KR20240068564A - 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법 및 장치 - Google Patents
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Abstract
통신 시스템에서 위상 잡음 보상 기술에 관한 것으로, 시간 영역의 초기 추정 위상 잡음과 추정 반복 횟수를 설정하는 단계; 제2 통신 노드로부터 신호를 수신하는 단계; 상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하는 단계; 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계; 상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계; 및 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 과정과 상기 채널 추정값을 산출하는 과정을 상기 추정 반복 횟수만큼 반복하는 단계를 포함하는, 제1 통신 노드의 방법을 제공할 수 있다.
Description
본 개시는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 기준 신호 할당 행렬에 기반한 임의의 기준 신호를 사용하여 위상 잡음을 보상할 수 있도록 하는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 기술에 관한 것이다.
정보 통신 기술의 발전과 더불어 다양한 무선 통신 기술이 개발될 수 있다. 대표적인 무선 통신 기술로 3GPP(3rd generation partnership project) 표준에서 규정된 LTE(long term evolution), NR(new radio), 6G(6th Generation) 등이 있을 수 있다. LTE는 4G(4th Generation) 무선 통신 기술들 중에서 하나의 무선 통신 기술일 수 있고, NR은 5G(5th Generation) 무선 통신 기술들 중에서 하나의 무선 통신 기술일 수 있다.
4G 통신 시스템(예를 들어, LTE를 지원하는 통신 시스템)의 상용화 이후에 급증하는 무선 데이터의 처리를 위해, 4G 통신 시스템의 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이하의 주파수 대역)뿐만 아니라 4G 통신 시스템의 주파수 대역보다 높은 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이상의 주파수 대역)을 사용하는 5G 통신 시스템(예를 들어, NR을 지원하는 통신 시스템)이 고려될 수 있다. 5G 통신 시스템은 eMBB(enhanced Mobile BroadBand), URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 및 mMTC(massive Machine Type Communication)을 지원할 수 있다.
한편, 5G 무선 통신 기술에서 밀리미터파(mmWave) 대역을 이용한 통신 기술이 활발히 연구될 수 있다. 또한, 서브 테라 헤르츠(sub-THz) 대역을 이용한 통신 기술은 6G 통신 기술의 핵심 기술일 수 있다. 이러한, 밀리미터파 대역, 서브 테라 헤르츠 대역 이상의 초고대역 통신에서 위상 잡음은 신호 복원을 어렵게 만들 수 있다. 이러한 위상 잡음은 주파수 대역이 올라갈수록 더욱 빠르게 증가할 수 있다. 그렇기 때문에 위상 잡음은 원활한 초고대역 통신을 위해서 반드시 해결해야 하는 문제일 수 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 개시의 목적은, 기준 신호 할당 행렬에 기반한 임의의 기준 신호를 사용하여 위상 잡음을 보상할 수 있도록 하는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법 및 장치를 제공하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 개시의 제1 실시예에 따른 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법은, 제1 통신 노드의 방법으로서, 시간 영역의 초기 추정 위상 잡음과 추정 반복 횟수를 설정하는 단계; 제2 통신 노드로부터 신호를 수신하는 단계; 상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하는 단계; 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계; 상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계; 및 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 과정과 상기 채널 추정값을 산출하는 과정을 상기 추정 반복 횟수만큼 반복하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호에 기반한 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하는 단계는, 상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 상기 주파수 영역 수신 신호 행렬에 위상 잡음 행렬의 에르미트 행렬과 상기 기준 신호 할당 행렬을 곱하여 제1 행렬을 산출하는 단계; 상기 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 채널 행렬과 상기 기준 신호 할당 행렬을 곱하여 제2 행렬을 산출하는 단계; 및 상기 제1 행렬에서 상기 제2 행렬을 감산하여 상기 제1 잔차를 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 제1 통신 노드는 위상 잡음 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하고, 상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계에서 상기 제1 통신 노드는 채널 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 채널 추정 값을 산출할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계는, 상기 제1 잔차로부터 시간 영역 채널 행렬과 상기 위상 잡음 행렬의 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬로 이루어진 제2 잔차를 생성하는 단계; 상기 시간 영역 채널 행렬과, 상기 위상 잡음 행렬의 상기 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬을 이용하여 상기 제2 잔차 이상을 만족하는 대리 함수를 생성하는 단계; 및 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 대리 함수의 허수부를 최소화하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 대리 함수는 상기 제2 잔차보다 크거나 같을 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계는, 상기 제1 잔차로부터 채널을 보상하여 채널 보상된 제3 잔차와 상기 제3 잔차의 잔차 분포를 생성하는 단계; 상기 잔차 분포의 공분산 행렬을 산출하는 단계; 및 상기 공분산 행렬과 위상 잡음 추정용 일반화된최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 제3 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계는, 상기 제1 잔차에 기반하여 채널 추정 행렬에서 채널 보상된 기준 수신 신호 행렬에 위상 잡음 추정 행렬을 곱한 행렬을 감산한 제4 잔차를 설정하는 단계; 및 위상 잡음 추정용 선형 최소 평균 제곱 오차 추정식을 사용하여 상기 제4 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 개시의 제2 실시예에 따른 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 장치는, 제1 통신 노드로서, 프로세서(processor)를 포함하며, 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가, 시간 영역의 초기 추정 위상 잡음과 추정 반복 횟수를 설정하고; 제2 통신 노드로부터 신호를 수신하고; 상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하고; 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하고; 상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하고; 그리고 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 과정과 상기 채널 추정값을 산출하는 과정을 상기 추정 반복 횟수만큼 반복하는 것을 야기하도록 동작할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가 상기 제1 통신 노드는 위상 잡음 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하도록 야기하고, 상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가 상기 제1 통신 노드는 채널 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 채널 추정 값을 산출하도록 야기할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가, 상기 제1 잔차로부터 시간 영역 채널 행렬과 상기 위상 잡음 행렬의 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬로 이루어진 제2 잔차를 생성하고; 상기 시간 영역 채널 행렬과, 상기 위상 잡음 행렬의 상기 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬을 이용하여 상기 제2 잔차 이상을 만족하는 대리 함수를 생성하고; 그리고 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 대리 함수의 허수부를 최소화하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 것을 야기하도록 동작할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가, 상기 제1 잔차로부터 채널을 보상하여 채널 보상된 제3 잔차와 상기 제3 잔차의 잔차 분포를 생성하고; 상기 잔차 분포의 공분산 행렬을 산출하고; 그리고 상기 공분산 행렬과 위상 잡음 추정용 일반화된최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 제3 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 것을 야기하도록 동작할 수 있다.
여기서, 상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가, 상기 제1 잔차에 기반하여 채널 추정 행렬에서 채널 보상된 기준 수신 신호 행렬에 위상 잡음 추정 행렬을 곱한 행렬을 감산한 제4 잔차를 설정하고; 그리고 위상 잡음 추정용 선형 최소 평균 제곱 오차 추정식을 사용하여 상기 제4 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 것을 야기하도록 동작할 수 있다.
본 개시에 의하면, 기지국 또는 단말은 기준 신호 할당 행렬에 기반한 임의의 기준 신호를 사용하여 위상 잡음을 보상할 수 있다. 또한, 본 개시에 의하면, 기지국 또는 단말은 최소 제곱 방법, 메이저화-미니마이즈화 방법, 일반화 최소 제곱 방법, 선형 최소 평균 제공 오차 방법을 적용하여 위상 잡음을 보상할 수 있다.
도 1은 통신 시스템의 제1 실시예를 도시한 개념도이다.
도 2는 통신 시스템을 구성하는 통신 노드의 제1 실시예를 도시한 블록도이다.
도 3은 기준 신호 할당 행렬과 심볼의 대응 관계를 나타내는 개념도이다.
도 4는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제1 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 5는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제2 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 6은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제3 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 7은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제4 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 8은 추정된 시간 영역 위상 잡음의 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 9는 추정된 시간 영역의 위상 잡음의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 10은 추정된 위상 잡음의 정규화된 평균 제곱 오차의 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 11은 추정된 위상 잡음의 정규화된 평균 제곱 오차의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 12는 SNR(signal-to-noise ratio)에 따른 BER(bit error rate, bit error ratio)의 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 13은 SNR에 따른 BER의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 2는 통신 시스템을 구성하는 통신 노드의 제1 실시예를 도시한 블록도이다.
도 3은 기준 신호 할당 행렬과 심볼의 대응 관계를 나타내는 개념도이다.
도 4는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제1 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 5는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제2 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 6은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제3 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 7은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제4 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 8은 추정된 시간 영역 위상 잡음의 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 9는 추정된 시간 영역의 위상 잡음의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 10은 추정된 위상 잡음의 정규화된 평균 제곱 오차의 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 11은 추정된 위상 잡음의 정규화된 평균 제곱 오차의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 12는 SNR(signal-to-noise ratio)에 따른 BER(bit error rate, bit error ratio)의 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 13은 SNR에 따른 BER의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
본 개시는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 개시를 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 개시의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 개시의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
본 개시의 실시예들에서, "A 및 B 중에서 적어도 하나"는 "A 또는 B 중에서 적어도 하나" 또는 "A 및 B 중 하나 이상의 조합들 중에서 적어도 하나"를 의미할 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예들에서, "A 및 B 중에서 하나 이상"은 "A 또는 B 중에서 하나 이상" 또는 "A 및 B 중 하나 이상의 조합들 중에서 하나 이상"을 의미할 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 개시에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 개시를 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 개시에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 개시에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 개시의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 개시를 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 통신 시스템의 제1 실시예를 도시한 개념도이다.
도 1을 참조하면, 통신 시스템(100)은 복수의 통신 노드들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2, 130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)을 포함할 수 있다. 여기서, 통신 시스템은 "통신 네트워크"로 지칭될 수 있다. 복수의 통신 노드들 각각은 적어도 하나의 통신 프로토콜을 지원할 수 있다. 예를 들어, 복수의 통신 노드들 각각은 CDMA(code division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, WCDMA(wideband CDMA) 기반의 통신 프로토콜, TDMA(time division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, FDMA(frequency division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 기반의 통신 프로토콜, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, SC(single carrier)-FDMA 기반의 통신 프로토콜, NOMA(non-orthogonal multiple access) 기반의 통신 프로토콜, SDMA(space division multiple access) 기반의 통신 프로토콜 등을 지원할 수 있다. 복수의 통신 노드들 각각은 다음과 같은 구조를 가질 수 있다.
도 2는 통신 시스템을 구성하는 통신 노드의 제1 실시예를 도시한 블록도이다.
도 2를 참조하면, 통신 노드(200)는 적어도 하나의 프로세서(210), 메모리(220) 및 네트워크와 연결되어 통신을 수행하는 송수신 장치(230)를 포함할 수 있다. 또한, 통신 노드(200)는 입력 인터페이스 장치(240), 출력 인터페이스 장치(250), 저장 장치(260) 등을 더 포함할 수 있다. 통신 노드(200)에 포함된 각각의 구성 요소들은 버스(bus)(270)에 의해 연결되어 서로 통신을 수행할 수 있다. 다만, 통신 노드(200)에 포함된 각각의 구성요소들은 공통 버스(270)가 아니라, 프로세서(210)를 중심으로 개별 인터페이스 또는 개별 버스를 통하여 연결될 수도 있다. 예를 들어, 프로세서(210)는 메모리(220), 송수신 장치(230), 입력 인터페이스 장치(240), 출력 인터페이스 장치(250) 및 저장 장치(260) 중에서 적어도 하나와 전용 인터페이스를 통하여 연결될 수도 있다.
프로세서(210)는 메모리(220) 및 저장 장치(260) 중에서 적어도 하나에 저장된 프로그램 명령(program command)을 실행할 수 있다. 프로세서(210)는 중앙 처리 장치(central processing unit, CPU), 그래픽 처리 장치(graphics processing unit, GPU), 또는 본 발명의 실시예들에 따른 방법들이 수행되는 전용의 프로세서를 의미할 수 있다. 메모리(220) 및 저장 장치(260) 각각은 휘발성 저장 매체 및 비휘발성 저장 매체 중에서 적어도 하나로 구성될 수 있다. 예를 들어, 메모리(220)는 읽기 전용 메모리(read only memory, ROM) 및 랜덤 액세스 메모리(random access memory, RAM) 중에서 적어도 하나로 구성될 수 있다.
다시 도 1을 참조하면, 통신 시스템(100)은 복수의 기지국들(base stations)(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2), 복수의 UE들(user equipment)(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)을 포함할 수 있다. 제1 기지국(110-1), 제2 기지국(110-2) 및 제3 기지국(110-3) 각각은 매크로 셀(macro cell)을 형성할 수 있다. 제4 기지국(120-1) 및 제5 기지국(120-2) 각각은 스몰 셀(small cell)을 형성할 수 있다. 제1 기지국(110-1)의 커버리지(coverage) 내에 제4 기지국(120-1), 제3 UE(130-3) 및 제4 UE(130-4)가 속할 수 있다. 제2 기지국(110-2)의 커버리지 내에 제2 UE(130-2), 제4 UE(130-4) 및 제5 UE(130-5)가 속할 수 있다. 제3 기지국(110-3)의 커버리지 내에 제5 기지국(120-2), 제4 UE(130-4), 제5 UE(130-5) 및 제6 UE(130-6)가 속할 수 있다. 제4 기지국(120-1)의 커버리지 내에 제1 UE(130-1)가 속할 수 있다. 제5 기지국(120-2)의 커버리지 내에 제6 UE(130-6)가 속할 수 있다.
여기서, 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 노드B(NodeB), 고도화 노드B(evolved NodeB), BTS(base transceiver station), 무선 기지국(radio base station), 무선 트랜시버(radio transceiver), 액세스 포인트(access point), 액세스 노드(node), 노변 장치(road side unit; RSU), DU(digital unit), CDU(cloud digital unit), RRH(radio remote head), RU(radio unit), TP(transmission point), TRP(transmission and reception point), 중계 노드(relay node) 등으로 지칭될 수 있다. 복수의 UE들(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6) 각각은 터미널(terminal), 액세스 터미널(access terminal), 모바일 터미널(mobile terminal), 스테이션(station), 가입자 스테이션(subscriber station), 모바일 스테이션(mobile station), 휴대 가입자 스테이션(portable subscriber station), 노드(node), 다바이스(device) 등으로 지칭될 수 있다.
복수의 통신 노드들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2, 130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6) 각각은 셀룰러(cellular) 통신(예를 들어, 3GPP(3rd generation partnership project) 표준에서 규정된 LTE(long term evolution), LTE-A(advanced) 등)을 지원할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 서로 다른 주파수 대역에서 동작할 수 있고, 또는 동일한 주파수 대역에서 동작할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 아이디얼 백홀(ideal backhaul) 또는 논(non)-아이디얼 백홀을 통해 서로 연결될 수 있고, 아이디얼 백홀 또는 논-아이디얼 백홀을 통해 서로 정보를 교환할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 아이디얼 백홀 또는 논-아이디얼 백홀을 통해 코어(core) 네트워크(미도시)와 연결될 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 코어 네트워크로부터 수신한 신호를 해당 UE(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)에 전송할 수 있고, 해당 UE(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)로부터 수신한 신호를 코어 네트워크에 전송할 수 있다.
복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 OFDMA 기반의 하향링크(downlink) 전송을 지원할 수 있고, SC-FDMA 기반의 업링크(uplink) 전송을 지원할 수 있다. 또한, 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 MIMO(multiple input multiple output) 전송(예를 들어, SU(single user)-MIMO, MU(multi user)-MIMO, 대규모(massive) MIMO 등), CoMP(coordinated multipoint) 전송, 캐리어 애그리게이션(carrier aggregation) 전송, 비면허 대역(unlicensed band)에서 전송, 단말 간 직접(device to device, D2D) 통신(또는, ProSe(proximity services) 등을 지원할 수 있다. 여기서, 복수의 UE들(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6) 각각은 기지국(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2)과 대응하는 동작, 기지국(110-1, 110-2,110-3, 120-1, 120-2)에 의해 지원되는 동작을 수행할 수 있다.
한편, 밀리미터파 대역을 활용한 통신에 대한 연구가 5G(generation) 무선 통신 기술과 관련하여 활발할 수 있다. 그리고, 서브 테라 헤르츠(sub-THz) 대역을 활용한 무선 통신 기술은 6G(generation) 무선 통신에서 핵심 기술일 수 있다. 이러한 무선 통신에서 위상 잡음은 반송파 주파수에 따라 급격하게 증가할 수 있다. 그렇기 때문에 고주파 대역에서 위상 잡음은 주된 무선 주파수(radio frequency, RF)의 손상 요인일 수 있다. 5G 무선 통신 기술에서 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)은 표준 파형일 수 있다. 또한, OFDM은 6G에서 사용될 수 있다. 이러한 OFDM에서 위상 잡음은 매우 중요할 수 있다. 위상 잡음은 OFDM 시스템에서 아래와 같은 두 가지 종류의 손상을 일으킬 수 있다.
1. 공통 위상 오류(common phase error, CPE): 공통 위상 오류는 OFDM 신호의 모든 부반송파에서 동일한 위상 회전의 원인일 수 있다.
2. 캐리어 간 간섭(inter carrier interference, ICI): 캐리어 간 간섭은 인접한 부반송파 간의 간섭으로 인해서 직교성을 상실하도록 할 수 있다.
이러한 위상 잡음들 중에서 CPE는 비교적 추정 및 보상에서 용이할 수 있다. 밀리미터파 및 테라 헤르츠파 대역에서 작동하는 OFDM 시스템은 캐리어 간 간섭(ICI)으로 인한 심각한 위상 잡음 문제를 겪을 수 있다. 위상 추적 기준 신호(phase tracking reference signal, PTRS)는 CPE를 추적하기 위한 5G 무선 통신 기술, NR(new radio) 무선 통신 기술 등에서 사용될 수 있다. 이와 관련하여 OFDM 시스템에서 ICI의 보상은 채널 등화와 함께 각각의 OFDM 심볼에 대해 수행될 수 있다. 그렇기 때문에, OFDM 시스템에서 ICI의 보상은 매우 도전적일 수 있다. 이러한 위상 잡음 추정과 ICI 보상에 관한 연구는 크게 다음과 같이 분류될 수 있다.
교대 최적화 방식: 교대 최적화 방식은 최소 제곱(least squares, LS) 방식을 이용해 교대로 위상 잡음과 채널을 추정하도록 하는 방법일 수 있다.
비교대 최적화 방식: 비교대 최적화 방식은 제한된 최적화 문제를 공식화해서 위상 잡음과 채널을 동시에 추정하는 방법일 수 있다. 이러한 비교대 최적화 방식에서 위상 잡음의 전력은 단순화된 위상 잡음 제약으로 인해 높아질 수 있다. 이와 같은 경우에 OFDM 시스템에서 ICT 보상 성능은 떨어질 수 있다. 이러한 문제를 해결하여 ICI 보상 성능을 향상 시키기 위해서 비교대 최적화 방식은 원본의 주파수와 시간 영역의 위상 잡음의 제약을 통해 최적화 문제를 해결할 수 있다.
이와 관련하여 위상 추적 기준 신호가 OFDM 심볼에 가득 차 있는 상황에서 OFDM 시스템은 이러한 방식을 적용할 수 있다. 이와 다르게 위상 추적 기준 신호가 OFDM 심볼의 일부에 존재하는 경우에 OFDM 시스템은 이러한 방식을 적용할 수도 있다. 이와 같은 경우에 연속적인 위상 추적 기준 신호 블록(다시 말하면 PTRS 블록)이 OFDM 시스템에서 위상 잡음을 추정하는 데 사용될 수 있다. 최근의 위상 잡음 추정 기술은 위상 잡음 추정에 있어 실질적이며 낮은 복잡도를 가진 위상 추적 기준 신호 구조인 블록 PTRS를 이용할 수 있다. 또한, 최근의 위상 잡음 추정 기술은 최소 제곱 방법과 선형 최소 평균 제곱 오차(linear minimum mean squared error, LMMSE) 알고리즘을 사용할 수 있다. 이처럼, 최근의 위상 잡음 추정 기술은 위상 추적 기준 신호가 OFDM 심볼에 가득 차 있을 상황을 필요로 할 수 있다. 또한, 최근의 위상 잡음 추정 기술은 PTRS 블록을 필요로 할 수 있다. 그러므로, 최근의 위상 잡음 추정 기술은 특정한 위상 추적 기준 신호 구성으로 제한될 수 있다.
이와 관련하여 본 개시는 임의의 위상 추적 기준 신호 구성을 가진 위상 잡음 보상 기술을 제안할 수 있다. 이를 위하여, 본 개시는 새로운 기준 신호 할당 행렬을 정의할 수 있다. 또한, 본 개시는 새로운 기준 신호 할당 행렬을 이용해서 임의의 기준 신호 구성에 적용할 수 있는 추정 문제를 공식화할 수 있다. 또한, 본 개시는 최소 제곱 방법, 메이저화-미니마이즈화(majorization-minimization, MM) 방법, 일반화 최소 제곱 방법(generalized least squares, GLS), 선형 최소 평균 제공 오차(LMMSE) 방법을 적용하여 위상 잡음 보상 문제를 해결할 수 있다. 본 개시에서 제안된 방법을 사용하면 통신 시스템은 알고리즘의 적용 가능성을 높일 수 있고, 기준 신호의 할당과 위상 잡음 추정 알고리즘 문제를 독립시켜 최적의 기준 신호 탐색을 가능하게 할 수 있다.
캐리어 간 간섭(ICI)을 보상하기 위해서 위상 잡음을 추정하는 방법은 채널 추정 단계와 위상 잡음 추정 단계를 포함할 수 있다.
1) 채널 추정 단계: 채널 추정 단계에서 기지국 또는 단말은 임의의 초기 위상 잡음을 설정할 수 있다. 그리고, 기지국 또는 단말은 기지국과 단말 사이의 채널 계수를 최소 제곱 방법(LS)을 사용하여 추정할 수 있다.
2) 위상 잡음 추정 단계: 위상 잡음 추정 단계에서 기지국 또는 단말은 추정한 채널 계수를 기반으로 최소 제곱 방법(LS) 또는 선형 최소 평균 제곱 오차(LMMSE) 방법을 사용하여 위상 잡음을 추정할 수 있다.
그러나, 위상 잡음 때문에 일어나는 캐리어 간 간섭(ICI)은 밀리미터파 대역, 서브 테라헤르츠 대역 이상의 초고대역 통신에서 치명적인 문제를 일으킬 수 있다. 이러한 위상 잡음은 신호의 복원을 어렵게 만들 수 있다. 더욱이, 위상 잡음은 주파수 대역이 올라갈수록 더욱 빠르게 증가할 수 있다. 따라서, 위상 잡음은 원활한 초고대역 통신을 위해서 반드시 해결해야 하는 문제일 수 있다.
이와 관련하여 기지국 또는 단말은 기존의 위상 잡음 보상 방식을 사용하면 특정한 기준 신호일 때만 위상 잡음을 보상할 수 있다. 또한, 기지국 또는 단말은 기존의 위상 잡음 보상 방식을 적용하기 위해서 하나의 심볼 전체를 기준 신호로 채워야 할 수 있다. 또는, 기지국 또는 단말은 기존의 위상 잡음 보상 방식을 적용하기 위해서 위상 잡음의 전력을 작게 제한할 수 있다. 이처럼, 기지국 또는 단말이 기존의 위상 잡음 보상 방식을 적용하는데 있어 많은 제약 조건을 필요로 할 수 있다. 이외에도 기존의 위상 잡음 보상 방식은 매우 높은 계산 복잡도로 인해 물리적으로 구현하는데 어려울 수 있다. 또한, 기존의 위상 잡음 보상 방식은 다양한 기준 신호 구성을 가진 시스템의 캐리어 간 간섭(ICI) 보상 문제에 적용할 수 없다. 이에 따라, 본 개시는 임의의 기준 신호 구성을 가진 OFDM 시스템에 활용할 수 있는 위상 잡음 보상 알고리즘을 제시할 수 있다.
1. 시스템 모델
본 개시에서 OFDM 시스템은 N개의 부반송파를 이용해 신호를 전송할 수 있다. 이때, 각 부반송파 n은 n=1,2 내지 N으로 인덱싱될 수 있다. 여기서, N은 양의 정수일 수 있다. 본 개시는 시간 영역에서 한 개의 OFDM 심볼에 초점을 맞출 수 있다. 그리고, OFDM 시스템에서 전송한 신호의 주파수 영역 신호는 x일 수 있다. 그리고, 각 주파수 영역 신호 x는 으로 표현될 수 있다.
이러한 주파수 영역 신호들 중에서 K개는 기준 신호일 수 있다. 그리고, 주파수 영역 신호들 중에서 (N-K)개는 전송할 데이터를 가진 데이터 신호일 수 있다. 여기서, K는 양의 정수일 수 있다. 기준 신호는 채널과 위상 잡음 추정에 사용되는 결정형 신호일 수 있다. 반면에 데이터 신호는 랜덤 신호일 수 있고, 서로 독립적일 수 있다. 모든 기준 신호의 부반송파 인덱스 벡터 는 일 수 있다. 여기서, 는 k번째 기준 신호의 부반송파 인덱스일 수 있다.
도 3은 기준 신호 할당 행렬과 심볼의 대응 관계를 나타내는 개념도이다.
도 3을 참조하면, 기준 신호 할당 행렬 T는 K×N의 이진 행렬일 수 있다. 이러한 기준 신호 할당 행렬 T는 T=[Tk,n]k,n일 수 있다. 이와 같은 기준 신호 할당 행렬에서 Tk,n이 1이면 k번째 기준 신호는 부반송파 n에 있을 수 있다. 다시 말하면, Tk,n=1이면 일 수 있다. 이와 달리, 기준 신호 할당 행렬에서 Tk,n이 0이면 k번째 기준 신호는 부반송파 n에 없을 수 있다. 다시 말하면, Tk,n=0이면 일 수 있다. OFDM 시스템에서 송신 장치는 기준 신호 할당 행렬에 기반하여 기준 신호를 생성할 수 있다. 그리고, 송신 장치는 생성한 기준 신호를 포함하는 신호를 수신 장치로 전송할 수 있다. 그러면, 수신 장치는 송신 장치로부터 기준 신호를 포함하는 신호를 수신할 수 있다. 그리고, 수신 장치는 기준 신호 할당 행렬 T를 사용하여 수신한 신호에서 기준 신호를 추출할 수 있다. 예를 들면, Tx는 모든 기준 신호의 벡터일 수 있다. 한편, 기준 신호 할당 대각 행렬 C는 C=[Ci,j]i,j=TTT일 수 있고, N×N의 이진 대각 행렬일 수 있다. 여기서, TT는 T의 전치 행렬(transpose)일 수 있다.
기준 신호가 부반송파 n에 있을 수 있다. 그러면, 기준 신호 할당 행렬의 (n,n) 번째 항목은 1일 수 있다. 이와 달리 기준 신호가 부반송파 n에 없을 수 있다. 그러면, 기준 신호 할당 행렬의 (n,n) 번째 항목은 0일 수 있다. 데이터 신호 벡터 xd는 다음 수학식 1과 같을 수 있다. 여기서, I는 항등 행렬일 수 있다.
데이터 신호의 기대 전력을 라고 하면, 다음 수학식 2가 성립할 수 있다.
주파수 영역 신호 x는 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete Fourier transform, IDFT)를 통해 다음 수학식 3과 같이 시간 영역의 신호 로 변환될 수 있다.
여기서, 시간 영역의 신호 는 일 수 있다. 그리고, 이산 푸리에 변환 행렬 F는 일 수 있고, 다음 수학식 4와 같을 수 있다.
송신 장치는 시간 영역 신호를 생성하여 전송할 수 있다. 그러면, 시간 영역 신호는 무선 채널을 통과하여 수신 장치에 도달할 수 있다. 그러면, 수신 장치는 무선 채널을 통과한 시간 영역 신호를 수신할 수 있다. 이때, 시간 영역 신호는 위상 잡음의 영향을 받을 수 있다. 그리고, 열 잡음이 수신 장치에서 시간 영역 신호에 더해질 수 있다. 이에 따라, 시간 영역에서의 수신 신호 는 다음 수학식 5와 같을 수 있다.
은 시간 영역 채널 행렬일 수 있다. 은 시간 영역 위상 잡음 행렬일 수 있다. 는 시간 영역 잡음 벡터일 수 있다. 한편, 무선 채널은 주파수 선택적 페이딩 채널일 수 있다. 순환 전치(cyclic prefix, CP), 시간 동기화와 함께 주파수 선택적 패이딩 채널은 순환 컨볼루션의 형태로 시간 영역 전송 신호에 적용될 수 있다.
채널 탭 계수의 벡터 u는 으로 나타낼 수 있다. 0이 아닌 채널의 계수 벡터 μ는 일 수 있다. 이를 이용하여 를 얻을 수 있다. 여기서, M개의 채널 탭은 0이 아닌 채널 계수를 가지고 있을 수 있다. 이때, M은 N보다 작을 수 있다. 순환 컨볼루션에 의해 시간 영역의 채널 행렬은 수학식 6과 같을 수 있다.
여기서, circ(z)은 열 벡터 를 순환 행렬로 바꾼 것으로 수학식 7과 같을 수 있다.
위상 잡음은 수신 회로에서 샘플별로 적용될 수 있다. 이때, 위상 잡음 벡터 v는 일 수 있다. 여기서, 은 n번째 시간 영역 샘플의 위상 잡음일 수 있다. 위상 잡음은 크기가 1이기 때문에 일 수 있다. 시간 영역 위상 잡음 행렬은 다음 수학식 8과 같을 수 있다.
여기서, diag는 벡터에서 대각 행렬을 구성하는 연산자일 수 있다. 위상 잡음은 일반적으로 대역 제한된 신호이기 때문에, 다음 수학식 9를 사용하여 자유도를 줄일 수 있다.
여기서, 는 저차원 위상 잡음 벡터일 수 있다. 그리고, 는 개의 기저 벡터의 행렬일 수 있다. 여러 가지의 기저 벡터가 있을 수 있다. 예를 들면, 기저 벡터는 위상 잡음 프로세스의 공분산 행렬의 고유 벡터, 조각별 상수 위상-소음-기하학적 변환 보존(piece-wise constant phase-noise-geometry preserving transformation, PC-PPT), 선형 보간 행렬 등일 수 있다. 본 개시에서 기저 벡터는 선형 보간 행렬을 사용할 수 있고, 다음 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, 는 일 수 있다. 이와 같은 선형 보간 행렬을 사용하면, 저차원 위상 잡음 벡터 는 단위 크기를 나타내는 요소일 수 있다. 그리고, 저차원 위상 잡음 벡터의 크기는 1이기 때문에 일 수 있다. 시간 영역에서 수신된 신호는 다음 수학식 11과 같이 양변에 F를 곱하면 주파수 영역의 수신 신호 y로 변환할 수 있다.
여기서, 주파수 영역에서 수신 신호 y는 일 수 있다. 그리고, H는 주파수 영역의 채널 행렬로 일 수 있다. P는 주파수 영역의 위상 잡음 행렬로 일 수 있다. n은 주파수 영역의 잡음 벡터로 일 수 있다. 주파수 영역 채널 행렬 H는 다음 수학식 12와 같을 수 있다.
여기서, 는 다음 수학식 13과 같이 정의될 수 있다.
수학식 13에서, 은 의 처음 개 열을 포함하는 부분 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform, DFT) 행렬일 수 있다. 주파수 영역 위상 잡음 행렬 P는 다음 수학식 14와 같을 수 있다.
여기서, 는 다음 수학식 15와 같을 수 있다.
P는 가 1로 유니터리 행렬(unitary matrix)일 수 있다. 위상 잡음은 수신 신호에 를 곱하는 것으로 보상할 수 있다. 결합 채널과 위상 잡음 측정 알고리즘의 목표는 수학식 12의 주파수 영역에서 수신된 신호를 통해 수학식 13의 μ와 수학식 15의 를 추정하는 것일 수 있다.
2. 위상 잡음 보상 방법
1) 최소 제곱(least squares, LS) 방법
수신 장치는 최소 제곱 방법을 사용하여 채널 추정 및 위상 잡음을 교대로 계산할 수 있다. 이와 관련하여 유사한 방법이 제안되어 있을 수 있다. 하지만, 제안된 유사한 방법은 임의의 기준 신호에 적용할 수 없다. 본 개시에서 제안하는 최소 제곱 방법은 기준 신호의 제곱 오차를 최소화할 수 있다. 먼저, 수신 장치는 수학식 12의 양변에 를 곱하여 다음 수학식 16을 얻을 수 있다. 여기서, PH는 P의 에르미트 행렬(Hermitian matrix)일 수 있다. 그리고, Ty-Tx는 잔차일 수 있고, 수학식 16에서 TPHy-THx는 위상이 보상된 잔차일 수 있다.
랜덤 데이터 신호 는 수학식 16을 통해서 제거될 수 있다. 그리고, 수학식 16을 통해 x는 알고 있는 xr로 대체될 수 있다. 의 평균은 0일 수 있다. 그리고, 의 분산은 인 정규분포를 따를 수 있다. 그렇기 때문에 최소 제곱 방법을 사용한 추정값은 ML(maximum likelihood) 추정값과 같을 수 있다. 수신 장치는 다음 수학식 17과 같이 위상이 보상된 잔차를 최적화하는 저차원 위상 잡음 벡터 와 채널 계수 벡터 μ을 산출할 수 있다. 수학식 17은 수학식 12, 13, 14, 15 등에 의해 유도될 수 있다.
여기서, Y와 Xr은 일 수 있다.
수신 장치는 수학식 18과 같은 채널 추정값 산출용 최소 제곱 추정식을 사용하여 위상이 보상된 잔차를 최소화할 수 있는 채널 추정값 을 산출할 수 있다.
만약 채널 추정값 가 주어진다면, 수신 장치는 추정 위상 잡음 의 켤레 복소 값을 수학식 19를 사용하여 산출할 수 있다. 수학식 19는 추정 위상 잡음 산출용 최소 제곱식의 켤레 복소식일 수 있다.
여기서, 일 수 있다.
초기 값이 1이면, 최소 제곱 방법은 수학식 18과 수학식 19의 와 의 값을 각각 사용해 반복적으로 업데이트할 수 있다.
도 4는 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제1 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 4를 참조하면, 수신 장치는 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다(S400). 이때, 수신 장치는 1로 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다. 그리고, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 설정할 수 있다(S401). 이때, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 l로 설정할 수 있다. 여기서, l은 양의 정수일 수 있다. 이후에, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 카운트하기 위하여 반복 횟수를 카운팅하는 변수 CNT를 0으로 설정할 수 있다(S402). 계속하여 수신 장치는 카운팅 변수 CNT가 설정한 알고리즘 반복 횟수보다 작은지를 판단할 수 있다(S403).
수신 장치는 판단한 결과 카운팅 변수가 알고리즘 반복 횟수보다 작으면 초기 추정 위상 잡음과 수학식 18을 사용하여 위상이 보상된 잔차를 최소화하는 채널 추정값을 산출할 수 있다(S404). 그리고, 수신 장치는 채널 추정값과 수학식 19를 이용하여 추정 위상 잡음의 켤레 복소값 을 갱신할 수 있다(S405). 계속해서 수신 장치는 카운팅 변수 CNT에 1을 가산한 후에 (S406), 단계 S403부터 반복할 수 있다.
2) 메이저화-미니마이저화(majorization minimization, MM) 방법
본 개시는 수학식 17을 비교대 방법으로 풀이하는 추정 알고리즘을 제안할 수 있다. 수학식 20은 수학식 18을 수학식 17에 대입하여 산출할 수 있다.
여기서, 는 다음 수학식 21과 같을 수 있다.
수학식 20은 인 자명해를 가질 수 있다. 따라서, 의 크기는 제한될 수 있다. 여기서, 의 절대값은 l이 1 내지 L일 때 1일 수 있다. 수학식 20은 최적화하기 위해 수학식 22로 표현될 수 있다. 여기서, 는 Ty-Tx의 잔차를 추정 위상 잡음으로 나타낸 잔차일 수 있다.
여기서, U는 일 수 있다. 수신 장치는 MM 알고리즘을 사용하여 수학식 22를 풀 수 있다. MM 알고리즘은 반복적 방식일 수 있고, t번째 반복의 해를 라고 할 수 있다. t번째 반복에서, MM 알고리즘은 수학식 22 대신 대리 함수(surrogate function)를 최소화할 수 있다. 이러한 대리 함수는 수학식 23과 같을 수 있다. 수학식 23의 대리 함수는 에서 수학식 22에 접할 수 있고, 모든 지점에서 수학식 22보다 큰 값을 가질 수 있다.
여기서, 는 를 만족해야 하고, 를 통해 얻을 수 있다. 여기서, tr(u)는 행렬 U의 주대각 원소들의 합일 수 있다. MM 알고리즘에서 t 번째 반복 시 최적화는 다음 수학식 24와 같이 표현될 수 있다.
여기서, 의 절대값은 l이 1 내지 L'일 때 1일 수 있다.
수학식 24의 해에서 도출된 은 다음 수학식 25와 같을 수 있다. 이러한 수학식 25는 추정 위상 잡음 산출용 메이저화-미니마이저화 추정식일 수 있다.
여기서, 는 벡터의 복소수의 도출을 의미할 수 있다. MM 알고리즘은 수렴할 때까지 수학식 25에서 를 반복적으로 업데이트할 수 있다. 수신 장치는 를 구한 후 채널 추정값 는 수학식 18에서 계산할 수 있다.
도 5은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제2 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 5를 참조하면, 수신 장치는 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다. 이때, 수신 장치는 1로 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다. 그리고, 수신 장치는 W를 정의할 수 있다(S500). 또한, 수신 장치는 W를 이용하여 수학식 22의 추정 위상 잡음으로 나타낸 잔차 를 정의할 수 있다(S501). 이후에, 수신 장치는 대리 함수를 수학식 23을 사용하여 정의할 수 있다(S502). 이후에, 수신 장치는 대리 함수를 이용하여 최적화된 추정 위상 잡음을 산출하기 위하여 수학식 24와 같이 대리 함수의 허수부를 최소화하도록 할 수 있다(S503). 수신 장치는 수학식 25를 이용하여 추정 위상 잡음을 산출할 수 있다(S504). 그리고, 수신 장치는 수렴하는지 판단할 수 있다(S505). 수신 장치는 판단 결과 수렴하지 않으면 단계 S504부터 반복할 수 있다. 이와 달리, 수신 장치는 판단 결과 수렴하면 수학식 18을 사용하여 채널 추정값을 산출할 수 있다(S506).
3) 일반화된 최소 제곱(generalized least squares, GLS) 방법
수학식 19을 이용한 위상 잡음의 LS 방법은 역행렬 연산자 내의 수신 신호 로 인해서 실시간으로 역행렬 계산을 하기 때문에 계산 복잡도가 높을 수 있다. 그러므로, 본 개시는 GLS 방법을 통해 복잡도를 줄이는 것을 제안할 수 있다. 이를 위해, 본 개시는 일반화된 최소 제곱 방법을 위하여 수학식 16과는 다른 수학식을 사용할 수 있다. 송신 신호 x는 이기 때문에 수학식 11에서 데이터 신호와 기준 신호를 분리하여 다음 수학식 26을 얻을 수 있다.
수신 장치는 추정한 채널 행렬 를 수학식 26의 양변에 곱해서 수학식 27과 같이 채널을 보상한 잔차(수학식 27의 좌변)과 채널을 보상한 잔차의 잔차 분포(수학식 27의 우변)을 산출할 수 있다. 다시 말하면, 수학식 26의 잔차는 Ty-Tx의 잔차로부터 채널을 보상한 잔차일 수 있다.
여기서, 는 일 수 있다. 수학식 27에서, 위상 잡음의 대역폭은 채널의 상관 대역폭보다 좁기 때문에 를 가정하여 을 곱해 채널을 보상할 수 있다. 랜덤 데이터 신호인 는 수학식 27에서 제거되지 않을 수 있다. 기준 신호는 데이터 신호의 영향을 더 많이 받을 수 있다. 따라서, 수신 장치는 위상 잡음을 추정할 때 데이터 신호의 영향을 줄일 수 있다. 수학식 27의 우변은 평균이 0인 랜덤 벡터로 구성될 수 있다. 그리고, 수학식 27의 좌변은 결정형 벡터로 구성될 수 있다. 수학식 27에서 ML 추정치는 수학식 27의 우변이 추정된 벡터 에 의존하는 를 포함하고 있기 때문에 도출하기 어려울 수 있다. 이와 달리, 수학식 27의 우변의 는 랜덤일 수 있다. 따라서, 수신 장치는 공분산 행렬을 계산할 때 평균이 된다고 가정하여 GLS 알고리즘을 사용할 수 있다. 수학식 27의 우변의 평균 벡터는 영벡터일 수 있다. 공분산 행렬은 수학식 28과 같을 수 있다.
여기서, 는 일 수 있고, 는 잡음의 분산일 수 있다. 추가로, 는 모든 데이터 신호의 인덱스 집합일 수 있으며, 일 수 있다. 여기서 S는 하위 순환 시프트 행렬(lower circular shift matrix)로 일 수 있다. 이러한 S는 i는 i=j+1일 수 있다. 이때, j는 j=1,…,N-1일 수 있다. 이와 같을 때 S(i,j)=1일 수 있고, i=1,j=N;이고 이외에는 S(i,j)=0일 수 있다. 이때 추정 위상 잡음 은 수학식 29와 같을 수 있다. 이러한 수학식 29는 추정 위상 잡음 산출용 GLS 추정식일 수 있다.
수신 장치는 GLS 방법으로 수학식 29를 이용해 와 수학식 18의 LS 추정식을 이용해 채널 추정값 를 반복적으로 업데이트할 수 있다.
도 6은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제3 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 6를 참조하면, 수신 장치는 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다(S600). 이때, 수신 장치는 1로 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다. 그리고, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 설정할 수 있다(S601). 이때, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 l로 설정할 수 있다. 여기서, l은 양의 정수일 수 있다. 이후에, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 카운트하기 위하여 반복 횟수를 카운팅하는 변수 CNT를 0으로 설정할 수 있다(S602). 수신 장치는 수학식 11에서 수신 신호를 데이터 신호와 기준 신호로 분리할 수 있다(S603).
수신 장치는 수학식 26에 채널 행렬 H를 사용하여 채널을 보상하여 수학식 27과 같이 채널 보상된 잔차와 채널 보상된 잔차의 잔차 분포를 산출할 수 있다(S604). 그리고, 수신 장치는 수학식 27의 우변의 채널 보상된 잔차에 대한 잔차 분포의 공분산 행렬을 계산하여 잔차 분포값을 산출할 수 있다(S605). 계속하여 수신 장치는 카운팅 변수 CNT가 설정한 알고리즘 반복 횟수보다 작은지를 판단할 수 있다(S606).
수신 장치는 판단한 결과 카운팅 변수가 알고리즘 반복 횟수보다 작으면 수학식 29를 사용하여 추정 위상 잡음을 산출할 수 있다(S607). 그리고, 수신 장치는 추정 위상 잡음과 수학식 18을 사용하여 채널 추정값을 산출할 수 있다(S608). 계속해서 수신 장치는 카운팅 변수 CNT에 1을 가산한 후에 (S609), 단계 S603부터 반복할 수 있다.
4) 선형 최소 평균 제곱 오차(linear minimum mean squared error, LMMSE) 방법
본 개시는 LMMSE 방법을 이용해 역행렬을 사용하지 않을 수 있고, 위상 잡음을 추정하는 방법을 제안할 수 있다. 수신 장치는 수학식 30과 같이 채널 추정 행렬에서 채널 보상된 기준 수신 신호 행렬에 위상 잡음 추정 행렬을 곱한 행렬을 감산한 행렬을 잔차로 설정할 수 있다. 이러한 수학식 30의 잔차는 Ty-Tx의 잔차에 기반하여 도출될 수 있다.
여기서, 는 위상 잡음 추정 행렬일 수 있다. 는 채널 보상된 기준 수신 신호 행렬이며 다음 수학식 31과 같을 수 있다.
기준 수신 신호 행렬에 대한 채널 보상은 수학식 27과 동일한 가정하에 수학식 31에 의해 달성될 수 있다. 한편, 위상 잡음 추정 행렬은 다음 수학식 32와 같을 수 있다. 여기서, 수학식 32는 위상 잡음 추정용 선형 최소 평균 제곱 오차 추정식일 수 있다.
여기서, 는 다음 수학식 33과 같이 산출될 수 있다.
그리고, 는 다음 수학식 34와 같이 산출될 수 있다.
수신 장치는 를 계산할 수 있고, 수학식 18을 사용해 와 를 교대로 계산할 수 있다.
도 7은 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 방법의 제4 실시예를 나타내는 흐름도이다.
도 7를 참조하면, 수신 장치는 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다. 이때, 수신 장치는 1로 추정 위상 잡음에 대한 초기값을 설정할 수 있다. 그리고, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 설정할 수 있다(S700). 이때, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 l로 설정할 수 있다. 여기서, l은 양의 정수일 수 있다. 이후에, 수신 장치는 알고리즘 반복 횟수를 카운트하기 위하여 반복 횟수를 카운팅하는 변수 CNT를 0으로 설정할 수 있다(S701). 계속하여 수신 장치는 채널이 보상된 기준 수신 신호를 수학식 31과 같이 정의할 수 있다(S702). 그리고, 수신 장치는 수학식 33과 34를 이용하여 수학식 32의 위상 잡음 추정 행렬을 계산할 수 있다(S703). 계속하여 수신 장치는 카운팅 변수 CNT가 설정한 알고리즘 반복 횟수보다 작은지를 판단할 수 있다(S704). 수신 장치는 판단한 결과 카운팅 변수가 알고리즘 반복 횟수보다 작으면 수학식 32를 사용하여 위상 잡음을 추정할 수 있다(S705). 그리고, 수신 장치는 추정한 시간 영역 위상 잡음과 수학식 18를 사용하여 추정 채널을 산출할 수 있다(S706). 계속해서 수신 장치는 카운팅 변수 CNT에 1을 가산한 후에(S707), 단계 S703부터 반복할 수 있다.
5) 복잡도 분석
LS 방법의 복잡도는 일 수 있다. 그리고, MM 방법의 복잡도는 일 수 있다. 다음으로, GLS 방법의 복잡도는 다음 일 수 있다. 또한, LMMSE 방법의 복잡도는 일 수 있다. 여기서, 는 각 방법의 반복 횟수일 수 있다.
3. 시뮬레이션 내용
제안된 방법은 시뮬레이션을 이용하여 성능을 확인할 수 있다. OFDM 시스템에서, 부반송파의 개수 N은 2048일 수 있다. 샘플링 속도는 30.72MHz일 수 있다. 부반송파의 간격은 15kHz일 수 있다. 반송파 주파수는 140GHz로, 테라헤르츠 대역에 위치할 수 있다. 제안된 방법의 시뮬레이션은 주파수 선택적 채널을 형성하기 위해, 3GPP TDL(tapped delay line)-C 채널 모델을 사용할 수 있다. 이때, 지연 확산은 300ns일 수 있다. 위상 잡음 모델은 파라미터 집합 A를 기반으로 할 수 있다. 데이터 신호의 변조 방식은 16-QAM(quadrature qmplitude modulation)일 수 있다. 채널 추정을 위한 M은 64일 수 있다. LS, GLS, LMMSE 방법의 반복 횟수는 1일 수 있고, MM 방법의 반복 횟수는 64일 수 있다.
기준 신호 그룹은 (start, step, end) 으로 정의될 수 있다. 시작하는 기준 신호를 'start', 증가하는 것을 'step', 마지막을 'end' 라고 할 수 있다. 기준 신호 구성 A는 2개의 기준 신호 그룹으로 구성될 수 있다. 첫 번째는 (3,6,2048)로, 복조 기준 신호(demodulation reference signal, DMRS)일 수 있고, 두 번째는 (1,1,128)로 블록 PTRS(phase tracking reference signal)일 수 있다. 반면에, 기준 신호 구성 B는 두 개의 기준 신호 그룹으로 되어있는데, (1,12,2048)과 (1,14,2048)로 이는 불규칙한 간격을 가진 드문드문한 기준 신호 할당으로 볼 수 있다. A와 B의 기준 신호의 전체 수(K)는 각각 683, 448개일 수 있다.
도 8은 추정된 시간 영역 위상 잡음의 제1 실시예를 나타내는 그래프이고, 도 9는 추정된 시간 영역의 위상 잡음의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 8과 도 9를 참조하면, 본 개시에서 제안된 방법들은 위상 잡음을 잘 추정함을 알 수 있다. 이때, 본 개시의 방법을 사용한 시뮬레이션은 기준 신호 구성 A를 사용할 수 있고, L=48로 설정할 수 있다. 본 개시의 방법을 사용한 시뮬레이션은 48개의 샘플을 측정할 수 있고 다른 샘플들을 선형적으로 보간할 수 있다.
도 10은 추정된 위상 잡음의 정규화된 평균 제곱 오차의 제1 실시예를 나타내는 그래프이고. 도 11은 추정된 위상 잡음의 정규화된 평균 제곱 오차의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 10과 11을 참조하면, LS와 MM 방법의 성능은 거의 비슷하지만 GLS와 LMMSE 방법은 복잡도와 성능 낮음을 확인할 수 있다. NMSE는 위상 잡음 각도의 제곱 오차를 실제 위상 잡음 각도의 분산으로 나누어 계산할 수 있다. LMMSE 알고리즘은 지속적으로 LS 알고리즘보다 나은 성능을 보일 수 있다. 기준 신호 구성 B에서 LS 알고리즘의 NMSE와 MM 알고리즘의 NMSE는 기준 신호 구성 A에서의 LS, MM 알고리즘의 NMSE의 경우보다 기준 신호의 수가 더 적더라도 비슷할 수 있다. GLS와 LMMSE 알고리즘의 경우 기준 신호 구성 B에서 훨씬 NMSE가 나쁘고 이는 성능을 향상하기 위해서는 블록 PTRS가 필요하다는 의미일 수 있다.
도 12는 SNR(signal-to-noise ratio)에 따른 BER(bit error rate, bit error ratio)의 제1 실시예를 나타내는 그래프이고, 도 13은 SNR에 따른 BER의 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 10을 참조하면, LMMSE 알고리즘은 기준 신호 구성 B에서 BER이 크게 향상 될 수 있고, LS와 MM 알고리즘은 기준 신호 구성 A에서 BER이 크게 향상될 수 있다. 이와 같은 그래프에서 'CH'의 의미는 수학식 18에 의해 채널만 보상하는 알고리즘일 수 있다.
본 개시의 실시 예에 따른 방법의 동작은 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 프로그램 또는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의해 읽혀질 수 있는 정보가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산 방식으로 컴퓨터로 읽을 수 있는 프로그램 또는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 롬(rom), 램(ram), 플래시 메모리(flash memory) 등과 같이 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치를 포함할 수 있다. 프로그램 명령은 컴파일러(compiler)에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터(interpreter) 등을 사용해서 컴퓨터에 의해 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함할 수 있다.
본 개시의 일부 측면들은 장치의 문맥에서 설명되었으나, 그것은 상응하는 방법에 따른 설명 또한 나타낼 수 있고, 여기서 블록 또는 장치는 방법 단계 또는 방법 단계의 특징에 상응한다. 유사하게, 방법의 문맥에서 설명된 측면들은 또한 상응하는 블록 또는 아이템 또는 상응하는 장치의 특징으로 나타낼 수 있다. 방법 단계들의 몇몇 또는 전부는 예를 들어, 마이크로프로세서, 프로그램 가능한 컴퓨터 또는 전자 회로와 같은 하드웨어 장치에 의해(또는 이용하여) 수행될 수 있다. 몇몇의 실시 예에서, 가장 중요한 방법 단계들의 적어도 하나 이상은 이와 같은 장치에 의해 수행될 수 있다.
실시 예들에서, 프로그램 가능한 로직 장치(예를 들어, 필드 프로그래머블 게이트 어레이)가 여기서 설명된 방법들의 기능의 일부 또는 전부를 수행하기 위해 사용될 수 있다. 실시 예들에서, 필드 프로그래머블 게이트 어레이(field-programmable gate array)는 여기서 설명된 방법들 중 하나를 수행하기 위한 마이크로프로세서(microprocessor)와 함께 작동할 수 있다. 일반적으로, 방법들은 어떤 하드웨어 장치에 의해 수행되는 것이 바람직하다.
이상 본 개시의 바람직한 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 개시의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 개시를 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
Claims (12)
- 제1 통신 노드의 방법으로서,
시간 영역의 초기 추정 위상 잡음과 추정 반복 횟수를 설정하는 단계;
제2 통신 노드로부터 신호를 수신하는 단계;
상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하는 단계;
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계;
상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계; 및
상기 추정 위상 잡음을 산출하는 과정과 상기 채널 추정값을 산출하는 과정을 상기 추정 반복 횟수만큼 반복하는 단계를 포함하는,
제1 통신 노드의 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호에 기반한 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하는 단계는,
상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 상기 주파수 영역 수신 신호 행렬에 위상 잡음 행렬의 에르미트 행렬과 상기 기준 신호 할당 행렬을 곱하여 제1 행렬을 산출하는 단계;
상기 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 채널 행렬과 상기 기준 신호 할당 행렬을 곱하여 제2 행렬을 산출하는 단계; 및
상기 제1 행렬에서 상기 제2 행렬을 감산하여 상기 제1 잔차를 산출하는 단계를 포함하는,
제1 통신 노드의 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 제1 통신 노드는 위상 잡음 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하고,
상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계에서 상기 제1 통신 노드는 채널 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 채널 추정 값을 산출하는,
제1 통신 노드의 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계는,
상기 제1 잔차로부터 시간 영역 채널 행렬과 상기 위상 잡음 행렬의 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬로 이루어진 제2 잔차를 생성하는 단계;
상기 시간 영역 채널 행렬과, 상기 위상 잡음 행렬의 상기 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬을 이용하여 상기 제2 잔차 이상을 만족하는 대리 함수를 생성하는 단계; 및
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 대리 함수의 허수부를 최소화하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 단계를 포함하는,
제1 통신 노드의 방법. - 청구항 4에 있어서,
상기 대리 함수는 상기 제2 잔차보다 크거나 같은,
제1 통신 노드의 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계는,
상기 제1 잔차로부터 채널을 보상하여 채널 보상된 제3 잔차와 상기 제3 잔차의 잔차 분포를 생성하는 단계;
상기 잔차 분포의 공분산 행렬을 산출하는 단계; 및
상기 공분산 행렬과 위상 잡음 추정용 일반화된최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 제3 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 단계를 포함하는,
제1 통신 노드의 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계는,
상기 제1 잔차에 기반하여 채널 추정 행렬에서 채널 보상된 기준 수신 신호 행렬에 위상 잡음 추정 행렬을 곱한 행렬을 감산한 제4 잔차를 설정하는 단계; 및
위상 잡음 추정용 선형 최소 평균 제곱 오차 추정식을 사용하여 상기 제4 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 단계를 포함하는,
제1 통신 노드의 방법. - 제1 통신 노드로서,
프로세서(processor)를 포함하며,
상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가,
시간 영역의 초기 추정 위상 잡음과 추정 반복 횟수를 설정하고;
제2 통신 노드로부터 신호를 수신하고;
상기 제2 통신 노드로부터 수신한 상기 신호의 주파수 영역 수신 신호 행렬과 이미 알고 있는 기준 신호 행렬에 기준 신호 할당 행렬을 사용하여 제1 잔차를 생성하고;
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하고;
상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하고; 그리고
상기 추정 위상 잡음을 산출하는 과정과 상기 채널 추정값을 산출하는 과정을 상기 추정 반복 횟수만큼 반복하는 것을 야기하도록 동작하는,
제1 통신 노드. - 청구항 8에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가 상기 제1 통신 노드는 위상 잡음 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하도록 야기하고,
상기 산출한 추정 위상 잡음을 기반으로 상기 제1 잔차를 최소화하는 채널 추정 값을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가 상기 제1 통신 노드는 채널 추정용 최소 제곱 추정식을 사용하여 채널 추정 값을 산출하도록 야기하는,
제1 통신 노드. - 청구항 8에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가,
상기 제1 잔차로부터 시간 영역 채널 행렬과 상기 위상 잡음 행렬의 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬로 이루어진 제2 잔차를 생성하고;
상기 시간 영역 채널 행렬과, 상기 위상 잡음 행렬의 상기 에르미트 행렬과 상기 위상 잡음 행렬을 이용하여 상기 제2 잔차 이상을 만족하는 대리 함수를 생성하고; 그리고
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 대리 함수의 허수부를 최소화하여 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 것을 야기하도록 동작하는,
제1 통신 노드. - 청구항 7에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가,
상기 제1 잔차로부터 채널을 보상하여 채널 보상된 제3 잔차와 상기 제3 잔차의 잔차 분포를 생성하고;
상기 잔차 분포의 공분산 행렬을 산출하고; 그리고
상기 공분산 행렬과 위상 잡음 추정용 일반화된최소 제곱 추정식을 사용하여 상기 제3 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 것을 야기하도록 동작하는,
제1 통신 노드. - 청구항 7에 있어서,
상기 초기 추정 위상 잡음에 기반하여 상기 신호에 대하여 상기 제1 잔차를 최소화하는 추정 위상 잡음을 산출하는 단계에서 상기 프로세서는 상기 제1 통신 노드가,
상기 제1 잔차에 기반하여 채널 추정 행렬에서 채널 보상된 기준 수신 신호 행렬에 위상 잡음 추정 행렬을 곱한 행렬을 감산한 제4 잔차를 설정하고; 그리고
위상 잡음 추정용 선형 최소 평균 제곱 오차 추정식을 사용하여 상기 제4 잔차를 최소화하는 상기 추정 위상 잡음을 산출하는 것을 야기하도록 동작하는,
제1 통신 노드.
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| KR (1) | KR20240068564A (ko) |
-
2023
- 2023-11-09 KR KR1020230154866A patent/KR20240068564A/ko unknown
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