CN103051571B - 用于td-lte系统的多普勒频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法，该方法首先在接收天线中提取导频参考信号，通过与发送信号中的参考信号RS进行信道估计，然后通过插值算法，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应，再进行频域到时域的IFFT变换，从而在时域中取最强径上的信道响应，利用最强径上的信道响应初步得到多普勒频偏估计值，最后根据每一子帧得到的多普勒频偏估计值取平均，得出最终的多普勒频偏估计值，使其估计值更加准确。与现有技术相比，本发明在已有的信道估计结果的基础上，实现多普勒频偏估计，不仅节省了频谱资源，也减少了功耗。

Description

用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法

技术领域

本发明涉及TD-LTE系统检测技术，尤其是涉及一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法。

背景技术

目前，3G(3rdGeneration，第三代移动通信系统)网络在国内已经商用，并迅速普及，而在4G(4thGeneration，第四代移动通信系统)标准方面，拥有我国自主知识产权的TD-LTE标准的商用也已经提上了日程。因此为TD-LTE网络的建设寻找一种精度比较高的多普勒频偏估计方法已成为通信行业备受关注的问题。

在移动无线传播环境中，由于终端的不断运动，到达接收端的多径信道是时变的，各多径信道分量的频率产生了变化，这就是多普勒频移。同时在高速移动的环境下(速度达到350km/h以上)，移动终端速度越快，多普勒频偏也就越大，而多普勒频偏会干扰终端的解调，会导致误码率上升、数据速率下降，严重的还会导致掉话甚至无法发起业务。同样它会给OFDM/FDMA为核心技术的TD-LTE系统引入子信道间干扰(ICI)，带来严重的地板效应，因此如何克服多普勒效应对研究TD-LTE系统具有很大的意义。

现有的多普勒频偏估计技术主要是两大类：一类，基于盲估计的算法，其算法时间长，空间复杂度高，需大量数据统计量，且只能应用非实时信道。另一类是基于数据辅助的算法。虽其具有实时性，应用于时变信道，但其频谱利用率不高，不适合在TD-LTE系统中应用，且这两种多普勒频偏估计方法都忽视了信道方面的因素对其造成的影响。

现考虑到信道估计和多普勒频偏估计是一脉相承的，故本发明提出一种方法：利用已有的信道估计结果的基础上，实现多普勒频偏估计。这样不仅节省了频谱资源，也减少了功耗。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法，该方法在已有的信道估计结果的基础上，实现多普勒频偏估计，不仅节省了频谱资源，也减少了功耗。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法，该方法包括以下步骤：

步骤一：

在接收天线的接收信号中提取导频参考信号，该导频参考信号是插在TD-LTE系统下行资源块中的固定位置。

步骤二：

根据TD-LTE系统接收信号和发送信号中的导频参考信号进行信道估计，从而得到导频位置频域信道响应其中，k_j为导频子载波的位置，m_j为带有导频符号的标志，j表示接收天线收到的第j个导频符号。

步骤三：

由导频位置频域信道响应通过插值算法获取接收信号中导频参考信号上所有子载波的信道频域响应同时将当前带有导频符号位置处的频域信道响应估计值记为其中，k_d为数据子载波的位置，k为系统占用子载波位置的标志；

步骤四：

通过对当前带有导频符号位置处的频域信道响应进行IFFT变换，得到时域信道响应其中，为时域信道第一径信道响应，是时域信道第L径信道响应。

步骤五：

在时域信道估计值中取最强径的时域信道响应，即最大值

步骤六：

根据最强径的时域信道响应进行多普勒频偏估计，初步得到多普勒频偏估计值。

步骤七：

对接收信号中每一子帧进行多普勒频偏估计值，获取每一子帧的多普勒频偏估计值进行平均计算，得到最终的多普勒频偏估计值。

步骤二中采用最小二乘法算法进行信道估计。

步骤三中采用插值算法为基于DFT的补零插值算法。

与现有技术相比，本发明利用已有的信道估计结果作为基础，实现多普勒频偏估计，不仅节省了频谱资源，也减少了功耗。

附图说明

图1为TD-LTE系统的帧结构图；

图2为TD-LTE系统的资源块结构图；

图3为TD-LTE系统的导频参考信号示意图；

图4为本发明的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

TD-LTE系统的帧结构和资源块结构分别如图1和图2所示，在资源栅格中，每一个物理资源块在频率上包含个子载波，在时间上包含个OFDM符号，而且有多种不同的参数配置，本发明主要针对最常用的频率方向上的12个子载波，时间方向上常规循环前缀CP下包含7个符号。

导频参考信号的定义为：

$r_{l,n}\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2*c(2m\left)\right)+j\frac{1}{\sqrt{2}}(1-2*c(2m+1\left)\right),m=0,1,...,2N_{RB}^{\max ,DL}-1$

其中，n是一个无线帧中的时隙序号，l是一个时隙中的OFDM符号序号。C(n)为伪随机序列，其状态与信号小区的帧内时隙数n、时隙内的OFDM符号序号l以及伪随机序列的初始值有关。

将导频参考信号r_l,n(m)将按如下方式映射到复数值调制符号上，作为时隙n中天线端口p上的导频，即：

$a_{k,l}^{\left(p\right)}=r_{l,n}\left(m^{,}\right)$

其中，

v和v_shift定义了不同频率上的位置，根据天线和时隙中的OFDM符号序列的不同而变化。根据导频参考信号的生成公式和图3所示的导频参考信号示意图可知：在一个时隙中，在任何天线端口上用作传输导频信号的资源粒子，其他天线端口上不能在相同时隙中进行任何传输，因此，天线中的导频参考信号会独占分配给它的特定位置。

由此可以得出：1，由于导频分配到的是特定位置所以对导频参考信号的提取非常有利；2，利用导频参考信号的特定位置来进行信道估计和多普勒频偏估计，实现比较简单。

根据以上结论，本发明提出了一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法，该方法如图4所示，包括以下步骤：

步骤S01，在接收天线的接收信号中提取导频参考信号，该导频参考信号是插在TD-LTE系统下行资源块中的固定位置，如图2所示，在常规循环前缀CP情况下，在一个时隙中，导频参考信号被分成两列：第一参考信号RS位于每个时隙的第一个OFDM符号中，第二个参考信号位于每个时隙的倒数第3个OFDM符号中，在频域上每隔6个子载波插入一个导频参考信号。

步骤S02，利用接收信号中的导频参考信号和发送信号中的导频参考信号进行信道估计，采用最简单的最小二乘法(LS)算法，其具有低复杂度，信道估计系数为 ${\hat{H}}_{LS}=X^{-1}Y=H+\stackrel{\‾}{n},$ 其中 $\stackrel{\‾}{n}=X^{-1}n,$ 其自相关矩阵为 $R={{\∂}^2}_n{\left({\mathrm{XX}}^H\right)}^{-1},$ 是高斯噪声信号的方差，从而可以得到TD-LTE系统导频位置处的频域信道响应其中k_j为导频子载波的位置，m_j为带有导频符号的标志，j表示接收天线收到的第j个导频符号，Y(m_j,k_j)是位置(m_j,k_j)处的频域接收信号，X(m_j,k_j)是位置(m_j,k_j)处的频域发送信号。

步骤S03，由导频位置频域信道响应通过插值算法获取接收信号中导频参考信号上所有子载波的信道频域响应同时将当前带有导频符号位置处的频域信道响应估计值记为其中，k_d为数据子载波的位置，k为系统占用子载波位置的标志。

通过采用基于DFT的补零插值算法，相比于线性插值算法和高斯插值算法，精确度要高，且由于DFT有快速算法模块，其复杂度没有增加。该基于DFT的补零插值算法就是把导频位置上的信道频域响应值进行IDFT变换，使其成为时域值，然后在时间域补上0，再进行DFT变换，求出导频位置和数据位置上的全部信道响应，具体方法如下：

先把通过前面的估计得到的导频位置的N_P个信道响应进行N_P个点的IDFT变换，得到时间域信号

${\hat{h}}_N\left(n\right)=\hat{h}\left(n\right)=\frac{1}{N_P}\underset{k=0}{\overset{N_P-1}{\Σ}}\hat{H}\left(k_P\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{k}{N_P}n\right),n=0,1,...,N_P-1$

接着在时域上补0得到，补0的规则为：

${\hat{h}}_N\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\hat{h}\left(n\right)& n=0,1,\mathrm{...},N_P-1\\ 0& n=N_P,\mathrm{...}N-1\end{array}\right.$

为N个点的时间域序列，再对它做N点的DFT变换，这样时域补0就相当于在频域做了内插，最后得到整个信道响应：

${\hat{H}}_N\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{\hat{h}}_N\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}n),k=0,1,...,N-1$

基于DFT的时域补零也就相当于频域插值，用这种方法也可以通过导频处的信道响应求的整个通信频带内的信道响应，这个算法利用了DFT来实现信道估计，由于DFT有快速算法模块，因此实现复杂度也得到下降，比较适合于实际通信中系统需求。

步骤S04，通过对TD-LTE系统中带有导频符号位置处的频域信道响应进行2048个点的IFFT变换，得到时域信道响应其中，为时域信道第一径信道响应，是时域信道第L径信道响应。

步骤S05，在时域信道估计值中取最强径的时域信道响应，即最大值用于下一步的多普勒频偏估计。

步骤S06，根据最强径的时域信道响应进行多普勒频偏估计，初步得到多普勒频偏估计值：

$\∂=\frac{N}{7*2{\mathrm{\πN}}_s{N}_m}\underset{m_j\∈k_j}{\Σ}\arg \left\{\widehat{h_{\max }}(m_j+7){\widehat{h_{\max }}}^{*}\left(m_j\right)\right\}$

式中，N_s＝N+N_g，N为FFT的长度，N＝2048，N_g为循环前缀CP的长度，当在第一个OFDM符号中，N_g＝160，其余的6个符号N_g＝144。arg{}表示取角度符号，N_m为进行相关处理的OFDM符号的组数，其N_m大小取决于下行传输带宽的配置，满足6≤N_m≤110，数字7表示在TD-LTE系统下行时频结构中每隔6个符号插入在相同子载波上的导频参考信号，为位置m_j+7处的最强径的信道响应，是的共轭值。

步骤07，由于信号经过信道会受到各种干扰，所以每一次的估计值都有误差，为了减少误差，对接收信号中每一子帧进行多普勒频偏估计值，获取每一子帧的多普勒频偏估计值进行平均计算，得到最终的多普勒频偏估计值：

$\widehat{\∂}=\underset{m=1}{\overset{N_s}{\Σ}}\underset{(j,d)\∈k_j}{\Σ}{\∂}_{j,d}^{\left(m\right)}$

k_j为带有导频子载波的位置，N_s为每一子帧内OFDM符号数，N_s＝7，j是接收天线收到的第j个OFDM符号，通常1≤j≤7，d是数据子载波的位置。

利用已有的信道估计结果作为基础，实现多普勒频偏估计，不仅节省了频谱资源，也减少了功耗。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (2)

1.一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)在接收天线的接收信号中提取导频参考信号；

2)根据TD-LTE系统接收信号和发送信号中的导频参考信号进行信道估计，从而得到导频位置频域信道响应其中，k_j为导频子载波的位置，m_j为带有导频符号的标志，j表示接收天线收到的第j个导频符号；

3)由导频位置频域信道响应通过插值算法获取接收信号中导频参考信号上所有子载波的信道频域响应同时将当前带有导频符号位置处的频域信道响应记为其中，k_d为数据子载波的位置，k为系统占用子载波位置的标志；

步骤3)中采用插值算法为基于DFT的补零插值算法，具体为把导频位置上的信道频域响应值进行IDFT变换，使其成为时域值，然后在时间域补上0，再进行DFT变换，求出导频位置和数据位置上的全部信道响应；

4)通过对当前带有导频符号位置处的频域信道响应进行IFFT变换，得到时域信道响应其中，为时域信道第一径信道响应，是时域信道第L径信道响应；

5)在时域信道响应中取最强径的时域信道响应

6)根据最强径的时域信道响应进行多普勒频偏估计，初步得到多普勒频偏估计值；

7)对接收信号中每一子帧进行多普勒频偏估计，获取每一子帧的多普勒频偏估计值进行平均计算，得到最终的多普勒频偏估计值。

2.根据权利要求1所述的一种用于TD-LTE系统的多普勒频偏估计方法，其特征在于，步骤2)中采用最小二乘法算法进行信道估计。