TWI502932B - 具有時域通道估計之正交分頻多工接收器 - Google Patents

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Description

具有時域通道估計之正交分頻多工接收器
本發明係關於一種用於處理通信信號以更有效地達成通道估計(尤其在執行頻域處理之正交分頻多工(OFDM)接收器中提供通道估計時)之系統及方法。
著作權聲明/許可
本專利文件之揭示內容的一部分含有受著作權保護之內容。著作權所有人不反對專利及商標局的專利檔案或記錄中出現的對專利文件或專利揭示內容中之任一者的摹本再生，但除此之外任何情況下均保留著作權所有。此聲明適用於下文及圖式中所描述之軟體及資料。
本申請案主張2011年11月15日申請並以全文引用之方式併入的題為「具有時域通道估計之正交分頻多工接收器(OFDM Receiver with Time Domain Channel Estimation)」之美國臨時專利申請案第61/559,793號之優先權。
為增加資料速率及減輕多路徑，包括所謂的4G無線網路(諸如，WiMAX及LTE)的進階網路已針對其PHY層採用正交分頻多工(OFDM)波形之變化。PHY層為實體電磁構件，藉由該構件來空中或有線傳輸及接收資訊之位元。OFDM提供備受追捧的頻寬效率，具有對於城市環境中無線通道之多路徑的固有減輕。OFDM傳輸之敏感性眾所皆知。用於PHY層之「位元泵」方案已證明在數位用戶線(DSL、有線)OFDM應用中係成功的。另一方面，行動無 線OFDM應用仍面臨達成OFDM之設計容量的挑戰。
OFDM之實踐及理論優點的核心係快速傅立葉變換(FFT)之使用。OFDM中實施之FFT可視為類似於N c個同時無線電台的一組調諧器，此係因為由FFT產生之載頻調中之每一者可獨立地指派至使用者。OFDM PHY在短時間週期內提供或接收在每一副載波頻率(載頻調)上之位元之同時爆發(blast)，其中副載波完全或部分地分配至給定使用者。在不同使用者當中進行副載波之部分分配及在一個週期內聚集許多使用者係用於OFDM之一多重存取方案。在10MHz頻寬通道之狀況下，使用者可在非常短的持續時間(諸如，0.1毫秒)內接收至多N c=840(WiMAX)或600(LTE)個同時載頻調。每時間週期此等N c個載頻調組成一OFDM符號。在一符號內之許多使用者之分配稱為OFDMA。
無線標準通常由藉由可用頻寬及資訊之時間敏感性定義的三個重要時間區段組成。數個符號經串連以定義一訊框，訊框為最長相關時間單位且(例如)可為十毫秒。若該等標準將二十個符號指派至一訊框，則符號持續時間為0.5毫秒。最後，FFT大小及循環字首持續時間定義樣本之間的時間間隔，所以1024點FFT及128點CP定義43奈秒之取樣時間。雖然FFT計算可比較有效，但例示性OFDM系統之FFT大小足夠大(例如，在10MHz頻寬狀況下1024個樣本)，使得計算需求仍然相當高且功率消耗仍然係設計用於使用者手機之接收器時的重要約束。
OFDM系統比基於分碼多重存取(CDMA)之3G系統更敏 感且具有較不穩健的信號擷取。OFDM系統之敏感性歸因於其對將傳入信號自時域變換至頻域之快速傅立葉變換(FFT)之使用。OFDM系統中之FFT可在極常見之真實世界條件及接收器實施情況下偏離理想假定。若在FFT演算法下之假定失敗，則串擾產生於正經傳輸之所有N c個通道之間(N c個副載波上)。副載波之間的串擾使效能降級，該降級又使位元錯誤率(BER)增加。
無線OFDM手機可自傳輸塔台(「基地台」)接收歸因於來自結構或大的水面之反射的同一信號之多路徑(具有不同延遲之複本)。此非視線接收或多路徑使信號自藉由傳輸器輸出之平坦頻域「形狀」失真。接收器必須計算濾波器以將信號恢復至其原始平坦頻譜形狀；該濾波器據稱使信號等化。OFDM接收器針對所傳輸之每一OFDM符號執行關鍵等化計算。
不同於通常用於通信系統中之大多數其他調變策略，OFDM可包括兩個等化器以改良信號品質：時間等化器(TEQ)及頻率等化器(FEQ)。諸如DSL之一些OFDM應用包括時間等化器，而其他應用(諸如，實施當前無線標準之系統)不要求時間等化器。所有實際OFDM接收器具有頻率等化器。無論接收器是包括時間等化器抑或僅包括頻率等化器，在等化器可用以改良信號品質之前，接收器均需要執行通道估計以至少初始地判定等化器係數之值。判定頻率等化器之係數通常係在頻域中執行。
圖1示意地說明OFDM通信系統，包括產生藉由資訊(諸 如，由電腦網路產生之資料或語音資料)調變之無線電信號的OFDM傳輸器10。無線電信號經由通道12行進至接收器14。通道12以各種方式(包括藉由在不同長度之多個路徑上的傳輸)使無線電信號失真，從而在稱為多路徑之機制中引入具有不同偏移及振幅之無線電信號之多個複本。習知OFDM接收器電路14將所接收信號降頻轉換至基頻，且接著將彼信號類比轉數位轉換以產生輸入至圖1中所張示之OFDM處理電路中的資訊信號。無線電信號輸入至使該信號暫時對準使得該信號可根據傳輸標準來處理之對準元件16。在對準元件16之後，信號經傳遞至自信號移除循環字首(CP)之處理元件18。習知OFDM傳輸器10將長度為N CP 之CP(其由最後N CP 個樣本組成)添加至長度為N之獨特信號波形，使得傳輸器轉換成類比並傳輸的數位信號具有長度N+N CP 。接收器之反向轉換處理程序的初始步驟接著移除並捨棄所添加之N CP 個循環字首樣本。在彼步驟之後，串列至並列轉換元件組織串列信號且將其轉換成並列信號以供進一步處理。循環首碼字首可在串列至並列轉換之前或之後移除。
在CP移除18之後，並列資料經提供至將時域樣本s(n)轉換成頻域樣本R i (k)之集合以供處理的快速傅立葉變換(FFT)處理器20。假定所接收OFDM符號藉由通道損毀，對於OFDM，假定通道將振幅及相位失真引入至來自用於OFDM系統中之副載波頻率中之每一者的樣本。FEQ 22將對用於OFDM系統中之頻率中之每一者特定的振幅及相位 校正應用於在不同頻率上傳輸之各種樣本。為判定待由FEQ 22應用之校正，FEQ 22需要估計在每一頻率下通道之振幅及相位自理想狀況的變化。
用於圖1中之習知OFDM通道估計器24通常接收導頻載頻調位置26之集合或具有可預測特性(諸如，已知位元及副載波位置)之另一信號且基於該集合或該另一信號來估計通道。此操作被稱為頻域通道估計或FDCE。導頻載頻調一般由相關標準規定。可能有必要自所接收資訊內插以針對每一副載波或載頻調提供通道估計資訊。所有FDCE實施對FFT輸出之OFDM符號作出反應以提取導頻。每一導頻處之通道估計可判定為自針對每一導頻理想預期之後解調變值「+1」的振幅及相位旋轉。亦即，自此「+1」值之任何偏差構成來自彼頻率之頻寬下之通道的失真。資料副載波頻率下之通道之值可藉由內插在導頻副載波頻率下獲得之值而估計。對簡單通道估計方案之各種改良係已知的且習知地實施於頻域中。頻率等化器22接收來自快速傅立葉變換處理器20之信號及來自估計器24之通道估計且使信號等化。等化器22之輸出通常提供至將等化器之並列輸出轉換成串列輸出使用者信號的並列至串列元件。
OFDM符號係藉由根據待「載入」至彼OFDM符號中之位元的數目將作用中資料副載波值設定為來自值之指定集合之非零值來建構。此等值接著經受反快速傅立葉變換(IFFT)以獲得時域樣本。接著，藉由自符號之時域樣本之結尾取出預定數目個樣本來將循環字首附加至符號之開頭 部分。若IFFT產生1024個樣本，則時間樣本之數目為1024。某些標準選擇CP以具有長度128。彼情形意謂傳輸器自1024個樣本之序列選擇最後128個樣本且將彼等樣本加在前面，使得其變為所傳輸OFDM符號中之前128個樣本，所傳輸OFDM符號具有總計1152個樣本。因為此構造，自OFDM符號之1152個樣本選擇任何1024個樣本產生原始1024個OFDM時間樣本上之循環移位。
在WiMAX標準之狀況下，對於總計840個作用中副載波，OFDM符號可在60個子通道上傳輸，其中每一子通道14個作用中副載波且每一子通道4個導頻。導頻在任何給定符號及因此子通道中之位置藉由標準來指定。
OFDM之一理論優點為等化可在針對每一所接收載頻調之FFT之後個別地且經由相當簡單之演算法來執行。啟用OFDM接收器之另一優點在於，等化器係數僅需要針對與使用者相關之每一副載波以小於FFT大小之量來估計。對應於每一載頻調之每一等化器係數的值將取決於通道係數之估計-稱為通道估計。類似於OFDM接收器中之許多操作，典型OFDM接收器在FFT之後執行通道估計，此係因為彼時之通道估計係基於使用者之載頻調分配而簡單且有效地執行。因為通道估計係在FFT之後執行，所以載頻調將受FFT及後FFT失真(稱為載波間干擾(ICI))影響。ICI一般經由三個條件顯現：1)頻率調諧中之誤差；2)來自行動性之都卜勒(doppler)；及3)來自其他蜂巢小區基站之干擾。OFDM系統藉由在符號之間提供時隙而適應符號間干 擾，使得與其他無線方案相比較，對於OFDM而言通常很少關注符號間干擾。
任何給定通道具有對於其容量之熟知限制。在當前OFDM實施中，在低於預期速率之情況下，存在容量之額外損失。通道估計誤差為主要原因。因為ICI影響典型實施中之通道估計演算法(後FFT)，所以不良通道估計導致不準確之等化器係數。歸因於多種情況(諸如，高要求之通道及不良通道估計)的增加之位元錯誤率(BER)可藉由減小提供至使用者之傳輸位元率來適應。實際上，減小傳輸位元率允許抗干擾之穩健性。然而，此位元率減小為非線性校正，此係因為OFDM方案允許每載頻調傳輸兩個、四個或六個位元且因此在一些情況下減輕失真需要傳輸少於2個位元/載頻調，此情形意謂系統使資料完全不可用於使用者。
本發明之一態樣提供一種用於處理OFDM信號之方法，其包含基於標準規定之導頻位置及虛擬導頻位置來判定參考信號。虛擬導頻位置為除標準規定之導頻位置之外的位置且回應於標準規定之導頻位置。該方法回應於參考信號而執行時域通道估計且回應於該時域通道估計而使所接收符號等化。
本發明之另一態樣提供一種用於處理OFDM信號之方法，其包含接收導頻與資料資訊之混合符號。回應於實際導頻資訊而提供虛擬導頻資訊之集合。基於至少虛擬導頻 位置來判定參考信號。虛擬導頻位置為除實際導頻位置之外的位置且回應於實際導頻位置。回應於參考信號而執行時域通道估計且回應於時域通道估計而使所接收符號等化。
本發明之另一態樣提供一種用於處理OFDM信號之方法，其包含回應於一或多個所接收之OFDM符號而產生一時域通道脈衝回應。此時域通道脈衝回應具有一第一樣本集。評估該第一樣本集以識別包含估計之時域通道脈衝回應的一第二樣本集。改良該估計之時域通道脈衝回應以產生一改良之時域通道估計。以回應於該改良之時域通道估計的方式來使所接收符號等化。
本發明之又一態樣提供一種用於處理OFDM信號之方法，其包含回應於一或多個所接收之OFDM符號而產生一時域通道脈衝回應。此時域通道脈衝回應具有一第一樣本集。評估該第一樣本集以基於該第一樣本集之振幅來識別一第一樣本位置，且回應於該第一樣本位置，選擇一第二樣本集為一截斷之時域通道脈衝回應。該方法改良該截斷之時域通道脈衝回應以產生一改良之時域通道估計，且回應於該改良之時域通道估計而使所接收符號等化。
實施時域通道估計(TDCE)之正交分頻多工(OFDM)系統與實施頻域通道估計(FDCE)方法之OFDM系統相比可提供優越效能(例如，更穩健效能)。在此情境下，穩健性被視為通信系統在存在都卜勒、干擾或載波偏移條件或此等條 件之組合情形下工作的能力。實施TDCE之OFDM系統可能更加穩健，此係因為在較佳實施中其可使用統計方法或最小化由於干擾之損毀的其他策略來量測通道。相比而言，使用頻域通道估計之OFDM系統通常經由在對所接收信號執行快速傅立葉變換(FFT)之後分析該所接收信號來量測通道。快速傅立葉變換為OFDM系統之中心，但FFT亦以可使頻域通道估計降級之方式將干擾「黏結(cement)」至信號中。
TDCE OFDM接收器之較佳實施可針對給定功能性等級提供較低功率消耗。較佳地，藉由以下操作中之一或多者提供較低功率消耗系統：使用複雜性相對較低之系統；每OFDM符號執行通道估計一次；或達成較高準確度以促進實施相關之容量間隙(capacity-gap)減小。如此處描述之TDCE OFDM接收器可處理此等策略中之每一者以用於提供較低功率消耗。
較佳OFDM通信系統之一變化在經由快速傅立葉變換處理所接收符號之前回應於該等符號而執行時域通道估計。通信系統較佳自實際導頻產生虛擬導頻以改良通道估計之穩定性及品質。較佳系統之此等變化自實際導頻及虛擬導頻產生參考信號且回應於所接收符號而將所得參考信號與一信號相關以產生初始通道脈衝回應(CIR)並判定關於通道之統計。在一些情形中，所得參考信號與修改之符號相關，在修改之符號中強調實際導頻位置及虛擬導頻位置且不強調資料位置。在一些實施中，時域通道估計較佳回應 於CIR及特性化通道之量度(諸如，通道統計)而以反覆方式改良初始CIR。系統之較佳態樣經由平均來判定僅資料符號之通道估計，其中平均較佳經由內插或內插與外插來執行且較佳在頻域中執行。
較佳OFDM通信系統之另一變化自包括導頻載頻調之資料集與經快速傅立葉變換處理之符號的頻域相關開始執行時域通道估計。所得相關(例如)經由IFFT而變換至時域以提供初始通道脈衝回應(CIR)且如前所述判定關於通道之統計。用於相關之導頻載頻調之集合可(例如)為由適當標準規定之實際導頻之集合。當需要較大穩健性或穩定性時，用於相關之導頻載頻調之集合較佳包括由標準規定之實際導頻及如下文所論述而判定之虛擬導頻。產生改良之時域通道估計且(連同其他處理程序)使時域通道估計同步之時域CIR的進一步處理如上文及下文所論述而進行。
圖2為整個OFDM系統內之時域通道估計(TDCE)正交頻域多工(OFDM)接收器的基本示意圖。OFDM通信系統包括產生藉由諸如由電腦網路產生之資料或語音資料之資訊調變的無線電信號之OFDM傳輸器100。無線電信號經由通道102行進至TDCE OFDM接收器之較佳實施。通道102以各種方式(包括藉由在具有不同長度之多路徑上之傳輸，其在稱為多路徑之機制中引入具有不同偏移及振幅之無線電信號之多個複本)使無線電信號失真。無線電信號經降頻轉換且輸入至使信號暫時對準使得信號可根據傳輸標準來處理之對準元件104。在對準之後，資料經傳遞至自信號 移除循環字首(CP)之處理元件106。在彼步驟之後，串列至並列轉換元件組織該串列信號且將其轉換成並列以供進一步處理。可在串列至並列轉換之前或之後移除循環字首。
在CP移除106之後，並列資料經提供至將時域樣本s(n)轉換至頻域樣本R i (k)之集合以供處理的快速傅立葉變換(FFT)處理器108。假定所接收OFDM符號藉由通道損毀，對於OFDM，假定通道將振幅及相位失真引入至用於OFDM系統之副載波頻率中的每一者處之值。頻率等化器110可將對用於OFDM系統中之副載波頻率中之每一者特定的振幅及相位校正應用於在不同頻率上傳輸之各種樣本。由FEQ 110應用之校正較佳使用自具有較佳在時域中提供之通道估計之理想狀況的通道之振幅及相位變化的通道估計。圖2之TDCE接收器的某些較佳實施針對每一所接收OFDM符號判定通道估計。其他較實施使用統計量測來提供對抗已知損害之穩健功能性。由頻率等化器110輸出之等化符號經提供至解碼器380，解碼器380處理該符號以提取所傳輸之資料。適當解碼器在此項技術中為已知的。
本發明者已觀察到限制OFDM鏈路效能之機制為OFDM FEQ內之錯誤副載波(載頻調)權重的指派，其很大程度上歸因於通道估計之錯誤而發生。為此，本發明者提議在一些較佳實施例中實施與在頻域中於導頻之間習知地實施的內插相比更穩健之通道估計。
圖2接收器之部分較佳經選擇以促進產生時域通道估 計。導頻位置元件390儲存且輸出導頻信號位置之集合。導頻位置元件390可輸出對應於適當通信標準規定為具有導頻信號之符號及副載波的導頻信號位置。當需要時，導頻位置元件390亦輸出除由標準規定之導頻信號位置之外且較佳自該等導頻信號位置產生的虛擬導頻位置。額外虛擬導頻信號提供可由回應元件使用以產生更準確輸出的增加之導頻信號刺激，該等更準確輸出可尤其在某些條件下提供更大且所要的穩定性。參考信號元件310較佳回應於由導頻位置元件390輸出之導頻位置資訊且更佳回應於實際及虛擬導頻位置以產生具有增加之導頻信號位置刺激的參考信號。在一些實施中，導頻位置元件390將輸出每一實際及虛擬導頻位置之與彼等頻域實際及虛擬導頻相關聯的相位及振幅資訊。諸如參考信號元件310之其他電路可取決於電路實施之方式及實施之複雜性而提供此等資料集中之一或多者，或在某些實施中可能不需要此等資料集中之一或多者。由元件310產生之參考信號視需要可為時域信號或可為頻域信號，包括如針對切換器305之時間或頻率選擇為最佳的信號。由元件310輸出之參考信號允許參考信號與時域或頻域接收信號之間的相關。
在OFDM接收器之某些較佳實施例中，接收器較佳選擇最大通道脈衝回應(CIR)長度以用於估計，該長度較佳短於OFDM符號長度。對於特定系統，符號長度一般為固定的。在一些較佳實施例中，系統可選擇初始CIR之部分用於進一步處理以產生通道估計或可以其他方式達成長度短 於符號長度或初始CIR之長度的通道估計。此等較佳實施例可(例如)利用特性化通道之量度以依據複雜度、穩健度及準確度有利地判定有益於時域通道估計之初始符號長度CIR之縮短。適當量度可(例如)藉由反覆控制器350產生或可藉由圖2接收器之另一元件回應於通道而產生。(例如)藉由包括由導頻位置元件390估計之虛擬導頻位置的導頻資訊之改良較佳反映於統計量測320之品質中。在某些較佳接收器實施中之統計量測元件320可用以提供在較大時間跨距上之較高品質信號，使得CIR選擇模組330較佳可經設計以經由能量最佳化方法截斷CIR。組合此等單獨有利策略中之兩者或兩者以上的圖2接收器之實施例可展現其他優點。舉例而言，元件310、320及330之所說明配置的串列處理較佳可經實施以增加資訊及其品質，通道估計元件340自資訊及其品質產生其結果。如下文更詳細地論述，此表示在經由用於估計之較長通道長度耦接至系統中之信號中之雜訊及其他變化與用於估計中之改良能量位準之間的取捨。
較佳地，通道估計元件340至少能夠執行時域通道估計。通道估計元件340可接收初始CIR之時域表示(無論彼初始CIR是在時域中產生抑或在頻域中產生皆具有變換至時域中之結果)，且較佳處理該初始CIR以產生時域通道估計。如圖2中所說明，較佳切換器305選擇性地將時域信號(在FFT 108中之FFT處理之前)或頻域信號(在FFT 108中之FFT處理之後)耦接至包括統計量測元件320之接收器之各 種元件。因此，在特別較佳之接收器實施中，統計量測元件320能夠選擇性地執行時域或頻域通道估計以產生初始時域CIR。此處論述之大多數優點與接收器內之最終時域通道估計之使用有關且因此通道估計元件340至少包括基於初始時域CIR之時域通道估計能力為較佳的，其中接收器可在頻域中部分地判定初始時域CIR。某些實施例較佳實施估計模組340，使得其回應於在反覆控制器350中計算的量度，反覆控制器350又可回應於模組310、320、330中之一或多者或全部。在另外其他實施例中，較佳地，反覆控制器350可進一步回應於較佳藉由解碼器模組380產生且作為回饋提供至反覆控制器350之錯誤率資訊而改良此等量度。提供圖2接收器之額外元件或電路(諸如，相位對準元件360、填補元件、FFT及平均策略元件370)以用於接收器之進一步改良、不同態樣或不同操作模式。舉例而言，某些元件或電路係可用的，使得通道估計可根據是時域抑或頻域估計存在於接收器中之彼點處來預備以用於適當之進一步處理。圖2接收器之較佳實施可實施額外後估計元件或電路以達成計算或操作效率。舉例而言，相位對準元件360如圖2所說明較佳實施於時域中，但相位對準元件可實施於頻域中，即使此實施將包括複數值乘法器亦如此。
圖2之接收器部分以來自元件310、320及330之較佳實施之輸出的改良之品質及來自反覆控制器350之改良之效率來論證改良之效能。此等元件中之一些或全部可取決於整個通信系統之特性而包括於本發明之實施中。圖2之接收 器部分常常包括兩個額外處理模組。在許多情形下，估計模組340不提供經適當對準以用於等化之CIR。較佳地，相位對準模組360接著回應於來自反覆控制器模組350之量度以適當地調整CIR從而匹配正由TDCE接收器處理之相應OFDM符號之頻域相位。TDCE接收器之所說明實施例之另一電路為平均策略元件370。平均策略元件370亦可回應於由反覆控制器模組350計算之量度，反覆控制器模組350又可回應於來自元件310、320、330之資訊。較佳地，平均策略模組370提供通道頻率回應(CFR)或通道脈衝回應(CIR)之比可在FDCE接收器中以等效複雜度獲得之估計準確的估計。
導頻及虛擬導頻信號位置資訊
用於OFDM系統之簡單頻域通道估計器可跨越頻域且在單一符號內在導頻信號之間進行內插以獲得在資料副載波下之通道係數。諸如WiFi或WiMAX之無線通信標準規定導頻副載波在符號中之所有可能OFDM副載波當中之位置，使得接收器可併有此先驗已知資訊且將該資訊用於產生通道估計。導頻載頻調或副載波可在一些標準中逐符號改變位置。對於彼等標準，將獨特導頻承載符號平均以建構「頻域時間平均符號」可係有利的。舉例而言，在WiMAX中，以四個符號之週期性逐符號改變導頻位置。因此，若一個符號具有60個導頻，則對所有符號之平均建立4×60=240個導頻的複合頻譜。平均及使用經平均之符號的關鍵假定在於，通道在四個符號之時間跨距期間不(顯 著地)改變。此後一方法可稱為具有時域導頻平均之FDCE。頻域OFDM符號之此時域平均不與估計通道之時域處理混淆，如下文更完整地描述。
在其他標準(諸如，長期演進或LTE)中，導頻承載符號可在非連續符號中出現。舉例而言，具有0.5ms之持續時間的子訊框可由14個OFDM符號組成。在特定操作模式中之導頻可位於符號0、4、7及11中。如先前所描述，可執行對四個符號之平均，或製訂(formulate)及使用其他技術以針對非導頻承載符號估計通道。舉例而言，可使用簡單內插計算來實現判定僅資料符號之此等通道係數。與執行時域通道估計之通道估計元件340相比，此等技術係針對導頻之時域平均且不實現時域通道估計。
在上文之FDCE OFDM論述(其中符號平均係跨越時間藉由頻域估計來執行)中，在信號經受FFT之後(亦即，後FFT)，時域平均發生在經調變之副載波上。TDCE接收器可發現採用此時域導頻平均係有利的，其中在一些情形中導頻資訊進一步經操縱且變換至時域以用於相關計算。
根據本發明之TDCE OFDM接收器的一些特別較佳之實施經由虛擬導頻之產生及判定來擴大任何導頻承載符號中之導頻之數目。在較佳實施中，虛擬導頻之方法為在本端於接收器處判定或產生最低限度置放於不同於現有導頻之位置處的額外(虛擬)導頻。常常，虛擬導頻位置中之至少一些係以現有導頻位置中間的頻率(或副載波位置)來定義。計算在超出已分配之子通道外的虛擬導頻亦可係有利 的。較佳地，導頻位置模組390儲存且輸出如標準中定義之實際導頻位置之資訊，實際導頻位置可如標準中指定而變化。此外，導頻位置模組390較佳亦儲存或判定及輸出較佳或特別有利之虛擬導頻位置。虛擬導頻可位於現有導頻位置之間，或擴展至在任何給定所定義OFDM符號子通道外的副載波位置。較佳地，元件390具有三個索引集合以定義三類副載波{導頻、資料、虛擬}。
虛擬導頻之判定可(例如)經由判定取樣函數之內插值的各種技術來實行。實際上，虛擬導頻之產生類似於對時間波形進行增加取樣的問題，對時間波形進行增加取樣可經由線性內插或經由涉及B仿樣函數之更複雜計算來執行。熟習此項技術者可判定最佳適於其TDCE接收器設計中之複雜度約束及/或關於所接收符號之錯誤率量測達成最大可實現效能的內插方法。導頻位置元件390可(例如)基於標準規定之導頻位置經由B仿樣內插來判定虛擬導頻位置，或導頻位置元件390可儲存虛擬導頻位置之較早判定的結果。如上文所論述，虛擬導頻位置亦可根據實際導頻位置更簡單地來判定，且導頻位置元件390可基於所判定之虛擬導頻位置來判定虛擬導頻之適當相位及振幅資訊。
關於網路狀態、接收器組態及估計參數之短暫資料用作整個所說明通信系統之「全域變數」。此等包括(但不限於)FFT大小及通道估計長度。圖2中之每一元件指定各別較佳實施例之描述內的適當參數。
TDCE接收器較佳經設計以在大多數操作條件下具有數 值穩定性且較佳能夠經由給定數目個樣本來估計通道。此等所要條件可在實施TDCE接收器時呈現挑戰，此係因為現有標準(其專注於FDCE)不保證任一條件對於OFDM接收器中之TDCE係可能的。當信號處理包括矩陣向量乘法時數值穩定性為特別較佳的，如可見於本發明之許多較佳實施中。病態矩陣可歸因於對矩陣大小之不充分支援而引起位元寬度增加。依據特徵值展開來量測此敏感度，且高度展開可指向對矩陣求逆時之問題。對於由符號之導頻副載波形成的任何矩陣，若相對於矩陣維度存在數目不足之導頻，則矩陣將為病態的，其可潛在地產生數值不穩定性或不可持續之位元寬度生長。
關於符號中具有太少導頻的另一問題係時間序列之週期性，其將與符號中之導頻的數目相關。舉例而言，若任何給定符號中存在64個導頻，則針對256個延滯估計通道可歸因於與給定符號中之導頻之數目相關的週期性或諧波而變得不準確。為改良矩陣之數值特性且為達成長度大於符號中之所傳輸導頻之數目的CIR估計，較佳接收器實施在產生參考信號時使用虛擬導頻及(較佳)實際導頻。虛擬導頻之數目較佳使得Np+Nvp>估計長度，其中Np為標準規定之導頻的數目，Nvp為虛擬導頻之數目且估計長度為用於通道估計之樣本之數目，且接收器較佳地產生跨越符號之頻寬具有準相等間隔之導頻的參考符號。估計長度較佳為圖2接收器之實施中之變數。較佳地，虛擬導頻位置接著由(諸如)將pilot_locations{虛擬}設定為在現有導頻位置 之間的Nvp等距位置之程序或功能上類似之程序定義。導頻位置元件390較佳使用(例如)B仿樣策略來產生彼等Nvp位置之相位及振幅。
參考信號產生
較佳地，參考信號模組310產生導致與統計量測模組320中之實際所接收信號之計算效率相關的輸出參考信號。輸出之選擇取決於切換器305處之選擇。若將切換器305設定為「t」，則在統計量測模組320中之相關計算將作為時域求和來計算。若將切換器305設定為「f」，則長相關之計算更佳地係在頻域中計算。熟習此項技術者可判定在給定直接計算(時域)判定或FFT判定之間的複雜度取捨情況下用於相關的計算上最有效方法。在頻域中更有效地判定較長相關。在所說明之較佳實施例中，參考信號模組310回應於切換器選擇感測以輸出對應時域或頻域參考信號。
較佳地，參考信號經選擇(或設計)以模仿統計量測元件320所回應於的修改之輸入符號。在某種程度上而言，較佳將參考信號選擇為如適於待相關之OFDM信號之形式的時域或頻域信號。另外，參考信號較佳在可用於執行統計量測元件320之相關的彼等位置處提供導頻位置。參考信號元件310所回應於之導頻位置較佳經增強以包括待用於統計量測元件320內之虛擬導頻位置。導頻位置元件390較佳在至元件310及320之輸入處定義現有導頻之位置且亦較佳設定所有虛擬導頻之位置，無論其是位於現有導頻之間抑或位於良好定義之子通道載波之外。
因此，參考信號模組310較佳實施以下程序或類似程序：程序：Reference_Signal 1 輸入：switch_state{t,f}；2 輸入：pilot_locations{standard,virtual}；3 陣列：pilots(size_FFT)=0；4 set pilots(pilot_locations)=+1；5 if switch_state=t then 6 reference_signal=inverseFFT(pilots)；7 else 8 reference_signal=pilots；9 end 10 輸出：reference_signal；因此，當將產生時域參考信號以用於與時域符號相關時，參考信號元件310較佳組合在實際及虛擬導頻位置處具有非零值之符號且執行反快速傅立葉變換以產生適當參考信號。較佳地，參考信號元件310將零值指派至與虛擬導頻副載波不同之資料副載波。size_FFT之值(其經設定為待變換之資料集中之樣本的數目)為(例如)自可應用標準先驗已知之固定全域值。
將類似上文及本文件中別處之偽碼的偽碼轉譯至電路中在一般熟習此項技術者之能力內。應瞭解，此程序可經由處理器中之軟體實施或其可在電路中結合記憶體來實施。在所要或有利的情況下，本專利文件中論述之程序可經由 (例如)硬體設計語言而實施為硬體。或者，上述程序以及此處描述之其他程序及方法可易於實施於數位信號處理器或處理通信系統內之通信信號之處理器中。一般熟習此項技術者應瞭解，此處描述之接收器可以如經選擇以達成不同目標(諸如，計算效率及功率效率)的硬體元件與軟體元件之混合件來實施。
參考信號元件310之較佳實施可併有程序Reference_Signal，其說明回應於切換器305狀態及導頻位置元件390之輸出的方法。切換器305指示相關是在時域中抑或在頻域中執行且因此由參考信號元件310使用以判定元件310是輸出時域參考信號抑或頻域參考信號。CIR選擇330可有利地回應於頻域中產生之輸入，即使其操作及輸出為用於時域頻道估計之CIR亦如此。導頻位置元件390之輸出可包括在選定或可應用標準中指定之導頻位置及由導頻位置元件390判定或儲存之虛擬導頻之位置。在時域參考信號之狀況下，導頻位置陣列則為至反FFT計算之輸入。否則，參考信號輸出簡單地為具有作用中導頻副載波及設定為零之資料副載波的頻域符號。
熟習此項技術者可指定標準可強加於待設定為「+1」之適當導頻副載波之導頻位置上的映射。又，熟習此項技術者可判定值「+1」是否為正確之導頻值，此取決於指定之調變及接收器修改FFT輸出之方式。
相關及統計量測
統計量測元件320較佳判定提供至估計元件340以計算通 道估計之統計量度及量測。如圖2中所展示，統計量測元件320耦接至識別統計量測元件320是與時域OFDM信號抑或頻域OFDM信號相關的切換器305。
兩個信號較佳用以計算統計量測及量度。統計量測元件320較佳回應於參考信號(諸如，來自參考信號模組310之參考信號)及自通道接收之輸入OFDM符號。如圖2中所展示，統計量測元件320較佳耦接至識別何虛擬導頻位置及標準規定之導頻位置待由元件320使用的導頻位置元件390，較佳耦接至提供待用於相關之參考信號的參考信號元件310，且較佳耦接至提供待相關之OFDM信號之適當時域或頻域形式的切換器305。有可能產生僅用於已知導頻之參考信號且當在至統計量測模組320之輸入處存在訓練符號時將該參考信號相關。統計量測模組320之更佳實施利用併有在標準規定之位置處之實際導頻及在不同於標準規定之導頻但較佳自標準規定之導頻導出的位置處之虛擬導頻的修改之參考信號。
對於任何給定之輸入OFDM符號，統計量測元件320較佳將減小所有資料副載波之功率，判定用於虛擬導頻位置之所要參考信號特性，且將修改之OFDM符號與較佳由元件310提供之參考信號相關。在一特別較佳之實施中，統計量測元件320藉由將資料副載波之權重值設定為零而將彼等副載波之值設定為零。指派至虛擬導頻位置之振幅較佳經由(例如)內插自標準定義之導頻位置之振幅來判定。元件320較佳計算預定義數目個「延滯」的相關，其中延滯 之數目有利地選擇以包括比預期通道長度多之係數。為最小化計算複雜度，統計量測元件320可經由時域中之直接計算或經由涉及FFT計算之熟知技術來實行相關。熟習此項技術者可作出相應取捨而以計算效率進行。
較佳地，統計量測元件320回應於參考信號及在考慮中之OFDM符號之複本，且將OFDM符號轉換成僅導頻符號之摹本。此經轉換之僅導頻符號在此處引用為訓練符號摹本(TSF)。亦即，統計量測元件320較佳將導頻及資料副載波之混合符號轉換成具有複數個實際及虛擬導頻之訓練符號摹本，且有效地計算訓練符號摹本相對於參考信號之相關。自混合之導頻及資料OFDM符號至導頻及虛擬導頻訓練符號摹本之轉換較佳在頻域中實行，且元件320隨後將訓練符號摹本轉換至時域中(經由反FFT)，或直接在頻域中提供訓練符號摹本以用於頻域相關，此取決於在計算上最有效之選擇。
統計量測模組320較佳實施以下程序或類似程序：
程序：Statistical_Measure
1 輸入：switch_state{t,f}；2 輸入：pilot_locations{standard,virtual,data}；3 輸入：ofdm_symbol；4 輸入：reference_signal；5 陣列：training_symbol_facsimile(size_FFT)=0；6 set data_weighing=0；7 set number_correlation_lags=estimation_channel_len+ estimation_channel_guard；8 at pilot_locations{standard}：set training_symbol_facsimile=ofdm_symbol values；9 at pilot_locations{virtual}：set training_symbol_facsimile=interpolate(training_symbol_facsimile{standard})；10 at pilot_locations{data}：set training_symbol_facsimile=ofdm_symbol values x data_weighing；11 if switch_state=f then 12 對於number_correlation_lags，initial_long_channel_estimate=經由FFT使reference_signal與training_symbol_facsimile相關13 else 14 對於number_correlation_lags，initial_long_channel_estimate=經由直接計算使reference_signal與training_symbol_facsimile相關；15 end 16 輸出：initial_long_channel_estimate；17 輸出：number_of_correlation_lags；Estimation_channel_len、estimation_channel_guard及size_FFT值為先驗已知之固定全域值。統計量測程序可以通信處理器中之軟體實施或其可以包括邏輯及記憶體之硬體實施。
程序Statistical_Measure較佳基於參考信號與訓練符號摹本之相關來判定初始通道估計，訓練符號摹本係自相關OFDM符號導出。初始通道估計為通道脈衝回應或CIR， 且對於許多應用而言，初始通道估計並不足夠準確以使相關OFDM符號等化。統計量測元件320亦較佳輸出相關延滯之數目以達到經由統計量測程序判定之峰值相關值。在圖2接收器之較佳實施中，此初始CIR較佳藉由估計模組340改良或利用以判定最終CIR。較佳地，在估計模組340使用初始CIR之前，較佳藉由捨棄estimation_channel_guard個樣本而將CIR截斷至estimation_channel_len之設定值。此係因為導致初始通道估計(初始CIR)之相關計算長於CIR估計之指定長度。
CIR截斷
CIR選擇模組330較佳提供用以選擇相比初始CIR估計具有較小數目個樣本之CIR樣本集的方法。舉例而言，來自初始CIR之選定樣本可經選擇以包括具有超過臨限值位準之振幅的第一路徑、在該第一路徑之前的數個樣本及較佳包括具有超過所要臨限值之振幅的路徑(包括可稱為最後路徑之路徑)的數個後續樣本。較佳地，選定CIR樣本集具有數目小於符號中之樣本之數目的數個樣本，此對於使用改良在估計模組340中執行之初始估計之統計方法的CIR估計及對於降低複雜度而言特別有利。因此，CIR選擇模組330回應於初始通道估計及用於截斷方法之規格，該初始通道估計超過指定估計長度且常常自相關(諸如，由統計量測元件320執行之相關)而判定。較佳地，CIR選擇元件330(例如)藉由識別含有n個連續值之任何集合的最大求和功率的n個連續值之集合來評估CIR以識別所要部分。自n 個連續值之此選定窗內，CIR選擇元件320可(例如)識別峰值功率值，且接著在峰值之前選擇數個值來保留並在峰值之後選擇不同數目個值來保留，較佳將在峰值周圍且包括峰值之值的該集合定義為截斷之CIR。
CIR截斷較佳藉由最大化限於estimation_channel_len個樣本之能量的準則來判定。CIR選擇模組330較佳藉由在第一有效路徑經識別之前採用展現路徑之小前置項的無線通道之性質及在第一路徑之後針對延遲按指數規律衰減功率分佈來判定所要有效樣本集。此程序較佳最大化較佳估計模組340策略之準確度及收斂速度。較佳地，CIR選擇模組330定義estimation_channel_len個樣本之滑動窗以在該窗上計算範數(norm)。較佳地，此範數為窗中之樣本之平方和，但熟習此項技術者可找到與此範數或其他良好定義之範數的合適近似及其相應近似以提供合適結果。
當CIR選擇模組330回應於來自統計量測模組320(initial_long_channel_estimate)之具有number_of_correlation_lags個樣本之CIR時，將存在estimation_channel_guard個樣本賦範量測之中間結果。CIR選擇方法搜尋此等賦範量測以用信號發出具有estimation_channel_len個樣本之CIR的開頭部分。此搜尋較佳經由功率臨限識別方法來識別CIR之開始。將此臨限較佳設定為超過選自initial_long_channel_estimate之estimation_channel_len個樣本之所有可能窗上量測的最大功率之平均值的值。因為接收功率可為相對的，所以將功率臨限較佳設定為按比例調整因子而非設定 為絕對值。熟習此項技術者可識別合適之按比例調整因子以產生初始路徑之可靠識別。
為考量同步及其他對準誤差，用於CIR選擇之方法亦包括自最大能量位置之偏離，以將前置項包括至初始路徑。熟習此項技術者可識別有利於考慮中之通道的特定性質(諸如，通道功率分佈)之偏離。換言之，選擇元件較佳識別峰值位置且在彼位置之前及之後選擇數個位元以組成選定或截斷之CIR輸入。較佳地，CIR選擇元件330執行諸如下文之程序的程序或類似程序。
程序：CIR選擇
1 輸入：initial_long_channel_estimate；2 陣列：initial_channel_estimate=0；3 陣列：window_power(estimation_channel_guard)=0 4 set length_long_channel=size(initial_long_channel)；5 for norms_index=0 to(estimation_channel_guard-1)6 window_index=[1：estimation_channel_length]+norms_index；7 window_power(norms_index)=initial_long_channel_estimate(window_index)之冪範數；8 end for 9 set max_window_power=find('max',window_power)；10 set cir_start_threshold=cir_threshold_scale x max_window_power；11 set cir_offset_peak=|initial_long_channel_estimate|2>cir_start_threshold 之第一次出現；12 set cir_offset=cir_offset_peak-cir_start_bias；13 set initial_channel_estimate=自[1：estimation_channel_len]標以索引之initial_long_channel_estimate+cir_offset；14 輸出：initial_channel_estimate；15 輸出：cir_offset；此處，cir_offset輸出可用以使由通道估計元件340輸出之CIR值與所關注OFDM符號同步。在圖2之所說明之實施例中，此係在相位對準元件360中實現。estimation_channel_len、cir_threshold_scale、cir_start_bias之值為先驗已知之固定全域值。CIR選擇程序可以通信處理器中之軟體實施或其可以包括邏輯及記憶體之硬體實施。
通道估計之相位對準
選擇具有最高能量或功率位準之CIR的處理程序較佳促進通道估計元件340之操作。然而，此CIR選擇不考慮如由圖2之接收器中之其他功能元件判定的相關OFDM符號之已建立之時間同步。因此，圖2接收器之較佳實施較佳包括相對於相關OFDM符號適當地設置CIR之相位對準元件360，相關OFDM符號已藉由TDCE接收器中之外部元件同步。相位對準模組360較佳調整CIR以使時域通道估計與將(諸如)藉由在導頻位置之間進行內插之FDCE在頻域中計算的等效物重新同步。此等效性在功能上在每一副載波處引入相移。相位對準元件360回應於在來自估計模組340之具有estimation_channel_len個樣本之信號final_channel_ estimate中的CIR，及自來自CIR選擇模組330之initial_channel_estimate之窗選擇中的第一路徑之偏移的值(由信號cir_offset表明且較佳由實施上文論述之CIR選擇程序之電路或處理器判定)。
CIR相位對準較佳對估計模組340輸出(final_channel_estimate)執行循環移位。此操作為藉由cir_offset樣本進行的左循環移位且相位對準元件360較佳經由以下程序或類似程序實現對準。
程序：相位對準
1 輸入：final_channel_estimate；2 輸入：cir_offset；3 陣列：aligned_cir(size_FFT)=0；5 aligned_cir=藉由cir_offset樣本之final_channel_estimate之左循環移位；6 輸出：aligned_cir；size_FFT之值為先驗已知之固定全域值。相位對準程序可以通信處理器中之軟體實施或其可按已知方式以硬體實施。
在相位對準之後，通道估計經擴展或填補以具有適當長度以供進一步處理。舉例而言，填補元件362可插入尾隨零以使通道估計具有適當長度。接下來，快速傅立葉變換元件364將通道估計變換至頻域以供頻率等化器110使用。
反覆控制
圖2接收器之較佳實施例併有反覆控制器以控制通道估 計元件340之反覆的數目。較佳地，反覆控制器元件350接收且考慮來自解碼器元件380(其較佳輸出後等化器品質量測)、CIR選擇元件330(其輸出初始通道估計)、統計量測元件320及通道估計元件340中之一或多者的資訊。反覆控制器元件350及估計元件340較佳結合在一起工作以在訓練及/或導頻/資料混合符號中之變化導頻組態下達成所要通道估計效能。反覆控制器元件350有利於採用二階矩量測(諸如，用於通道估計元件340中之通道估計之相關及自協方差矩陣)之計算方法。此等公式化之直接計算比較而言不太可能為數值上穩定的，且因此較佳使用反覆方法。為此，量度及其他品質量測較佳經處理以判定反覆之足夠數目或(例如)此等反覆之最大數目。
來自參考信號元件310、統計量測元件320及CIR選擇元件330之順序處理產生具有目標數目個係數之初始通道估計且較佳最大化選擇準則。統計量測較佳為輸入符號與參考信號之間的交叉相關且較佳自彼相關產生二階統計量測。將初始通道估計及二階統計量測較佳輸入至通道估計元件340且較佳輸入至反覆控制器350。
通道估計元件340可(例如)實施在2009年2月4日申請之題為「Least Square Channel Identification for OFDM Systems」之美國專利申請案第12/365,805號中描述的通道估計改良策略，針對該申請案關於通道估計及OFDM信號處理之教示而將其以全文引用之方式併入。通道估計元件340較佳實施用於改良由統計量測元件320提供之初始通道 估計的統計估計策略。用於執行統計估計之一已知策略使用維納-霍普夫(Wiener-Hopf)方程式之最佳線性估計器公式化，其可基於來自交叉相關及自相關統計量測之二階統計來計算未知參數之最好無偏估計。已知用於使用統計量測來估計未知參數之其他策略，包括各種計算線性及非線性估計策略。
藉由向量h 0 表示CIR選擇元件330之輸出，通道估計元件340較佳經由反覆程序較佳使用來自二階統計之資訊來改良此初始估計。在圖2之較佳實施中，340中之反覆估計將計算校正向量c且自初始估計減去該校正向量c以產生改良之估計輸出h=h 0 -c。此程序可稱為「加法逆元」。替代反覆程序被稱為「共軛梯度」。給定初始估計h 0 及諸如二階統計量測之額外參數，加法逆元策略及共軛梯度策略兩者提供對用於未知參數h之最佳化線性估計器之近似。
對至加法逆元策略及共軛梯度策略之類似輸入起作用且適合於無線通道估計之特性的非線性估計策略為(諸如)經由匹配追蹤類別之反覆程序中之一者判定的壓縮感測(取樣)策略。通道估計之壓縮感測/匹配追蹤類別的公式化係在文獻中描述且在關於輸入之理想假定下操作。圖2提供促進此等壓縮感測/匹配追蹤策略在對無線通道中逐符號遭遇之缺陷及變化起作用的實際OFDM接收器中之實施的介面及格式化。
反覆通道估計策略一般經實施以使用CIR選擇元件330之輸出來符合此等策略之習知採用的理想假定。如上文所論 述，元件310、320及330將輸入之較佳集合提供至通道估計器340，使得其可提供所要等級之估計準確度。除初始通道估計外，CIR選擇元件330亦傳遞其他二階統計量測(諸如，自協方差矩陣)及較佳用於實施於通道估計元件340中之各種估計改良策略的反覆控制變數。
反覆控制器350較佳判定額外信號及值，該等額外信號及值為在估計器340中用於判定通道估計之輸入。當通道估計元件340實施加法逆元策略時，反覆控制器350較佳執行在向量c經計算之前執行的預定(經由模擬)固定數目個反覆，且此固定數目之反覆用作停止準則。如此項技術中所知，可取決於應用而實施不同停止準則。對加法逆元程序以及共軛梯度及壓縮感測/匹配追蹤反覆程序重要的係反覆控制器350計算自協方差矩陣以用於輸入至通道估計元件340。在共軛梯度之狀況下，如同加法逆元反覆程序，存在熟習此項技術者所已知的合適之停止準則公式化。
通道估計元件340較佳與反覆控制器350一起操作以實施反覆程序從而判定改良之通道估計。通道估計元件340較佳實施使用以下各者作為輸入的反覆程序之至少一部分：CIR初始估計，由元件310、320及330之操作提供；額外二階統計，較佳包括自協方差矩陣；及基於反覆控制器350內計算、判定或儲存之準則的反覆停止值。出於說明之目的，此處論述及圖2中所說明之功能性分離輔助理解TDCE，但實體設計可使程序在元件當中分散及/或分段，此係因為此情形對硬體或軟體實施最有利。
反覆控制器350亦取決於通道估計元件340中之反覆演算法之選擇而判定值以動態地判定停止準則。此情形之實例係由較佳經組態以在預定數目個反覆之後停止的加法逆元程序說明，而壓縮感測/匹配追蹤程序可具有其停止準則之更複雜公式化。因此，反覆控制器350回應於來自通道估計元件340之相關信號，通道估計元件340有利地將反覆計算之內部值提供給反覆控制器350以判定停止準則值。通道估計元件340較佳將最終通道估計向量提供給反覆控制器350。
用下文陳述之偽碼來概述在通道估計元件340內操作之壓縮感測/匹配追蹤程序的說明性實施。如同此文件中之其他偽碼，下文偽碼可以通信處理器內之軟體或以硬體或以軟體與硬體之組合來實施。
程序估計(壓縮感測/匹配追蹤)
0. 輸入：stopping_criterion_logical,dictionary_matrix,pilot_values_vector；1. 初始化：stopping_criterion_logical=1；h=0；t_vector=pilot_values_vector；2. while stopping_criterion_logical do 3. criterion_vector=dictionary_matrix*t_vector；4. max_criterion_location_scalar=所有|criterion_vector[i]|2上之argmax[i]；5. chanest_vector[max_criterion_location_scalar]=chanest_vector[max_criterion_location_scalar]+ criterion_vector[max_criterion_location_scalar]；6. t_vector=t_vector-criterion_vector[max_criterion_location_scalar]* dictionary_matrix[all rows,max_criterion_location_scalar column]；7. 輸出：criterion_vector；8. 輸入：stopping_criterion_logical；9. endwhile 10. 輸出：chanest_vector
在步驟7及8中，通道估計元件340較佳將criterion_vector輸出至反覆控制器350，使得反覆控制器可判定反覆是否將停止。根據如此項技術中已知之特定實施來判定Dictionary_matrix。
以下文陳述之偽碼來概括操作於反覆控制器元件350中之壓縮感測/匹配追蹤程序的說明性實施。如同此文件中之其他偽碼，下文偽碼可以通信處理器內之軟體或以硬體或以軟體與硬體之組合實施。
程序反覆控制器(壓縮感測/匹配追蹤)
0. 輸入：criterion_vector；pilot_values_vector；criterion_selection,iteration_count,iteration_max,criterion_value_threshold,initial_chanest；1. if(iteration_count>iteration_max)then 2. stopping_criterion_false=0；3. else 4. metric_on_criterion_value=function_criterion(criterion_vector, initial_chanest)；5. if(metric_on_criterion_vector<criterion_value_threshold)then 6. stopping_criterion_logical=0；7. else 8. stopping_criterion_logical=1；9. endif 10. endif 11. 輸出：stopping_criterion_logical；Pilot_values_vector較佳由統計量測元件320基於包括虛擬導頻之較佳實施來提供。function_criterion基於criterion_vector計算預定量度之值。較佳地，此量度係關於其最大元素之量值，或其元素之量值平方之部分和，或其元素之量值平方之完全和。類似量度判定可基於預期通道行為來實施且經由模擬來測試。其他量度可回應於initial_chanest中之有效路徑的計數以調整量度之值。
較佳地，反覆控制器350有利地使用最終CIR估計(來自元件340)以計算提供至相位對準元件360及平均策略元件370之量度，相位對準元件360及平均策略元件370使用該等量度來進一步增加其計算準確度。平均策略元件370可(例如)使用在時域中量測之量度以用於改良之資料-符號通道內插。平均策略元件370可回應於來自反覆控制器350的基於所接收符號中之都卜勒頻率之估計及/或自時域CIR導出之所接收符號之信雜比(SNR)的輸出，且可使用此或此等估計以用於改良之資料-符號通道內插。自CIR導出之此 等量度提供優於自OFDM符號計算之頻域中的熟知計算的增加之準確度。反覆控制器350之一些實施回應於由元件330輸出之CIR的判定，使得反覆控制器350將量測值輸出至平均策略元件370或在通道中之不可靠條件狀況下輸出預定固定值。
通道估計平均或內插及外插策略
實施進階無線通信標準之接收器將數個符號收集至訊框及子訊框中。自基地台傳輸之使用者資訊將遍佈在至少構成子訊框之數個符號上。在LTE之狀況下，在傳輸週期期間將下行鏈路分段成訊框之集合，且在將訊框分成兩個子訊框(每一者五毫秒)時，使用者可具有遍佈在數個訊框上或一子訊框內的資訊位元。此等子訊框為目前較佳之LTE通信系統之此說明的通道估計之最小單位。在具有十四個符號之子訊框內，僅四個符號具有導頻。通道估計(無論藉由FDCE抑或TDCE)需要導頻以計算相應通道估計。因此，子訊框中之十個僅資料符號不具有對其執行之通道估計。根據體現此等定義(或類似此等定義之定義)之標準的操作迫使接收器使用基於稀疏導頻承載符號副載波之估計，以估計由僅資料副載波組成之符號之通道。存在各種策略以在兩個已知值之間內插值，一般稱為內插濾波器。用於通信系統中之內插之熟知技術包括取決於信號性質之本質而使用具有變化之準確度及複雜度的線性內插及仿樣。
本發明之較佳接收器實施可使用內插及(在一些狀況下) 外插作為平均策略以計算關於頻域中之僅資料副載波符號之通道係數，從而允許達成低複雜度及高準確度之僅資料符號之通道估計。在圖2接收器中，平均策略元件370可在一些實施例中較佳實施內插及外插函數以基於在時域中自導頻承載符號導出之通道估計來估計僅資料副載波之通道。雖然所說明之接收器提供達成時域中之高度準確之通道估計的能力，但較佳實施例較佳內插頻域中之僅資料副載波之通道估計。通道係數自一符號至另一符號之功率變化可具有通道之頻域表示中之值的低動態範圍，其使處理更簡單。此外，給定使用者經指派在整個OFDM符號中之數個副載波，因此在LET之狀況下可跨越小數目個副載波及跨越十四個符號實施頻域通道估計之內插，因此大大減少用於內插之二維網格。
在一些較佳實施例中，平均策略元件370使通道估計平均以改良通道估計之準確度及可靠度。如圖2中所展示，平均策略元件370較佳經耦接以接收藉由(例如)通道估計元件340判定之通道估計的對準、填補及變換(亦即，頻域)版本。使導頻承載符號中之通道估計平均以獲得僅資料符號之通道估計較佳適應內插及外插兩者。外插在訊框之結尾或開頭處或在因實施原因先前或後續子訊框不可用於接收器時提供子訊框之改良效能。
在LTE標準之一實例中，導頻承載符號位於總體上用索引標示為{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13}之14個符號中的用索引標示為{0,4,7,11}的符號處。在此實例中， 本發明之較佳接收器實施例針對用索引標示為{1,2,3,5,6,8,9,10}之符號內插頻域通道係數之值，且針對用索引標示為{12,13}之符號實施外插方案。用以下偽碼給出實行僅資料符號之通道估計之此計算的本發明之較佳實施例。
程序：LTE_CASE_AntennaPort_0_1(正常CP)
1. 對於每一符號，基於當前時域通道估計(tdce_chan_est)及(若可用)下一子訊框之時域通道估計(next_tdce_chan_est)使用以下公式化來指派(fd_chan_est)。
2. 若存在下一子訊框，則：
3. 否則，若不存在下一子訊框，則：rise_chan_est=FFT[tdce_chan_est(11)]-FFT[tdce_chan_est(7)]；run=11-7=4；extrapolation_adjustment=rise_chan_est/run；
所說明之內插係基於兩個最近時域通道估計，一個為過去時域通道估計且另一個為未來時域通道估計。一般根據至最近通道估計之距離而將權重選擇為對稱的。對於有限字組精度實施，無理值(例如，1/3、2/3)係基於設計邏輯及可負擔之複雜度而近似。因為較佳使用未來估計，所以如在symb_idx=2之狀況下，接收器較佳包括緩衝系統以允許基於四個時域通道估計之內插、其至頻域之變換及其根據先前程序中詳述之較佳實施的指派。熟習此項技術者可設計指派可用記憶體以緩衝及儲存如上文程序中指定之資訊之使用的策略。
取決於當前子訊框在傳輸中之位置且若實施已經設計以經由適當緩衝及索引能力來利用先前及下一子訊框，則熟習LTE之接收器設計技術者可基於此等相鄰子訊框之可用性來判定用於平均策略元件之較佳控制方案。
用以下偽碼展示較佳針對第一符號實施外插之較佳實施。在此實例中，在具有如前所述之14個符號之完整索引的情況下，僅將導頻承載符號用索引標示為{1,8}。
程序：LTE_CASE_AntennaPort_2_3(正常CP)
1. 對於每一符號，基於當前時域通道估計(tdce_chan_est)及(若可用)下一子訊框之時域通道估計(next_tdce_chan_est)以及前一子訊框之時域通道估計(prev_tdce_chan_est)使用以下公式化來指派(fd_chan_est)。
2. 若存在下一子訊框，則：
3. 否則，若不存在下一子訊框，則：rise_chan_est=FFT[tdce_chan_est(8)]-FFT[tdce_chan_est(1)]；run=15-8=7；extrapolation_adjustment=rise_chan_est/run；
4. 若存在前一子訊框，則：
5. 否則，若不存在下一子訊框，則：rise_chan_est=FFT[tdce_chan_est(1)]-FFT[tdce_chan_est(8)]；run=15-8=7；extrapolation_adjustment=rise_chan_est/run；
圖2展示平均策略元件370回應於反覆控制器350且具體言之，回應於自反覆控制器350輸出之量測或量度。平均策略元件370可有利地使用反覆控制器350自時域CIR或自通道估計元件340判定之量測。較佳地，平均策略元件370使用該等量測改良僅資料符號之通道估計之內插。詳言之，此資訊較佳包括輸入符號之信雜比(SNR)及都卜勒的判定，信雜比(SNR)及都卜勒較佳自藉由估計元件340輸出之時域通道脈衝回應導出。平均策略元件370可(例如)使用在時域中量測之量度以用於改良之資料符號通道內插。自CIR導出之量度提供優於自OFDM符號計算之頻域中之熟知計算的增加之準確度。
平均策略元件370之另一較佳實施例較佳回應於較佳如藉由反覆控制器350自由估計器340判定之時域CIR導出的SNR及/或都卜勒量測。SNR及/或都卜勒量測係由平均策略元件370用作至基於設計之細微度及SNR及/或都卜勒量測之預期範圍來內插權重的查找表之輸入。判定組成表之內插權重之值的一較佳方式為依據SNR及都卜勒速率來使 用維納(Wiener)濾波器公式化。
圖3展示時域通道估計OFDM接收器之另一實施例的態樣。圖3接收器之態樣導出類似於圖2接收器中所展示之彼等輸入的輸入或使用類似於圖2接收器中所展示之彼等功能性的功能性。舉例而言，可由FFT 108輸出OFDM符號520，等化器510可包括進一步包括下文所描述之功能性的等化器110之功能性，且通道估計元件540及反覆控制器550可包括圖2中所展示之對應元件340及350的功能性與上文描述之額外功能性。圖3之相位對準、填補及FFT元件較佳與圖2中所展示之彼等元件相同。又，圖2中所展示之後等化器處理較佳亦提供於圖3接收器中。圖3展示併有基於CIR量測之維納濾波器內插的平均策略元件之較佳實施例，該等CIR量測由通道估計元件540提供且經由較佳在FFT之前執行相位對準360(圖2中)的較佳實施例變換至頻域。圖3之平均策略元件為圖2中所展示之平均策略元件370的替代，且在一些態樣中為圖2中所展示之平均策略元件370的目前較佳實施。如先前所描述，例如，在LTE情況下，在一子訊框中存在14個符號，其中僅少數符號含有導頻以實現時域或頻域中之通道估計。因此，TDCE接收器較佳內插其量測之通道估計以為每符號等化110(圖2)或510(圖3)提供僅資料符號之所要通道估計。
維納濾波器提供特別較佳之內插策略以用於尤其在最多資訊輸送量條件需要時自導頻符號導出之通道估計產生僅資料符號之通道估計。維納-霍普夫方程式可基於來自交 叉相關及自相關統計量測之二階統計而判定未知參數之最好無偏估計。
維納-霍普夫方程式為以下形式，w=R -1 p， (1)其中R為自協方差矩陣，且p為交叉相關向量。向量中之權重w用以濾波，或在此狀況下，內插所量測之通道估計以產生所要資料-符號通道估計。用於此內插之R及p之值可僅基於三個參數來估計。此等三個參數中之兩者(SNR及最大都卜勒頻率(f Dmax))可自藉由通道估計元件540輸出之CIR估計來量測。較佳地，反覆控制器550回應於通道估計元件540以產生所要SNR及最大都卜勒頻率(f Dmax)輸出。第三參數係由導頻承載符號在子訊框內之位置來判定，在此LTE實例中，該子訊框由14個符號組成。此第三參數在文獻中稱為△t。此參數並非計算變數，而是根據無線網路中任何給定時刻之操作基於當前接收設定而為接收器組態之部分的許多值中之一者。亦即，△t為接收器之任何給定網路強加之組態的靜態值。
圖3之平均策略元件較佳藉由將R及p之值儲存於對應記憶體中(例如，查找表內)來降低複雜度。複雜度降低係歸因於避免針對每一符號及副載波「在運作中」判定R及p，且實情為限制平均策略元件使用之SNR及f Dmax之值。因此，較佳實施例中之第一步驟為細微化(granulize)來自反覆控制器550之此等兩個量測值R及p。舉例而言，可經由模擬確定：對於SNR之變化(11dB SNR<17dB)，權重w不 以在某一容限內影響效能之任何顯著方式變化。同樣地，自93Hz f Dmax<137Hz的都卜勒之變化導致不顯著影響接收器之效能。選擇單一SNR及f Dmax值且將其指派至此等範圍允許基於SNR及f Dmax值之內插之簡化。接著，對於此等建立之細微化，細微化元件505較佳將SNR及f Dmax之每一值的平均值作為snr_val及doppler_val來輸出。位址產生元件525將此等snr_val及doppler_val值轉換至識別各別記憶體中之表內的儲存用於維納濾波器內插之自相關元件555中之R及交叉相關元件545中之p的值之位置的位址。詳言之，儲存於自相關元件555中之值藉由儲存將在方程式(1)中乘以p之R -1值而避免即時自相關判定。類似地，交叉相關元件545儲存值且避免即時交叉相關判定。元件565執行維納濾波器權重乘法，如方程式(1)中所表明。
如先前所表明，接收器之網路組態判定與儲存於元件565中之維納權重之計算相關的△t之值。可在本端複製(例如，在元件515中)此全域設定之變數以提供導頻符號位置值作為pilot_symb_locs信號中之索引的集合，該pilot_symb_locs信號為至位址產生元件525之輸入。亦即，pilot_symb_locs為提供表示導頻承載符號之索引的變數。在LTE狀況下，此等符號可為pilot_symb_locs={0,4,7,11}。較佳地，位址產生元件525接著使用此資訊判定用於交叉相關元件545及自相關元件555之記憶體位址。
在LTE之一些組態中，每一符號可具有600個作用中副載波。先進/先出(FIFO)元件535較佳儲存每符號具有600個副 載波之符號的在頻域中表示之通道估計。FIFO中之導頻承載符號的數目係基於效能來判定，且可橫跨一個以上子訊框。此外，FIFO 535較佳提供特定延遲以允許接收器中之適當調整，較佳包括經由在受影響信號路徑中插入額外延遲。
OFDM符號520可為導頻承載符號或僅為僅資料符號。在任一狀況下，interp_chan_est_freqTrans變數提供符號之通道估計以促進等化器510中之適當等化。實際上，平均策略元件(圖2中之370或如圖3中所展示)較佳重複針對每一輸入符號之上文所描述之計算，而FIFO 535僅在藉由無線網路根據接收器組態已判定新時域通道估計時加以更新。亦即，當存在導頻承載符號時，通道估計元件540及反覆控制器550提供至平均策略元件之輸入。因此，平均策略元件較佳輸出每個所接收符號之內插之通道估計，同時在接收到導頻承載符號時對SNR、f Dmax及td_chan_est_freqTrans作出反應。pilot_symb_locs之改變發生在較佳藉由在任何接收器外部之網路組態通信判定為適當的時間。
圖4提供說明針對自基地台至固定LTE接收器之OFDM通信鏈路而經由TDCE(當與FDCE比較時)所獲得之增益的數個模擬。設計約束為依據複雜度及功率消耗之典型行動電話之彼等約束。四個效能曲線展示依據信雜比(SNR)之可達成輸送量。每一OFDM副載波經調變以發送給定數目個位元。在無錯誤情況下接收所有位元表示100%輸送量。
實線展示完美通道估計器將達成之情形。亦即，此等化 器之模擬使用實際通道(此稱為「完美知曉」)且充當可能最好效能之量測。典型OFDM接收器將通道估計為頻域中之導頻之內插，其通常稱為頻域通道估計(FDCE)。圖4展示關於此類估計之兩個熟知變化。較簡單變化在對關鍵通道量度(特別是歸因於接收器運動之改變之都卜勒速率)無任何知曉的情況下內插。此效能在圖4中表明為在模擬效能點處具有三角形之線。當FDCE完美知曉關鍵通道量度時，第二變化提供關於模擬FDCE可達成之情形的上限，如同運動之實際(完美)都卜勒速率。此執行之效能係藉由表明模擬之量測位置的圓來展示。實際基於FDCE之接收器將自此曲線具有一些損失且將不會基於對所有通道參數之完美知曉來達成理想實線。
雖然OFDM符號及其串連至訊框中之設計一般不確保TDCE具有數值穩定性，但此處描述之態樣可經實施以提供達成具有相關聯之效能優點之實際TDCE實施所需的支援。此情形係以具有以正方形指示之模擬值的圖4曲線中展示。通常，90%輸送量表明為接收器之良好操作點。在此狀況下，理想接收器將在8.5dB之SNR附近達成此90%輸送量效能，而對於實施如上文所描述之TDCE的說明性接收器，在1dB損失(需要信號具有9.5dB之SNR)下觀測到彼90%輸送量。相比較而言，實施實際FDCE之接收器具有與理想狀況之3dB損失，而在通道量度可經準確地量測以輔助導頻內插計算的情況下，此間隙可最多減少1dB。
已依據某些較佳實施例描述了本發明。一般熟習此項技 術者將瞭解，在不自本發明之教示變化的情況下，可對此處所描述之特定較佳實施例進行各種修改及替代。因此，本發明並不意欲限於此處所描述之特定較佳實施例，而是本發明待由附加申請專利範圍來定義。
10‧‧‧OFDM傳輸器
12‧‧‧通道
14‧‧‧OFDM接收器電路/接收器
16‧‧‧對準元件
18‧‧‧處理元件/CP移除
20‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)處理器
22‧‧‧頻率等化器/FEQ
24‧‧‧習知OFDM通道估計器
26‧‧‧導頻載頻調位置
100‧‧‧OFDM傳輸器
102‧‧‧通道
104‧‧‧對準元件
106‧‧‧處理元件/CP移除
108‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)處理器
110‧‧‧頻率等化器(FEQ)
305‧‧‧切換器
310‧‧‧參考信號元件/參考信號模組
320‧‧‧統計量測元件/統計量測模組
330‧‧‧CIR選擇模組/CIR選擇元件
340‧‧‧通道估計元件/通道估計器/估計模組
350‧‧‧反覆控制器元件/反覆控制器
360‧‧‧相位對準/相位對準元件/相位對準模組
370‧‧‧平均策略元件/平均策略模組
380‧‧‧解碼器/解碼器模組/解碼器元件
390‧‧‧導頻位置元件/導頻位置模組
505‧‧‧細微化元件
510‧‧‧等化器
515‧‧‧元件
520‧‧‧OFDM符號
525‧‧‧位址產生元件
535‧‧‧先進/先出(FIFO)元件
540‧‧‧通道估計元件
545‧‧‧交叉相關元件
550‧‧‧反覆控制器
555‧‧‧自相關元件
565‧‧‧元件
圖1示意地說明包括OFDM傳輸器及頻域通道估計OFDM接收器之OFDM通信系統。
圖2示意地說明包括時域通道估計OFDM接收器之OFDM通信系統。
圖3示意地說明使用自時域通道估計導出之資訊實施用於通道估計之內插的維納濾波的平均策略元件之實施。圖3之平均策略可用於實施時域通道估計之OFDM接收器內。
圖4展示具有不同通道估計實施之OFDM接收器之模擬結果。
100‧‧‧OFDM傳輸器
102‧‧‧通道
104‧‧‧對準元件
106‧‧‧處理元件/CP移除
108‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)處理器
110‧‧‧頻率等化器(FEQ)
305‧‧‧切換器
310‧‧‧參考信號元件/參考信號模組
320‧‧‧統計量測元件/統計量測模組
330‧‧‧CIR選擇模組/CIR選擇元件
340‧‧‧通道估計元件/通道估計器/估計模組
350‧‧‧反覆控制器元件/反覆控制器
360‧‧‧相位對準/相位對準元件/相位對準模組
370‧‧‧平均策略元件/平均策略模組
380‧‧‧解碼器/解碼器模組/解碼器元件
390‧‧‧導頻位置元件/導頻位置模組

Claims (15)

  1. 一種用於處理OFDM信號之方法，其包含：基於標準規定之導頻位置及虛擬導頻位置來判定一或多個參考信號，該等虛擬導頻位置係除該等標準規定之導頻位置外的位置且回應於該等標準規定之導頻位置；回應於該參考信號而執行時域通道估計；及回應於該時域通道估計而使一所接收符號等化。
  2. 如請求項1之方法，其中該時域通道估計包括判定一初始通道脈衝回應且進一步包含回應於導頻與資料資訊之一所接收混合符號而判定一訓練符號摹本及使該參考信號與該訓練符號摹本相關。
  3. 如請求項1之方法，其進一步包含藉由在一或多個符號上基於標準規定之導頻資訊的內插而提供虛擬導頻資訊之一集合。
  4. 如請求項1之方法，其中時域通道估計包括回應於一所接收之OFDM符號使用一頻域中定義之導頻之一集合及頻域資訊而判定一初始通道脈衝回應。
  5. 如請求項1之方法，其進一步包含回應於導頻與資料資訊之一所接收混合符號而判定一訓練符號摹本及使該參考信號與該訓練符號摹本相關。
  6. 如請求項5之方法，其中該判定一訓練符號摹本包括相對於導頻資訊之振幅減小資料資訊之振幅。
  7. 如請求項1至6中任一項之方法，其中該執行時域通道估計包含： 判定包含數個樣本之一初始時域通道脈衝回應；回應於該數個樣本之一子集內的樣本之值而評估該初始時域通道脈衝回應以識別該子集；自該子集選擇樣本以定義一截斷之時域通道脈衝回應；改良該截斷之時域通道脈衝回應以產生一改良之時域通道估計；及回應於該改良之時域通道估計而使一所接收符號等化。
  8. 如請求項7之方法，其中該自該子集選擇樣本包含識別具有峰值功率之一樣本及將該截斷之時域通道脈衝回應識別為具有在具有峰值功率之該樣本之前的位置的數個樣本、具有峰值功率之該樣本及具有在具有峰值功率之該樣本之後的位置的第二數目個樣本。
  9. 如請求項7之方法，其中該評估第一樣本集包含識別該第一樣本集之包含一截斷之時域通道脈衝回應的一子集，該截斷之時域通道脈衝回應係基於該子集內之樣本之值的一範數來識別。
  10. 如請求項9之方法，其中該評估該第一樣本集進一步包含識別具有峰值功率之一樣本及將第二樣本集識別為具有在具有峰值功率之該樣本之前的位置的數個樣本、具有峰值功率之該樣本及具有在具有峰值功率之該樣本之後的位置的第二數目個樣本。
  11. 如請求項7之方法，其進一步包含藉由一所接收符號之 一對準來對準該改良之時域通道估計。
  12. 如請求項7之方法，其進一步包含判定至第一樣本位置之一偏移及回應於該偏移而藉由一所接收符號之一對準來對準該改良之時域通道估計。
  13. 如請求項1至6中任一項之方法，其進一步包含將複數個時域通道估計變換至頻域通道估計及自該等頻域通道估計判定一僅資料符號通道估計。
  14. 如請求項1至6中任一項之方法，其進一步包含回應於一或多個其他符號中之導頻信號而判定一僅資料符號通道估計。
  15. 如請求項14之方法，其中該判定一僅資料符號通道估計包含在兩個或兩個以上頻域通道估計之間的內插。
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