CN106576086B - 信道估计的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种信道估计的方法及装置，涉及通信技术领域，方法包括：对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值；根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值；获取接收信号的调制方式，并根据调制方式确定滤波器的抽头系数；根据确定的抽头系数在滤波器中对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。本发明在LS算法的基础上频域滤波降低信道误差，降低了操作的复杂性以及时延，提高了信道估计的效率。

Description

信道估计的方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种信道估计的方法及装置。

背景技术

在WiFi(英文：Wireless-Fidelity，简称：无线保真)芯片基带处理中，信道估计的好坏会直接影响该芯片的产品性能，因此一个实现简单、性能优异的信道估计算法会极大地提升产品的竞争力。业界现有的LS(英文：Least Square，简称：最小均方)算法相比于理想信道估计算法之间存在3dB的性能误差。为了降低误差，一般的处理方式是在LS算法得到的初始信道估计值的基础上对其进行滤波，以提高信道估计值的精度。

目前对于初始信道估计值的滤波处理方式为：首先，将初始信道估计值通过IFFT(英文：Inverse Fast Fourier Transform，简称：快速傅里叶逆变换)变换到时域，并在时域对其进行时域滤波，保留CP(英文：Cycle Prefix，简称：循环前缀)长度内的多径信息，滤除多径外的噪声干扰，然后再通过FFT(英文：Fast Fourier Transformation，简称：快速傅里叶变换)变换到频域信道。其中，由于现有WiFi系统中，发射信号经过CSD(英文：CyclicShift Diversity，简称：分集循环移位)处理，该处理后会等效到信道当中造成初始信道估计值中多径的抽头分布在两端，因此需要在时域滤波处理前将右端的能量经过移位到左端，再进行时域滤波处理，并在时域滤波处理之后将其移位回右端。

发明人发现现有技术至少存在以下问题：

上述滤波处理过程中需要在时域/频域之间来回进行切换，并且还需要在时域滤波前和时域滤波后进行能量移位，从硬件实现角度上考虑，时延跟资源复杂度都大大增加，降低了信道估计的效率。

发明内容

为了解决现有技术的缺陷，本发明实施例提供了一种信道估计的方法及装置。所述技术方案如下：

第一方面、一种信道估计的方法，包括：

对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；

根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值；

获取所述接收信号的调制方式，并根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数；

根据确定的所述抽头系数在所述滤波器中对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；所述滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息；

对滤波后的所述数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值，包括：

根据所述接收信号中的前导序列，确定所述接收信号的通信标准；

如果所述接收信号的通信标准为802.11ac，则根据所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定所述空载波和导频载波的位置；

根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值。

结合第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值，包括：

如果所述空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离所述空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为所述空载波和导频载波的信道估计值；

如果所述空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于所述空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定所述空载波和导频载波的信道估计值。

在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述根据所述调制方式选取滤波器的抽头系数，包括：

如果所述调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述根据所述调制方式选取滤波器的抽头系数，包括：

如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

在第一方面的第五种可能的实现方式中，所述根据所述调制方式以及所述信噪比选取滤波器中的抽头系数，还包括：

如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将所述数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

第二方面、一种信道估计的装置，包括：

初始估计模块，用于对接收信号中的数据载波进行初始信道估计；

消除处理模块，用于进行gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；

填补处理模块，用于根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值；

第一确定模块，用于获取所述接收信号的调制方式，并根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数；

滤波模块，用于根据确定的所述抽头系数在所述滤波器中对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；所述滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息；

添加处理模块，用于对滤波后的所述数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述填补处理模块，包括：

第一确定单元，用于根据所述接收信号中的前导序列，确定所述接收信号的通信标准；

第二确定单元，用于如果所述接收信号的通信标准为802.11ac，则根据所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定所述空载波和导频载波的位置；

填补处理单元，用于根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值。

结合第二方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第二种可能的实现方式中，所述填补处理单元，包括：

第一填补处理子单元，用于如果所述空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离所述空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为所述空载波和导频载波的信道估计值；

第二填补处理子单元，用于如果所述空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于所述空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定所述空载波和导频载波的信道估计值。

在第二方面的第三种可能的实现方式中，所述第一确定模块，包括：

第一选取单元，用于如果所述调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

在第二方面的第四种可能的实现方式中，所述第一确定模块，包括：

第二选取单元，用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

在第二方面的第五种可能的实现方式中，所述装置还包括：

第二确定模块，用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将所述数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

第三方面、一种收发装置，包括：处理器和收发器，

所述处理器，用于对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值；获取所述接收信号的调制方式，并根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数；对滤波后的所述数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值；

所述收发器，用于根据确定的所述抽头系数在所述滤波器中对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；所述滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息。

在第三方面的第一种可能的实现方式中，其特征在于，

所述处理器，还用于根据所述接收信号中的前导序列，确定所述接收信号的通信标准；如果所述接收信号的通信标准为802.11ac，则根据所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定所述空载波和导频载波的位置；根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值。

结合第三方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第二种可能的实现方式中，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离所述空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为所述空载波和导频载波的信道估计值；如果所述空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于所述空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定所述空载波和导频载波的信道估计值。

在第三方面的第三种可能的实现方式中，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

在第三方面的第四种可能的实现方式中，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

在第三方面的第五种可能的实现方式中，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将所述数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

本发明实施例提供的技术方案通过对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值，根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值，并根据接收信号的调制方式选取滤波器的抽头系数，对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波，并对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后得到最终的数据载波的信道估计值。在LS算法的基础上仅通过频域滤波即可降低数据载波的信道估计值的信道误差，降低了操作的复杂性以及时延，提高了信道估计的效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例1提供的信道估计的方法流程图；

图2是本发明实施例2提供的信道估计的方法流程图；

图3是本发明实施例2提供的信道估计的方法中提供的一种仿真结果示意图；

图4是本发明实施例2提供的信道估计的方法中提供的另一种仿真结果示意图；

图5是本发明实施例2提供的信道估计的方法中提供的另一种仿真结果示意图；

图6是本发明实施例2提供的信道估计的方法中提供的另一种仿真结果示意图；

图7是本发明实施例2提供的信道估计的方法中提供的另一种仿真结果示意图；

图8是本发明实施例3提供的信道估计的装置结构示意图；

图9是本发明实施例4提供的收发装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

本发明实施例提供了一种信道估计的方法，参见图1。该方法包括：

101：对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值；

102：根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值；

103：获取接收信号的调制方式，并根据调制方式确定滤波器的抽头系数；

104：根据确定的抽头系数在滤波器中对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息；

105：对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

本发明实施例通过对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值，根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值，并根据接收信号的调制方式选取滤波器的抽头系数，对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波，并对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后得到最终的数据载波的信道估计值。在LS算法的基础上仅通过频域滤波即可降低数据载波的信道估计值的信道误差，降低了操作的复杂性以及时延，提高了信道估计的效率。

实施例2

本发明实施例提供了一种信道估计的方法，参见图2。该方法包括：

201：对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值。

接收机在接收到接收信号后，将接收信号通过FFT变换为频域信号。对该频域信号中各数据载波部分进行LS算法的运算。

另外，由于Wifi的信道特点是缓变信道，在发送端为了降低PAPR(英文：Peak toAverage Power Ratio，简称：峰值平均功率比)增加了gamma因子处理，将缓变信道变化为骤变信道，在滤波过程中要将信道先恢复为缓变信道，因此要先消除gamma影响并将初始信道估计值中的空载波位置与导频位置进行插值，并在之后的滤波操作后再添加回去gamma影响。

其中，对于初始信道估计值进行gamma因子消除处理的方式为：

根据接收信号中OFDM符号不同子载波的位置，来确定初始信道估计值对应的gamma值，其中gamma值可以包括：+1/-1/+j/-j。在本发明实施例中，对于去除处理的方式为初始信道估计值除以该数据载波的信道估计值对应的gamma值。

因此，对于去除处理过程可以具体为：

根据接收信号中的OFDM符号不同子载波的位置确定数据载波对应的gamma值，并将数据载波的信道估计值除以该gamma值，得到去除处理后的数据载波的信道估计值。

202：根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值；

在本步骤中进行计算接收信号中的空载波和导频载波的信道估计值，以使对于数据载波的信道估计值的滤波后的性能更佳。其中，步骤202可以通过以下步骤实现：

2021：根据接收信号中的前导序列，确定接收信号的通信标准；

2022：如果接收信号的通信标准为802.11ac，则根据接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定空载波和导频载波的位置。

2023：根据空载波和导频载波的位置以及数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到空载波和导频载波的信道估计值。

其中，可以根据空载波和导频载波的位置选取填补处理的方式：

如果空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为空载波和导频载波的信道估计值。

如果空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定空载波和导频载波的信道估计值。

其中，对于线性内插的方式选取不进行限定，可以选取空载波或导频载波位置前后各一个数据载波信道信息做线性内插，也可以选取空载波或导频载波位置前后各N个数据数据载波信道信息做线性内插。

例如：当选取空载波或导频载波位置前后各一个数据载波的信道信息做线性内插时，可以根据(a+b)/2的方式来确定该空载波或导频位置载波的信道信息，其中：a和b分别表示空载波或导频载波位置前后各一个数据载波的信道信息。

进一步的，对于接收信号的通信标准为802.11n的情况则进行如下步骤：

如果接收信号的通信标准为802.11n，则并不对初始信道估计值中的空载波位置和导频位置中的信道信息进行填补处理。

203：获取接收信号的调制方式，并根据调制方式确定滤波器的抽头系数。

其中，通过检测HT/VHT-SIG域中的MCS(英文：Modulation and Coding Scheme，简称：调制编码方案)值可以确定该接收信号的调制方式。其中，调制方式可以包括低阶调制方式或高阶调制方式。其中，低阶调制方式中可以包括以下方式：BPSK(英文：Binary PhaseShift Keying，简称：二进制相移键控)或QPSK(英文：Quadrature Phase Shift Keying，简称：正交相移键控)或16QAM(英文：Quadrature Amplitude Modulation，简称：正交幅度调制)；高阶调制方式中可以包括以下方式：64QAM或256QAM。

当检测到的调制方式为低阶调制方式时，则选取仿真过程中滤波效果最佳的抽头系数17作为选取结果。

相应的，步骤203可以通过以下步骤实现：

2031：如果调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为滤波器的抽头系数。其中，第一抽头系数为抽头系数17。

如图3所示，该图中示出了一种仿真结果示意图，为MCS0～4时即调制方式为低阶调制(BPSK/QPSK/16QAM)单天线收发的场景下，理想信道估计，传统LS信道估计算法，现有技术信道估计算法以及选取抽头系数为17的本发明实施例中的信道估计算法的性能对比，通过抽头系数17的滤波处理，性能比LS方案有＞＝1dB的改善；

如图4所示，该图中示出了另一种仿真结果示意图，为MCS4(16QAM)MIMO(英文：Multiple-Input Multiple-Output，简称：多输入多输出)多天线收发的场景下，理想信道估计，传统LS信道估计算法以及抽头系数为17的本发明实施例中的信道估计算法的性能对比，通过抽头系数17的滤波处理，性能比LS方案有1dB的改善。

当调制方式为高阶调制方式时，需要根据接收信号的信噪比以及调制方式共同确定选取滤波器的抽头系数。其中，具体过程为：当检测到的调制方式为高阶调制方式时，将接收信号的信噪比与预设信噪比进行对比，如果接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取仿真过程中滤波效果最佳的抽头系数5作为选取结果。其中，预设信噪比可以为33dB。相应的，步骤203中调制方式为高阶调制方式时可以通过以下步骤实现：

2032：如果调制方式为高阶调制且接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为滤波器的抽头系数。

如图5所示，该图中示出了另一种仿真结果示意图，为64QAM单天线收发的场景下，理想信道估计，传统LS信道估计算法，现有技术信道估计算法，抽头系数为5和17时本发明实施例中的信道估计算法的性能对比。通过抽头系数5滤波处理，性能比LS方案有0.5dB左右的改善。

如图6所示，该图中示出了另一种仿真结果示意图，为在256QAM调制情况下在信噪比＜33dB时理想信道估计，传统LS信道估计算法，抽头系数为5时本发明实施例中的信道估计算法的性能对比。通过抽头系数5滤波处理，性能比LS方案有改善。

如图7所示，该图中示出了另一种仿真结果示意图，由该图中的仿真结果得出：信噪比低于预设信噪比的情况下，不同调制编码方案对不同抽头系数选取的性能对比，其中高阶调制方式通过抽头系数5滤波处理，性能比通过抽头系数17滤波处理效果更佳；低阶调制方式通过抽头系数17滤波处理，性能比通过抽头系数5滤波处理效果更佳。

进一步的，如果接收信号的信噪比大于预设信噪比则执行步骤206。

204：根据确定的抽头系数在滤波器中对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息。

由于接收信号受CSD影响的数据载波的信道估计值中多径的抽头分布在两端，因此在滤波器设计时需要对滤波器设置参数以使滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息，并且时域表现为前后对称。

具体可以为：针对802.11a/n/ac标准的滤波器的时域表现特性为：时长为3.2us；前后对称的时域表现特性为：通带长度为(0.8+0.8)us。

进一步的，在滤波器设计时需要使用该滤波器滤波后的信道与理想信道的MSE(英文：Mean Square Error，简称：均方误差)值，需要比滤波前的信道的MSE值低，且差异尽可能大。

205：对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

本步骤中的gamma因子添加处理，与步骤201中gamma因子消除处理的过程相反，对于添加处理的方式为初始信道估计值乘以该初始信道估计值对应的gamma值，其中gamma值可以包括：+1/-1/+j/-j。

对于滤波后的空载波和导频载波的信道估计值对于还原接收信号中原有数据并没有用处，因此在本步骤中仅选取滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理并得到最终的数据载波的信道估计值。

206：如果调制方式为高阶调制且接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

其中，预设信噪比可以为33dB。

由于在仿真测试时未进行滤波的初始信道估计值比滤波后的初始信道估计值的性能更佳，因此此种情况下对于初始信道估计值并不进行滤波处理。

本发明实施例通过对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值，根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值，并根据接收信号的调制方式选取滤波器的抽头系数，对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波，并对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后得到最终的数据载波的信道估计值。在LS算法的基础上仅通过频域滤波即可降低数据载波的信道估计值的信道误差，降低了操作的复杂性以及时延，提高了信道估计的效率。

实施例3

本发明实施例提供了一种信道估计的装置，参见图8。该装置包括：

初始估计模块801，用于对接收信号中的数据载波进行初始信道估计；

消除处理模块802，用于进行gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；

填补处理模块803，用于根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值；

第一确定模块804，用于获取接收信号的调制方式，并根据调制方式确定滤波器的抽头系数；

滤波模块805，用于根据确定的抽头系数在滤波器中对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息；

添加处理模块806，用于对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

其中，填补处理模块803，包括：

第一确定单元，用于根据接收信号中的前导序列，确定接收信号的通信标准；

第二确定单元，用于如果接收信号的通信标准为802.11ac，则根据接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定空载波和导频载波的位置；

填补处理单元，用于根据空载波和导频载波的位置以及数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到空载波和导频载波的信道估计值。

其中，填补处理单元，包括：

第一填补处理子单元，用于如果空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为空载波和导频载波的信道估计值；

第二填补处理子单元，用于如果空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定空载波和导频载波的信道估计值。

其中，第一确定模块804，包括：

第一选取单元，用于如果调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为滤波器的抽头系数。

其中，第一确定模块804，包括：

第二选取单元，用于如果调制方式为高阶调制且接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为滤波器的抽头系数。

其中，装置还包括：

第二确定模块807，用于如果调制方式为高阶调制且接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

本发明实施例通过对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值，根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值，并根据接收信号的调制方式选取滤波器的抽头系数，对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波，并对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后得到最终的数据载波的信道估计值。在LS算法的基础上仅通过频域滤波即可降低数据载波的信道估计值的信道误差，降低了操作的复杂性以及时延，提高了信道估计的效率。

实施例4

本发明实施例提供了一种收发装置，参见图9。

收发装置包括：处理器901和收发器902，

处理器901，用于对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值；根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值；获取接收信号的调制方式，并根据调制方式确定滤波器的抽头系数；对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值；

滤波器902，用于根据确定的抽头系数在滤波器中对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息。

处理器901，还可以用于根据接收信号中的前导序列，确定接收信号的通信标准；如果接收信号的通信标准为802.11ac，则根据接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定空载波和导频载波的位置；根据空载波和导频载波的位置以及数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到空载波和导频载波的信道估计值。

处理器901，还可以用于如果空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为空载波和导频载波的信道估计值；如果空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定空载波和导频载波的信道估计值。

处理器901，还可以如果调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为滤波器的抽头系数。

处理器901，还可以用于如果调制方式为高阶调制且接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为滤波器的抽头系数。

处理器901，还可以如果调制方式为高阶调制且接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

本发明实施例通过对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到数据载波的信道估计值，根据数据载波的信道估计值，对接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到空载波和导频载波的信道估计值，并根据接收信号的调制方式选取滤波器的抽头系数，对数据载波的信道估计值以及空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波，并对滤波后的数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后得到最终的数据载波的信道估计值。在LS算法的基础上仅通过频域滤波降低数据载波的信道估计值的信道误差，降低了操作的复杂性以及时延，提高了信道估计的效率。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种信道估计的方法，其特征在于，所述方法包括：

对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；

根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值；

获取所述接收信号的调制方式，并根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数；

根据确定的所述抽头系数在所述滤波器中对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；所述滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息；

对滤波后的所述数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值，包括：

根据所述接收信号中的前导序列，确定所述接收信号的通信标准；

如果所述接收信号的通信标准为802.11ac，则根据所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定所述空载波和导频载波的位置；

根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值，包括：

如果所述空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离所述空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为所述空载波和导频载波的信道估计值；

如果所述空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于所述空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定所述空载波和导频载波的信道估计值。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述调制方式选取滤波器的抽头系数，包括：

如果所述调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述调制方式选取滤波器的抽头系数，包括：

如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数，还包括：

如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将所述数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

7.一种信道估计的装置，其特征在于，所述装置包括：

初始估计模块，用于对接收信号中的数据载波进行初始信道估计；

消除处理模块，用于进行gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；

填补处理模块，用于根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值；

第一确定模块，用于获取所述接收信号的调制方式，并根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数；

滤波模块，用于根据确定的所述抽头系数在所述滤波器中对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；所述滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息；

添加处理模块，用于对滤波后的所述数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述填补处理模块，包括：

第一确定单元，用于根据所述接收信号中的前导序列，确定所述接收信号的通信标准；

第二确定单元，用于如果所述接收信号的通信标准为802.11ac，则根据所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定所述空载波和导频载波的位置；

填补处理单元，用于根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述填补处理单元，包括：

第一填补处理子单元，用于如果所述空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离所述空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为所述空载波和导频载波的信道估计值；

第二填补处理子单元，用于如果所述空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于所述空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定所述空载波和导频载波的信道估计值。

10.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一确定模块，包括：

第一选取单元，用于如果所述调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

11.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一确定模块，包括：

第二选取单元，用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

12.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

第二确定模块，用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将所述数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

13.一种收发装置，其特征在于，所述收发装置包括：处理器和收发器，

所述处理器，用于对接收信号中的数据载波进行初始信道估计以及gamma因子消除处理后得到所述数据载波的信道估计值；根据所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理后得到所述空载波和导频载波的信道估计值；获取所述接收信号的调制方式，并根据所述调制方式确定滤波器的抽头系数；对滤波后的所述数据载波的信道估计值进行gamma因子添加处理后，得到最终的数据载波的信道估计值；

所述收发器，用于根据确定的所述抽头系数在所述滤波器中对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波；所述滤波器的时域特征包含分集循环移位CSD影响的信道多径信息。

14.根据权利要求13所述的收发装置，其特征在于，

所述处理器，还用于根据所述接收信号中的前导序列，确定所述接收信号的通信标准；如果所述接收信号的通信标准为802.11ac，则根据所述接收信号中的正交频分复用OFDM符号确定所述空载波和导频载波的位置；根据所述空载波和导频载波的位置以及所述数据载波的信道估计值，对所述接收信号中的空载波和导频载波进行填补处理得到所述空载波和导频载波的信道估计值。

15.根据权利要求14所述的收发装置，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述空载波和导频载波的位置位于保护带，则将距离所述空载波和导频载波的位置最近的数据载波的信道估计值确定为所述空载波和导频载波的信道估计值；如果所述空载波和导频载波的位置位于非保护带，则根据位于所述空载波和导频载波前后位置的数据载波的信道估计值通过线性内插的方式，确定所述空载波和导频载波的信道估计值。

16.根据权利要求13所述的收发装置，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述调制方式为低阶调制，则选取预设的第一抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

17.根据权利要求13所述的收发装置，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比小于或等于预设信噪比，则选取预设的第二抽头系数作为所述滤波器的抽头系数。

18.根据权利要求13所述的收发装置，其特征在于，

所述处理器，还用于如果所述调制方式为高阶调制且所述接收信号的信噪比大于预设信噪比，则不对所述数据载波的信道估计值以及所述空载波和导频载波的信道估计值进行频域滤波处理，并将所述数据载波的信道估计值确定为最终的数据载波的信道估计值。

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