JP4964242B2 - マルチキャリア受信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、マルチキャリア受信装置に関し、特にパイロットシンボルから求めたチャネル推定値を用いてデータシンボルの復調を行うマルチキャリア受信装置に関する。
標準化団体３ＧＰＰ（登録商標）では、現在の第３世代携帯電話システムのさらなる改良を目的として、３ＧＰＰ ＲＡＮ ＬＴＥ(Long Term Evolution)の検討が進められている。ここで採用される下りの無線伝送方式としてはＯＦＤＭ方式が有力とされている。
そして、ＯＦＤＭ方式におけるパイロットシンボルの構成として、サブフレームとしてのＴＴＩ（Transmission Time Interval）内でパイロットシンボルを時間方向および周波数方向に散らばらせて配置する、Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｍａｐｐｉｎｇが提案されている（例えば、図１参照）。
このようにパイロットシンボルが配置されたフレームを受信する受信側では、そのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を利用してデータチャネル等の復調を行う。復調結果の精度を向上するためには、このチャネル推定を精度良く行うことが必要である。
チャネル推定精度を下げる要因として、シグナルに重畳した雑音成分を挙げることができる。この雑音成分を除去する方法として、例えば、非特許文献１に開示されたものがある。同文献では、パイロットシンボルが配置されたサブキャリア毎の１次チャネル推定値を求め、周波数方向にチャネル推定値を平均化してサブキャリア毎の最終推定値を求める。つまり、白色雑音を平均化することにより抑圧している。
しかしながら、３ＧＰＰ ＲＡＮ ＬＴＥにて提案されているようなフレームに対して、上記非特許文献１に開示されているように周波数方向の平均化を行うと、周波数方向のパイロットシンボル間隔が大きく、例えばＴＵ（Typical Urban）６パスモデルでは周波数選択性が大きいため、周波数領域方向の平均化では精度の良いチャネル推定値が得られない。
一方、非特許文献２には、パイロットシンボルが配置されたサブキャリア毎の１次チャネル推定値(受信パイロットシンボルとパイロットシンボルレプリカとの相関値)を逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ：inverse discrete Fourier transform)して時間領域のチャネル応答(遅延プロファイル)を求め、雑音と思われる成分を０置換した後に、離散フーリエ変換(ＤＦＴ：discrete Fourier transform)してサブキャリア毎の最終推定値を求める方法が開示されている。
しかしながら、３ＧＰＰ ＲＡＮ ＬＴＥにて提案されているようなフレームに対して、上記非特許文献２に開示されているように、パイロットシンボルが配置されたサブキャリア毎の１次チャネル推定値をＩＤＦＴして時間領域のチャネル応答(遅延プロファイル)を求め、雑音と思われる成分を０置換した後に、ＤＦＴしてサブキャリア毎の最終推定値を求めると、周波数方向のパイロットシンボル間隔が大きいため分解能が低くなり、ＩＤＦＴ後の時間領域のチャネル応答が広がりを持ってしまい、雑音と思われる成分を０置換する際に除去したくないチャネル成分も同時に削除してしまい歪みが生じる。以上のことにより、誤り率特性が劣化し、通信品質が低下する問題がある。
これらの問題に対し、チャネル推定値の平均化を用いず、また、雑音成分の０置換を行わずに、受信品質を向上させる方法として、例えば、特許文献１に記載の方法がある。すなわち、数式（１）においてｓｉｎｃ関数の循環行列Ｓの逆行列Ｓ−１を求めて左辺のｈ’に乗算してｈを求めるという方法である。
ｈ’＝Ｓ＊ｈ＋ＰＨ・ｗ・・・（１）
ただし、ｈ’は測定した遅延プロファイル、Ｓはｓｉｎｃ関数の循環行列、ｈは真の遅延プロファイル、ＰＨは既知パイロットシンボルの共役転置行列、ｗは雑音成分である。
特開２００６−５４８４０号公報 河合他，"QRM-MLDを用いるOFCDM MIMO多重における直交パイロットチャネルを用いたマルチスロット・サブキャリア平均化チャネル推定の効果"，信学技報RCS-2004-68(2004-05) Yuping Zhao and Aiping Huang, "A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems Based on Pilot Signals and Transform Domain Processing", Proc.IEEE VTC'97, pp.2089-2093,1997. 小林他, "離散コサイン変換を用いたＯＦＤＭ伝送路推定方式の提案", 電子情報通信学会論文誌, Vol.J88-B, No.1, pp.256-268, Jan.2005
しかしながら、特許文献１に記載の方法では、雑音と干渉の両方を除去できるため、受信性能の向上が期待できるものの、Ｓ−１を求める逆行列演算において演算量が膨大となってしまうという問題がある。すなわち、膨大な演算を処理可能な、処理能力の極めて高い演算処理回路が要求されるため、極めてコストが高くなるという課題がある。
本発明の目的は、チャネル推定精度の劣化を抑えて通信品質を維持しつつ、演算処理回路の負荷が少なくて済む、低コストなマルチキャリア受信装置を提供することである。
本発明のマルチキャリア受信装置は、受信フレームに含まれる各パイロットシンボルからチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出手段と、算出されたチャネル推定値に逆フーリエ変換を施して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、前記遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出手段と、各複素振幅値と基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳して遅延プロファイルを再作成する遅延プロファイル再生手段と、前記再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施してチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成手段と、前記形成されたチャネル推定値を用いてデータシンボルの復調を行う復調手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、チャネル推定精度の劣化を抑えて通信品質を維持しつつ、演算処理回路の負荷が少なくて済む、低コストなマルチキャリア受信装置を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図２に示すように本実施の形態のマルチキャリア受信装置１００は、ここでは特にＯＦＤＭ通信を行うものであり、ＦＦＴ部１１０と、パイロット／データシンボル分離部１２０と、チャネル推定値算出部１３０と、雑音抑圧部１４０と、チャネル推定値補間部１５０と、データシンボル復調部１６０と、誤り訂正復号部１７０とを有する。
ＦＦＴ部１１０は、アンテナを介して受信された図１に示したようなパイロットシンボルが時間方向および周波数方向に散らばらせて配置されたフレームに基づくＯＦＤＭ信号が無線受信部にて無線処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）され、無線処理後の信号を時間信号から周波数信号へ変換し、受信フレームを出力する。
パイロット／データシンボル分離部１２０は、受信フレームを入力し、パイロットシンボルとそれ以外のデータシンボルとに分離し、分離されたパイロットシンボルをチャネル推定値算出部１３０に出力するとともに、データシンボルをデータシンボル復調部１６０に出力する。
チャネル推定値算出部１３０は、パイロット／データシンボル分離部１２０からの、パイロットシンボルごとにチャネル推定値を算出し、算出されたチャネル推定値を雑音抑圧部１４０に出力する。
雑音抑圧部１４０は、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボル（フレーム中の周波数および時間により特定される）ごとのチャネル推定値を入力し、雑音成分が抑圧されたチャネル推定値をチャネル推定値補間部１５０に出力する。
詳細には、雑音抑圧部１４０は、図３に示すように遅延プロファイル生成部１４１と、パス位置選択部１４２と、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３と、基本インパルス成分レプリカ格納部１４４と、ＤＦＴ部１４５と、系列長調整部１４６とを有する。
遅延プロファイル生成部１４１は、同一のＯＦＤＭシンボルに配置（つまり、同一ＯＦＤＭシンボルでサブキャリア（周波数）が異なる）されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値を周波数方向から時間軸方向へ変換することにより、観測遅延プロファイルを
生成する。
具体的には、遅延プロファイル生成部１４１は、系列長調整部１４７と、ＩＤＦＴ部１４８とを有する。
系列長調整部１４７は、同一のＯＦＤＭシンボルに配置されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプル、つまり周波数方向チャネル推定値サンプルの後に０値のデータ列を挿入（０パディング）することにより、全データ長が遅延プロファイルサンプル数になるように系列長を調整する。
ＩＤＦＴ部１４８は、ＮＥ個のチャネル推定値サンプルと、ＮＰ個の０値から成る挿入データ列とから成る周波数方向の系列に対し、逆離散フーリエ変換を施すことで時間方向に変換して遅延プロファイル（以下、観測遅延プロファイルと呼ぶことがある）を生成する。なお、系列長調整部１４７の処理の結果としてＮＥとＮＰとの和が２のべき乗（例えば、５１２）となるときには、ＩＤＦＴ部１４８は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をすることができる。
パス位置選択部１４２は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値を検出し、その検出情報を時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３に出力する。
基本インパルス成分レプリカ格納部１４４は、基本インパルス成分レプリカを記憶しており、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３に出力する。なお、基本インパルス成分レプリカは、雑音が無い場合の１パス分の遅延プロファイルの形状をしている。この基本インパルス成分レプリカの生成方法については、後述する。
時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３は、パス位置選択部１４２からの検出情報（ピーク点のタイミング（パス位置）およびその複素振幅値）と基本インパルス成分レプリカとを用いて、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイル（以下、「遅延プロファイル」と呼ぶことがある）を生成する。具体的には、ピーク点のタイミング（パス位置）でその複素振幅値と基本インパルス成分レプリカとを乗算した乗算結果を重畳することにより、雑音成分が除去された状態の遅延プロファイルレプリカを生成する。すなわち、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３は、パス位置選択部１４２にて検出された各複素振幅値と基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応するパス位置で乗算の結果を重畳して遅延プロファイルを再作成（再生）する。
ＤＦＴ部１４５は、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３にて生成された、雑音成分が除去された状態の遅延プロファイルを時間方向から周波数方向に変換して周波数方向の系列を系列長調整部１４６に出力する。すなわち、ＤＦＴ部１４５は、再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施してチャネル推定値を形成する。
系列長調整部１４６は、ＤＦＴ部１４５からの系列のうち、系列長調整部１４６にて挿入された０値のデータ列に相当する部分を除去して、「周波数方向チャネル推定値サンプルに相当する部分」のみをチャネル推定値補間部１５０に出力する。この「周波数方向チャネル推定値サンプルに相当する部分」は、雑音が抑圧された、精度の良いチャネル推定値となる。
チャネル推定値補間部１５０は、系列長調整部１４６からのチャネル推定値がもともと
周波数方向および時間方向で離散したパイロットシンボルであるため、その間のサブキャリアおよび時間の各シンボルにおけるチャネル推定値を補間する。補間方法としては例えば線形補間や離散コサイン変換（ＤＣＴ: Discrete Cosine Transform）を用いた補間（非特許文献３参照）等があるが、例えば周波数選択性が大きく、時間方向の変動が小さいようなチャネルにおいては、例えば周波数方向には離散コサイン変換を用いた補間を用い、時間方向には線形補間を用いると歪みの少ない良好なチャネル推定が可能となる。そして、チャネル推定値補間部１５０は、フレームの各シンボルにおけるチャネル推定値をデータシンボル復調部１６０に出力する。
データシンボル復調部１６０は、パイロット／データシンボル分離部１２０からのデータシンボルを、チャネル推定補間部１５０からのチャネル推定値を用いて復調する。誤り訂正復号部１７０は、復調後の信号を誤り訂正復号する。
以上のように構成されるマルチキャリア受信装置１００の動作について説明する。
ＦＦＴ部１１０では、パイロットシンボルが時間方向および周波数方向に散らばらせて配置されたフレームに基づくＯＦＤＭ信号が無線受信部にて無線処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）された無線処理後の信号が時間信号から周波数信号へ変換され、受信フレームが形成される。
パイロット／データシンボル分離部１２０では、受信フレームの構成シンボルがパイロットシンボルとそれ以外のデータシンボルとに分離される。
チャネル推定値算出部１３０では、パイロットシンボルごとにチャネル推定値が算出される。
雑音抑圧部１４０の遅延プロファイル生成部１４１では、同一のＯＦＤＭシンボルに配置（つまり、同一ＯＦＤＭシンボルでサブキャリア（周波数）が異なる）されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値が周波数方向から時間軸方向へ変換され、観測遅延プロファイルが生成される。
具体的には、遅延プロファイル生成部１４１では、図４に示すように、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプルの後に、０値のデータ列が挿入される。チャネル推定値サンプル数ＮＥと挿入データ列のデータ数ＮＰとの和は、生成される観測遅延プロファイルにおけるサンプル数となる。そして、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプルの後に、０値のデータ列が挿入された系列がＩＤＦＴ部１４８に入力される。ここで挿入データ列のデータ数ＮＰをできるだけ大きくすることにより、ＩＤＦＴ部１４８の出力である観測遅延プロファイルの分解能が高まる。さらに、チャネル推定値のサンプル数（構成データ数）と挿入データ列の構成データ数の和を２のべき乗とすることにより、ＩＤＦＴ処理をＩＦＦＴ処理とすることができ、演算量を削減することができる。
パス位置選択部１４２では、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミングおよびそのピーク点における複素振幅値が検出される。
時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３では、パス位置選択部１４２からの検出情報（ピーク点のパス位置インデックスおよびその複素振幅値）と「基本インパルス成分レプリカ」とを用いて、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルが生成される。
ここで「基本インパルス成分レプリカ」の生成方法について説明する。
まず「基本インパルス成分レプリカ」は、雑音がない場合の１パス分の遅延プロファイルの形状である必要がある。すなわち、このような理想的な状態では、チャネル推定値算出部１３０にて算出されるパイロットシンボルごとにチャネル推定値は、「１」の値をとる（図５参照）。この理想的なチャネル推定値サンプル（サンプル数ＮＥ）の後に、遅延プロファイル生成部１４１と同様に、ＮＰ個の０値から成る挿入データ列を挿入する。こうして作成された系列をＩＤＦＴし、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整を行って基本インパルス成分レプリカを生成する。ここで、遅延プロファイルレプリカの分解能を高めるために、ＮＥとＮＰとの和は、系列をＩＤＦＴするＤＦＴポイントと一致していることが好ましい。すなわち、挿入データ列の挿入により、ＮＥから（ＮＥ＋ＮＰ）／ＮＥ倍にデータ数を増やした後にＩＤＦＴすることが好ましい。
さらに好ましくは、（ＮＥ＋ＮＰ）／ＮＥ倍に増やしたデータ数、すなわちＤＦＴポイント数が２のべき乗である。こうすることにより、ＤＦＴ処理がＦＦＴ処理になり演算量を削減することができる。
以上のような方法で作成した基本インパルス成分レプリカの一例を図６に示す。同図には、１００サンプル分の周波数方向チャネル推定値を２０００サンプルの遅延プロファイル用に拡張した場合の基本インパルス成分レプリカ、すなわち、周波数方向チャネル推定値サンプルが１００サンプルで、１９００個の０値から成る挿入データ列を挿入したときの基本インパルス成分レプリカが示されている。なお、基本インパルス成分レプリカは本来複素数であるが、図６では便宜上、電力で表示している。
このように生成された基本インパルス成分レプリカを用いて、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３では、図７に示すフローに従い、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。
ステップ１００１（Ｓ１００１）では、パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算する。
ステップ１００２（Ｓ１００２）では、次のパス位置までのインデックス分だけ基本インパルス成分レプリカを循環シフトする。
ステップ１００３（Ｓ１００３）では、ステップ１００１にて乗算した乗算結果を順次加算する。
ステップ１００４（Ｓ１００４）では、パス位置選択部１４２にて検出されたパスの全てについてステップ１００１〜１００３の処理が行われたか判断され、パス全てについて行われた場合には、遅延プロファイルレプリカの生成処理が終了する。こうして順次加算された結果が遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルレプリカとなる。
以上のように本実施の形態では、従来のように基本インパルス成分（例えばｓｉｎｃ関数）の循環行列の逆行列を求めて遅延プロファイルに乗算するのではなく、遅延プロファイルのピーク点の複素振幅を使って基本インパルス成分レプリカを乗算し、パス数分繰り返した後に、それらを加算する。こうすることにより、演算処理回路の負荷が少なくて済む。また、非特許文献２に開示された方法のように観測遅延プロファイルから雑音を差し
引くのではなく、観測遅延プロファイルのピーク点の複素振幅と基本インパルス成分レプリカから遅延プロファイルレプリカを再生するので、雑音耐性の大きいチャネル推定が可能になり、誤り率特性が改善する。因みに、非特許文献２に開示された方法と、本実施の形態との比較結果を図８に示す。同図に示すように本実施の形態は、１６ＱＡＭ、符号化率３/４の場合に非特許文献２に開示された方法よりも、誤り率特性が約２．３ｄＢ改善していることが分かる。また、理想的なチャネル推定を行った場合から約０．５ｄＢの劣化に留まり、良好な誤り率特性を実現していることがわかる。
このように本実施の形態によれば、マルチキャリア受信装置１００に、受信フレームに含まれる各パイロットシンボルからチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出手段としてのチャネル推定値算出部１３０と、算出されたチャネル推定値に逆フーリエ変換を施して観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段としての遅延プロファイル生成部１４１と、前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出手段としてのパス位置選択部１４２と、各複素振幅値と基本インパルス信号（基本インパルス成分レプリカ）とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳して遅延プロファイルを再生する遅延プロファイル再生手段としての時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３と、前記再生された遅延プロファイルにフーリエ変換を施してチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成手段としてのＤＦＴ部１４５と、前記形成されたチャネル推定値を用いてデータシンボルの復調を行う復調手段としてのデータシンボル復調部１６０と、を設けた。
こうすることにより、従来のように基本インパルス成分（例えばｓｉｎｃ関数）の循環行列の逆行列を求めて遅延プロファイルに乗算するのではなく、遅延プロファイルのピーク点の複素振幅を使って基本インパルス信号を乗算し各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳して遅延プロファイルを再生するので、演算処理回路の負荷が少なくて済む。また、この再生された遅延プロファイルには雑音成分をほとんど含まない。この再生遅延プロファイルに基づいて求められるチャネル推定値は精度が良く、良好な誤り率特性と通信品質を実現することができる。
前記基本インパルス信号は、前記チャネル推定値算出手段としてのチャネル推定値算出部１３０にて算出されたチャネル推定値の数と同数の「１」の値を持つデータ列の後に、「０」値から成る挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換を施し、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整されて生成され、前記「１」値を持つデータ列の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数の和が前記逆フーリエ変換に係るポイント数と同数である。
こうすることにより、遅延プロファイルの分解能を高めることができるので、再生遅延プロファイルに基づいて求められるチャネル推定値の精度が向上し、誤り率特定を改善して通信品質を向上することができる。
前記「１」値を持つデータ列の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数の和は２のべき乗である。
こうすることにより、基本インパルス信号の生成に高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を利用することができ、演算量を削減することができる。
なお、本実施の形態では、周波数領域のパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行う場合について記述したが、それに限らずパイロットシンボルの時間領域信号を用いてチャネル推定を行う場合にも同様に使用できることは明らかである。
また、本実施の形態では、パイロットシンボル時間方向および周波数方向に散らばらせて配置する、Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｍａｐｐｉｎｇの場合を記述したが、それに限らず同一ＯＦＤＭシンボル中全てのサブキャリアにパイロットシンボルがマッピングされている場合も同様に使用できることは明らかである。
また、本実施の形態により、雑音を抑圧した遅延プロファイルが求められるが、それを用いて、例えば適応変調の際に基地局装置にフィードバックする受信品質（例えばＳＩＮＲ）を測定するようにすれば、雑音成分が抑圧されている分良好な品質をフィードバックすることになり、端末の受信品質向上に加えて、システム全体のスループットが向上する効果がある。
さらに、本実施の形態は、ＯＦＤＭの場合について記述したが、それに限らず例えばＣＤＭＡ方式の場合にも適用できる。この場合基本インパルス成分はローパスフィルタ（３ＧＰＰ標準化ではコサインルートナイキストフィルタ）のインパルスレスポンスを用いる。
（実施の形態２）
実施の形態２においては、互いのパス位置が近接しているような伝播環境でも精度の良い遅延プロファイルを生成する。
本実施の形態２の端末は時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３にて、図９に示すような動作をする。なお、実施の形態２における端末の主要構成は実施の形態１におけるマルチキャリア受信装置１００の主要構成と同一であり、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３の動作説明のみ記述する。図９において、実線は、パスごとに独立した波形を示している。点線の稜線は、観測遅延プロファイルの波形であり、実線で表された波形を重ね合わせたものである。一点鎖線は、遅延プロファイルレプリカを表している。
図９に示すように、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３では、パス位置選択部１４２にて選択したパス位置においてパス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算結果がそのパス位置で順次加算されることにより、遅延プロファイルレプリカが生成される。このとき、互いのパス位置（τ０、τ１）が近接しているような伝播環境の場合、例えばパス位置τ０の成分には矢印分の他パス成分が余分に足されて遅延プロファイルレプリカが生成されてしまう。
そこで、余分な他パス成分が足されて生成された遅延プロファイルレプリカ成分から観測遅延プロファイル成分を減算して「差分遅延プロファイル」を算出し、この差分遅延プロファイルから再びパス選択を行い、差分遅延プロファイルのレプリカを生成する。この差分遅延プロファイルのレプリカが余分に足された成分なので、遅延プロファイルレプリカから差分遅延プロファイルレプリカを減算することにより、より精度の向上した遅延プロファイルレプリカを生成することができる。
本実施の形態２の時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３では、図１０に示すフローに従い、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルレプリカが生成される。なお、図１０に示すステップ２００１〜ステップ２００４は、図７のステップ１００１〜ステップ１００４に対応する。
ステップ２００１（Ｓ２００１）では、パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する。
ステップ２００２（Ｓ２００２）では、ステップ２００１の算出結果を、パス位置選択部１４２において選択したパス位置のインデックス分だけ循環シフトする。
ステップ２００３（Ｓ２００３）では、ステップ２００２の循環シフトされた成分を遅延プロファイルレプリカに加算する。
ステップ２００４（Ｓ２００４）では、パス位置選択部１４２にて検出されたパスの全てについてステップ２００１〜２００３の処理が行われたか終了判定を行う。パス全てについて行われた場合には遅延プロファイルレプリカの生成処理が終了する。
ステップ２００５（Ｓ２００５）では、ステップ２００４にて生成された遅延プロファイルレプリカから観測遅延プロファイルを減算し、差分遅延プロファイルを生成する。
ステップ２００６（Ｓ２００６）では、差分遅延プロファイルを用いてパス選択を行う。このパス選択方法はパス位置選択部１４２の方法と同様に、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング及びそのピーク点における複素振幅値を検出する。なお、差分遅延プロファイルからのパス選択用のしきい値は、パス位置選択部１４２にて設定したしきい値と異なる値を設定しても良い。なお、パス位置選択部１４２にて検出したパスが互いに重なった部分から遠ざかると差分遅延プロファイルはほぼ０になるので、ステップ２００６におけるパス選択は遅延プロファイル長の全サンプルから行う必要はなく、図１１に示すようにパス位置選択部１４２において選択したパス位置に小窓（パス位置±Ｎサンプル）を設定し、小窓内のインデックスのみからパス選択を行っても良い。図１１においても、実線は、パスごとに独立した波形を示している。点線の稜線は、観測遅延プロファイルの波形であり、実線で表された波形を重ね合わせたものである。一点鎖線は、遅延プロファイルレプリカを表している。○は、１つのサンプルを示す。
ステップ２００７（Ｓ２００７）では、ステップ２００６にて検出したパス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算する。
ステップ２００８（Ｓ２００８）では、ステップ２００７の算出結果を、パス位置のインデックス分だけ循環シフトする。
ステップ２００９（Ｓ２００９）では、ステップ２００８の循環シフトされた成分が、対応するパス位置で順次加算される。こうして差分遅延プロファイルレプリカが形成される。なお、「差分遅延プロファイルレプリカの加算」は、図１１に示すように、パス位置選択部１４２において選択したパス位置に小窓（パス位置±Ｎサンプル）を設定し、差分遅延プロファイル作成の対象を小窓内のみとしても良い。この場合、ステップ２００５における差分遅延プロファイルの生成と、ステップ２００７〜ステップ２００９における差分遅延プロファイルレプリカの生成は全て小窓のみに絞り、また小窓以外の成分はほぼ０なので、差分遅延プロファイルレプリカを精度良く生成でき、また、差分遅延プロファイルレプリカ生成のための演算処理量を大幅に削減することができる。
ステップ２０１０（Ｓ２０１０）では、ステップ２００６にて検出されたパスの全てについてステップ２００７〜２００９の処理が行われたか終了判定を行う。パス全てについて行われた場合には差分遅延プロファイルレプリカの生成処理が終了する。
ステップ２０１１（Ｓ２０１１）では、ステップ２００４にて生成された遅延プロファイルレプリカからステップ２０１０にて生成された差分遅延プロファイルレプリカを減算する。
以上のように本実施の形態では、遅延プロファイルレプリカから観測遅延プロファイルを減算して差分遅延プロファイルを生成し、さらに、この差分遅延プロファイルのパス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算し、各複素振幅に対応するパス位置で乗算結果を順次加算することにより差分遅延プロファイルレプリカを生成し、遅延プロファイルレプリカから差分遅延プロファイルレプリカを減算することにより、遅延プロファイルレプリカをより精度よく生成することができ、誤り率特性をさらに改善することができる。なお、本実施の形態では差分遅延プロファイルを１回のみ生成し減算を行っているが、複数回実施しても良い。
（実施の形態３）
実施の形態３においては、さらなる演算処理量削減を目的とし、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３において各パス位置の複素振幅と基本インパルス応答レプリカとの乗算結果を前記パス位置で順次加算して遅延プロファイルレプリカを生成する工程において、その加算対象を（遅延プロファイルのサンプル数／ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５のＦＦＴポイント数）間隔のサンプルのみとする。具体的には、遅延プロファイルのサンプル数が１０２４、ＦＦＴ部１４５のＦＦＴポイント数が１２８とすると、１０２４／１２８＝８サンプル間隔の計１２８サンプル分のみを遅延プロファイルレプリカ生成対象とする。
実施の形態３の端末は時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３にて、図１２に示すような動作をする。なお、実施の形態３における端末の主要構成は実施の形態１におけるマルチキャリア受信装置１００の主要構成と同一であり、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３の動作説明のみ記述する。図１２において、○は、１つのサンプルを示す。
図１２に示すように、時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３では、パス位置選択部１４２にて選択したパス位置においてパス毎の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとの乗算結果がそのパス位置で順次加算されることにより、遅延プロファイルレプリカが生成される。このとき、後段のＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５のＦＦＴポイント数を考慮し、ＦＦＴ部に入力するインデックスのサンプルのみを加算対象とする。
図１２は、チャネル推定値算出部１３０にて算出される周波数領域チャネル推定値ＮＥが６サンプル、系列長調整部１４７にてＮＰ＝１０サンプルの０パディングを行い、ＩＤＦＴ（ＩＦＦＴ）部１４８で１６点ＩＤＦＴ（ＩＦＦＴ）を実施し、１６サンプル長の遅延プロファイルでレプリカ生成を行う場合の例を示している。
ここで、系列長調整部１４６ではＮＥ＝６サンプル分の周波数領域チャネル推定値を出力すれば良いので、ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５は８点ＦＦＴを行えば良い。８点ＦＦＴを行うときには図１２に示すように、遅延プロファイル長（１６サンプル）／ＦＦＴポイント数（８サンプル）＝２サンプル間隔で間引いた８サンプル分を入力させれば良い。そこで、本実施の形態３では、遅延プロファイルレプリカを生成する際に間引きポイントのインデックスのみを加算対象にする。なお、間引きポイントは図１３に示すように観測遅延プロファイルの最大パス位置、つまり、電力が最大のピークの位置が必ず含まれるように設定しても良い。図１３において、○は、１つのサンプルを示す。
また本実施の形態３では、間引きポイントのみ遅延プロファイルレプリカを加算するので、各パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する際に間引きポイントの成分のみを乗算すれば良い。図１２の例では間引き間隔が２なので、複素乗算回数は実施の形態１あるいは２に比べて１／２になる。また、各パスの遅延プロファイルレプリカの加算を間引きポイントのみで実施するので、加算回数も１／２になる。
なお、パス位置選択部１４２にて検出したパス位置が間引きポイントからずれている場
合は、パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する際に、パス位置と間引きポイントのずれを考慮し、間引きポイントとなる成分のみを乗算すれば良い。
時間領域チャネル応答レプリカ生成部１４３は、間引きポイントのみ加算して生成した遅延プロファイルレプリカから間引き成分のみをＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５に出力する。
ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５にてＤＦＴ（ＦＦＴ）を行い、間引きポイント数の周波数領域チャネル推定値を系列長調整部１４６に出力する。
系列長調整部１４６にて前部のＮＥサンプルを抜き出し、雑音除去後のＮＥサンプルの周波数領域チャネル推定値を出力する。
以上のように本実施の形態では、遅延プロファイルレプリカの生成において、後段の処理に必要なサンプルのみの複素乗算、加算を実施するため、実施の形態１、実施の形態２に比べて演算量を削減することができる。
以上、本発明の実施の形態について説明した。
なお、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。例えば、バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
２００６年８月２２日出願の特願２００６−２２５９３７の日本出願および２００６年９月１５日出願の特願２００６−２５１８３４の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明のマルチキャリア受信装置は、演算処理回路の負荷が少なくて済み、かつ精度の良いチャネル推定を実行し通信品質を向上する効果を有し、特にＯＦＤＭ通信に用いられる無線装置として有用である。
従来のフレームにおけるパイロットシンボル配置の説明に供する図 本発明の実施の形態１に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図 図１の雑音抑圧部の構成を示すブロック図 実施の形態１に係る遅延プロファイル生成部における処理の説明に供する図 実施の形態１における基本インパルス成分レプリカの生成方法の説明に供する図 実施の形態１における基本インパルス成分レプリカの一例を示す図 実施の形態１に係る時間領域チャネル応答レプリカ生成部における遅延プロファイル再作成処理の説明に供するフロー図 実施の形態１に係るマルチキャリア受信装置と従来の雑音抑圧方法との誤り率特性を比較する図 実施の形態２に係る時間領域チャネル応答レプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態２に係る時間領域チャネル応答レプリカ生成部において雑音成分を除去した状態の遅延プロファイルを生成する処理の説明に供するフロー図 実施の形態２に係る時間領域チャネル応答レプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態３に係る時間領域チャネル応答レプリカ生成部の動作説明に供する図 実施の形態３に係る時間領域チャネル応答レプリカ生成部の動作説明に供する図

Claims (12)

  1. 受信フレームに含まれる各パイロットシンボルからチャネル推定値を算出するチャネル推定値算出手段と、
    前記算出されたチャネル推定値に逆フーリエ変換を施して観測遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
    前記観測遅延プロファイルからパス位置および当該パス位置における複素振幅を検出する検出手段と、
    各複素振幅値と基本インパルス信号とを乗算し、各複素振幅値に対応する前記パス位置で前記乗算の結果を重畳して遅延プロファイルを再作成する遅延プロファイル再生手段と、
    前記再作成された遅延プロファイルにフーリエ変換を施してチャネル推定値を形成するチャネル推定値形成手段と、
    前記形成されたチャネル推定値を用いてデータシンボルの復調を行う復調手段と、
    を具備するマルチキャリア受信装置。
  2. 前記基本インパルス信号は、前記チャネル推定値算出手段にて算出されたチャネル推定値の数と同数の「１」値を持つデータ列の後に、「０」値から成る挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換を施して生成され、前記「１」値を持つデータ列の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数の和が前記逆フーリエ変換に係るポイント数と同数である請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
  3. 前記「１」値を持つデータ列の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数の和は２のべき乗である請求項２記載のマルチキャリア受信装置。
  4. 前記遅延プロファイル生成手段にて生成される遅延プロファイルは、前記チャネル推定値算出手段にて算出されたチャネル推定値の後に、「０」値から成る挿入データ列が挿入された系列全体に逆フーリエ変換を施して生成され、前記チャネル推定値の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数の和が前記逆フーリエ変換に係るポイント数と同数である請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
  5. 前記チャネル推定値の構成データ数と前記挿入データ列の構成データ数の和は２のべき乗である請求項４記載のマルチキャリア受信装置。
  6. 前記遅延プロファイル再生手段は、
    さらに前記乗算結果が重畳されて作成された遅延プロファイルから前記観測遅延プロファイルを減算することにより差分遅延プロファイルを作成し、当該差分遅延プロファイルにおける他のパス位置の複素振幅値と前記基本インパルス信号との乗算結果が前記他のパス位置で順次加算されて生成される差分遅延プロファイルレプリカを、前記乗算結果が重畳されて作成された遅延プロファイルから減算した結果を前記再作成される遅延プロファイルとして出力する、
    請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
  7. 前記差分遅延プロファイルにおける前記他のパス位置は、前記検出手段にて検出されたパス位置の両側の、予め設定された数のサンプルの中から選択される、請求項６記載のマルチキャリア受信装置。
  8. 前記差分遅延プロファイルレプリカの生成において、前記差分遅延プロファイルにおける他のパス位置の復素振幅値と前記基本インパルス信号との乗算、および、当該乗算結果の加算は、前記検出手段にて検出されたパス位置の両側の、予め設定された数のサンプル
    について行われる、請求項６記載のマルチキャリア受信装置。
  9. 前記遅延プロファイル再生手段は、
    前記再作成される遅延プロファイルの作成対象サンプルを、前記遅延プロファイルの全サンプル数を前記フーリエ変換のポイント数で除して得られる値の間隔とする、
    請求項１記載のマルチキャリア受信装置。
  10. 前記遅延プロファイル再生手段は、
    前記再作成される遅延プロファイルの作成対象サンプルを、前記遅延プロファイルの全サンプル数を前記フーリエ変換のポイント数で除して得られる値の間隔とする、
    請求項６記載のマルチキャリア受信装置。
  11. 前記再作成される遅延プロファイルの作成対象サンプルは、観測遅延プロファイルが最大電力を有するサンプルを含む、請求項９記載のマルチキャリア受信装置。
  12. 前記再作成される遅延プロファイルの作成対象サンプルは、観測遅延プロファイルが最大電力を有するサンプルを含む、請求項１０記載のマルチキャリア受信装置。
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