KR20080052159A - 직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 장치 및방법 - Google Patents

직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 장치 및방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 장치 및 방법에 관한 것으로, 자기 셀을 제외한 다른 셀의 연성판정의 재 확산을 이용하여 셀간 간섭을 제거하는 병렬간섭제거기와, 각 부반송파마다 연성판정에 필요한 채널 로그우도비를 구하는 로그우도비 생성 블록과, 다른 사용자의 간섭이 완화된 자기 셀의 자기 사용자 심볼을 로그우도비를 이용하여 연성판정하는 연성판정부와, 연성판정치의 재 확산된 심볼을 이용하여 반복 채널 추정을 수행하는 채널추정 블록을 포함하며, 다중 셀 하향링크에서 단일 수신안테나를 갖는 단말기의 모든 셀에 대해 병렬 간섭 제거를 통한 반복 수신 기법을 적용하여 셀간 간섭을 크게 완화시키는 이점이 있다.
직교주파수분할다중접속, OFDMA, 병렬 간섭제거, 반복 채널 추정

Description

직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 장치 및 방법{INTERCELL INTERFERENCE MITIGATION METHOD AND APPARATUS FOR OFDMA SYSTEMS}
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 셀간 간섭 완화 장치의 블록 구성도,
도 2는 도 1에 도시된 셀간 간섭 완화 장치에 의한 채널 복호 및 연성판정 과정을 보인 신호 흐름도,
도 3은 도 1에 도시된 셀간 간섭 완화 장치에 의한 반복 채널 추정 과정을 설명하기 위한 흐름도.
본 발명은 직교주파수분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템의 다중 셀 하향링크에서 단일 수신안테나를 갖는 단말기에서의 셀간 간섭을 완화시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.
직교주파수분할다중접속 시스템의 하향 링크에서 다중 수신안테나를 수용하는 단말기는 시공간 다이버시티를 이용하여 비교적 쉽게 셀간 간섭을 완화시킬 수 있다. 그러나, 단일 수신안테나를 갖는 단말기에서의 셀간 간섭 제거는 쉽지 않은 과제이다. 이러한 셀간 간섭은 셀 경계지역에서 이동통신 시스템의 이동성과 안정 성을 크게 저해한다.
하향 링크에서 단일 수신안테나를 이용한 셀간 간섭 제거의 초기 종래기술은 시분할 다중접속(TDMA) 시스템에서 기인한다. 시분할 다중접속은 셀내 간섭이 회피되나, 셀 경계지역에서는 셀간 간섭의 존재로 시스템의 성능이 크게 떨어진다.
이러한 셀간 간섭을 완화하기 위한 방법으로, [논문 1: P. A. Ranta and A. Hottinen, Z. C. Honkasalo, "Co-channel interference cancelling receiver for TDMA mobile systems", in Proc IEEE ICC'95, pp. 17-21, 1995]에서는 셀 경계에서의 여러 셀의 신호를 결합 검출(joint detection)하기 위해 최대 우도 수열 검출 (MLSD: Maximum Likelihood Sequence Detection) 기법이 사용되었다. 그러나, 이 방식은 결합 검출을 위해 비터비(Viterbi) 알고리즘이 사용되므로, 복잡도가 모든 셀의 전체 사용자 수에 비례하여 지수적으로 증가하는 단점이 있다.
이러한 계산 복잡도 문제를 해결하는 대안으로, 터보원리(turbo principle)를 기반으로 하는 반복 수신 기법이 [논문 2: C. Kuhn and J. Hagenauer, "Single antenna interference cancellation using a list-sequential (LISS) algorithm," in Proc. IEEE Globecom'05, pp. 1604-1608, 2005]에서 제안되었다.
한편, 직교주파수분할다중접속 기술에 기반을 둔 다중반송파 코드분할다중접속 시스템에서 셀간 간섭을 제거하기 위한 종래의 기술로 [논문 3: P. L. Kafle and A. B. Sesay, "Iterative semi-blind multiuser detection for coded MC-CDMA uplink systems, IEEE Trans. Comm., vol. 51, pp.1034-1039, July 2003]에 제안된 MMSE 다중사용자 검출(MUD: multiuser detection)을 기반으로 하는 반복 수신 기법 이 있다. 그러나, 이 기술은 다중반송파의 수(예를 들어, 1024) 혹은 임의의 확산요소의 차원을 갖는 행렬의 역을 매 심볼마다 계산해야 하는 상당한 복잡도의 문제가 있다.
직교주파수분할다중접속 시스템에서 각각의 부반송파는 평판 페이딩(flat fading) 채널의 시분할다중접속 환경과 동일하다. 이 경우, 다중경로 다이버시티가 존재하지 않으므로 단일 수신안테나를 이용한 셀간 간섭 제거는 매우 어려운 일이 된다. 본 발명에서는 이 문제를 해결하기 위해 채널코딩을 도입한 반복 수신 기법을 제안한다. 이 기법을 통한 채널코딩 이득으로 로그우도비(LLR: log-likelihood ratio)의 신뢰도를 높여 수신 성능을 크게 높일 수 있다.
본 발명에서는 직교주파수분할다중접속 시스템의 하향링크에서 [논문 2]의 반복 수신 기법을 도입하여 효과적으로 셀간 간섭을 제거하고자 한다. 본 발명의 반복 수신 기법은 연성판정을 이용한 것으로 모든 셀간에 사용자 채널코드 정보가 공유되는 셀간 협력 하에 채널 복호를 통한 연성판정치를 사용한다.
[논문 3]의 선형 다중사용자검출 기법은 시스템효율과 수신성능을 저하시키고 높은 수신기 복잡도를 갖는 특징을 보인다. 본 발명에서는 채널 코딩을 통한 반복 수신 기법을 제안한다. 본 발명은 결합채널추정 다중사용자검출 기법의 확산이득에 해당하는 중복성(redundancy)보다 상당히 작은 채널코딩으로 인해 중복성을 감소시키고 낮은 계산량의 검출 방식과 높은 수신 성능을 보장하는 기법이다.
본 발명은 채널 코딩을 도입한 반복 수신 기법을 적용하여 다중 셀 하향링크 에서 단일 수신안테나를 갖는 단말기에서의 셀간 간섭을 완화시키는 데 그 목적이 있다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 관점으로서 직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 장치는, 자기 셀을 제외한 다른 셀의 연성판정의 재 확산을 이용하여 셀간 간섭을 제거하는 병렬간섭제거기와, 각 부반송파마다 연성판정에 필요한 채널 로그우도비를 구하는 로그우도비 생성 블록과, 다른 사용자의 간섭이 완화된 자기 셀의 자기 사용자 심볼을 로그우도비를 이용하여 연성판정하는 연성판정부와, 연성판정부에 의한 연성판정치의 재 확산된 심볼을 이용하여 반복 채널 추정을 수행하는 채널추정 블록을 포함한다.
본 발명의 다른 관점으로서 직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 방법은, 자기 셀을 제외한 다른 셀의 연성판정의 재 확산을 이용하여 셀간 간섭을 제거하는 단계와, 각 부반송파마다 연성판정에 필요한 채널 로그우도비를 구하는 단계와, 다른 사용자의 간섭이 완화된 자기 셀의 자기 사용자 심볼을 로그우도비를 이용하여 연성판정하는 단계와, 이전 단계에 의한 연성판정치의 재 확산된 심볼을 이용하여 반복 채널 추정을 수행하는 단계를 포함한다.
본 발명의 이해를 돕기 위하여 직교주파수분할다중접속 시스템 모델을 기술하면 아래와 같다.
Q개의 다중셀 환경에서 L개의 부반송파를 갖는 직교주파수분할다중접속 시스템의 q번째 셀의 송신신호(b)는 다음의 수학식 1과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00001
이러한 송신신호는 변조와 평판 페이딩 채널을 거쳐 수신기에서 순환접두(cyclic prefix) 제거와 푸리에 변환 후, 다음의 수학식 2와 같은 주파수영역에서의 수신신호(r)로 표현된다.
Figure 112007027932150-PAT00002
여기서,
Figure 112007027932150-PAT00003
는 채널주파수반응으로 이루어진 대각행렬이고, n은 백색 정규잡음이다.
한편, Q개의 셀이 존재하는 다중셀 환경에서 직교주파수분할다중접속 시스템의 l번째 부반송파에서의 수신신호는 다음의 수학식 3과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00004
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 아울러 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 직교주파수분할다중접속 시스템에서 하향링크의 셀간 간섭제거를 위한 수신 장치의 블럭 구성도이다. 이하의 설명에서는 직교주파수분할다중접속 시스템의 초기 장치로서 시간 영역의 수신 신호를 주파수 영역의 수신 신호로 변화시키는 이산 푸리에 변환 장치와 주파수 영역으로 변환된 신호의 순환 전치부호(cyclic prefix)를 제거하는 장치 등과 같이 널리 알려진 기본 수신 장치에 대해서는 그 설명을 생략하고 본 발명에 의한 반복 수신 기법 위주로 설명하기로 한다. 또한, 도 1의 파일럿 심볼은 별도의 제약 없이 일반적인 규칙을 따르나, 이하에서는 완벽한 채널추정을 가정하여 병렬 간섭제거 및 채널 등화를 먼저 기술하고 채널추정 방식에 대해서는 본 상세한 설명의 마지막 부분에 기술하겠다. 또한, 이 후의 모든 수식의 위 첨자는 반복 수신의 순차를 나타낸다. 그러나, 예외적으로 도 1의 블럭 구성도에서는 편의상 순차의 표시를 생략하였다.
도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 셀간 간섭 완화 장치는, 자기 셀을 제외한 다른 셀의 연성판정의 재 확산을 이용하여 셀간 간섭을 제거하는 병렬간섭제거기(110, 210, 310, 410)와, 각 부반송파마다 연성판정에 필요한 채널 로그우도비를 구하는 로그우도비 생성 블록(120, 220, 320, 420)과, 로그우도비 생성 블록(120, 220, 320, 420)에 의한 채널 연성 출력을 채널 코딩을 통해 복호하여 복호 연성 출력을 제공하는 채널복호기(140, 240, 340, 440)와, 다른 사용자의 간섭이 완화된 자기 셀의 자기 사용자 심볼을 연성판정하는 연성판정부(150, 250, 350, 450)와, 연성판정부(150, 250, 350, 450)에 의한 연성판정치의 재 확산된 심볼을 이용하여 반복 채널 추정을 수행하는 채널추정 블록(160, 260, 360, 460)을 포함한다.
도면 중 미설명 부호인 130, 230, 330, 430은 로그우도비 생성 블록(120, 220, 320, 420)에 의한 채널 연성 출력의 채널 집중 오류를 해소하여 채널복호기(140, 240, 340, 440)로 제공하는 디인터리버이다.
Q셀의 직교주파수다중접속 환경에서의 l번째 부반송파의 수신신호는 앞서 기재한 수학식 3과 같다.
이산위상 변조방식에서 Q = 2이고 첫 번째 셀의 신호를 검출하고자 하는 경우, 두 번째 셀의 연성판정을 이용한 첫 번째 셀 l번째 부반송파의 i번째 순차의 병렬 간섭 제거 후의 신호(
Figure 112007027932150-PAT00005
)는 다음의 수학식 4와 같다.
Figure 112007027932150-PAT00006
여기서,
Figure 112007027932150-PAT00007
은 채널복호로 인한 연성판정이고,
Figure 112007027932150-PAT00008
은 간섭제거 후의 잔여 간섭이다.
선형 가우시안 혹은 페이딩 채널에서 정합필터 출력 y에 대해 송신신호 x의 로그우도비(LLR)는 다음의 수학식 5와 같이 구해진다.
Figure 112007027932150-PAT00009
여기서, a는 가우시안 채널의 경우에서 1에 해당하고 페이딩 채널의 경우는 페이딩 진폭에 해당한다. MAP(maximum a posteriori) 채널 복호기의 출력은 채널 코딩을 이용하기 때문에 더욱 신뢰성이 높은 로그우도비를 얻을 수 있다.
수학식 4에서
Figure 112007027932150-PAT00010
을 가우시안 랜덤 변수로 가정하면,
Figure 112007027932150-PAT00011
의 로그우도비(LLR)는 다음의 수학식 6과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00012
여기서,
Figure 112007027932150-PAT00013
는 간섭제거 후 잔여 간섭의 분산이다. 위 수학식 6은 [논문 2]에 주어진 페이딩 채널에서 정합 필터 출력에 대한 일반적인 로그우도비 계산식이다. 이러한 로그우도비를 관찰하면, 일반적인 직교주파수다중접속 수신기에서 단일 탭 등화기가 로그우도비에 포함되어 있는 것을 알 수 있다.
위 수학식 6에서 잔여 간섭 분산
Figure 112007027932150-PAT00014
은 다음과 같은 가정에 의해 근사치
Figure 112007027932150-PAT00015
로 구할 수 있다. 먼저, 실제 심볼과 추정 심볼과의 연관도(
Figure 112007027932150-PAT00016
)를 다음의 수학식 7과 같이 정의하자.
Figure 112007027932150-PAT00017
다음으로, 연성판정 심볼을 다음의 수학식 8과 같이 모델링하겠다.
Figure 112007027932150-PAT00018
여기서
Figure 112007027932150-PAT00019
과
Figure 112007027932150-PAT00020
는 연관성이 없다고 가정하면,
Figure 112007027932150-PAT00021
이 된다. 그러면, 최종적으로 다음의 수학식 9와 같은 근사치를 구할 수 있다.
Figure 112007027932150-PAT00022
i번째 순차에서 첫 번째 셀을 제외한 다른셀 간섭이 제거된 후, 신호대간섭잡음비(SINR)는 다음의 수학식 10과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00023
여기서 셀간 간섭이 완벽하게 제거될수록, 위 신호대간섭잡음비는 단일 사용자의 신호대잡음비에 근접하는 것을 예상할 수 있다.
상술한 로그우도비의 신뢰도를 높이기 위해 모든 셀간에 사용자 채널코드 정보가 공유되는 셀간 협력이 존재하는 경우, MAP 복호를 통해 로그우도비의 신뢰도를 크게 높일 수 있다. MAP 복호의 연성출력을 계산하는 대표적인 알고리즘으로 BCJR 알고리즘이 있다. 이러한 MAP 복호 알고리즘은 아래의 연성출력의 계산량을 상당부분 줄여 효율적으로 계산한다. 선형 가우시안 혹은 페이딩 채널에서 정합필터 출력 y에 대해 송신신호 x의 로그우도비(LLR)는 다음의 수학식 11과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00024
베이시안 룰을 이용하면 위 수학식 11은 다음의 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007027932150-PAT00025
여기서 a는 가우시안 채널의 경우에서 1에 해당하고 페이딩 채널의 경우는 페이딩 진폭에 해당한다. 위 수학식 12의 두 번째 항은 수학식 6의 로그우도비에 해당한다. MAP 채널 복호기의 출력은 채널 코딩을 이용하기 때문에 더욱 신뢰성이 높은 로그우도비를 얻을 수 있다.
파일럿 심볼을 이용한 채널 추정 방식은 시간 영역과 주파수 영역에서의 삽입 방식으로 나눌 수 있다. 본 발명에서는 시간 영역의 파일럿 심볼 방식을 고려하겠다. 하향 링크의 직교주파수분할다중을 포함한 직교주파수분할다중접속 시스템에서 채널 추정이 정확하지 못하면 셀간 간섭을 고려한 수신기의 성능이 셀간 간섭을 고려하지 않는 기존의 수신기에 비해 오히려 수신 성능이 현저히 떨어지는 것을 예상할 수 있다. 따라서, 이하에서는 EM(expectation maximization) 알고리즘을 통해 파일럿 심볼에 의한 채널 추정을 향상시키는 방법을 설명하겠다.
도 2는 모든 셀간에 사용자 채널코드 정보가 공유되는 셀간 협력이 존재하는 경우의 EM 알고리즘에 의한 채널 복호 및 연성판정 과정을 예시한 것이며, 도 3은 EM 알고리즘에 의한 반복 채널 추정 과정을 예시한 것이다. 여기서, 셀간 협력이 없는 경우 도 2에서 채널복호기(140)가 제외된다. 여기서는 자기 셀의 채널추정만을 고려하겠다. 아래의 결과는 자기 셀을 제외한 다른 셀에서도 동일하게 적용이 된다. 따라서, 셀의 순번을 나타내는 아래첨자 q를 제외하고, 채널 주파수반응 행렬
Figure 112007027932150-PAT00026
대신 벡터
Figure 112007027932150-PAT00027
를 사용하겠다. 또한, 채널 임 펄스 반응을 N차원의 벡터
Figure 112007027932150-PAT00028
라 놓으면,
Figure 112007027932150-PAT00029
의 관계가 성립된다. 여기서 L×N 행렬
Figure 112007027932150-PAT00030
는 채널 주파수반응 함수를 구하기 위한 이산 푸리에 변환 행렬로서 아래의 수학식 13과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00031
수학식 2에 주어진 직교주파수분할다중접속 시스템의 수신 신호 r을 이용한 최대우도 채널추정은 다음의 수학식 14와 같이 표현된다.
Figure 112007027932150-PAT00032
수학식 14에서
Figure 112007027932150-PAT00033
는 채널 임펄스반응 h에 대한 r의 우도함수이다. 이 함수의 비선형성으로 인한 최대우도 추정치를 구하기는 매우 어렵다. 따라서, 다음과 같이 EM 알고리즘을 적용하여 최대우도 추정치를 보다 용이하게 구할 수 있다.
수학식 2의 수신신호 r은 다음의 수학식 15와 같이 표현된다.
Figure 112007027932150-PAT00034
위 수학식 15에서
Figure 112007027932150-PAT00035
이고 이 대각 행렬의 벡터형태는
Figure 112007027932150-PAT00036
이다. 여기서 EM 알고리즘을 이용하기 위해 위의 주어진 수신신호 r을 관찰되는 불완전한 데이터 X로 놓고, 검출하고자 하는 심볼 b를 관찰되지 않은 데이터 Y로 놓으면
Figure 112007027932150-PAT00037
를 완전한 데이터 Z로 놓을 수 있다. 따라서, EM 알고리즘은 다음과 같이 구성된다.
먼저, 수신신호 r뿐만 아니라 검출하고자 하는 심볼 b도 주어진다는 가정하에 h를 추정하기 위한 우도함수를 구하는 기대 단계는 다음과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00038
다음으로 기대 단계에서 구한 우도함수
Figure 112007027932150-PAT00039
를 최대화시키는 최대화 단계는 다음과 같다.
Figure 112007027932150-PAT00040
여기서
Figure 112007027932150-PAT00041
이다.
구해지는 채널 추정치의 결과 식은 다음의 수학식 18과 같다(S503).
Figure 112007027932150-PAT00042
위 수학식 18에서
Figure 112007027932150-PAT00043
는 p번째 순차의 반복 수신에서 연성판정치의 재확산된 심볼로 구성된 대각행렬이다(S502). 이 때의 연성판정치는 약한 셀간협력의 경 우 채널연성출력의 연성판정에 해당하고, 강한 셀간협력에서는 복호연성출력의 연성판정에 해당한다.
이 때, 위의 채널 임펄스 반응을 이용하여 채널 주파수 반응 추정치는 다음의 수학식 19와 같이 구해진다(S504).
Figure 112007027932150-PAT00044
한편, EM 알고리즘을 이용한 채널 추정을 위해서는
Figure 112007027932150-PAT00045
의 초기치
Figure 112007027932150-PAT00046
는 파일럿 부반송파의 위치에 파일럿 심볼이 들어가고, 그 외 부반송파의 위치에는 영으로 구성된 초기치 벡터이다. 즉 파일럿 심볼로부터 초기 심볼 벡터인
Figure 112007027932150-PAT00047
을 구성한다(S501).
그런데, EM 알고리즘의 성능은 초기치 벡터에 의해 큰 영향을 받는다. 그러므로, 더 좋은 채널 추정치를 얻기 위해서는 더욱 촘촘한 파일럿 심볼이 필요하므로, 이러한 채널 추정 기법을 효율적으로 구현하기 위해서는 파일럿 심볼의 배치와 시스템 효율간의 타협점을 고려해야 할 것이다. 위와 같은 EM 알고리즘을 이용한 채널 추정을 위해서는 다음의 수학식 20과 같은
Figure 112007027932150-PAT00048
가 필요하다.
Figure 112007027932150-PAT00049
위 APP(a posteriori probability)는 MAP 채널 복호기의 출력으로 구해진다.
EM 알고리즘을 이용한 채널 추정을 위해서 초기치
Figure 112007027932150-PAT00050
는 파일럿 부반송파의 위치에 파일럿 심볼이 들어가고, 그 외 부반송파의 위치에는 영으로 구성된 초기치 벡터이다. EM 알고리즘의 성능은 초기치 벡터에 의해 큰 영향을 받는다. 그러므로, 더 좋은 채널 추정치를 얻기 위해서는 더욱 촘촘한 파일럿 심볼이 필요하다. 이러한 초기치 구성을 시작으로 도 3에서 S502∼S504의 동작을 최종 순차 P까지 반복(S505, S506)하여 채널 주파수 반응의 보다 정확한 추정치를 구할 수 있다.
전술한 바와 같이 본 발명은 다중 셀 하향링크에서 단일 수신안테나를 갖는 단말기의 모든 셀에 대해 병렬 간섭 제거를 통한 반복 수신 기법을 적용하여 셀간 간섭을 크게 완화시키는 효과가 있다.

Claims (9)

  1. 직교주파수분할다중접속 시스템의 다중 셀 하향링크에서 단일 수신안테나를 갖는 단말기에서의 셀간 간섭 완화 장치로서,
    자기 셀을 제외한 다른 셀의 연성판정의 재 확산을 이용하여 셀간 간섭을 제거하는 병렬간섭제거기와,
    각 부반송파마다 상기 연성판정에 필요한 채널 로그우도비를 구하는 로그우도비 생성 블록과,
    다른 사용자의 간섭이 완화된 자기 셀의 자기 사용자 심볼을 상기 로그우도비를 이용하여 연성판정하는 연성판정부와,
    상기 연성판정부에 의한 연성판정치의 재 확산된 심볼을 이용하여 반복 채널 추정을 수행하는 채널추정 블록
    을 포함하는 셀간 간섭 완화 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 셀간 간섭 완화 장치는,
    상기 로그우도비 생성 블록에 의한 채널 연성 출력을 채널 코딩을 통해 복호하여 복호 연성 출력을 상기 연성판정부로 제공하는 채널복호기
    를 더 포함하는 셀간 간섭 완화 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 셀간 간섭 완화 장치는,
    상기 채널 연성 출력의 채널 집중 오류를 해소하여 상기 채널복호기로 제공하는 디인터리버
    를 더 포함하는 셀간 간섭 완화 장치.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 로그우도비 생성 블록은, 각 부반송파마다 채널 등화를 위한 단일 탭 등화기
    를 포함하는 셀간 간섭 완화 장치.
  5. 직교주파수분할다중접속 시스템의 다중 셀 하향링크에서 단일 수신안테나를 갖는 단말기에서의 셀간 간섭 완화 방법으로서,
    (a) 자기 셀을 제외한 다른 셀의 연성판정의 재 확산을 이용하여 셀간 간섭을 제거하는 단계와,
    (b) 각 부반송파마다 상기 연성판정에 필요한 채널 로그우도비를 구하는 단계와,
    (c) 다른 사용자의 간섭이 완화된 자기 셀의 자기 사용자 심볼을 상기 로그우도비를 이용하여 연성판정하는 단계와,
    (d) 상기 (c) 단계에 의한 연성판정치의 재 확산된 심볼을 이용하여 반복 채 널 추정을 수행하는 단계
    을 포함하는 셀간 간섭 완화 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 셀간 간섭 완화 방법은,
    (e) 상기 (b) 단계에 의한 채널 연성 출력을 채널 코딩을 통해 복호하여 상기 (c) 단계에 의한 연성판정을 위해 복호 연성 출력을 제공하는 단계
    를 더 포함하는 셀간 간섭 완화 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 (e) 단계는 상기 채널 연성 출력의 채널 집중 오류를 해소한 후 상기 채널 코딩을 수행하는
    셀간 간섭 완화 방법.
  8. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서,
    상기 (d) 단계는, (d1) 파일럿 심볼로부터 초기 심볼 벡터를 구성하는 단계와,
    (d2) 채널 임펄스 반응을 이용하여 상기 심볼 벡터의 채널 주파수 반응 추정치를 갱신하는 단계와,
    (d3) 기 설정된 순차까지 반복하는 연성판정으로 상기 심볼 벡터를 재구성하 는 단계
    를 포함하는 셀간 간섭 완화 방법.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 (b) 단계는, 상기 로그우도비를 구하기 위해 모든 셀간에 사용자 채널코드 정보를 공유하는
    셀간 간섭 완화 방법.
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