CN1981498A - 用于信道估计和时间跟踪的交错导频传输 - Google Patents

Abstract

为了允许接收实体获得较长的信道估计，同时限制开销，发射实体在不同的时间间隔中在不同的子频带组上传输导频。将系统中的N个子频带划分为M个非交叠组。每个组包括均匀分布在N个子频带之间的子频带。发射实体在每个时间间隔中，在不同的子频带组中发射导频，基于导频交错图案，在M个时间间隔中选择所有M个子频带组。接收实体(1)基于在一个子频带组上接收的导频，获得具有P个信道抽头的初始脉冲响应估计，以及(2)获得两个具有不同长度的较长脉冲响应估计，用于数据检测和时间跟踪。可通过使用时域滤波器对足够数量的子频带组上的初始脉冲响应估计进行滤波，获得每个较长的脉冲响应估计。

Description

用于信道估计和时间跟踪的交错导频传输

相关申请的交叉引用

本申请要求于2004年5月4日提交的美国临时专利申请系列号60/568,324的优先权，在这里通过参考将其引入本申请。

技术领域

本发明总体上涉及数据通信，尤其涉及多载波通信系统中的导频传输、信道估计以及时间跟踪。

技术背景

正交频分复用(OFDM)是一种多载波调制技术，其有效地将整个系统带宽划分为多个正交子频带。这些子频带也称为音调、子载波、屉(bin)以及频率信道。对于OFDM，每个子频带与可以使用数据对其进行调制的相应子载波相关联。

在OFDM系统中，发射实体对数据进行处理，以获得调制符号，以及进一步对调制符号进行OFDM调制，以生成OFDM符号。然后，发射实体通过通信信道调节并发射OFDM符号。接收实体通常需要获得相对正确的符号定时，以恢复发射实体所发送的数据。接收实体通常不知道发射实体何时发送每个OFDM符号，也不知道通信信道所引入的传播延时。接收实体则需要确定通过通信信道所接收的每个OFDM符号的定时，以正确地对所接收的OFDM符号进行互补的OFDM解调。接收实体还需要对通信信道的响应进行良好的估计，以进行数据检测，获得对发射实体所发送的调制符号的良好估计。

发射实体利用系统资源，以支持信道估计和时间跟踪，接收实体也消耗资源，以执行这些任务。发射和接收实体用于信道估计和时间跟踪的资源代表开销。从而，希望对发射和接收实体用于这些任务的资源量进行最小化。

因此，需要一种技术，以有效地支持OFDM系统中的信道估计和时间跟踪。

发明内容

在这里描述用于在多载波(例如，OFDM)通信系统中进行“交错”导频传输、信道估计以及时间跟踪的技术。为了允许接收实体获得较长的信道估计，同时限制用于导频传输的资源量，发射实体可在不同的时间间隔(例如，不同的符号周期)中在不同的子频带组上传输导频。可将系统中的N个子频带安排为M个非交迭组。每个组可包括P＝N/M个分布在N个子频带之间的子频带。发射实体可在每个时间间隔上在不同的子频带组上发射导频。发射实体可基于导频交错图案，在M个时间间隔中选择所有M个子频带组。或者，发射实体可在不同的时间间隔中使用M个子频带组中的多个或大多数，使得，系统中可用于传输的所有子频带中的相当大部分的子频带在不同的时间间隔中用于导频传输。例如，该相当大部分的子频带可能是所有可用子频带，可用子频带中的四分之三，至少一半的可用子频带，或者可用子频带的某些其它相当大的比例。接收实体可基于在一个子频带组上所接收的导频获得具有P个信道抽头的初始脉冲响应估计。通过对足够数量的不同子频带组获得的初始脉冲响应估计进行滤波，接收实体可获得较长的脉冲响应估计(具有高达N个信道抽头)，如下所述。

接收实体可得到两个不同长度L₁和L₂的较长脉冲响应估计，其可分别用于数据检测/解码以及时间跟踪，其中，L₁＝S₁·P，以及L₂＝S₂·P。可基于不同的时域滤波器得到每个较长脉冲响应估计，该时域滤波器对S或者更多不同的子频带组所获得的S或者更多的初始脉冲响应估计进行滤波，其中，S可能是S₁或者S₂。对于每个较长的脉冲响应估计，前P个信道抽头用于“主信道”，其余的信道抽头用于“剩余信道”。每个时域滤波器的系数可能是基于不同标准进行选择的。例如，主信道的系数可选择用于(1)消除剩余信道，(2)抑制主信道中的时间变化，(3)提供对主信道的无偏移估计，等等。在下面描述滤波的细节。在下面还将更详细地描述本发明的多个方面和实施方式。

附图说明

参考附图阅读所述的详细描述，本发明的特性和性质将变得更加明显，贯穿全文，相同的参考标号表示相同的元件，其中：

图1表示发射实体和接收实体的框图；

图2表示交错子频带结构；

图3表示一个交错组(interlace)的脉冲响应估计；

图4A至4C表示三个不同的导频交错图案；

图5表示用于获得进行数据检测的信道估计的过程；

图6A和6B说明由于定时不确定所引起的信道脉冲响应估计的不确定；

图7表示用于进行时间跟踪的过程；

图8表示信道估计器和时间跟踪单元；以及

图9表示用于获得较长脉冲响应估计的滤波器。

具体实施方式

在这里使用的术语“示例性”表示“作为一个例子、实例或者说明”。在这里作为“示例性”描述的任何实施方式或者设计不必被认为优于其它实施方式或者设计。

图1表示OFDM系统100中发射实体110和接收实体150的框图。发射实体110可能是基站或者无线设备，接收实体150也可能是基站或者无线设备。基站通常是固定台，也可被称为基站收发机系统(BTS)、接入点或者某些其它术语。无线设备可能是固定或者移动的，也可被称为用户终端、移动台或者某些其它术语。

在发射实体110处，发射(TX)数据和导频处理器120接收不同类型的数据(例如，业务/分组数据以及开销/控制数据)，并且对数据进行处理(例如，编码、交织以及符号映射)，以生成数据符号。如在这里所用，“数据符号”是对于数据的调制符号，“导频符号”是对于导频(导频是发射和接收实体都先验已知的数据)的调制符号，调制符号是调制方案(例如，M-PSK、M-QAM等等)的信号星座中一个点的复数值。处理器120向OFDM调制器130提供数据和导频符号。

OFDM调制器130将数据和导频符号复用到正确的子频带上，并进一步对复用符号进行OFDM调制，以生成OFDM符号。对于每个符号周期，OFDM调制器130对所有N个子频带上的N个复用符号进行N点快速付利叶反变换(IFFT)，得到包含N个时域取样的“变换”符号。每个取样是要在一个取样周期中传输的复数值。然后OFDM调制器130重复每个变换符号的一部分，以形成包含N+C个取样的OFDM符号，其中，C是重复的取样个数。重复的部分通常被称为循环前缀，用于抵御频率选择性衰落所引起的符号间干扰(ISI)。OFDM符号周期(或者简单地，符号周期)是一个OFDM符号的持续时间，等于N+C个取样周期。OFDM调制器130向发射机单元(TMTR)132提供OFDM符号流。发射机单元132对OFDM符号流进行处理(例如，转换为模拟、放大、滤波以及频率上转换)，以生成调制信号，然后将调制信号从天线134进行发射。

在接收实体150处，由天线152接收从发射实体110发射的信号，并且提供给接收机单元(RCVR)154。接收机单元154对所接收的信号进行处理(例如，滤波、放大、频率下转换以及数字化)，并且提供输入取样流。OFDM解调器(Demod)160对输入取样进行OFDM解调，并且提供所接收的数据和导频符号。检测器170使用来自信道估计器172的信道估计对所接收的数据符号进行数据检测(例如，平衡或者匹配滤波)，并且提供检测的数据符号，这是对发射实体110所发送的数据符号的估计。接收(RX)数据处理器180对检测的数据符号进行处理(例如，符号解映射、解交织以及解码)，并且提供解码的数据。一般而言，在发射实体110处，OFDM解调器160和RX数据处理器180所进行的处理可分别互补于OFDM调制器130以及TX数据和导频处理器120所进行的处理。

信道估计器172基于从OFDM解调器160接收的导频符号得到脉冲响应估计，并且进一步得到检测器170所用的频率响应估计。同步单元162基于来自信道估计器172的脉冲响应估计进行时间跟踪以及确定符号定时。OFDM解调器160基于来自单元162的符号定时进行OFDM解调。

控制器140和190分别指导在发射实体110和接收实体150处的操作。存储器单元142和192分别提供对控制器140和190所用的程序代码和数据的存储。

在系统100中，数据和导频可以多种方式进行传输。例如，数据和导频可(1)使用频分复用(FDM)同时在相同的符号周期中传输，(2)使用时分复用(TDM)顺序地在不同的符号周期中传输，或者(3)使用FDM和TDM的组合。总共N个子频带也可以多种方式用于数据和导频传输。在下面描述一个示例性的数据/导频传输方案。

图2表示一种交错的子频带结构200，其可用于在系统100中进行数据和导频传输。系统100具有BW MHz的整个系统带宽，使用OFDM将其划分为N个正交子频带。每个子频带具有BW/N MHz的带宽。在总共N个子频带中，只有U个子频带可用于数据和导频传输，其中，U≤N，剩余的G＝N-U个子频带可能未使用，作为保护子频带。作为一个具体的实例，系统100可利用具有总共N＝4096个子频带的OFDM结构，U＝4000个可用子频带，以及G＝96个保护子频带。为了简便，下面的描述假设所有N个子频带都可用于数据和导频传输。将这N个子频带具有索引k＝1…N。

可将总共N个子频带安排为M个“交错组”或者分离的子频带组。M个交错组是分离的或者非交迭的，总共N个子频带中的每个只属于一个交错组。每个交错组包含P个子频带，其中，P·M＝N。给出M个交错组的索引m＝1…M，以及给出每个交错组中P个子频带的索引，p＝1…P。

每个交错组的P个子频带可能均匀分布在总共N个子频带之间，使得，交错组中的连续子频带的间隔是M个子频带。每个交错组m，m＝1…M，可包括具有下列k索引的P个子频带：

(p-1)·M+m，p＝1…P  公式(1)

如图2所示，交错组1包含具有索引k＝1，M+1，2M+1等等的子频带，交错组2包含具有索引k＝2，M+2，2M+2等等的子频带，以及，交错组M包含具有索引k＝M，2M，3M等等的子频带，依此类推。从而，每个交错组中的P个子频带与其它M-1个交错组中每个的P个子频带相互交错。每个交错组进一步与交错相位m相关联，该交错相位等于交错组中第一子频带的索引k。

一般而言，系统100可利用具有任意数量的总计、可用和保护子频带的任何OFDM结构。还可形成任意数量的交错组。每个交错组可包含任意数量的子频带，以及总共N个子频带中的任何一个。交错组可包含相同或者不同数量的子频带。为了清晰，下面的描述是针对图2中所示的交错子频带结构，其具有M个交错组，每个交错组包含P个均匀分布的子频带。这个交错子频带结构提供多个好处。首先，由于每个交错组包含从整个系统带宽中抽取的子频带，可以实现频率分集。其次，接收实体可通过进行部分P点FFT而非全部N点FFT，对在给定交错组上发送的数据/导频符号进行恢复，部分P点FFT可以简化在接收实体的处理。

OFDM系统100中发射实体110和接收实体150之间的通信信道的特征可用时域信道脉冲响应或者相应的频域信道频率响应进行描述。如在这里所用并且与传统术语相一致，“信道脉冲响应”或者“脉冲响应”是信道的时域响应，“信道频率响应”或者“频率响应”是信道的频域响应。在取样数据系统中，信道频率响应是信道脉冲响应的离散付利叶变换(DFT)。这个关系可用矩阵形式表示，如下所示：

H _N×1＝ W _N×N· h _N×1以及 ${\underset{\‾}{h}}_{N\×1}={\underset{\‾}{W}}_{N\×N}^H\·{\underset{\‾}{H}}_{N\×1}$ 公式(2)

其中， h _N×1是通信信道的脉冲响应的N×1向量；

H _N×1是通信信道的频率响应的N×1向量；

W _N×N是N×N付利叶矩阵；以及

“H”表示共轭转置。

定义付利叶矩阵 W _N×N，使得，给出(1，n)项W_N ^l，n：

$W_N^{l,n}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(l-1)(n-1)}{N}},$ l＝1…N以及n＝1…N  公式(3)

其中，l是行索引，n是列索引。

信道脉冲响应 h _N×1包括N个信道抽头，每个信道抽头h_e由特定抽头延时l的零或者非零复数增益值进行定义。信道频率响应 H _N×1包括总共N个子频带的N个信道增益，每个信道增益H_k是对于特定子频带k的复数增益值。

如果导频符号在交错组m的P个子频带中进行传输，则对于这个交错组所接收的导频符号可表示为：

Y _m＝ H _mο X _m+ N _m    公式(4)

其中， X _m是在交错组m的P个子频带上发送的P个导频符号的P×1向量；

Y _m是接收实体对交错组m的P个子频带获得的P个接收导频符号的P×1向量；

H _m是交错组m的实际信道频率响应的P×1向量；

N _m是交错组m的P个子频带的P×1噪声向量；以及

“ο”表示哈达马乘积，这是元素级(element-wise)乘积，其中Y _m的第i个元素是 X _m和 H _m的第i个元素的乘积。

向量 H _m只包含向量 H _N×1中用于交错组m中P个子频带的P个条目。为了简便，假设噪声 N _m是具有零均值以及σ²方差的加性白高斯噪声(AWGN)。

可获得交错组m的初始频率响应估计，如下所示：

${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_m={\underset{\‾}{Y}}_m/{\underset{\‾}{X}}_m={\underset{\‾}{H}}_m+{\underset{\‾}{N}}_m/{\underset{\‾}{X}}_m$ 公式(5)

其中， Y _m/ X _m＝[y_m，1/p_m，1…y_m，p/p_m，p]，以及y_m，i和p_m，i分别是对于交错组m中第i个子频带的所接收和所发射的导频符号；以及

是对于交错组m的初始频率响应估计的P×1向量。

包含对于交错组m中P个子频带的P个信道增益估计，可基于所接收导频符号与所发射导频符号的P个元素级比率获得，如公式(5)中所示。如果交错组m包含不具有接收导频符号的未使用子频带，则外插、内插和/或某些其它技术可用于估计这些未使用子频带的信道增益。

可通过对初始频率响应估计 进行P点IFFT，获得使用交错组m的P抽头脉冲响应估计，如下所示：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_m={\underset{\‾}{W}}_m\·{\underset{\‾}{W}}_{P\×P}^H\·{\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_m$ 公式(6)

其中，

是对于交错组m的脉冲响应估计的P×1向量；

W _P×P ^H是在公式(3)中所定义的元素的P×P付利叶矩阵；以及W _m是P×P对角线矩阵，包含第p个对角线元素W_N ^-m，p，p＝1…P，以及其它位置为零，其中， $W_N^{-m,p}=e^{j2\mathrm{\π}\frac{(m-1)(p-1)}{N}}.$

向量 的P个元素中的信道分量包含相位斜率，其可表示为： $h_{m,p}=h_p\·W_N^{m,p},$ p＝1…P。相位斜率的斜度是由交错组m的交错相位m确定的。可通过将

的每个元素乘以W_N ^-m，p以获得相应的元素

消除相位斜率。 的P个元素可表示为： $h_p=h_{m,p}\·W_N^{-m,p},$ p＝1…P。

包含P个信道抽头，并且基于

获得， 包含对于交错组m中P个子频带的P个信道增益估计。由于实际的信道脉冲响应 h _N×1包括N个信道抽头，交错组m中的P个子频带在频域中对初始脉冲响应估计

进行下取样。频域中的这种下取样引起信道脉冲响应 h _N×1在时域中的混淆。初始脉冲响应估计

可表示为：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_m=\underset{s=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{h}}_s\·W_M^{s,m}+\underset{\‾}{n}$ 公式(7)

其中， ${\underset{\‾}{h}}_{N\×1}={[{\underset{\‾}{h}}_1^T{\underset{\‾}{h}}_2^T...{\underset{\‾}{h}}_m^T]}^T$ 是全长度实际信道脉冲响应：

h _s，s＝1…M，是包含P个信道抽头的P×1向量，在 h _N×1中具有抽头索引(s-1)·P+1至s·P；

n是初始脉冲响应估计

的噪声的P×1向量；

$W_M^{s,m}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(s-1)(m-1)}{M}},$ 以及

“T”表示转置。

对应于交错相位m的“混淆图案”可定义为{W_M ^s，m)，s＝1…M，并且包括用于公式(7)的系数。全长度实际信道脉冲响应 h _N×1包括M个分段。每个分段s包含 h _N×1中的P个连续信道抽头，并且可表示为向量 h _s。公式(7)指示，当在频域中进行下取样时，M个分段产生混叠并进行合并，由混叠图案给出合并系数。

图3表示基于在一个交错组的P个子频带上接收的导频符号获得的脉冲响应估计300。全长度信道脉冲响应 h _N×1包括索引为1至N的N个信道抽头。 h _N×1中的前P个信道抽头包含在 h ₁中，并且可表示为主信道。 h _N×1中剩余的N-P个信道抽头包含在 h ₂至 h _M中，并且可表示为剩余信道。当在频域进行下取样时剩余信道抽头产生混叠。混叠造成索引为P+l、2P+l，…，以及(M-1)P+l的剩余信道抽头都出现在抽头索引l处，l＝1…P。从而，

中的P个信道抽头包含P个主信道抽头以及N-P个剩余信道抽头。每个混叠的剩余信道抽头引起相应主信道抽头估计中的误差。

可通过在多个交错组中传输导频符号得到具有多于P个信道抽头的较长脉冲响应估计。一个交错组可用于在每个符号周期中传输导频，不同的交错组可用于在不同的符号周期中传输导频。对导频传输使用多个交错组允许接收实体获得较长的信道估计，这可改善性能。通过对导频传输使用所有M个交错组，可能估计具有N个信道抽头的整个全长度信道脉冲响应。

在每个OFDM符号周期中用于导频传输的特定交错组可由导频交错图案进行确定。多种交错图案可用于导频传输。在一个实施方式中，交错图案可基于下列公式选择一个交错组，用于每个符号周期中的导频传输：

m_t＝[(m_t-1-1+Δm)modM]+1，(Δm，M)＝1  公式(8)

其中，t是符号周期的索引；

Δm是两个连续符号周期的交错组索引之间的差值；

m_t是用于符号周期t中导频传输的交错组；以及

(x，y)＝1表示x和y是相对质数(也就是，x和y的最大公约数是1)。

公式(8)中的-1和+1考虑到交错组索引计数方案从1开始而非从零开始。用于第一符号周期的交错组是m_t，其中，m_t∈{1...}。可使用不同的Δm值形成不同的“完全”交错图案。完全交错图案是一种例如在M个符号周期中选择所有M个交错组用于导频传输的图案。例如，使用Δm＝1，以连续的顺序选择M个交错组，交错图案可表示为{1，2，3，…，M}。对于M＝8的情况，1，3，5和7的值可用于Δm，以获得不同的完全交错图案。在这四个值中，7与1等效(在性能方面)，这是因为Δm＝1是增量1，Δm＝7是减量1，以及，由于相同原因，5与3是等效的。

图4A表示用于导频传输的完全交错图案400。垂直轴表示交错组索引，水平轴表示时间。对于这个实例，M＝8以及一个交错组用于每个符号周期中的导频传输。在公式(8)中使用Δm＝1生成交错图案400，完全交错图案可表示为{1，2，3，4，5，6，7，8}。从而，在符号周期1中，导频在交错组1上传输，然后在符号周期2中，在交错组2上传输，依此类推，然后在符号周期8中，在交错组8上传输，然后在符号周期9中回到交错组1，依此类推。在每个8符号周期持续时间中，所有八个交错组用于导频传输。

图4B表示也可用于导频传输的完全交错图案410。再次，M＝8以及一个交错组用于每个符号周期中的导频传输。在公式(8)中使用Δm＝3生成交错图案410，完全交错图案可表示为{1，4，7，2，5，8，3，6}。从而，在符号周期1中，导频在交错组1上发送，然后在符号周期2中，在交错组4上发送，然后在符号周期3中，在交错组7上发送，依此类推。在每个8符号周期持续时间中，导频在所有八个交错组上传输。经过三个符号周期，交错图案410使用相对偏移{1，4，7}选择交错组，而交错图案400使用相对偏移{1，2，3}选择交错组。从而，交错图案410较交错图案400更加“扩展”，并且可提供更好的性能。

图4C表示不满足公式(8)但也可用于导频传输的完全交错图案420。这个完全交错图案可表示为{1，5，2，6，3，7，4，8}。在每个8符号周期持续时间中，导频在所有八个交错组上传输。

一般而言，导频可在任意数量的交错组上以及在每个符号周期中在M个交错组的其中任何一个上传输。在每个符号周期中用于导频传输的特定交错组可基于任意交错图案进行选择，其中三个在图4A至4C中表示。导频可在使用完全交错图案的所有M个交错组或者使用“部分”交错图案的M个交错组中的一个子集上传输。

可通过对用于多个交错组的多个P抽头初始脉冲响应估计进行滤波，获得具有L个信道抽头的较长脉冲响应估计

其中，P＜L≤N。例如，可使用有限脉冲响应(FIR)滤波器进行这个时域滤波，如下所示：

${\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{s,l}\left(t\right)=\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{s,l}\left(i\right)\·{\hat{h}}_l(t-i),$ l＝1…P以及s＝1…S  公式(9)

其中， $\underset{\‾}{\overset{^}{h}}\left(t\right)={[{\hat{h}}_1\left(t\right){\hat{h}}_2\left(t\right)...{\hat{h}}_P\left(t\right)]}^T$ 是基于在交错组m_t上接收的导频对于符号周期t所获得的初始脉冲响应估计；

${\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_s\left(t\right)=[{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{s,1}\left(t\right){\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{s,2}\left(t\right)...{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{s,P}\left(t\right){]}^T$ 是符号周期t中分段s的信道脉冲响应h _s(t)的估计的P×1向量；

α_s，l(i)是用于获得分段s中第l个信道抽头的第i个滤波器抽头的系数；

N_f是用于时域滤波器的非因果抽头的数量；以及

N_b是用于时域滤波器的因果抽头的数量。

L抽头脉冲响应估计 包括S个分段，并且可表示为：

${\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{L\×1}\left(t\right)=[{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_1\left(t\right){\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_2\left(t\right)...{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_s\left(t\right){]}^T,$ 其中，S＞1，以及L＝S·P。每个分段s，s＝1…S包含P个信道抽头，其包括在向量 中。

是对 h _s(t)的估计，h _s(t)是分段s的实际信道脉冲响应。

公式(9)表示，可通过对N_f+N_b个初始脉冲响应估计 至

进行滤波，获得用于每个分段s的P个信道抽头，N_f+N_b个初始脉冲响应估计 至 可在N_f+N_b个不同交错组的N_f+N_b个符号周期上获得。将当前符号周期t上的初始脉冲响应估计 调整在滤波器抽头i＝0上。公式(9)还表示，可通过将N_f+N_b个信道抽头

至 分别乘以N_f+N_b个系数α_s，l(N_b-1)至α_s，l(-N_f)，并且合并N_f+N_b个乘积结果，获得

中的每个信道抽头

一般而言，每个分段s的每个信道抽头

的系数可分别进行选择。此外，可对于每个分段s的每个信道抽头选择N_f和N_b。为了简便，一组N_f+N_b个系数可用于每个分段中的所有P个信道抽头，并且，可对于

的S个分段定义S组系数。在这种情况下，每个分段s的系数{α_s(i)}不是信道抽头索引l的函数。

还可通过使用其它类型的滤波器进行时域滤波，例如，有限脉冲响应(IIR)滤波器。还可使用因果滤波器(N_f＝0，以及N_b≥1)、非因果滤波器(N_f≥1)或者具有因果和非因果抽头的滤波器进行时域滤波。为了简便，下列描述针对公式(9)中所示的时域滤波器。

1.长度2P的信道脉冲响应估计

为了获得具有L＝2P个信道抽头的较长脉冲响应估计 在一个交错组的符号周期t中所获得的初始脉冲响应估计

可表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{h}}\left(t\right)={\underset{\‾}{h}}_1\left(t\right)+{\underset{\‾}{h}}_2\left(t\right)\·W_M^{m_t}+\underset{\‾}{n}\left(t\right)$ 公式(10)

其中： $W_M^{m_t}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{(m_t-1)}{M}}.$ 基于公式(7)获得公式(10)，并且假设，分段3至M包含具有零幅度的信道抽头。向量 h ₁(t)包含 h _N×1(t)中用于主信道的前P个信道抽头。向量 h ₂(t)包含 h _N×1(t)中用于剩余信道的接下来P个信道抽头。

用于主信道估计 的时域滤波器系数可基于多个约束进行选择，例如：

消除剩余信道： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_1\left(i\right)\·W_M^{m_{t-i}}=0$ 公式(11a)

抑制时间变化： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_1\left(i\right)\·i=0$ 公式(11b)

提供无偏的估计： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_1\left(i\right)=1$ 公式(11c)

以及

最小化噪声方差： $\min \left(\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{\α}}_1}^2\left(i\right)\right),$ 公式(11d)

其中，m_t-i是符号周期t-i中用于导频传输的交错组，其对应于第i个滤波器抽头。无偏估计指的是该估计(有噪声)的均值等于最佳信道值的估计。

公式(11b)消除信道在N_f+N_b个符号周期上信道变化的线性分量，这可能是低速和/或小N_f+N_b时的主要分量。公式(11a)的第一个约束消除来自剩余信道 h ₂(t)的影响，使得， 包括来自主信道h ₁(t)的大多数分量。公式(11b)的第二个约束抑制主信道 h ₁(t)中在N_f+N_b个符号周期上的时间变化。公式(11c)中的第三个约束提供对h ₁(t)的无偏估计，使得，

的期望幅度等于 h _1，l(t)。公式(11d)中的第四个约束最小化主信道估计 中的噪声方差。用于时域滤波器的抽头数量(N_f+N_b)确定(1)用于选择系数的自由度的数目以及(2)可在选择系数中应用的约束数量。

用于剩余信道 的时域滤波器系数可基于多个约束进行选择，例如：

消除主信道： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_2\left(i\right)=0$ 公式(12a)

抑制主信道的时间变化： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_2\left(i\right)\·i=0$ 公式(12b)

抑制剩余信道的时间变化： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_2\left(i\right)\·i{W}_M^{m_{t-i}}=0$ 公式(12c)，以及

提供无偏的估计： $\underset{i=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_2\left(i\right)\·W_M^{m_{t-i}}=1,$ 公式(12d)

公式(12a)的第一个约束消除来自主信道 h ₁(t)的影响，使得， 包括来自剩余信道 h ₂(t)的大多数分量。公式(12b)的第二个约束抑制主信道 h ₁(t)中的时间变化。公式(12c)中的第三个约束提供对 h ₂(t)的无偏估计。

作为一个特定的实例，3抽头时域滤波器可用于基于三个符号周期的

和 获得

的2P个信道抽头。3抽头时域滤波器可以如下设计。使用公式(10)，在时域滤波之前，符号周期t-1、t以及t+1中的第l个信道抽头可表示如下：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_l(t-1)={\underset{\‾}{h}}_{1,l}(t-1)+{\underset{\‾}{h}}_{2,l}(t-1)\·W_M^{m_{t-1}}+n_l(t-1),$

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_l\left(t\right)={\underset{\‾}{h}}_{1,l}\left(t\right)+{\underset{\‾}{h}}_{2,l}\left(t\right)\·W_M^{m_t}+n_l\left(t\right),$

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_l(t+1)={\underset{\‾}{h}}_{1,l}(t+1)+{\underset{\‾}{h}}_{2,l}(t+1)\·W_M^{m_{t+1}}+n_l(t+1),$ l＝1…P公式(13)

其中，

h _1，l(t)、 h _2，l(t)以及n_l(t)分别是

h ₁(t)、 h ₂(t)以及n(t)的第l个元素；以及

m_t-1、m_t和m_t+1是分别用于在符号周期t-1、t以及t+1进行导频传输的交错组。

对于图4B中所示交错图案410的3抽头时域滤波器，M＝8，m_t-1＝m_t-3，以及m_t+1＝m_t+3，用于为主信道估计

选择系数的约束可表示如下：

消除剩余信道：α₁(-1)·e^-j3π/4+α₁(0)+α₁(1)·e^j3π/4＝0

抑制时间变化：α₁(-1)-α₁(1)＝0，以及

提供无偏的估计：α₁(-1)+α₁(0)+α₁(1)＝1。

上述的第一个公式(消除剩余信道)来自公式(11a)，具有的形式为： ${\mathrm{\α}}_1(-1)\·W_8^{m_t+3}+{\mathrm{\α}}_1\left(0\right)\·W_8^{m_t}+{\mathrm{\α}}_1\left(1\right)\·W_8^{m_t-3}=0,$ 这可简化为： ${\mathrm{\α}}_1(-1)\·W_8^3+{\mathrm{\α}}_1\left(0\right)+{\mathrm{\α}}_1\left(1\right)\·W_8^{-3}=0,$ 其中， $W_8^3=e^{-j3\mathrm{\π}/4}$ 以及 $W_8^{-3}=e^{+j3\mathrm{\π}/4}.$

可给出上述主信道方程组的解：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_1(-1)\\ {\mathrm{\α}}_1\left(0\right)\\ {\mathrm{\α}}_1\left(1\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}1-1/\sqrt{2}\\ \sqrt{2}-1\\ 1-1/\sqrt{2}\end{array}\right]$ 公式(14)

公式(14)指示，主信道估计

的系数与符号周期t无关。这组系数抑制了主信道 h ₁(t)中的时间变化，但是并未抑制剩余信道 h ₂(t)中的时间变化。时间变化误差与信道抽头的能量成正比，其通常对于剩余信道是很小的，只有在发射和/或接收实体以高速移动时才是显著的。从而，未抑制剩余信道 h ₂(t)中的时间变化可能仅仅在边界上降低了性能。

对于图4B中所示交错图案410的3抽头时域滤波器，用于为剩余信道估计

选择系数的约束可表示如下：

消除主信道：α₂(-1)+α₂(0)+α₂(1)＝0

抑制时间变化：α₂(-1)-α₂(1)＝0，以及

提供无偏的估计： ${\mathrm{\α}}_2(-1)\·e^{-j3\mathrm{\π}/4}+{\mathrm{\α}}_2\left(0\right)+{\mathrm{\α}}_2\left(1\right)\·e^{j3\mathrm{\π}/4}=e^{j2\mathrm{\π}\·(m_t-1)/8}.$

上述的第三个公式(提供无偏的估计)来自公式(12c)，具有的形式为： ${\mathrm{\α}}_2(-1)\·W_8^{m_t+3}+{\mathrm{\α}}_2\left(0\right)\·W_8^{m_t}+{\mathrm{\α}}_2\left(1\right)\·W_8^{m_t-3}=1,$ 这可简化为：

${\mathrm{\α}}_1(-1)\·W_8^3+{\mathrm{\α}}_1\left(0\right)+{\mathrm{\α}}_1\left(1\right)\·W_8^{-3}=W_8^{m_t},$ 其中，m_t∈(1...M}。

可给出上述剩余信道方程组的解：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_2(-1)\\ {\mathrm{\α}}_2\left(0\right)\\ {\mathrm{\α}}_2\left(1\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-1+1/\sqrt{2}\\ 2-\sqrt{2}\\ -1+1/\sqrt{2}\end{array}\right]\·e^{j2\mathrm{\π}\·(m_t-1)/8}$ 公式(15)

公式(15)指示，剩余信道的系数与用于符号周期t中导频传输的交错组m_t的交错相位m_t有关。

2.长度3P的信道脉冲响应估计

为了获得具有L＝3P个信道抽头的较长脉冲响应估计 在一个交错组的符号周期t中所获得的初始脉冲响应估计 可表示为：

公式(16)

基于公式(7)获得公式(16)，并且假设，分段4至M包含具有零幅度的信道抽头。向量 h ₁(t)、 h ₂(t)和 h ₃(t)分别包含用于 h _N×1(t)中第一、第二和第三分段的P个信道抽头。

3抽头时域滤波器还可用于，基于在三个符号周期中获得的

和 得到 的3P个元素。使用公式(16)，在时域滤波之前，符号周期t-1、t以及t+1中的第l个信道抽头可表示为矩阵形式，如下：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_l(t-1)\\ {\hat{h}}_l\left(t\right)\\ {\hat{h}}_l(t+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& W_M^{-\mathrm{\Δm}}& W_M^{-2\mathrm{\Δm}}\\ 1& 1& 1\\ 1& W_M^{\mathrm{\Δm}}& W_M^{2\mathrm{\Δm}}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{h}_{1,l}\left(t\right)\\ h_{2,l}\left(t\right)\·W_M^{m_t}\\ h_{3,l}\left(t\right)\·W_M^{2m_t}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_l(t-1)\\ n_l\left(t\right)\\ n_l(t+1)\end{array}\right],$ l＝1…P公式(17)

其中， $W_M^{\mathrm{\Δm}}=e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δm}}{M}}.$ 公式(17)假设m_t-1＝m_t-Δm以及m_t+1＝m_t+Δm。

3抽头时域滤波器不具有足够的自由度，以抑制 h ₁(t)、 h ₂(t)或 h ₃(t)中的时间变化。从而，公式(17)进一步假设， h ₁(t)、 h ₂(t)和 h ₃(t)在三个符号周期t-1、t和t+1上是恒定的。

可获得 h ₁(t)、 h ₂(t)和 h ₃(t)的最小平方估计，如下所示：

$\left[\begin{array}{c}{h}_{1,l}\left(t\right)\\ h_{2,l}\left(t\right)\·W_M^{m_t}\\ h_{3,l}\left(t\right)\·W_M^{2m_t}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{ccc}1& W_M^{-\mathrm{\Δm}}& W_M^{-2\mathrm{\Δm}}\\ 1& 1& 1\\ 1& W_M^{\mathrm{\Δm}}& W_M^{2\mathrm{\Δm}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_l(t-1)\\ {\hat{h}}_l\left(t\right)\\ {\hat{h}}_l(t+1)\end{array}\right],$ l＝1…P公式(18)

h ₁(t)、 h ₂(t)和 h ₃(t)的3抽头时域滤波器可表示为矩阵形式，如下所示：

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{h}}_{1,l}\left(t\right)\\ {\tilde{h}}_{2,l}\left(t\right)\\ {\tilde{h}}_{3,l}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\α}}_1\left(1\right)& {\mathrm{\α}}_1\left(0\right)& {\mathrm{\α}}_1(-1)\\ {\mathrm{\α}}_2\left(1\right)& {\mathrm{\α}}_2\left(0\right)& {\mathrm{\α}}_2(-1)\\ {\mathrm{\α}}_3\left(1\right)& {\mathrm{\α}}_3\left(0\right)& {\mathrm{\α}}_3(-1)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_l(t-1)\\ {\hat{h}}_l\left(t\right)\\ {\hat{h}}_l(t+1)\end{array}\right],$ l＝1…P公式(19)

对于图4B中所示的交错图案410，M＝8，以及Δm＝3，可基于公式(18)获得3抽头时域滤波器的系数，如下所示：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_1\left(1\right)\\ {\mathrm{\α}}_1\left(0\right)\\ {\mathrm{\α}}_1(-1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0.3536-j0.1464\\ 0.2929\\ 0.3536+j0.1464\end{array}\right],$ $\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_2\left(1\right)\\ {\mathrm{\α}}_2\left(0\right)\\ {\mathrm{\α}}_2(-1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(-0.2071-j0.2071)\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}{m}_t}\\ 0.4142\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}{m}_t}\\ (-0.2071+j0.2071)\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}{m}_t}\end{array}\right],$

以及 $\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_3\left(1\right)\\ {\mathrm{\α}}_3\left(0\right)\\ {\mathrm{\α}}_3(-1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}(-0.1416+j0.3536)\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}{m}_t}\\ 0.2929\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}{m}_t}\\ (-0.1416-j0.3536)\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}{m}_t}\end{array}\right].$

可通过将系数α₁(1)、α₁(0)和α₁(-1)分别应用于

和

获得主信道估计 可通过将系数α₂(1)、α₂(0)和α₂(-1)分别应用于 和

获得剩余信道估计

可通过将系数α₃(1)、α₃(0)和α₃(-1)分别应用于

和

获得剩余信道估计

3抽头时域滤波器不具有足够的自由度，以应用在等式组(11)和(12)中所示的多个约束。这个时域滤波器的系数不抑制主信道 h ₁(t)或者剩余信道 h ₂(t)和 h ₃(t)中的时间变化。可通过使用具有多于三个抽头的时域滤波器应用上述各约束。

一般而言，可对于在每个分段s中的脉冲响应估计

的时域滤波器获得不同的一组系数。每个分段s的系数可基于多个约束进行选择，例如，消除其它分段、抑制由于信道中时间变化引起的估计误差、提供无偏的估计 h _s(t)、最小化 中的噪声方差，等等。时域滤波器的抽头个数确定可应用于系数的约束个数。上面描述了多个示例性的3抽头时域滤波器设计。还可基于上述描述以及在本发明的范围内设计其它时域滤波器。

一般而言，可基于在一个或多个符号周期中的L个不同子频带上接收的导频符号，获得具有L个信道抽头的较长脉冲响应估计。在每个符号周期中，导频可在一个交错组上传输，以限制用于导频的开销量。在不同的符号周期中，导频可在具有交错子频带的不同交错组上传输。这允许接收实体获得具有多于P个信道抽头的较长脉冲响应估计。如果导频在使用完全交错图案的所有M个交错组上传输，则获得具有所有N个信道抽头的全长度脉冲响应估计。

接收实体可通过对足够个数(S或者更多)不同交错组上的长度P的初始脉冲响应估计 进行滤波，获得长度为L的较长脉冲响应估计 如果在每个符号周期中，导频在不同的交错组上传输，则时域滤波可在足够个数(S或者更多)的符号周期上进行，以获得可通过在更多的符号周期上进行滤波，获得逐渐变长的脉冲响应估计。在较少符号周期上的时域滤波提供对信道中的变化更好的跟踪，从而，对于多普勒效应更加强壮，并且可以提供具有较短长度的脉冲响应估计。在较多符号周期上的时域滤波由于信道随时间的变化而增加 中的误差，对于多普勒效应不够强壮，但是可以提供具有较长长度的脉冲响应估计。

较长的脉冲响应估计包含剩余信道抽头。由于每个信道抽头包含该抽头位置处的复数信道增益以及噪声，所以逐渐变长的脉冲响应估计包含更多关于信道的信息，但是也包含更多的噪声。来自剩余信道抽头的噪声可被认为是由超出P的信道估计长度延长导致的噪声增长。如果剩余信道能量相对小，或者如果不需要剩余信道抽头，则可使用较短的脉冲响应估计(例如，

获得更好的性能。如果剩余信道能量相对大，或者如果剩余信道抽头是主要的，则较长的脉冲响应估计(例如， 可提供更好的性能，即使带有噪声增长。在接收实体端，可获得具有不同长度的信道估计，并且用于不同的目的。

3.数据检测

对于数据检测，具有2P个信道抽头的较长脉冲响应估计

可在较长的信道估计和来自剩余信道的附加噪声之间提供一种很好的折衷。较长的信道估计减轻了公式(7)中所示的由于对频域进行下取样产生的有害混叠现象，提供对主信道 h ₁(t)更准确的估计，并且允许对剩余信道 h ₂(t)进行估计。可如上所述获得较长的脉冲响应估计

图5表示用于获得信道估计以进行数据检测和解码的过程500的流程图。对于在当前符号周期t中进行导频传输的交错组m_t中的子频带，获得所接收的导频符号(块512)。基于所接收的导频符号获得初始频率响应估计

如公式(5)所示(块514)。基于初始频率响应估计 获得初始脉冲响应估计 如公式(6)中所示(块516)。使用具有至少S₁个抽头的时域滤波器对至少S₁个符号周期的初始脉冲响应估计进行滤波，以获得具有L₁个信道抽头的较长脉冲响应估计

其中，L₁＝S₁·P(块518)。

可在

的L₁个信道抽头上进行后处理，以进一步改善信道估计性能(块520)。后处理可包括截断，例如，将用于剩余信道估计的信道抽头P+1至L₁设定为零。后处理可替换地或者另外地包括门限，例如，将主和/或剩余信道估计中具有低于一个给定门限的信道抽头设定为零。未处理或者后处理的较长脉冲响应估计 则可通过零填充延伸至长度N，以获得长度为N的向量

(块520)。然后可对

进行N点FFT，以获得对于所有N个子频带的频率响应估计 (块522)，如下所示：

${\underset{\‾}{\overset{~}{H}}}_{N\×1}\left(t\right)={\underset{\‾}{W}}_{N\×N}\·{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}_{N\×1}\left(t\right)$ 公式(20)

可对于进行导频传输的每个符号周期执行过程500。

包含对于总共N个子频带的N个信道增益，并且可表示为： ${\underset{\‾}{\overset{~}{H}}}_{N\×1}\left(t\right)=[{\underset{\‾}{\overset{~}{H}}}_1^T\left(t\right){\underset{\‾}{\overset{~}{H}}}_2^T\left(t\right)...{\underset{\‾}{\overset{~}{H}}}_M^T\left(t\right){]}^T,$ 其中，

包含对于交错组m中P个子频带的P个信道增益估计。对于M个交错组的M个频率响应估计可基于用于导频传输的特定交错图案具有不同的噪声方差。一般而言，更加延伸的交错图案(例如，交错图案410)与更紧凑的交错图案(例如，交错图案400)相比，可在M个交错组的 中产生更少的噪声方差。

4.时间跟踪

接收实体进行时间跟踪，以在不同的OFDM符号中估计和跟踪符号定时。符号定时用于对每个所接收的OFDM符号，从N+C个输入取样中捕获N个输入取样的窗口(通常称为FFT窗口)。由于信道估计和数据检测的性能都受到FFT窗口位置的影响，正确的符号定时非常关键。可通过获得用于每个符号周期的较长脉冲响应估计以及基于适当的标准，例如，使位于循环前缀内的能量最大化，进行定时检测，估计每个符号周期的所接收OFDM符号的定时。

如果导频符号在L个不同的子频带上是可用的，而定时参考不是可用的，则可获得具有L个信道抽头的较长脉冲响应估计，但是，只有L/2个信道抽头是可清晰分辨的。这是因为在先前信道抽头混叠中产生负的定时误差，并且出现在脉冲响应估计的尾部。从而，不可能确定脉冲响应估计尾部的信道抽头是后面的信道抽头(如果符号定时是正确的)还是混叠的先前信道抽头(如果存在负的定时误差)。可通过对M个不同交错组的初始脉冲响应估计进行滤波，获得具有多至N个信道抽头的较长信道脉冲响应估计。通过使用较长的脉冲响应估计，可提高通信信道的可分辨长度。

图6A和6B说明信道脉冲响应估计由于定时不确定而产生的含糊不清。图6A表示对于具有长度大于L/2的脉冲响应的实际信道，长度为L的信道脉冲响应估计610。在图6A中，符号定时是正确的，信道脉冲响应估计610正确地包括位于正确位置上的实际信道的响应612和614。

图6B表示另一个实际信道的长度大于L/2的脉冲响应620。如果不存在定时误差，则这个信道的信道脉冲响应估计将包括在图6B所示位置的响应622和624。但是，如果存在定时误差x，则响应622将偏移，并且作为响应623出现。从而，由于定时误差x，这个信道的信道脉冲响应估计将与图6A中的信道脉冲响应估计610相似。

图6A和6B说明，可对于(1)没有定时误差的具有图6A中所示脉冲响应的信道，或者(2)定时误差为x的具有图6B中所示脉冲响应的信道，获得信道脉冲响应估计610，并且，这两种情况不能进行区分。但是，如果信道响应长度总是假设为少于L/2，则这个模糊不清的问题将不会出现。这样，由于图6B中的实际信道将不得不长于L/2，才能与图6A的信道混淆，从而可以判断，图6A中的信道响应估计确实对应于真实的信道。从而，长度L的初始估计可以分辨具有定时不确定的长度L/2的信道。从而，较长的信道脉冲响应估计可用于时间跟踪。

由于剩余信道抽头，较长的信道脉冲响应估计具有附加的噪声，以及由于信道的时间变化，具有更大的误差。但是，由于时间跟踪的目的是确定诸如信道能量的一般位置而非每个抽头的复数信道增益等更概括的信息，所以时间跟踪对于附加噪声更不敏感。从而，信道质量和长度之间的折衷符合数据检测和定时跟踪的要求。具体地，对于时间跟踪，具有3P个信道抽头的较长脉冲响应估计 可在可分辨的信道长度和噪声增长之间提供良好的折衷。例如，如果P＝512，则

包含1536个信道抽头，可清晰地分辨768个信道抽头。一旦符号定时是已知的，通信信道就可假设是3P/2个抽头，用于数据检测的目的。可通过获得具有2P个信道抽头的较长脉冲响应估计以及截断最后256个信道抽头，估计3P/2个抽头的信道。

图7表示用于进行时间跟踪的过程700的流程图。块712、714、716和718的描述分别与上面图5中的块512、514、516和518相似。但是，具有不同长度L₂的较长脉冲响应估计

可用于时间跟踪，具有至少S₂个信道抽头的不同时域滤波器可用于获得 其中，L₂＝S₂·P。然后处理信道估计

以确定当前符号周期t所接收OFDM符号的定时(块720)。一种确定定时的方法如下所述。放置长度为L₂/2的窗口，使得，窗口的左边最初开始于抽头索引1。计算落在窗口内的所有信道抽头的能量。然后向右移动窗口，每次移动一个抽头位置，直至达到抽头索引L₂/2。对每个抽头位置计算信道抽头能量。然后确定所有L₂/2个窗口开始位置中的峰值能量。如果多个窗口开始位置具有相同的峰值能量，则识别具有该峰值能量的最左边窗口开始位置。具有该峰值能量的最左边窗口开始位置唯一地确定用于所接收OFDM符号的FFT窗口。还可使用其他技术进行定时检测。

无论怎样，使用对于当前所接收OFDM符号所获得的定时信息对符号定时估计进行更新(块722)。

一般而言，相同或者不同的脉冲响应估计可用于数据检测/解码以及时间跟踪。相同脉冲响应估计的使用可以降低接收实体的计算量。在这种情况下，可选择信道长度L以及用于这个脉冲响应估计的时域滤波器，以提供数据检测和时间跟踪的良好性能。不同的脉冲响应估计也可用于数据检测/解码以及时间跟踪，以获得两者的良好性能，并可使用两种时域滤波器获得。可选择用于每个脉冲响应估计的信道长度以及时域滤波器系数，以提供数据检测和时间跟踪的良好性能。

图8表示接收实体150的OFDM解调器160、信道估计器172、以及时间跟踪单元162的一个实施方式。在OFDM解调器160内，对于每个所接收的OFDM符号，循环前缀消除单元812基于时间跟踪单元162所提供的符号定时捕获N个输入取样。FFT单元814对每个窗口的N个输入取样进行N点FFT，并且获得用于N个子频带的N个所接收符号。FFT单元814向检测器170提供所接收的数据符号，向信道估计器172提供所接收的导频符号。检测器170还从信道估计器172接收频率响应估计 对所接收的数据符号进行数据检测，以及提供经过检测的数据符号。

在信道估计器172内，导频检测器822消除对所接收导频符号的调制，并且可执行外插和/或内插法，以获得初始频率响应估计

其包括用于在当前符号周期t中进行导频传输的交错组中P个子频带的P个信道增益。IFFT单元824对

进行P点IFFT，以获得具有P个信道抽头的调制脉冲响应估计

旋转器826消除

的P个元素中的相位斜率，并且提供初始脉冲响应估计

时域滤波器830对在S₁或者更多符号周期中对于S₁或者更多交错组获得的初始脉冲响应估计 进行滤波，并且提供具有L₁个信道抽头的较长脉冲响应估计

后处理器832对 进行后处理(例如，截断、门限，等等)以及零填充，并且提供具有N个信道抽头的向量 FFT单元834对 进行N点FFT，以获得总共N个子频带的频率响应估计 信道估计器172还可获得一个或多个所选择交错组的频率响应估计

在时间跟踪单元162内，时域滤波器840对在S₂或者更多符号周期中对于S₂或者更多交错组获得的初始脉冲响应估计 进行滤波，并且提供具有L₂个信道抽头的较长脉冲响应估计 定时检测器842确定当前所接收OFDM符号的定时，例如，基于 中信道抽头的能量。时间跟踪环路844(可能是环路滤波器)从用于当前所接收OFDM符号的定时调整符号定时。

图9表示时域滤波器830x的框图，其可用于图8中的滤波器830和840。在滤波器830x内，将

中第l个信道抽头提供给N_f+N_b-1个串联延时元件912。每个延时元件912使其输入信道抽头延时一个符号周期。N_f+N_b-1个乘法器914与N_f+N_b-1个延时元件的输入相连，一个乘法器914与最后一个延时元件的输出相连。N_f+N_b个乘法器接收其信道抽头

至

并且分别乘以系数α_s，l(-N_f)至α_s，l(N_b-1)。相同的系数可用于每个分段中的所有P个信道抽头，在这种情况下，系数可表示为α_s(-N_f)至α_s(N_b-1)，而无需角标l作为抽头索引。加法器916接收所有N_f+N_b个乘法器的输出，并且对其进行加和，提供 的分段s中的第l个信道抽头。L可能等于L₁用于数据检测，以及等于L₂用于时间跟踪。图9中只表示对

的其中一个信道抽头的滤波。对 中剩余信道抽头中每个的滤波可以相同的方式进行。

在这里所述的导频传输、信道估计和时间跟踪技术由多种方式实现。例如，这些技术可实现在硬件、软件或者两者的组合中。对于硬件实现方式，对于发射实体处用于导频传输的处理单元可实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计来执行在这里所述功能的其它电子单元或者组合中。接收实体处用于信道估计和时间跟踪的处理单元也可实现在一个或多个ASIC、DSP、等等中。

对于软件实现方式，这些技术可使用执行在这里所述功能的模块(例如，过程、功能、等等)实现。软件代码可存储在存储器单元(例如，图1中的存储器单元142或者192)中，并且可由处理器(例如，控制器140或者190)执行。存储器单元可实现在处理器内或者处理器外部。

本文中包括标题用于参考，并且有助于定位特定的部分。这些标题并不旨在限制在下面所述概念的范围，这些概念可应用于整个说明书的其它部分。

所说明各实施方式的前述描述用于使本领域中熟练的技术人员实现或者使用本发明。本领域中熟练的技术人员将了解到这些实施方式的各种修正，而且，在不偏离本发明原理或范围的前提下，在这里定义的一般原理可应用于其它实施方式。从而，本发明并不旨在限于在这里所示的各实施方式，而是依照在这里说明的原理和新颖特性的最广范围。

Claims (43)

1.一种在多载波通信系统中传输导频的方法，包括：

从M组子频带中为多个时间间隔中的每个选择一组子频带，其中，每组包括从N个可用于在所述系统中进行传输的子频带中选择的不同的多个子频带，其中，M和N是大于一的整数，其中，所述M组包括所述N个可用子频带中的全部或者相当大的部分，以及其中，在所述多个时间间隔中选择所述M组子频带；以及

对于每个时间间隔，将导频符号复用到为该时间间隔所选择的组中的子频带上。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述M组是非交叠的，以及，所述N个可用子频带中的每个包括在所述M组之一中。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述M组包括相同数量的子频带，其中，每组中的多个子频带均匀分布在所述N个子频带上。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，在不同的时间间隔中，选择所述M组子频带中的不同子频带组。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，基于指示对于M个时间间隔中的每个使用特定一组子频带的交错图案，在所述M个时间间隔中选择所述M组子频带。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述M组子频带被指定索引1至M，以及其中，为每个时间间隔选择的子频带组被确定为：

m_t＝[(m_t-1-1+Δm)modM]+1，

其中，t是时间间隔的索引；

m_t-1是为时间间隔t-1选择的子频带组的索引；

m_t是为时间间隔t选择的子频带组的索引；

m₁是为第一个时间间隔选择的子频带组的索引；

Δm和M是互质的；以及

“mod M”表示模M操作。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，Δm是最接近M/2的整数值。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，每个时间间隔对应于一个符号周期。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多载波通信系统使用正交频分复用(OFDM)。

10.多载波通信系统中的一种装置，包括：

控制器，用于从M组子频带中为多个时间间隔中的每个选择一组子频带，其中，每组包括从N个可用于在所述系统中进行传输的子频带中选择的不同的多个子频带，其中，M和N是大于一的整数，其中，所述M组包括所述N个可用子频带中的全部或者相当大的部分，以及其中，在所述多个时间间隔中选择所述M组子频带；以及

调制器，用于对于每个时间间隔，将导频符号复用到为该时间间隔所选择的组中的子频带上。

11.根据权利要求10所述的装置，其中，所述N个可用子频带中的每个包括在所述M组之一中，其中，所述M组包括相同数量的子频带，以及其中，每组中的多个子频带均匀分布在所述N个子频带上。

12.根据权利要求10所述的装置，其中，所述M组子频带被指定索引1至M，并且是在M个时间间隔中选择的，所述M个时间间隔中的每个对应一组子频带，以及其中，为每个时间间隔选择的子频带组被确定为：

m_t＝[(m_t-1-1+Δm)modM]+1，

其中，t是时间间隔的索引；

m_t-1是为时间间隔t-1选择的子频带组的索引；

m_t是为时间间隔t选择的子频带组的索引；

m₁是为第一个时间间隔选择的子频带组的索引；

Δm和M是互质的；以及

“mod M”表示模M操作。

13.一种基站，包括根据权利要求10所述的装置。

14.多载波通信系统中的一种装置，包括：

用于从M组子频带中为多个时间间隔中的每个选择一组子频带的装置，其中，每组包括从N个可用于在所述系统中进行传输的子频带中选择的不同的多个子频带，其中，M和N是大于一的整数，其中，所述M组包括所述N个可用子频带中的全部或者相当大的部分，以及其中，在所述多个时间间隔中选择所述M组子频带；以及

用于对于每个时间间隔，将导频符号复用到为该时间间隔所选择的组中的子频带上的装置。

15.一种在多载波通信系统中进行信道估计和时间跟踪的方法，包括：

对于多个不同的子频带组获得多个初始脉冲响应估计，其中，每组包括从系统中N个子频带中选择的不同的多个子频带，其中，N是大于一的整数；

对所述多个初始脉冲响应估计中的第一组初始脉冲响应估计进行处理，以获得用于数据检测和解码的长度为L₁的第一脉冲响应估计，其中，L₁是大于等于一的整数；以及，对所述多个初始脉冲响应估计中的第二组初始脉冲响应估计进行处理，以获得用于时间跟踪的长度为L₂的第二脉冲响应估计，其中，L₂大于L₁。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述多个组中的每个组包括P个子频带，其中，P是大于一的整数。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，每组中的所述P个子频带均匀分布在所述N个子频带上。

18.根据权利要求16所述的方法，其中，L₁等于P的S₁倍，L₂等于P的S₂倍，其中，S₁和S₂是大于一的整数，S₂大于或者等于S₁。

19.根据权利要求16所述的方法，其中，L₁等于P的二倍，L₂等于P的三倍。

20.根据权利要求18所述的方法，其中，所述第一脉冲响应估计包括分布在S₁个分段中的L₁个信道抽头，每个分段包括P个连续信道抽头，以及其中，每个分段中的所述P个信道抽头是基于用于该分段的一组滤波器系数获得的。

21.根据权利要求20所述的方法，其中，用于所述第一脉冲响应估计的第一分段的P个信道抽头对应于主信道，以及其中，用于所述第一脉冲响应估计的所述S₁个分段中的其它分段对应于剩余信道。

22.根据权利要求21所述的方法，其中，选择用于所述第一分段的P个信道抽头的滤波器系数组，以消除来自所述剩余信道的影响，抑制所述主信道中的时间变化，提供对所述主信道的无偏估计，最小化所述滤波器系数的范数，或者这些的组合。

23.根据权利要求21所述的方法，其中，选择用于第二分段的P个信道抽头的滤波器系数组，其对应于用于所述第一脉冲响应估计的所述S₁个分段中的其它分段中的一个，以消除来自所述主信道的影响，抑制所述主信道中的时间变化，抑制所述剩余信道中的时间变化，提供对所述第二分段的P个信道抽头的无偏估计，最小化所述滤波器系数的范数，或者这些的组合。

24.根据权利要求18所述的方法，其中，所述第一组包括S₁个初始脉冲响应估计，其中，S₁是大于一的整数，以及其中，使用具有用于所述S₁个初始脉冲响应估计的S₁个抽头的滤波器，获得所述第一脉冲响应估计。

25.根据权利要求24所述的方法，其中，S₁等于二。

26.根据权利要求18所述的方法，其中，所述第二脉冲响应估计包括分布在S₂个分段中的L₂个信道抽头，每个分段包括P个连续信道抽头，以及其中，每个分段中的所述P个信道抽头是基于用于该分段的一组滤波器系数获得的。

27.根据权利要求20所述的方法，其中，所述第二脉冲响应估计包括分布在S₂个分段中的L₂个信道抽头，每个分段包括P个连续信道抽头，以及其中，每个分段中的所述P个信道抽头是基于用于该分段的一组滤波器系数获得的，以及其中，用于所述第一脉冲响应估计的滤波器系数与用于所述第二脉冲响应估计的滤波器系数不同。

28.根据权利要求15所述的方法，其中，所述第一脉冲响应估计包括L₁个信道抽头，以及其中，所述第二脉冲响应估计包括所述第一信道脉冲响应估计中的所述L₁个信道抽头以及(L₂-L₁)个附加信道抽头。

29.根据权利要求15所述的方法，其中，所述第二组包括S₂个初始脉冲响应估计，其中，S₂是大于一的整数，以及其中，使用具有用于所述S₂个初始脉冲响应估计的S₂个抽头的滤波器，获得所述第二脉冲响应估计。

30.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：

对所述第一脉冲响应估计进行处理，以获得用于至少一组子频带的频率响应估计。

31.根据权利要求30所述的方法，其中，对所述第一脉冲响应估计进行处理包括：

将所述第一脉冲响应估计中能量低于预先确定门限的信道抽头设定为零。

32.根据权利要求30所述的方法，其中，对所述第一脉冲响应估计进行处理包括：

将所述第一脉冲响应估计中预先确定数量的最近的信道抽头设定为零。

33.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：

确定所述第二脉冲响应估计中具有主要能量的时刻；以及

使用为所述第二脉冲响应估计确定的所述时刻获得符号定时。

34.根据权利要求15所述的方法，进一步包括：

对于所述多个不同的子频带组，获得多个初始频率响应估计；以及

处理所述多个初始频率响应估计中的每个，以获得所述多个初始脉冲响应估计中的相应一个。

35.根据权利要求34所述的方法，其中，处理所述多个初始频率响应估计中的每个包括：

转换所述初始频率响应估计，以获得调制的脉冲响应估计，以及

旋转所述调制的脉冲响应估计中的信道抽头，以获得所述相应的初始脉冲响应估计。

36.多载波通信系统中的一种装置，包括：

处理单元，用于对于多个不同的子频带组获得多个初始脉冲响应估计，其中，每组包括从所述系统中N个子频带中选择的不同的多个子频带，其中，N是大于一的整数；

第一滤波器，用于对所述多个初始脉冲响应估计中的第一组初始脉冲响应估计进行处理，以获得用于数据检测和解码的长度为L₁的第一脉冲响应估计，其中，L₁是大于等于一的整数；以及

第二滤波器，用于对所述多个初始脉冲响应估计中的第二组初始脉冲响应估计进行处理，以获得用于时间跟踪的长度为L₂的第二脉冲响应估计，其中，L₂大于L₁。

37.根据权利要求36所述的装置，其中，所述第一和第二脉冲响应估计中的每个包括多个分段，每个分段包括P个连续信道抽头，以及其中，每个分段中的所述P个信道抽头是基于用于该分段的一组滤波器系数获得的。

38.根据权利要求36所述的装置，其中，选择用于所述第一和第二脉冲响应估计中每个的每个分段的滤波器系数组，以消除来自多个分段中其余分段的影响，抑制该分段中的时间变化，抑制一个或多个其余分段中的时间变化，提供对该分段的无偏估计，最小化所述滤波器系数的范数，或者这些的组合。

39.根据权利要求36所述的装置，进一步包括：

变换单元，用于对所述第一脉冲响应估计进行处理，以获得用于至少一组子频带的频率响应估计。

40.根据权利要求36所述的装置，进一步包括：

定时检测器，用于确定在所述第二脉冲响应估计中具有主要能量的时刻；以及

时间跟踪环路，用于使用为所述第二脉冲响应估计所确定的所述时刻获得符号定时。

41.一种无线设备，包括根据权利要求36所述的装置。

42.多载波通信系统中的一种装置，包括：

用于对于多个不同的子频带组获得多个初始脉冲响应估计的装置，其中，每组包括从所述系统中N个子频带中选择的不同的多个子频带，其中，N是大于一的整数；

用于对所述多个初始脉冲响应估计中的第一组初始脉冲响应估计进行处理，以获得用于数据检测和解码的长度为L₁的第一脉冲响应估计的装置，其中，L₁是大于等于一的整数；以及

用于对所述多个初始脉冲响应估计中的第二组初始脉冲响应估计进行处理，以获得用于时间跟踪的长度为L₂的第二脉冲响应估计的装置，其中，L₂大于L₁。

43.根据权利要求42所述的装置，其中，所述第一和第二脉冲响应估计中的每个包括多个分段，每个分段包括P个连续信道抽头，以及其中，每个分段中的所述P个信道抽头是基于用于该分段的一组滤波器系数获得的。

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