CN101785225B

CN101785225B - Ofdm中的信道估计的方法和设备

Info

Publication number: CN101785225B
Application number: CN2008801036728A
Authority: CN
Inventors: 萨塔·萨塔南塔恩; 凯文·林; 坦·布伊; 多布里卡·瓦西克
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: Lenovo Innovations Co ltd Hong Kong
Priority date: 2007-08-17
Filing date: 2008-08-14
Publication date: 2013-08-07
Anticipated expiration: 2028-08-14
Also published as: EP2168279B1; US8406355B2; JP5152325B2; CN101785225A; US20100290570A1; WO2009025376A1; JP2010537455A; EP2168279A1; EP2168279A4

Abstract

本发明涉及可以在无线通信系统中使用的方法以及适于使用这样的方法的系统。在优选实施方式中，这些方法在利用正交频分复用(OFDM)的无线通信系统中的信道估计中是有用的。该系统设有优化信道估计的控制块。

Description

OFDM中的信道估计的方法和设备

技术领域

本发明涉及可以在无线通信系统中使用的方法以及适于使用这样的方法的系统。在优选实施方式中，这些方法在利用正交频分复用(OFDM)的无线通信系统中的信道估计中是有用的。

背景技术

利用与由第三代合作伙伴计划(3GPP)使用的技术一致的技术来描述本发明的优选实施例将是便利的。然而，不应当认为本发明被限于在遵循3GPP标准的网络中使用。

本申请不承认这里所讨论的在先技术形成本发明优先权日的技术领域中的公知常识的一部分。

贯穿本发明说明书，将使用以下缩略语和首字母缩写。

RS	参考信号
		CE	信道估计
RE	资源元素
		CIR	信道脉冲响应
VCIR	虚拟CIR
		CFR	信道频率响应
VCFR	虚拟CFR
		TF	时频
CP	循环前缀
		ABS	绝对值
FH	RS跳频
		UE	用户设备
LTE	3GPP网络的长期演进

在OFDM系统中，导频符号或RS被插入发送信号中的时频(TF)网格中，使得UE可以估计携带数据的所有RE的信道。为了使得与RS有关的开销小，如以下图1中所示，在时间和频率上隔开RS RE。

在图1中：

在时间方向上的一个时隙中，存在7个OFDM符号，

在频率方向上存在17个子载波，

时隙中的第1个和第5个OFDM符号携带RS，

对角阴影和横向阴影的RE包含RS，

频域中的RS间隔是6。

存在用于完成对其余RE的CE的各种方式。在典型的方法中，可以用以下步骤：

UE首先获取发送RS的OFDM符号中每个子载波的CE，例如，在该示例中为时隙中第1个和第5个OFDM符号；(参见以下块M1至M6)。

然后，UE利用时间内插来获取时隙中不发送RS的各个OFDM符号的CE，例如，在该示例中为时隙中的第2个、第3个、第4个、第6个和第7个OFDM符号(参见以下块7)。

在图2中示出UE中用于执行CE的基本系统。现在，将简要描述其操作：

在该讨论中，用Nrs表示一个OFDM符号中RS RE的数目。

块M1-利用Nrs个RS RE来生成暂时性估计的向量，该向量的长度Nls＝Nrs。

块M2-利用来自块M1的向量作为输入来生成大小为N的VCFR向量，N是比Nls大的最小的2的幂。最简单的方式是在输入向量的末尾增加(N-Nls)个0。

块M3-执行N点IFFT。

块M4-执行时域信号的去噪，即，将具有的大小比预设的去噪阈值小的所有样本调零(zeroing)。

块M5-执行N点FFT。

块M6-在RS RE之间执行频率内插来获取OFDM符号中的所有子载波(6Nrs)的CE。

块M7-执行时间内插来获取时隙中未携带RS的所有OFDM符号的CE。

然而，利用这样的系统，有可能不能在主要由多普勒、延迟扩展和噪声电平限定的不同信道条件下获得准确的CE。

发明内容

在本发明的第一个方面中，提供一种控制被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的内插处理的方法，所述方法包括：

将所述信号的信号质量参数与阈值相比较；以及

在所述信号质量参数小于所述阈值的情况中，使用线性内插；

在所述信号质量参数不小于所述阈值的情况中，

基于所述信号的至少一部分的接收功率来生成至少一个参数；

将每个参数与各自的阈值相比较，并且基于所述比较，确定以下内容中的至少一者：

所要使用的内插或外插的类型；和

在所述内插或外插中使用的一个或多个参数。

优选地，内插的类型可以是线性的或LMMSE。

内插或外插的类型可以被确定为LMMSE，该方法包括基于至少一个参数与其各自的阈值的比较来确定一个或多个LMMSE矩阵。

在基于所述信号的至少一部分的接收功率来生成至少一个参数的步骤可以包括：基于接收功率确定的参数是针对比所述信号的有效延迟扩展大的时段来确定的。

分别的参数可以是针对不同的延迟扩展来确定的；并且每个参数可以与不同的阈值相比较。

优选地，所述信号质量参数是信噪比。

在本发明的第二个方面中，提供了一种控制被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的内插处理的方法，所述方法包括：

将所述信号的信号质量参数与阈值相比较；以及

在所述信号质量参数不小于所述阈值的情况中，

估计影响所述信号的至少一部分的多普勒偏移；

将多普勒估计与至少两个阈值相比较，并且基于所述比较，确定以下内容中的至少一者：

所要使用的内插或外插的类型；和

所述内插或外插中使用的一个或多个参数。

在所述多普勒估计小于第一阈值的情况中，该方法可以包括使用线性内插或外插。

在多普勒估计不小于所述第一阈值的情况中，该方法可以使用LMMSE内插或外插。

在多普勒估计小于第二阈值的情况中，该方法包括使用一组相应的参数来执行LMMSE。

在多普勒估计小于第三阈值的情况中，该方法可以包括利用第二组相应的参数来执行LMMSE。

在本发明的第三个方面中，提供了一种用于控制被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的内插处理的方法，所述方法包括：

接收包括第一数目的参考信号的信号；

基于所述第一数目的参考信号来生成第二数目的暂时性信道估计，其中，所述信道估计的第二数目大于所接收到的参考信号的第一数目。

该方法可以包括：针对所接收到的参考信号来生成信道估计并且通过在两个或多个相邻的参考信号之间进行内插来估计所接收到的参考信号之间的一个或多个信号点的暂时性信道估计。

优选地，所述内插是从线性内插或LMMSE内插中选择的。

所述内插可以是在时间或频率维度上在相邻的参考信号对之间执行的。

优选地，所述多个暂时性信道估计中的一个或多个估计以及用于生成的内插的类型是基于信号参数或条件来确定的。

优选地，有关信号位置的内插值是基于所述信号位置的任一侧的多个信号位置的信道估计的。

有关信号位置的内插值可以是基于所述信号位置的任一侧的多个信号的的信道估计的加权值的。

在一种实施方式中，内插的类型和/或所述内插中所使用的参数是使用根据本发明的第一个和第二个方面中的任一者的方法来确定的。

在本发明的第四个方面中，提供了一种被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的方法，所述方法包括：

创建与多个信号位置的信道估计相对应的第一向量；

通过以下步骤来创建增加的多个信号位置的信道估计的第二向量：

基于从所述第一向量的一端开始的多个信道估计通过内插来确定从所述第一向量起跟随之后的X个另外的信号位置的值，

基于从所述第一向量的另一端开始的多个信道估计来确定与所述X个另外的信号位置隔开的Y个另外的信号位置的值。

该方法还包括：在所述X个另外的信号位置与所述Y个另外的信号位置之间进行内插来填充(populate)在它们之间的向量中的信号位置中的至少某些信号位置。

优选地，所述外插是从线性外插或LMMSE外插中选出的。

在所述X个另外的信号位置与所述Y个另外的信号位置之间的未通过内插填充的信号位置可以被用0填充。

所述内插或外插中任一者的参数可以是基于信号参数或条件来确定的。

优选地，所述第二向量具有长度等于比所述第一向量的长度大的最近的2的幂。

在本发明的第五个方面中，提供了一种被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的方法，所述方法包括：

接收时域信号，所述时域信号包括代表所述信号的多个信号位置的信道估计的2ⁿ个时域样本；

使用以下方法中的一种或多种来对时域信号去噪：

用预定值替换在阈值以下的所有样本；

对所述信号应用一个或多个窗口，并且用预定值来替换在所述窗口之外的所有样本；

对所述信号应用一个或多个窗口并根据第二去噪算法来处理在所述窗口之外的样本。

所述一个或多个窗口的参数可以基于以下任一者来确定：所述信号的延迟扩展；或在所述时域信号中检测到的一个或多个峰值的位置。

优选地，时域信号中的峰值的位置是通过以下方式检测的：对所述时域信号进行上采样；并且应用滤波器来增强可疑的峰值。优选地，所述预定值为0。

所述阈值可以被自适应地设置。

所选择的去噪方法或所选择的去噪方法的参数可以是基于信号参数或条件来确定的。

在本发明的第六个方面中，提供了一种被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的方法，所述方法包括：

接收表示有关不连续的多个信号位置的CE数据的信号；

在CE数据之间进行内插来获得有关至少一个另外的频率子载波的信号位置的CE数据。

优选地，所述内插是从线性的或LMMSE中选出的。

内插的类型和/或所述内插中所使用的参数是使用根据本发明第一方面的方法来确定的。

后处理还可以包括基于至少两个已知的信号位置的CE进行外插来确定频带边缘的信号位置的CE。

外插的类型和/或外插中所使用的参数是使用根据本发明第一个方面的方法来确定的。

所选择的方法的至少一个参数可以是基于信号参数或条件来确定的。

在本发明的第七个方面中，提供了一种被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的方法，所述方法包括：获取第一时间位置所有子载波的CE；获取第二时间位置所有子载波的CE；以及在所获得的频率子载波的CE值之间进行外插来获得中间信号位置的CE值。

优选地，所述内插是线性内插或LMMSE内插中的任一者。

该方法还包括基于至少一个信号参数或条件来在线性内插或LMMSE内插之间选择。

优选地，内插的类型和/或所述内插中所使用的参数是使用根据本发明第二方面的方法来确定的。

基于以下信号参数或条件可以控制这些方法，这些信号参数或条件可以包括：信号延迟扩展；信号多普勒频率；信噪比；CP长度。

在本发明的第八个方面中，提供了一种用于在被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的系统中使用的信道估计方法，所述方法包括：

生成有关多个信号位置的第一数目的暂时性信道估计的初始集合；

生成包括Nls个信道估计的信道估计向量，其中，Nls大于暂时性信道估计的第一数目；

将所述向量变换成时域信号；

对所述时域信号去噪；

处理去噪后的信号来生成表示与所述第一数目的暂时性信道估计不相等的多个CE值的频域信号；

在所述CE值中的至少某些CE值之间进行内插来确定多个信号位置的CE值。

优选地，生成第一数目的暂时性信道估计的初始集合的步骤是使用根据本发明的第三个方面的实施例来执行的。

优选地，生成信道估计向量的步骤是使用根据本发明的第四个方面的实施例来执行的。

优选地，对所述时域信号去噪的步骤是使用根据本发明第五个方面的实施例来执行的。

优选地，处理去噪后的信号来生成频域信号的步骤是使用根据本发明的第六个方面的实施例来执行的。

优选地，在所述CE值的至少某些CE值之间进行内插的步骤是使用根据本发明的第七个方面的实施例来执行的。

优选地，所述信号是OFDM信号。

在本发明的第九个方面中，提供了一种用于在电信网络的移动终端中使用的系统，所述系统包括至少一个被配置为执行根据本发明的各个方面中的任一个方面的实施例的方法的处理块。

优选地，该系统包括被配置为执行根据本发明的各个方面中的任一个方面的实施例的方法的多个处理块。

该系统还可以包括控制装置，所述控制装置被配置为基于信号参数或发送条件来控制所述处理块中的至少一个。

所述控制装置用于基于以下内容中的一个或多个来控制所述处理块中的至少一个处理块：信号延迟扩展；信号多普勒频率；信噪比；CP长度。

该控制装置适于根据表格1来控制所述一个或多个处理块：

优选地，所接收到的信号是OFDM信号。

附图说明

现在，参考附图，仅通过非限制性示例来描述本发明的说明性实施例，在附图中：

图1示出图示出OFDM系统中两个时隙上的RS RE布置的时频(TF)网格；

图2是图示出无线通信系统中运行的装置中的传统信道估计系统的示意性框图；

图3是图示出根据本发明的一个实施例运行的用于无线通信系统中运行的装置中的信道估计系统的系统的示意性框图；

图4图示出本发明的一个实施例中在确定VCFR的同时所执行的内插的方法；

图5图示出本发明的一个实施例中的信道的示例性VCIR；

图6图示出本发明的系统中所使用的频率内插的第一示例；以及

图7图示出本发明的一个实施例中在时间方向上完成CE的示例性方法。

具体实施方式

图3是图示出根据本发明的一个实施例运行的用于无线通信系统中运行的装置中的信道估计系统的系统的示意性框图。

图3的系统与图2的系统之间的一个不同点在于利用块M9，块M9执行控制块M1、M2、M4、M5……M8的操作来优化不同的信道条件下的CE性能的功能。在阅读了以下说明之后，其它不同点也将变得显而易见。

现在，将参考示例性情况来说明该系统中各个块的功能。考虑具有通常的CP的10MHz OFDM系统。在图1的上下文中，在频率方向上将存在600个子载波并且在一个OFDM系统中将存在Nrs＝100个RS RE。

块M1

根据由块M9所设置的参数，生成Nls＝Nrs＝100或Nls＝2Nrs＝200个暂时性估计的向量。

如果Nls＝100，则如在传统的方法中一样生成100个暂时性估计。

如果Nls＝200，图1图示出(除了以上100个以外)另外的100个暂时性估计是如何生成的。在该示图中，带阴影点的RE是另外的“暂时性估计”并且在本发明的一定的实施例中通过时间方向上的内插(例如，R5＝f_t(R1和R4)和R8＝f_t(R3和R7))或频率方向上的内插(例如，R5＝f_t(R2和R3)和R8＝f_t(R4和R6))来生成。函数f_t和f_f可以是简单线性内插或LMMSE内插。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·在之前/之后的OFDM符号中没有可用的RS；或

信道具有高多普勒或大的延迟扩展时，

应当使用Nls＝100。

·否则，应当使用Nls＝200。

·在低多普勒时应当使用f_t，并且在高多普勒和小的延迟扩展时应当使用f_f。

·在低多普勒和低SNR的情况中，可以利用来自多于一个的之前的OFDM的RS(例如，使用加权平均)来获取当前OFDM符号的暂时性估计，以提高CE性能。

在可替换实施例中，M1可以以由块M8或块M10任一者的输出所指示的方式利用LMMSE或线性内插来进行操作。

块M2

该块根据Nls＝100还是Nls＝200分别生成N＝128或N＝256的向量。图4图示出针对N＝128如何执行的示例。

T1、T2……T100是输入样本，即，暂时性估计。

E101和E102是利用T99和T100外插出的样本。

E127和E128是利用T1和T2外插出的样本。

用来获得E101、E102、E127和E128的外插可以是线性或LMMSE。

E103至E126是通过E102和E127之间的线性内插生成的。其中，仅保持2L个样本，其余的被设置为0。L是由控制块M9设置的参数。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·在低延迟扩展时应当使用线性外插

·在高延迟扩展时应当使用LMMSE外插

·在低SNR时，L应当被设置为0。

块M4

M4执行VCIR的去噪。在图5中示出示例性VCIR。在该示图中，N＝128(时域)，并且存在在位置1、30和54的3条路径，其中，第2条和第3条路径比第1条路径低10dB。

块M4可以被配置为执行三种类型的去噪，优选地，其适于基于来自块M9的控制输入来选择性地执行以下去噪的组合中的一个或多个。

类型1：M4中能够执行的第一种去噪是将VCIR中的所有样本都设置为所选电平，例如，0，所选电平具有的大小在阈值T以下。可以选择T来使得3个峰值和较少的周围样本被保持。在本示例中，T应当是约0.03，尽管可以选择其它阈值。优选地，阈值T能够基于SNR被动态设置。

类型2：M4中能够执行的第二种去噪是将VCIR中在窗口(W)之外的所有样本都调零，而不论它们的大小如何。在以上示图中，可以使得窗口覆盖(cover)从1到60以及从120到128的样本。窗口的长度可以基于OFDM信号的CP长度来选择。窗口内的样本可以经历进一步的例如利用以上类型1的去噪处理。

类型3：M4中能够执行的第三种去噪是掩蔽(mask)VCIR的一定区域，使得当在被掩蔽的窗口之外执行根据类型1的去噪处理时，掩蔽窗口(mask window)内的样本被保留，而不论这些样本的电平如何。

掩蔽窗口通常是中心位于可检测路径的位置处的小窗口。为了检测路径特别是非样本空间路径的位置，通过在两个连续的样本之间插入2个或5个0并且之后用正弦滤波器或简单的FIR滤波器进行滤波来对Y＝ABS(VCIR)进行上采样。这可以增强与路径(特别是非样本空间路径)对应的位置处的峰值，因此其位置可以更容易地被检测到。

VCIR中不与路径对应的样本可被用来估计宽带噪声方差。

在优选实施方式中，系统适于执行上述去噪算法的以下组合：

·仅类型1；

·类型2和类型1

·类型3和类型1；或

·类型2和类型3和类型1。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

可以以不同的组合来使用去噪类型1、2和3：

T对于高/低SNR应分别为小/大；

窗口(W)对于小/大延迟扩展应当分别为小/大；

N应当为大以更好地消除扇区间干扰。

块M8

块M8执行对要在M6中所执行的频率内插/外插中使用的LMMSE矩阵的选择。在特殊情况中，也可以选择应当使用线性内插。

M8接收被块M4去噪后的VCIR样本的功率作为其输入。其还接收以下数据：

SNR估计：T个无线帧的当前时段的SNR估计

T：延迟分布计算的平均时段

K：用于平均的实例数

SNR阈值：用于确定是否需要延迟估计

M：定时误差范围(timing error margin)

L：延迟扩展覆盖-有效地覆盖CP长度和2M

P：用于识别第一路径的位置的功率阈值

Q：用于调零低电平样本的功率阈值，Q≥P

P0、P1、P2、P3：用于LMMSE矩阵选择的阈值

LMSE1、LMSE2、LMSE3、LMSE4：LMMSE矩阵

W0、W1、W2、W3、W4：用于LMMSE矩阵选择的窗口

如上所述，每T个无线帧M8对块M6的输出是对LMMSE矩阵的选择(特殊情况为内插)。块M6在接下来的T个无线帧的时段中利用该矩阵来执行频率方向上的内插/外插。

M8利用以下方法选择是否使用线性内插/外插或使用哪个LMMSE矩阵，例如LMSE1、LMSE2、LMSE3、LMSE4：

步骤1

如果SNR估计＜SNR阈值，则将使用线性内插。否则，使用以下步骤：

步骤2

如下利用K个实例来获取时段T上的去噪后的VCIR的平均功率：

初始化：当k＝0时，即时段T中的第一实例。

定时偏移校正：在任何随后的实例k＜K中，如果相比于实例k-1存在有效的非零定时偏移O，则需要如下从

去除：

如果k实例的定时晚于k-1实例的定时，则

并且

如果k实例的定时早于k-1实例的定时，则

有效的非零定时偏移O被定义如下：用OO表示在DEM模块中的FFT输入处的许多样本中测量到的原始定时偏移，而O是小于OO×N_T/N的最大整数，其中，N是IFFT大小(即，M2输出的大小)并且N_T是暂时性估计的数目(即，M2输入的大小)。注意N_T＜N。

累加：

构造

令

{\hat{h}}_{\max} = \max {{\hat{h}}_{0}, {\hat{h}}_{1}, . . ., {\hat{h}}_{L - 1}}

将比

小超过Q dB的

元素设置为0

步骤3：

用n_first表示满足

的最小下标。

将间隔[n_first，L-1]划分成N_W个窗口(对于正常的或扩展的CP通常为4或5个窗口)，使得它们覆盖W0、W1、W2……秒的有效延迟扩展。

对于每个窗口，计算窗口内

的加和来生成{S₀，S₁，...，S_W}。然后，如下选择LMMSE矩阵：

如果

\frac{S_{0}}{Σ_{k = 0}^{N_{W} - 1} S_{k}} > P 0,

则选择线性内插

如果

\frac{S_{0} + S_{1}}{Σ_{k = 0}^{N_{W} - 1} S_{k}} > P 1,

则选择LMSE1

如果

\frac{S_{0} + S_{1} + S_{2}}{Σ_{k = 0}^{N_{W} - 1} S_{k}} > P 2,

则选择LMSE2

如果

\frac{S_{0} + S_{1} + S_{2} + S_{3}}{Σ_{k = 0}^{N_{W} - 1} S_{k}} > P 3,

则选择LMSE3

否则，选择LMSE4。

相同的输出可以被用来选择用于由M1执行的暂时性CE生成的LMMSE矩阵。

块M5

M5是大小为N的FFT块。

块M6

块M6对从FFT阶段的频域输出执行内插以得到各个子载波的CE。由M8的输出来确定是利用线性还是LMMSE内插/外插。在使用LMMSE的情况中，由M8的输出来确定矩阵。图6概略地图示出M6中所执行的内插/外插。

块M7

块M7负责控制执行时间方向上的CE内插。内插可以是线性的或LMMSE的。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·在高多普勒的情况中使用LMMSE内插

·在低多普勒的情况中使用线性内插

图7概略地图示出该机制。

块M9

该块提供对其它块的总体控制和协调来针对不同的信道条件和上述约束(例如，之前/之后的OFDM符号中RS的可用性)优化CE性能。以下是假定之前/之后的OFDM符号中RS可用时一组控制参数的概要示例。

LMMSE滤波器的系数可以针对高多普勒或大延迟扩展被优化。

块M10

块M10针对由块M7执行的时间内插/外插来执行LMMSE矩阵的选择。

块M10采用以下内容作为其输入：

RS RE的LS估计或去噪后的估计；

SNR估计：针对当前的T个无线帧的时段的SNR估计

T：多普勒估计的平均时段

K：用于平均的实例数

SNR阈值：用来确定是否需要多普勒估计

f0、f1、f2：用于LMMSE矩阵选择的阈值

LMSE1、LMSE2、LMSE3-LMMSE矩阵

作为输出，其每T个无线帧向M7提供对LMMSE矩阵的选择(特殊情况为线性内插)，由M7在接下来的T个无线帧的时段中使用。

为了选择传递给块M7的LMMSE矩阵，块10执行以下处理：

步骤1：

如果SNR估计＜SNR阈值，则将使用线性内插。

否则，采取以下步骤：

步骤2：

如下使用K个实例来获取时段T上的多普勒估计的平均：

如果多普勒估计＜f0，则选择对于每个低速度更好地优化的线性内插。

如果多普勒估计＜f1，则选择对于低速至中速优化的LMSE1。

如果多普勒估计＜f2，则选择对于高速优化的LMSE2。

否则，选择对于非常高的速度优化的LMSE3。

在可替换环境中，以上算法也可以用来为M1中的暂时性估计生成选择LMMSE矩阵。

本发明的各个方面的优选实施方式可以赋予该系统以下优势：

对于CE，在频率方向上利用LMMSE内插提供相比于传统的线性内插方法的显著性能增益。例如，在30dB SNR的TU6信道中，增益约为5dB并且复杂度增加是便于管理的。

使用简单的线性/LMMSE外插来获得VCFR的边缘处的额外样本使得接收机能够实现高SNR条件下的峰值吞吐量。复杂度的增加是可忽略的。

在生成VCFR中使用简单的线性内插来取代复杂的现有方法提供相当的甚至更好的性能。

通过在实际的RS分隔中考虑DC子载波，可以实现CE中轻微的改进。

在大的延迟扩展信道条件下，利用简单的LMMSE外插来改进频带边缘子载波的CE。

在高多普勒信道条件下，利用简单的LMMSE内插来改进OFDM符号中未携带RS的子载波的CE。

利用正弦/FIR内插来改进非样本空间路径的大小能够降低该路径在去噪期间被去除的可能性。

在VCIR中使用CP加窗提高CE性能。

使用自适应去噪阈值优化不同条件下的CE性能。

针对宽带噪声方差估计使用VCIR能够提高估计的精度。

针对多普勒估计使用去噪CE提高估计的精度。

在高多普勒(和大延迟扩展)时使用减小的RS分隔和FFT内插能够提高CE性能。

使用控制器来控制不同方法的使用来优化各种信道条件下的CE性能。

在低多普勒、无FH和低SNR的情况中，来自当前和多于一个的之前的OFDM的RS可以被使用(加权平均)来获得当前OFDM符号的暂时性估计来提高CE性能。

在低多普勒、有FH和低SNR的情况中，来自当前和多于一个的之前的OFDM的VCIR(去噪前)可以被使用(加权平均)来获得当前OFDM符号的VCIR来提高CE性能。

将理解，该说明书中所公开和限定的发明延及文字或附图中提到或显而易见的各个特征中的两个或更多特征的所有可替换组合。所有这些不同组合构成本发明的各个可替换方面。

Claims

1.一种控制被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的内插处理的方法，所述方法包括：

将所述信号的信号质量参数与阈值相比较；以及

在所述信号质量参数不小于所述阈值的情况中，

将每个参数与各自的阈值相比较，并且基于所述比较，确定以下至少一者：

所要使用的内插或外插的类型；和

在所述内插或外插中使用的一个或多个参数。

2.如权利要求1中所述的方法，其中，内插的类型可以是线性的或LMMSE。

3.如权利要求1所述的方法，其中，当内插或外插的类型被确定为LMMSE时，所述方法包括基于至少一个参数与其各自的阈值的比较来确定一个或多个LMMSE矩阵。

4.如权利要求1所述的方法，在基于所述信号的至少一部分的接收功率来生成至少一个参数的步骤中，包括：

基于接收功率确定的参数是针对比所述信号的有效延迟扩展大的时段来确定的。

5.如权利要求4所述的方法，其中，针对不同的延迟扩展确定分别的参数；并且

其中，每个参数被与不同的阈值相比较。

6.如权利要求1所述的方法，其中，所述信号质量参数是信噪比。

7.一种控制被配置为接收包括能够用时间位置和子载波频率来限定的多个信号位置的信号的无线通信系统的装置中的内插处理的方法，所述方法包括：

将所述信号的信号质量参数与阈值相比较；以及

在所述信号质量参数不小于所述阈值的情况中，

估计影响所述信号的至少一部分的多普勒偏移；

将多普勒估计与至少两个阈值相比较，并且基于所述比较，确定如下内容：

所要使用的内插或外插的类型中的至少一个；和

所述内插或外插中使用的一个或多个参数。

8.如权利要求7所述的方法，其中，在所述多普勒估计小于第一阈值的情况中，使用线性内插或外插。

9.如权利要求8所述的方法，在所述多普勒估计不小于所述第一阈值的情况中，使用LMMSE内插或外插。

10.如权利要求9所述的方法，在所述多普勒估计小于第二阈值的情况中，使用一组相应的参数来执行LMMSE。

11.如权利要求10所述的方法，在所述多普勒估计小于第三阈值的情况中，利用第二组相应的参数来执行LMMSE。