JP2010232898A

JP2010232898A - 無線通信装置及び無線通信方法

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Publication number: JP2010232898A
Application number: JP2009077536A
Authority: JP
Inventors: Hirotaka Sato; 裕高佐藤
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2009-03-26
Filing date: 2009-03-26
Publication date: 2010-10-14

Abstract

【課題】チャネル変動の度合によって、チャネル補間方式を変更することが可能な、無線通信装置及び無線通信方法を提供する。
【解決手段】本発明に係る無線通信装置は、時間領域及び周波数領域に散在したパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行い、当該チャネル推定値を用いて時間領域及び周波数領域に対するチャネル補間を行う無線通信装置であって、受信信号から推定した時間領域及び周波数領域のチャネル変動度合に関するチャネル統計情報に基づき、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択する。
【選択図】図１

Description

この発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関し、特に、時間領域及び周波数領域に散在したパイロットシンボルを用いてチャネル補間を行う無線通信装置及び無線通信方法に関する。

無線通信において通信されるデータは、一般的には、時間方向及び周波数方向の特徴量が変化するチャネルを介して伝送される。すなわち、チャネルの振幅及び位相が、あるシンボルから次のシンボル、そして、ある周波数から次の周波数に変化する。変化するチャネルを推定する一般的な方法は、送信されるシーケンスに既知のシンボル（いわゆるパイロットシンボル）を挿入する方法である。例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に基づくシステムにおいては、チャネル推定の補助のため、いくつかの異なるキャリアに散在するパイロットシンボルが送信される。図６は、ＯＦＤＭシステムにおけるパイロットシンボル配置の一例を示す図である。

図７は、従来の無線通信装置の概略構成を示す図である（特許文献１参照）。無線通信装置２では、ＲＦフロントエンド２１０から出力されるベースバンド受信信号は、ＦＦＴ部２２０によりＯＦＤＭ復調され、その出力はパイロット信号抽出部２６０及び分割回路２８０に入力される。また、ＲＦフロントエンド２１０から出力されるベースバンド受信信号は、ＳＮＲ推定部２３０、ドップラースプレッド推定部２４０、及び遅延スプレッド推定部２５０へ入力され、各機能部において、それぞれ、受信ＳＮＲ、ドップラースプレッド、及び遅延スプレッドが推定される。パイロット信号抽出部２６０では、パイロット信号を入力信号から抽出して時間補間フィルタ２７０に出力する。時間補間フィルタ２７０は、ＳＮＲ推定部２３０から入力されたＳＮＲ及びドップラースプレッド推定部２４０から入力されたドップラースプレッドに基づいて、所定の複数の時間補間フィルタ（ウィーナーフィルタ）係数から時間補間フィルタ係数を選択し、その係数を用いて入力パイロット信号に対して時間補間フィルタリングを行い、その出力を周波数補間フィルタ２９０に入力する。周波数補間フィルタ２９０は、ＳＮＲ推定部２３０から入力されたＳＮＲ及び遅延スプレッド推定部２５０から入力された遅延スプレッドに基づいて、所定の複数の周波数補間フィルタ（ウィーナーフィルタ）係数から周波数補間フィルタ係数を選択し、その係数を用いて周波数補間フィルタリングを行い、チャネル補間値を分割回路２８０に出力する。なお、補間の順番は、周波数補間が先で時間補間が後の順番でも良い。分割回路２８０は、周波数補間フィルタ２９０より出力されたチャネル補間値によって等化を行うことで、ＦＦＴ部２２０からの出力信号に含まれる伝搬路歪みを取り除き、次いで、誤り訂正等の処理を行う追加処理部３００に等化後の信号を出力する。

特表２００７−５１１９４２号公報

しかしながら、特許文献１に記載の無線通信装置では、周波数領域のチャネル変動の強さと時間領域のチャネル変動の強さに依らず、ウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を行っている。ウィーナーフィルタ係数はフィルタ入力サンプル数が多くなるほどウィーナーフィルタ係数を得るための演算量が増大するため、特許文献１に記載の無線通信装置は、あらかじめ想定した範囲の受信ＳＮＲ、ドップラー周波数、及び遅延スプレッドに対して複数のウィーナーフィルタ係数を算出しておき、それらをメモリに保持している。そして、特許文献１に記載の無線通信装置は、推定した受信ＳＮＲ、ドップラー周波数、及び遅延スプレッドに応じて適切なウィーナーフィルタ係数をメモリから選択することによって、ウィーナーフィルタ係数演算を回避することができる。しかし、広い範囲の受信ＳＮＲ、ドップラー周波数、遅延スプレッドに対して最適な補間を行うためには、多くのフィルタ係数の保持が必要になるため、メモリへの負担も大きくなる。この問題に対して、特許文献１に記載の無線通信装置は、メモリ量を削減するために非対称フィルタ構成を考案しているが、広い範囲の受信ＳＮＲ、ドップラー周波数、遅延スプレッドにおけるチャネル補間に対応しようとすると、依然としてある程度のメモリが要求されるという問題がある。

したがって、かかる点に鑑みてなされた本発明の目的は、チャネル変動の度合によって、チャネル補間方式を変更することが可能な、無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

上述した諸課題を解決すべく、請求項１に係る無線通信装置は、
時間領域及び周波数領域に散在したパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行い、当該チャネル推定値を用いて時間領域及び周波数領域に対するチャネル補間を行う無線通信装置であって、
受信信号から推定した時間領域及び周波数領域のチャネル変動度合に関するチャネル統計情報に基づき、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択する、ことを特徴とする。

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の無線通信装置において、
前記チャネル統計情報と通信制御情報とに基づいて、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式を選択する、ものである。

また、請求項３に係る発明は、請求項１又は２に記載の無線通信装置において、
前記チャネル統計情報は最大ドップラー周波数及び遅延スプレッドであり、
前記最大ドップラー周波数が小さいほど、時間領域に対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択し、
前記遅延スプレッドが小さいほど、周波数領域に対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択する、ものである。

また、請求項４に係る発明は、請求項２又は３に記載の無線通信装置において、
前記通信制御情報はデータ変調方式及び誤り訂正符号化率であり、
前記データ変調方式の多値数及び前記誤り訂正符号化率が低いほど、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択する、ものである。

また、請求項５に係る発明は、請求項１乃至４のいずれか1項に記載の無線通信装置において、
前記チャネル推定値自体による第１のチャネル補間方式、前記チャネル推定値の平均値による第２のチャネル補間方式、前記チャネル推定値を用いた線形補間による第３のチャネル補間方式、及び、ウィーナーフィルタリングによる第４のチャネル補間方式のいずれかのチャネル補間方式を、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式とする、ものである。

上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。

例えば、本発明を方法として実現させた請求項６に係る無線通信方法は、
時間領域及び周波数領域に散在したパイロットシンボルを用いてチャネル推定を実行し、該チャネル推定値を用いて時間領域及び周波数領域に対するチャネル補間を行う無線通信方法であって、
受信信号から推定した時間領域及び周波数領域のチャネル変動度合に関するチャネル統計情報に基づき、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択するステップを含む、ことを特徴とする。

本発明の無線通信装置は、チャネル変動の度合によってチャネル補間方式を変更することにより、チャネル補間に必要な消費メモリ及び消費電力（演算量）を削減することが可能になる。

本発明の一実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示す図である。図１に示す無線通信装置における第１の補間方式切換方法を示すフローチャートである。図１に示す無線通信装置におけるデータ変調方式がＱＰＳＫである場合の第２の補間方式切換方法を示すフローチャートである。図１に示す無線通信装置におけるデータ変調方式が１６ＱＡＭである場合の第２の補間方式切換方法を示すフローチャートである。図１に示す無線通信装置におけるデータ変調方式が６４ＱＡＭである場合の第２の補間方式切換方法を示すフローチャートである。ＯＦＤＭシステムにおけるパイロットシンボル配置の一例を示す図である。従来の無線通信装置の概略構成を示す図である。

以降、諸図面を参照しながら、本発明の実施態様を詳細に説明する。

なお、本実施形態は、チャネル変動度合を判定するためのチャネル統計情報として、遅延スプレッド（周波数領域の変動判定）及び最大ドップラー周波数（時間領域の変動判定）を用いるものであるが、本発明の範囲に含まれるチャネル統計情報は、当該遅延スプレッド及び最大ドップラー周波数のみに限定されない点に留意されたい。

また、本実施形態は、通信制御情報として、データ変調方式及び誤り訂正符号／誤り訂正符号化率を用いるものであるが、本発明の範囲に含まれる通信制御情報は、当該データ変調方式及び誤り訂正符号／誤り訂正符号化率のみに限定されない点に留意されたい。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の概略構成を示す図である。無線通信装置１は、受信アンテナＡＮＴと、ガードインターバル除去部１０と、ＦＦＴ部２０と、パイロットチャネル推定部３０と、チャネル統計情報推定部として遅延スプレッド推定部４０及び最大ドップラー周波数推定部５０と、通信制御情報出力部６０と、チャンネル補間方式選択部７０と、時間領域補間部８０と、周波数領域補間部９０と、チャネル等化部１００と、追加処理部１１０と、を備える。ここで、ガードインターバル除去部１０と、ＦＦＴ部２０と、パイロットチャネル推定部３０と、遅延スプレッド推定部４０と、最大ドップラー周波数推定部５０と、通信制御情報出力部６０と、チャンネル補間方式選択部７０と、時間領域補間部８０と、周波数領域補間部９０と、チャネル等化部１００と、追加処理部１１０とは、ＣＰＵ（中央処理装置）等の任意の好適なプロセッサ上で実行されるソフトウェアとして構成したり、各処理に特化した専用のプロセッサ（例えばＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ））によって構成することができる。

受信アンテナＡＮＴから入力されるベースバンドＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）受信信号は、ガードインターバル除去部１０によってガードインターバルが取り除かれる。次いで、当該ＯＦＤＭＡ受信信号は、ＦＦＴ部２０、遅延スプレッド推定部４０、及び最大ドップラー周波数推定部５０に入力される。

ＦＦＴ部２０は、ベースバンドＯＦＤＭＡ受信信号を周波数領域の信号に変換し、変換後の信号をチャネル等化部１００及びパイロットチャネル推定部３０へと出力する。パイロットチャネル推定部３０は、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値を算出し、当該チャネル推定値を時間領域補間部８０に出力する。

遅延スプレッド推定部４０及び最大ドップラー周波数推定部５０は、ベースバンドＯＦＤＭＡ受信信号から、それぞれ、チャネル統計情報として、遅延スプレッドσ_ｔ及び最大ドップラー周波数ｆ_Ｄを推定する。遅延スプレッド推定部４０は、推定した遅延スプレッドσ_ｔをチャネル補間方式選択部７０及び周波数領域補間部９０に出力する。最大ドップラー周波数推定部５０は、推定した最大ドップラー周波数ｆ_Ｄをチャネル補間方式選択部７０及び時間領域補間部８０に出力する。

通信制御情報出力部６０は、通信制御情報に含まれるデータ変調方式情報と誤り訂正符号化率Ｒの情報とをチャネル補間方式選択部７０に出力する。

チャネル補間方式選択部７０は、事前に設定した閾値Ｒ_ｔｈ、ｆ_Ｄ，ｔｈ、σ_ｔ，ｔｈを保持していて、入力された変調方式情報と誤り訂正符号化率Ｒ、遅延スプレッドσ_ｔ、最大ドップラー周波数ｆ_Ｄに基づいてチャネル補間方式を選択し、選択結果情報を時間領域補間部８０および周波数領域補間部９０へ入力する。

時間領域補間部８０は、パイロットチャネル推定部３０より入力されたパイロットシンボルにおけるチャネル推定値に基づいて、チャネル補間方式選択部７０の選択結果に従う時間領域補間を行い、時間領域補間値およびパイロットシンボルにおけるチャネル推定値を周波数領域補間部９０へ出力する。

周波数領域補間部９０は、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値および時間領域補間値を用いて、チャネル補間方式選択部７０の選択結果に従う周波数領域補間を行い、チャネル補間値をチャネル等化部１００へ出力する。

チャネル等化部１００は、入力されたチャネル補間値を用いて、ＦＦＴ部２０より出力された周波数領域のＯＦＤＭＡ受信信号のチャネル等化を行い、チャネル等化後の信号を追加処理部１１０へ出力する。追加処理部１１０は、入力された信号に対して誤り訂正復号などの処理を行う。

これ以降、フローチャートを用いて無線通信装置１の動作を説明する。

なお、これ以降、無線通信装置１は、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値自体を使用する補間、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値の平均値による補間、線形補間、ウィーナーフィルタリングによる補間のいずれかから、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択するものとする。これら４つのチャネル補間方式は、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値自体の使用、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値の平均値による補間、線形補間、ウィーナーフィルタリングによる補間の順に、チャネル補間の補間精度と、チャネル補間に必要となるメモリ及び演算負荷とが高くなるものである。

図２は、無線通信装置１における第１の補間方式切換方法を示すフローチャートであり、チャネル変動度合を判定するためのチャネル統計情報として最大ドップラー周波数及び遅延スプレッドを用いて、チャネル補間方式選択部７０がチャネル補間方式を選択する処理を示すものである。なお、当該第１の補間方式切換方法は、チャネル補間方式選択部７０がチャネル補間方式を選択するための情報として、通信制御情報を必要としない。そのため、当該第１の補間方式切換方法は、無線通信装置１から通信制御情報出力部６０を除いた構成の無線通信装置によって行うことができる点に留意されたい。

なお、第1の補間方式切換方法を用いる場合は、チャネル補間方式選択部７０は、事前に設定した最大ドップラー周波数に関する閾値ｆ_{Ｄ，ｔｈ１}、ｆ_{Ｄ，ｔｈ２}（ｆ_{Ｄ，ｔｈ１}＜ｆ_{Ｄ，ｔｈ２}）と、遅延スプレッドに関するσ_{τ，ｔｈ１}、σ_{τ，ｔｈ２}（σ_{τ，ｔｈ１}＜σ_{τ，ｔｈ２}）を保持しているものとする。なお、当該閾値は、伝送シミュレーションなどによって最適な値を決定することができる。

まず、最大ドップラー周波数推定部５０は、ベースバンド受信信号から最大ドップラー周波数ｆ_Ｄを推定し、当該最大ドップラー周波数ｆ_Ｄをチャネル補間方式選択部７０に出力する。また、遅延スプレッド推定部４０は、ベースバンド受信信号から遅延スプレッドσ_ｔを推定し、当該遅延スプレッドσ_ｔをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ１０１）。

時間領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された最大ドップラー周波数ｆ_Ｄと、事前に設定した閾値ｆ_{Ｄ，ｔｈ１}、ｆ_{Ｄ，ｔｈ２}との大小比較を行う（ステップＳ１０２、ステップＳ１０４）。ｆ_Ｄ＜ｆ_{Ｄ，ｔｈ１}の場合（ステップＳ１０２のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ１０３）。ｆ_{Ｄ，ｔｈ１}≦ｆ_Ｄ＜ｆ_{Ｄ，ｔｈ２}の場合（ステップＳ１０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、時間領域におけるチャネル変動が中程度であると判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ１０５）。ｆ_{Ｄ，ｔｈ２}＜ｆ_Ｄの場合（ステップＳ１０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、ウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ１０６）。

周波数領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された遅延スプレッドσ_τと、事前に設定した閾値σ_{τ，ｔｈ１}、σ_{τ，ｔｈ２}との大小比較を行う（ステップＳ１０２、ステップＳ１０４）。σ_τ＜σ_{τ，ｔｈ１}の場合（ステップＳ１０２のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ１０３）。σ_{τ，ｔｈ１}≦σ_τ＜σ_{τ，ｔｈ２}の場合（ステップＳ１０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、周波数領域におけるチャネル変動が中程度であると判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ１０５）。σ_{τ，ｔｈ２}＜σ_τの場合（ステップＳ１０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、ウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ１０６）。

このように、第１の補間方式切換方法は、チャネル統計情報として最大ドップラー周波数及び遅延スプレッドを用い、時間領域及び周波数領域のチャネル変動の度合によって時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択するため、チャネル変動が緩やかな場合には処理負荷の低いチャネル補間方式を選択することができ、チャネル補間処理のためのメモリや演算量、消費電力を削減することができる。

また、最大ドップラー周波数が小さいほど、時間領域に対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択し、遅延スプレッドが小さいほど、周波数領域に対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択することによって、各領域ごとのチャネル変動に対応し、チャネル変動が緩やかな場合には処理負荷の低いチャネル補間方式を選択することができ、チャネル補間処理のためのメモリや演算量、消費電力を削減することができる。

図３〜５は、無線通信装置１における第２の補間方式切換方法を示すフローチャートであり、通信制御情報としてデータ変調方式及び誤り訂正符号化率Ｒを用い、チャネル変動度合を判定するためのチャネル統計情報として最大ドップラー周波数及び遅延スプレッドを用いて、チャネル補間方式選択部７０がチャネル補間方式を選択する処理を示すものである。

なお、第２の補間方式切換方法を用いる場合は、チャネル補間方式選択部７０は、事前に設定した最大ドップラー周波数に関する閾値ｆ_Ｄ，ｔｈ遅延スプレッドに関する閾値σ_τ，ｔｈ及び誤り訂正符号化率に関する閾値Ｒ_ｔｈを保持しているものとする。なお、当該閾値は、伝送シミュレーションなどによって最適な値を決定することができる。

図３は通信制御情報であるデータ変調方式がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）である場合の、第２の補間方式切換方法を示すフローチャートである。なお、ＱＰＳＫは、図４及び図５においてそれぞれ説明する１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）及び６４ＱＡＭという他のデータ変調方式と比較すると、データ変調の多値数が低いため、チャネル補間方式のチャネル補間精度が比較的低い場合でも、データを正しく復調することが可能である。

まず、通信制御情報出力部６０は、通信制御情報に含まれる誤り訂正符号化率Ｒを取得し、当該誤り訂正符号化率Ｒをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ２０１）。次に、最大ドップラー周波数推定部５０は、ベースバンド受信信号から最大ドップラー周波数ｆ_Ｄを推定し、当該最大ドップラー周波数ｆ_Ｄをチャネル補間方式選択部７０に出力する。また、遅延スプレッド推定部４０は、ベースバンド受信信号から遅延スプレッドσ_ｔを推定し、当該遅延スプレッドσ_ｔをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ２０２）。

時間領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された誤り訂正符号化率Ｒ及び事前に設定された閾値Ｒ_ｔｈの大小比較（ステップＳ２０３）と、入力された最大ドップラー周波数ｆ_Ｄ及び事前に設定した閾値ｆ_Ｄ，ｔｈの大小比較とを行う（ステップＳ２０４、Ｓ２０７）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ＜ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＹＥＳ、ステップＳ２０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値自体を補間値とする補間方式を選択する（ステップＳ２０５）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ≧ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＹＥＳ、ステップＳ２０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ２０６）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ＜ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＮＯ、ステップＳ２０７のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ２０９）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ≧ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＮＯ、ステップＳ２０７のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ２０８）。

周波数領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された誤り訂正符号化率Ｒ及び事前に設定された閾値Ｒ_ｔｈの大小比較（ステップＳ２０３）と、入力された遅延スプレッドσ_τ及び事前に設定した閾値σ_τ，ｔｈの大小比較とを行う（ステップＳ２０４、Ｓ２０７）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつσ_τ＜σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＹＥＳ、ステップＳ２０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定値自体を補間値とする補間方式を選択する（ステップＳ２０５）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつσ_τ≧σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＹＥＳ、ステップＳ２０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ２０６）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつσ_τ＜σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＮＯ、ステップＳ２０７のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ２０９）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつσ_τ≧σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ２０３のＮＯ、ステップＳ２０７のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ２０８）。

図４は通信制御情報であるデータ変調方式が１６ＱＡＭである場合の、第２の補間方式切換方法を示すフローチャートである。なお、１６ＱＡＭは、ＱＰＳＫ及び６４ＱＡＭという他のデータ変調方式と比較すると、ＱＰＳＫに比べデータ変調の多値数が高いため、ＱＰＳＫの場合よりも高いチャネル補間精度が必要であるが、６４ＱＡＭに比べてデータ変調の多値数が低いので、正しくデータを復調するために必要なチャネル補間精度は６４ＱＡＭの場合より低いという特徴を持つ。

まず、通信制御情報出力部６０は、通信制御情報に含まれる誤り訂正符号化率Ｒを取得し、当該誤り訂正符号化率Ｒをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ３０１）。次に、最大ドップラー周波数推定部５０は、ベースバンド受信信号から最大ドップラー周波数ｆ_Ｄを推定し、当該最大ドップラー周波数ｆ_Ｄをチャネル補間方式選択部７０に出力する。また、遅延スプレッド推定部４０は、ベースバンド受信信号から遅延スプレッドσ_ｔを推定し、当該遅延スプレッドσ_ｔをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ３０２）。

時間領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された誤り訂正符号化率Ｒ及び事前に設定された閾値Ｒ_ｔｈの大小比較（ステップＳ３０３）と、入力された最大ドップラー周波数ｆ_Ｄ及び事前に設定した閾値ｆ_Ｄ，ｔｈの大小比較とを行う（ステップＳ３０４、Ｓ３０７）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ＜ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＹＥＳ、ステップＳ３０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ３０５）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ≧ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＹＥＳ、ステップＳ３０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ３０６）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ＜ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＮＯ、ステップＳ３０７のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ３０９）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ≧ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＮＯ、ステップＳ３０７のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いたウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ３０８）。

周波数領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された誤り訂正符号化率Ｒ及び事前に設定された閾値Ｒ_ｔｈの大小比較（ステップＳ３０３）と、入力された遅延スプレッドσ_τ及び事前に設定した閾値σ_τ，ｔｈの大小比較とを行う（ステップＳ３０４、Ｓ３０７）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつσ_τ＜σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＹＥＳ、ステップＳ３０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ３０５）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつσ_τ≧σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＹＥＳ、ステップＳ３０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ３０６）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつσ_τ＜σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＮＯ、ステップＳ３０７のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ３０９）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつσ_τ≧σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ３０３のＮＯ、ステップＳ３０７のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いたウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ３０８）。

図５は通信制御情報であるデータ変調方式が６４ＱＡＭである場合の、第２の補間方式切換方法を示すフローチャートである。なお、６４ＱＡＭは、ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭという他のデータ変調方式と比較すると、データ変調の多値数が高いため、高いチャネル補間精度が必要であるという特徴を持つ。

まず、通信制御情報出力部６０は、通信制御情報に含まれる誤り訂正符号化率Ｒを取得し、当該誤り訂正符号化率Ｒをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ４０１）。次に、最大ドップラー周波数推定部５０は、ベースバンド受信信号から最大ドップラー周波数ｆ_Ｄを推定し、当該最大ドップラー周波数ｆ_Ｄをチャネル補間方式選択部７０に出力する。また、遅延スプレッド推定部４０は、ベースバンド受信信号から遅延スプレッドσ_ｔを推定し、当該遅延スプレッドσ_ｔをチャネル補間方式選択部７０に出力する（ステップＳ４０２）。

時間領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された誤り訂正符号化率Ｒ及び事前に設定された閾値Ｒ_ｔｈの大小比較（ステップＳ４０３）と、入力された最大ドップラー周波数ｆ_Ｄ及び事前に設定した閾値ｆ_Ｄ，ｔｈの大小比較とを行う（ステップＳ４０４、Ｓ４０７）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ＜ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＹＥＳ、ステップＳ４０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ４０５）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ≧ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＹＥＳ、ステップＳ４０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いたウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ４０６）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ＜ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＮＯ、ステップＳ４０７のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、時間領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ４０９）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつｆ_Ｄ≧ｆ_Ｄ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＮＯ、ステップＳ４０７のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、時間領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、時間領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いたウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ４０８）。

周波数領域に対するチャネル補間方式の選択には、チャネル補間方式選択部７０は、入力された誤り訂正符号化率Ｒ及び事前に設定された閾値Ｒ_ｔｈの大小比較（ステップＳ４０３）と、入力された遅延スプレッドσ_τ及び事前に設定した閾値σ_τ，ｔｈの大小比較とを行う（ステップＳ４０４、Ｓ４０７）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつσ_τ＜σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＹＥＳ、ステップＳ４０４のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値の平均化によるチャネル補間を選択する（ステップＳ４０５）。

Ｒ＜Ｒ_ｔｈかつσ_τ≧σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＹＥＳ、ステップＳ４０４のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが低く、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いたウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ４０６）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつσ_τ＜σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＮＯ、ステップＳ４０７のＹＥＳ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、周波数領域におけるチャネル変動が小さいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いた線形補間を選択する（ステップＳ４０９）。

Ｒ≧Ｒ_ｔｈかつσ_τ≧σ_τ，ｔｈの場合（ステップＳ４０３のＮＯ、ステップＳ４０７のＮＯ）、チャネル補間方式選択部７０は、誤り訂正符号化率Ｒが高く、周波数領域におけるチャネル変動が大きいと判断し、周波数領域に対するチャネル補間方式として、パイロットシンボルにおけるチャネル推定・補間値を用いたウィーナーフィルタリングによるチャネル補間を選択する（ステップＳ４０８）。

このように、第２の補間方式切換方法は、チャネル統計情報として最大ドップラー周波数及び遅延スプレッドを用い、さらに、通信制御情報としてデータ変調方式及び誤り訂正符号化率を用い、時間領域及び周波数領域のチャネル変動の度合と、通信状態とによって、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択するため、チャネル変動が緩やかな場合及び所望の通信品質やスループットを得るために高精度なチャネル推定・補間値を用いる必要のない場合には処理負荷の低いチャネル補間方式を選択することができ、チャネル補間処理のためのメモリや演算量、消費電力を削減することができる。

また、データ変調方式の多値数及び誤り訂正符号化率が低いほど、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択することによって、通信の状態に合わせて、低いチャネル補間精度でも正しくデータ復調が可能な場合には処理負荷の低いチャネル補間方式を選択することができ、チャネル補間処理のためのメモリや演算量、消費電力を削減することができる。

また、チャネル推定値自体による第１のチャネル補間方式、チャネル推定値の平均値による第２のチャネル補間方式、チャネル推定値を用いた線形補間による第３のチャネル補間方式、及び、ウィーナーフィルタリングによる第４のチャネル補間方式のいずれかのチャネル補間方式を、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式とすることによって、時間領域及び周波数領域のチャネル変動の度合いと、通信状態とに応じた、適切なチャネル方式を選択することが可能になる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各構成部、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の構成部やステップなどを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。

また、上述の実施例では、チャネル変動度合を判定するためのチャネル統計情報として、遅延スプレッド及び最大ドップラー周波数を用いるものについて説明したが、例えば、ある時刻のチャネルと別の時刻のチャネルとが統計的にどれ位似ているかを定量的に表す時間相関関数、及びある周波数におけるチャネルと別の周波数におけるチャネルが統計的にどれ位似ているかを定量的に表す周波数相関関数を用いることもできる。具体的に、時間相関関数は、ある時刻ｔ_１と別の時刻ｔ_２（ｔ_１≦ｔ_２）との時間差Δｔ＝ｔ_２−ｔ_１を変数に有し、周波数相関関数は、ある周波数ｆ_１と別の周波数ｆ_２（ｆ_１≦ｆ_２）との周波数差Δｆ＝ｆ_２−ｆ_１を変数に有する。そして、各相関関数の値が大きいほど、ある時刻と別の時刻及びある周波数と別の周波数におけるチャネルが近い値を取る可能性が高くなる。このため、例えば、補間範囲のサンプル時刻がt₀、t₁、t₂、t₃(t₀<t₁<t₂<t₃)及びサンプル周波数がf₀、f₁、f₂、f₃(f₀<f₁<f₂<f₃)の場合にΔt_ij=t_j-t_i(i,j=0,1,2,3、i<j)及びΔf_ij=f_j-f_i(i,j=0,1,2,3、i<j)として、受信信号からΔt_ijが取り得る全ての値に対する時間相関関数ρ_t(Δt_ij)及びΔf_ijが取り得る全ての値に対する周波数相関関数ρ_f(Δf_ij)を算出し、時間相関関数の値ρ_t(Δt_ij) (i,j=0,1,2,3、i<j)の中で最も小さい値が設定した閾値よりも大きい場合には、チャネル補間方式選択部70は、時間領域のチャネル変動が小さいと判断する。また、周波数相関関数の値ρ_f(Δf_ij) (i,j=0,1,2,3、i<j)の中で最も小さい値が設定した閾値よりも大きい場合には、チャネル補間方式選択部70は、周波数領域のチャネル変動が小さいと判断する。

また、上述の実施例では、通信制御情報として、データ変調方式及び誤り訂正符号／誤り訂正符号化率を用いるものについて説明したが、例えば、チャネル補間方式選択部７０は、無線通信システムで規定されたMCS(Modulation and Coding Scheme)（データ変調方式と誤り訂正符号／誤り訂正符号化率の組）を用いて、チャネル補間方式を選択することもできる。

また、上述の実施例では、データ変調方式としてＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭを用いて説明したが、本発明は、例えばＢＰＳＫなど、他の好適なデータ変調方式にも対応することができる。

また、上述の実施例では、時間領域のチャネル補間の後に周波数領域のチャネル補間を行う構成により説明したが、当該チャネル補間順序は、例えばチャネル統計情報に応じて、適応的に変更することができる。

１無線通信装置
ＡＮＴアンテナ
１０ガードインターバル除去部
２０ＦＦＴ部
３０パイロットチャネル推定部
４０遅延スプレッド推定部
５０最大ドップラー周波数推定部
６０通信制御情報出力部
７０チャネル補間方式選択部
８０時間領域補間部
９０周波数領域補間部
１００チャネル等化部
１１０追加処理部

Claims

時間領域及び周波数領域に散在したパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行い、当該チャネル推定値を用いて時間領域及び周波数領域に対するチャネル補間を行う無線通信装置であって、
受信信号から推定した時間領域及び周波数領域のチャネル変動度合に関するチャネル統計情報に基づき、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択する、ことを特徴とする無線通信装置。
前記チャネル統計情報と通信制御情報とに基づいて、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式を選択する、
請求項１記載の無線通信装置。
前記チャネル統計情報は最大ドップラー周波数及び遅延スプレッドであり、
前記最大ドップラー周波数が小さいほど、時間領域に対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択し、
前記遅延スプレッドが小さいほど、周波数領域に対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択する、
請求項１又は２に記載の無線通信装置。
前記通信制御情報はデータ変調方式及び誤り訂正符号化率であり、
前記データ変調方式の多値数及び前記誤り訂正符号化率が低いほど、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式として補間精度の低いチャネル補間方式を選択する、
請求項２又は３に記載の無線通信装置。
前記チャネル推定値自体による第１のチャネル補間方式、前記チャネル推定値の平均値による第２のチャネル補間方式、前記チャネル推定値を用いた線形補間による第３のチャネル補間方式、及び、ウィーナーフィルタリングによる第４のチャネル補間方式のいずれかのチャネル補間方式を、時間領域及び周波数領域それぞれに対する前記チャネル補間方式とする、
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の無線通信装置。
時間領域及び周波数領域に散在したパイロットシンボルを用いてチャネル推定を実行し、該チャネル推定値を用いて時間領域及び周波数領域に対するチャネル補間を行う無線通信方法であって、
受信信号から推定した時間領域及び周波数領域のチャネル変動度合に関するチャネル統計情報に基づき、時間領域及び周波数領域それぞれに対するチャネル補間方式を選択するステップを含む、ことを特徴とする無線通信方法。