TWI466473B - 用於虛擬多輸入多輸出的上鏈雜訊評估 - Google Patents

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Description

用於虛擬多輸入多輸出的上鏈雜訊評估
本發明關係於用於虛擬多輸入多輸出的上鏈雜訊評估。
當資訊係傳送於無線通道之上時，則接收信號可能用於多路徑傳輸之作用而失真。多路徑傳輸可以藉由傳送信號被傳輸反射開物體，例如，建築物、車輛、及其他類型阻礙物而造成。結果為傳輸信號的多數備份到達接收器，每一信號具有某一時間延遲。時間延遲量係成比例於信號所行經的路徑的長度。明顯地，反射多數次的信號將較直線信號行進的信號行經更長的路徑。
於第一信號(典型為直線信號)及最後到達接收器的反射信號間之時間量係被稱為延遲擴散。在蜂巢式通訊應用中，延遲擴散可以是大約幾微秒。為多路徑所引發的延遲可能造成沿著延遲路徑接收的符號“分流”入經由更直接路徑到達接收器的後續符號中。這典型稱為符間干擾(ISI)。在單一載波通訊系統中，當資料率增加時，符號時間減少。在很高資料率(對應地更短符號週期)，有可能ISI會超出整個符號週期並溢入第二或第三後續符號中。這在接收器可能造成顯著問題。
除了在時域中的問題外，在頻域也由於多路徑失真也造成問題。當多反射信號在接收器組合時，因為在信號通帶內的部份頻率可能受到相長干涉(同相信號的線性總和)，而其他信號可能受到相消干涉(異相信號的線性總和)。這可能造成複合接收信號，其係為頻率選擇衰減所失真。對於一接收信號的評估信號功率及雜訊功率的能力可以顯著地改良接收已經失真的信號的能力。
 【發明內容及實施方式】
本發明之特性與優點將由以下的詳細配合附圖說明了解，附圖係例示本發明的特性。
將參考所述之例示實施例，於此將使用特定用語以描述實施例。但可以了解的是，這些並不是用以限定本發明的範圍。
在本發明揭示及描述之前，可以了解的是，本發明並不限於於此所揭示之特定結構、處理步驟、或材料，但係可以為熟習於相關技藝者所知擴充至其等效物。應了解的是，於此所用之專業用語係只用以描述特定實施例之目的並不用以限定。
定義
如於此所用，用於“實質上”表示一動作、特徵、特性、狀態、結構、項目或結果的整個或幾乎整個範圍或程度。例如，“實質上”被包圍的物體將表示該物體係完全被包圍或幾乎完全被包圍。偏離開絕對完整性的準確可允許程度在部份情況下取決於特定上下文。然而，一般而言，如果取得絕對及整個完整性，則完整的接近度將具相同完整結果。“實質上”的使用係等效可應用，當用於負含義(negative connotation)表示完全或幾乎完全沒有動作、特徵、特性、狀態、結構、項目或結果。
例示實施例
技術實施例的啟始簡介係提供如下，然後，特定技術實施例係於隨後加以詳述。此初始簡介係想要協助讀者以更快速了解技術但並不是想要以指明技術的主要特性或基本特性，更不是用以限制所主張的標的的範圍。以下定義係為了簡介及以下所述之實施例的清楚加以提供。
單一載波系統補償經由時域等化的通道失真。通常，時域等化器藉由兩方法之一補償多路徑引入失真：
1.通道反轉：一已知順序係於送出資訊前被傳送於通道上。因為原始信號在接收器為已知，所以，一通道等化器係能決定通道反應及將後續資料承受信號乘以通道反應的倒數，以實質反轉多路徑的作用。
2.CDMA系統，可以利用耙型等化器，以分解個別路徑然後在時間上移位所接收的信號的數位備份，然後組合在時間移位的接收信號的數位備份，以加強所接收信雜比(SNR)。
在任一方法中，當資料率增加時，通道等化實施法變得愈複雜。符號時間變得更短及接收器取樣時鐘被選擇為成比例地變快。這造成更嚴重的符間干擾，這可能分開幾符號週期。
於單一載波信號上所送之資料可以只藉由增加資料率而增加。為了降低符間干擾，同時，允許資料率增加，該資料可以送於多平行路徑。例如，在正交分頻調變(OFDM)中，通訊系統並不取決於增加符號率，以完成更高資料率。相反地，OFDM系統將可用頻寬分成很多次載波，各次載波具有更窄頻寬並傳送該資料於平行串流中。各個OFDM符號係在頻道的各次載波的瞬時信號的線性組合。因為資料被平行傳送，而不是串列傳送，所以，OFDM符號典型遠遠長於在相等資料率的單一載波系統上的符號。
各個OFDM符號典型為前面有一循環字首(CP)。CP的長度係被選擇，使得在前的符號並未溢入信號的資料部份，這也稱為快速傅氏轉換(FFT)週期。因此，CP可以被使用以有效地消除ISI。
然而，因為OFDM符號為在次載波中之瞬間信號的線性組合，所以，信號可以具有大的峰對平功率比(PAPR)。這可以建立發射器射頻功率放大器(RFPA)的效率並建立對有高動態範圍的類比至數位及數位至類比轉換器的需要。
在OFDM信號次載波可能緊密地分隔，以對可用頻寬作出有效使用。次載波的緊密分隔會由於次載波的正交性而可能。如果各個次載波係於其中心頻率被準確地取樣，則一OFDM系統可以完成零載波間干擾(ICI)。然而，被用以執行射頻載波信號下轉換(down conversion)的發射器及接收器的本地振盪器將不可變動地漂移，使得主動手段係被使用讓它們保持同步。各個基地台週期地送出同步化信號，其係為使用者設備(UE)(即，使用者的蜂巢電話或行動計算裝置)以被停留同步於基地台時鐘。即使如此，例如都卜勒移位及振盪器相位雜訊的其他來源仍可造成頻率誤差。未校正頻率誤差可能造成ICI。信號頻率可能連續地追蹤，以校正在基頻處理器的偏移，以避免可能造成下落封包的過量ICI。
3GPP長期評估
第3代合夥計劃(3GPP)長期評估(LTE)先進行動通訊標準係在2009年秋天被提呈為候選第四代(4G)系統給電信標準部(ITU-T)並被期待於2011採用。提議標準使用於實體層屬框結構中之OFDM多重接取(OFDMA)。圖1提供LTE框結構的例示。LTE框的持續時間為10毫秒(msec)。各個框係被除以成10次框，其每一次框係為1.0msec長。各個次框進一步被分成兩槽，每槽的持續時間為0.5msec。槽可以包含6或7個OFDM符號及循環字首，取決於是否使用為正常或延長的循環字首。
在OFDMA中，使用者被分派特定數量次載波持續一預定量時間。在LTE標準中，在最小量的時間上之最少量的次載波係被稱為實體資源方塊(PRB)，這代表最小次細分。在LTE標準中，每一PRB被定義為一槽包含12個連續次載波持續時間(在0.5msec中有6或7個OFDM符號)。圖2顯示例示次框，其係由兩槽構成，假設有第一PRB 202及第二PRB 204。
不同於使用前言，以促成載波偏置評估、通道評估、時序同步化等等，LTE使用特殊參考信號，其係內藏在PRB中，如圖2所示之“RS”元件符號。在上鏈中，當短CP被使用時，參考信號可以在每一槽的第4符號中傳送。承受有參考符號的載波的通道反應可以被直接計算。內插可以被使用以評估在剩餘次載波的通道反應。
SC-FDMA
限制用於與使用者設備(UE)的無線連接的功率消耗使得裝置可以在單一次電池充電中操作更長久。UE可以為行動電話，例如行動網際網路裝置的行動計算裝置、平板計算裝置、膝上型個人電腦、車輛中之內藏通訊裝置等等。如前所討論，OFDM的使用造成相當大的峰對平均功率比(PAPR)。這可以降低發射器射頻功率放大器(RFPA)的效益並需要具有高動態範圍的類比至數位或數位至類比轉換器，並藉以降低效率。
為了藉由降低PAPR，以增加效率，則LTE標準建議使用單載波分頻多重接取(SC-FDMA)，用以由UE上鏈通訊至基地台。基本發射器及接收器架構很類似於OFDMA，其提供相同程度的多路徑保護，這降低PAPR，因為在下之波形基本上為單載波。
然而，用語“單載波”有略微地錯誤命名，因為SC-FDMA傳輸可以被視為分立次載波的線性總和。用於SC-FDMA下鏈的LTE框結構係與圖2所示之結構相同，但也可以使用不同參考信號。在各個上鏈PRB中之參考信號也可以在與圖2所示之PRB不同的位置傳送。這些細節係被揭示於3GPP LTE標準。
圖3顯示例示SC-FDMA發射器/接收器的方塊圖。很多功能方塊係為上鏈所用的SC-FDMA及下鏈所用之OFDMA所共用。在傳輸側鏈102中之功能方塊包含：叢映圖器：轉換進入位元串流為單一載波符號(BPSK、QPSK或16QAM取決於通道狀況)；串列/並列轉換器：將時域單一載波符號格式化為方塊，用以輸入至快速傅氏轉換引擎；M-點DFT：使用分立傅氏轉換，轉換每一時域單一載波符號方塊為M分立音調；次載波映射：映圖分立傅氏轉換輸出音調至用以傳輸的指定次載波。SC-FDMA系統可以使用鄰接音調(區域)或均勻分隔音調(分佈)；N-點IDFT：(使用逆分立傅氏轉換)，將映圖次載波轉換回時域，用以傳輸；循環字首及脈衝整形：循環字首係為預暫停至合成SC-FDMA符號，以相同於OFDM所述之方式，提供多路徑免疫；脈衝整形係被使用以預防頻譜再成長；及RFE：將數位信號轉換為類比及上轉換該信號用於射頻傳輸；一或更多天線106可以被使用以傳輸射頻信號。任意類型天線可以使用包含例如雙極子、貼片天線、螺旋天線等等。
在接收側鏈110中，處理係被有效地逆轉。用於SC-FDMA信號的多路徑失真可以被處理，以移除循環字首，轉換該信號為頻域，及一通道校正可以一次載波一次載地為基礎地應用通道校正。雖然為分立次載波所代表的SC-FDMA信號係實際為單一載波不像OFDM信號，SC-FDMA次載波並未獨立地調變。結果，PAPR係小於OFDM傳輸。
MIMO
使用多個傳輸天線及多個接收天線，常稱為多輸入多輸出(MIMO)，可以在資料流通量上提供顯著增加及鏈結範圍，而不必額外頻寬或發射功率。MIMO完成在資料流通量及範圍的增加，藉以使得更高頻譜效益(頻寬的每赫茲每秒更多位元)及在鏈結可靠度及/或分散性(降低衰減)的改良。
用於MIMO系統中的天線數量可以改變。發射天線的數量可以與接收天線的數量相同，例如為2×2或3×3陣列。或者，更多天線也可以位於一側上，例如2×3或2×4陣列。典型地，UE為在天線數量上有限，其可以位在該裝置上。這是由於空間分開需要，其為提供天線的適當空間分集所需。然而，基地台可以典型地加入想要量的天線，以具有足夠的分開。
為了成功接收MIMO傳輸，接收器可以決定來自各個傳輸天線的通道脈衝反應。在LTE中，用於每一通道的通道脈衝反應係順序地由各個傳輸天線發射已知參考信號加以決定，如圖4所示。一旦通道脈衝反應已經被決定用於每一通道，則通道可以被使用以同時通訊。在2×2 MIMO系統中，有總數對應四個分開通道的四通道脈衝反應可以被形成在天線間。
很多類型之使用者設備，例如蜂巢式手機或其他類型的手持計算裝置，並未具有足夠大小以加入天線間具有適當間隔的多數天線。MIMO的優點仍可以透過參與其他裝置的天線加以取得。使用兩或更多分開裝置的單一或更多天線的傳輸及接收的協調至具有至少兩天線的一或更多裝置經常被稱為虛擬MIMO。
例如，對於具有單一天線的兩裝置可以被組態以協調傳輸至兩額外裝置，其各個具有單一天線。典型地，虛擬MIMO系統係由兩或更多裝置所構成，具有至少一天線，其協調具有至少兩天線的基地台的傳輸。
用於虛擬MIMO的評估雜訊功率
與虛擬MIMO通訊的一挑戰為在通道評估中之高精準度係典型用以致能虛擬MIMO。在使用最小平均錯誤(MMSE)的LTE上鏈接收器中之通道評估及等化需要評估雜訊功率。雜訊功率的評估也被用以選擇最佳調變及編碼設計方案，以改良系統的頻譜效益。在上鏈虛擬MIMO時，兩不同使用者設備裝置在相同空間-時間資源方塊中傳送。這可能造成使用者間干擾，這增加了雜訊功率評估的困難度。
依據本發明一實施例，揭示一種用於虛擬MIMO上鏈雜訊功率評估的系統與方法。該系統與方法使用LTE的解調參考信號(DRMS)順序結構。評估只需要計算用於各個DMRS符號的三個共相關值，藉以完成低複雜度。
以下所揭示的演算法描述一雜訊功率評估處理，用於具有兩UE(1，2)的虛擬MIMO LTE上鏈。假設在第m個符號及在第n個次載波的接收資料可以表示如下：
其中(i=1，2)為UEi (i=1,2)的通道頻率響應，Si (i=1，2)係為UEi (i=1，2)的平均功率，Pi (i=1，2)係為在UEi 通道(i=1，2)上的通道響應的平均功率，為UEi (i=1，2)的DMRS符號，wm，n 為額外高斯白雜訊，其變數為1及平均值為零，及W為雜訊功率。該目標為評估雜訊功率W。
Ym，n 的自相關函數係定義如下
其中標示E{□}代表預期值，上標H代表共軛轉置，及Rw (l)為雜訊每1次載波下標的自相關函數。當l=0時，公式(2)可以得到為
R Y (0)=S 1 P 1 +S 2 P 2 +W 　(3)
當l≠0時，則公式(2)可以以特定DMRS順序，被定義在LTE標準中。DMRS順序可以被表示如下：
其中為Zadoff-Chu順序的長度，q為用於Zadoff-Chu順序中所用之群指數所決定，及為UEi (i=1，2)的循環位移。DMRS順序的自相關為：
如果接收信號Y m,n 的自相關係為DMRS順序的自相關所相乘，則取得以下結果：
其中l=12，其滿足=1，及(6)可以成為：
其中RH (l)代表一通道的自相關函數。
通道的自相關函數滿足：
其中fd 係通道都卜勒頻率，T為符號持續時間，及J0 (□)為第一類型的第零階貝索函數，因此，(8)可以被推演為：
R Z (12)=(S 1 P 1 +S 2 P 2 )[1-144(πf d T )2 ]　(9)
以下對於1=24的相同程序：
R Z (24)=(S 1 P 1 +S 2 P 2 )[1-576(πf d T )2 　(10)
根據公式(9)及(10)，可以取得以下：
使用公式(11)，雜訊功率可以評估為：
計算雜訊功率
Ry (0)為在所有次載波的自相關的平均，其係被以公式(2)計算，並可以明確地表示為：
在公式(3)中的Y m,n (1 n N )數學預期值為S 1 P 1 +S 2 P 2 +W
因此：
因此，S1 P1 、S2 P2 及W的值並不能決定。因此，RY (0)不能以S1 P1 +S2 P2 +W計算。
計算S1 P1 +S2 P2 +W的方式係提供用於RZ (l)的兩值，其中l的值係被選擇，使得的比例等於r2π，其中r為正整數。當此發生，則來自第一UE及第二UE的接收功率的總和可以準確地評估。當l的值係被選擇使得的比例並不等於r2π，則接收功率的總和係為S 1 P 1 + S 2 P 2 的評估，如於公式(6)所示。此評估可以顯著降低雜訊評估的準確度。
因此，為了提供用於虛擬MIMO系統的上鏈信號中之雜訊功率的實質準確評估，則l的值係被選擇，使得的比例等於r2π。例如，當l的值等於12，RZ (12)為交相關的平均乘以每12次載波的DMRS順序的自相關，則可以表示為：
值RZ (24)為交相關的平均乘以每24次載波的DMRS順序的自相關，其可以表示為：
可以了解的是，數學上，每第12個次載波(l=12)及每第24次載波(l=24)，則自第一UE及第二UE接收的功率的總和可以準確地評估，如上所討論。這使得雜訊功予以準確地使用公式(12)加以評估，藉以完成雜訊功率予以準確地評估具有兩不同使用者設備裝置的虛擬MIMO系統，其在相同空間-時間資源方塊中發射。
依據本發明之一實施例，揭示一種方法500，用以評估用於虛擬多輸入多輸出(MIMO)系統的上鏈信號的雜訊功率，如圖5的流程圖中所描繪。該方法包含取得(步驟510)一解調變參考信號(DMRS)接收在上鏈信號中的符號。DMRS接收符號可以位於在上鏈信號之第n次載波的第m個符號，其中m為正整數及n為1與N間之整數值，其中N為在上鏈信號中的次載波的總數。在虛擬MIMO系統中之用於第一UE的DMRS順序然後可以使用相關計算決定(步驟520)。
可以使用以決定在虛擬MIMO系統之第一UE的DMRS順序的一種共相關計算之類型為：
可以了解，其中為所有可能DMRS順序組。
方法500更包含計算(步驟530)在上鏈信號中之N個次載波的平均自相關值。在一實施例中，平均自相關值可以使用公式(13)加以決定。上鏈信號的第一交相關值Rz (l)可以被計算(步驟540)，使用用於第一UE的DMRS順序，用於l的第一值。上鏈信號的第二交相關值Rz (l)可以被計算(步驟550)，用於l的第二值，使用用於第一UE的DMRS順序。
在一實施例中，對於l=12及l=24，第一及第二交相關值可以分別使用公式15及16加以決定。l的第一及第二值可以被選擇以實質地最小化使用者間之干擾，其可以為第二UE所對雜訊功率位準的貢獻。例如，l的第一值可以被選擇為12及l的第二值可以被選擇為24。使得的比例等於r2π的l的其他值(其中r為正整數)也可以被使用以計算第一及第二交相關值。l的值可以被選擇，使得第一及第二交相關值為不同。公式(9)至(12)可以根據所選擇l的值加以適用。
方法500更包含使用自相關值及第一與第二交相關值決定(步驟560)，用於虛擬MIMO系統中之上鏈信號的雜訊功率位準。在一實施例中，公式(12)可以使用自相關值及第一與第二共相關值，用以計算用於在虛擬MIMO系統中之上鏈信號的雜訊功率位準。
在虛擬MIMO系統中之第一UE及第二UE的上鏈信號的信號功率可以使用第一及第二交相關值加以決定。例如，公式(11)可以使用以決定S1 P1 +S2 P2. 。在虛擬MIMO系統中之上鏈信號的雜訊功率位準W的實質準確評估可以然後被用以執行上鏈信號的通道評估，及等化來自第一及第二使用者設備裝置的上鏈信號。雜訊功率位準的評估及通道評估可以在虛擬MIMO系統中之基地台執行，以允許虛擬MIMO上鏈信號自第一UE及第二UE接收。
在另一實施例中，揭示一種用以評估虛擬MIMO系統之上鏈信號中之雜訊功率位準的系統。用以評估雜訊功率位準的系統600的方塊圖例示係顯示於圖6中。虛擬MIMO系統可以包含第一UE 605及第二UE 607，其傳送於相同空間-時間資源方塊中。上鏈信號可以在基地台610中接收。基地台可以為標準基地台，例如，加強節點b類型之基地台。或者，基地台可以為低功率基地台，例如，微細胞基地台、奈米細胞基地台、或微微細胞基地台。
系統600包含DMRS模組602，其被架構以自上鏈信號603取得DMRS接收符號並使用共相關計算，決定用於虛擬MIMO系統中的第一UE的DMRS順序。
系統600更包含自相關模組604，其係被架構以計算用於上鏈信號中之N個次載波的平均自相關值，其中N為上鏈信號中之次載波的總數量。在一實施例中，平均自相關值可以使用公式(13)加以決定。
系統600包含交相關模組606，架構以分別計算用於第一值的l及第二值的l的上鏈信號的第一及第二交相關值Rz (l)，使用用於第一UE的DMRS順序。第一及第二值的l係被選擇使得來自第一UE及第二UE的接收功率的總和可以準確地評估。在一實施例中，這可以藉由選擇l的值加以完成，使得的比率等於r2π，其中r為正整數。第一及第二值的l係被使用以計算第一與第二交相關值。l的值可以選擇以使得第一及第二交相關值不同。在一實施例中，公式15及16可以被使用以計算用於l=12及l=24的第一及第二交相關值。
系統600更包含架構以使用平均自相關值及第一與第二交相關值，決定雜訊功率位準610的雜訊功率位準模組608，用於在虛擬MIMO系統中之上鏈信號603。例如，公式(12)可以用以計算雜訊功率位準610。
在虛據MIMO系統中之上鏈信號603的雜訊功率位準W的實質準確評估然後可以用以執行用於上鏈信號的通道評估及等化來自第一及第二使用者設備裝置605、607的上鏈信號。在一實施例中，雜訊功率位準的評估及通道評估可以在虛擬MIMO系統中之基地台610執行，以允許來自第一UE及第二UE的虛擬MIMO上鏈信號在基地台被接收。或者，DMRS模組602、自相關模組604、交相關模組606及雜訊功率位準模組610可以位在基地台610外部並與之相通訊。
圖7顯示用於虛擬MIMO系統的上鏈信號的雜訊功率評估702圖，該系統包含第一使用者設備(UE)及第二UE。評估702係以l的值計算，其係加以選擇，使得的比率等於r2π。當此發生時，則來自第一UE及第二UE的接收功率的總和可以準確地評估，藉以完成雜訊功率的準確評估。第二評估704係被顯示，其使用正交分頻多工(OFDM)雜訊評估，其並未考量在虛擬MIMO系統中之兩使用者設備裝置的影響。可以看出，在虛擬MIMO系統的上鏈信號中之雜訊功率的評估702係較未考量虛擬MIMO系統的影響的評估704實質更接近實際雜訊功率706。
應了解的是，部份於此說明書中所述之函數單元已經被標示為模組，以更明確強調其實施法獨立性。例如，一模組可以實施為一包含客製VLSI電路或閘陣列、現有半導體，例如邏輯晶片、電晶體或其他分立元件的硬體電路。一模組也可以在可程式硬體裝置中實施，例如，場可程式閘極陣列，可程式矩陣邏輯、可程式邏輯裝置等。
模組也可以被各類型的處理器實施為軟體以供執行。一指明可執行碼的模組可以例如包含一或更多實體或邏輯方塊的電腦指令，其例如被組織為物件、程序或功能。再者，可執行之指明模組並不需要被實體位在一起，也可以包含儲存在不同位置的分開指令，其當邏輯結合在一起時，包含模組並完成該模組的目的。
確實，可執行碼的模組可以為單一指令，或很多指令，並甚至可以分佈於幾個不同碼片段上，在不同程式之間，及在幾個記憶體裝置上。同樣地，操作資料可以被指明並於此顯示於模組內，並可以內藏於任一適當形式並組織於任何適當類型的資料結構中。該操作資料可以一起收集為單一資料組，或可以分散於不同位置，包含不同儲存裝置中。該模組可以為被動或主動，包含代理，其可操作以執行想要功能。
各種技術，或其某些態樣或部份可以採用程式碼(即指令)的形式內藏在可見媒體中，例如軟碟、CD-ROM、硬碟、或任何其他機器可讀取儲存媒體中，其中，當程式碼被機器，例如電腦所載入並執行時，機器變成實行各種技術的設備。在程式碼執行於可程式電腦情況中，計算裝置可以包含處理器、可為該處理器所讀取的儲存媒體(包含揮發及非揮發記憶體及/或儲存元件)，至少一輸入裝置，及至少一輸出裝置。可以實施或利用於此所述之各種技術的一或更多程式可以使用應用程式設計介面(API)、可重用控制等等。此程式可以實施為高階程序或物件導向程式語言，以與電腦系統通訊。然而，如果想要的話，程式可以以組合或機器語言實施。在任何情況下，語言可為被編譯或解譯語言，及組合硬體實施法。
參考整個說明書“一實施例”或“實施例”表示有關該實施例有關之特定特性、結構或特徵係包含在本發明之至少一實施例中。因此，出現在整個說明書中之“在一實施例”或“在實施例”中的用語，並不必然表示所有均表示相同實施例。
如於此所用，多數項目、結構元件、組合元件及/或材料為方便起見可以出現在一般常見列舉中。然而，這些列舉應被理解為列舉中的每一構件係單獨或個別地被定義。因此，此列舉的單一構件不應被理解為任何單獨根據在一般族群中無相反表示之解釋的相同列舉中實際上相等的其他構件。另外，本發明之各種實施例及例子於此可以與其各種元件的替代一起。可以了解的是，此等實施法、例子及替代法並不理解為另一者的等效，而是被認為是本發明之分開及獨立代表。
再者，於此所述之特性、結構或特徵可以以任何適當方式在一或更多實施例加以組合。在以下說明中，各種特定細節係被提供，例如佈局、距離、網路例等，以提供對本發明實施例的完整了解。然而，為熟習於本技藝者所了解，本發明可以在一或更多特定細節中，以其他方法、元件、佈局等實施。在其他實例中，已知結構、材料或操作並未顯示或詳細描述，以避免模糊對本發明之態樣之說明。
雖然前述例子係為本發明之原理的顯示在一或更多特定應用中，但可以為熟習於本技藝者所了解，在形式、用法及實施細節的各種修改可以在不脫離本發明的實施，不脫離本發明的原理及概念。因此，其並不是用以限制本發明，除了以下之申請專利範圍所述者外。
102．．．發射側鏈
106．．．天線
110．．．接收側鏈
600．．．系統
602．．．DMRS模組
603．．．上鏈信號
604．．．自相關模組
605．．．使用者設備
606．．．交相關模組
607．．．使用者設備
608．．．雜訊功率位準模組
610．．．雜訊功率位準
圖1提供LTE訊框結構的例子顯示；
圖2提供由兩槽所構成的例示次框的方塊圖；
圖3顯示例示SC-FDMA發射器/接收器的方塊圖；
圖4提供自兩分開發射天線接收的例示次框的方塊圖；
圖5描繪依據本發明之一實施例，對於虛擬多輸入多輸出(MIMO)系統的上鏈信號的評估雜訊功率方法的流程圖；
圖6提供用於依據本發明實施例之虛擬多輸入多輸出(MIMO)系統的上鏈信號的評估雜訊功率的系統方塊例示圖；及
圖7顯示用於依據本發明實施例之虛擬MIMO系統的上鏈信號的雜訊功率評估對實際雜訊功率的圖表。
600．．．系統
602．．．DMRS模組
603．．．上鏈信號
604．．．自相關模組
605．．．使用者設備
606．．．交相關模組
607．．．使用者設備
608．．．雜訊功率位準模組
610．．．雜訊功率位準

Claims (22)

  1. 一種評估在虛擬多輸入多輸出(MIMO)系統的上鏈信號中的雜訊功率的方法，該系統包括第一使用者設備(UE)及第二UE，該方法包含：在上鏈信號中，取得解調變參考信號(DMRS)接收符號；使用共相關計算，決定用於在虛擬MIMO系統中之第一使用者設備(UE)的DMRS順序；計算用於在上鏈信號中之N個次載波的平均自相關值，其中N為在上鏈信號中之次載波的總數；使用用於該第一UE的該DMRS順序對於l 的第一值計算該上鏈信號的第一交相關值Rz (l )；使用用於該第一UE的該DMRS順序對於l 的第二值計算該上鏈信號的第二交相關值Rz (l )，其中l 的該第一及第二值係被選擇，使得兩UE的接收功率的總和可以準確地評估；及使用該平均自相關值及該第一及第二交相關值，決定在該虛擬MIMO系統中之該上鏈信號的該雜訊功率位準。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中取得該DMRS接收符號更包含在第n次載波上的第m符號取得該DMRS接收符號，其中m為正整數及n為介於1與N間之整數值。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，更包含選擇l 的第一值為12及選擇l 的第二值為24。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，更包含選擇l 的該第一值及l 的該第二值，使得的比率等於r2π，其中r為正整數及l 的該第一值不等於l 的第二值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中計算用於該N個次載波的該平均自相關值更包含使用下式計算平均自相關值RY (0) 其中Ym，n 係在第n次載波上的第m符號接收資料，及H為共軛轉置。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之方法，其中計算該第一交相關值更包含使用下式計算該交相關值乘以該DMRS順序的自相關： 其中Ym，n 為在第n次載波上的第m符號的接收資料，H為共軛轉置，及為第一UE的DMRS順序。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之方法，其中計算該第二交相關值更包含使用下式計算該交相關值乘以該DMRS順序的自相關：
  8. 如申請專利範圍第7項所述之方法，更包含使用下 式決定在該虛擬MIMO系統的該上鏈信號的雜訊功率W： 其中RY (0)為平均自相關值，Rz (12)為該第一交相關值，及Rz (24)為該第二交相關值。
  9. 一種用以評估虛擬多輸入多輸出(MIMO)系統之上鏈信號中之雜訊功率的方法，該系統包含第一使用者設備(UE)及第二UE，該方法包含：取得在上鏈信號中第n次載波上的第m符號的解調變參考信號(DMRS)接收符號，其中m為正整數及n為介於1及N間之整數值，及N為該上鏈信號中之次載波的總數；使用共相關計算，決定該虛擬MIMO系統中用於第一UE的DMRS順序；計算該N個次載波的平均自相關值；使用用於該第一UE的該DMRS順序，計算在該上鏈信號中每第12次載波的第一交相關值Rz (12)；使用用於該第一UE的該DMRS順序，計算在該上鏈信號中每第24次載波的第二交相關值Rz (24)；及使用該平均自相關值與該第一及第二交相關值，決定在該虛擬MIMO系統中的該上鏈信號的該雜訊功率。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之方法，更包含使用該第一及第二交相關值，決定在該虛擬MIMO系統中的該第一UE及該第二UE的該上鏈信號的信號功率。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之方法，其中計算用於該N個次載波的該平均自相關值更包含使用下式計算該平均自相關值RY (0)： 其中Ym，n 為在第n次載波上的該第m符號的接收資料及H為共軛轉置。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之方法，其中計算該第一交相關值更包含使用下式計算該交相關值乘以DMRS順序的自相關： 其中Ym，n 係為在第n次載波的第m符號的接收資料，H為共軛轉置，及為第一UE的DMRS順序。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之方法，其中計算該第二交相關值更包含使用下式計算該交相關值乘以該DMRS順序的自相關：
  14. 如申請專利範圍第13項所述之方法，更包含使用下式決定該上鏈信號的信號功率S1 P1 +S2 P2 ： 其中Si (i=1，2)為UEi (i=1，2)的平均功率，及 Pi (i=1，2)為在UEi 通道(i=1，2)的通道反應的平均功率，Rz (12)為該第一交相關值，及Rz (24)為該第二交相關值。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之方法，更包含使用下式，決定在該虛擬MIMO系統中之該上鏈信號的雜訊功率W：W =R Y (0)-(S 1 P 1 +S 2 P 2 )。
  16. 如申請專利範圍第13項所述之方法，更包含使用下式，決定在該虛擬MIMO系統中之該上鏈信號的雜訊功率W： 其中RY (0)為平均自相關值，Rz (12)為該第一交相關值，及Rz (24)為該第二交相關值。
  17. 一種用於虛擬MIMO系統中評估上鏈信號中的雜訊功率位準的系統，該MIMO系統包含第一使用者設備(UE)及第二UE，該系統包含：一解調參考信號(DMRS)模組，架構以自該上鏈信號取得DMRS接收符號，及使用一共相關計算，決定在該虛擬MIMO系統中的第一UE的DMRS順序；一自相關模組，架構以計算在該上鏈信號中的N個次載波的平均自相關值，其中N為在該上鏈信號中的次載波的總數；一交相關模組，架構以使用該第一UE的該DMRS順序對於l 的第一值及l 的第二值分別計算上鏈信號的第一及 第二交相關值Rz (l )，其中l 的該第一及第二值係被選擇，使得自該第一UE及該第二UE的接收功率的總和可以準確地評值；及一雜訊功率位準模組，架構以使用該平均自相關值及該第一及第二交相關值，決定在該虛擬MIMO系統中的該上鏈信號的該雜訊功率位準。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之系統，其中該自相關模組係進一步架構以使用下式計算該平均自相關值RY (0)： 其中Ym，n 係在該第n次載波上的該第m符號接收資料，及H為共軛轉置。
  19. 如申請專利範圍第17項所述之系統，其中該交相關模組係進一步架構以選擇l 的第一值及l 的第二值，使得的比率等於r2π，其中r為正整數，及l 的第一值並不等於l 的第二值。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之系統，其中該交相關模組更架構以計算使用下式對每第12個次載波按照交相關乘以該DMRS順序的自相關，來對於l =12計算該第一交相關值： 其中Ym，n 為在第n次載波上的第m符號接收資料， H為共軛轉置，及為第一UE的DMRS順序。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之系統，其中該交相關模組更架構以使用下式，按照交相關乘以該DMRS順序的該自相關，對於l =24計算該第二交相關值：
  22. 如申請專利範圍第21項所述之系統，其中該雜訊功率位準模組更架構以使用下式決定在該虛擬MIMO系統中的該上鏈信號的雜訊功率W： 其中RY (0)為平均自相關值，RZ (12)為第一交相關值，及RZ (24)為第二交相關值。
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