JP5597209B2 - 受信機 - Google Patents

Description

本発明は通信システムに関しており、より具体的には、直交周波数領域多重、又はその他のチャネル推定に依存するシステムのような通信システムにおけるチャネル推定に関する。

直交周波数領域多重（ＯＦＤＭ）は、デジタル加入者線（ＤＳＬ）通信システム、及びワイヤレス通信システムのための様々なIEEE802.xx規格の数多くの実現のためのものを含む様々な商業的に顕著なシステムのための共通の変調戦略である。しばしば、ＯＦＤＭ受信機は、チャネル推定を必要とする一つ又はそれ以上の機能を実行し、受信機が信号を獲得し、且つ受信機がビットの抽出を始める前に信号品質を改良することを可能にする。

ＯＦＤＭ受信機は一般的に、受信した信号内のシンボルの開始を特定する手助けとするために、その受信した信号から信号タイミング情報を得る必要がある。シンボルは、所定の有限の間隔又は期間に渡って波形内にユニークにマッピングされた所定の数のビットＮｂである。各々の可能なビットコレクションは、ＯＦＤＭスキームによって規定されるマッピング又は変調戦略にしたがって、ユニークな信号にマッピングされる。ひとたびＯＦＤＭ受信機が、受信された信号内のシンボルがいつ始まるかを決定すると、受信された信号の品質を改善するために、受信機は付加的な処理を実行する。信号品質を改良するためのプロセスの場合、受信機は、しばしば線形フィルタ、又はイコライザを実現して入力信号をコンディショニングすることによって、目標ビット誤り率（ＢＥＲ）を獲得しようと試みる。受信された信号は、チャネルの欠陥のために顕著に歪まされることがある。理想的には、イコライザは、受信機がノイズレベルのみによって制限される性能で信号を復調することができるように、チャネルによって導入された歪みを完全に補正する。

ＯＦＤＭは、通信システムにて普通に使用されるたいていのその他の変調戦略とは異なり、信号品質を改善するために２つのイコライザ、すなわち時間イコライザ（ＴＥＱ）及び周波数イコライザ（ＦＥＱ）を含むことができる。ＤＳＬのようないくつかのＯＦＤＭアプリケーションが時間イコライザを含む一方で、現在のワイヤレス規格を実現するシステムのような他のものは、時間イコライザを必要としない。すべての実用的なＯＦＤＭ受信機は周波数イコライザを有する。受信機が時間イコライザを含むか、又は周波数イコライザのみを含むかで、受信機は、信号品質を改善するためにイコライザが使用されることができる前に、少なくとも最初にイコライザ係数を決定するためにチャネル推定を実行する必要がある。周波数イコライザのための係数の決定は、典型的には周波数領域で実行される。

従来のＯＦＤＭ受信機回路は、受信した信号をベースバンドにダウンコンバートして、それから、その信号をアナログ・デジタル変換して情報信号s(n)を作り、これが図１１に示されるＯＦＤＭ処理回路に入力される。信号s(n)は、信号s(n)からサイクルプレフィクス（ＣＰ）を除去する第１の処理要素１１１０への入力１１０１である。従来のＯＦＤＭ送信機は、最後のＮ_ＣＰのサンプルからなるサンプル長さＮ_ＣＰのＣＰを、長さＮの特有の信号波形に付加し、送信機がアナログに変換するデジタル信号を長さＮ＋Ｎ_ＣＰにする。それから、受信機の逆変換プロセスの最初のステップが、付加されたサイクルプレフィクスＮ_ＣＰサンプルを除去して廃棄する。そのステップに引き続いて、シリアル・パラレル変換要素１１２０が組織化されて、更なる処理のためにシリアル信号をパラレルに変換する。サイクルプレフィクスは、シリアル・パラレル変換の前あるいは後のいずれでも除去されることができる。

要素１１２０からのパラレルデータ出力は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ１１３０に提供されて、これが時間領域サンプルs(n)を、処理のために周波数領域サンプルＲ_i(k)のセットに変換する。受信されたＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭに対して、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々からサンプルに振幅及び位相歪みを導入すると推測されるチャネルによって劣化されると仮定される。ＦＥＱ１１５０は、ＯＦＤＭシステムで使用される周波数の各々に特有の振幅及び位相補正を、異なる周波数で送信されるさまざまなサンプルに適用する。ＦＥＱ１１５０によって適用されるべき補正を決定するために、ＦＥＱ１１５０は、チャネルの振幅及び位相の各周波数における理想から変動を推定する必要がある。図１１では、周波数領域のチャネル推定１１４０要素が、ＦＥＱ１１５０によって使用されるチャネル推定を決定する。

図１１で使用されている従来のＯＦＤＭチャネル推定器１１４０は、典型的には、既知のビット及び搬送波位置のような予測可能な特性を有するパイロットトーンシーケンス又はその他の信号を使用する。パイロットトーンは、一般的には関連する規格によって規定される。周波数イコライザ１１５０は、高速フーリエ変換プロセッサ１１３０から信号を、及び推定器１１４０からチャネル推定値を受け取り、信号をイコライズする。イコライザ１１５０の出力はパラレル・シリアル要素１１６０に提供されて、これがイコライザ１１５０のパラレル出力をシリアル信号に変換し、これがそれから復調器１１７０に提供される。復調器の構造及び機能は変動し、一般的には規格又は特定のＯＦＤＭ通信スキームに対応する。

多くのアプリケーションでは、未知のシステム又はプロセスを伝達関数でモデリングするという要求がある。伝達関数は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）又は有限インパルス応答（ＦＩＲ）多項式又はフィルタのいずれかの形態を取る。前者は、自動後退移動平均（ＡＲＭＡ）モデルとも呼ばれ、後者は単純に移動平均（ＭＡ）モデルと呼ばれる。

システム識別のプロセス、又は等価的にキャラクタライゼーションは、典型的には図１に示すように記述されることができる。未知のシステム１１０への入力１０１及び出力１１２が識別プロセスによって使用されて、ＡＲＭＡ又はＭＡモデルを決定する。現代の識別方法はデジタル的に実現されており、信号ｓ１０１及びｙ１１２は、方法の適用可能性そして性能に対する普遍性の損失無くサンプリングされると仮定される。線形システム理論から、入力及び出力信号の間の関係は、単純に畳み込みとして定義される、すなわち、

したがって、入力信号ｓ１０１のサンプルが既知で、未知のシステムの出力信号ｙ１１２のサンプルが測定されれば、未知のシステムの線形推定は様々な戦略を通して達成されることができる。

信号ｓ１０１及びｙ１０２は、各信号サンプルの値を時間間隔にマッピングするサンプリングインデックスｎを加算することによって、サンプリングされたシステムでよりよく記述される。モデリングされた未知のシステム応答ｈ[l]は、信号ｓ[n]及びｙ[n]と同じサンプリング間隔を有している。ここでの議論は、入力及び出力信号が同じサンプリング間隔でサンプリングされると仮定している。これらの仮定に対する変動は、本発明の現時点での好適な実現の性能に影響を与えない。

未知のシステムを識別する最も単純な戦略は、ｎ≠０の値に対してｓ[0]＝１、ｓ[n]＝０であり、−∞と＋∞の間で変化するシステム識別のための入力信号を使用することである。このインパルス応答はディラックデルタ関数と呼ばれ、ｙ[n]＝ｈ[n]の式(1)に所望の効果を有する。しかし、たいていの実際的なシステムでは、システム識別のためのディラックデルタ関数の使用は、通信システムにおける典型的なスループット率のような動作条件を妨げることとあいまって、そのような入力信号の生成における実際的な困難さのために、可能ではない。

式(1)の右辺はドット積の定義であるので、出力１１２はＮ個のサンプルについて観察され、ｈ[l]のＭＡの時間スパンがＬ個のサンプルに対して顕著ではないことが仮定され、それから式(1)の行列式が容易に得られる。

ここで、Ｎ×Ｌの行列Ｈ(S)は、時間シフトされたサンプルを有するｎの関数としての行を有し、ベクトルＬ×１のＳ(h)は、ｙにおける時間スパンに対して固定されている。すなわち、ベクトルｙにおけるエントリーは以下のようになる。

時間インデックスｍは、ベクトルｙの時間列が入力サンプルｙと１対１の対応を有していないかもしれない可能性を示すために使用される。一方、ＯＦＤＭシステムにおけるインデックスｍは受信されたＯＦＤＭシンボルと１対１の対応を有しており、Ｎ＝ＦＦＴ長さ＋サイクルプレフィクスサンプルを含む時間間隔として定義される。例えば、ＷｉＭＡＸ規格では、この値はＮ＝1024＋128＝1152サンプルとなることができる。

線形代数記法が、その簡潔な表現のため、及び式(2)におけるような２つのベクトルの間のドット積又は行列の列とベクトルとの乗算を実行するハードウエア積和操作に対する直接の並列さのために、操作を記述するために使用される。当業者はまた一般的に行列における対称的性質の活用も行って、この行列ベクトル乗算における複雑さを低減する。

本発明は、ＯＦＤＭ信号の受信機であって、データおよびパイロット信号の両方を有する受信ＯＦＤＭシンボルからのパイロット信号に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信されたチャネルの初期時間領域チャネル推定を生成する初期チャネル推定器と、前記初期時間領域チャネル推定を受信するために結合された時間領域チャネル推定器であって、前記初期時間領域チャネル推定を利用して、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信された前記時間領域チャネルをより正確に特徴づけるさらなる時間領域チャネル推定を生成する時間領域チャネル推定器と、前記さらなる時間領域チャネル推定に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルに応答する等化信号を出力する周波数イコライザと、前記等化信号に対応する出力情報を提供する出力と、を備える受信機を提供し、これは、受信された周波数領域パイロット信号に基づく。時間領域参照信号を生成する参照信号生成器を備える。この受信機は、時間領域参照信号に基づいて時間領域チャネル推定を生成するチャネル推定器を含む。

本発明の他の局面は受信機を提供し、これは、入力信号から抽出された受信された周波数領域パイロット信号に基づくローカル参照信号を生成する参照信号生成器を備える。この受信機は、ローカル参照信号及び入力信号に基づくチャネル推定器を含む。このチャネル推定器は、ローカル参照信号及び入力信号に基づく相互相関から、初期チャネル推定を生成する。補正モジュールが、初期チャネル推定に対するチャネル補正を生成する。この補正モジュールは、初期チャネル推定に基づいて基底フィルタのセットを生成し、且つ基底フィルタのセットと基底フィルタのセットに規定された座標のセットとの組み合わせとして、チャネル補正を生成する。チャネルモジュールは、初期チャネル推定にチャネル補正を加算して、さらなるチャネル推定を生成する。

本発明のさらに他の局面は通信システムのための周波数領域受信機を提供し、この受信機は、時間領域ローカル参照信号を生成する参照信号生成器を備える。ローカル参照信号及び入力信号に基づくチャネル推定器が、ローカル参照信号及び入力信号に基づく相互相関から時間領域初期チャネル推定を生成する。補正モジュールは、初期チャネル推定に対するチャネル補正を生成する。この補正モジュールは、初期チャネル推定に基づいて基底ベクトルのセットを生成し、且つ基底ベクトルのセットと基底ベクトルのセットに規定された座標のセットとの組み合わせとして、チャネル補正を生成する。チャネルモジュールは、初期チャネル推定にチャネル補正を加算して時間領域のさらなるチャネル推定を生成し、さらなるチャネル推定が最小二乗的意味における最小誤差チャネル推定である。フィルタモジュールは、さらなるチャネル推定に基づいて信号フィルタを生成し、且つ入力信号をフィルタリングする。

本発明の局面は添付の図面に描かれており、詳細な記述と共にこれらの図面を参照することによって、よりよく理解されることができる。添付の図面は、本開示の一部を構成する。

信号がチャネルを通して送信される前にその信号について既知の情報、及び信号がチャネルを通過した後にその信号について測定された情報に基づいてチャネル特性を決定することの一般的な問題を模式的に描く図である。 本発明の好適な実施形態に従ったＳＩＳＯ受信機を模式的に描く図である。 本発明の好適な実施形態に従ったスマートアンテナの組合せを実現するＭＩＭＯ受信機を模式的に描く図である。 本発明の好適な実施形態に従ったＭＩＭＯの組合せを実現するＭＩＭＯ受信機を模式的に描く図である。 従来のＷｉＭＡＸフレームの構造を模式的に描く図である。 受信された情報に基づいてローカルに生成された参照信号フレームの一例の構造、具体的にはＷｉＭＡＸ通信を受信するために使用されることができるフレーム構造を、模式的に描く図である。 本発明の好適な局面に従った決定論的最小二乗チャネル推定回路の局面を模式的に描く図である。 本発明の好適な局面に従った確率論的最小二乗チャネル推定回路の局面を模式的に描く図である。 図７又は図８のいずれかに描かれた回路に従って実行されるチャネル推定と比較して、ベースライン相互相関チャネル推定を使用した信号受信をグラフィック的に提示する図である。 図７又は図８のいずれかに描かれた回路に従って実行されるチャネル推定と比較して、ベースライン相互相関チャネル推定戦略を使用して達成されたパケット誤り率をグラフィック的に提示する図である。 従来の直交周波数領域多重（ＯＦＤＭ）受信機構成を模式的に描く図である。 描写的な２つの基地局環境における干渉低減を提供する本発明の局面に従ったＯＦＤＭ受信機を模式的に描く図である。 異なる干渉レベルの下での図１２のＯＦＤＭ受信機の実現の性能のシミュレーションで観察されるパケット誤り率を模式的に描く図である。

本発明の好適な局面は、周波数領域イコライザ又は時間領域イコライザのいずれかでの使用のためのチャネル推定を提供する。好ましくは、チャネル推定は、初期チャネル推定を生成することによって達成される。例えば、チャネル推定器は、初期チャネル推定を、ローカルに生成された参照信号と受信機に対する受領された信号入力との間の相互相関から生成し得る。好ましくは、チャネル推定器は、初期チャネル推定に対する補正を決定することによって少なくとも一つの連続チャネル推定を生成し、この補正は初期チャネル推定に対するベクトル加算によって行われる。この少なくとも一つの連続チャネル推定は、好ましくは、受信された信号に対する推定の最小平均二乗誤差を低減する。

特に好適な実現では、連続チャネル推定は、基底ベクトルのセットを生成し、その基底ベクトルのセットに関する座標のセットを別個に生成し、基底ベクトルのセットと座標のセットとを組み合わせてチャネル補正ベクトルを生成し、チャネル補正ベクトルを初期チャネル推定に加算して連続チャネル推定を生成することによって決定される。

本発明の他の局面は、時間領域におけるチャネル推定を生成する通信システムを提供する。この局面の好適な実現は、ローカルに生成された参照信号を使用して時間領域で一つ又はそれ以上のチャネルを推定する。チャネル推定器が、時間領域参照信号と受信機に入力された入力信号との間の相互相関から初期推定を生成し、少なくとも一つの連続チャネル推定を生成する。好ましくは、少なくとも一つの連続チャネル推定が、受領した信号に対する推定の最小平均二乗誤差を低減する。この時間領域チャネル推定戦略は、例えばＷｉＭＡＸシステムのようなＯＦＤＭシステムを含む様々な通信システムに関して、有益に実現される。

通信システムに対するチャネル推定の基本的な問題が図１に示されており、ここでは、チャネルが未知の伝達関数として表されており、そのインパルス応答によって識別されるべきものである。限定的ではないが典型的には、線形システムは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）又は移動平均モデルを有すると仮定され、これは多くの実用的な通信アプリケーションに対して適切な仮定である。この例では、インパルス応答ｈ[l]は入力ｓ１０１及び出力ｙ１１２信号の観察のみから決定されるべきものである。ｇ[l]１２２と記されるｈ[l]１１０の推定は、２つの観察された信号ｓ１０１及びｙ１１２から決定される。

統計的な信号分析を使用すると、サンプリングされた入力ｓ[n]と所与のフィルタｈ[l]からのサンプリングされた出力ｙ[n]との間の関係は

となり、ここで通信システムの典型的な信号に対しては、

である。式(5)は、未知のシステムのインパルス応答が入力信号ｓ[n]と出力信号ｙ[n]との間の相互相関ｒ_sy[d]から得られることができることを示している。ｒ_s[d]が理想的に遅延ｄ＝０で１及びｄ≠０に対して０からなる「スパイク」、すなわち、ｒ_s[０]＝１及びそうでなければ零（すなわち理想的なディラックデルタ関数）であれば、未知のシステムの出力ｙ[n]と入力ｓ[n]との間の相互相関は、ｎ＝ｄの値に対するインパルス応答ｈ[l]を明らかにする。ｇ[l]を、以下のようにｈ[l]を近似するために使用されるモデリングモジュール１２０の出力として定義する。

本発明の好適な局面は、ｇ[l]が与えられると、ｒ_s[d]がどれだけディラックデルタ関数とは異なっているかには関わらず、ｈ[l]の最適に制約された推定を提供するために使用されることができる。

式(4)は、未知のシステム１１０のインパルス応答を識別するためのアプローチを描いている。最も実用的な環境下では、自動相関ｒ_s[d]は、零遅延では１であり且つそれ以外では零という理想的なディラックデルタ関数の特性を有していない。実際には、自動相関は、先天的には未知であり得るか、あるいは自動相関は時間と共に変化し得る。結果として、決定された相互相関ｇ[l]は未知のシステムのインパルス応答ではなく、その代わりに、ｇ[l]は、システムのインパルス応答に畳み込まれるときに、入力信号からの非理想的な自動相関ｒ_s[d]によって歪まされる。

未知のシステムのインパルス応答推定における精度の要求は、引き続いて信号ｙ１１２を変えるプロセスの関数である。そのプロセスは、フィルタｆ[k]と同程度に単純であり得る。フィルタｆ[k]は、通信システムにおいてアプリケーションに応じて多くの形態を取ることができるが、フィルタｆ[k]は、通信チャネル出力ｙ[n]１１２を「クリーンアップ」して、チャネル入力ｓ[n]１０１の「最適な」推定を得るために使用される。本発明の局面を描くために有用な好適な実現環境の一例は、ＯＦＤＭ通信システムのためのイコライザｆ[k]の決定である。ＯＦＤＭを使用して高いビット率を達成する現代の通信システムは、各ＯＦＤＭシンボル間隔に対してチャネルを推定する。チャネル推定はロバストであり且つ十分に正確であるべきであるが、また、短い時間間隔でチャネルが推定されることを許容するように十分に計算的に単純であるべきでもある。

本発明の好適な実施形態は、送信信号１０１の統計値に対する副空間計算を通して時間領域チャネル推定を提供するために使用されることができる。時間領域チャネル推定のための特に有益な戦略は、ここでは最小二乗チャネル推定（ＬＳ−ＣＥ）として識別される。

ＬＳ−ＣＥは、ディラックデルタ関数からのずれによるｒ_s[d]の望まれない欠陥の少なくともいくらかを除去することによって、最小二乗的な意味における（式(4)の）ｒ_sy[d]によるｈ[l]１１０の誤差を最小にするインパルス応答推定ｇ[l]１２２を提供することができる。一般的に言って、インパルス応答推定のこのＬＳ−ＣＥ近似は、ｌ＝０、１、２、‥‥、Ｌ−１に対して、ｒ_sy[d]に印加されるべき補正である。

線形関数Ｇ(・)の決定は、線形代数用語における定式化を使用し、これは、ｒ_ｙｓ[ｌ]における値からなるベクトルから副空間基底（「基底フィルタ」）を生成し、それに引き続いてｒ＾_Ｓ［ｌ］からのエントリーでの自動共分散行列の分解が行われる。それゆえ、ｈ[l]におけるＬ個の顕著な係数に対して、推定ｇ[l]は、

であり、ここで、｛ｇ、ｒ_ｙｓ｝はＬ×１のベクトルであり、Ｇはベクトルから生成された列のＬ×Ｄの行列であるが、ｒ_ｙｓは含まない。Ｄ×１のベクトルｂは自動共分散行列Ｒ_ｓｓから求められ、そのエントリーは送信信号の自動相関関数によって与えられ、Ｇは好ましくは最小二乗公式から決定される。当業者は、これらの計算を、従来技術で既知の方法から、低い複雑度で行うことができる。Ｄは、以下に説明されるように近似行列を表す。

任意の実用的なＯＦＤＭ通信システムは、移動環境で動作できなくてはならない。そのため、受信された信号のイコライゼーションプロセスは時間変動するチャネル歪みを除去することができるべきであり、且つ各々の受信したＯＦＤＭシンボルに対するチャネル推定を提供すべきである。ワイヤレス通信規格が、このチャネル推定を手助けする。この特定のシステム識別アプリケーションでは、チャネルは未知のシステム１１０を構成し、受信された信号に対する補正は、未知のシステムの出力１１２に対して印加されるフィルタによって影響されなければならない。現時点で利用可能な移動又は固定位置ＯＦＤＭモデムの他の共通の局面は、アンテナの数ならびに送信機及び受信機におけるアンテナの数を活用するために使用される送信スキームである。付加されるアンテナは、チャネル推定の誤差に対するシステムの感度を増し、且つ必要な推定の精度を増す。

最も単純な送信スキームは、図２に示されるように、単一の送信及び受信アンテナを有するものである。この構成は、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）２４０と呼ばれ、有線又はワイヤレス、移動又は固定に関わらず、通信システムに対する古典的な構成である。他のアンテナスキームに比較して、この構成の顕著な特徴は単一のチャネル２１０であり、これが最も単純な受信機をもたらす結果となる。この構成では、受信機は、最小二乗チャネル推定器２２０を使用してチャネル２１０を識別しなければならず、それからフィルタ２３０がチャネル推定２２２に基づいて計算されて、チャネルをイコライズし、フィルタ出力２３２において送信された信号２０１を複製する。この操作が各シンボルに対して反復され、そのサンプルは、付加的な時間同期回路で入力信号ｓ[n]２０１に詳細に描写される。ＳＩＳＯ受信機２４０によるこのコンディショニングは、時間領域信号に対する操作として示されており、そこではＯＦＤＭは時間イコライザ（ＴＥＱ）の適用に対応し、より一般的には、周波数イコライザ（ＦＥＱ）を含む他の構成要素を有することができる。

ＯＦＤＭ通信システムにおけるイコライザｆ[n]は、各シンボルに対して計算されて、高スループットのリンクを確立する。歪みを除去するイコライザの能力は、他の要因の中でも、チャネル推定の精度及び測定における有効ノイズフロアに依存する。チャネルの反射路遅延及び振幅変動の正確な推定を得ることは、より高いスループット率を達成するために重要である。ＯＦＤＭにおけるより高いスループット率は、部分的には、チャネルの歪み及びノイズに非常に敏感な変調スキームに従ってビットを変調することによって達成される。そのような敏感な変調スキームは、チャネルの歪みを除去する能力がより正確なイコライザからは、特に有益である。他の観点からは、敏感な変調スキームの使用は、チャネル推定における精度に対する最小要件をもたらす。

ＯＦＤＭシステムに対する式(6)の適用は、送信されるシンボルの自動相関特性のために、無効になることがある。ｄ≠０に対する式(5)でのｒ_s[d]の値は、より高いスループットを許容する敏感な変調スキームが実現されることを可能にするほど十分に抑制されない。厳しいチャネルでは、チャネル推定がさらなる補正無しに式(6)で行われると、２つの端末の間に成功するリンクが確立されない可能性がある。

ＯＦＤＭは、チャネル特性についてのある仮定の下では、周波数領域におけるフィルタを計算及び適用する能力を提供し、これはチャネルを推定するために式(4)の定式化を必要としない。この特定のイコライザは周波数イコライザ（ＦＥＱ）と呼ばれ、チャネルの仮定が満たされないとその効率は下がるが、ＯＦＤＭ受信機では常に必要とされる。

実用的な条件では、ＯＦＤＭシステムは、ＯＦＤＭ受信機がＦＥＱのみを組み込んでいるときでも、時間領域チャネル推定を有益に組み込み得る。時間領域チャネル推定で推定すべきパラメータの数は、ＦＥＱに対して決定すべき係数の数に比べて少ない。例えば、ＷｉＭＡＸ規格では、チャネルは１２８個の係数を超えないと仮定されるが、ＯＦＤＭシンボルは８４０個のアクティブな搬送波を有し、推定すべきパラメータの数は時間領域では１／７に低減される。さらに、時間領域における推定は、搬送波間干渉（ＩＣＩ）を引き起こすチャネルの欠陥（例えば搬送波オフセット）のために高速フーリエ変換（ＦＦＴ）伝送を通して生じることがある直交性の損失によって、影響されない。したがって、時間領域チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定のこれらの性質は、チャネルを推定するためにロバストな基底を提供する。

図３は対象となる他の構成を示しており、２つのアンテナで受信された単一の伝送ストリーム３０１がある。したがって、単一の送信された信号３０１の改善された推定を得るためにイコライズされ且つ結合されるべき２つのチャネルがある。この構成では、各々の受信された信号３１１及び３１２に対してイコライザ３３０を使用して、それからスマートアンテナ３５０のタイプの結合を適用して受信信号の多様性を所望のように処理することが、有益であり得る。例えば、ゴダラによる「スマートアンテナ」（２００４年）を参照のこと。その最良の性能では、スマートアンテナの結合は、単一アンテナ構成に対して、２つのアンテナについて３ｄＢのパワー利得を提供することができる。ＯＦＤＭの場合、時間領域フィルタ３３０が最適であり得る。ＯＦＤＭ受信機では、当業者が時間対周波数領域の実現を決定できるように、スマートアンテナ３５０の結合が周波数領域に適用され得る。

入力信号についてのフィルタ３３０及びスマートアンテナ３５０のコンディショニングは、チャネル推定精度の関数として最良の性能を達成する。本発明は、利用可能な各入力信号（例えば３１１及び３１２）を処理してイコライゼーションのためにチャネル推定３２２を出力するＬＳ−ＣＥモジュール３２０でチャネルを推定することによって、低い複雑度で高い精度、ならびに改良されたスマートアンテナ結合３５０のための付加的な比較項３２４及び入力信号３０１の推定３５１におけるより大きな忠実度を提供することができる。参照信号３４１がＬＳ−ＣＥ処理要件にしたがって考案され、例えば規格で特定されるようにＯＦＤＭシンボルに埋め込まれた現存する参照信号から、導き出される。

ＯＦＤＭ受信機で可能な他の代替的な複数アンテナ構成は、図４のＭＩＭＯ受信機４４０である。この構成では、送信機は同時に複数の信号を送信し、図４には２つが示されていて、各々が異なるチャネル４１０で影響される。各受信機で複数のアンテナのそれぞれの一つから受信された各信号（４１１及び４１２）は、各々の送信された信号（４０１及び４０２）の組合せを有している。スマートアンテナ受信機３４０の場合のように、ＭＩＭＯ受信機４４０は時間領域フィルタ４３０を含み得て、好ましくはＭＩＭＯの結合４５０及び時間領域への分離を処理する。フィルタ及びＭＩＭＯ結合はまた、ＯＦＤＭ信号の場合、周波数領域でも実行されることができる。

スマートアンテナ受信機３４０の状態とは異なり、ＭＩＭＯ結合器４５０は、送信器によって同時に送信された複数の信号（４５１及び４５２）を抽出する。これがＭＩＭＯシステムの主要なアピール点であり、ＳＩＳＯ受信機２４０に結合された同じリンクに比べて、スループットを増加させる。

入力信号に対するフィルタ４３０及びＭＩＭＯ４５０のコンディショニングの性能は、チャネル推定精度の関数である。本発明のいくつかの局面に従った受信機は、ＬＳ−ＣＥモジュール４２０でチャネルを推定することによって、低い複雑度でそのような高い精度を提供するように実現されることができる。ＬＳ−ＣＥモジュール４２０の好適な実現は、利用可能な各入力信号（例えば４１１及び４１２）を処理して、イコライゼーションのためのチャネル推定３２２、ならびに改良されたＭＩＭＯ結合４５０のための付加的な比較項３２４、ならびに入力信号４０１及び４０２の推定４５１におけるより大きな忠実度を出力する。参照信号４４１が好ましくはＭＩＭＯ受信機のためのＬＳ−ＣＥ処理要件にしたがって考案され、例えば規格で特定されるようにＯＦＤＭシンボルに埋め込まれた現存する参照信号から、導き出される。

ＬＳ−ＣＥを使用して未知のチャネル（単数又は複数）を推定するために、２つの入力信号が必要とされ、これらは参照信号を含む。ＯＦＤＭ信号の場合、特にＷｉＭＡＸ（IEEE802.16a-e）規格からの導出では、参照信号は、送信されたシンボルに埋め込まれたトレーニング信号から導き出される。

ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭ変調器が時間波形を生成するために使用する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のサイズに関連したサンプルの数を含む。ＯＦＤＭシンボルはまた、シンボルの初めから所定の数のサンプルも含み、これらはコピーされてシンボルの最後に添付される。これらのコピーされたシンボルは、サイクルプレフィクスと称される。シンボルレートは、ＯＦＤＭシンボル及びサイクルプレフィクスサンプルの全体の期間の逆数である。ＷｉＭＡＸシステムでは、シンボルは時間でグループ化されて、フレームを形成する。これは図５に示されている。

あるフレーム内で送信された各ＯＦＤＭシンボルは、それが運ぶ情報に従った関数及び構造を有する。第１のシンボルは、ユーザ情報又はデータを含まない。第１のシンボル全体が所定の数の搬送波からなり、各々が先天的に知られている値で変調される。この種類のシンボルは、しばしばパイロットシンボル５１０と称される。なぜなら、このシンボルは、比較のために受信機によって完全に複製されることができるからである。付加的なシンボルがそれから送信されて、これらはネットワーク内の全てのユーザに対するネットワークの構成についての情報を含む。これらのシンボルはしばしば、制御シンボル５４０と称される。残りのシンボルは、各ユーザに送信された情報又はデータ（データ変調された副チャネル５２０）と付加的なパイロット副チャネル５３０とを同時に含むように構成される。

ＯＦＤＭシンボルの時間領域サンプルは、周波数領域における複数の変調された搬送波信号から導き出されて、それらはそれから、加算を通して単一の時間領域波形に一緒にグループ化される。この加算は、逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で効果的に計算される。それから規格が、既知の搬送波振幅及び位相回転のセットで変調されるべきアクティブな搬送波の副セットの系統的な割り当てを提供し、各搬送波はまた副チャネルとも称される。これらはパイロット副チャネルである。規格は、これらの副チャネルが隣接する必要が無いことを記述し得る。ユーザに送信されるべき情報ビットは、規格における規定に従って、同様に振幅及び位相回転にマッピングされる。

情報ビットを含むユーザシンボルは、トレーニングパイロット副チャネル（先天的に受信機で知られている）で同時に送られることができる。チャネル状態がＯＦＤＭシンボルについての仮定された特性の損失を引き起こさなければ、受信されたシンボルは、パイロット及びデータ副チャネルの間で顕著な干渉は有さない。したがって、受信機は、パイロット副チャネルを系統的に抽出して、パイロットシンボルをその理想的な状態と比較し、観察された誤差を使用して周波数領域チャネル推定を考案することができる。

本発明の好適な実施形態はパイロット副チャネルを異なったように使用し、そこではチャネル推定は好ましくは時間領域で達成される。時間領域では、ＯＦＤＭシンボルは、短期間の時間波形に一緒に加算された複数のデータ及びパイロット副チャネルを有しており、これより受信機は、ローカル参照（例えば２４１、３４１、及び４４１）のために受信機で生成されることができる先天的な波形を有さない。これらのデータ及びパイロット副チャネルの分離は、図５に描かれているように、周波数領域で容易に達成される。パイロットシンボル副チャネル５１０の時間領域の表現は、そのシンボルに対しては送信されたデータ副チャネルがないので、受信機で理想的に複製されることができる。

本発明の局面は好ましくは、所望の信号のシンボル構造を有するように生成された参照波形を生成し、使用する。例えば、参照波形は、図６に示されるようなＯＦＤＭフレームの形態を有するように生成され得る。ここで記述される実施形態については、時間領域で参照波形を提供することが、特に有益である。時間領域ＯＦＤＭ参照波形はパイロットシンボル６１０（図６）を組み込み、これは、図５に示されたパイロットシンボル５１０の複製である。制御シンボル５４０に対する期間は、ＷｉＭＡＸの場合には、図６に示されるように、零とされたシンボル６４０を生成することによってＬＳ−ＣＥ実現によって無視され得る。このシステムは好ましくは、ローカルに生成された参照フレーム６３０にパイロット副チャネル５３０を複製し、その一方でデータ副チャネル６２０を「零にする」ことによって、フレームの残りに渡って送信されるパイロット及びデータシンボル５３０及び５２０に対応する参照信号を生成する。すなわち、このシステムは、零に設定されたデータ値の全てで変調したデータに対応するデータ副チャネル６２０を生成する。

ＷｉＭＡＸにおける時間領域チャネル推定（ＴＤＣＥ）のための最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）定式化は、以下のような線形チャネルモデルを使用する。

ここで、ｘは送信された信号、ｎはノイズベクトル、及びｙは受信された信号ベクトルである。行列Ｈはチャネル畳み込み行列である。送信信号ｘに対するＭＭＳＥ推定は、以下の式によって与えられる。

ここでＲ_xyは入力及び出力変数ｘ及びｙの間の相互相関である。受信された信号ｙが受信機回路に関して識別される特定のノードがいくらか任意であり、ここで記述される分析にインパクトを与えないように選択されることができることに留意されたい。周波数領域に適用されるときには、定式化は、やや複雑である。

ここで、Ｘは、送信信号のスペクトル（ＦＦＴ(x)）を有する対角行列であり、

Ｙは、例えば、受信された信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）から得られた受信された信号に対するスペクトルを有する対角行列である。Ｈ_pは、パイロット副チャネルに対するチャネル周波数応答（ＣＦＲ）である。単一の値の分解の使用は、この操作の複雑さを低減することができる。

チャネルを推定する単純な方法は、ローカルに生成されて結合された参照信号の受信機の入力で受信された信号との相互相関を介してである。この相互相関は、チャネルの遅延で、受信された信号内に参照信号の「コピー」を見出す。一方、この比較参照が動作する下地条件は、位置合わせされるとシーケンスの自動相関性が（実用的に）単一のスパイクであり、それ以外ではほとんど零であることである。これは、拡散スペクトラム通信で使用される大抵の擬似ノイズ（ＰＮ）シーケンスについての場合であり、ＣＤＭＡ携帯システムに対しては一般的に十分に真実である。対照的に、ＯＦＤＭは、そのような特性は有さない。

ＯＦＤＭシステムに対する特に好適なアプローチは、結合されたローカルに生成された参照信号をチャネルから受信された信号（受信機への入力と指定されることができる）と相互相関し、その相互相関結果をチャネルの初期推定として使用することである。このアプローチはそれから、この初期チャネル推定からのチャネル推定をＤ個のステップで改訂する。ノイズが無い場合から始めると、式(12)の線形モデルは、送信されたシンボルとチャネルとの関係を記述し、等価的に以下のように記述されることができる。

ここで、Ｓは畳み込み行列としてのｘの値を有する行列である。ベクトルｙは受信されたＯＦＤＭシンボルである。

最小二乗（ＬＳ）チャネル推定戦略のための基本的な仮定は、ｈ_１のような初期推定から開始すると、受信機が理想のチャネルｈに向かって収束する推定を行うことができるということである。第２の仮定は、ＤからＤ＋１≦Ｄ_stopまでのステップが、Ｌがチャネル長を示す場合にいくつかのＤ_stop≦Ｌに対して推定誤差に関するＭＭＳＥを真のチャネルまで増加させないというものである。この仮定は、オリジナルの推定及び引き続く改変に関する反復した改訂のアイデアを述べている。

これらの仮定に基づくと、

ここで、Ｇ_DはＤステップの改訂行列又は近似指数Ｄにおける改訂行列を表す。初期の推測（初期チャネル推定）ｈ₁は、好ましくは複雑さを最小にするように決定される。改訂行列はＬ×Ｄの次元であり、座標ベクトルｂはＤ×１である。それから、式(14)に対する以下の等価性が明らかである。

ならびにｙ−ｙ＾＝ｅ_nが改訂行列Ｇ_Dにおける誤差であることに留意すると、そのときには、

Ｇ^H _DＳ^Hｅ_Dに対するＤを十分に小さく選ぶと、

ここで、Ｓ^Hｙは、受信された信号の参照信号の結合との相互相関である。以下により詳細に記述されるように、計算上の複雑さは、ｈ₁（初期推測）がこの相互相関であると規定することによって、さらに低減されることができる。

式(15)は２つの未知の変数、すなわち改訂行列Ｇ_Ｄ及び改訂行列に対する座標を有している。改訂行列Ｇ_Ｄを生成する適切なアプローチは、初期推測ベクトルｈ_１及びランチョス戦略、又はＲ＾_ＳＳがエルミートでなければアルノルディ戦略の使用である。いずれの戦略も、種ベクトルｈ_１が与えられるとＧ_Ｄを計算する。

すなわち、Ｇ_Ｄは、初期推測ベクトルｈ_１に直交するように決定され、好ましくは初期推測ベクトルを所望の補正ベクトルに投影する空間に広がるフィルタ基底を提供する。好適な実現はそれから、改良されたチャネル推定ｈ_Ｄに初期条件種ベクトルとしてｈ_１＝Ｓ^Ｈｙを与える座標に対して解き続ける。

及び、それから、

がチャネル推定である。

ランチョス戦略は現時点ではＧ_Ｄを得るために特に好適な戦略であって、「セルフストップ」特性を有しており、固有ベクトルが見つかると直交基底ベクトル（Ｇ_Ｄの列）の生成を中止する。これは、ランチョス又はアルノルディ戦略に対する設計された又は意図された結果である。

Ｒ＾_SSが対角行列であると、そのときには戦略は相互相関推定ｈ₁で止まる。これは、任意のベクトルが単位行列に対する固有ベクトルであるからである。しかし、これが、ｈ₁が好ましくは、未相関信号ｘ（例えばｘはホワイトガウスノイズのようである）に対する完全なチャネル推定である相互相関ベクトルｈ₁＝Ｓ^Hｙであると定義される理由である。それゆえ、Ｒ＾_SSがスケーリングされた単位行列である唯一の条件は、信号ｘがホワイトガウスノイズ又は零遅延ラグの外側で零値自動相関を有する擬似シーケンスであるときである。

Ｒ＾_ＳＳが単位行列であると、任意の行列と交換して以下の条件が保持される。

これより、

他の観察は、Ｒ＾_ＳＳの「リッチさ」に関連している。送信された信号が自動相関性に乏しいと、そのときには、目標推定誤差パワーξ＝ｅ^Ｈ _Ｄｅ_Ｄをもたらす結果となるＤの値は、良好な自動相関性を有するものよりも低い。

本発明の好適な実現は、好ましくは、所与の規格に対するＯＦＤＭ信号特性の統計的な性質に依存して、２つの方法の一つでＬＳ−ＣＥを実現する。一つの好ましい実現は「決定論的ＬＳ−ＣＥ」と称され、ローカルに生成された参照信号（例えば２４１、３４１、又は４４１）がＷｉＭＡＸの場合に図６に描かれている構成を有するローカルに生成された信号であることを記す。送信信号に対する第２次の統計値が考慮の対象下のチャネルに対して安定であるならば、そのときには図８に描かれているような「確率論的ＬＳ−ＣＥ」の実現が好まれ得る。

図７は、ＯＦＤＭ受信機（例えば２２０、３２０、又は４２０）にて有益に実現されることができるタイプの決定論的ＬＳ−ＣＥを示す。図７の信号は、ＬＳ−ＣＥを記述する式にパラレルなものを提供する線形代数構造として記される。さらに、描かれている回路は単純な積和（ＭＡＣ）ハードウエア要素から構成されており、これは、行列−ベクトル又はベクトル−ベクトル積算のような線形代数操作に容易に適合される。当業者は、図７に示される任意の特定された操作に対する低い複雑度を有する適切なハードウエアを容易に設計するであろう。あるいは、図７又はこの記述におけるその他の回路が、デジタル信号プロセッサ内に又は汎用プロセッサに実現されることができる。

図６からのローカルに生成された参照信号は、畳み込み行列Ｓ７０３によって一つのシンボルから構成され、受信された信号ベクトルｙ７０１（受信機への入力）によって積算されて、初期チャネル推定ｈ₁７２２を作成する。初期チャネル推定は、単純に式(1)及び(2)に表される２つの信号の畳み込みである。好ましくはこれらの信号は、ベクトルｙ７０１におけるシンボルをＳ７０３における参照シンボルと整列させるように受信機タイミングが確立されるように構成され、初期推定ベクトルｈ₁７２２は、受信機の実現に顕著であるチャネル内のシンボルの全レプリカを獲得する。チャネル推定に対する長さＬ、及びしたがってＬ×１ベクトルとしてのｈ₁７２２の次元は、好ましくは実現の環境におけるシミュレーション及び期待される条件によって決定される。

基底フィルタモジュール７３０はＤ個の基底フィルタを決定する。ここで、Ｄは、性能ゴール及びシミュレーション検証に基づいて、好ましくはランチョス方法を使用して決定される固定パラメータである。大抵の既知の状況下では、Ｄの値は３と５の間のいくらかである。好ましくは、行列Ｇ７３２はそのときには、ランチョス戦略を通して決定される基底フィルタに対応するＤ個の列からなる。

ＬＳ−ＣＥにおけるゲインは、受信された信号の自動共分散行列の次元を低減するために使用される。次元におけるこの低減は、行列Ｇ７３２で達成される。次元低減モジュール７４０は、参照信号Ｓ７０３を有するＮ×Ｌである相関行列を取ることによってこの次元低減を実行し、２つの行列出力、Ｄ×Ｌの行列Ｐｓ、及びＤ×Ｄの行列Ｔssを生成する。ハードウエアは、これらの出力を以下の定義を通して生成する。

及び

好ましくは、式(25)における積算の順序は、必要とされるＭＡＣの数を最小化するために選択される。上記で論じたように、Ｎはベクトルｙ７０１の長さであり、これはＯＦＤＭシンボルの長さによって決定され、ＷｉＭＡＸ規格802.16eはＮ＝１０２４と規定する。これより、典型的には、Ｄ≪Ｌ≪Ｎである。

式(21)における座標ｂの決定は、２つの並列操作を使用する。第１の操作はＴ_ＳＳを逆行列化し、これは、式(10)及び(11)におけるＮ×Ｎ行列の逆行列化よりも簡単に実行される。第２の操作は、Ｄ×１のベクトルであるところの

として定義される操作を使用して、初期チャネル推定ｈ_１７２２を低次元空間へ投影する。式(27)の操作は初期推定投影モジュール７５０にて実行され、これは出力ｈ_Ｓ７５２を生成する。座標ｂは、入力Ｔ^−１ _ＳＳ７６２及びｈ_Ｓ７５２から、座標計算モジュール７７０で、

によって決定される。

最後の操作はチャネル計算モジュール７８０によって実行され、これはｈ₁の計算における欠陥を補正して、改良されたチャネル推定ｇ７８２を提供する。この操作は単純に、

である。好ましくは、ハードウエアは、ＭＡＣ及び信号経路の配列及び使用を通して選択され、推定ｇ７８２はＯＦＤＭシンボル期間内に、すなわちＮサンプルクロックサイクル内に、決定される。

図８は、確率論的ＬＳ−ＣＥに対する操作を示しており、好ましくは、対象のチャネル内の送信信号の第２次の統計値が安定であるときのような適切な環境に対して、ＯＦＤＭ受信機（例えば２２０、３２０、又は４２０）にて使用され得る。図７におけるハードウエアに関する改変は最小であるが、単純化及び実行の省力を提供することができる。主要な相違点は、次元低減モジュール８４０が図７の畳み込み行列Ｓ７０３の代わりにＬ×Ｌの行列Ｒ_ＳＳ８０５を受領することを含む。

次元低減モジュール８４０への入力が図７における対応するものとは異なっていると、モジュール８４０の操作は、好ましくは再構成される。具体的には、式(25)は好ましくは、

として再定義され、式(26)は、

のままであり、これらの式は、次元低減モジュール８４０の回路内に実現される。単純化の省力は、Ｒ_SS８０５が時間に渡って入力される全ＯＦＤＭシンボルに対する一定の行列であるという仮定から生じる。

自動共分散行列Ｒ_SSについてのこの仮定は、以下の観察に基づいている。ＬＳ−ＣＥが特定のＯＦＤＭシステムに対してどのように実現されるかに依存して、参照信号（８０３又は７０３）のデザインは、

という条件を生成し得る。ここでの潜在的な意味は、全シンボルについて計算されることができる瞬時自動共分散行列Ｒ＾_SSが長期間の平均からはあまり変わり得ないということである。すなわち、Ｒ_SSは全時間におけるＲ＾_SSの平均である。これより、あるタイプのＯＦＤＭシンボルに対して、変調された搬送波に存在するデータにかかわらず、Ｒ＾_SSの値はＲ_SSからは顕著に変わらない。

式(25)よりも式(30)を実現することによって達成される単純化は、ハードウエア又はソフトウエア技術者が、本発明の局面に従ったより単純な設計を実現することを可能にする。図８のＬＳ−ＣＥもまた、好ましくは、図７に示されているもののより低パワー版として実現され得る。

図９のプロットは、初期推定ｈ₁（７２２又は８２２）として単純な相互相関計算からのチャネル推定を改良するために、ＬＳ−ＣＥの操作によって達成される改良を示す。この例では、ＯＦＤＭシンボルにおけるサイクルプレフィクスは１２８サンプルであり、推定はその長さを超える。推定のための１９２サンプルの長さは、シミュレーションにて検証されるように、劣った条件のＲＳＳ行列を導くことがあり、式(11)によって表される操作を直接に実行することができない結果となる。ローカル参照信号８０３と入力信号８０１との間の単純な相互相関に基づいた推定が、ｈ₁９０１として示される。式(22)における決定された加算的逆数Ｇ_Dｂの適用は、式(22)におけるように、はるかに改良されたチャネル推定９０２をもたらす結果となる。

ＬＳ−ＣＥをＷｉＭＡＸシミュレータに含めることは、ＬＳ−ＣＥの実現を通して得られることができる性能ゲインをさらに例証した。使用されたＷｉＭＡＸシミュレータ、アジレント社のアドバンスト・デザイン・システム（ＡＤＳ）は、各々の受信されたシンボルに対してシステムの周波数イコライザ（ＦＥＱ）を計算するためのいくつかのキーパラメータをＡＤＳが知っているので、実現可能なシステムよりもよく実行する。図１０は、ＡＤＳ実現とＬＳ−ＣＥで時間領域にてＦＥＱ係数を計算する改変された受信機との間の性能の差を示す。

ＷｉＭＡＸは、６つの異なるデータ率がダウンリンク上を送信されることを許容し、図１０は、それらのデータ率のうちの３つに対する性能を示す。１０^−１のリンク性能のターゲットで、ＬＳ−ＣＥを可能にする受信機１０１２は、ＱＰＳＫ変調がデータ搬送波で使用されるときに、ＡＤＳ実現１０１１に対して約１ｄＢの改善を示す。データ率が、１６個の直角位相振幅変調（ＱＡＭ）を使用することによってさらに増加されると、ＬＳ−ＣＥを可能にする受信機１０２２とＡＤＳ１０２１との間でゲインはさらに約３．５ｄＢである。６４個のＱＡＭを使用する最も敏感且つ最高のスループットリンクに切り換えると、ＬＳ−ＣＥ１０３２はユーザとのリンクを確立することができるが、ＡＤＳは失敗する１０３１。

タワーとユーザとの間の通信は、隣接するタワー及び他のソースからの干渉のために、最高の可能なビット率を達成しないかもしれない。したがって、干渉キャンセル又は少なくとも何らかの形態の低減が、好ましくは受信機に付加される。これは、最も単純なＯＦＤＭ受信機が、本質的な干渉キャンセルのみならず低減能力を提供しないからである。

図１１は最もベーシックなＯＦＤＭ受信機を示し、これはまた適切なＷｉＭＡＸ受信機を実現することもできる。処理ステップは従来のものであって、サイクルプレフィクス（ＣＰ）１１１０を受信された信号から除去するＯＦＤＭ受信機を含む。ＯＦＤＭシンボルにおけるＮ個の所定の且つこれより受信機に既知のサンプルが与えられると、サンプルの単一の（シリアル）ストリームがＮ個のパラレルサンプルに再編され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ１１３０に供給される。次のステップは、周波数領域チャネル推定１１４０を得て、適切に信号をイコライズして、チャネルにおける複数経路歪みを考慮することである。ＯＦＤＭシンボルにおけるアクティブな搬送波について一つずつの係数が、周波数イコライザ（ＦＥＱ）１１５０で実現される。このイコライゼーションに引き続いて、アクティブなデータ搬送波からのサンプルのパラレルストリームが、送信されたビットを出力する復調処理１１７０に対するサンプルのシリアルストリーム１１６０として再構成される。

図１１の単純なＯＦＤＭ受信機は、チャネル歪みが条件の制約的なセットに限られるならば、コスト効果的であり且つ適切な受信機性能を達成するように設計されることができる。チャネル係数がサイクルプレフィクス（ＣＰ）の長さを超えるか又は過剰な干渉が存在するときのように、これらの条件が満たされないと、そのときには周波数領域チャネル推定器ＦＤＣＥ１１４０は、これらの歪みの苛烈さの関数として精度を失い得る。ＦＦＴ処理後のこの精度の損失がそれから、復調器出力１１７０におけるビット誤り率の増加として表される。イコライザはチャネル歪みを補正することは知られているが、図１１のＯＦＤＭ受信機はＦＦＴ処理後にチャネル推定を実行し、したがって、搬送波間の増加したクロストークが、チャネルが推定される前にさらなる信号の劣化を引き起こす。

本発明のいくつかの局面は、図１２に模式的に描かれている好適なＯＦＤＭ受信機で実現されて、これは従来の図１１の受信機に対して数多くの利点を有している。図１２に描かれた例では、チャネル推定は好ましくは時間領域で実行されて、これより、周波数領域での等価な推定（図１１の１１４０）に比べて干渉の影響を低減するチャネル推定を提供する。最も好ましくは、図１２の受信機は、図７又は図８のいずれかに描かれて且つ上述されたチャネル推定器を組み込み、図６に描かれて且つ上述された参照信号を使用する。図１２は、単一アンテナ（ＳＩＳＯタイプ）のＯＦＤＭ受信機における処理の局面を描いており、より一般的には、複数の基地局又は送信機ＯＦＤＭシステムに対応する２つ又はそれ以上のチャネルを示しており、描かれた受信機は複数の送信機アンテナによる信号出力を検出する。もちろん、図面に描かれた受信機は、より一般的には送受信機又はより複雑な通信システムの一部である。

任意のセルネットワーク配備において、複数の基地局からの信号が顕著なパワーでユーザに到達し得る。本発明の好適な実現は、周波数領域でのチャネル推定の使用を避けることによって、ＯＦＤＭシステムにおける干渉の低減又はキャンセルを容易に提供する。ＯＦＤＭ通信システムにおける干渉抑圧のレベル、及びこれより一般的な受信機に追加される複雑さのレベルは、好ましくは、期待される複数経路及び干渉の存在時のターゲット受信機動作性能を達成するように選択される。図１２は、２つの基地局（１２０１及び１２０２）からの信号の同時受信を描くが、実際には、より多くの数の基地局から受信される信号が存在し得る。典型的なセルネットワーク設計は、各々の対応する局に異なるチャネルを割り当て、基地局I１２０１からの信号は、対応するチャネル１２１０を有する。同様に、基地局II１２０２からの信号は、対応するチャネル１２２０を有する。単一アンテナ受信機は、両チャネルの出力（１２１２及び１２２２）の和１２５０を受信する。複数アンテナの場合、複数のそのような加算があり、好ましくは、複数アンテナ受信機は適切なチャネル推定（例えば、図６〜８で示されて且つ上述されたような推定、ならびに図３〜４で示されて且つ上述されたような加算）を採用して、図１２に示される基本処理に対する。

干渉を低減するために、本発明の好適な実施形態は、好ましくは各干渉者に対して各チャネルを推定する。図１２に示された例に対して、一つのＬＣ−ＣＥユニット１２３０が、適切な参照信号１２３１を使用して、一つの基地局信号１２０１に対するチャネル推定を決定する。好ましくは、他のＬＣ−ＣＥユニット１２４０が同時に、やはり適切な参照信号１２４１を使用して、他の基地局信号１２０２に対するチャネル推定を決定する。推定精度は２つの参照信号の間の直交性に依存する。典型的には、ＷｉＭＡＸとして、参照信号は、２つの信号の間の相関が零であるように、直交するように設計される。

干渉低減モジュール１２８０は、信号チャネルを低減する操作を実行する。モジュール１２８０は、干渉を引き起こしている基地局に対するターゲット抑制を提供し、所望の基地局のパワーを最大化する。性能の度合いを変えたそのような計算に対する複数のアプローチが、当該技術で知られている。干渉低減モジュール１２８０の好適な実施形態は、所望の基地局１２０１のチャネル推定１２３２に基づいて単純な変換を実行し、キャンセルのために干渉している基地局１２０２のチャネル推定１２４２の構成要素を含む。そのようなスキームの一般化は、チャネル推定１２３２及び１２４２の間の行列積算を通して実行される単一チャネル推定への線形マッピングに依存しており、これはそれから、モジュール１２８０内部での適切なＦＦＴ操作によって周波数領域に変換される。モジュール１２８０は、周波数領域係数１２８２をＦＥＱ１２９０に提供する。

ある好適な実施形態は、好ましくは複数のチャネル推定と単一のチャネル推定との間での線形変換を実行する。

ここで、

は一般的な場合のチャネル推定のスタッキングであり、２つのチャネル推定に対しては式(37)に示される。行列Ａは線形結合行列であり、これは複数のチャネル推定から単一の推定ｃへマッピングする。そのような行列の一例は、

ここで、ｇは、チャネル推定プロセス１２３０及び１２４０の各々の繰返しに対して決定される複素数値である。変数ｇは強度スケーリングで、例えば２である。

最大の干渉軽減は、ｇ＝ｇ_ｍａｘのときに達成されるが、チャネル間の類似性が高いと、そのときには所望の基地局パワーは、干渉軽減に引き続いて不十分に小さいことがある。ｇ＝ｇ_ｍａｘで式(36)における線形変換を適用すると、

及び、

を提供する。

式(36)〜(39)によって提供され且つモジュール１２８０で実現される干渉軽減は、「チャネル多様性」の条件に対する所望のレベルの性能を提供する。これは、各々の対応する基地局に対するチャネル間の類似性が高くないことを仮定する。平坦な田舎の地域の場合においてのようにチャネル類似性が高いと、そのときには、よりロバストな操作が、好ましくはモジュール１２８０で実現される。記述されたプロセスは、多くの実用的な実現に対して所望の性能の利点を提供する。

任意の干渉軽減又はキャンセルスキームの性能は、チャネル推定の精度に依存する。図１２の実現は、第２の基地局のチャネルが受信機で推定されないときでさえも、好ましくはチャネルの多様性を活用する。|ｇ_ｍａｘ|＝0.62である２つのチャネルに対して、図１３は、第２の基地局に対する３つのパワーレベルでのＷｉＭＡＸシミュレーションにおけるパケット誤り率の改善を示す。しかし、図１２に示される実現は、|ｇ_ｍａｘ|＝0.62としたときのｇ＝０の自明な場合の１２４０及び１２８０における計算を除去する。性能ゲインは、現時点ではチャネルの多様性及びＬＳ−ＣＥ１２３０の精度に関連していると信じられている。性能曲線１３１１、１３２１及び１３３１は、ＷｉＭＡＸ受信機における好適なＬＳ−ＣＥ１２３０での性能を表す。性能曲線１３１２、１３２２及び１３３２は、図１１に示される受信機と同様に周波数領域におけるチャネル推定を計算する所望の基地局のチャネルについてのいくつかの従来の知識を有する一般のＷｉＭＡＸ受信機を表す。

本発明がある好適な実施形態に関して記述されてきた。当業者は、本発明の教示から変わることなく、ここで記述された特定の好適な実施形態に対して様々な改変及び変更がなされることができることを理解するであろう。したがって、本発明は、ここに記述された特定の好適な実施形態に限定されることは意図されておらず、代わりに本発明は添付の請求項によって規定されるべきである。

Claims (14)

1. ＯＦＤＭ信号の受信機であって、
   データおよびパイロット信号の両方を有する受信ＯＦＤＭシンボルからのパイロット信号に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信されたチャネルの初期時間領域チャネル推定を生成する初期チャネル推定器と、
   前記初期時間領域チャネル推定を受信するために結合された時間領域チャネル推定器であって、前記初期時間領域チャネル推定を利用して、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信された前記時間領域チャネルをより正確に特徴づけるさらなる時間領域チャネル推定を生成する時間領域チャネル推定器と、
   前記さらなる時間領域チャネル推定に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルに応答する等化信号を出力する周波数イコライザと、
   前記等化信号に対応する出力情報を提供する出力と、を備える受信機。
2. 前記時間領域チャネル推定器は、一つのＯＦＤＭシンボルについての情報を使用して前記さらなる時間領域チャネル推定を生成する、請求項１に記載の受信機。
3. ＯＦＤＭ信号の受信機であって、
   データおよびパイロット信号の両方を有する受信ＯＦＤＭシンボルからのパイロット信号に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信されたチャネルの初期時間領域チャネル推定を生成し、前記初期時間領域チャネル推定を利用して、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信された前記時間領域チャネルをより正確に特徴づけるさらなる時間領域チャネル推定を生成するチャネル推定器と、
   前記さらなる時間領域チャネル推定に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルに応答する等化信号を出力する周波数イコライザと、
   前記等化信号に対応する出力情報を提供する出力と、を備え、
   前記チャネル推定器は、受信ＯＦＤＭシンボルの少なくとも一部の自動共分散行列を決定して、前記自動共分散行列の少なくとも一部を使用して前記さらなる時間領域チャネル推定を生成する、受信機。
4. 前記チャネル推定器は、前記自動共分散行列から算出される少なくとも一つの基底ベクトルを生成し、前記少なくとも一つの基底ベクトルに関して一つの座標を決定し、前記少なくとも一つの座標および前記少なくとも一つの基底ベクトルを利用して、前記さらなる時間領域チャネル推定を生成する、請求項３に記載の受信機。
5. ＯＦＤＭ信号の受信機であって、
   データおよびパイロット信号の両方を有する受信ＯＦＤＭシンボルからのパイロット信号に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信されたチャネルの初期時間領域チャネル推定を生成し、前記初期時間領域チャネル推定を利用して、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信された前記時間領域チャネルをより正確に特徴づけるさらなる時間領域チャネル推定を生成するチャネル推定器と、
   前記さらなる時間領域チャネル推定に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルに応答する等化信号を出力する周波数イコライザと、
   前記等化信号に対応する出力情報を提供する出力と、を備え、
   前記チャネル推定器は、前記さらなる時間領域チャネル推定の決定の前に、前記初期時間領域チャネル推定の次元低減表現を生成する、受信機。
6. ＯＦＤＭ信号の受信機であって、
   データおよびパイロット信号の両方を有する受信ＯＦＤＭシンボルからのパイロット信号に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信されたチャネルの初期時間領域チャネル推定を生成し、前記初期時間領域チャネル推定を利用して、前記受信ＯＦＤＭシンボルが送信された前記時間領域チャネルをより正確に特徴づけるさらなる時間領域チャネル推定を生成するチャネル推定器と、
   前記さらなる時間領域チャネル推定に基づき、前記受信ＯＦＤＭシンボルに応答する等化信号を出力する周波数イコライザと、
   前記等化信号に対応する出力情報を提供する出力と、を備え、
   前記チャネル推定器は、ＯＦＤＭシンボルの少なくとも一部からなる自動共分散行列の少なくとも一部を使用して、少なくとも第１のベクトルを決定し、また、前記チャネル推定器は、前記第１のベクトルに関して少なくとも一つの座標を決定し、前記少なくとも一つの座標と前記第１のベクトルとを、前記さらなる時間領域チャネル推定の生成において使用する、受信機。
7. 前記チャネル推定器は、各受信ＯＦＤＭシンボルについて前記自動共分散行列を生成する、請求項６に記載の受信機。
8. 前記時間領域チャネル推定器は、前記初期時間領域チャネル推定を受信して、基底ベクトルのセットを生成し、前記基底ベクトルのセットと前記基底ベクトルのセットに対して定義された座標のセットとの組み合わせとして時間領域チャネル補正を生成し、前記初期時間領域チャネル推定を前記時間領域チャネル補正に加算して、前記さらなる時間領域チャネル推定を生成する、請求項１に記載の受信機。
9. 前記時間領域チャネル推定器は、前記初期時間領域チャネル推定および入力信号から前記時間領域チャネル補正を生成するときに、複数のパイロットを含むベクトルから生成された自動相関行列の少なくとも一部に基づいている、請求項８に記載の受信機。
10. 前記さらなる時間領域チャネル推定は、最小二乗の最小誤差チャネル推定である、請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信機。
11. 前記時間領域チャネル推定器は、反復処理を利用して、前記さらなる時間領域チャネル推定を生成する、請求項１、２、８または９のいずれか１項に記載の受信機。
12. 前記時間領域チャネル推定器から干渉チャネルの時間領域チャネル推定を受信し、受信した入力信号の干渉信号部分の少なくとも一部をキャンセルする干渉低減モジュールをさらに備える、請求項１、２、８または９のいずれか１項に記載の受信機。
13. 前記初期チャネル推定器は、前記受信ＯＦＤＭ信号を含む受信信号と前記受信機によって提供された参照信号とを相互相関させることによって前記初期時間領域チャネル推定を生成する、請求項１、２、８または９のいずれか１項に記載の受信機。
14. 前記参照信号は、時間領域信号であって、生成されたパイロット信号と変調された零値データ信号とを含む、請求項１３に記載の受信機。

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