

  Verketten

  567

  0-Fülldaten

  561

  Modulator

  563

  Verketten

  559

  Pilot-Generator

  557

  IDFT u. CP addieren

  517

  Bitstrom zu höheren Schichten

  515

  Rohbitstrom berechnen

  511

  Demodulator u. Entschachteler u. Decodierer

  509

  Kanalschätzung

  513

  Weichcodierer u. Weichumcodierer

  507

  CP u. DFT beseitigen

  520

  Langer Kanal g_n

• 6

  603

  Kanalschätzung

Claims (24)

1. Verfahren (200) zur Kanalschätzung, umfassend: Empfangen (201) eines Empfangssymbols (206) umfas-send: eine Vielzahl störender Übertragungen aus: einem ersten Sendesymbol (202), wobei das erste Sendesymbol (202) eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, und einem zweiten Sendesymbol (204), wobei das zweite Sendesymbol (204) eine Vielzahl unbekannter modulierter Symbole verschachtelt mit einer Vielzahl bekannter modulierter Symbole umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol (202) und dem zweiten Sendesymbol (204) eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte sind; und Schätzen (203) eines Kanals basierend auf dem Emp-fangssymbol (206) und einer Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols (202) und des zweiten Sendesymbols (204), wobei das Schätzen (203) des Kanals auf einer daten-unterstützten Kanalschätzung im Zeitbereich basiert, welche sowohl die unbekannten modulierten Symbole als auch die bekannten modulierten Symbole als Beobachtungen nutzt.
2. Verfahren (200) nach Anspruch 1, wobei das Empfangssymbol (206) wenigstens eines von Intersymbol-Interferenz und Träger-Träger-Interferenz aus der Übertragung des ersten Sendesymbols (202) und der Über-tragung des zweiten Sendesymbols (204) umfasst.
3. Verfahren (200) nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin umfassend: Entzerren des Empfangssymbols (206) durch Verwenden des geschätzten Kanals.
4. Verfahren (200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol (202) und dem zweiten Sendesymbol (204) eine Vielzahl von Übertragungen nachfolgender Zeitpunkte ist.
5. Verfahren (200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste Sendesymbol (202) und das zweite Sendesymbol (204) OFDM-Symbole umfassen.
6. Verfahren (200) nach Anspruch 5, wobei eine Dauer eines periodischen Vorzeichens der OFDM-Symbole kürzer als eine Laufzeit des Kanals ist.
7. Verfahren (200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei Schätzen (203) des Kanals auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix basiert, wobei die Wörterbuchmatrix das erste Sendesymbol (202) und das zweite Sendesymbol (204) umfasst.
8. Verfahren (200) nach Anspruch 7, wobei die Signaldarstellung auf einem dünnbesetzten Kanalmodell mit nur wenigen nicht vernachlässigbaren Mehrwegekomponenten basiert.
9. Verfahren (200) nach Anspruch 7 oder 8, wobei eine Signaldarstellung auf probabilistischer Modellierung des Kanals und Rauschens basiert.
10. Verfahren (200) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei die Signaldarstellung: $$y_N=A_{n,n-1}\beta +{\epsilon }_n,$$

    

    entspricht, wobei y_n das Empfangssymbol zum Zeitpunkt n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β Gewichte des Kanals im Zeitbereich bezeichnet und ε_n eine Rauschleistung bezeichnet.
11. Verfahren (200) nach einem der Ansprüche 7 bis 10, umfassend: gemeinsames Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole (202, 204) durch Anwenden der Signaldarstellung.
12. Verfahren (200) nach Anspruch 11, wobei gemeinsames Schätzen des Kanals und der ersten und zweiten Sendesymbole (202, 204) auf einem Bezugssystem unter Verwendung der Propagation von als richtig angenommenen Werten des mittleren Feldes (mean field belief propagation framework) basiert.
13. Verarbeitungsschaltung (300), umfassend: einen Empfangsanschluss (301), eingerichtet zum Empfangen eines Empfangssymbols (206), umfassend: eine Vielzahl von störenden Übertragungen aus: einem ersten Sendesymbol (202), wobei das erste Sendesymbol (202) eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen umfasst, und einem zweiten Sendesymbol (204), wobei das zweite Sendesymbol (204) eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten Sendesymbol (202) und dem zweiten Sendesymbol (204) eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte ist; und einen Kanalschätzer (303) eingerichtet zum Schätzen eines Kanals basierend auf dem Empfangssymbol (206) und einer Vielzahl von Schätzungen des ersten Sendesymbols (202) und des zweiten Sendesymbols (204), wobei das Schätzen des Kanals auf einer daten-unterstützten Kanalschätzung im Zeitbereich basiert, welche sowohl die unbekannten modulierten Symbole als auch die bekannten modulierten Symbole als Beobachtungen nutzt.
14. Verarbeitungsschaltung (300) nach Anspruch 13, wobei das Empfangssymbol (206) ein OFDM-Symbol umfasst.
15. Verarbeitungsschaltung (300) nach Anspruch 13 oder 14, umfassend: eine Vorverarbeitungseinheit eingerichtet zum Beseitigen eines periodischen Vorzeichens und zum Anwenden einer Fouriertransformation auf das Empfangssymbol (206).
16. Verarbeitungsschaltung (300) nach einem der Ansprüche 13 bis 15, umfassend: einen Entzerrer eingerichtet zum Entzerren des Empfangssymbols (206) durch Verwenden des geschätzten Kanals.
17. Verarbeitungsschaltung (300) nach einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei der Kanalschätzer (303) zum Berechnen weicher Schätzungen des Kanals und weicher Schätzungen einer Rauschvarianz basierend auf einem Bayesischen Interferenzverfahren eingerichtet ist.
18. Verarbeitungsschaltung (300) nach Anspruch 17, wobei der Entzerrer zum Berechnen von weichen Schätzungen des ersten Sendesymbols (202) und des zweiten Sendesymbols (204) basierend auf den weichen Schätzungen des Kanals und der Rauschvarianz eingerichtet ist.
19. Verarbeitungsschaltung (300) nach einem der An-sprüche 13 bis 18, wobei der Kanalschätzer (303) zum Schätzen des Kanals basierend auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix eingerichtet ist, wobei die Wörterbuchmatrix das erste Sendesymbol (202) und das zweite Sendesymbol (204) umfasst.
20. Verarbeitungsschaltung (300) nach Anspruch 19, wobei der Kanalschätzer zum Berechnen der Wörter-buchmatrix basierend auf den Schätzungen des ersten Sendesymbols (202) und des zweiten Sendesymbols (204) eingerichtet ist.
21. OFDM-Empfänger (400, 500), umfassend: einen Empfangsanschluss (401, 501) eingerichtet zum Empfangen eines OFDM-Empfangssymbols (406, r_n ^(CP)), umfassend: eine Vielzahl von störenden Übertragungen aus: einem ersten OFDM-Symbol (x_n) , wobei das erste OFDM-Symbol eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen umfasst, und einem zweiten OFDM-Symbol (x_n-1), wobei das zweite OFDM-Symbol eine Vielzahl von unbekannten modulierten Symbolen verschachtelt mit einer Vielzahl von bekannten modulierten Symbolen umfasst, wobei die Vielzahl von Übertragungen aus dem ersten OFDM-Symbol (x_n) und dem zweiten OFDM-Symbol (x_n-1) eine Vielzahl von Übertragungen verschiedener Zeitpunkte (n, n-1) sind; einem Kanalschätzer (403, 503) eingerichtet zum Schätzen einer Vielzahl von weichen Schätzungen einer Kanalimpulsantwort (β) und einer Rauschleistung (ε_n) basierend auf dem OFDM-Empfangssymbol (406, r_n ^(CP)) und basierend auf einer Vielzahl von weichen Schätzungen des ersten OFDM-Symbols (x_n) und dem zweiten OFDM-Symbol (x_n-1), wobei das Schätzen auf einer datenunterstützten Kanalschätzung im Zeitbereich basiert, welche sowohl die unbekannten modulierten Symbole als auch die bekannten modulierten Symbole als Beobachtungen nutzt; einen Entzerrer (405, 505) eingerichtet zum Schätzen der Vielzahl von weichen Schätzungen des ersten OFDM-Symbols (x_n) und des zweiten OFDM-Symbols (x_n-1) basierend auf der Vielzahl weicher Schätzungen der Kanalimpulsantwort (β) und der durch den Kanalschätzer (403, 503) geschätzten Rauschleistung (ε_n).
22. OFDM-Empfänger (400, 500) nach Anspruch 21, wobei der Kanalschätzer (403, 503) zum Schätzen der Vielzahl von weichen Schätzungen der Kanalimpulsantwort basierend auf einer Signaldarstellung umfassend eine Wörterbuchmatrix eingerichtet ist, wobei die Wörterbuch-matrix das erste OFDM-Symbol (x_n) und das zweite OFDM-Symbol (x_n-1) umfasst.
23. OFDM-Empfänger (400, 500) nach Anspruch 22, wobei die Signaldarstellung $$y_n=A_{n,n-1}\beta +{\epsilon }_n,$$

    

    entspricht, wobei y_n das Empfangssymbol zum Zeitpunkt n bezeichnet, A_n,n-1 die Wörterbuchmatrix bezeichnet, β weiche Schätzungen der Gewichte des Kanals im Zeitbereich be-zeichnet und ε_n eine weiche Schätzung einer Rauschleistung bezeichnet.
24. OFDM-Empfänger (400, 500), nach einem der Ansprüche 21 bis 23, wobei der Entzerrer (405, 505) zum Schätzen einer eine geschätzte Impulsantwort des Kanals darstellenden ersten Matrix, einer eine geschätzte Intersymbol-Interferenz darstellenden zweiten Matrix und einer eine geschätzte Träger-Träger-Interferenz darstellenden dritten Matrix eingerichtet ist.

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