CN101437010B

CN101437010B - 一种正交频分复用系统信道估计方法和装置

Info

Publication number: CN101437010B
Application number: CN200810178972A
Authority: CN
Inventors: 花梦; 吴更石; 唐兵; 焦淑蓉
Original assignee: Huawei Device Co Ltd
Current assignee: Honor Device Co Ltd
Priority date: 2008-12-03
Filing date: 2008-12-03
Publication date: 2012-10-03
Anticipated expiration: 2028-12-03
Also published as: US8335270B2; EP2365670A4; EP2365670B1; WO2010063214A1; US20110228868A1; CN101437010A; EP2365670A1

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用OFDM系统信道估计方法。本发明实施例还提供相应的接收装置。本发明技术方案采用接收装置对接收到的信号先进行时间维度的信道估计，从每个OFDM符号的频域上的有效子载波频点中获取的导频点的信道信息，通过增加导频点信息，即得到有效子载波频段以外的导频点信息，再进行IFFT变换、加窗、补0和FFT变换得到信道的频率响应，即获取了对信道的估计结果。由于增加导频点数，从而达到抑制边缘效应、提高信道估计准确性的目的。

Description

一种正交频分复用系统信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，具体涉及一种正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统信道估计方法和装置。

背景技术

OFDM技术是一种可以有效对抗符号间干扰(ISI，Inter-SymbolInterference)的高速的多载波传输技术，与传统的频分多路传输方法不同，OFDM系统各个子载波之间相互正交，所以允许各个子信道之间的频谱相互重叠，从而可以最大限度地利用频谱资源。OFDM技术已经成功地应用于非对称数字用户环路(ADSL，Asymmetric Digital Subscriber Line)、无线本地环路(WLL，Wireless Local Loop)、数字音频广播(DAB，Digital AudioBroadcasting)、高清晰度电视(HDTV，High-definition Television)、无线局域网(WLAN，Wireless Local Area Network)等系统中，OFDM技术在移动通信中的运用也是大势所趋。

信道估计是OFDM系统的核心技术之一。现有的OFDM系统信道估计方法主要包括：线性插值信道估计、Wiener滤波信道估计，和快速傅立叶变换FFT插值信道估计。

在性能表现上，线性插值信道估计最差；在实现复杂度上，Wiener滤波信道估计相对其它两种信道估计方法最复杂，运算量最大；FFT信道估计的运算量较小，实现较简单。

在实际的OFDM系统中，发送装置在某个频段内发送的OFDM符号中包括多个承载有数据的子载波，和多个用于信道估计使用的导频子载波。通常OFDM系统的频域子载波为等间隔放置，参见图1所示，为接收装置对接收到的信号进行时间维度的信道估计后获得的频域导频分布图。假设OFDM符号的子载波总数为Y，子载波序号为[0，Y-1]，相邻导频子载波的间隔为P，一个OFDM符号中经过时间维度信道估计后的导频子载波的总个数为N。其中，相邻导频子载波间隔P的选择要保证其频率间隔小于信道的相干带宽，即满足抽样定理，才可以恢复出实际信道的频率响应。

事实上，在OFDM系统中，每个OFDM符号的带宽频段上还包括置零的保护边带。参见图2所示，为一个长期演进(LTE，Long Time Evolution)系统中的OFDM符号在带宽上的示意图，该OFDM符号所占用的带宽内包含1024个子载波。其中，在这1024个子载波中有效子载波共600个，这600个有效子载波中包括承载导频的子载波和承载数据的子载波，；该600个有效子载波所占用带宽可以是10HMz；该OFDM符号1024个子载波中还包括两端的保护边带各占用212个和211个子载波；该OFDM符号1024个子载波中还包括1个直流DC子载波。采用FFT插值信道估计时是根据这600个有效子载波中的导频子载波中的信息进行信道估计，即导频是对有效子载波所占用的频点进行抽样，而不是对整个OFDM符号所占用的包括保护边带的频段进行抽样。因此，通过FFT插值信道估计方法得到的信道与实际信道存在较大的误差。这种误差在中间频点处相对较小，在两端边缘频点处较大，为了方便叙述，称这种现象为边缘效应。

在对现有技术的研究和实践过程中，本发明的发明人发现采用FFT插值信道估计的方法，对信道估计的误差较大，尤其是对一个OFDM符号带宽的边缘频点处的误差较大。

发明内容

本发明实施例提供一种OFDM系统信道估计方法和装置，解决对OFDM系统信道估计中由于OFDM符号的边缘效应而导致对信道估计误差较大的缺点。

本发明实施例提供了一种正交频分复用OFDM系统信道估计方法，包括：

接收发送装置发送的信号；

对所述信号进行时间维度的信道估计；

从所述信道估计后得到的OFDM符号的带宽的有效子载波频段中，获取导频信号；

根据所述获取的导频信号，在所述OFDM符号的带宽有效子载波所占用的频段以外的频段上，增加导频点的信道信息；

对所述获取的导频信号和所述增加的导频点的信道信息，进行反快速傅立叶变换IFFT；

根据预置的加窗信息，对所述IFFT得到的时域响应进行加窗；

根据所述OFDM符号的子载波的个数，对加窗后的时域响应补0；

对所述补0后的时域响应进行快速傅立叶变换FFT；

从所述FFT后得到的信道频率响应中，获取长度为所述有效子载波频段内的有效子载波个数的信道的频率响应。

本发明实施例还提供了一种接收装置，包括：

接收单元，用于接收发送装置发送的信号；

时间维度估计单元，用于对所述信号进行时间维度的信道估计；

导频提取单元，用于从所述信道估计后得到的正交频分复用OFDM符号的带宽的有效子载波频段中，获取导频信号；

增加导频单元，用于根据所述获取的导频信号，在所述OFDM符号的带宽有效子载波所占用的频段以外的频段上，增加导频点的信道信息；

快速傅立叶反变换IFFT单元，用于对所述获取的导频信号和所述增加导频点的信道信息，进行反快速傅立叶变换IFFT；

时域加窗单元，用于根据预置的加窗信息，对所述IFFT得到的时域响应进行加窗；

补零单元，用于根据所述OFDM符号的子载波的个数，对加窗后的时域响应补0；

快速傅立叶变换单元FFT单元，用于对所述补0后的时域响应进行快速傅立叶变换FFT；

获取单元，用于从所述FFT后得到的信道频率响应中，获取长度为所述有效子载波频段内的有效子载波个数的信道的频率响应。

本发明实施例采用接收装置对接收到的信号进行时间维度的信道估计，从每个OFDM符号的频域上的有效子载波频点中获取的导频点信息，通过增加导频点信息，即得到有效子载波所占用频段以外的导频点信息，再进行IFFT变换、加窗、补0和FFT变换得到信道的频率响应，即获取了对信道的估计结果，由于增加导频点数，从而达到抑制边缘效应、提高信道估计准确性的目的。

附图说明

图1是OFDM符号带宽频率上子载波分配示意图；

其中，OFDM符号频率子载波包括导频子载波和数据子载波。图中黑色圆代表导频子载波，有线条的圆代表数据子载波，假设该OFDM符号中导频子载波的数量为N个，1代表OFDM的频域，2代表第0个数据子载波位置，3代表第1个导频子载波的位置相对第0个子载波的偏移量，4代表第1个导频子载波位置，5代表导频子载波频域间隔，6代表第2个导频子载波的位置，7代表倒数第0个数据子载波，8代表第N-1个导频子载波。

图2是现有技术中OFDM符号在带宽上组成示意图；

图3是本发明实施例一提供的一种OFDM系统信道估计方法的流程简化示意图；

图4是本发明实施例一中对导频点进行镜像后所有导频分部示意图；

图5是本发明实施例一中对时域信号加窗和补0前后的信号简化示意图；

图6是采用本发明实施例一提供的方法与采用现有技术中方法分别得到的仿真结果的对比图；

图7是本发明实施例二中频域信号的变化简化示意图；

图8是本发明实施例三提供的一种接收装置的逻辑简化示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种OFDM系统信道估计方法。本发明实施例还提供相应的接收装置。以下分别进行详细说明。

实施例一

本实施例提供一种OFDM系统信道估计方法，参见图3所示，包括：

步骤1：接收装置接收发送装置发送的信号；

其中，当发送装置发送的信号通过介质传播时，通常介质是空气，步骤1中接收装置接收到的信号是经过修改的。因此，为了成功地解调和解码出所接收到的信号，接收装置需要估算出无线信道的情况，信道的情况通常用信道的脉冲响应或者传递函数表示。

步骤2：接收装置对接收到的信号进行时间维度的信道估计；

其中，步骤2中接收装置对接收到的信号进行的时间维度的信道估计可以采用现有技术中的线性信道估计或者Wiener滤波信道估计的方法。对信号的时间维度的信道估计具体操作可以参考现有技术。

步骤3：接收装置从时间维度的信道估计后得到的OFDM符号的带宽上的有效子载波频段中，获取导频信号；即对时间维度的信道估计后的得到的频域信号，进行导频提取。

为了便于理解，可以认为进行了频域上导频提取后的信号为H(n)。其中，n表示导频的数量。假设在一个OFDM符号的带宽上导频点的数量为N个，N是对OFDM符号在带宽上的3倍下采样，仍然参照图1所示。还需要理解的是：导频信号与导频信息都可以理解为导频点的信道信息，在全文是相同的理解。

步骤4：接收装置根据已经获取的导频信号，在OFDM符号带宽上的两边缘处频段上增加导频点信息；

其中，步骤4中在每个OFDM符号带宽上的有效子载波频段以外的两边缘处频段上增加导频点信息，事实上，相当于扩展了每个OFDM符号带宽上的有效子载波频段。一种优化的增加导频点信息的方法是：以每个OFDM符号带宽上的有效子载波频段的最外端的两个导频点为“镜面”，对有效子载波频段内M个导频点做镜像，镜像后的导频点的信道信息与所述有效子载波频段内的导频点的信道信息是线性的关系。还需要理解的是，M的数值的大小根据本领域不同的设计(优化)要求来选择。该方法可以简称为“频域镜像插值”。参见图4所示。假设接收装置接收到的一个OFDM符号在带宽上的导频点的数量为N，对该有效子载波频段的两边导频点进行镜像，接收装置获取了N+2M个导频点的信息。增加的导频点的信道信息为线性的，即

H_{1}^{'} = {2 H}_{0} - H_{1}

、

H_{2}^{'} = {2 H}_{0} - H_{2},

依此类推。可以认为此时接收装置中获取的导频点的信道信息为H’(m)，需要理解的是，此时接收装置获取的导频点的信道信息包括步骤3和步骤4中一共获取的导频点的信道信息。

步骤5：将步骤3和步骤4中获取的频域上的导频信号转换为时域上信道响应；即对H’(m)进行快速反傅立叶变换IFFT，获取时域上信道的脉冲响应h’(m)。

步骤6：接收装置根据预置的加窗信息，对时域上信道的脉冲响应h’(m)进行加窗；

其中，步骤6中使用到的预置的加窗信息，具体可以是对时域上信道的脉冲响应h’(m)加窗的宽度。为了便于理解，可以将加窗理解为时域上信道的脉冲响应h’(m)与幅度为1的矩形函数的乘积，该矩形函数的长度为对脉冲响应h’(m)加窗的长度。假设接收装置预置的加窗的长度为L，该L值为接收装置假设信道的实际长度。通过对脉冲响应h’(m)加窗，使得接收装置保留了信道的多径信息，同时，将信道以外噪声过滤。

其中，接收装置获取加窗长度L的一种具体操作可以是：当接收装置不知道信道的类型时，或者当信道是在时刻变化时，接收装置要对多径时延进行估计，根据多径时延估计结果获取该长度L。

还需要说明的是，接收装置中预置的加窗信息还可以包括两个长度都为K的窗，参见图5所示为加窗前后的信道脉冲响应。其中，之所以要加两个长度都为K的窗的原因是：N+2M个导频序列不是实际信道的频率响应，实际信道的频率响应应该是OFDM符号的所有子载波的频率响应，该N+2M个导频序列是实际信道的频率响应的3倍下采样后与长度为N+2M矩形函数的乘积。因此，N+2M个导频点进行IFFT变换，得到的信道脉冲响应h’(m)不是实际信道的脉冲响应，实际信道的脉冲响应应该是：实际信道脉冲响应与时域上的Sinc函数的卷积。其中，频域上的矩形函数进行IFFT变换后为Sinc函数。实际信道脉冲响应与时域上的Sinc函数的卷积，可以等效为除了包含对信道脉冲响应h’(m)加了长度为L的窗外，再进行加矩形窗或者三角窗，加窗的长度分别为K。因此，加窗长度为L是保留信道中的多径信息，加窗长度为K是为了保留实际信道脉冲响应与时域上的Sinc函数的卷积后产生的“衍生径”。K的具体长度可以是仿真测得的值，是可调的。

步骤7：接收装置对加窗后的信道脉冲响应h’(m)进行补0，使得序列的长度为OFDM符号在带宽上进行IFFT变换后的长度，即进行补0后的时域信道响应为h’(n)。

其中，OFDM符号在带宽上的长度包括有效子载波所占用的频段和保护边带所占用的边带。接收装置补0的具体位置是加窗后得到的长度L+K与长度为K的两组时域信号之间。

步骤8：接收装置对补0后的时域信道响应进行快速傅立叶FFT变换；

步骤9：从步骤8得到的FFT变换后的结果中，获取中间的长度为有效子载波个数的信道的频率响应，即获取中间长度为3N的部分的信道频率响应。

其中，步骤8中进行的FFT变换后，得到的是在OFDM符号带宽上的信道的频率响应。实际上，已经说明了OFDM符号带宽上的两端通常没有导频信号，而是保护边带，因此，步骤9中获取的信道的频率响应就是对一个OFDM符号在带宽上的有效子载波频段内的信道的较准确的估计。

以上步骤2为接收装置对信道进行的时间维度的信道估计；步骤3至步骤9的说明，为接收装置对信道进行的频域估计。参见图6所示，为采用本发明实施例提供的一种OFDM系统信道估计方法而得到的对OFDM系统信道估计结果与现有技术中进行信道估计的结果的对比。其中，图中10000TTI表示仿真时间的长度，每一个TTI为1ms，即仿真时间为1ms×10000＝10s，QPSK表示调制方式是QPSK，1/3代表编码码率，10MHz代表系统的带宽，low表示两根接收天线的相关性是低的，EVA5表示采用的衰落信道模型是EVA模型，5代表最大多普勒频率。

以上对本实施例提供的一种OFDM系统信道估计方法的描述，接收装置对接收到的信号进行时间维度的信道估计，从每个OFDM符号的频域上的有效子载波频点中获取的导频点信息，通过增加导频点信息，即得到有效子载频段以外的导频点信息，再进行IFFT变换、加窗、补0和FFT变换得到信道的频率响应。有效的抑制了边缘效应导致的信道估计误差大的缺点，同时，采用加窗技术，可以将信道中的噪声过滤掉，提高了对信道估计的准确性。

实施例二

一种OFDM系统信道估计方法，实施上该方法与实施例一提供的一种OFDM系统信道估计方法相似，该实施例是实施例一提供的方法的更具体的执行方法。本实施例的说明，主要是根据图7中所示的对频域信号的处理操作流程来做说明。

参见图7所示。接收装置将接收到的信号进行时间维度的信道估计后，且接收装置对进行时间维度的信道估计后获得的OFDM符号在带宽上提取导频，图7中第一行表示，该OFDM符号在带宽上导频点与承载数据的频率点的分布情况，该导频点是对OFDM符号在带宽上的3倍抽样，需要说明的是：对导频点的分布满足抽样定理。

接收装置将导频提取出来，得到导频的频率响应，如图7中第二行所示的N个导频。需要理解的是，对OFDM系统的信道估计，是根据已经获得的导频的频率响应，来获取承载有数据的非导频频点上信道的频率响应。

接收装置根据已经获取的导频频点，增加导频，增加的方法具体是将OFDM符号有效子载波上已经获取的导频点的最外端的两个导频点，进行镜像，如图7中第三行所示，两端各镜像出来两个导频点。接收装置对获取的所有导频点的频率响应进行IFFT变换，对获取的时域脉冲响应进行加窗，具体加窗的方法可以是，根据接收装置预先获得的实际信道的多径的长度，和频域信号转换为频域信号所产出的“衍生径”信息，对获得的时域脉冲响应加如图5中长度分别为L+K和K的窗。

接收装置在得到的L+K窗与K窗之间添0，使得时域信道的长度达到一个OFDM符号在频域的长度，时域补0后得到的时域响应进行FFT变换，得到了OFDM符号在带宽上未抽样的频率响应，如图7中第四行所示，接收装置获得了所有导频点和有效子载波上的信道的频率响应。

由于该OFDM符号的带宽上两端的频率上是保护边带，因此，对信道的估计应该是对有效子载波所在频段上的信道估计，参见图7中第五行，从该OFDM符号的带宽上获取有效子载波所在频域上的信道响应，即为该OFDM系统的信道估计结果。

实施例三

本实施例提供了一种接收装置，参见图8所示，包括：接收单元10、时间维度估计单元20、导频提取单元30，增加导频单元40、快速傅立叶反变换IFFT单元50、时域加窗单元60、补零单元70、快速傅立叶变换FFT单元80和获取单元90。

其中，接收单元10接收发送装置发送的信号，其中该接收单元10可以具体是接收天线；时间维度估计单元20，用于对接收单元10中接收到的信号进行时间维度的信道估计，具体的估计方法可以采用现有技术中的线性信道估计或者Wiener滤波信道估计的方法；导频提取单元30，用于获取时间维度估计单元20中进行时间维度的信道估计后的OFDM符号，在该OFDM符号带宽上的有效子载波频段中，获取导频信息，即提取导频信号；

增加导频单元40，用于根据导频提取单元30中获取的导频信号，增加新的导频点信息，即增加导频信号。增加导频单元40可以包括镜像增加导频单元401，用于以有效子载波频段最外端的两个导频点作为“镜面”，镜像所述有效子载波频段内的M个导频点，即以每个OFDM符号带宽上的有效子载波频段的最外端的两个导频点为“镜面”，对有效子载波频段内M个导频点做镜像。其中，有效子载波频段内M个导频点可以是顺序的，以镜面导频点为第0个导频点的第1至第M个导频点。镜像增加导频单元401中执行的操作可以简称为“频域镜像插值”。镜像增加导频单元401中增加的导频点的信道信息可以是于有效子载波内的导频点的信道信息有线性关系。

IFFT单元50，用于将获得的所有导频信号进行IFFT变换，得到时域上信道的脉冲响应；时域加窗单元60，用于根据预置的加窗信息，对IFFT单元50中获得的时域上信道的脉冲响应进行加窗。其中，预置的加窗信息中包含有预先获取的实际信道的长度L，加窗的长度即为L。因此，保留了信道的多径信息，同时，将信道以外噪声过滤。

时域加窗单元60可以包括第一加窗单元601，用于根据预置的加窗长度分别为L和K的信息，对所述IFFT得到的时域响应加长度为L+K和K的窗，所述加长度为K的窗包括：长度为K的矩形窗或者长度为K的三角窗。有关加长度为看的矩形窗或者三角窗户的说明，可以参考实施例一中有关加窗信息的说明。

补零单元70，用于在加窗后获得的信道脉冲响应中补0，使得序列的长度为每个OFDM符号在频域上进行IFFT变换后的长度，补零单元70可以包括第一补零单元701，用于根据OFDM符号的子载波的个数，在加窗后得到的长度L+K与长度为K的两组时域信号之间补0。

FFT单元80，用于将补0后的信道脉冲响应进行FFT变换，得到了一个OFDM符号在带宽上的信道频率响应；获取单元90，用于获取中间的有效子载波频段内的信道频率响应。该信道频率响应即为该接收装置在OFDM系统中对信道估计的结果。该接收装置还可以根据获取的信道估计结果对接收到的信号进行解调或者解码。

以上对本实施例提供的一种接收装置的说明，该接收装置对接收到的信号进行时间维度的信道估计，从每个OFDM符号的带宽上的有效子载波频点中获取的导频点信息，通过增加导频点信息，即得到有效子载波频段以外的导频点信息，再进行IFFT变换、加窗、补0和FFT变换得到信道的频率响应。有效的抑制了边缘效应导致的信道估计误差大的缺点，同时，采用加窗技术，可以将信道中的噪声过滤掉，提高了对信道估计的准确性。

本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：ROM、RAM、磁盘或光盘等。

以上对本发明实施例所提供的一种OFDM系统信道估计方法以及接收装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims

1.一种正交频分复用OFDM系统信道估计方法，其特征在于，包括：

接收发送装置发送的信号；

对所述信号进行时间维度的信道估计；

根据所述获取的导频信号，在所述OFDM符号的带宽有效子载波所占用的频段以外的频段上，采用频域镜像插值方法增加导频点的信道信息；

根据预置的加窗信息，对所述IFFT得到的时域响应进行加窗；

对所述补0后的时域响应进行快速傅立叶变换FFT；

从所述FFT后得到的信道频率响应中，获取长度为所述有效子载波频段内的有效子载波个数的信道的频率响应；

其中，所述根据所述获取的导频信号，在所述OFDM符号的带宽有效子载波所占用的频段以外的频段上，采用频域镜像插值方法增加导频点的信道信息，包括：

以所述有效子载波频段最外端的两个导频点作为“镜面”，镜像所述有效子载波频段内的M个导频点，镜像后的导频点的信道信息与所述有效子载波频段内的导频点的信道信息是线性的关系。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据预置的加窗信息，对所述IFFT得到的时域响应进行加窗，包括：

根据预置的加窗长度分别为L和K的信息，对所述IFFT得到的时域响应加长度为L+K和K的窗；

所述加长度为K的窗包括：长度为K的矩形窗或者长度为K的三角窗。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据OFDM符号的子载波的个数，对加窗后的时域响应补0，包括：

根据OFDM符号的子载波的个数，在加窗后得到的长度L+K与长度为K的两组时域信号之间补0。

4.一种接收装置，其特征在于，包括：

接收单元，用于接收发送装置发送的信号；

增加导频单元，用于根据所述获取的导频信号，在所述OFDM符号的带宽有效子载波所占用的频段以外的频段上，采用频域镜像插值方法增加导频点的信道信息；

获取单元，用于从所述FFT后得到的信道频率响应中，获取长度为所述有效子载波频段内的有效子载波个数的信道的频率响应；

其中，所述增加导频单元包括镜像增加导频单元；

所述镜像增加导频单元，用于以所述有效子载波频段最外端的两个导频点作为“镜面”，镜像所述有效子载波频段内的M个导频点，镜像后的导频点的信道信息与所述有效子载波频段内的导频点的信道信息是线性的关系。

5.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于，所述时域加窗单元包括第一加窗单元；

所述第一加窗单元，用于根据预置的加窗长度分别为L和K的信息，对所述IFFT得到的时域响应加长度为L+K和K的窗，所述加长度为K的窗包括：长度为K的矩形窗或者长度为K的三角窗。

6.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述补零单元包括第一补零单元；

所述第一补零单元，用于根据OFDM符号的子载波的个数，在加窗后得到的长度L+K与长度为K的两组时域信号之间补0。