CN107465470B - 功率估计装置和功率估计方法 - Google Patents

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CN107465470B CN201610394921.XA CN201610394921A CN107465470B CN 107465470 B CN107465470 B CN 107465470B CN 201610394921 A CN201610394921 A CN 201610394921A CN 107465470 B CN107465470 B CN 107465470B
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Abstract

本发明提供一种功率估计方法和功率估计装置。功率估计装置包括：获取模块，用于根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值；确定模块，用于确定Q个时频相关系数向量；估计模块，用于根据所述获取模块获取的Q个二阶统计特性估计值和所述确定模块确定的所述Q个时频相关系数向量，估计P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。本发明实施例的技术方法可以提升信噪比估计和信干比估计的性能，进而可以提升信道估计的性能和数据检测的性能。

Description

功率估计装置和功率估计方法
技术领域
本发明涉及通信领域，尤其涉及功率估计装置和功率估计方法。
背景技术
人类社会对移动数据业务日益增加的需求正驱动着无线通信系统朝着更大的容量、更高的用户体验质量、更广泛的应用场景的目标不断发展。无线通信系统所经历的信道通常是时频变化的，所以无线通信系统需要进行参数估计，如信噪比(Signal to NoiseRatio，SNR)估计，噪声功率估计等，以用于信道估计和信号检测等处理。
通常是通过定义的导频信号来实现高可靠性的参数估计，如第三代伙伴计划(3GPP)长期演进(Long Term Evolution，LTE)系统或LTE-A系统中定义的小区参考信号(Cell-specific Reference Signal，CRS)、解调参考信号(Demodulation ReferenceSignal，DMRS)和信道状态测量参考信号(Channel State Information-ReferenceSignal，CSI-RS)。
由于导频信号需要占据一定的时频资源，为了尽可能节省系统开销，在多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)系统中所需的导频信号较多时，通常将对应不同天线端口的同一类型的导频信号通过码分复用(Code-Division Multiplexing，CDM)的方式在相同时频资源叠加传输。如LTE或LTE-A系统中定义的DMRS和CSI-RS。
根据导频信号进行信道参数估计的一种方法为：将导频信号与相应的本地导频序列的复共轭相乘，得到导频信号的最小二乘(Least Square，LS)信道估计值；然后，对LS信道估计值做快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，得到信道响应时域波形；求该信道响应时域波形的功率，并做时域滤波，得到信道功率时延谱(PowerDelay Profile，PDP)；最后，求信道功率时延谱所包含的一段纯噪声区域的信号的平均功率，从而得到估计的噪声功率。当然，还可以根据接收信号的总功率和估计得到的噪声功率，得到估计的信号功率，如接收信号的总功率减去估计的噪声功率为估计的信号功率。
另一种根据导频信号进行信道参数估计的方法为：通过对导频信号(如CRS或DMRS)的相邻四个频域的LS接收信号的进行加减运算，消除其中的信号分量；然后求平均功率，得到估计的噪声功率。当然，还可以根据接收信号总功率和估计得到的噪声功率，得到估计的信号功率，如接收信号的总功率减去估计的噪声功率为估计的信号功率。
使用上述方法进行信道参数估计时，对于时频选择性衰落较强的信道，时频选择性衰落会对信道的性能估计产生较大的影响。
发明内容
本发明提供一种功率估计方法和功率估计装置，可以提升信道的估计性能。
第一方面，本发明提供了一种功率估计装置，包括：获取模块，用于根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值，Q≥1，所述Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj满足公式：
Figure BDA0001010791830000021
其中，Nj为所述时频资源中用于获取xj的资源块的数量，Mj≥mj≥1，Mj为所述Nj个资源块中的每个资源块内用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure BDA0001010791830000022
为所述Mj个经过预处理得到的接收信号中第mj个经过预处理得到的接收信号，所述第mj个经过预处理得到的接收信号对应的资源单元在所述第n个资源块内的正交频分复用OFDM符号偏移量为
Figure BDA0001010791830000023
子载波偏移量为
Figure BDA0001010791830000024
所述Mj个经过预处理得到的接收信号包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括最小二乘LS信道估计，
Figure BDA0001010791830000025
为非零数；确定模块，用于确定Q个P+1维的时频相关系数向量，所述Q个时频相关系数向量中第j个时频相关系数向量gj中的元素基于所述Mj个经过预处理得到的信号中任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的时频自相关系数、时频互相关系数和噪声自相关系数所得；估计模块，用于根据所述获取模块获取的Q个二阶统计特性估计值和所述确定模块确定的所述Q个时频相关系数集合，估计所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
本发明实施例的功率估计装置充分利用信道的时频相关性，根据信道的时频相关系数和信号的二阶统计特性，来获取天线端口的的信号功率估计值和噪声功率估计值，可以提高时频选择性衰落较强的信道下信噪比估计和信干比估计的性能，进而可以提升信道估计的性能和数据检测的性能。
在一种可能的实现方式中，所述时频互相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频互相关系数，所述时频自相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频自相关系数；其中，所述估计模块具体用于根据公式
Figure BDA0001010791830000031
估计所述P个天线端口的信号功率估计值和所述噪声功率估计值，其中，
Figure BDA0001010791830000032
为所述P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure BDA0001010791830000033
为所述噪声功率估计值，W＝A-1且Q＝P+1，或W＝(AH×A)-1×AH且Q＞P+1，
Figure BDA0001010791830000034
x＝[x1,…,xj,…,xQ]T，A-1表示A的逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵。
在一种可能的实现方式中，所述功率估计装置还包括提取模块和预处理模块；所述提取模块用于获取所述第n个资源块中，OFDM符号偏移量为
Figure BDA0001010791830000035
子载波偏移量为
Figure BDA0001010791830000036
的第一资源单元处的接收信号
Figure BDA0001010791830000037
所述预处理模块用于对所述
Figure BDA0001010791830000038
进行所述预处理，得到
Figure BDA0001010791830000039
在一种可能的实现方式中，所述预处理模块具体用于根据公式
Figure BDA00010107918300000310
得到
Figure BDA00010107918300000311
为所述第一资源单元对应的导频序列的共轭。
在一种可能的实现方式中，所述预处理还包括解扩；其中，所述预处理模块具体用于根据公式
Figure BDA00010107918300000312
Ndsf为用于对所述
Figure BDA00010107918300000313
解扩的扩频码的长度，Nocc≥Ndsf≥1，Nocc为所述天线端口码分复用对应的扩频码的长度，
Figure BDA00010107918300000314
为所述天线端口p对应的长度为Ndsf的用于解扩的扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure BDA00010107918300000315
为所述第i个扩频码元素对应的第二资源单元处的接收信号，
Figure BDA00010107918300000316
为所述第二资源单元对应的导频序列的共轭。
在一种可能的实现方式中，其特征在于，所述功率估计装置还包括后处理模块，用于对所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
第二方面，本发明提供了一种功率估计方法，包括：根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值，Q≥1，所述Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj满足公式：
Figure BDA00010107918300000317
其中，Nj为所述时频资源中用于获取xj的资源块的数量，Mj≥mj≥1，Mj为所述Nj个资源块中的每个资源块内用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure BDA0001010791830000041
为所述Mj个经过预处理得到的接收信号中第mj个经过预处理得到的信号，所述第mj个经过预处理得到的接收信号在所述第n个资源块内对应的资源单元的正交频分复用OFDM符号偏移量为
Figure BDA0001010791830000042
子载波偏移量为
Figure BDA0001010791830000043
包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括最小二乘LS信道估计，
Figure BDA0001010791830000044
为非零数；确定Q个P+1维的时频相关系数向量，所述Q个时频相关系数向量中第j个时频相关系数向量gj中的元素基于所述Mj个经过预处理得到的接收信号中任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的时频互相关系数、时频自相关系数和噪声自相关系数所得；根据所述Q个二阶统计特性估计值和所述Q个P+1维的时频相关系数向量，估计所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
本发明实施例的功率估计方法中，充分利用信道的时频相关性，根据信道的时频相关系数和信号的二阶统计特性，来获取天线端口的的信号功率估计值和噪声功率估计值，可以提高时频选择性衰落较强的信道下功率估计性能。
在一种可能的实现方式中，所述时频互相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频互相关系数，所述时频自相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频自相关系数；其中，所述确定Q个P+1维的时频相关系数向量，包括：根据公式
Figure BDA0001010791830000045
估计所述P个天线端口的信号功率估计值和所述噪声功率估计值，
Figure BDA0001010791830000046
为所述P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure BDA0001010791830000047
为所述噪声功率估计值，W＝A-1且Q＝P+1，或W＝(AH×A)-1×AH且Q＞P+1，
Figure BDA0001010791830000048
x＝[x1,…,xj,…,xQ]T，A-1表示A的逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵。
在一种可能的实现方式中，所述功率估计方法还包括：获取所述第n个资源块中，OFDM符号偏移量为
Figure BDA0001010791830000049
子载波偏移量为
Figure BDA00010107918300000410
的第一资源单元处的接收信号
Figure BDA00010107918300000411
对所述
Figure BDA00010107918300000412
进行所述预处理，得到
Figure BDA00010107918300000413
在一种可能的实现方式中，所述对所述
Figure BDA00010107918300000414
进行所述预处理，得到
Figure BDA00010107918300000415
包括：根据公式
Figure BDA00010107918300000416
得到
Figure BDA00010107918300000417
为所述第一资源单元对应的导频序列的共轭。
在一种可能的实现方式中，所述预处理还包括解扩；其中，所述对所述
Figure BDA00010107918300000418
进行所述预处理，得到
Figure BDA00010107918300000419
包括：根据公式
Figure BDA0001010791830000051
得到
Figure BDA0001010791830000052
Ndsf为用于对所述
Figure BDA0001010791830000053
解扩的扩频码的长度，Nocc≥Ndsf≥1，Nocc为所述天线端口码分复用对应的扩频码的长度，
Figure BDA0001010791830000054
为所述天线端口p对应的长度为Ndsf的用于解扩的扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure BDA0001010791830000055
为所述第i个扩频码元素对应的第二资源单元处的接收信号，
Figure BDA0001010791830000056
为所述第二资源单元对应的导频序列的共轭。
在一种可能的实现方式中，所述功率估计方法还包括：对所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
第三方面，本发明提供了一种功率估计装置，包括处理器和存储器，所述存储器用于存储代码，所述处理器用于执行所述存储器中的代码。当所述代码被执行时，所述处理器实现第二方面的方法。
第四方面，本发明提供了一中计算机可读介质，所述计算机可读介质存储用于功率估计装置执行的程序代码，所述程序代码包括用于执行第二方面中的方法的指令。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例的无线网络的示意性结构图。
图2是本发明实施例的功率估计方法的示意性流程图。
图3是本发明实施例的功率估计装置的示意性结构图。
图4是本发明实施例的功率估计装置的示意性结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了便于理解，先从整体上描述能够应用实施本发明实施例的功率估计方法和功率估计装置的系统架构的示例图。应理解，本发明实施例并不限于图1所示的系统架构中，此外，图1中的装置可以是硬件，也可以是从功能上划分的软件或者以上二者的结构。
图1中，110可以为基站、接入点或基站控制器等设备中的一个或多个，用于为至少一个无线终端提供通信服务；121至128可以为无线终端，例如移动站、远程站、用户设备等。基站110和无线终端121至无线终端128中的任一个无线终端可以包括至少一个天线，图1中以多天线为示例。其中的无线终端121至128具体可以为手机、平板电脑、个人数字助手等用户设备。
图2为本发明实施例的功率估计方法的示意性流程图。应理解，图2示出了功率估计方法的步骤或操作，但这些步骤或操作仅是示例，本发明实施例还可以执行其他操作或者图2中的各个操作的变形。此外，图2中的各个步骤可以按照与图2呈现的不同的顺序来执行，并且有可能并非要执行图2中的全部操作。
S210，获取资源块中OFDM符号偏移量为l、子载波偏移量为k的资源单元处的接收信号R(l,k)。
S220，对该资源单元(为了后续描述方便，将该资源单元称为第一资源单元)处的接收信号R(l,k)进行预处理。对第一资源单元处的接收信号R(l,k)进行预处理的一种方法是对R(l,k)进行最小二乘(Least Square，LS)信道估计，另一种方法是对第一资源单元处的接收信号进行LS信道估计后，还进行解扩。当然，还可以使用其他方法进行预处理，此处不再赘述。
对第一资源单元处的接收信号R(l,k)进行LS信道估计的具体实施方式为：根据公式
Figure BDA0001010791830000061
得到R(l,k)的LS信道估计值Y(l,k)，其中，S(l,k)为第一资源单元对应的导频序列，
Figure BDA0001010791830000062
为S(l,k)的共轭。
对第一资源单元处的接收信号R(l,k)进行LS信道估计和解扩的具体实施方式为：根据公式
Figure BDA0001010791830000063
得到R(l,k)进行预处理后的Y(l,k)。其中，Ndsf为解扩的阶数，
Figure BDA0001010791830000064
为端口p的全部或部分扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure BDA0001010791830000065
为第i个扩频码元素对应的资源单元的位置，
Figure BDA0001010791830000066
为位于(li,ki)的资源单元处的接收信号，
Figure BDA0001010791830000067
为位于(li,ki)的资源单元对应的导频序列的共轭。应注意，此处所述的天线端口不是物理天线，而是逻辑上与信道对应的端口。
Ndsf可以与导频信号码分复用的阶数Nocc不同。若Ndsf＜Nocc，表示部分解扩，即Y(l,k)中除了存在端口p对应的导频信号，还存在解扩后未消除的与端口p的导频信号码分复用的导频信号，即还存在其他端口的导频信号。例如，当码分复用的阶数Nocc＝4时，经过对端口p进行Ndsf＝2解扩后，LS信道估计和解扩后的信号中除了存在端口p的信号之外，还可能存在另外一个端口p′的信号。
若Ndsf＝Nocc，表示完全解扩，即Y(l,k)只存在端口p的信号。例如，当码分复用的阶数Nocc＝2时，经过对端口p进行Ndsf＝2解扩后，由于扩频码的正交性，接收信号中只存在端口p的信号。
S230，获取时频资源中M个经过预处理得到的接收信号的二阶统计特性估计值x。
x的计算公式为：
Figure BDA0001010791830000071
其中，N为时频资源中用于获取x的资源块的数量，M≥m≥1，M为N个资源块中每个资源块内用于获取x的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure BDA0001010791830000072
为M个经过预处理得到的接收信号中第m经过预处理得到的信号，第m个经过预处理得到的接收信号在第n个资源块内对应的资源单元的OFDM符号偏移量为lm、子载波偏移量为km，所述M个经过预处理得到的信号包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括LS信道估计，
Figure BDA0001010791830000073
为以
Figure BDA0001010791830000074
为自变量的函数。
可选地，函数
Figure BDA0001010791830000075
可以为
Figure BDA0001010791830000076
其中，ajm为各资源单元处预处理后的信号
Figure BDA0001010791830000077
的系数，ajm为非零值。此时，
Figure BDA0001010791830000078
相应地，在ajm＝1时，当M＝1时，
Figure BDA0001010791830000079
当M＝2时，
Figure BDA00010107918300000710
当M＝3时，
Figure BDA00010107918300000711
当然，函数
Figure BDA00010107918300000712
也可以为其他的函数形式，本发明并不限制
Figure BDA00010107918300000713
的具体函数形式。
可以循环执行S230，以获取接收信号的多个二阶统计特性估计值。如可以获取接收信号的Q个二阶统计特性估计值x1～xQ，并得到x1～xQ组成的Q维向量x＝[x1,…,xj,…,xQ]T。获取Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj时，时频资源中所使用的资源块的数量为Nj，每个资源块中用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量为Mj。获取Q个二阶统计特性估计值中每个二阶统计特性估计值的Nj可以相同，也可以不同。
S240，确定时频资源中，M个经过预处理得到的接收信号中任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的时频自相关系数、时频互相关系数和噪声自相关系数，并根据所述时频自相关系数、时频互相关系数、噪声自相关系数得到一个包含P+1个元素的时频相关系数向量g。
通常情况下，确定信道的归一时频自相关系数、信道间的归一时频互相关系数和噪声的归一自相关系数，并根据该归一时频自相关系数、归一时频互相关系数和噪声归一自相关系数得到g。信道的归一时频自相关系数是指信道的功率为1时的时频自相关系数，信道间的归一时频互相关系数是指两个信道的功率均为1时的时频互相关系数，噪声的归一自相关系数是指接收噪声功率为1时对应的噪声自相关系数。
如当M＝1，即N个资源块中用于估算接收信号的二阶统计特性估计值的经过预处理得到的接收信号的数量为1，且该经过预处理得到的第一信号中只包括一个天线端口对应的导频信号时，则可以确定该导频信号对应信道的归一时频自相关系数为1，噪声归一自相关系数为
Figure BDA0001010791830000081
从而可得到时频相关系数向量为
Figure BDA0001010791830000082
其中，若信号是非码分复用的信号或虽然信号为码分复用的信号但预处理未包含解扩处理，则Ndsf＝1。
如当M＝2，即N个资源块中用于估算接收信号的二阶统计特性估计值的经过预处理得到的接收信号的数量为2，且这两个经过预处理得到的第一信号和第二信号中只包括一个天线端口对应的导频信号时，则可以确定第一信号中包括的导频信号对应的信道和第二信号中包括的导频信号对应的信道的归一时频自相关系数为1，时频互相关系数为r(Δl,Δk)，(Δl,Δk)表示两个接收信号对应的资源单元的时频间隔，噪声归一自相关系数为
Figure BDA0001010791830000083
则时频相关系数向量g可以为
Figure BDA0001010791830000084
其中，Re{r(Δl,Δk)}表示r(Δl,Δk)的实部。
同理，当M＝1，且该经过预处理得到的第一信号中包括天线端口p和天线端口p'对应的导频信号时，则可以得到时频相关系数向量g为
Figure BDA0001010791830000085
当M＝2，且这两个经过预处理得到的第一信号和第二信号中包括天线端口p和天线端口p'对应的导频信号时，若第一信号的资源单元位置为(l1,k1)，第二信号的资源单元位置为(l2,k2)，第一信号与第二信号的资源单元间的时频间隔为(Δl,Δk)，则可以得到时频相关系数向量g为
Figure BDA0001010791830000086
r(Δl,Δk)表示第一信号中包括的导频信号对应的信道和第二信号中包括的导频信号对应的信道的时频互相关系数。
其中，当码分复用的接收信号未解扩时，
Figure BDA0001010791830000091
表示端口p在时频位置(l,k)对应的扩频码；
Figure BDA0001010791830000092
表示端口p′在时频位置(l,k)的扩频码。当码分复用的接收信号对端口p部分解扩时，
Figure BDA0001010791830000093
为端口p′与端口p经过部分解扩后在时频位置(l,k)对应的扩频码的乘积。
当M＝3，且这三个经过预处理得到的第一信号、第二信号和第三信号中包括天线端口p和天线端口p'对应的导频信号时，若第一接收信号的资源单元位置为(l1,k1)，第二接收信号的资源单元位置为(l2,k2)，第三接收信号的资源单元位置为(l3,k3)，第一信号与第二信号的资源单元间的时频间隔为(Δl1,Δk1)，第一信号与第三信号的资源单元间的时频间隔为(Δl2,Δk2)，第二信号与第三信号的资源单元间的时频间隔为(Δl3,Δk3)，则可以得到时频相关系数向量g为
Figure BDA0001010791830000094
Figure BDA0001010791830000095
表示第一信号中包括的导频信号对应的信道和第二信号中包括的导频信号对应的信道的时频互相关系数，
Figure BDA0001010791830000096
表示第一信号中包括的导频信号对应的信道和第三信号中包括的导频信号对应的信道的时频互相关系数，
Figure BDA0001010791830000097
表示第二信号中包括的导频信号对应的信道和第三信号中包括的导频信号对应的信道的时频互相关系数。
可以循环执行S240，以获取多个P+1维的时频相关系数向量。如可以获取Q个二阶统计特性估计值g1～gQ，并得到g1～gQ组成的Q维向量
Figure BDA0001010791830000098
Q个时频相关系数向量中的第j个时频相关系数向量gj中的元素可以根据所述Mj个经过预处理得到的接收信号中任意两个信号分别包括的导频信号对应的信道的归一时频互相关系数、归一时频自相关系数以及接收噪声功率为1时对应的噪声信号的自相关系数计算得到。
S250，根据Q个二阶统计特性估计值和Q个P+1维的时频相关系数向量，估计P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
Q个二阶统计特性估计值组成的向量x和Q个P+1维的时频相关系数向量组成的矩阵A之间可以满足：
Figure BDA0001010791830000099
其中，
Figure BDA00010107918300000910
Figure BDA00010107918300000911
为P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure BDA00010107918300000912
为噪声功率估计值。
如Q＝2，M1＝1，M2＝2，且每个预处理后信号中包括端口p的导频信号，则可以得到
Figure BDA00010107918300000913
即
Figure BDA00010107918300000914
如Q＝3，M1＝1，M2＝2，M3＝3，且每个预处理后的信号中包括端口p(第一个天线端口)和端口p'(第二个天线端口)的导频信号，则可以得到
Figure BDA0001010791830000101
即
Figure BDA0001010791830000102
当Q＝P+1时，即A为(P+1)×(P+1)维的矩阵，且A可逆时，A-1表示A的逆矩阵，可以取W＝A-1；当Q＞P+1时，AH·A为可逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵，可以取W＝(AH×A)-1×AH。然后根据式子
Figure BDA0001010791830000103
得到P个天线端口的信号功率估计值ps和噪声功率估计值
Figure BDA0001010791830000104
S260，对P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
当滤波后的信号功率值或滤波后的噪声功率值为负数时，可以对滤波后的信号功率值或滤波后的噪声功率值进行限幅，以使其为非负值。
上述步骤获取的信号功率估计值和噪声功率估计值可以用于信道估计、多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)检测及多用户多输入多输出(Multi-UserMIMO)场景下的端口信号存在性判断等。
图3是本发明实施例的功率估计装置的示意性结构图。应理解，图3示出的装置300仅是示例，本发明实施例的装置300还可包括其他模块或单元，或者包括与图3中的各个模块的功能相似的模块，或者并非要包括图3中的所有模块。
获取模块310，用于根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值，Q≥1，所述Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj满足公式：
Figure BDA0001010791830000111
其中，Nj为所述时频资源中用于获取xj的资源块的数量，Mj≥mj≥1，Mj为所述Nj个资源块中的每个资源块内用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure BDA0001010791830000112
为所述Mj个经过预处理得到的接收信号中第mj个经过预处理得到的信号，所述第mj个经过预处理得到的接收信号在所述第n个资源块内对应的资源单元的正交频分复用OFDM符号偏移量为
Figure BDA0001010791830000113
子载波偏移量为
Figure BDA0001010791830000114
包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括最小二乘LS信道估计，
Figure BDA0001010791830000115
为非零数。
确定模块320，用于确定Q个P+1维的时频相关系数向量，所述Q个时频相关系数向量中第j个时频相关系数向量gj中的元素基于所述Mj个经过预处理得到的接收信号中任意两个信号中分别包含的导频信号对应的信道的时频自相关系数、时频互相关系数和噪声自相关系数所得。
估计模块330，用于根据所述获取模块310获取的Q个二阶统计特性估计值和所述确定模块320确定的Q个P+1维的时频相关系数向量，估计所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
本发明实施例的功率估计装置充分利用信道的时频相关性，根据信道的时频相关系数和信号的二阶统计特性，来获取天线端口的的信号功率估计值和噪声功率估计值，可以提高时频选择性衰落较强的信道下功率估计性能
可选地，作为一个实施例，所述时频互相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频互相关系数，所述时频自相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频自相关系数，所述噪声自相关系数为所述接收噪声功率为1时所对应的噪声自相关系数；其中，所述估计模块320具体用于根据公式
Figure BDA0001010791830000116
估计所述P个天线端口的信号功率估计值和所述噪声功率估计值，
Figure BDA0001010791830000117
为所述P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure BDA0001010791830000118
为所述噪声功率估计值，W＝A-1且Q＝P+1，或W＝(AH×A)-1×AH且Q＞P+1，
Figure BDA0001010791830000119
x＝[x1,…,xj,…,xQ]T，A-1表示A的逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵。
可选地，作为一个实施例，所述功率估计装置还包括提取模块和预处理模块；所述提取模块用于获取所述第n个资源块中，OFDM符号偏移量为
Figure BDA00010107918300001110
子载波偏移量为
Figure BDA00010107918300001111
的第一资源单元处的接收信号
Figure BDA00010107918300001112
所述预处理模块用于对所述
Figure BDA00010107918300001113
进行所述预处理，得到
Figure BDA00010107918300001114
可选地，作为一个实施例，所述预处理模块具体用于根据公式
Figure BDA0001010791830000121
得到
Figure BDA0001010791830000122
为所述第一资源单元对应的导频序列的共轭。
可选地，作为一个实施例，所述预处理还包括解扩；其中，所述预处理模块具体用于根据公式
Figure BDA0001010791830000123
得到
Figure BDA0001010791830000124
Ndsf为用于对所述
Figure BDA0001010791830000125
解扩的扩频码的长度，Nocc≥Ndsf≥1，Nocc为所述天线端口码分复用对应的扩频码的长度，
Figure BDA0001010791830000126
为所述天线端口p对应的长度为Ndsf的用于解扩的扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure BDA0001010791830000127
为所述第i个扩频码元素对应的第二资源单元处的接收信号，
Figure BDA0001010791830000128
为所述第二资源单元对应的导频序列的共轭。
可选地，作为一个实施例，所述功率估计装置还包括后处理模块，用于对所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
应注意，装置300可以实现图2所示的功率估计方法，为了简洁，此处不再赘述。
图4是本发明实施例的功率估计装置400的示意性结构图。应理解，图4示出的装置400仅是示例，本发明实施例的装置400还可包括其他模块或单元，或者包括与图4中的各个模块的功能相似的模块，或者并非要包括图4中的所有模块。
存储器410用于存储代码。
处理器420用于执行存储器140中存储的代码，当处理器420执行存储器410中的代码时，处理器420实现图2中所示的功率估计方法。
其中，处理器420具体用于根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值，Q≥1，所述Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj满足公式：
Figure BDA0001010791830000129
其中，Nj为所述时频资源中用于获取xj的资源块的数量，Mj≥mj≥1，Mj为所述Nj个资源块中的每个资源块内用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure BDA00010107918300001210
为所述Mj个经过预处理得到的接收信号中第mj个经过预处理得到的信号，所述第mj个经过预处理得到的接收信号在所述第n个资源块内对应的资源单元的正交频分复用OFDM符号偏移量为
Figure BDA00010107918300001211
子载波偏移量为
Figure BDA00010107918300001212
包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括最小二乘LS信道估计，
Figure BDA00010107918300001213
为非零数。
处理器420还具体用于确定Q个P+1维的时频相关系数向量，所述Q个时频相关系数向量中第j个时频相关系数向量gj中的元素基于所述Mj个经过预处理得到的接收信号中任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的时频自相关系数、时频互相关系数和噪声自相关系数所得。
处理器420还具体用于根据所述Q个二阶统计特性估计值和所述Q个P+1维的时频相关系数向量，估计所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
本发明实施例的功率估计装置充分利用信道的时频相关性，根据信道的时频相关系数和信号的二阶统计特性，来获取天线端口的的信号功率估计值和噪声功率估计值，可以提高时频选择性衰落较强的信道下功率估计性能
可选地，作为一个实施例，所述时频互相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频互相关系数，所述时频自相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频自相关系数，所述噪声自相关系数是接收噪声功率为1时所对应的噪声自相关系数；其中，所述处理器420具体用于根据公式
Figure BDA0001010791830000131
估计所述P个天线端口的信号功率估计值和所述噪声功率估计值，
Figure BDA0001010791830000132
为所述P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure BDA0001010791830000133
为所述噪声功率估计值，W＝A-1且Q＝P+1，或W＝(AH×A)-1×AH且Q＞P+1，
Figure BDA0001010791830000134
x＝[x1,…,xj,…,xQ]T，A-1表示A的逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵。
可选地，作为一个实施例，所述处理器420还用于：获取所述第n个资源块中，OFDM符号偏移量为
Figure BDA0001010791830000135
子载波偏移量为
Figure BDA0001010791830000136
的第一资源单元处的接收信号
Figure BDA0001010791830000137
对所述
Figure BDA0001010791830000138
进行所述预处理，得到
Figure BDA0001010791830000139
可选地，作为一个实施例，所述处理器420具体用于根据公式
Figure BDA00010107918300001310
得到
Figure BDA00010107918300001311
为所述第一资源单元对应的导频序列的共轭。
可选地，作为一个实施例，所述处理器420具体用于根据公式
Figure BDA00010107918300001312
得到
Figure BDA00010107918300001313
Ndsf为用于对所述
Figure BDA00010107918300001314
解扩的扩频码的长度，Nocc≥Ndsf≥1，Nocc为所述天线端口码分复用对应的扩频码的长度，
Figure BDA00010107918300001315
为所述天线端口p对应的长度为Ndsf的扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure BDA00010107918300001316
为所述第i个扩频码元素对应的第二资源单元处的接收信号，
Figure BDA00010107918300001317
为所述第二资源单元对应的导频序列的共轭。
可选地，作为一个实施例，所述处理器420还用于对所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (12)

1.一种功率估计装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值，Q≥1，所述Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj满足公式：
Figure FDA0002611628930000011
其中，Nj为所述时频资源中用于获取xj的资源块的数量，Mj≥mj≥1，Mj为所述Nj个资源块中的每个资源块内用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure FDA0002611628930000012
为所述Mj个经过预处理得到的接收信号中第mj个经过预处理得到的接收信号，所述第mj个经过预处理得到的接收信号在所述第n个资源块内对应的资源单元的正交频分复用OFDM符号偏移量为
Figure FDA0002611628930000013
子载波偏移量为
Figure FDA0002611628930000014
包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括最小二乘LS信道估计，
Figure FDA0002611628930000015
为非零数；
确定模块，用于确定Q个P+1维的时频相关系数向量，所述Q个时频相关系数向量中第j个时频相关系数向量gj中的元素基于所述Mj个经过预处理得到的信号中任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的时频自相关系数、时频互相关系数和噪声自相关系数所得；
估计模块，用于根据所述获取模块获取的Q个二阶统计特性估计值和所述确定模块确定的Q个P+1维的时频相关系数向量，估计所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
2.根据权利要求1所述的功率估计装置，其特征在于，所述时频互相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频互相关系数，所述时频自相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频自相关系数，所述噪声自相关系数为接收的噪声功率为1时对应的噪声自相关系数；
其中，所述估计模块具体用于根据公式
Figure FDA0002611628930000016
估计所述P个天线端口的信号功率估计值和所述噪声功率估计值，
Figure FDA0002611628930000017
Figure FDA0002611628930000018
为所述P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure FDA0002611628930000019
为所述噪声功率估计值，W＝A-1且Q＝P+1，或W＝(AH×A)-1×AH且Q>P+1，
Figure FDA00026116289300000110
x＝[x1,...,xj,…,xQ]T，A-1表示A的逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵。
3.根据权利要求1或2所述的功率估计装置，其特征在于，所述功率估计装置还包括提取模块和预处理模块；
所述提取模块用于获取所述第n个资源块中，OFDM符号偏移量为
Figure FDA0002611628930000021
子载波偏移量为
Figure FDA0002611628930000022
的第一资源单元处的接收信号
Figure FDA0002611628930000023
所述预处理模块用于对所述
Figure FDA0002611628930000024
进行所述预处理，得到
Figure FDA0002611628930000025
4.根据权利要求3所述的功率估计装置，其特征在于，所述预处理模块具体用于根据公式
Figure FDA0002611628930000026
得到
Figure FDA0002611628930000027
Figure FDA0002611628930000028
为所述第一资源单元对应的导频序列的共轭。
5.根据权利要求3所述的功率估计装置，其特征在于，所述预处理还包括解扩；
其中，所述预处理模块具体用于根据公式
Figure FDA0002611628930000029
得到
Figure FDA00026116289300000210
Ndsf为用于对所述
Figure FDA00026116289300000211
解扩的扩频码的长度，Nocc≥Ndsf≥1，Nocc为所述天线端口码分复用对应的扩频码的长度，
Figure FDA00026116289300000212
为所述天线端口p对应的长度为Ndsf的用于解扩的扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure FDA00026116289300000213
为所述第i个扩频码元素对应的第二资源单元处的接收信号，
Figure FDA00026116289300000214
为所述第二资源单元对应的导频序列的共轭。
6.根据权利要求1或2所述的功率估计装置，其特征在于，所述功率估计装置还包括后处理模块，用于对所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
7.一种功率估计方法，其特征在于，包括：
根据接收信号对应的时频资源，获取所述接收信号的Q个二阶统计特性估计值，Q≥1，所述Q个二阶统计特性估计值中的第j个二阶统计特性估计值xj满足公式：
Figure FDA00026116289300000215
其中，Nj为所述时频资源中用于获取xj的资源块的数量，Mj≥mj≥1，Mj为所述Nj个资源块中的每个资源块内用于获取xj的经过预处理得到的接收信号的数量，
Figure FDA00026116289300000216
为所述Mj个经过预处理得到的接收信号中第mj个经过预处理得到的信号，所述第mj个经过预处理得到的接收信号在所述第n个资源块内对应的资源单元的正交频分复用OFDM符号偏移量为
Figure FDA00026116289300000217
子载波偏移量为
Figure FDA00026116289300000218
Figure FDA00026116289300000219
包括P个天线端口对应的导频信号和噪声信号，所述预处理包括最小二乘LS信道估计，
Figure FDA00026116289300000220
为非零数；
确定Q个P+1维的时频相关系数向量，所述Q个时频相关系数向量中第j个时频相关系数向量gj中的元素基于所述Mj个经过预处理得到的信号中任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的时频自相关系数、时频互相关系数和噪声自相关系数所得；
根据所述Q个二阶统计特性估计值和所述Q个P+1维的时频相关系数向量，估计所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值。
8.根据权利要求7所述的功率估计方法，其特征在于，所述时频互相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频互相关系数，所述时频自相关系数为所述任意两个信号分别包含的导频信号对应的信道的功率为1时的时频自相关系数，所述噪声自相关系数为接收噪声功率为1时对应的噪声自相关系数；
其中，所述确定Q个P+1维的时频相关系数向量，包括：
根据公式
Figure FDA0002611628930000031
估计所述P个天线端口的信号功率估计值和所述噪声功率估计值，其中，
Figure FDA0002611628930000032
Figure FDA0002611628930000033
为所述P个天线端口中第p个天线端口的信号功率估计值，
Figure FDA0002611628930000034
为所述噪声功率估计值，W＝A-1且Q＝P+1，或W＝(AH×A)-1×AH且Q>P+1，
Figure FDA0002611628930000035
x＝[x1,…,xj,…,xQ]T，A-1表示A的逆矩阵，AH表示A的共轭矩阵。
9.根据权利要求7或8所述的功率估计方法，其特征在于，所述功率估计方法还包括：
获取所述第n个资源块中，OFDM符号偏移量为
Figure FDA0002611628930000036
子载波偏移量为
Figure FDA0002611628930000037
的第一资源单元处的接收信号
Figure FDA0002611628930000038
对所述
Figure FDA0002611628930000039
进行所述预处理，得到
Figure FDA00026116289300000310
10.根据权利要求9所述的功率估计方法，其特征在于，所述对所述
Figure FDA00026116289300000311
进行所述预处理，得到
Figure FDA00026116289300000312
包括：
根据公式
Figure FDA00026116289300000313
得到
Figure FDA00026116289300000314
Figure FDA00026116289300000315
为所述第一资源单元对应的导频序列的共轭。
11.根据权利要求9所述的功率估计方法，其特征在于，所述预处理还包括解扩；
其中，所述对所述
Figure FDA00026116289300000316
进行所述预处理，得到
Figure FDA00026116289300000317
包括：
根据公式
Figure FDA00026116289300000318
得到
Figure FDA00026116289300000319
Ndsf为用于对所述
Figure FDA00026116289300000320
解扩的扩频码的长度，Nocc≥Ndsf≥1，Nocc为所述天线端口码分复用对应的扩频码的长度，
Figure FDA00026116289300000321
为所述天线端口p对应的长度为Ndsf的用于解扩的扩频码中的第i个扩频码元素，
Figure FDA00026116289300000322
为所述第i个扩频码元素对应的第二资源单元处的接收信号，
Figure FDA00026116289300000323
为所述第二资源单元对应的导频序列的共轭。
12.根据权利要求7或8所述的功率估计方法，其特征在于，所述功率估计方法还包括：
对所述P个天线端口的信号功率估计值和噪声功率估计值进行时域滤波。
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