JP5048481B2 - チャネル推定及び時間トラッキングに関するスタッガードパイロット送信 - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
本特許出願は、本明細書において参照されることによって全体が本明細書に組み入れられている米国仮特許出願一連番号 ６０／５６８，３２４(出願日: ２００４年５月４日) に対する優先権を主張するものである。

本発明は、一般的には、データ通信に関するものである。本発明は、より具体的には、多搬送波通信システムにおけるパイロット送信、チャネル推定、及び時間トラッキングに関するものである。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、システム全体の帯域幅を複数の直交周波数サブバンドに有効に分割する多搬送波変調技術である。これらのサブバンドは、トーン、副搬送波、ビン、及び周波数チャネルとも呼ばれる。ＯＦＤＭにおいては、各サブバンドは、データを用いて変調することができる各々の副搬送波と関連づけられる。

ＯＦＤＭシステムにおいては、送信エンティティは、データを処理して変調シンボルを入手し、該変調シンボルに関するＯＦＤＭ変調をさらに行ってＯＦＤＭシンボルを生成する。次に、送信エンティティは、前記ＯＦＤＭシンボルのコンディショニングを行い、通信チャネルを介して送信する。受信エンティティは、典型的には、送信エンティティによって送信されたデータを復元するために相対的に正確なシンボルタイミングを得る必要がある。受信エンティティは、各ＯＦＤＭシンボルが送信エンティティによって送信される時点及び通信チャネルによって導入される伝播遅延を知らないことがしばしばある。従って、受信エンティティは、受信されたＯＦＤＭシンボルに関する補完的ＯＦＤＭ復調を適切に行うために、通信チャネルを介して受信された各ＯＦＤＭシンボルのタイミングを確認することが必要になる。さらに、受信エンティティは、送信エンティティによって送信された変調シンボルの適切な推定値を得るためのデータ検出を行うために通信チャネルの応答の適切な推定値も必要である。

送信エンティティは、チャネル推定及び時間トラッキングをサポートするためにシステム資源を費やし、受信エンティティもこれらのタスクを実行するために資源を消費する。チャネル推定及び時間トラッキングのために送信エンティティ及び受信エンティティによって使用される資源はオーバーヘッドになる。従って、送信エンティティ及び受信エンティティの両方がこれらのタスクに関して消費する資源量を最小にすることが望ましい。

従って、ＯＦＤＭシステムにおけるチャネル推定及び時間トラッキングを効率的にサポートする技術が必要である。

本明細書においては、多搬送波（ＯＦＤＭ、等）通信システムにおいて「スタッガード」（ｓｔａｇｇｅｒｅｄ）パイロット送信、チャネル推定、及び時間トラッキングを行う技術が説明される。パイロット送信のために費やされる資源量を制限しつつより受信エンティティがより長いチャネル推定値を導き出すことを許容するため、送信エンティティは、異なる時間間隔（例えば異なるシンボル時間）において異なるサブバンドグループでパイロットを送信することができる。システム内のＮのサブバンドは、Ｍの互いに重なり合わないグループ内に配置することができる。各グループは、Ｎのサブバンド全体に渡って配分されるＰ−Ｎ／Ｍのサブバンドを含む。送信エンティティは、各時間間隔において異なるサブバンドグループでパイロットを送信することができる。送信エンティティは、パイロットスタッガリング（ｓｔａｇｇｅｒｉｎｇ）パターンに基づいてＭの時間間隔においてＭの全サブバンドグループを選択することができる。代替として、送信エンティティは、Ｍのサブバンドグループの多く又はほとんどを異なる時間間隔において使用することができるため、システム内での送信に関して使用可能な全サブバンドのうちの実質的な数が異なる時間間隔でのパイロット送信に関して使用される。該実質的なサブバンド数は、例えば、すべての使用可能なサブバンド、使用可能なサブバンドの３／４、使用可能なサブバンドの少なくとも１／２、又は使用可能なサブバンドのうちのその他の何らかの有意な割合であることができる。受信エンティティは、１つのサブバンドグループで受信されたパイロットに基づいてＰのチャネルタップを有する最初のインパルス応答推定値を導き出すことができる。受信エンティティは、後述されるように、十分な数の異なるサブバンドグループに関して得られた最初のインパルス応答推定値をフィルタリングすることによって（最大でＮのチャネルタップを有する）より長いインパルス応答推定値を導き出すことができる。

受信エンティティは、２つの異なる長さＬ_１及びＬ_２を有する２個のより長いインパルス応答推定値を導き出すことができ、これらの推定値はデータ検出／復号及び時間トラッキングのためにそれぞれ使用することができる。ここで、Ｌ_１＝Ｓ_１・Ｐ及びＬ_２＝Ｓ_２・Ｐである。各々のより長いインパルス応答推定値は、Ｓ以上の異なるサブバンドグループに関して得られたＳ以上の最初のインパルス応答推定値をフィルタリングする異なる時間領域フィルタに基づいて導き出すことができ、ここで、ＳはＳ_１又はＳ_２である。各々のより長いインパルス応答推定値に関して、第１のＰのチャネルタップは「主チャネル」に関するものであり、残りのチャネルタップは「余剰チャネル」に関するものである。各時間領域フィルタに関する係数は、様々な基準に基づいて選択することができる。例えば、主チャネルに関する係数は、（１）余剰チャネルを無効にする、（２）主チャネルの時間的変動を抑止する、（３）主チャネルのバイアスなし推定値を提供する、等のために選択することができる。フィルタリングに関する詳細が以下において説明される。さらに、本発明の様々な側面及び実施形態も以下においてさらに詳細に説明される。

本発明の特長及び性質は、下記の詳細な説明と図面を併用することでさらに明確になる。同一のものについては図面全体に渡って同一の参照符号を付けることとする。

本明細書における「典型的」という表現は、「１つの例、事例、又は実例」であることを意味する。本明細書において「典型的実施形態」として記述されているいずれの実施形態も及びいずれの設計も、その他の実施形態及び設計よりも優先されるか又は有利であることを必ずしも意味するわけではない。

図１は、ＯＦＤＭシステム１００における送信エンティティ１１０及び受信エンティティ１５０のブロック図である。送信エンティティ１１０は、基地局又は無線装置であることができ、受信エンティティ１５０も基地局又は無線装置であることができる。基地局は、一般的には固定局であり、基地局トランシーバシステム（ＢＴＳ）、アクセスポイント、又はその他の何らかの用語で呼ばれることもある。無線装置は、固定型又は移動型のいずれでもよく、ユーザー端末、移動局、又はその他の何らかの用語で呼ばれることもある。

送信エンティティ１１０においては、送信（ＴＸ）データ・パイロットプロセッ１２０は、異なる型のデータ（例えば、トラフィック／パケットデータ及びオーバーヘッド／制御データ）を受け取り、該データを処理（例えば、符号化、インターリービング、及びシンボルマッピング）してデータシンボルを生成する。本明細書において用いられる「データシンボル」は、データに関する変調シンボルであり、「パイロットシンボル」は、（送信エンティティ及び受信エンティティの両方によって事前に知られているデータである）パイロットに関する変調シンボルであり、変調シンボルは、変調方式（Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、等）に関する信号配置内の１つの点に関する複素値である。プロセッサ１２０は、データシンボル及びパイロットシンボルをＯＦＤＭ変調器１３０に提供する。

ＯＦＤＭ変調器１３０は、データシンボル及びパイロットシンボルを適切なサブバンドに多重化し、これらの多重化されたシンボルに関するＯＦＤＭ変調をさらに行ってＯＦＤＭシンボルを生成する。各シンボル時間に関して、ＯＦＤＭ変調器１３０は、Ｎの全サブバンドに関するＮの多重化シンボルに対してＮポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、Ｎの時間領域サンプルを含む「変換された」シンボルを得る。各サンプルは、１つのサンプル時間において送信される複素値である。次に、ＯＦＤＭ変調器１３０は、各変換されたシンボルの一部分を繰り返し、Ｎ＋Ｃのサンプルを含むＯＦＤＭシンボルを形成する。ここで、Ｃは、繰り返されるサンプル数である。繰り返された部分は、サイクリックプリフィックスとしばしば呼ばれ、周波数選択性フェージングに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）に対処するために使用される。ＯＦＤＭシンボル時間（又は単純にシンボル時間）は１つのＯＦＤＭシンボルの継続時間であり、Ｎ＋Ｃのサンプル時間に等しい。ＯＦＤＭ変調器１３０は、ＯＦＤＭシンボルストリームを送信装置（ＴＭＴＲ）１３２に提供する。送信装置１３２は、ＯＦＤＭシンボルストリームを処理（例えば、アナログへの変換、増幅、フィルタリング、及び周波数アップコンバージョン）して変調された信号を生成し、該変調された信号がアンテナ１３４から送信される。

受信エンティティ１５０においては、送信エンティティ１１０から送信された信号がアンテナ１５２によって受信され、受信装置（ＲＣＶＲ）１５４に提供される。受信装置１５４は、受信信号を処理（例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバージョン、及びデジタル化）して入力サンプルストリームを提供する。ＯＦＤＭ復調器（Ｄｅｍｏｄ）１６０は、入力サンプルに関するＯＦＤＭ復調を行い、受信されたデータシンボル及びパイロットシンボルを提供する。検出器１７０は、チャネル推定器１７２からのチャネル推定値を用いて受信データシンボルに関するデータ検出（例えば、等化又はマッチングされたフィルタリング）を行い、送信エンティティ１１０によって送信されたデータシンボルの推定値である検出されたデータシンボルを提供する。受信（ＲＸ）データプロセッサ１８０は、検出されたデータシンボルを処理（例えば、シンボルデマッピング、デインターリービング、及び復号）し、復号されたデータを提供する。一般的には、ＯＦＤＭ復調器１６０及びＲＸデータプロセッサ１８０による処理は、送信エンティティ１１０におけるＯＦＤＭ変調器１３０及びＴＸデータ・パイロットプロセッサ１２０によるそれぞれの処理を補完するものである。

チャネル推定器１７２は、ＯＦＤＭ復調器１６０からの受信パイロットシンボルに基づいてインパルス応答推定値を導き出し、検出器１７０によって用いられる周波数応答推定値をさらに導き出す。同期化装置１６２は、時間トラッキングを行い、チャネル推定器１７２からのインパルス応答推定値に基づいてシンボルタイミングを決定する。ＯＦＤＭ復調器１６０は、装置１６２からのシンボルタイミングに基づいてＯＦＤＭ復調を行う。

コントローラ１４０及び１９０は、送信エンティティ１１０及び受信エンティティ１５０における動作をそれぞれ指示する。メモリ装置１４２及び１９２は、コントローラ１４０及び１９０によって用いられるプログラムコード及びデータの格納場所を提供する。

システム１００では様々な方法でデータ及びパイロットを送信することができる。例えば、データ及びパイロットは、（１）周波数分割多重（ＦＤＭ）を用いて同じシンボル時間に同時に送信すること、（２）時分割多重（ＴＤＭ）を用いて異なるシンボル時間に順次送信すること、又は（３）ＦＤＭとＴＤＭの組合せを用いて送信することができる。Ｎの全サブバンドもデータ及びパイロットの送信に関して様々な方法で使用することができる。典型的なデータ／パイロット送信方式が以下において説明される。

図２は、システム１００におけるデータ及びパイロットの送信に関して使用することができるインターレースサブバンド構造２００を示した図である。システム１００は、全体でＢＷ ＭＨｚのシステム帯域幅を有しており、ＯＦＤＭを用いてＮの直交周波数サブバンドに分割される。各サブバンドは、ＢＷ／Ｎ ＭＨｚの帯域幅を有する。Ｎの全サブバンドのうちのＵのサブバンドのみをデータ及びパイロットの送信に使用し、残りのＧ＝Ｎ−Ｕのサブバンドは使用せずガードサブバンドとしての役割を果たすようにすることができる。ここで、Ｕ≦Ｎである。一具体例として、システム１００は、合計Ｎ＝４０９６の全サブバンド、Ｕ＝４０００の使用可能サブバンド、及びＧ＝９６のガードサブバンドを有するＯＦＤＭ構造を利用することができる。説明を単純化するため、以下の説明は、Ｎのすべてのサブバンドをデータ及びパイロットの送信に関して使用できると仮定している。これらのＮのサブバンドは、ｋ＝１ ．．．Ｎのインデックスが割り当てられる。

Ｎの全サブバンドは、Ｍの「インターレース」内又は互いに分離されたサブバンドグループ内に配列させることができる。Ｎの全サブバンドの各々は１つのインターレース内のみに存在するという点で、Ｍのインターレースは互いに分離されている又は重なり合わない。各インターレースはＰのサブバンドを含み、ここでＰ・Ｍ＝Ｎである。Ｍのインターレースは、ｍ＝１．．．Ｍのインデックスが与えられ、各インターレースにおけるＰのサブバンドは、ｐ＝１．．．Ｐのインデックスが与えられる。

各インターレースに関するＰのサブバンドは、Ｎの全サブバンドにおいて一様に配分されるため、該インターレースにおける連続するサブバンドは、Ｍのサブバンドだけ間隔をあけて配置される。各インターレースｍは、以下のｋのインデックスを有するＰのサブバンドを含むことができ、ここでｍ＝１．．．Ｍである。

図２に示されるように、インターレース１は、ｋ＝１、Ｍ＋１、２Ｍ＋１、等のインデックスを有するサブバンドを含み、インターレース２は、ｋ＝２、Ｍ＋２、２Ｍ＋２、等のインデックスを有するサブバンドを含み、インターレースＭは、ｋ＝M、2Ｍ、3Ｍ、等のインデックスを有するサブバンドを含む。従って、各インターレースにおけるＰのサブバンドは、その他のＭ−１のインターレースの各々におけるＰのサブバンドがインターレースされる。さらに、各インターレースは、該インターレースにおける第１のサブバンドのインデックスｋに相当するスタッガリング位相ｍとさらに関連づけられる。

一般的には、システム１００は、あらゆる数の全サブバンド、使用可能サブバンド、及びガードサブバンドを有するＯＦＤＭ構造を利用することが可能である。さらに、あらゆる数のインターレースを形成させることができる。各インターレースは、あらゆる数のサブバンド及びＮの全サブバンドのいずれか１つを含むことができる。各インターレースは、同じ数又は異なる数のサブバンドを含むことができる。説明を明確化するため、以下の説明は、図２に示されていてＭのインターレースを有しさらに各インターレースにはＰの一様に配分されたサブバンドを含むインターレースサブバンド構造を対象としている。このインターレースサブバンド構造は、幾つかの利点を提供する。第１に、各インターレースはシステム帯域幅全体からのサブバンドを含むため、周波数ダイバーシティが達成される。第２に、受信エンティティは、全ＮポイントＦＦＴの代わりに部分的ＰポイントＦＦＴを行うことによって所定のインターレースで送信されたデータ／パイロットシンボルを復元することができ、受信エンティティにおける処理を単純化することが可能である。

ＯＦＤＭシステム１００における送信エンティティ１１０と受信エンティティ１５０との間の通信チャネルは、時間領域チャネルインパルス応答又は対応する周波数領域チャネル周波数応答が特徴である。本明細書において使用されておりさらに従来の用語とも一致する「チャネルインパルス応答」又は「インパルス応答」は、チャネルの時間領域応答であり、「チャネル周波数応答」又は「周波数応答」は、チャネルの周波数領域応答である。データがサンプリングされるシステムにおいては、チャネル周波数応答は、チャネルインパルス応答の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）である。この関係は、以下のように行列形で表すことができる。

ここで、
h _N×1は、通信チャネルのインパルス応答に関するN×1ベクトルである。

H _N×1は、通信チャネルの周波数応答に関するN×1ベクトルである。

W _N×Nは、N×Nフーリエ行列である。

"^H"は、共役転置を表す。

フーリエ行列W _N×Nは、(l, n)番目のエントリW_N ^l,nが次式のようになるように定義される。

ここで、lはローインデックスであり、nはカラムインデックスである。

チャネルインパルス応答h _N×1は、Ｎのチャネルタップを具備し、各チャネルタップh_lは、特定のタップ遅延lにおけるゼロ又はゼロ以外の複素利得値によって定義される。チャネル周波数応答H_N×1は、Ｎの全サブバンドに関するＮのチャネル利得を具備し、各チャネル利得H_kは、特定のサブバンドkに関する複素利得値である。

インターレースｍにおいてＰのサブバンドでパイロットシンボルが送信された場合は、このインターレースに関する受信されたパイロットシンボルは次式のように表すことができる。

ここで、
X _mは、インターレースmにおいてPのサブバンドで送信されたPのパイロットシンボルを有するP×1ベクトルである。

Y _mは、インターレースmにおけるPのサブバンドに関して受信エンティティによって得られたPの受信パイロットシンボルを有するP×1ベクトルである。

H _mは、インターレースmに関する実際のチャネル周波数応答に関するP×1ベクトルである。

N _mは、インターレースmにおけるPのサブバンドに関するP×1雑音ベクトルである。

"o"は、アダマール積を表し、各要素ごとの積である。Y _mのｉ番目の要素は、X _mとH _mのｉ番目の要素の積である。

ベクトルH _mは、インターレースmにおけるPのサブバンドに関するベクトルH _N×1のPのエントリのみを含む。説明を単純化するため、雑音N _mは、ゼロ平均及びσの分散を有する加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると仮定されている。

インターレースｍに関する第１の周波数応答推定値は次式によって得ることができる。

ここで、
Y _m/X _m = [y_m,1/p_m,1 … y_m,p/p_m,p]であり、y_m,l及びp_m,lはそれぞれ、インターレースｍにおけるｉ番目のサブバンドに関する受信及び送信されたパイロットシンボルである。

は、インターレースｍに関する第１の周波数応答推定値に関するP×1ベクトルである。

H ^{^} _mは、インターレースｍにおけるＰのサブバンドに関するＰのチャネル利得推定値を含み、これらの推定値は、式（５）に示されるように、受信されたパイロットシンボルと送信されたパイロットシンボルのＰの要素比に基づいて得ることができる。インターレースｍが受信されたパイロットシンボルを有さない未使用サブバンドを含む場合は、これらの未使用サブバンドに関するチャネル利得を推定するために外挿、内挿、及び／又はその他の何らかの技術を用いることができる。

インターレースｍを用いるＰタップインパルス応答推定値は、次式のように、第１の周波数応答推定値H ^{^} _mに関してＰポイントＩＦＦＴを行うことによって得ることができる。

ここで、
h ^{^} _mは、インターレースmに関するインパルス応答推定値に関するP×1ベクトルである。

W _p×pは、式（３）に示されるように定義された要素を有するP×Pフーリエ行列である。

W _mは、p番目の対角要素に関するW_N ^−m,pを含むP×P対角行列であり、p = 1 … Pで、その他の場合は0である。ここで、

ベクトルW ^H _p×p・H ^{^} _mのPの要素内のチャネル成分は、h_m,p = h_p・W_N ^m,pとして表すことができる位相ランプを含み、ここで、p = 1 … Pである。該位相ランプの傾きは、インターレースｍのスタッガリング位相によって決定される。該位相ランプは、W ^H _p×p・H ^{^} _m の各要素にW_N ^−m,pを乗じてh ^{^} _mの対応要素を得ることによって除去することができる。h ^{^} _mのＰの要素は次式のように表すことができる。

h_p = h_m,p・W_N ^−m,p ここで、p = 1 … P
h ^{^} _mはＰのチャネルタップを含み、インターレースｍにおけるＰのサブバンドに関するＰのチャネル利得推定値が入ったH^{^} _mに基づいて得られる。実際のチャネルインパルス応答h _N×1は、Ｎのチャネルタップを具備するため、最初のインパルス応答推定値h ^{^} _mは、インターレースｍのＰのサブバンドによって周波数領域においてアンダーサンプリングされる。周波数領域におけるこのアンダーサンプリングは、時間領域においてチャネルインパルス応答h _N×1のエイリアシングを引き起こす。最初のインパルス応答推定値h ^{^} _mは、次式のように表すことができる。

ここで、
h _N×1 = [h ₁ ^T h ₂ ^T … h ^T _M]^Tは、全長の実際のチャネルインパルス応答である。

h _sは、s = 1 … Mであり、(s−1)・P+1乃至s・Pのタップインデックスを有するh_N×1内にＰのチャネルタップを含むP×1ベクトルである。

nは、最初のインパルス応答推定値h ^{^} _mに関する雑音のP×1ベクトルである。

"T"は、転置を表す。

スタッガリング位相ｍに対応する「エイリアシングパターン」は、{W_M ^s,m}として定義することができ、ここでs = 1 …Mであり、式（７）に関して用いられる係数を含む。全長の実際のチャネルインパルス応答h _N×1は、Mのセグメントを具備する。各セグメントｓは、h _N×1内にＰの連続するチャネルタップを含み、ベクトルh _sによって表される。式（７）は、周波数領域においてアンダーサンプリング時にＭのセグメントがエイリアシングして結合することを示しており、結合係数はエイリアシングパターンによって与えられる。

図３は、１つのインターレースにおけるＰのサブバンドで受信されたパイロットシンボルに基づいて得られるインパルス応答推定値３００を示した図である。全長チャネルインパルス応答h _N×1は、１乃至Ｎのインデックスを有するＮのチャネルタップを具備する。h _N×1内の第１のＰのチャネルタップは、h ₁内に含まれ、主チャネルと呼ばれる。h _N×1内の残りのＮ−Ｐのチャネルタップは、h ₂乃至h _M内に含まれ、余剰チャネルと呼ばれる。これらの余剰チャネルタップは、周波数領域においてアンダーサンプリング時にエイリアシングが発生する。該エイリアシングが発生すると、P + l、2P + l, …,及び(M − 1)・P + lのインデックスにおける余剰チャネルタップがすべてタップインデックスlにおいて現れる。ここで、l = 1 … Pである。従って、h ^{^} _m内のＰのチャネルタップは、Ｐの主チャネルタップ及びN − Pの余剰チャネルタップを含む。各エイリアシングが発生した余剰チャネルタップは、対応する主チャネルタップの推定において誤差を生じさせる。

複数のインターレースでパイロットシンボルを送信することによってＰよりも多いチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値を得ることができる。各シンボル時間におけるパイロット送信に関して１つのインターレースを使用することができ、異なるシンボル時間におけるパイロット送信に関して異なるインターレースを使用することができる。パイロット送信に関して複数のインターレースを使用することは、性能を向上させることが可能なより長いチャネル推定値を受信エンティティが得ることを可能にする。Ｍのすべてのインターレースをパイロット送信のために使用することによって、Ｎのチャネルタップを有する全長チャネルインパルス応答全体を推定することが可能である。

各ＯＦＤＭシンボル時間におけるパイロット送信に関して使用する特定のインターレースは、パイロットスタッガリングパターンによって決定することができる。パイロット送信には様々なスタッガリングパターンを使用することができる。一実施形態においては、スタッガリングパターンは、次式に基づいて、各シンボル時間におけるパイロット送信に関して１つのインターレースを選択することができる。

ここで、
tは、シンボル時間に関するインデックスである。

Δmは、２つの連続するシンボル時間に関するインターレースインデックス間の差である。

m_tは、シンボル時間tにおけるパイロット送信に関して使用するインターレースである。

(x, y) = 1は、x及びyが互いに素数である（すなわち、x及びyの両方に関する最大公約数が１である）ことを意味する。

式（８）における−１及び＋１は、‘０’ではなく‘１’で始まるインターレースインデックス番号付与方式を考慮したものである。第１のシンボル時間に関して用いられるインターレースはm₁であり、

である。Δmの異なる値を用いて異なる「完全な」スタッガリングパターンを形成することができる。完全なスタッガリングパターンは、例えばＭのシンボル時間におけるパイロット送信に関してＭのすべてのインターレースを選択するパターンである。一例として、Δｍ＝1の場合は、Ｍのインターレースが順次で選択され、スタッガリングパターンは、｛１，２，３，．．．，Ｍ｝として表すことができる。M = 8の場合は、異なる完全なスタッガリングパターンを得るためにΔmに関して１、３、５、及び７の値を使用することができる。これらの４個の値のうちで、Δm = 1は１の増分でΔm = 7は１つの減分であるため、７は（性能の点で）１に相当し、同じ理由で５は３に相当する。

図４Ａは、パイロット送信に関して使用することができる完全なスタッガリングパターンを示した図である。縦軸は、インターレースインデックスであり、横軸は時間である。この例に関して、 M = 8であり、各シンボル時間におけるパイロット送信に関して１つのインターレースが使用される。スタッガリングパターン４００は、式（８）においてΔm = 1で生成され、完全なスタッガリングパターンは、｛１，２，３，４，５，６，７，８｝として表すことができる。従って、パイロットは、シンボル時間１においてインターレース１で、シンボル時間２においてインターレース２で送信され、以下同様であり、シンボル時間８においてインターレース８で送信され、シンボル時間９においてインターレース１に戻り、以下同様である。８つのすべてのインターレースが、各８シンボル時間の継続中にパイロット送信に関して使用される。

図４Ｂは、同じくパイロット送信に関して使用できる完全なスタッガリングパターン４１０を示した図である。この場合も同じく M = 8であり、各シンボル時間におけるパイロット送信に関して１つのインターレースが使用される。スタッガリングパターン４１０は、式（８）においてΔm = 3で生成され、完全なスタッガリングパターンは、｛１，４，７，２，５，８，３，６｝として表すことができる。従って、パイロットは、シンボル時間１においてインターレース１で、シンボル時間２においてインターレース４で、シンボル時間３においてインターレース７で送信され、以下同様である。この場合も同じく、各８シンボル時間の継続中に８つのすべてのインターレースでパイロットが送信される。３つのシンボル時間において、スタッガリングパターン４１０は、｛１，４，７｝の相対的オフセットを有するインターレースを選択し、スタッガリングパターン４００は、｛１，２，３｝の相対的オフセットを有するインターレースを選択する。従って、スタッガリングパターン４１０は、スタッガリングパターン４００よりも大きく「拡散」され、より良い性能を提供することができる。

図４Ｃは、式（８）は満たしていないがパイロット送信に関して使用することができる完全なスタッガリングパターン４２０を示した図である。この完全なスタッガリングパターンは、｛１，５，２，６，３，７，４，８｝として表すことができる。パイロットは、各８シンボル時間の継続中に８つのすべてのインターレースで送信される。

一般的には、パイロットは、各シンボル時間においてあらゆる数のインターレースで及びＭのインターレースのうちのいずれか１つで送信することができる。各シンボル時間におけるパイロット送信に関して使用する特定のインターレースは、あらゆるスタッガリングパターンに基づいて選択することができ、これらのスタッガリングパターンのうちの３つが図４Ａ乃至４Ｃに示されている。パイロットは、完全なスタッガリングパターンを用いてＭのすべてのインターレースで送信すること又は「部分的」スタッガリングパターンを用いてＭのインターレースの部分組で送信することができる。

複数のインターレースに関して得られた複数のＰタップの最初のインパルス応答推定値をフィルタリングすることによって、Ｌのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値

を得ることができ、ここで、P < L ≦ Nである。この時間領域フィルタリングは、例えば有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて次式のように行うことができる。

ここで、
h ^{^}(t) = [h^{^} ₁(t) h^{^} ₂(t) … h^{^} _p(t)]^Tは、インターレースｍで受信されたパイロットに基づいてシンボル時間ｔに関して得られる最初のインパルス応答推定値である。

h ^~ _s(t) = [h^~ _s,1(t) h^~ _s,2(t) … h^~ _s,p(t)]^Tは、シンボル時間ｔにおけるセグメントｓに関するチャネルインパルス応答h^~ _s(t)の推定値であるP×1ベクトルである。

α_s,l(i)は、セグメントsにおけるl番目のチャネルタップを導き出すために用いられるｉ番目のフィルタタップに関する係数である。

N_fは、時間領域フィルタに関する非因果的(non-causal)タップ数である。

N_bは、時間領域フィルタに関する因果的(causal)タップ数である。

Ｌタップインパルス応答推定値h ^~ _L×1(t)はＳのセグメントを具備し、h ^~ _L×1(t) = [h ^~ ₁ ^T(t) h ^~ ₂ ^T(t) … h ^~ _s ^T (t)]^Tとして与えられ、ここで、S > 1及びL = S・Pである。s = 1 … Sである各セグメントsは、ベクトルh ^~ _s(t)内に含まれているＰのチャネルタップを含む。h ^~ _s(t)は、セグメントsに関する実際のチャネルインパルス応答であるh _s(t)の推定値である。

式（９）は、N_f + N_bの異なるインターレースに関するN_f + N_bのシンボル時間において得ることができるN_f + N_bの最初のインパルス応答推定値h^{^}(t + N_f)乃至h^{^}(t − N_b + 1)をフィルタリングすることによって各セグメントｓに関するＰのチャネルタップが得られることを示している。現在のシンボル時間ｔに関する最初のインパルス応答推定値h ^{^}(t)は、フィルタタップi = 0において整合される。式（９）は、N_f + N_bのチャネルタップh^{^} _l(t − N_b + 1)乃至h^{^} _s(t + N_f)にN_f + N_bの係数α_s,l(N_b − 1)乃至α_s,l(−N_f)をそれぞれ乗じさらにN_f + N_bの合成積を結合させることによって、h ^~ _L×1(t)内の各チャネルタップh ^~ _s,l(t)が得られることを示している。

一般的には、各セグメントｓの各チャネルタップh ^~ _s,l(t)に関する係数は別々に選択することができる。さらに、N_f 及びN_bは、各セグメントｓの各チャネルタップに関して選択することができる。説明を単純化するため、各セグメント内のＰのすべてのチャネルタップに関して一組のN_f + N_bの係数を使用することができ、h ^~ _L×1(t)のＳのセグメントに関してＳ組の係数を定義することができる。この場合は、各セグメントｓに関する係数{α_s(i)}は、チャネルタップインデックスlの関数ではない。

時間領域フィルタリングは、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ等のその他の型のフィルタを用いて行うこともできる。時間領域フィルタリングは、因果的フィルタ（N_f = 0及びN_b ≧ 1）、非因果的フィルタ（N_f ≧ 1）、又は因果的タップと非因果的タップの両方を有するフィルタを用いて行うこともできる。説明を明確化するため、以下の説明は、式（９）に示される時間領域フィルタを対象にしている。

１．長さ２Ｐのチャネルインパルス応答推定値
L = 2Pのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h ^~ _2p×1を得るため、１つのインターレースに関するシンボル時間tにおいて得られる最初のインパルス応答推定値h ^{^}(t)は次式のように表すことができる。

h ^{^}(t) = h ₁(t) + h ₂(t).W_M ^ml +n(t) 式（１０）
ここで、

式（１０）は、式（７）に基づいて導き出され、セグメント３乃至Ｍはゼロの大きさを有するチャネルタップを含むと仮定している。ベクトルh ₁(t)は、主チャネルに関してh _N×1(t)内に第１のＰのチャネルタップを含む。ベクトルh ₂(t)は、余剰チャネルに関してh _N×1(t)内に次のＰのチャネルタップを含む。

主チャネル推定値h ^~ ₁(t)に関する時間領域フィルタに関する係数は、以下のような様々な制約に基づいて選択することができる。

ここで、m_t−iは、シンボル時間t − 1におけるパイロット送信に関して用いられるインターレースであり、i番目のフィルタタップに対応する。バイアスなし推定値は、（雑音に関する）該推定値の平均が完全なチャネル値に等しい推定値である。

式（１１ｂ）は、低速及び／又は小さいN_f + N_bにおける圧倒的成分になる、N_f + N_bのシンボル時間におけるチャネル変動の線形成分を無効にする。式（１１ａ）における第１の制約は、余剰チャネルh ₂(t)からの貢献を無効にし、このため、h ^~ ₁(t)は、ほとんどが主チャネルh ₁(t)からの成分を含む。式（１１ｂ）における第２の制約は、N_f + N_bのシンボル時間全体における主チャネルh ₁(t)の時間的変動を抑止する。式（１１ｃ）における第３の制約は、h ₁(t)のバイアスなし推定値を提供し、このため、h ^~ _1,l(t)の予想される大きさはh _1,l(t)に等しい。式（１１ｄ）における第４の制約は、主チャネル推定値h ^~ ₁(t)における雑音分散を最小にする。時間領域フィルタに関するタップ数(N_f + N_b)は、（１）係数を選択する自由度数及び（２）係数を選択する際に適用される制約数を決定する。

余剰チャネルh ^~ ₂(t)に関する時間領域フィルタに関する係数は、次式のように様々な制約に基づいて選択することができる。

式（１２ａ）における第１の制約は、主チャネルh ₁(t)からの貢献を無効にし、このため、h ^~ ₂(t)は、ほとんどが余剰チャネルh ₂(t)からの成分を含む。式（１２ｂ）における第２の制約は、主チャネルh ₁(t)の時間的変動を抑止する。式（１２ｃ）における第３の制約は、h ₂(t)のバイアスなし推定値を提供する。

一具体例として、３つのシンボル時間に関するh ^{^}(t − 1)、h ^{^}(t)、及びh ^{^}(t + 1)に基づいてh ^~ _2p×1(t)内の２Ｐのチャネルタップを導き出すために３タップ時間領域フィルタを使用することができる。該３タップ時間領域フィルタは、次のように設計することができる。すなわち、式（１０）を用いて、時間領域フィルタリング前にシンボル時間t − 1、t、及びt + 1におけるl番目のチャネルタップを次式のように表すことができる。

ここで、
h^{^} _l(t)、h_1,l(t)、h_2,l(t)、及びn_l(t)は、それぞれh ^{^}(t)、h ₁(t)、h ₂(t)、及びn(l)のl番目の要素である。

m_t−1、m_t、及びm_t+1は、それぞれシンボル時間t − 1、t、及びt + 1におけるパイロット送信に関して用いられるインターレースである。

図４Ｂに示されるスタッガリングパターン４１０に関する３タップ時間領域フィルタに関して、 M = 8、m_t−1 = m_t − 3、及びm_t+1 = m_t + 3である場合は、主チャネル推定値h^~ ₁(t)に関する係数を選択するために用いられる制約は、次式のように表すことができる。

余剰チャネルを無効にする： α₁(−1)・e^−j3π/4 + α₁(0) + α₁(1)・e^j3π/4 = 0
時間変動を抑止する： α₁(−1) − α₁(1) = 0
バイアスなし推定値を提供する： α₁(−1) + α₁(0) + α₁(1) = 1
上記の（余剰チャネルを無効にするための）第１の方程式は、式（１１ａ）からの方程式であってα₁(−1)・W₈ ^mt+3 + α₁(0)・W₈ ^mt + α₁(1)・W₈ ^mt−3 = 0の形を有しており、次式のように簡約化することができる。
α₁(−1)・W₈ ³ + α₁(0) + α₁(1)・W₈ ⁻³ = 0 ここで、W₈ ³ = e^−j3π/4及びW₈ ⁻³ = e^+j3π/4である。

主チャネルに関する上記の方程式の組の解は、次式によって与えられる。

式（１４）は、主チャネル推定値h ^~1(t)に関する係数がシンボル時間ｔから独立していることを示している。この係数の組は、主チャネルh ₁(t)の時間的変動を抑止するが、余剰チャネルh ₂(t)の時間的変動は抑止しない。時間的変動誤差は、チャネルタップのエネルギーに比例し、典型的には、余剰チャネルに関しては小さく、送信エンティティ及び／又は受信エンティティが高速で移動中のときのみに有意である。従って、余剰チャネルh ₂(t)の時間的変動を抑止しないことは、性能を低下させるとしてもほんのわずかに低下させる可能性があるにすぎない。

図４Ｂに示されるスタッガリングパターン４１０に関する３タップ時間領域フィルタの場合は、余剰チャネル推定値h ^~ ₂(t)に関する係数を選択するために用いられる制約は、次式のように表すことができる。

主チャネルを無効にする：α₂(−1) +α₂(0) + α₂(1) = 0
時間的変動を抑止する： α₂(−1) − α₂(1) = 0
バイアスなし推定値を提供する：α₂(−1)・e^−j3π/4 + α₂(0) + α₂(1)・e^j3π/4 = e^{j2π(mt−1)/8}
上記の（バイアスなし推定値を提供するための）第３の方程式は、式（１２ｃ）からの方程式であって、α₂(−1)・W₈ ^mt+3 + α₂(0)・W₈ ^mt + α₂(1)・W₈ ^mt−3 = 1の形を有しており、次式のように簡約化することができる。
α₁(−1)・W₈ ³ + α₁(0) + α₁(1)・W₈ ⁻³ = W₈ ^mt ここで、

である。

余剰チャネルに関する上記の方程式の組の解は、次式によって与えられる。

式（１５）は、余剰チャネルに関する係数がシンボル時間ｔにおけるパイロット送信に関して用いられるインターレースm_tのスタッガリング位相m_iに従属することを示している。

２．長さ３Ｐのチャネルインパルス応答推定値
L = 3Pのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h ^~ _3P×1(t)を得るために、１つのインターレースに関するシンボル時間ｔにおいて得られる最初のインパルス応答推定値h ^{^}(t)は、次式のように表すことができる。

式（１６）は、式（７）に基づいて導き出され、セグメント４乃至Ｍはゼロの大きさのチャネルタップを含むと仮定している。ベクトルh ₁(t)、h ₂(t)、及びh ₃(t)は、h _N×1(t)の第１のセグメント、第２のセグメント、及び第３のセグメントに関するＰのチャネルタップをそれぞれ含む。

３タップ時間領域フィルタは、３つのシンボル時間において得られるh ^{^}(t − 1)、h ^{^}(t)、及びh ^{^}(t + 1)に基づいてh ^~ _3P×1(t)の３Ｐの要素を導き出すために使用することもできる。式（１６）を使用し、時間領域フィルタリング前のシンボル時間t − 1、t、及びt + 1におけるl番目のチャネルタップは、以下のように行列形で表すことができる。

ここで、

式（１７）は、m_t−1 = m_t − Δm及びm_t+1 = m_t + Δmであると仮定している。３タップ時間領域フィルタは、h ₁(t)、h ₂(t)、又はh₃(t)の時間的変動を抑止するための十分な自由度を有していない。従って、式（１７）は、h ₁(t)、h ₂(t)、及びh ₃(t)は３つのシンボル時間t − 1、t、及びt + 1において一定であると仮定している。

h ₁(t)、h ₂(t)、及びh ₃(t)の最小平方推定値は次のように得ることができる。

h ₁(t)、h ₂(t)、及びh ₃(t)に関する３タップ時間領域フィルタは、以下のように行列形で表すことができる。

図４Ｂに示されるスタッガリングパターン４１０に関して、M = 8及びΔm = 3である場合は、３タップ時間領域フィルタに関する係数は、式（１８）に基づいて導き出すことができ、以下のようになる。

主チャネル推定値h ^~ ₁(t)は、係数α₁(1)、α₁(0)、及びα₁(−1)をh ^{^}(t − 1)、h ^{^}(t)、及びh ^{^}(t + 1)にそれぞれ当てはめることによって得ることができる。余剰チャネル推定値h ^~ ₂(t)は、係数α₂(1)、α₂(0)、及びα₂(−1)をh ^{^}(t − 1)、h ^{^}(t)、及びh ^{^}(t + 1)にそれぞれ当てはめることによって得ることができる。余剰チャネル推定値h ^~ ₃(t)は、係数α₃(1)、α₃(0)、及びα₃(−1)をh ^{^}(t − 1)、h ^{^}(t)、及びh ^{^}(t + 1)にそれぞれ当てはめることによって得ることができる。

３タップ時間領域フィルタは、方程式の組（１１）及び（１２）に示される制約の多くを適用する十分な自由度を有してない。この時間領域フィルタに関する係数は、主チャネルh ₁(t)及び余剰チャネルh ₂(t)とh ₃(t)の時間的変動を抑止しない。上記の様々な制約は、４つ以上のタップを有する時間領域フィルタを用いて適用することができる。

一般的には、各セグメントｓに関するインパルス応答推定値h ^~ _s(t)に関する時間領域フィルタについて異なる一組の係数{α_s(i)}を導き出すことができる。各セグメントsに関する係数は、その他のセグメントを無効にする、チャネルの時間的変動に起因する推定誤差を抑止する、h _s(t)のバイアスなし推定値を提供する、h ^~ _s(t)における雑音分散を最小にする、等の様々な制約に基づいて選択することができる。時間領域フィルタに関するタップ数は、係数に適用できる制約数を決定する。これまでに幾つかの典型的な３タップ時間領域フィルタ設計が上述されている。上記の説明に基づいてその他の時間領域フィルタも設計可能であり、これらのその他の時間領域フィルタは本発明の適用範囲内である。

一般的には、１つ以上のシンボル時間においてＬの異なるサブバンドで受信されたパイロットシンボルに基づいて、Ｌのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値を得ることができる。パイロットは、該パイロットに関するオーバーヘッド量を制限するために各シンボル時間において１つのインターレースで送信することができる。

パイロットは、異なるシンボル時間においてスタッガードサブバンドを有する異なるインターレースで送信することができる。この送信は、Ｐよりも多いチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値を受信エンティティが得ることを可能にする。該パイロットが完全なスタッガリングパターンを用いてＭのすべてのインターレースで送信された場合は、Ｎのすべてのチャネルタップを有する全長インパルス応答推定値を得ることができる。

受信エンティティは、十分な数（Ｓ以上）の異なるインターレースに関して長さがＰの最初のインパルス応答推定値h ^{^}をフィルタリングすることによって長さＬのより長いインパルス応答推定値h ^~ _L×1(t)を導き出すことができる。パイロットが各シンボル時間において異なるインターレースで送信される場合は、h ^~ _L×1(t)を得るための十分な数（Ｓ以上）のシンボル時間において時間領域フィルタリングを行うことができる。より多くのシンボル時間にわたってフィルタリングすることによって漸進的により長いインパルス応答推定値を得ることができる。このため、より少ないシンボル時間における時間領域フィルタリングのほうがチャネルの変化のトラッキング性能が優れており、従ってドップラー効果に対してより強固であり、より短い長さを有するインパルス応答推定値を提供することが可能である。より多くのシンボル時間にわたる時間領域フィルタリングは、経時でのチャネルの変化に起因するh ^~ _L×1(t)内の誤差を増大させ、さらにドップラー効果に対する強固性がより低いが、より長い長さを有するインパルス応答推定値を提供することが可能である。

より長いインパルス応答推定値は、余剰チャネルタップを含む。各チャネルタップは、該タップ位置における複素チャネル利得及び雑音を含むため、漸進的により長いインパルス応答推定値は、チャネルに関するより多くの情報を含むがより多くの雑音も含む。余剰チャネルタップからの雑音は、チャネル推定値の長さをＰを超えて拡大させた結果生じる雑音エンハンスメントであるとみることができる。余剰チャネルエネルギーが相対的に小さい場合、又は余剰チャネルタップが必要ない場合は、より短いインパルス応答推定値（例えば、h ^~ _2P×1(t))を用いてより良い性能を達成させることができる。余剰チャネルエネルギーが相対的に大きい場合、又は余剰チャネルタップが適切である場合は、より長いインパルス応答推定値（例えば、h ^~ _3P×1(t)）のほうが、雑音エンハンスメントを伴うがより良い性能を提供することができる。受信エンティティにおける異なる目的のために異なる長さを有するチャネル推定値を導き出して使用することができる。

３．データ検出
データ検出に関しては、２Ｐのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h ^~ _2P×1(t)は、余剰チャネルからの追加雑音よりもより長いチャネル推定値を優先させることを正当化することができる。より長いチャネル推定値は、周波数領域のアンダーサンプリングに起因する式（７）の有害なエイリアシングを軽減させ、主チャネルh ₁(t)のより正確な推定値を提供し、余剰チャネルh ₂(t)の推定を可能にする。より長いインパルス応答推定値h ^~ _2P×1(t)は、上記の方法で導き出すことができる。

図５は、データ検出および復号のために用いられるチャネル推定値を導き出すプロセス５００の流れ図である。現在のシンボル時間ｔにおけるパイロット送信に関して用いられるインターレースm_tのサブバンドに関して受信パイロットシンボルが得られる（ブロック５１２）。式（５）において示されるように、受信パイロットシンボルに基づいて第１の周波数応答推定値H ^{^}(t)が導き出される（ブロック５１４）。式（６）において示されように、第１の周波数応答推定値H ^{^}(t)に基づいて最初のインパルス応答推定値h ^{^}(t)が導き出される（ブロック５１６）。少なくともＳ_１のシンボル時間に関する最初のインパルス応答推定値が、少なくともS₁のタップを有する時間領域フィルタでフィルタリングされて、L₁のチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h^~ _L1×1(t)が得られ、ここで、L₁ = S₁・Pである(ブロック５１８)。

チャネル推定性能をさらに向上させるためにh~_L1×1内のL₁のチャネルタップに関して後処理を行うことができる（ブロック５２０）。該後処理は、打ち切り、例えば余剰チャネル推定値に関するチャネルタップP + 1乃至L₁を０に設定することを含めることができる。該後処理は、代替として又は追加として、しきい値設定、例えば所定のしきい値を下回るエネルギーを有する主チャネル及び／又は余剰チャネル推定値内のチャネルタップを０に設定すること、を含めることができる。次に、未処理の又は後処理されたより長いインパルス応答推定値h~_L1×1(t)をゼロパディングによって長さＮに拡大させ、長さＮのベクトルh~_N×1(t)を得ることができる（同じくブロック５２０）。次に、h~_N×1(t)に関するＮポイントＦＦＴを行い、Ｎのすべてのサブバンドに関する周波数応答推定値H~_N×1(t)を次式のように得ることができる（ブロック５２２）。

プロセス５００は、パイロット送信を伴う各シンボル時間に関して行うことができる。

H ^~ _N×1(t)は、Ｎの全サブバンドに関するＮのチャネル利得を含み、H ^~ _N×1(t) = [H ^~ ₁ ^T(t) H ^~ ₂ ^T(t) … H ^~ _M ^T (t)]^Tとして表すことができ、ここで、H ^~ _m(t)は、インターレースｍにおけるＰのサブバンドに関するＰのチャネル利得推定値を含む。Ｍのインターレースに関するＭの周波数応答推定値H ^~ _m(t)は、パイロット送信に関して用いられる特定のスタッガリングパターンに依存して異なる雑音分散を有する。一般的には、より拡散されたスタッガリングパターン（例えば、スタッガリング４１０）は、Ｍのインターレースに関して、間隔がより接近しているスタッガリングパターン（例えば、スタッガリングパターン４００）よりも、H^~ _m(t)全体における雑音変動が小さくなる。

４．時間トラッキング
受信エンティティは、異なるＯＦＤＭシンボル間におけるシンボルタイミングを推定及び追跡するための時間トラッキングを行う。該シンボルタイミングは、各受信ＯＦＤＭシンボルに関するN + Cの入力サンプルのうちのＮの入力サンプルのウィンドー（ＦＦＴウィンドーとしばしば呼ばれる）を取得するために用いられる。チャネル推定性能及びデータ検出性能の両方がＦＦＴウィンドーの設置による影響を受けるため、正確なシンボルタイミングが直接関係する。各シンボル時間に関する受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングは、該シンボル時間に関するより長いインパルス応答推定値を導き出しさらに該当基準、例えばサイクリックプリフィックス内に入るエネルギーを最大にする等に基づいてタイミングに関する検出を行うことによって推定することができる。

Ｌの異なるサブバンドにおいてパイロットシンボルを入手可能であり、タイミング基準が入手できない場合は、Ｌのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値を導き出すことができるが、あいまいさがない状態で分解できるのはL/2のチャネルタップだけである。この理由は、負のタイミング誤差に起因して早期のチャネルタップエイリアシングが発生してインパルス応答推定値の最後に現れるためである。従って、インパルス応答推定値の最後のチャネルタップがのちのチャネルタップであるか（シンボルタイミングが正確である場合）又はエイリアシングか発生している以前のチャネルタップであるか（負のタイミング誤差が存在する場合）を決定するのは不可能である。Ｍの異なるインターレースに関する最初のインパルス応答推定値をフィルタリングすることによって、最大でＮのチャネルタップを有するより長いチャネルインパルス応答推定値を得ることができる。このより長いインパルス応答推定値を用いることによって、通信チャネルの分解可能な長さが拡大される。

図６Ａ及び６Ｂは、タイミングが不確実であることに起因するチャネルインパルス応答推定値のあいまいさを示した図である。図６Ａは、長さがL/2超のインパルス応答を有する実際のチャネルに関する長さＬのチャネルインパルス応答推定値６１０を示した図である。図６Ａにおいては、シンボルタイミングは正確であり、チャネルインパルス応答推定値６１０は、適切な位置における実際のチャネルの応答６１２及び６１４を適切に含む。

図６Ｂは、他の実際のチャネルに関する長さがL/2超のインパルス応答６２０を示した図である。タイミング誤差が存在しない場合は、このチャネルに関するチャネルインパルス応答推定値は、図６Ｂに示される位置における応答６２２及び６２４を含むことになる。しかしながら、xのタイミング誤差が存在する場合は、応答６２２はエイリアシングが発生し、応答６３２として現れる。従って、xのタイミング誤差を有するこのチャネルに関するチャネルインパルス応答推定値は、図６Ａのチャネルインパルス応答推定値６１０に類似することになる。

図６Ａ及び６Ｂは、（１）図６Ａに示されタイミング誤差のないインパルス応答を有するチャネルに関して、又は（２）図６Ｂに示されxのタイミング誤差が存在するインパルス応答を有するチャネルに関してチャネルインパルス応答推定値６１０を得ることができ、さらにこれらの２つの事例は区別できないことを示している。しかしながら、このあいまいさ問題は、チャネル応答の長さはL/2未満であると常に仮定されている場合は発生しない。従って、図６Ｂの実際のチャネルが図６Ａのチャネルと間違われるためには長さがL/2超でなければならないため、図６Ａのチャネル応答推定値が真のチャネルに対応すると断定することが可能である。このため、長さＬの第１の推定値は、タイミングが不確実な長さL/2のチャネルを分解することができる。従って、時間トラッキングに関してはより長いチャネルインパルス応答推定値が望ましい。

このより長いチャネルインパルス応答推定値は、余剰チャネルタップに起因する追加の雑音、及びチャネルの時間的変動に起因するより大きな誤差を有する。しかしながら、時間トラッキングの最終目標は、各タップの複素チャネル利得ではなくチャネルエネルギーの一般的位置等の詳細度が低い情報を決定することであるため、時間トラッキングのほうが追加の雑音よって受ける影響度が低い見込みである。従って、チャネルの品質を犠牲にして長さを選択する方法は、データ検出および時間トラッキングに関する要求に合致する。具体的には、時間トラッキングに関しては、３Ｐのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h~_3P×1(t)は、雑音エンハンスメントよりも分解可能なチャネル長を優先するのを正当化することができる。例えば、P = 512である場合は、h~_3P×1(t)は１５３６のチャネルタップを含み、最大で７６８のチャネルタップをあいまいさなしで分解することができる。シンボルタイミングが判明した時点で、通信チャネルはデータ検出目的上長さが3P/2であると仮定することができる。3P/2タップチャネルは、２Ｐのチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値を得てさらに最後の２５６のチャネルタップを打ち切ることによって推定することができる。

図７は、時間トラッキングを行うプロセス７００の流れ図である。図７のブロック７１２、７１４、７１６、及び７１８は、図５のブロック５１２、５１４、５１６、及び５１８のそれぞれに関する上記の説明のとおりである。しかしながら、異なる長さＬ_２を有するより長いインパルス応答推定値h ^~ _L2×1(t)を時間トラッキングに関して使用することができ、少なくともＳ_２のチャネルタップを有する異なる時間領域フィルタを用いてh ^~ _L2×1(t)を導き出すことができる。ここで、L₂ = S₂・Pである。次に、チャネル推定値h ^~ _L2×1(t)が処理され、現在のシンボル時間ｔに関する受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングが決定される（ブロック７２０）。該タイミングを決定する一方法は次のとおりである。すなわち、長さL₂/2のウィンドーを、左縁が最初にタップインデックス１の箇所にくるように設置する。該ウィンドー内に入る全チャネルタップのエネルギーが計算される。次に、該ウィンドーが、タップインデックスL₂/2に達するまで、一度に１つのタップ位置ずつ右に移動される。チャネルタップエネルギーは、各タップ位置に関して計算される。次に、すべてのL₂/2ウィンドー開始位置間におけるピークエネルギーが決定される。複数のウィンドー開始位置が同じピークエネルギーを有する場合は、ピークエネルギーを有する左端のウィンドー開始位置が識別される。ピークエネルギーを有する左端のウィンドー開始位置は、受信されたＯＦＤＭシンボルに関するＦＦＴウィンドーを一意で決定する。タイミング検出は、その他の技術を用いて行うこともできる。いずれの場合においても、現在の受信されたＯＦＤＭシンボルに関して得られたタイミング情報を用いてシンボルタイミング推定値が更新される（ブロック７２２）。

一般的には、同じ又は異なるインパルス応答推定値をデータ検出／復号及び時間トラッキングに関して使用することが可能である。同じインパルス応答推定値の使用は、受信エンティティにおける計算量を低減させることが可能である。この場合は、該インパルス応答推定値に関するチャネル長Ｌ及び時間領域フィルタは、データ検出および時間トラッキングの両方に関して優れた性能を提供するような長さＬ及び時間領域フィルタを選択することができる。データ検出／復号及び時間トラッキングの両方に関してより優れた性能を達成させるために異なるインパルス応答推定値をデータ検出／復号及び時間トラッキングに関して使用することも可能であり、さらに２つの時間領域フィルタを用いて導き出すことができる。各インパルス応答推定値に関するチャネルの長さ及び時間領域フィルタ係数は、データ検出又は時間トラッキングに関して優れた性能を提供するように選択することができる。

図８は、受信エンティティ１５０におけるＯＦＤＭ復調器１６０、チャネル推定器１７２、及び時間トラッキング装置１６２の一実施形態を示した図である。ＯＦＤＭ復調器１６０内において、サイクリックプリフィックス除去装置８１２は、時間トラッキング装置１６２によって提供されたシンボルタイミングに基づいて各受信ＯＦＤＭシンボルに関するＮの入力サンプルを取得する。ＦＦＴ装置８１４は、各ウィンドーのＮの入力サンプルに関してＮポイントＦＦＴを行い、Ｎのサブバンドに関するＮの受信シンボルを得る。ＦＦＴ装置８１４は、受信データシンボルを検出器１７０に提供し、受信パイロットシンボルをチャネル推定器１７２に提供する。検出器１７０は、チャネル推定器１７２から周波数応答推定値H ^~ _N×1(t)も受け取り、受け取られたデータシンボルに関するデータ検出を行い、検出されたデータシンボルを提供する。

チャネル推定器１７２内において、パイロット検出器８２２は、受信パイロットシンボルに関する変調を除去し、さらに、現在のシンボル時間ｔにおけるパイロット送信に関して用いられるインターレースのＰのサブバンドに関するＰのチャネル利得を具備する第１の周波数応答推定値H ^{^}(t)を得るための外挿及び／又は内挿を行うことができる。ＩＦＦＴ装置８２４は、Ｐのチャネルタップを有する変調されたインパルス応答推定値h ^{^} _m(t)を得るためにH ^{^}(t)に関するＰポイントＩＦＴＴを行う。回転器８２６は、h ^{^} _m(t)のＰの要素内の位相ランプを除去し、最初のインパルス応答推定値h ^{^}(t)を提供する。時間領域フィルタ８３０は、Ｓ_１以上のシンボル時間において得られたＳ_１以上のインターレースに関して得られた最初のインパルス応答推定値h _^(t)をフィルタリングし、Ｌ_１のチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h ^~ _L1×1(t)を提供する。ポストプロセッサ８３２は、h ^~ _L1×1(t)に関する後処理（打ち切り、しきい値設定、等）及びゼロ詰めを行い、Ｎのチャネルタップを有するベクトルh^~ _N×1(t)を提供する。ＦＦＴ装置８３４は、h^~ _N×1(t)に関するＮポイントＦＦＴを行い、Ｎの全サブバンドに関する周波数応答推定値H^~ _N×1(t)を得る。チャネル推定器１７２は、１つだけの又はそれよりも多くの選択されたインターレースに関する周波数応答推定値H^~ _m(t)を導き出すことも可能である。

時間トラッキング装置１６２内において、時間領域フィルタ８４０は、Ｓ_２以上のシンボル時間において得られたＳ_２以上のインターレースに関する最初のインパルス応答推定値h ^{^}(t)をフィルタリングし、Ｌ_２のチャネルタップを有するより長いインパルス応答推定値h ^~ _L2×1(t)を提供する。タイミング検出器８４２は、例えばh~_L2×1(t)内のチャネルタップのエネルギーに基づいて現在の受信されたＯＦＤＭシンボルに関するタイミングを決定する。時間トラッキングループ８４４（ループフィルタであることができる）は、現在の受信ＯＦＤＭシンボルに関して用いられるタイミングからシンボルタイミングを調整する。

図９は、図８のフィルタ８３０及び８４０に関して使用することができる時間領域フィルタ８３０ｘのブロック図である。フィルタ８３０ｘ内において、h ^{^}(t)内のl番目のチャネルタップがN_f + N_b − 1の直列結合遅延素子９１２に提供される。各遅延素子９１２は、入力チャネルタップを１つのシンボル時間だけ遅延させる。N_f + N_b − 1の乗算器９１４は、N_f + N_b − 1の遅延素子の入力部に結合し、１つの乗算器９１４は、最後の遅延素子の出力部に結合する。N_f + N_bの乗算器は、各々のチャネルタップh ^{^} _l(t + N_f)乃至h ^{^} _l(t − N_b + 1)を受け取り、係数α_s,l(−N_f)乃至α_s,l(N_b − 1)をそれぞれ乗じる。各セグメント内のＰの全チャネルタップに関して同じ係数を使用することができ、この場合は、これらの係数は、タップインデックスに関する下付き文字lを持たないα_s(−N_f)乃至α_s(N_b − 1)として表すことができる。加算器９１６は、N_f + N_bのすべての乗算器の出力を受け取って加算し、h ^~ _L×1(t)のセグメントs内のl番目のチャネルタップを提供する。Ｌは、データ検出の場合はＬ_１、時間トラッキングの場合はＬ_２に等しくすることができる。図９には、h ^~ _L×1(t)内の１つのチャネルタップのみに関するフィルタリングが示されている。h ^~ _L×1(t)内の残りのチャネルタップの各々に関するフィルタリングは、同様の方法で行うことができる。

本明細書において説明されるパイロット送信技術、チャネル推定技術、及び時間トラッキング技術は、様々な手段で実装することができる。例えば、これらの技術は、ハードウェア内に実装すること、ソフトウェア内に実装すること、又はその組合せ内に実装することができる。ハードウェア内に実装する場合は、送信エンティティにおけるパイロット送信に関して用いられる処理装置は、本明細書において説明されている機能を果たすように設計された１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラミング可能な論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、その他の電子装置、又はその組合せの中に実装することができる。受信エンティティにおけるチャネル推定及び時間トラッキングに関して用いられる処理装置も、１つ以上のＡＳＩＣ、ＤＳＰ、等の中に実装することができる。

ソフトウェア内に実装する場合は、これらの技術は、本明細書において説明されている機能を果たすモジュール（例えば、手順、関数、等）とともに実装することができる。ソフトウェアコードは、メモリ装置（例えば、図１のメモリ装置１４２又は１９２）に格納し、プロセッサ（例えば、コントローラ１４０又は１９０）によって実行することができる。該メモリ装置は、プロセッサ内に実装すること又はプロセッサの外部に実装することができる。

見出しは、参照を目的として及び一定の節を探し出しやすいようにすることを目的として本明細書に含められている。これらの見出しは、本明細書において説明されている概念の適用範囲を限定することを意図するものではなく、これらの概念は、本明細書全体のその他の節においても適用可能である。

開示されている実施形態に関する上記の説明は、当業者が本発明を製造又は使用できるようにすることを目的とするものである。これらの実施形態に対する様々な修正が加えられた場合には、当業者は、該修正を容易に理解することが可能である。本明細書において定められている一般原理は、本発明の精神及び適用範囲を逸脱しない形でその他の実施形態に対しても適用することができる。以上のように、本発明は、本明細書において示されている実施形態に限定することを意図するものではなく、本明細書において開示されている原理及び斬新な特長に一致する限りにおいて最も広範な適用範囲が認められることになることを意図するものである。

送信エンティティ及び受信エンティティのブロック図である。 インターレースサブバンド構造を示した図である。 １つのインターレースに関するインパルス応答推定値を示した図である。 ３つの異なるパイロットスタッガリングパターンを示した図である。 ３つの異なるパイロットスタッガリングパターンを示した図である。 ３つの異なるパイロットスタッガリングパターンを示した図である。 データ検出に関して用いられるチャネル推定値を導き出すプロセスを示した図である。 タイミングの不確実性に起因するチャネルインパルス応答推定値のあいまいさを示した図である。 タイミングの不確実性に起因するチャネルインパルス応答推定値のあいまいさを示した図である。 時間トラッキングを行うプロセスを示した図である。 チャネル推定器及び時間トラッキング装置を示した図である。 より長いインパルス応答推定値を導き出すためのフィルタを示した図である。

Claims (10)

1. 多搬送波通信システムにおけるパイロット送信方法であって、
   複数の時間間隔の各々に関してＭの周波数サブバンドグループの中から１つの周波数サブバンドグループを選択することと、
   各時間間隔に関して、前記時間間隔に関して選択された前記グループ内の前記周波数サブバンドにパイロットシンボルを多重化すること、とを具備し、各グループは、前記システムにおける送信に関して使用可能なＮの周波数サブバンドの中から選択された異なる複数の周波数サブバンドを含み、Ｍ及びＮは１よりも大きい整数であり、前記Ｍのグループは、前記Ｎの使用可能な周波数サブバンドをすべて又は実質的な数だけ含み、前記Ｍの周波数サブバンドグループは、前記複数の時間間隔において選択されるものであり、
   前記Ｍのグループは、互いに重なり合わず、前記Ｎの使用可能な周波数サブバンドの各々は、前記Ｍのグループの１つに含まれ、
   前記Ｍの周波数サブバンドグループは、Ｍの時間間隔において、前記Ｍの時間間隔の各々に関して使用する特定のサブバンドグループを示すスタッガリングパターンに基づいて選択され、
   前記Ｍの周波数サブバンドグループは、１乃至Ｍのインデックスが割り当てられ、各時間間隔に関して選択される前記周波数サブバンドグループは、以下のように決定されるパイロット送信方法。
   m _t = [(m _{t − 1} −1 + Δm) mod M] + 1
   ここで、
   tは、時間間隔に関するインデックスである。
   m _{t − 1} は、時間間隔t − 1に関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
   m _t は、時間間隔tに関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
   m ₁ は、第１の時間間隔に関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
   Δm及びMは、互いに素数である。
   “mod M”は、モジュロ−M演算を表す。
2. 前記Ｍのグループは、等しい数の周波数サブバンドを含み、各グループ内の前記複数の周波数サブバンドは、前記Ｎの周波数サブバンド全体に渡って一様に配分される請求項１に記載の方法。
3. 前記Ｍの周波数サブバンドグループ間における異なる周波数サブバンドグループは、異なる時間間隔で選択される請求項１に記載の方法。
4. Δmは、M/2に最も近い整数値である請求項１に記載の方法。
5. 各時間間隔は、１つのシンボル時間に対応する請求項１に記載の方法。
6. 前記多搬送波通信システムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を利用する請求項１に記載の方法。
7. 多搬送波通信システムにおける装置であって、
   複数の時間間隔の各々に関してＭの周波数サブバンドグループの中から１つの周波数サブバンドグループを選択するために動作可能なコントローラと、
   各時間間隔に関して、前記時間間隔に関して選択された前記グループ内の前記周波数サブバンドにパイロットシンボルを多重化するために動作可能な変調器と、を具備し、各グループは、前記システムにおける送信に関して使用可能なＮの周波数サブバンドの中から選択された異なる複数の周波数サブバンドを含み、Ｍ及びＮは１よりも大きい整数であり、前記Ｍの周波数サブバンドグループは、前記複数の時間間隔において選択されるものであり、
   前記Ｍのグループは、互いに重なり合わず、前記Ｎの使用可能な周波数サブバンドの各々は、前記Ｍのグループの１つに含まれ、
   前記Ｍの周波数サブバンドグループは、Ｍの時間間隔において、前記Ｍの時間間隔の各々に関して使用する特定のサブバンドグループを示すスタッガリングパターンに基づいて選択され、
   前記Ｍの周波数サブバンドグループは、１乃至Ｍのインデックスが割り当てられ、Ｍの時間間隔において、前記Ｍの時間間隔の各々に関して１つの周波数サブバンドグループずつ選択され、各時間間隔に関して選択される前記周波数サブバンドグループは、以下のように決定される装置。
   m _t = [(m _{t − 1} −1 + Δm) mod M] + 1
   ここで、
   tは、時間間隔に関するインデックスである。
   m _{t − 1} は、時間間隔t − 1に関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
   m _t は、時間間隔tに関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
   m ₁ は、第１の時間間隔に関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
   Δm及びMは、互いに素数である。
   “mod M”は、モジュロ−M演算を表す。
8. 前記Ｎの使用可能な周波数サブバンドの各々は、前記Ｍのグループの１つに含まれ、前記Ｍのグループは、等しい数の周波数サブバンドを含み、各グループ内の前記複数の周波数サブバンドは、前記Ｎの周波数サブバンド全体に渡って一様に配分される請求項７に記載の装置。
9. 請求項７に記載の装置を具備する基地局。
10. 多搬送波通信システムにおける装置であって、
    複数の時間間隔の各々に関してＭの周波数サブバンドグループの中から１つの周波数サブバンドグループを選択する手段と、
    各時間間隔に関して、前記時間間隔に関して選択される前記グループ内の前記周波数サブバンドにパイロットシンボルを多重化する手段と、を具備し、各グループは、前記システムにおける送信に関して使用可能なＮの周波数サブバンドの中から選択された異なる複数の周波数サブバンドを含み、Ｍ及びＮは１よりも大きい整数であり、前記Ｍのグループは、前記Ｎの使用可能な周波数サブバンドをすべて又は実質的な数だけ含み、前記Ｍの周波数サブバンドグループは、前記複数の時間間隔において選択されるものであり、
    前記Ｍのグループは、互いに重なり合わず、前記Ｎの使用可能な周波数サブバンドの各々は、前記Ｍのグループの１つに含まれ、
    前記Ｍの周波数サブバンドグループは、Ｍの時間間隔において、前記Ｍの時間間隔の各々に関して使用する特定のサブバンドグループを示すスタッガリングパターンに基づいて選択され、
    前記Ｍの周波数サブバンドグループは、１乃至Ｍのインデックスが割り当てられ、各時間間隔に関して選択される前記周波数サブバンドグループは、以下のように決定される装置。
    m _t = [(m _{t − 1} −1 + Δm) mod M] + 1
    ここで、
    tは、時間間隔に関するインデックスである。
    m _{t − 1} は、時間間隔t − 1に関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
    m _t は、時間間隔tに関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
    m ₁ は、第１の時間間隔に関して選択される周波数サブバンドグループに関するインデックスである。
    Δm及びMは、互いに素数である。
    “mod M”は、モジュロ−M演算を表す。

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