JP2002009728A - 直交周波数分割多重変調伝送装置 - Google Patents

直交周波数分割多重変調伝送装置

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JP2002009728A JP2000189870A JP2000189870A JP2002009728A JP 2002009728 A JP2002009728 A JP 2002009728A JP 2000189870 A JP2000189870 A JP 2000189870A JP 2000189870 A JP2000189870 A JP 2000189870A JP 2002009728 A JP2002009728 A JP 2002009728A
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Toshiyuki Akiyama
俊之 秋山
Nobuo Tsukamoto
信夫 塚本
Tetsuomi Ikeda
哲臣 池田
Satoshi Okabe
岡部　　聡
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Japan Broadcasting Corp
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Hitachi Kokusai Electric Inc
Nippon Hoso Kyokai NHK
Japan Broadcasting Corp
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝送環境の変化に強く、しかも回路規模増大
の虞れがない同期変調によるＯＦＤＭ方式の伝送装置を
提供すること。 【解決手段】 ＯＦＤＭ方式の複数本のキャリアを同期
検波を用いる変調方式の伝送装置において、複数本のキ
ャリア□からなる帯域の両端の一定本数のキャリアＤに
ついては、その変調方式を差動検波変調方式にしたり、
中央部のキャリアの変調方式の多値数より低い多値数に
したり、或いは誤り訂正能力の高い訂正符号にしたりし
たもの。 【効果】 回路規模の増加を伴うことなく、復調された
符号の符号誤り率を低減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重変調方式の伝送装置に係り、特に６４ＱＡＭ方式など
同期変調による直交周波数分割多重変調方式の伝送装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線装置の分野では、マルチパス
フェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光
を集めており、次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡ
Ｎなどの分野で多くの応用研究が、欧州や日本を初めと
して各国で進められている。
【０００３】ここで、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency
Division Multiplexing)方式とは、互いに直交する複数
本のキャリア(搬送波)を用いて情報符号を伝送する直交
周波数分割多重変調方式の略称である。
【０００４】この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送の
開発動向と方式については、 “映像情報メディア学会誌”(1998 Vol.52,No.11) に詳しく開示されている。そこで、従来技術の一例とし
て、日本におけるＵＨＦ帯の地上ディジタル放送方式を
取り上げて説明する。但し、この方式は極めて複雑な構
成であるため、ここでは、本発明の理解に必要な範囲で
簡略化して説明する。
【０００５】まず、この放送システムにおけるキャリア
構造について説明すると、このシステムでは、図４に示
すように、１３セグメントの区間に分割した約１４００
本のキャリアが用いられ、これにより、３チャンネル
(３階層)の情報符号まで同時に伝送できるようになって
いる。
【０００６】このとき、各階層で使用するセグメント数
と変調方式は幾つかのモードを自由に選択できるが、こ
の選択可能なモードの内、全セグメントが、６４ＱＡＭ
などの同じ同期変調方式で変調されるモードの場合は、
そのままＦＰＵなどの他の伝送装置にも適用可能であ
る。
【０００７】そこで、このような同期変調によるＯＦＤ
Ｍ方式の従来技術として、全セグメントを同じ６４ＱＡ
Ｍ方式で変調して、１階層の情報符号を伝送する場合を
例にして、図５により更に詳しく説明すると、この図
は、同期変調方式により変調するセグメントのキャリア
構造を更に詳しく表わした図で、ここでは、帯域の左端
部分(低周波数側)だけが示されている。
【０００８】ここで、１階層の情報符号の伝送に全セグ
メントを使用するモードの場合は、同様の構造が全帯域
に渡って繰り返されると考えて良い。この図５におい
て、横方向は周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と
縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１本のキ
ャリアを表わしている。従って、横方向に並んだ四角印
「□」の１列がＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボル
を表わす。
【０００９】更に、ここで、キャリア「□」の中で、Ｓ
Ｐと記入されているのは、復調の際の基準信号の再生に
使用されるパイロット信号の位置を表わし、何も記入さ
れていないものは、６４ＱＡＭで変調された信号の位置
を表わしている。ここで、このパイロット信号は、図示
のように、周波数方向と時間方向にばらまかれた配置に
なっているため、ＳＰ(Scattered Pilot)と呼ばれてい
るものである。
【００１０】なお、この図５は、パイロット信号ＳＰの
配置を模式的に示しただけである点に留意すべきであ
り、且つ、ここでは、本来は記載してなければならない
制御信号伝送用のＴＭＣＣ(Transmission and Multiple
xing Configuration Control)キャリアは省略してあ
る。
【００１１】また、地上ディジタル放送方式では、時間
方向にＳＰがあるキャリアの横方向の間隔は３本間隔で
あるに対して、この図５では５本間隔に変更してある
が、これは、後述する本発明の説明に際して、本発明が
表現し易いように変更したものであり、本質的な内容に
は変わりがなく、従来技術の１バリエーションであると
考えられるものである。
【００１２】そして、６４ＱＡＭ方式の信号点は、図６
の直交座標面に破線の丸印「○」で示してある６４個の
信号点で構成され、各信号点は、それぞれ６ｂｉｔから
なる互いに異なる符号列に対応させられている。ここ
で、６４ＱＡＭ方式による変調処理は、入力された符号
列を６ｂｉｔ単位に分割し、上記６４個の信号点の中か
ら分割した各６ｂｉｔの符号に対応する信号点、例え
ば、実線の丸印「○」の信号点を選択し、選択された信
号点に対応する変調信号を出力することである。
【００１３】一方、受信された変調信号は伝送過程で雑
音その他の影響を受け、歪みが生じており、このため、
受信信号の信号点は、例えば図６の実線の丸印「○」か
ら、バツ印「×」の位置に移動してしまう。ここで、６
４ＱＡＭ方式での復調処理は、破線の丸印「○」で示し
てある６４ＱＡＭの信号点の中から、バツ印「×」で示
す受信信号の信号点に最も近い信号点を選択し、選択し
た信号点に対応する６ｂｉｔの符号を出力することであ
り、従って、このためには、受信信号に対する破線の丸
印「○」の正しい信号点位置を知る必要がある。
【００１４】ところで、この正しい信号点位置の再生に
は、例えば図６の信号空間上の座標点ａの正確な位置を
表わす基準信号ベクトルの向きと大きさが判ればよい
が、受信信号の基準信号ベクトルの向きと大きさは、伝
送系で発生するマルチパスなどの影響を受け、図７に示
すように、位相が回転し、振幅も変化してしまう。
【００１５】ここで、この基準信号ベクトルの位相と大
きさは、各時間毎に、或いは各キャリア毎に変化する
が、その変化の仕方は、通常、滑らかな曲線を描き、時
間方向とキャリア方向に強い相関を持ち、このため、図
５における任意のシンボルの任意のキャリアの変調信号
Ａに対する基準信号ベクトルは、まばらに伝送された複
数のＳＰ信号を内挿することにより求めることができ
る。
【００１６】そして、図５では、この内挿演算が効率的
に得られるようにＳＰを配置した例が示されている。と
ころで、この図５に示したキャリア構造の信号から基準
信号ベクトルを再生する方法については、地上ディジタ
ル放送方式では特に規定されていないが、例えば図８に
示す回路を用いればよい。
【００１７】この図８の回路は、ＯＦＤＭ方式の伝送シ
ステムにおける受信側で基準信号ベクトルの再生に使用
されている回路の一例で、この回路では、まず、受信信
号はＦＦＴ(高速フーリエ変換：Fast Fourier Transfor
m)５から出力され、時間方向内挿回路６と遅延回路７に
共通に入力される。
【００１８】そして、まず、時間方向内挿回路６では、
受信信号からＳＰ信号を取り出し、図９に斜線を付して
示してあるように、時間方向にＳＰを含むキャリア毎
に、所定のタップ数のＬＰＦで処理し、時間方向に内挿
された基準信号ベクトル信号として出力する。なお、こ
の図９は、図５と同じく同期変調方式で変調するセグメ
ントのキャリア構造を更に詳しく表わした図であり、こ
こで、ＳＰが配置されているキャリアを、以下、ＳＰキ
ャリアと記す。
【００１９】次に、図１０は、図５に一点鎖線３で示し
てあるキャリアについて、上記した時間方向の内挿につ
いて模式的に示した図で、この図１０において、横軸は
時間軸で、シンボル毎に目盛りが付してあり、○印が付
されている縦線は、受信されたＳＰの信号ベクトルを表
わしている。
【００２０】そして、或るＳＰ、例えばＳＰ１が受信さ
れた後、次のＳＰ、すなわち、この場合はＳＰ２が受信
されるまでの間のシンボルの基準信号ベクトル信号につ
いては、各基準信号ベクトル信号毎に当該信号に対して
時間的に前後する位置にある複数のＳＰのベクトル信号
を用い、一定のタップ数のＬＦＰにより内挿して求める
のである。
【００２１】従って、この時間方向の内挿演算により、
図９に斜線を付して示してあるように、５本間隔のキャ
リアの基準信号ベクトルが算出されることになる。この
ときのＬＰＦによる演算では、タップ数と同じシンボル
数の信号が必要になり、内挿された信号はタップ数の約
半分のシンボル数遅れて出力される。そこで、遅延回路
７を設け、この内挿信号のタイミングに、受信信号のタ
イミングが合うようにしてある。
【００２２】一方、ＳＰが配置されていないキャリアに
ある変調信号Ａの基準信号ベクトルは、ＳＰキャリアの
基準信号ベクトルをキャリア方向に内挿して求める。こ
のため、時間方向内挿回路６の出力信号は更にキャリア
方向内挿回路８に入力され、ここでキャリア方向の内挿
演算により基準信号ベクトル信号が再生される。
【００２３】図１１は、図９に一点鎖線４で示してある
シンボルを取り上げ、ここでのキャリア方向の内挿方法
を模式的に示した図で、この図１１において、横軸は周
波数で、キャリア位置毎に目盛りが付してあり、縦方向
の太い矢印は、上記の時間軸方向に内挿して求めたキャ
リア、すなわち図９に斜線を付して示してあるキャリア
の基準信号ベクトルＷ(１)、Ｗ(５＋１)、Ｗ(２×５＋
１)、……を表わしている。ここで括弧内の数字はキャ
リア番号である。
【００２４】この図１１において、太い矢印が無いキャ
リア位置Ａの基準信号ベクトルは、次のようにして算出
する。すなわち、図１１において、太い矢印が無いキャ
リアのベクトルの大きさを０とし、これにより得られる
信号Ｗ(１)、０、……、０、Ｗ(５＋１)、０、……、
０、Ｗ(２×５＋１)、……を、例えばタップ数が２３の
通常のディジタルＬＰＦで処理することによって、破線
で示されているように、滑らかな内挿信号を算出するの
である。
【００２５】従って、キャリア方向内挿回路８で再生さ
れた基準信号ベクトル信号を、遅延回路７でタップ数の
約半分のシンボル数だけ遅延された受信信号と共に６４
ＱＡＭ復調回路９に入力することにより、図７に示すよ
うに変位が与えられてしまった信号点位置を、図６に示
す正しい位置に補正することができ、正確な情報符号を
復調することができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、キャ
リア方向の内挿に必要なキャリア本数の欠如に配慮がさ
れておらず、再生された基準信号ベクトルに歪が残存し
てしまうという問題があった。
【００２７】すなわち、キャリア方向の内挿により基準
信号ベクトルを正しく再生するためには、対象となるキ
ャリアの前後(低周波数側と高周波数側)に所定の本数以
上のキャリアがそれぞれ存在していることが条件となる
が、必要な本数のキャリアが常に確保できるとはいえ
ず、従って、上記の問題が生じてしまうのである。
【００２８】ここで、キャリアの内挿には、複数のタッ
プを備えたディジタルフィルタからなるＬＰＦが使用さ
れる。従って、例えばタップ数が２３のディジタルフィ
ルタを用いたとすると、任意のキャリア番号の内挿値を
求めるには、図１１に示すように、そのキャリア番号Ａ
の位置の前後に１１キャリア分の信号が必要になる。
【００２９】ここで、本件の発明者は、この内挿演算に
以下の問題が内在していることを見い出した。すなわ
ち、キャリア帯域の内部にあるキャリアの内挿値を算出
する際は、当該キャリアの前後には必ず必要な本数、例
えば上記したように、前後１１本のキャリアがあるの
で、特に問題はないが、しかし、帯域の境界近傍では状
況が上記の状況と異なると言う点である。
【００３０】図１２に示すように、帯域の境界近傍で
は、内挿値を求めようとしているキャリア位置の一方、
この図１２の場合は低周波数側の方にはキャリアが存在
しなくなる。つまり、この場合、正しい内挿演算をする
ためには、太い破線の矢印で示す基準信号ベクトルが必
要であるが、実際には存在してないので、正しい内挿値
が得られなくなってしまうのである。
【００３１】このとき、本来あるべき基準信号ベクトル
と内挿値との差である歪みベクトルの大きさを図示する
と図１３のようになる。この図では周波数軸上のキャリ
ア位置に目盛りが付してあり、このときＳＰキャリアの
位置については、周波数軸上に丸印「○」で示してあ
る。
【００３２】この図１３から、キャリア方向の内挿値の
正しい基準信号ベクトルからの歪みは、キャリア方向の
内挿に用いるディジタルＬＰＦのタップ数のほぼ１／２
のキャリア本数の範囲で、キャリアが帯域の端に近づく
に従って急激に増加していることが判る。
【００３３】そして、一番端のＳＰキャリア１０と２番
目のＳＰキャリア１１の間のキャリアにおいては、伝送
系で混入するマルチパスの条件によっては、正しい基準
信号ベクトルの大きさの１／７を越える歪みが生じてし
まうことも考えられる。ここで発生する歪みには、基準
信号ベクトルを回転させる成分と大きさを変える成分が
あるが、何れにしても、この基準信号ベクトルに現れる
歪みの影響は、以下に説明するように極めて大きい。
【００３４】例えば図１４は、基準信号ベクトルの大き
さに約１／７の歪みが生じた場合の信号点のずれを示し
たもので、ここで、内挿演算で求めた基準信号ベクトル
により算出した信号点は実線の丸印で表わされ、正しい
基準信号ベクトルにより算出される筈の信号点は破線の
丸印で表わされている。
【００３５】この図１４から明らかなように、この場
合、たとえ正しい信号点ｂの近傍にあるバツ印「×」で
示す位置に信号が受信されたとしても、隣の信号点ｃで
あると誤って復調されてしまうことになり、極めて高い
頻度で符号誤りが発生してしまう。
【００３６】例えば変調方式が６４ＱＡＭ方式で、キャ
リア本数が１４００本のＯＦＤＭの場合、帯域の端で基
準信号ベクトルに大きな歪みを発生させてしまうであろ
うキャリアの本数が、両サイド合わせても僅か約６本で
あったとしても、システム全体としての符号誤り率は６
／(１４００×６)＝約７×１０-4 以上にも達してしま
う。
【００３７】これでは、特にビタビ復号などによる誤り
訂正を施したシステムの場合には到底対応できない。こ
のような誤り訂正を施した場合、誤り訂正前の符号誤り
率については、通常、１０-3 程度以下の性能が要求さ
れるからである。なお、ここでは、端部にある６本のキ
ャリアは信号点に対応する６ビットの符号の内の１ビッ
トだけ誤るものとした。
【００３８】そして、このキャリアの欠如による符号誤
りは、マルチパスが存在しているときは、受信信号に全
く雑音が含まれていない場合でも生じる。従って、この
ことは、受信状態を改善しても、符号誤り率は一定値以
下に下げられないことを意味する。
【００３９】このとき、再生された基準信号ベクトルに
大きな歪みが生じるか否かは、伝送系で混入するマルチ
パス成分の大きさと遅延時間に依存するので、常時、発
生するものではないことは確かであるが、だからといっ
て、上記従来技術が伝送系の環境の変化に非常に弱いシ
ステムになることには変わりはない。
【００４０】ここで、この問題に対処する方法として、
帯域の端近くのＳＰキャリアの基準信号ベクトルの位相
と大きさから、その外側のＳＰキャリアが存在しないキ
ャリア位置での基準信号ベクトルの位相と大きさを予想
し、これを外挿することにより、ＬＰＦで生じる波形の
歪みを軽減する方法を考えることができる。
【００４１】しかし、詳細は省略するが、この外挿によ
り歪みの軽減が得られる場合は特殊な条件のときに限ら
れる上、外挿演算のために６４ＱＡＭ復調回路とほぼ同
程度の大きな規模の回路が必要であり、これが新たな問
題になってしまう。本発明の目的は、伝送環境の変化に
強く、しかも回路規模増大の虞れがない同期変調による
ＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供することにある。
【００４２】
【課題を解決するための手段】上記の目的は、位相が相
互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変
調方式で変調することにより、情報符号を伝送する方式
の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数
本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にあ
る搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で
変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再
生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくと
も一部については、差動検波が適用できる変調方式で変
調して伝送するようにして達成される。
【００４３】同じく上記目的は、位相が相互に直交した
複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調
することにより、情報符号を伝送する方式の直交周波数
分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を
含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中
で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬
送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬
送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部につい
ては、前記同期検波が適用できる変調方式における多値
数よりも小さい多値数の同期検波が適用できる変調方式
で変調して伝送するようにしても達成される。
【００４４】更に、上記目的は、位相が相互に直交した
複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調
することにより、誤り訂正符号が付加された情報符号を
伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置におい
て、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所
定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用でき
る変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号
ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の
内の少なくとも一部により伝送される情報符号について
は、 前記誤り訂正符号よりも訂正能力の高い誤り訂正
符号を付加して伝送するようにしても達成される。
【００４５】上記手段によれば、同期変調方式を用いる
ＯＦＤＭ方式の伝送装置であり、しかも伝送系の環境の
変化にも強い良好な伝送装置を構成することができる効
果が得られる。
【００４６】このとき、境界部のキャリアの変調方式と
して差動変調方式を用いる場合、別種の差動変調方式の
復調回路が新たに必要になるが、差動変調方式の復調回
路は同期変調方式の復調回路の様な基準信号ベクトルの
再生が必要でないため、回路規模の増加は外挿演算の回
路規模に比べ小さく、従って、回路規模の増加を抑える
ことができる。
【００４７】また、本発明の手段においては、帯域の境
界部のキャリアの信号を復調するために、中央部のキャ
リアの変調方式の復調回路とは異なる変調方式の復調回
路が必要になる。しかし、境界部のキャリアの変調方式
が同じ同期変調方式の場合、復調回路の信号点配置を変
更するだけで同じ回路を共用することができ、回路規模
の増加はほとんど無視できる。
【００４８】更に、キャリア方向の内挿演算で算出した
基準信号ベクトルの歪みは、図１３からも分かるよう
に、帯域の端のＳＰキャリアと２つ目のＳＰキャリアの
間のキャリアに対する基本信号ベクトルの歪みが最も大
きく、キャリア方向の内挿に用いるディジタルＬＰＦの
タップ数２Ｍ＋１の約１／２である約Ｍ本の範囲内であ
る境界部のキャリアの基本信号ベクトルの歪みが無視で
きないレベルになる。
【００４９】しかし、本発明による手段では、この範囲
内にあって特に歪みの大きいキャリアは、基本信号ベク
トルの歪みの影響が無い差動変調方式で、或いは歪みの
影響が少ない多値数の低い同期変調方式で変調され、更
には誤り訂正能力の高い誤り訂正符号を用いて訂正され
るので、符号誤り率が少ない同期変調方式を用いたＯＦ
ＤＭ方式の伝送装置を構成することができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】以下、本発明による直交周波数分
割多重変調伝送装置について、図示の実施の形態により
詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施形態にお
けるキャリア構造の一例で、図５の従来技術の場合と同
じく、横方向は周波数で、縦方向は時間の経過を表して
おり、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれ
が１本のキャリアを表わしている。従って、縦方向に並
んだキャリア「□」の１列がＯＦＤＭ信号を構成する１
つのシンボルを表わしている。
【００５１】更に、キャリア「□」の中で、ＳＰと記入
されているのは、復調の際の基準信号の再生に使用され
るパイロット信号の位置を表わし、何も記入されていな
いものは、６４ＱＡＭで変調された信号の位置を表わし
ている点も、図５と同じである。ここで、この図１の実
施形態におけるＳＰキャリアの間隔は、地上ディジタル
放送方式と同様の３本間隔も含め、任意の本数間隔の場
合でも同様に成り立つものである。
【００５２】この図１実施形態が、図５に示した従来技
術と異なっている点は、帯域の両端近傍にある一部のキ
ャリア「□」が、符号Ｄが書き込まれているキャリア
「□」に置き換えられている点にある。
【００５３】以後、この符号Ｄが書き込まれているキャ
リア「□」が表わしているキャリアについては、Ｄキャ
リアと呼び、これらＤキャリアとＳＰキャリア以外の何
も書き込まれていないで白抜き(ブランク)のままになっ
ているキャリア「□」が表わしているキャリアについて
は、Ｃキャリアと呼ぶことにする。
【００５４】そして、Ｄキャリアのシンボル位置及びキ
ャリア位置にある情報符号については、６４ＱＡＭ方式
などの同期変調方式を用いるのではなく、ＤＢＰＳＫ方
式、ＤＱＰＳＫ方式、８ＤＰＳＫ方式、或いは１６ＤＡ
ＰＳＫ方式などの復調に基準信号ベクトルを必要としな
い差動変調方式で変調して伝送されるように構成してあ
る。
【００５５】一方、Ｃキャリアについてのシンボル位置
及びキャリア位置にある情報符号については、上記した
ように、従来技術と同じく６４ＱＡＭ方式などの同期変
調方式で変調して伝送されるようにし、この同期変調方
式のキャリアの復調に使用する基準信号ベクトルについ
ても、従来技術と同様にして内挿処理により再生するよ
うに構成してある。
【００５６】従って、この実施形態では、図１３の特性
図で、歪みが特に大きくなっている帯域端部のキャリア
は、同期変調方式で変調されるキャリア位置から除か
れ、Ｄキャリア位置が割り当てられている点が、従来技
術と大きく異なっていることになり、この結果、歪みの
大きい基準信号ベクトルを用いるキャリアから復号され
た情報符号も含まれる従来の方式の場合に比べ、同期変
調方式で変調されているキャリアから復号された情報符
号の符号誤り率を低減することができる。
【００５７】また、ここで、差動変調方式で変調されて
いるＤキャリアは、その復調に基準信号ベクトルを必要
としないので、基準信号ベクトルに大きな歪みがあって
も、復号した情報符号の誤り率には何ら影響がなく、従
って、良好な情報符号が容易に復号できることになる。
【００５８】このとき、Ｄキャリアにより伝送すべき情
報符号としては、Ｃキャリアで伝送する情報符号の一
部、例えばデータ圧縮された画像符号等の一部の符号を
伝送するようにしても良いが、音声信号やカメラ雲台の
コントロール信号など、Ｃキャリアで伝送される情報符
号とは独立した、別の情報符号を伝送するようにしても
良い。なお、極端な場合、Ｄキャリアでは情報符号を伝
送しないようにしても良い。
【００５９】従って、この実施形態によれば、同期変調
方式で変調されているキャリアから復号された情報符号
の符号誤り率を充分に低減することができる。しかも、
このとき、差動変調方式の復調回路は、同期変調方式の
復調回路のように基準信号ベクトルを再生する必要がな
いので、回路規模の増加は外挿演算の回路規模に比べ小
さく、従って、この実施形態によれば、回路規模の増加
を抑えることができる。
【００６０】ここで、Ｄキャリアは、図１に示すように
配置するだけでなく、例えば図２に示すように、使用さ
れる内挿フィルタのタップ数２Ｍ＋１から決まる帯域の
端から一定の本数Ｍ本までの間の連続する任意本数のデ
ータキャリアを全てＤキャリアに設定しても良い。
【００６１】或いは図３に示すように、歪みの小さいＳ
Ｐキャリアの両隣のキャリアについてはＣキャリアとし
て残し、両端近傍の残りのキャリアをＤキャリアに設定
しても良い。このように、本発明によるキャリア構造の
実施形態には、幅広い自由度があるが、何れの場合も、
少なくとも歪みが最も大きくなるキャリア、或いはそれ
に続いて歪みの大きい一定本数のキャリアを含んでいる
ことが要件である。
【００６２】次に、本発明の第２の実施形態について説
明する。ここで、まず、この第２の実施形態でも、キャ
リア構造については第１の実施形態と同じで、図１、図
２、図３に示した何れかのキャリア構造と同一のキャリ
ア構造を用いる。そして、このとき、Ｃキャリアは６４
ＱＡＭ方式の同期変調方式で変調して伝送する点も同じ
である。
【００６３】しかして、この第２の実施形態が、第１の
実施形態と異なる点は、ＤキャリアをＱＰＳＫ方式、又
は１６ＱＡＭ方式、或いは３２ＱＡＭ方式など、Ｃキャ
リアを変調する同期変調方式の多値数より低い多値数の
同期変調方式で変調するようにした点にある。
【００６４】ここで、ＯＦＤＭ方式の場合、同期変調方
式の多値数が多い程、雑音や基準信号ベクトルの歪みに
弱くなり、従って、６４ＱＡＭ方式から３２ＱＡＭ方
式、１６ＱＡＭ方式、それにＱＰＳＫ方式の順に雑音や
基準信号ベクトルの歪みに強くなっている。
【００６５】そうすると、この第２の実施形態の場合
も、歪みが特に大きなキャリアは雑音や基準信号ベクト
ルの歪みに弱い多値数の高い同期変調方式で変調されて
いるＣキャリアから除かれていて、Ｄキャリアに割り当
てられていることになり、この結果、歪みが大きい基準
信号ベクトルを用いるキャリアから復号された情報符号
も含まれてしまう従来技術の場合に比較して、キャリア
Ｃから復号された情報符号の符号誤り率を低減すること
ができる。
【００６６】一方、この第２の実施形態の場合、Ｄキャ
リアについては、Ｃキャリアと同じ同期変調方式ではあ
っても、雑音や基準信号ベクトルの歪みに比較的に強い
多値数の低い同期変調方式で変調されており、従って、
このキャリアの基準信号ベクトルに大きな歪みが有って
も、このキャリアをＣキャリアに設定した場合に比較し
て、復号した情報符号の誤り率はそれほど高くならず、
良好な情報符号を復号することができる。
【００６７】なお、この第２の実施形態では、帯域の境
界部のキャリアＤの信号を復調するために、中央部のキ
ャリアＣの変調方式の復調回路とは異なる変調方式の復
調回路が必要になる。しかし、境界部のキャリアの変調
方式が同じ同期変調方式の場合、復調回路の信号点配置
を変更するだけで同じ回路を共用することができるの
で、回路規模の増加はほとんど無視できる。
【００６８】ここで、このＤキャリアで伝送する情報符
号の内容、及びキャリア構造における幅広い自由度につ
いては、この第２の実施形態でも、第１の実施形態と同
じであるので、説明は省略するが、この第２の実施形態
によるキャリア構造においても、第１の実施形態と同
様、同期変調方式で変調されているキャリアから復号さ
れた情報符号の符号誤り率を充分に低減することができ
る。
【００６９】次に、本発明の第３の実施形態について説
明する。ここで、まず、この第３の実施形態でも、キャ
リア構造については第１と第２の実施形態と同じで、図
１、図２、図３に示したキャリア構造の何れかを用い、
キャリアがＣキャリアとＤキャリアに分けてある点は同
じである。
【００７０】しかして、この第３の実施形態が、第１と
第２の実施形態と異なる点は、これら分割したＣキャリ
アで伝送される情報符号に付加すべき誤り訂正符号と、
Ｄキャリアで伝送される情報符号に付加すべき誤り訂正
符号を、異なった訂正能力にした点にある。
【００７１】具体的には、このとき、Ｄキャリアで伝送
する情報符号に用いる誤り訂正符号の訂正能力を、Ｃキ
ャリアで伝送する情報符号に用いる誤り訂正符号の訂正
能力よりも高くなるように構成したもので、例えばＣキ
ャリアで伝送する情報符号に対する誤り訂正符号には３
／４の畳み込み符号を用い、Ｄキャリアで伝送する情報
符号に用いる誤り訂正符号には３／４の畳み込み符号よ
り訂正能力が高い１／２の畳み込み符号を用いている。
【００７２】従って、この第３の実施形態の場合も、歪
みが特に大きくなる虞れのあるキャリアは、雑音や基準
信号ベクトルの歪みに弱く、訂正能力の低い誤り訂正符
号を用いているＣキャリアから除かれており、この結
果、歪みの大きい基準信号ベクトルを用いるキャリアか
ら復号された情報符号も含まれてしまう従来技術の場合
に比較して、同期変調方式で変調されているキャリアか
ら復号された情報符号の符号誤り率を低減することがで
きる。
【００７３】一方、Ｄキャリアにより伝送される情報符
号には、Ｃキャリアで伝送する情報符号に用いられてい
る誤り訂正符号より誤り訂正能力の高い誤り訂正符号が
付加されているので、たとえ復号された情報符号に誤り
が生じても、その誤りは高い精度で訂正できるため、良
好な情報符号を復号することができる。
【００７４】そして、この第３の実施形態でも、Ｄキャ
リアで伝送する情報符号の内容、及びキャリア構造にお
ける幅広い自由度については、第１の実施形態と同じで
あるので、説明は省略するが、この第３の実施形態によ
るキャリア構造においても、第１の実施形態と同様、同
期変調方式で変調されているキャリアから復号された情
報符号の符号誤り率を充分に低減することができる。
【００７５】ここで、以上の説明では特に断らなかった
が、境界領域の幅を規定する一定本数Ｍの値は、例えば
６４ＱＡＭで変調する場合を想定すると、内挿フィルタ
の歪みに対するＳ／Ｎと、６４ＱＡＭで確保すべきＣ／
Ｎの大きさから、ＳＰキャリア間隔のおよそ５倍程度に
なるので、これから決定してやればよい。
【００７６】また、以上の実施形態では、何れもパイロ
ット信号が時間方向に間欠的にＳＰとして挿入されてい
る場合についてだけ説明したが、パイロット信号が時間
方向に連続的に挿入され、時間方向の内挿演算が不要な
キャリア構造の場合についても同様に本発明が適用でき
ることは明らかである。
【００７７】
【発明の効果】本発明によれば、歪みの大きい基準信号
ベクトルから再生したキャリアにより復号される符号を
用いていないので、同期変調方式で変調されているキャ
リアから復号された情報符号の符号誤り率が充分に低減
でき、同期変調方式を用いたＯＦＤＭ方式の伝送装置
を、回路規模の増加を伴うことなく容易に提供すること
ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置
の実施形態におけるキャリア配置の一例を示す説明図で
ある。
【図２】本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置
の実施形態におけるキャリア配置の他の一例を示す説明
図である。
【図３】本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置
の実施形態におけるキャリア配置の更に別の一例を示す
説明図である。
【図４】地上ディジタル放送方式で採用されているキャ
リア構造の一例を示す説明図である。
【図５】地上ディジタル放送方式で採用されているキャ
リア配置の一例を示す説明図である。
【図６】６４ＱＡＭ方式における信号点配置の説明図で
ある。
【図７】受信信号における基準信号ベクトルの位相回転
の説明図である。
【図８】ＯＦＤＭ方式の従来技術において基準信号ベク
トルの再生に使用されている回路の一例を示すブロック
図である。
【図９】地上ディジタル放送方式で採用されているキャ
リア配置の一例を示す説明図である。
【図１０】キャリアの時間方向の内挿について模式的に
示した説明図である。
【図１１】キャリアの周波数方向の内挿について模式的
に示した説明図である。
【図１２】キャリアの周波数方向の内挿における問題点
の説明図である。
【図１３】キャリアの周波数方向の内挿による歪み量の
一例を示す特性図である。
【図１４】大きな歪みを生じたときの信号点の位置の説
明図である。
【符号の説明】
□ キャリア Ｄ キャリヤの中で、同期検波による変調方式で変調さ
れたキャリアの復調のための基準信号ベクトルの再生に
用いるキャリアを除いた残りのキャリアの内の少なくと
も一部のキャリア ＳＰ キャリアのなかで、復調の際の基準信号の再生に
使用されるパイロット信号となるキャリヤ １、２、１０、１１ ＳＰの位置 ５ ＦＦＴ回路 ６ 時間方向内挿回路 ７ 遅延回路 ８ キャリア方向内挿回路 ９ ６４ＱＡＭ復調回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 塚本 信夫 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内 (72)発明者 池田 哲臣 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 岡部 聡 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K014 AA01 BA05 FA11 HA05 HA10 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD23 DD33

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 位相が相互に直交した複数本の搬送波を
    同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、
    情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送
    装置において、 前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本
    数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変
    調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベク
    トルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の
    少なくとも一部については、 差動検波が適用できる変調方式で変調して伝送するよう
    に構成したことを特徴とする直交周波数分割多重変調伝
    送装置。
  2. 【請求項２】 位相が相互に直交した複数本の搬送波を
    同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、
    情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送
    装置において、 前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本
    数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変
    調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベク
    トルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の
    少なくとも一部については、 前記同期検波が適用できる変調方式における多値数より
    も小さい多値数の同期検波が適用できる変調方式で変調
    して伝送するように構成したことを特徴とする直交周波
    数分割多重変調伝送装置。
  3. 【請求項３】 位相が相互に直交した複数本の搬送波を
    同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、
    誤り訂正符号が付加された情報符号を伝送する方式の直
    交周波数分割多重変調伝送装置において、 前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本
    数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変
    調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベク
    トルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の
    少なくとも一部により伝送される情報符号については、 前記誤り訂正符号よりも訂正能力の高い誤り訂正符号を
    付加して伝送するように構成したことを特徴とする直交
    周波数分割多重変調伝送装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009017083A1 (ja) * 2007-07-31 2009-02-05 Nec Corporation チャネル推定に関する方法
WO2009025376A1 (en) * 2007-08-17 2009-02-26 Nec Corporation Method and apparatus for channel estimation in ofdm
JP2011142436A (ja) * 2010-01-06 2011-07-21 Kyocera Corp 無線送信装置及び無線受信装置

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7423987B2 (en) * 2001-04-27 2008-09-09 The Directv Group, Inc. Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals
US7822154B2 (en) 2001-04-27 2010-10-26 The Directv Group, Inc. Signal, interference and noise power measurement
US7471735B2 (en) 2001-04-27 2008-12-30 The Directv Group, Inc. Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations
US8005035B2 (en) 2001-04-27 2011-08-23 The Directv Group, Inc. Online output multiplexer filter measurement
WO2004040403A2 (en) 2001-04-27 2004-05-13 The Directv Group, Inc. Lower complexity layered modulation signal processor
US7778365B2 (en) 2001-04-27 2010-08-17 The Directv Group, Inc. Satellite TWTA on-line non-linearity measurement
US7209524B2 (en) * 2001-04-27 2007-04-24 The Directv Group, Inc. Layered modulation for digital signals
US7161987B2 (en) * 2001-09-26 2007-01-09 Conexant, Inc. Single-carrier to multi-carrier wireless architecture
WO2004006455A1 (en) 2002-07-03 2004-01-15 The Directv Group, Inc. Method and apparatus for layered modulation
JP4314099B2 (ja) * 2003-11-19 2009-08-12 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置
CN100566317C (zh) * 2004-10-22 2009-12-02 财团法人工业技术研究院 基于频率相关性的相干正交频分复用接收器同步方法与装置
US20060088133A1 (en) * 2004-10-22 2006-04-27 Industrial Technology Research Institute Time-frequency correlation-based synchronization for coherent OFDM receiver
ES2420987T3 (es) * 2005-04-29 2013-08-28 Sony Deutschland Gmbh Dispositivo de transmisión, dispositivo de recepción y método de comunicación para un sistema de comunicaciones OFDM con nueva estructura del preámbulo
US7602853B2 (en) * 2006-04-17 2009-10-13 Mediatek Inc. Method and apparatus for channel estimation
US9313064B2 (en) * 2006-04-18 2016-04-12 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for synchronization in an OFDMA evolved UTRA wireless communication system
US8019029B1 (en) * 2007-06-26 2011-09-13 Pmc-Sierra, Inc. Interference erasure using soft decision weighting of the Viterbi decoder input in OFDM systems
USD814477S1 (en) * 2016-07-19 2018-04-03 Resounding, Llc Display screen or portion thereof with graphical user interface

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0771117B2 (ja) * 1988-06-30 1995-07-31 日本電気株式会社 符号誤り訂正装置
JP3145003B2 (ja) * 1995-03-23 2001-03-12 株式会社東芝 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置
JPH09130440A (ja) 1995-10-31 1997-05-16 Hitachi Denshi Ltd 検波回路装置
JP3462373B2 (ja) 1996-08-30 2003-11-05 株式会社東芝 マルチキャリア伝送装置
JP3535344B2 (ja) 1997-05-30 2004-06-07 松下電器産業株式会社 マルチキャリア伝送方法及びデータ送信装置並びに移動局装置及び基地局装置
CA2269549A1 (en) 1997-08-28 1999-03-11 Kabushiki Kaisha Toshiba Multi-carrier transmitter
JP2000092022A (ja) 1998-09-14 2000-03-31 Hitachi Denshi Ltd マルチキャリアディジタル変調伝送装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009017083A1 (ja) * 2007-07-31 2009-02-05 Nec Corporation チャネル推定に関する方法
US8457225B2 (en) 2007-07-31 2013-06-04 Nec Corporation Methods relating to channel estimation
WO2009025376A1 (en) * 2007-08-17 2009-02-26 Nec Corporation Method and apparatus for channel estimation in ofdm
US8406355B2 (en) 2007-08-17 2013-03-26 Nec Corporation Method and apparatus for channel estimation in OFDM
JP2011142436A (ja) * 2010-01-06 2011-07-21 Kyocera Corp 無線送信装置及び無線受信装置

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Publication number Publication date
US20010055295A1 (en) 2001-12-27
EP1168746A3 (en) 2004-01-21
EP1168746A2 (en) 2002-01-02
US7016298B2 (en) 2006-03-21

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