CN103931150B

CN103931150B - 利用时域信道估计的ofdm 接收机

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Publication number: CN103931150B
Application number: CN201280056074.6A
Authority: CN
Inventors: S·C·汤普森; F·洛佩兹德维多利亚
Original assignee: Acorn Technologies Inc
Current assignee: Acorn Technologies Inc
Priority date: 2011-11-15
Filing date: 2012-10-26
Publication date: 2017-05-31
Anticipated expiration: 2032-10-26
Also published as: KR20160134866A; JP2014533470A; KR20140082807A; KR101760228B1; GB201405639D0; JP5863985B2; TW201338471A; GB2509276B; CN103931150A; GB2509276A; DE112012004755B4; TWI502932B; US20140334530A1; US8824527B2; DE112012004755T5; US20130121392A1; US9497046B2; WO2013074271A1

Abstract

OFDM通信系统在通过快速傅里叶变换处理接收的符号之前响应于这些符号来执行时域信道估计。通信系统根据实际导频生成虚拟导频，以改善信道估计的稳定性和质量。系统根据实际导频和虚拟导频生成参考信号，以及将得到的参考信号与响应于接收的符号的信号进行相关，以生成初始信道冲激响应(CIR)以及确定关于信道的统计。在一些情况下，将所得到的参考信号与经修改的符号进行相关，在经修改的符号中，强调了实际导频和虚拟导频位置，以及降低了数据位置的重要性。时域信道估计迭代地对初始CIR进行改善。系统通过诸如内插的平均来确定针对仅有数据的符号的信道估计。

Description

利用时域信道估计的OFDM接收机

本专利文件的公开内容的一部分包含受版权保护的材料。版权拥有者不反对任何人对如出现在专利商标局的专利文件或记录中的本专利文件或本专利公开内容进行复制，但是以其它方式保留所有任何版权权利。此公告应用于以下及附图中描述的软件和数据。

相关申请

本申请要求2011年11月15日递交的、序列号为61/559,793、题为“OFDM Receiverwith Time Domain Channel Estimation”的美国临时专利申请的优先权，以及以引用的方式将上述美国临时专利申请的完整内容并入本文。

技术领域

本发明涉及用于对通信信号进行处理以更加高效地获得信道估计的系统和方法，具体来说，在执行频域处理的正交频分复用(OFDM)接收机中提供信道估计。

背景技术

为了增加数据速率以及减轻多径，包括所谓的4G无线网络(诸如WiMAX和LTE)的改进的网络采用了正交频分复用(OFDM)波形的变形用于它们的PHY层。PHY层是物理、电磁模块，通过该模块在空中或有线地发送和接收信息的比特。OFDM利用对城市环境中的无线信道的多径的内置的减轻提供了很受欢迎的带宽效率。OFDM传输的灵敏度是很容易理解的。针对PHY层的“比特-泵”方案已经证明在数字用户线(DSL，有线的)OFDM应用中是成功的。另一方面，移动无线OFDM应用仍然面临要实现OFDM的设计的容量的挑战。

OFDM的实践和理论优势的核心是快速傅里叶变换(FFT)的使用。OFDM中实现的FFT可以被视为类似于针对N_c个同时工作的无线站的调谐器库，因为可以将由FFT生成的音调中的每一个音调独立地分配给用户。OFDM PHY在较短的时间段上利用分配给给定用户的子载波的全部或部分来提供或接收每一个子载波频率(音调)上的同时发生的比特流(blast)。在不同的用户之间进行子载波的部分分配以及将多个用户聚合在一个周期之内是应用OFDM的一种多址方案。在10MHz带宽信道的情况下，用户可以在很短的持续时间(诸如0.1毫秒)上接收多达N_c＝840(WiMAX)或600(LTE)个同时的音调。每时间段的这N_c个音调组成OFDM符号。多个用户在一个符号中的分配被称为OFDMA。

无线标准通常包括由可用带宽和信息的时间灵敏度定义的三个重要的时间片段。将多个符号进行连接以定义帧，帧是最长的相关时间单元，以及例如，帧可能是10毫秒。如果标准向帧分配20个符号，那么符号持续时间为0.5毫秒。最后，FFT的大小和循环前缀持续时间定义了采样之间的时间间隔，因此1024点的FFT和128点的CP定义了43纳秒的采样时间。虽然FFT计算可以是相对高效的，但示例性OFDM系统的FFT大小足够大(例如，在10MHz带宽的情况下有1024个采样)，因此计算要求仍然很高，以及功耗仍然是在设计针对用户手持设备的接收机中的重要约束。

OFDM系统与基于码分多址(CDMA)的3G系统相比更加灵敏以及具有较不稳健的信号捕获。OFDM系统的灵敏度来自其使用快速傅里叶变换(FFT)将进入的信号从时域变换到频域。在非常普通的真实世界情况以及接收机实现方式的情况下，OFDM系统中的FFT可以偏离理想假设。如果构成FFT算法基础的假设失败，那么在所发送的所有的N_c个信道(N_c个子载波上的)之间会发生串扰。子载波之间的串扰使性能下降，这相应地导致误比特率(BER)增加。

由于来自结构体或大型水面的反射，无线OFDM手持设备可以接收来自发射塔(“基站”)的相同信号的多个路径(具有不同滞后的副本)。这种非视距接收或多径导致信号相对于由发射机输出的平坦频域“形状”有所失真。接收机必须计算滤波器来将信号恢复成其原始的平坦频谱形状；该滤波器被称为对信号进行均衡。OFDM接收机针对所发送的每一个OFDM符号执行关键的均衡计算。

不像通信系统中通常使用的大部分的其它调制策略，OFDM可以包括两个均衡器来改善信号质量：时间均衡器(TEQ)和频率均衡器(FEQ)。诸如DSL的一些OFDM应用包括时间均衡器，而其它的OFDM应用(诸如实现当前的无线标准的系统)不需要时间均衡器。所有实际的OFDM接收机都具有频率均衡器。不管接收机包括时间均衡器还是仅包括频率均衡器，接收机需要执行信道估计，以在可以使用均衡器来改善信号质量之前，至少在初始时确定均衡器系数的值。确定频率均衡器的系数通常是在频域中执行的。

图1示意性地示出了OFDM通信系统，其包括OFDM发射机10，OFDM发射机10生成利用诸如由计算机网络生成的数据或语音数据的信息调制的无线信号。无线信号通过信道12去往接收机14。信道12以各种方式使无线信号失真(包括通过在不同长度的多个路径上传输)，从而在被称为多径的机制中引入具有不同偏移和振幅的无线信号的多个副本。常规的OFDM接收机电路14将接收的信号下转换到基带，以及然后对该信号进行模数转换以产生信息信号，该信息信号被输入进图1中示出的OFDM处理电路。该无线信号被输入对齐元件16，对齐元件16将信号在时间上对齐，从而使得可以根据传输标准来对信号进行处理。在对齐元件16之后，将信号传递到处理元件18，处理元件18将循环前缀(CP)从信号中去除。常规的OFDM发射机10向长度为N的唯一信号波形添加长度为N_CP的CP(其由最后N_CP个采样组成)，从而发射机转换成模拟信号并发送的数字信号的长度为N+N_CP。然后，接收机的相反转换过程的初始步骤是去除并丢弃所添加的N_CP个循环前缀采样。在该步骤之后，串并转换元件组织并将串行信号转换成并行信号用于进一步处理。可以在串并转换之前或之后去除循环前缀。

在CP去除18之后，将并行数据提供给快速傅里叶变换(FFT)处理器20，其将时域采样s(n)转换成频域采样的集合R_i(k)用于处理。假定接收到的OFDM符号被信道破坏，其针对OFDM假定对来自OFDM系统中使用的子载波频率中的每一个子载波频率的采样引入了振幅和相位失真。FEQ22向在不同的频率上发送的各个采样应用OFDM系统中使用的频率中的每一个频率特定的振幅和相位校正。为了确定由FEQ22应用的校正，FEQ22需要对信道的振幅和相位相对于每一个频率处的理想情况的变形进行估计。

图1中使用的常规的OFDM信道估计器24通常基于导频音调位置26的集合或具有诸如已知比特和子载波位置的可预测特性的另一个信号来对信道进行接收和估计。这被称为频域信道估计或FDCE。导频音调通常由相关标准来指示。可能需要根据接收到的信息进行内插以提供针对每一个子载波或音调的信道估计信息。所有的FDCE实现方式对FFT输出的OFDM符号作出反应以提取导频。可以将每一个导频处的信道估计确定为相对于每一个导频的理想情况下期望的解调后的值“+1”的振幅和相位旋转。也就是说，相对于该“+1”值的任何偏离组成了来自频率的带宽处的信道的失真。数据子载波频率处的信道的值可以通过对在导频子载波频率处获得的值进行内插来进行估计。对简单信道估计方案的各种改善是已知的，以及传统上是在频域中实现的。频率均衡器22接收来自快速傅里叶变换器20的信号和来自估计器24的信道估计，以及对信号进行均衡。通常将均衡器22的输出提供给将均衡器的并行输出转换成串行输出用户信号的并串元件。

通过根据要“装载”到OFDM符号中的比特的数量将活动数据子载波的值设置为来自规定的值集合的非零值来构建OFDM符号。然后对这些值进行快速傅里叶逆变换(IFFT)来获得时域采样。然后，通过从符号的时域采样的末尾取走规定数量的采样来将循环前缀附加到符号的开头。如果IFFT产生1024个采样，那么时间采样的数量为1024。某些标准选择CP具有128的长度。这意味着发射机从1024个采样的序列中选择最后的128个采样，以及将那些采样附加在前面，从而使得它们变成所发送的OFDM符号中的前128个采样，所发送的OFDM符号具有总数为1152的采样。因为这种构建，从OFDM符号的1152个采样中选出任意1024个采样产生在原始的1024个OFDM时间采样上的循环移位。

在WiMAX标准的情况下，可以在60个子信道上发送OFDM符号，其中，每个子信道有14个活动子载波，对于总共840个活动子载波来说，每个子信道有4个导频。导频在任意给定符号以及因此的子信道中的位置是由标准规定的。

OFDM的一个理论上的优势是：可以在FFT之后针对每一个接收的音调单独地以及通过非常简单的算法来执行均衡。启用OFDM接收机的另一个优势是仅需要针对与用户相关的每一个子载波来估计均衡器系数，该数量小于FFT的大小。与每一个音调相对应的的每一个均衡器系数的值将取决于信道系数的估计-被称为信道估计。与OFDM接收机中的许多操作类似，典型的OFDM接收机在FFT之后执行信道估计，因为此时的信道估计是基于用户的音调分配来简单且高效地执行的。因为信道估计在FFT之后执行，因此音调将受到FFT和FFT后失真的影响，这被称为载波间干扰(ICI)。ICI通常通过三种情况来展现：1)频率调谐中的错误；2)来自移动性的多普勒以及3)来自其它小区站点的干扰。OFDM系统通过在符号之间提供时间间隔来适应符号间干扰，从而使得与其它无线方案相比，符号间干扰对于OFDM来说通常是较小的问题。

任意给定的信道具有公知对其容量的限制。在当前的OFDM实现方式中，在期望的速率以下存在额外的容量上的损耗。信道估计错误是罪魁祸首。因为在典型实现方式中ICI影响FFT后的信道估计算法，因此糟糕的信道估计导致不准确的均衡器系数。由于种种情况(例如，要求苛刻的信道和糟糕的信道估计)而导致的增加的误比特率(BER)可以通过降低向用户提供的发送的比特速率来适应。实际上，降低发送的比特速率提供了对抗干扰的鲁棒性。然而，这是非线性校正，因为OFDM方案允许每个音调2、4或6个比特的传输，以及因此，在一些情况下，减轻失真需要发送少于2比特/音调，这意味着系统根本无法向用户提供可用的数据。

发明内容

本发明的一个方面提供了用于处理OFDM信号的方法，所述方法包括：基于标准指示的导频位置和虚拟导频位置来确定参考信号。所述虚拟导频位置是除了所述标准指示的导频位置之外的以及响应于所述标准指示的导频位置的。所述方法响应于所述参考信号执行时域信道估计，以及响应于所述时域信道估计对接收到的符号进行均衡。

本发明的另一个方面提供了用于处理OFDM信号的方法，所述方法包括：接收导频和数据信息的混合符号。响应于实际的导频信息来提供虚拟导频信息的集合。至少基于虚拟导频位置来确定参考信号。所述虚拟导频位置是除了实际导频位置之外的以及响应于实际导频位置的。响应于所述参考信号来执行时域信道估计，以及响应于所述时域信道估计对接收到的符号进行均衡。

本发明的另一个方面提供了用于处理OFDM信号的方法，所述方法包括：响应于一个或多个接收到的OFDM符号来生成时域信道冲激响应。所述时域信道冲激响应具有采样的第一集合。对所述采样的第一集合进行评估来标识包括估计出的时域信道冲激响应的采样的第二集合。对所述估计出的时域信道冲激响应进行改善以生成改善的时域信道估计。以响应于所述改善的时域信道估计的方式来对接收到的符号进行均衡。

本发明的又一个方面提供了用于处理OFDM信号的方法，所述方法包括：响应于一个或多个接收到的OFDM符号来生成时域信道冲激响应。所述时域信道冲激响应具有采样的第一集合。对所述采样的第一集合进行评估，以基于所述采样的第一集合的振幅来标识第一采样位置，以及响应于所述第一采样位置，选择采样的第二集合作为截短的时域信道冲激响应。所述方法对所述截短的时域信道冲激响应进行改善以生成改善的时域信道估计，以及响应于所述改善的时域信道估计对接收到的符号进行均衡。

附图说明

图1示意性地示出了包括OFDM发射机和频域信道估计OFDM接收机的OFDM通信系统。

图2示意性地示出了包括时域信道估计OFDM接收机的OFDM通信系统。

图3示意性地示出了实现维纳(Wiener)滤波的、用于使用从时域信道估计获得的信息来进行信道估计的内插的平均策略元件的实现方式。图3平均策略可以在实现时域信道估计的OFDM接收机内使用。

图4示出了具有不同信道估计实现方式的OFDM接收机的仿真结果。

具体实施方式

与实现频域信道估计(FDCE)方式的正交频分复用(OFDM)系统相比，实现时域信道估计(TDCE)的OFDM系统可以提供较好的性能(例如，更稳健的性能)。在本文中，鲁棒性被看作是通信系统在存在多普勒、干扰或载波偏移情况或这些情况的组合的情况下工作的能力。实现TDCE的OFDM系统可以是更稳健的，因为在优选的实现方式中，它们可以使用统计的方法或使来自干扰的破坏最小化的其它策略来测量信道。相反，使用频域信道估计的OFDM系统通常通过在对接收的信号执行快速傅里叶变换(FFT)之后对接收的信号进行分析来测量信道。快速傅里叶变换对于OFDM系统而言是重要的，但FFT也以可能使频域信道估计降级的方式将干扰“粘合”到信号中。

TDCE OFDM接收机的优选实现方式可以针对给定的功能水平提供较低的功耗。优选地，较低功耗的系统是通过下列各项中的一项或多项来提供的：使用比较而言较不复杂的系统、对每个OFDM符号执行一次信道估计、或者达到较高的精确性以促进与实现方式相关的能力差距缩小。如本文中所描述的TDCE OFDM接收机可以从事于用于提供较低功耗的这些策略中的每一个策略。

优选的OFDM通信系统的一种变形在通过快速傅里叶变换对接收的符号进行处理之前响应于这些符号来执行时域信道估计。通信系统优选地根据实际导频生成虚拟导频，以改善信道估计的稳定性和质量。优选系统的这些变形根据实际导频和虚拟导频生成参考信号，以及将得到的参考信号与响应于接收的符号的信号进行相关，以生成初始信道冲激响应(CIR)以及确定关于信道的统计。在一些情况下，将所得到的参考信号与经修改的符号进行相关，在经修改的符号中，强调了实际导频和虚拟导频位置，而降低了数据位置的重要性。在一些实现方式中，时域信道估计优选地响应于CIR和表现信道特性的度量(诸如信道统计)，以迭代地改善初始CIR。系统的优选方面通过平均来确定针对仅有数据的符号的信道估计，其中，所述平均优选地通过内插或内插和外推来执行，以及优选地在频域中执行。

优选的OFDM通信系统的另一个变形执行开始于包括导频音调和经快速傅里叶变换处理的符号的数据集合的频域相关的时域信道估计。将所得到的相关变换到时域(例如通过IFFT)以提供初始信道冲激响应(CIR)以及与前面类似地确定关于信道的统计。例如，用于相关的导频音调的集合可以是由适当的标准所指示的实际导频的集合。当期望较强的鲁棒性或稳定性时，用于相关的导频音调的集合包括由标准所指示的实际导频以及如下文所讨论的来确定的虚拟导频二者是优选的。对时域CIR进行进一步处理以生成改善的时域信道估计，以及除了其它过程之外，对如上文和下文所讨论的来进行的时域信道估计进行同步。

图2是在整体OFDM系统内的时域信道估计(TDCE)正交频域复用(OFDM)接收机的基本原理图。OFDM通信系统包括OFDM发射机100，所述OFDM发射机100生成与信息(诸如由计算机网络生成的数据或语音数据)一起调制的无线信号。无线信号在信道102上传送给TDCEOFDM接收机的优选实现方式。信道102以各种方式使无线信号失真，包括通过在不同长度的多个路径上传输，这在被称为多径的机制中引入了具有不同偏移和振幅的无线信号的多个副本。将无线信号进行下转换并输入对齐元件104(其将信号暂时地进行对齐)，从而使得可以根据传输标准来对其进行处理。在对齐之后，将数据传送到处理元件106，所述处理元件106从信号中去除循环前缀(CP)。在该步骤之后，串并转换元件组织串行信号并将串行信号转换成并行信号，用于进一步的处理。可以在串并转换之前或之后去除循环前缀。

在CP去除106之后，将并行数据提供给快速傅里叶变换(FFT)处理器108，所述FFT108将时域采样s(n)转换成频域采样的集合R_i(k)，用于进行处理。假定接收到的OFDM符号被信道破坏，假定这针对OFDM对在OFDM系统中使用的子载波频率中的每一个子载波频率处的值引入了振幅和相位失真。频率均衡器110可以针对在不同的频率上发送的各个采样应用特定于在OFDM系统中使用的子载波频率中的每一个子载波频率的振幅和相位校正。由FEQ110应用的校正优选地使用信道的振幅和相位相对于理想情况的变形的信道估计，其中信道估计优选地是在时域中提供的。图2 TDCE接收机的某些优选的实现方式确定针对每一个接收的OFDM符号的信道估计。其它优选的实现方式使用统计的测量来提供对抗已知的损害的稳健的功能。将由频率均衡器110的经均衡的符号输出提供给解码器380，所述解码器380对符号进行处理以提取所发送的数据。适当的解码器是本领域中已知的。

本发明人观察到限制OFDM链路性能的机制是OFDM FEQ内的错误的子载波(音调)权重的分配，这很大程度上是由于信道估计中的错误而发生的。为此，本发明人提出了在一些优选的实施例中实现与按照惯例在频域中在导频之间进行内插所实现的相比更稳健的信道估计。

优选地选择图2接收机的一些部分来促进生成时域信道估计。导频位置元件390存储并输出导频信号位置的集合。导频位置元件390可以输出与适当的通信标准指示为具有导频信号的符号和子载波相对应的导频信号位置。当期望时，导频位置元件390还输出除了由标准所指示的导频信号位置之外的虚拟导频位置，以及优选地根据由标准所指示的导频信号位置生成的虚拟导频位置。额外的虚拟导频信号提供可以由响应的元件来使用的增加的导频信号激励，以生成更精确的输出，尤其在某些情况下这可以提供较大的以及期望的稳定性。参考信号元件310优选对由导频位置元件390输出的导频位置信息进行响应，以及更加优选地对实际导频位置和虚拟导频位置进行响应以生成具有增加的导频信号位置激励的参考信号。在一些实现方式中，导频位置元件390将针对每一个实际导频位置和虚拟导频位置输出与那些频域实际导频和虚拟导频相关联的相位和振幅信息。诸如参考信号元件310的其它电路可以提供这些数据集合中的一个或多个数据集合，这取决于电路是如何实现的以及实现方式的复杂度，或者在某些实现方式中可能不需要这些数据集合中的一个或多个数据集合。由元件310生成的参考信号可以如所期望的是时域信号或者可以是频域信号，包括针对开关305的时间或频率选择来优选的。由元件310输出的参考信号允许在参考信号与时域或频域接收的信号之间的相关。

在OFDM接收机的某些优选的实施例中，接收机优选地选择最大信道冲激响应(CIR)长度用于估计，所述最大信道冲激响应(CIR)长度优选地比OFDM符号长度要短。对于特定的系统来说，符号长度通常是固定的。在一些优选的实施例中，系统可以选择初始CIR的一部分用于进一步处理以发展信道估计，或者可以以其它方式利用比符号长度要短的长度或初始CIR的长度来实现信道估计。例如，这样的优选的实施例可以使用表现信道特性的度量以方便地确定初始符号长度CIR的缩短，该缩短在复杂度、鲁棒性和精确性方面对于时域信道估计是有利的。例如，适当的度量可以由迭代控制器350生成，或者可以由对信道进行响应的图2接收机的另一个元件来生成。例如，通过包括由导频位置元件390估计出的虚拟导频位置，导频信息中的改善优选地反映在统计测量320的质量中。某些优选的接收机实现方式中的统计测量元件320可以用于在较大的时间跨度上提供较高质量的信号，从而CIR选择模件330优选地可以被设计为通过能量优化的方法来截短CIR。对这些分别地有利的策略中的两个或更多个进行组合的图2接收机的实施例可以展示出进一步的优势。例如，对元件310、320和330的所示出的排列的串行处理优选地可以实现为增加信息及其质量，信道估计元件340根据该信息产生其结果。如下文中进一步详细讨论的，这表示通过用于估计的较长的信道长度和在估计中使用的能量的提升水平来耦合到系统中的信号中的其它变形与噪声之间的权衡。

优选地，信道估计元件340至少能够执行时域信道估计。信道估计元件340可以接收初始CIR(无论初始CIR是在时域中开发的，还是在频域中开发的具有变换到时域的结果)的时域表示，以及优选对初始CIR进行处理以开发时域信道估计。如图2中所示，优选的开关305选择性地将时域信号(在FFT108中的FFT处理之前)或频域信号(在FFT108中的FFT处理之后)耦合到包括统计测量元件320的接收机的各个元件。随后，在特定优选的接收机实现方式中，统计测量元件320能够选择性地执行时域或频域信道估计以开发初始时域CIR。本文中讨论的优势中的大多数涉及接收机内的最终时域信道估计的使用，因此信道估计元件340至少包括基于初始时域CIR的时域信道估计能力是优选的，其中，接收机可以在频域中部分地确定初始时域CIR。某些实施例优选地实现估计模件340，从而使得其对迭代控制器350中计算出的度量进行响应，所述估计模件340依次可以对模件310、320、330中的一个或多个或者所有模件进行响应。在还有其它实施例中，迭代控制器350可以优选地响应于错误率信息来进一步改善这些度量，所述错误率信息优选地由解码器模件380生成并作为反馈提供给迭代控制器350。图2接收机的额外的元件或电路(诸如相位对齐元件360、填充元件、FFT和平均策略元件370被提供用于接收机的进一步的改善、不同的方面或不同的操作模式。例如，某些元件或电路是有用的，从而可以根据在接收机中此时存在时域还是频域估计，准备信道估计用于适当的进一步处理。图2接收机的优选的实现方式可以实现额外的估计后元件或电路，以实现计算或操作效率。例如，相位对齐元件360优选地在时域中被实现为如图2中所示的，但是相位对齐元件可以在频域中实现，尽管这种实现方式将包括复值乘法器。

图2的接收机部分展示了改善的性能，其具有来自元件310、320和330的优选的实现方式的输出的改善的质量，以及来自迭代控制器350的改善的效率。这些元件中的一些或所有可以包括在本发明的实现方式中，这取决于总体通信系统的特性。图2的接收机部分通常包括两个额外的处理模件。在许多情况下，估计模件340不提供适当地被对齐用于均衡的CIR。然后，优选地，相位对齐模件360对来自迭代控制器350的度量进行响应，以适当地调整CIR来匹配由TDCE接收机处理的相应的OFDM符号的频域相位。TDCE接收机的所示出的实施例的另一个电路是平均策略元件370。平均策略元件370也可以对由迭代控制器模件350计算出的度量进行响应，所述平均策略元件370依次可以对来自元件310、320、330的信息进行响应。与可以利用FDCE接收机的等效的复杂度获得的估计相比，平均策略模件370优选地提供对信道频率响应(CFR)或信道冲激响应(CIR)的更精确的估计。

导频和虚拟导频信号位置信息

用于OFDM系统的简单频域信道估计可以跨越频域在导频信号之间进行内插以及在单个符号内，以获得在数据子载波处的信道系数。诸如WiFi或WiMAX的无线通信标准指示导频子载波在符号中的所有可能的OFDM子载波中的位置，从而使得接收机可以在开发信道估计中合并以及使用该先验的已知的信息。导频音调或子载波在一些标准中可以从符号到符号来改变位置。对于那些标准来说，对唯一的导频承载的符号进行平均以构建“频域时间平均的符号”可能是有利的。例如，在WiMAX中，导频位置利用4个符号的周期从符号到符号进行改变。因此，如果一个符号具有60个导频，那么在所有符号上进行的平均创建了4×60＝240个导频的复合频谱。对于进行平均以及使用经平均的符号的关键假设是：信道在4个符号的时间跨度期间不发生(重大地)改变。该后一种方式可以被称为利用时域导频平均的FDCE。频域OFDM符号的这种时域平均不与用于对信道进行估计的时域处理发生混淆，如下文更加充分地描述的。

在诸如长期演进或LTE的其它标准中，导频承载的符号可以出现在不邻近的符号中。例如，具有0.5ms的持续时间的子帧可以包括14个OFDM符号。在特定操作模式下导频可以位于符号0、4、7和11中。可以执行在4个符号上的平均(如之前所描述的)，或者规划和使用其它技术来估计针对非导频承载的符号的信道。例如，可以使用简单的内插计算来完成确定针对仅有数据的符号的这样的信道系数。与信道估计元件340相反，这些技术是用于导频的时域平均的，以及不完成时域信道估计，所述信道估计元件340执行时域信道估计。

在上文的FDCE OFDM讨论中，其中，符号平均是利用频域估计跨越在时间来执行的，时域平均在对信号进行FFT之后(即，FFT后)在经调制的子载波上发生。TDCE接收机可能发现采用这样的时域导频平均是有利的，其中，在一些情况下导频信息被进一步操纵并变换到时域以在相关计算中使用。

根据本发明的TDCE OFDM接收机的一些特别地优选的实现方式通过虚拟导频的生成或确定，在任意导频承载的符号中扩展导频的数量。在优选的实现方式中，虚拟导频的方法是在接收机处本地确定或生成额外的(虚拟)导频，所述额外的导频至少位于不同于现有导频的位置处。通常，虚拟导频位置中的至少一些虚拟导频位置被定义在现有的导频位置之间的频率(或子载波位置)处。计算在已被分配的子信道之外的虚拟导频也可能是有利的。优选地，导频位置模件390存储并输出针对如在标准中定义的实际导频位置的信息，这可以与在标准中指定的不同。此外，导频位置模件390还优选地存储或确定以及输出优选的或特别低有利的虚拟导频位置。虚拟导频可以位于现有导频位置之间，或者延伸到任意给定的定义的OFDM符号子信道之外的子载波位置。优选地，元件390具有三个索引集合来定义三类子载波{导频、数据、虚拟}。

例如，通过确定经采样的函数的经内插的值的各种技术可以实现虚拟导频的确定。的确，创建虚拟导频类似于对时间波形进行上采样的问题，这可以通过线性内插或通过涉及的B-样条函数的更复杂的计算来完成。本领域的技术人员可以确定最适合他们的TDCE接收机设计中的复杂度约束的内插方法，和/或关于对接收到的符号的错误率测量实现最大可实现的性能的内插方法。例如，导频位置元件390可以基于标准指示的导频位置通过B-样条内插来确定虚拟导频位置，或者导频位置元件390可以存储虚拟导频位置的较早确定的结果。如上文所讨论的，还可以根据实际导频位置来更加简单化地确定虚拟导频位置，以及导频位置元件390可以基于所确定的虚拟导频位置来确定针对虚拟导频的适当的相位和振幅信息。

遍及所示出的通信系统，关于网络状态、接收机配置和估计参数的临时数据被用作“全局变量”。这些全局变量包括但不限于FFT大小和信道估计长度。图2中的每一个元件指定在针对各自的优选的实施例的描述中适用的参数。

TDCE接收机优选地被设计为在大多数操作条件下具有数值稳定性，以及优选地能够在给定数量的采样上对信道进行估计。这些可期望的条件可能会在实现TDCE接收机中带来挑战，因为关注FDCE的现有标准不保证针对OFDM接收机中的TDCE来说任何一种条件是可能的。当信号处理包括矩阵-向量乘法时，数值稳定性是特别优选的，如可以在本发明的许多优选的实现方式中找到的。病态矩阵由于不足以支持矩阵的大小而可能会导致增加位宽度。这种敏感性是针对特征值扩散来测量的，以及高扩散可能指向矩阵求逆的麻烦。对于根据符号的导频子载波形成的任何矩阵来说，如果关于矩阵维度来说导频的数量不够，那么矩阵将是病态的，这可能潜在地生成数值不稳定性或者不能支持的位宽度增加。

针对符号中的导频太少的另一个担忧是时间序列的周期性，这将与符号中的导频数量相关。例如，如果在任意给定的符号中有64个导频，那么由于周期性或与给定符号中的导频的数量相关的谐波，对针对256个滞后的信道进行估计可能会变得不准确。为了改善矩阵的数值特性以及为了实现比符号中发送的导频的数量更大的长度的CIR估计，优选的接收机实现方式使用虚拟导频，以及优选地，使用实际导频来生成参考信号。虚拟导频的数量优选地使得Np+Nvp>估计长度，其中Np是标准指示的导频的数量，Nvp是虚拟导频的数量，以及估计长度是用于信道估计的采样的数量，以及接收机优选地生成跨越符号的带宽具有准等间隔导频的参考符号。估计长度优选地在图2接收机的实现方式中是可变的。那么优选地，虚拟导频位置由诸如设置导频位置{虚拟}为在现有导频位置之间的Nvp个等距位置的过程，或者功能上类似的过程来定义。导频位置元件390优选地使用例如B-样条策略，针对那些Nvp个位置生成相位和振幅。

参考信号生成

优选地，参考信号模件310产生输出参考信号，其导致在统计测量模件320中与实际接收信号的相关在计算上是高效的。针对输出的选择取决于在开关305处的选择。如果将开关305设置为“t”，那么统计测量模件320中的相关计算将被计算为时域求和。如果将开关305设置为“f”，那么更优选地在频域中计算长相关的计算。本领域的技术人员可以确定针对给定在直接计算(时域)确定或FFT确定之间的复杂度的权衡的相关的在计算上最高效的方法。在频域中更高效地确定较长的相关。在所示出的优选的实施例中，参考信号模件310对开关选择感测进行响应以输出相应的时域或频域参考信号。

优选地，选择(或设计)参考信号来模仿统计测量元件320对其进行响应的经修改的输入符号。在某种程度上，其使得选择参考信号作为适合于形成要进行相关的OFDM信号的时域或频域信号是优选的。此外，优选地，参考信号提供在执行统计测量元件320的相关中有用的那些位置处的导频位置。优选地，增强参考信号元件310对其进行响应的导频位置，以包括要在统计测量元件320中使用的虚拟导频位置。优选地，导频位置元件390定义针对在到元件310和320的输入处的现有导频的位置，以及优选地还设置所有虚拟导频的位置，不管它们位于现有导频之间还是位于明确定义的子信道载波之外。

因此，优选地，参考信号模件310实现以下过程或类似过程：

Procedure：Reference_Signal(过程：参考信号)

1input:switch_state{t,f}；(输入:开关状态{t,f}；)

2input:pilot_locations{standard,virtual}；(输入:导频位置{标准,虚拟}；)

3array:pilots(size_FFT)＝0；(阵列:导频(FFT大小)＝0；)

4set pilots(pilot_locations)＝+1；(设置导频(导频位置)＝+1；)

5if switch_state＝t then(如果开关状态＝t那么)

6reference_signal＝inverseFFT(pilots)；(参考信号＝逆FFT(导频)；)

7else(否则)

8reference_signal＝pilots；(参考信号＝导频；)

9end(结束)

10output:reference_signal；(输出:参考信号；)

随后，当要生成用于与时域符号相关的时域参考信号时，优选地，参考信号元件310将符号与在实际导频位置和虚拟导频位置处的非零值进行组合，以及执行快速傅里叶逆变换以生成适当的参考信号。优选地，参考信号元件310向不同于虚拟导频子载波的数据子载波分配零值。size_FFT(FFT大小)的值是例如根据可适用的标准先验已知的固定的全局值，所述size_FFT的值被设置为在要转换的数据集中采样的数量。

将如同上文和本文档中其它地方的伪代码转换成电路，在本领域普通技术人员的能力范围之内。将明白的是，该过程可以通过处理器中的软件来实现，或者可以在与存储器结合的电路中实现。在可期望或有利的情况下，可以通过例如，硬件设计语言将本专利文档中讨论的过程实现为硬件。或者，上文的过程，以及本文中描述的其它过程和方法可以容易地在数字信号处理器或对通信系统中的通信信号进行处理的处理器中实现。本领域普通技术人员将明白：本文中描述的接收机根据选择以实现诸如计算效率和功率效率的不同目标可以实现为硬件和软件单元的混合。

参考信号元件310的优选的实现方式可以并入过程Reference_Signal(参考信号)，其示出了对开关305状态和导频位置元件390的输出进行响应的方法。开关305指示相关是在时域还是在频域完成的，以及因此由参考信号元件310用来判断元件310输出时域还是频域参考信号。CIR选择330可以有利地对频域中生成的输入进行响应，虽然其操作和输出是用于时域信道估计的CIR。导频位置元件390的输出可以包括：在所选择的或可适用的标准中指定的导频位置，以及由导频位置元件390确定或存储的虚拟导频的位置。在时域参考信号的情况下，那么导频位置阵列是逆FFT运算的输入。否则，参考信号输出仅是频域符号，其中导频子载波活动以及数据子载波设置为零。

本领域的技术人员可以指定：针对要被设置为“+1”的适当的导频子载波，标准可能施加在导频位置上的映射。此外，本领域的技术人员可以判断值“+1”是否是正确的导频值，这取决于所指定的调制以及接收机如何修改FFT输出。

相关和统计测量

优选地，统计测量元件320确定提供给估计元件340以计算信道估计的统计度量和测量。如图2中所示，统计测量元件320耦合到开关305，所述开关305标识统计测量元件320是与时域还是频域OFDM信号进行相关。

优选地，两个信号用于计算统计测量和度量。优选地，统计测量元件320对参考信号(诸如来自参考信号模件310的参考信号)以及从信道接收的输入OFDM符号进行响应。如图2中所示，统计测量元件320优选地耦合导频位置元件390(所述导频位置元件390标识要由元件320使用的虚拟和标准指示的导频位置)，以及优选地耦合到参考信号元件310(所述参考信号元件310提供要用于相关的参考信号)，以及优选地耦合到开关305(所述开关305提供要进行相关的OFDM信号的适当的时域或频域形式)。当在统计测量模件320的输入处存在训练符号时，有可能生成仅针对已知的导频的参考信号并对其进行相关。统计测量模件320的更优选的实现方式使用经修改的参考信号，其将在标准指示的位置处的实际导频与不同于标准指示的导频位置但优选地从标准指示的导频推导出的位置处的虚拟导频进行合并。

对于任意给定的输入OFDM符号来说，优选地，统计测量元件320将降低所有数据子载波的功率，针对虚拟导频位置确定所期望的参考信号属性，以及将经修改的OFDM符号与优选地由元件310提供的参考信号进行相关。在特别地优选的实现方式中，统计测量元件320通过将针对数据子载波的权重值设置为零来将那些子载波的值设置为零。优选地，分配给虚拟导频位置的振幅是根据标准定义的导频位置通过例如内插来确定的。优选地，元件320针对预先定义的数量的“滞后”来计算相关，其中，有利地选择滞后的数量以包括比期望的信道长度更多的系数。为了使计算复杂度最小化，统计测量元件320可以在时域中通过直接计算，或者经由涉及FFT计算的公知的技术来实现相关。本领域的技术人员可以进行相应的权衡来提高计算效率。

优选地，统计测量元件320对参考信号和所考虑的OFDM符号的副本进行响应，以及将OFDM符号转换成仅有导频的符号的副本。该经转换的仅有导频的符号在本文中被称为训练符号副本(TSF)。也就是说，优选地，统计测量元件320将导频和数据子载波的混合符号转换成具有多个实际导频和虚拟导频的训练符号副本，以及高效地计算训练符号副本相对于参考信号的相关。优选地，从混合的导频和数据OFDM符号到导频和虚拟导频训练符号副本的转换是在频域中实现的，以及元件320随后将训练符号副本转换到时域(经由逆FFT)，或者直接在频域中提供训练符号副本用于频域相关，这取决于计算上最高效的选择。

优选地，统计测量模件320实现以下过程或类似过程：

Procedure:Statistical_Measure(过程：统计测量)

1input:switch_state{t,f}；(输入:开关状态{t,f}；)

2input:pilot_locations{standard,virtual,data}；(输入:导频位置{标准,虚拟,数据}；)

3input:ofdm_symbol；(输入:OFDM_符号；)

4input:reference_signal；(输入:参考信号；)

5array:training_symbol_facsimile(size_FFT)＝0；(阵列:训练符号副本(FFT大小)＝0；)

6set data_weighing＝0；(设置数据权重＝0；)

7set number_correlation_lags＝estimation_channel_len+estimation_channel_guard；(设置数量相关滞后＝估计信道长度+估计信道保护；)

8at pilot_locations{standard}:(在导频位置{标准}处：)

set training_symbol_facsimile＝ofdm_symbol values；(设置训练符号副本＝OFDM符号值；)

9at pilot_locations{virtual}:(在导频位置{虚拟}处：)

set training_symbol_facsimile＝interpolate(training_symbol_facsimile{standard})；(设置训练符号副本＝内插(训练符号副本{标准})；)

10at pilot_locations{data}:(在导频位置{数据}处：)

set training_symbol_facsimile＝ofdm_symbol values x data_weighing；(设置训练符号副本＝OFDM符号值×数据权重；)

11if switch_state＝f then(如果开关状态＝f那么)

12initial_long_channel_estimate＝correlate via FFT the

reference_signal with training_symbol_facsimile

for a number_correlation_lags；(初始长信道估计＝针对相关滞后数量，经由FFT对参考信号与训练符号副本进行相关；)

13else(否则)

14initial_long_channel_estimate＝correlate via direct

computation the reference_signal with

training_symbol_facsimile for a number_correlation_lags；(初始长信道估计＝针对相关滞后数量，经由直接计算对参考信号与训练符号副本进行相关；)

15end(结束)

16output:initial_long_channel_estimate；(输出:初始长信道估计；)

17output:number_of_correlation_lags；(输出:相关滞后的数量)

估计信道长度、估计信道保护和FFT大小的值是先验已知的固定的全局值。统计测量过程可以在通信处理器中的软件中实现,或者可以在包括逻辑单元和存储器的硬件中实现。

优选地，过程Statistical_Measure(统计测量)基于参考信号与训练符号副本的相关来确定初始信道估计，训练符号副本是从相关的OFDM符号推导出的。初始信道估计是信道冲激响应或CIR，以及对于许多应用来说，对相关的OFDM符号进行均衡并不足够准确。优选地，统计测量元件320还输出要达到通过统计测量过程确定的峰值相关值的相关滞后的数量。在图2接收机的优选的实现方式中，初始CIR优选地由估计模件340来改善或使用以确定最终的CIR。优选地，在估计模件340使用初始CIR之前，优选地通过丢弃估计信道保护采样将CIR截短为针对估计信道长度的设置值。这是因为导致初始信道估计(初始CIR)的相关计算比针对CIR估计的所指定的长度要长。

CIR截短

优选地，CIR选择模件330提供了用于选择具有比初始CIR估计要少的数量的采样的CIR采样集合的方法。例如，可以选择从初始CIR选择的采样以包括具有在门限电平以上的振幅的第一路径，该第一路径之前的多个采样以及优选地随后的多个采样包括具有在所期望的门限以上的振幅的路径，其中包括所谓的最后的路径。优选地，所选择的CIR采样集合具有在符号中的采样的数量以下的多个采样，这对于使用改善在估计模件340中执行的初始估计的统计方法的CIR估计来说，以及对于降低复杂度来说是尤其有利的。因此，CIR选择模件330对初始信道估计进行响应，所述初始信道估计超过了指定的估计长度，以及通常是根据诸如由统计测量元件320执行的相关以及用于截短方法的具体要求来确定的。优选地，CIR选择元件320对CIR进行评估以标识可期望的部分，例如，通过标识包含针对n个连续的值的任何集合的最大总计功率的n个连续的值的集合。根据在该所选择的n个连续值的窗口内，CIR选择元件320可以，例如，标识峰值功率值，以及然后选择在峰值之前的多个值来保持，以及通常选择在峰值之后的不同数量的值来保持，优选地定义在峰值周围以及包括峰值的数值集合为经截短的CIR。

优选地，CIR截短是由使局限于估计信道长度采样的能量最大化的标准来确定的。优选地，CIR选择模件330通过采用在标识第一重要路径之前展现路径的小前导码的无线信道的属性，以及在第一路径之后的针对滞后的指数地衰减功率分布来确定所期望的重要采样集合。优选地，该过程使优选的估计模件340策略的精确性和收敛速度最大化。优选地，CIR选择模件330定义估计信道长度个采样的滑动窗来计算在该窗上的范数(norm)。优选地，该范数是窗口中的采样的平方和，虽然本领域的技术人员可以找到对该范数的合适的近似值或其它明确定义的范数以及它们的相应的近似值，来提供适当的结果。

当CIR选择模件330对来自具有相关滞后的数量个采样的统计测量模件320(初始长信道估计)的CIR进行响应时，将存在估计信道保护个采样赋范的测量的中间结果。CIR选择方法对这些赋范的测量进行搜索以用信号指示具有估计信道长度个采样的CIR的开始。优选地，该搜索经由功率门限标识方法来标识CIR的开始。优选地，该门限被设置为在从初始长信道估计中选择的估计信道长度个采样的所有可能的窗口上测量的最大功率的均值以上的值。因为，所接收的功率可以是相对的，所以优选地，功率门限被设置为调节因子而不是绝对的值。本领域的技术人员可以标识适当的调节因子来做出对初始路径的可靠的标识。

为了说明同步和其它对齐错误，用于CIR选择的方法还包括相对于最大能量的位置的偏置，以将前导码包括到初始路径中。本领域的技术人员可以标识对针对所考虑的信道的特定的属性(诸如信道功率分布)来说有利的偏置。换句话说，选择元件优选地标识峰值位置以及选择在该位置之前和之后的多个比特，以组成所选择或截短的CIR输入。优选地，CIR选择元件340执行诸如下文的过程或类似的过程。

Procedure：CIR Selection(过程：CIR选择)

1input:initial_long_channel_estimate；(输出:初始长信道估计；)

2array:initial_channel_estimate＝0；(阵列:初始长信道估计＝0；)

3array:window_power(estimation_channel_guard)＝0(阵列:窗口功率(估计信道保护)＝0)

4set length_long_channel＝size(initial_long_channel)；(设置长度_长信道＝大小(初始长信道)；)

5for norms_index＝0to(estimation_channel_guard-1)(循环范数索引＝0到(估计信道保护-1)

6window_index＝[1:estimation_channel_length]+norms_index；(窗口索引＝[1:估计信道长度]+范数索引)

7window_power(norms_index)＝power norm of

initial_long_channel_estimate(window_index)；(窗口功率(范数索引)＝初始长信道估计(窗口索引)的功率范数；)

8end for(结束循环)

9set max_window_power＝find(‘max’,window_power)；(设置最大窗口功率＝找到(‘最大’,窗口_功率)；)

10set cir_start_threshold＝cir_threshold_scale x

max_window_power；(设置cir起始门限＝cir门限调节x最大窗口功率；)

11set cir_offset_peak＝first occurrence of

|initial_long_channel_estimate|²>cir_start_threshold；(设置cir偏移峰值＝|初始长信道估计|²>cir起始门限的首次出现；)

12set cir_offset＝cir_offset_peak-cir_start_bias；(设置cir偏移＝cir偏移峰值-cir起始偏置；)

13set initial_channel_estimate＝initial_long_channel_estimate

indexed from[1:estimation_channel_len]+cir_offset；(设置初始信道估计＝根据[1:估计信道长度]编制索引的初始长信道估计+cir偏移；)

14output:initial_channel_estimate；(输出:初始信道估计；)

15output:cir_offset；(输出:cir偏移；)

在本文中，cir偏移输出可以用于将由信道估计元件340输出的CIR值与关注的OFDM符号进行同步。在图2的所示出的实施例中，这是在相位对齐元件360中完成的。估计信道长度、cir门限调节、cir起始偏置的值是先验已知的固定全局值。CIR选择过程可以在通信处理器中的软件中实现，或者可以在包括逻辑单元和存储器的硬件中实现。

信道估计的相位对齐

优选地，选择具有最高能量或功率水平的CIR的过程促进信道估计元件340的操作。然而，该CIR选择并不考虑由图2的接收机中的其它功能元件确定的相关OFDM符号的已经建立的时间同步。因此，优选地，图2接收机的优选的实现方式包括相对于相关OFDM符号适当地建立CIR的相位对齐元件360，所述相关OFDM符号已经由TDCE接收机中的外部元件进行了同步。优选地，相位对齐模件360对CIR进行调整以对时域信道估计与可以在频域中计算的等效物进行重新同步(诸如通过在导频位置之间进行内插的FDCE)。这种等效在功能上在每一个子载波处引入了相移。相位对齐元件360在来自估计模件340的信号最终信道估计中对CIR进行响应，该信号具有估计信道长度个采样，以及相对于来自CIR选择模件330的初始信道估计的窗口选择中的第一路径的偏移的值-由信号cir偏移来表示-以及优选地由实现上文所讨论的CIR选择过程的电路或处理器来确定。

CIR相位对齐优选地对估计模件340输出(最终信道估计)执行循环移位。该操作是cir偏移个采样的左循环移位，以及相位对齐元件360优选地通过以下过程或类似过程来完成对齐。

Procedure：Phase Alignment(过程：相位对齐)

1input:final_channel_estimate；(输入:最终信道估计；)

2input:cir_offset；(输入:cir偏移；)

3array:aligned_cir(size_FFT)＝0；(阵列:对齐的cir(FFT大小)＝0；)

5aligned_cir＝left circular shift of final_channel_estimate by cir_offset samples；(对齐的cir＝最终信道估计左循环移位cir偏移个采样；)

6output:aligned_cir；(输出:对齐的cir；)

size_FFT(FFT_大小)的值是先验已知的固定全局值。相位对齐过程可以在通信处理器中的软件中实现，或者可以以已知的方式在硬件中实现。

在相位对齐之后，对信道估计进行扩展或填充，以具有适当的长度来用于进一步的处理。例如，填充元件362可以插入拖尾的零，以使信道估计具有适当的长度。接下来快速傅里叶变换元件364将信道估计变换到频域以由频率均衡器110来使用。

迭代控制

图2接收机的优选实施例并入迭代控制器以对信道估计元件340的迭代的数量进行控制。优选地，迭代控制器元件350接收并考虑来自下列单元中的一个或多个的信息：解码器元件380(其优选地输出均衡器后质量测量)、CIR选择元件330(其输出初始信道估计)、统计测量元件320和信道估计元件340。优选地，在训练和/或导频/数据混合符号中不同的导频配置之下，迭代控制器元件350和估计元件340合作以实现所期望的信道估计性能。迭代控制器元件350有利于采用二阶矩测量(诸如，信道估计元件340中用于信道估计的相关和自协方差矩阵)的计算方法。这些公式的直接计算比较而言不太可能是数值上稳定的，因此优选地使用迭代方法。出于这个原因，优选地，对度量和其它质量测量进行处理，以确定充足数量的迭代，或者例如，这样的迭代的最大次数。

来自参考信号元件310、统计测量元件320和CIR选择元件330的顺序处理产生具有目标数量的系数的初始信道估计，以及优选地使选择标准最大化。统计测量优选地是在输入符号与参考信号之间的互相关，以及优选根据该相关来生成二阶的统计测量。优选地，将初始信道估计和二阶的统计测量输入到信道估计元件340以及优选地输入到迭代控制器350。

例如，信道估计元件340可以实现在2009年2月4日提交的，序列号为12/365,805的美国专利申请“Least Square Channel Identification for OFDMSystems”中描述的信道估计改善策略，针对该美国专利申请的关于信道估计和OFDM信号处理的教导，通过引用将该美国专利申请的完整内容并入本文。优选地，信道估计元件340实现用于改善由统计测量元件320提供的初始信道估计的统计估计策略。用于执行统计估计的一种已知的策略使用维纳-霍夫(Wiener-Hopf)方程的最优线性估计器公式，其可以基于来自互相关和自相关统计测量的二阶统计来计算未知参数的最佳无偏估计。用于使用统计测量来估计未知参数的其它策略是已知的，其包括各种计算上的线性及非线性的估计策略。

通过向量h₀来表示CIR选择元件330的输出，信道估计元件340优选使用来自二阶统计的信息对该初始估计进行改善，优选地，通过迭代的过程。在图2的优选实现方式中，340中的迭代估计将计算，并从初始估计中减去修正向量c以产生改善的估计输出h＝h₀-c。该过程可以被称为“加性逆元(additive inverse)”。另一种迭代过程被称为“共轭梯度(conjugate gradient)”。给定初始估计h₀和诸如二阶统计测量的额外的参数，加性逆元和共轭梯度策略二者提供了对针对未知参数h的最优线性估计器的近似。

利用与加性逆元和共轭梯度策略类似的输入以及适合于无线信道估计的特性的一种非线性估计策略是压缩感测(采样)策略(诸如通过迭代过程的匹配追踪类中的一个确定的)。信道估计器的压缩感测/匹配追踪类的公式在文献中有所描述，以及在关于输入的理想假设的情况下进行操作。图2提供了促进在实际的OFDM接收机中的这些压缩感测/匹配追踪策略的实现方式的接口和格式化，所述实际的OFDM接收机在遭遇到的来自无线信道中的符号到符号的缺陷和变形的情况下工作。

通常实现迭代信道估计策略，来使用CIR选择元件330的输出以符合常规采用的，对于这些策略的理想化的假设。如上文所讨论的，元件310、320和330向信道估计器340提供了优选的输入集合，从而使得其可以提供期望的水平的估计精确性。除了初始信道估计之外，CIR选择元件330传递其它二阶统计测量-诸如自协方差矩阵-和优选地在信道估计元件340中实现的在各个估计改善策略中使用的迭代控制变量。

优选地，迭代控制器350确定属于在估计器340中确定信道估计所使用的输入的额外的信号和值。当信道估计元件340实现加性逆元策略时，迭代控制器350优选地执行预先确定(经由仿真)的固定数量的迭代，以在向量c被计算出来之前执行，以及该固定数量的迭代被用作停止度量。如本领域中已知的，取决于应用，可以实现不同的停止度量。加性逆元过程以及共轭梯度和压缩感测/匹配追踪迭代过程的基础是迭代控制器350针对信道估计元件340的输入来计算自协方差矩阵。在共轭梯度的情况下，与加性逆元过程类似，存在本领域技术人员已知的适当的停止度量公式。

优选地，信道估计元件340与迭代控制器350一起操作来实现用于确定改善的信道估计的迭代过程。优选地，信道估计元件340实现使用下列各项作为输入的迭代过程的至少一部分：由元件310、320和330的操作提供的CIR初始估计；优选地包括自协方差矩阵的额外的二阶统计；以及基于在迭代控制器350中计算、确定或存储的标准的迭代停止值。在本文中讨论以及在图2中示出的功能分离是出于说明的目的以帮助理解TDCE，但是物理设计可以在元件之间分配和/或划分过程，这是因为这是对硬件或软件实现方式来说最有利的。

迭代控制器350还依赖于信道估计元件340中的迭代算法的选择来确定值，以动态地确定结束标准。其一个示例是由加性逆元过程示出的，所述加性逆元过程优选地被配置为在预先确定的次数的迭代之后停止，而压缩感测/匹配追踪过程可以具有关于其停止标准的更复杂的公式。因此，迭代控制器350对来自信道估计元件340的有关信号进行响应，这有利地为信道估计元件340提供了用于确定停止标准值的迭代计算的内部值。优选地，信道估计元件340向迭代控制器350提供最终信道估计向量。

在下文给出的伪代码中概括了在信道估计元件340中操作的压缩感测/匹配追踪过程的说明性的实现方式。与本文档中的其它伪代码类似，下文的伪代码可以在通信处理器内的软件中、或者在硬件中、或软件和硬件的组合中实现。

Procedure Estimation(Compressive Sensing/Matching Pursuit)

(过程估计(压缩感测/匹配追踪))

0、input:stopping_criterion_logical,dictionary_matrix,pilot_values_vector,(输入:停止标准逻辑,字典矩阵(dictionary matirx),导频值向量；)

1、initialization:stopping_criterion_logical＝1；h＝0；t_vector＝pilot_values_vector；(初始化:停止标准逻辑＝1；h＝0；t向量＝导频值向量；)

2、while stopping_criterion_logical do(当停止标准逻辑时，执行)

3、criterion_vector＝dictionary_matrix*t_vector；(标准向量＝字典矩阵*t向量；)

4、max_criterion_location_scalar＝argmax[i]over all|criterion_vector[i]|²；(最大标准位置标量＝在所有|标准向量[i]|²上进行寻找最大评分的参量[i]；)

5、chanest_vector[max_criterion_location_scalar]＝(信道估计向量[最大标准位置标量]＝)

chanest_vector[max_criterion_location_scalar]+(信道估计向量[最大标准位置标量]+)

criterion_vector[max_criterion_location_scalar]；(标准向量[最大标准位置标量]；)

6、t_vector＝t_vector-criterion_vector[max_criterion_location_scalar]*dictionary_matrix[all rows,max_criterion_location_scalar column]；

(t向量＝t向量-标准向量[最大标准位置标量]*字典矩阵[所有行,最大标准位置标量列]；)

7、output:criterion_vector；(输出:标准向量；)

8、input:stopping_criterion_logical；(输入:停止标准逻辑；)

9、endwhile(结束条件循环)

10、output:chanest_vector(输出:信道估计向量)

在步骤7和8中，信道估计元件340优选地向迭代控制器350输出标准向量，从而迭代控制器可以判断是否要停止迭代。字典矩阵是根据如本领域中已知的具体实现方式来确定的。

在下文给出的伪代码中概括了在迭代控制器元件350中操作的压缩感测/匹配追踪过程的说明性的实现方式。与本文档中的其它伪代码类似，下文的伪代码可以在通信处理器内的软件中、或者在硬件中、或软件和硬件的组合中实现。

Procedure Iteration Controller(Compressive Sensing/Matching Pursuit)

过程迭代控制器(压缩感测/匹配追踪)

0、input:criterion_vector；pilot_values_vector；criterion_selection,

iteration_count,iteration_max,criterion_value_threshold,initial_chanest；(输入:标准向量；导频值向量；标准选择,迭代计数、迭代最大、迭代值门限，初始信道估计；)

1、if(iteration_count>iteration_max)then

(如果(迭代计数>迭代最大)那么)

2、stopping_criterion_false＝0；(停止标准_假＝0；)

3、else(否则)

4、metric_on_criterion_value＝function_criterion(criterion_vector,initial_chanest)；

(对标准值的度量＝函数标准(标准向量,初始信道估计)；)

5、if(metric_on_criterion_vector<criterion_value_threshold)then

(如果(对标准向量的度量<标准值门限)那么)

6、stopping_criterion_logical＝0；(停止标准逻辑＝0；)

7、else(否则)

8、stopping_criterion_logical＝1；(停止标准逻辑＝1；)

9、endif(结束如果)

10、endif(结束如果)

11、output:stopping_criterion_logical；(输出:停止标准逻辑；)

导频值向量优选地是由统计测量元件320基于包括虚拟导频的优选实现方式来提供的。函数标准基于标准向量来计算预先定义的度量的值。优选地，该度量涉及其最大元件的量级，或者其元件的平方的量级的部分和，或者其元件的平方的量级的完整的和。类似的度量确定可以基于期望的信道行为来实现，以及经由仿真来测试。其它度量可以响应于初始信道估计中的重要路径的计数来调整度量的值。

优选地，迭代控制器350有利地使用最终CIR估计(来自元件340)来计算提供给相位对齐元件360和平均策略元件370的度量，它们使用该度量来进一步增加它们的计算精确性。例如，平均策略元件370可以使用在时域中测量的度量来改善数据-符号信道内插。平均策略元件370可以基于所接收的符号中的多普勒频率和/或从时域CIR推导出的所接收的符号的信噪比(SNR)的估计对来自迭代控制器350的输出进行响应，以及可以使用该估计或多个估计来改善数据-符号信道内插。从CIR推导出的这些度量在根据OFDM符号计算的频域中公知的计算上提供了增加的精确性。迭代控制器350的一些实现方式对由元件330进行的CIR输出的确定进行响应，从而迭代控制器350向平均策略元件370输出测量的值或者在不可靠的信道条件下输出预先确定的固定的值。

信道估计平均或内插以及外推策略

实现改进的无线通信标准的接收机将多个符号收集到帧和子帧中。从基站发送的用户的信息将散布在至少组成子帧的多个符号上。在LTE的情况下，在传输时段期间，将下行链路分段成帧的集合，以及用户可以具有散布在多个帧上，或者当帧被划分成两个子帧(每个子帧为5毫秒)时在子帧内的信息比特。这些子帧是当前优选的LTE通信系统的该说明的信道估计的最小单元。在14个符号的子帧内，仅有4个符号具有导频。无论是通过FDCE还是TDCE的信道估计都需要导频来计算相应的信道估计。因此，在子帧中的10个仅有数据的符号上没有在它们上执行的信道估计。根据体现这些定义的标准或者与它们类似的标准的操作，迫使接收机使用基于稀疏的导频承载符号的子载波的估计来针对组成仅有数据的子载波的符号估计信道。存在在两个已知的值之间进行内插的各种策略，其通常被称为内插滤波器。用于通信系统中的内插的公知技术包括：具有取决于信号属性的特性的不同程度的精确性和复杂度的线性内插和样条的使用。

本发明的优选接收机实现方式可以使用内插，以及在一些情况下，使用外推作为用于在频域中计算仅有数据的子载波符号上的信道系数的平均策略，从而允许实现低复杂度和高精确性的，针对仅有数据的符号进行信道估计。在图2接收机中，在一些实施例中，平均策略元件370可以优选地实现内插和外推功能，以基于在时域中从导频承载的符号推导出的信道估计针对仅有数据的子载波来估计信道。虽然示出的接收机提供了在时域中实现高度精确的信道估计的能力，但优选的实施例优选地在频域中针对仅有数据的子载波的信道估计进行内插。信道系数从一个符号到另一个符号的功率变化在信道的频域表示中可能具有较低的动态的取值范围，从而使得处理更加简单。此外，向给定的用户分配整个OFDM符号中的多个子载波，因此频域信道估计的内插可以跨越少量的子载波来应用，以及在LTE的情况下跨越14个符号，因此极大地减小了针对内插的二维栅格。

在一些优选的实施例中，平均策略元件370对信道估计进行平均以改善它们的精确性和可靠性。如图2中所示，优选地，对平均策略元件370进行耦合，以接收由例如信道估计元件340确定的信道估计的经对齐、填充和变换(即，频域)的版本。优选地，在导频承载的符号中对信道估计进行平均以获得针对仅有数据的符号的信道估计适用于内插和外推二者。外推为帧的结尾或开头处的子帧提供改善的性能，或者当先前的或随后的子帧由于实现方式的原因对于接收机来说不可用时。

在针对LTE标准的一个示例中，导频承载的符号位于14个符号中的索引为{0,4,7,11}的符号处，14个符号的全体索引为{0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13}。在该示例中，本发明的优选的接收机实施例对符号索引为{1,2,3,5,6,8,9,10}的频域信道系数的值进行内插，并针对符号索引为{12,13}的符号实现外推方案。在下文的伪代码中给出用于实施针对仅有数据的符号的信道估计的该计算的本发明的优选的实施例。

过程：LTE情况天线端口_0_1(正常CP)

1、针对每一个符号，基于当前的时域信道估计(tdce_chan_est)以及(如果可用的话)下一个子帧的时域信道估计(next_tdce_chan_est)，使用下文的公式来分配频域信道估计(fd_chan_est)。

2、如果存在下一个子帧，那么

3、否则如果不存在下一个子帧，那么

rise_chan_est＝FFT[tdce_chan_est(11)]-

FFT[tdce_chan_est(7)]；

(增加信道估计＝FFT[tdce_chan_est(11)]-FFT[tdce_chan_est(7))

run＝11-7＝4；(运行次数＝11-7＝4；)

extrapolation_adjustment＝rise_chan_est/run；

(外推调整＝增加信道估计/运行次数；)

示出的内插是基于两个最近的时域信道估计的，一个是过去的，一个是未来的。根据到最近的信道估计的距离通常选择权重为对称的。对于有限字精确度的实现方式来说，要基于设计逻辑和可负担得起的复杂性来对无理值(例如，1/3、2/3)进行近似。因为优选地使用未来的估计，如符号索引(symb_idx)＝2的情况，因此接收机优选地包括用于允许基于以下内容来进行内插的缓冲系统：在前述的过程中详细描述的四个时域信道估计、它们向频域的变换，以及根据优选的实现方式的它们的分配。本领域的技术人员可以设计策略来向缓冲分配可用存储器的使用，以及存储如在上文的过程中所规定的信息。

用于LTE的接收机设计领域的技术人员可以基于先前的和随后的子帧的可用性来确定用于平均策略元件的优选的控制方案，这取决于当前子帧在传输中的位置，以及是否设计了实现方式来通过适当的缓冲和索引能力利用这些相邻的子帧。

在下文的伪代码中示出了针对第一符号优选地实现外推的优选实现方式。在该示例中，导频承载的符号的索引仅为{1,8}，其中14个符号的完整索引与之前一样。

过程：LTE情况天线端口_2_3(正常CP)

1、针对每一个符号，基于当前的时域信道估计(tdce_chan_est)以及

(如果可用的话)下一个子帧的时域信道估计(next_tdce_chan_est)

以及先前的子帧的时域信道估计(prev_tdce_chan_est)，使用下文的公

式来分配时域信道估计(fd_chan_est)。

2、如果存在下一个子帧，那么

3、否则如果不存在下一个子帧，那么

rise_chan_est＝FFT[tdce_chan_est(8)]-FT[tdce_chan_est(1)]；

(增加信道估计＝FFT[tdce_chan_est(8)]-FFT[tdce_chan_est(1)]；)

run＝15-8＝7；(运行次数＝15-8＝7；)

extrapolation_adjustment＝rise_chan_est/run；增加_信道_

(外推调整＝增加信道估计/运行次数；)

4、如果存在先前的子帧，那么

5、否则如果不存在下一个子帧，那么

rise_chan_est＝FFT[tdce_chan_est(1)]-FT[tdce_chan_est(8)]；

(增加信道估计＝FFT[tdce_chan_est(1)]-FT[tdce_chan_est(8)]；)

run＝15-8＝7；(运行次数＝15-8＝7；)

extrapolation_adjustment＝rise_chan_est/run；

(外推调整＝增加信道估计/运行次数；)

符号索引	信道估计	计算类型
			0	fd_chan_est(0)＝FFT[tdce_chan_est(1)]-1*extrapolation_adjustment	外推

图2示出了平均策略元件370对迭代控制器350进行响应，以及具体地说是对来自迭代控制器350的测量或度量输出进行响应。平均策略元件370可以有利地使用迭代控制器350根据时域CIR或根据信道估计元件340确定的测量。优选地，平均策略元件370使用测量来改善针对仅有数据的符号的信道估计的内插。具体而言，该信息优选地包括输入符号的信噪比(SNR)和多普勒的确定，优选地从由估计元件340进行的时域信道冲激响应输出推导出的。例如，平均策略元件370可以使用在时域中测量的度量来改善数据符号信道内插。从CIR推导出的矩阵在根据OFDM符号计算的频域中公知的计算上提供了增加的精确性。

平均策略元件370的另一个优选的实施例优选地对SNR和/或多普勒测量进行响应，优选地由迭代控制器350从由估计器340确定的时域CIR推导出。SNR和/或多普勒测量基于针对SNR和/或多普勒测量的所设计的粒度和期望的范围由平均策略元件370用作内插权重的查找表的输入。确定组成表的内插权重的值的一种优选方法是根据SNR和多普勒速率来使用维纳(Wiener)滤波器方程。

图3示出了时域信道估计OFDM接收机的另一个实施例的方面。图3接收机的方面就像图2接收机中示出的那些方面获得输入或使用功能。例如，OFDM符号520可以是由FFT108进行的输出，均衡器510可以包括均衡器110的功能，均衡器110还包括下述功能，以及信道估计元件540和迭代控制器550可以包括：具有上述额外功能的、图2中示出的相应的元件340和350的功能。优选地，图3相位对齐、填充和FFT元件与图2中示出的那些相同。此外，优选地，在图3接收机中也提供图2中示出的均衡器后处理。图3示出了平均策略元件的优选实施例，其并入了基于由信道估计元件540提供的，以及经由优选地在FFT之前执行相位对齐360(在图2中)的优选实施例变换到频域的CIR测量的维纳(Wiener)滤波器内插。图3的平均策略元件是图2中示出的平均策略元件370的替换选择，以及在一些方面中是图2中示出的平均策略元件370的目前优选的实现方式。如前所述(例如，利用LTE)，子帧中有14个符号，其中，仅有几个符号包含用于在时域或频域中能够进行信道估计的导频。随后，TDCE接收机优选地对其测量的信道估计进行内插，以为符号前均衡110(图2)或510(图3)提供所期望的针对仅有数据的符号的信道估计。

维纳滤波器提供特别优选的内插策略用来根据从导频符号推导出的信道估计生成针对仅有数据的符号的信道估计，尤其是当需要用于大多数信息吞吐量情况时。维纳-霍夫(Wiener-Hopf)方程可以基于来自互相关和自相关统计测量的二阶统计来确定未知参数的最佳无偏估计。

维纳-霍夫(Wiener-Hopf)方程的形式如下：

w＝R^-1p, (1)

其中，R是自协方差矩阵，而p是互相关向量。向量w中的权重用于滤波，或者在这种情况下，对所测量的信道估计进行内插以生成所期望的数据-符号信道估计。可以基于三个参数来单独地估计用于这种内插的R和p的值。这三个参数中的两个，SNR和最大多普勒频率(f_Dmax)可以根据由信道估计元件540进行的输出的CIR估计来测量。优选地，迭代控制器550对信道估计元件540进行响应，以生成所期望的SNR和最大多普勒频率(f_Dmax)输出。第三个参数是通过子帧内的导频承载的符号的位置来确定的，在该LTE示例中，子帧包括14个符号。这第三个参数在文献中被称为Δt。该参数不是计算出的变量，而是根据无线网络中在任意给定时刻的操作，基于当前的接收设置的接收机配置的一部分的许多值中的一个。也就是说，Δt是针对接收机的任意给定网络施加的配置的静态值。

优选地，图3平均策略元件通过在相应的存储器中(例如，在查找表内)存储R和p的值来降低复杂度。降低的复杂度来自于避免针对每一个符号和子载波“匆忙地”确定R和p，而是限制平均策略元件使用的SNR和f_Dmax的值。因此，优选实施例中的第一步骤是从迭代控制器550来得到这两个所测量的值R和p。例如，通过仿真，可以确定对于11dB≤SNR<17dB范围中的SNR的改变来说，权重w不以显著的方式发送变化来影响在某个容限之内的性能。同样地，来自93Hz≤f_Dmax<137Hz范围内的多普勒的改变并没有导致对接收机性能的重大影响。选择并向这些范围分配单个SNR和f_Dmax值允许基于SNR和f_Dmax值的内插的简化。然后，对于这些建立的粒度来说，粒度化元件505优选输出针对SNR和f_Dmax的每一个值的均值为snr_val和doppler_val。地址生成元件525将这些snr_val和doppler_val值转换成对存储针对维纳滤波内插的自相关元件555中R的值和互相关元件545中p的值的各个存储器中的表格内的位置进行标识的地址。具体而言，存储在自相关元件555中的值通过存储R^-1值来避免实时自相关确定，R^-1值将在公式(1)中乘以p。类似地，互相关元件545存储值以及避免实时互相关确定。如公式(1)中指出的，元件565执行维纳滤波权重乘法。

如先前所指出的，用于接收机的网络配置确定与存储在元件565中的维纳权重的计算相关的Δt的值。将在本地(例如，在元件515中)对这个全局设置变量进行复制，以提供导频符号位置值为属于到地址生成元件525的输入的pilot_symb_locs信号中的索引集合。也就是说，pilot_symb_locs是提供指示导频承载的符号的索引的变量。在LTE的情况下，这些可以是pilot_symb_locs＝{0,4,7,11}。优选地，然后，地址生成元件525使用该信息来确定针对互相关元件545和自相关元件555的存储器地址。

在LTE的一些配置中，每一个符号可以具有600个活动子载波。优选地，先进/先出(FIFO)元件535针对具有每符号600个子载波的符号存储在频域中表示的信道估计。FIFO中的导频承载的符号的数量是基于性能确定的，以及可以跨越一个以上的子帧。此外，优选地，FIFO535提供特定的延迟以允许接收机中的适当的调整，该调整优选地包括通过在受影响的信号路径中插入额外的延迟。

OFDM符号520可以是导频承载的符号或者只是仅有数据的符号。在任意一种情况下，interp_chan_est_freqTrans变量提供针对符号的信道估计以促进均衡器510中的适当的均衡。的确，平均策略元件(图2中的370或如图3中所示)优选地针对每一个输入符号重复上文所描述的计算，而FIFO535仅当新的时域信道估计根据由无线网络进行的接收机配置被确定时进行更新。也就是说，当存在导频承载的符号时，信道估计元件540和迭代控制器550向平均策略元件提供输入。因此，平均策略元件优选地针对每一个接收到的符号输出经内插的信道估计，同时当接收到导频承载的符号时对SNR、f_Dmax和td_chan_est_freqTrans做出反应。优选地，pilot_symb_locs的改变发生在由任意接收机外部的网络配置通信确定为适当的时刻。

图4提供了示出针对从基站到固定的LTE接收机的OFDM通信链路的，当与FDCE相比较时，通过TDCE的增益的多个仿真。设计约束在复杂度和功耗方面是典型的移动电话的那些设计约束。四个性能曲线示出了作为信噪比(SNR)的函数可达到的吞吐量。对每一个OFDM子载波进行调制以发送给定数量的比特。所有比特不存在错误的接收表示100％的吞吐量。

实线示出了将实现的完美的信道估计器。也就是说，该均衡器的仿真使用了实际的信道-这被称为“完全的知识(perfect knowledge)”-以及用作可能的最佳性能的测量。典型的OFDM接收机根据频域中的导频的内插来估计信道，这通常被称为频域信道估计(FDCE)。图4示出了这种估计的两种公知的变形。较简单的变形在没有关键信道度量的任何知识的情况下进行内插-最主要是由于接收机运动而导致的改变的多普勒速率。该性能在图4中被表示为在仿真的性能点上有三角的线。第二种变形提供了当向FDCE提供关键信道度量(如同运动的实际的(完全的)多普勒速率)的完全的知识时，仿真的FDCE可以达到的上界。该性能的性能利用表示仿真的测量位置的圆圈来显示。实际的基于FDCE的接收机相对于该曲线将具有一些损耗，以及将不会达到基于所有信道参数的完全的知识的理想的实线。

虽然OFDM符号的设计以及其连接成帧通常并不确保TDCE具有数值稳定性，但可以实现本文中描述的一些方面以提供实现具有相关联的性能优势的实际的TDCE实现方式所需的支持。这在图4曲线中示出，其中，仿真值使用方块来表示。通常，90％的吞吐量被表示为针对接收机的良好操作点。在这种情况下，理想接收机在8.5dB SNR附近会达到这样的90％的吞吐量性能，而对于如上所述的实现TDCE的说明性接收机来说，在1dB的损耗上观察到90％的吞吐量-这要求信号具有9.5dB的SNR。相比之下，实现实际的FDCE的接收机具有对于理想情况的3dB的损耗，而在最好的情况下，如果可以精确地测量信道度量来协助导频内插计算，则可以将该差距减少1dB。

已经围绕着某些优选的实施例对本发明进行了描述。本领域普通技术人员将明白的是，可以在不存在不同于本发明的教导的情况下，对本文中描述的特定的优选的实施例进行各种修改和改变。因此，本发明并不旨在受限于本文中描述的特定的优选的实施例，而是本发明由所附权利要求书来限定。

Claims

1.一种用于处理OFDM信号的方法，包括：

基于标准指示的导频位置和虚拟导频位置来确定一个或多个参考信号，所述虚拟导频位置是除了所述标准指示的导频位置之外的以及是响应于所述标准指示的导频位置的；

响应于所述参考信号来执行时域信道估计，其中，所述时域信道估计包括将所述参考信号与训练符号副本进行相关，以确定初始信道冲激响应，其中，所述训练符号副本是响应于接收到的、导频和数据信息的混合符号来确定的；以及

响应于所述时域信道估计对所述接收到的符号进行均衡。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，还包括：响应于接收到的、导频和数据信息的混合OFDM符号来确定训练符号副本，以及将所述参考信号与所述训练符号副本进行相关。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括：基于一个或多个符号上的标准指示的导频信息通过内插来提供虚拟导频信息的集合。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述时域信道估计包括：使用在频域中定义的导频的集合以及响应于接收到的、导频和数据信息的混合OFDM符号的频域信息，来确定所述初始信道冲激响应。

5.根据权利要求1所述的方法，还包括：确定与所述接收到的、导频和数据信息的混合符号对应的训练符号副本，以及将所述参考信号与所述训练符号副本进行相关。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述确定训练符号副本包括：相对于导频信息的振幅来降低数据信息的振幅。

7.根据权利要求1-6中任意一项权利要求所述的方法，其中，所述执行时域信道估计包括：

确定包括多个采样的初始时域信道冲激响应；

对所述初始时域信道冲激响应进行评估，以响应于所述多个采样的子集内的采样的值来标识所述子集；

从所述子集中选择采样以定义截短的时域信道冲激响应；

改善所述截短的时域信道冲激响应以生成改善的时域信道估计；以及

响应于所述改善的时域信道估计对接收到的符号进行均衡。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，从所述子集选择采样包括：标识具有峰值功率的采样，以及标识所述截短的时域信道冲激响应为具有在所述具有峰值功率的采样之前的位置的多个采样、所述具有峰值功率的采样以及具有在所述具有峰值功率的采样之后的位置的第二数量的采样。

9.根据权利要求7所述的方法，其中，对所述采样的第一集合进行评估包括：标识包括截短的时域信道冲激响应的所述采样的第一集合的子集，所述截短的时域信道冲激响应是基于所述子集内的采样的值的范数来标识的。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，对所述采样的第一集合进行评估还包括：标识具有峰值功率的采样，以及标识所述采样的第二集合为具有在所述具有峰值功率的采样之前的位置的多个采样、所述具有峰值功率的采样，以及具有在所述具有峰值功率的采样之后的位置的第二数量的采样。

11.根据权利要求7所述的方法，还包括：利用接收到的符号的对齐来对所述改善的时域信道估计进行对齐。

12.根据权利要求7所述的方法，还包括：确定相对于第一采样位置的偏移，以及响应于所述偏移利用接收到的符号的对齐来对所述改善的时域信道估计进行对齐。

13.根据权利要求1-6中任意一项权利要求所述的方法，还包括：将多个时域信道估计转换成频域信道估计，以及根据所述频域信道估计来确定仅有数据的符号的信道估计。

14.根据权利要求1-6中任意一项权利要求所述的方法，还包括：响应于一个或多个其它符号中的导频信号来确定仅有数据的符号的信道估计。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述确定仅有数据的符号的信道估计包括：在两个或更多个频域信道估计之间的内插。