CN102025426B - 正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，包括以下步骤：S101，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值；S102，根据二阶差分值，获取所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项；S103，根据所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取子帧中导频符号的平均干扰噪声功率；S104，获取子帧中导频符号的总平均功率；S105，根据平均干扰噪声功率和总平均功率，获取载波干扰噪声比。本发明还公开了一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置。本发明通过上述方法或装置可以获得更加准确的载波干扰噪声比，进而提高了系统性能。

Description

正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法及装置

技术领域

本发明涉及通讯技术领域，特别是涉及一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法及装置。

背景技术

近年来，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术作为一种多载波传输技术，受到了人们广泛地关注。OFDM技术将输入的串行数据转换成并行传输数据，并将该并行数据调制到多个子载波上，即具有正交性的子信道，然后传输调制后的数据。

OFDM技术已经成功应用于非对称数字用户环路(ASDL，AsymmetricDigital Subscriber Line)、数字音频广播(DAB，Digital Audio Broadcasting)、高清电视(HDTV，High-definition Television)、无线局域网(WLAN，WirelessLocal Area Network)、全球微波互连接入(WiMAX，Worldwide Interoperabilityfor Microwave Access)、长期演进(LTE，Long Term Evolution)等系统中。正交频分多址(OFDMA，Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access)是以OFDM调制为基础的新一代无线接入技术，它将接入和调制有效地结合在一起。

在OFDM系统中，每个子载波都包含两部分功率，一部分是信号功率，另一部分是干扰噪声功率，载波干扰噪声比(CINR，Carrier to Interference andNoise Ratio)是一定时间范围内期望用户占用子载波上的信号总功率和干扰噪声总功率的比值，也可以是一定时间范围内期望用户占用子载波上的信号平均功率和干扰噪声平均功率的比值。载波干扰噪声比是反映信道质量的一个重要参数，准确地估计出载波干扰噪声比是OFDM系统进行自适应编码调制(AMC，Adaptive Modulation Coding)、功率控制和资源分配所必需的。在LTE系统中，载波干扰噪声比还是进行闭环MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)的必需统计量。另外，对于MIMO-OFDM系统涉及的关键算法如信道估计算法和解MIMO算法等算法性能的提高，往往也需要测量出准确的干扰噪声功率。

LTE的基本传输单元是1个子帧，1毫秒的时间间隔，以图1所示的LTE下行子帧的结构为例，图1中的S_i，j(i＝1，2，3，4，j＝1，2，...，K，K为导频子载波的数量)表示第i个导频符号上第j个导频子载波P_i，j上发送的导频信号，经过信道后，相应的接收信号R_i，j为：

R_i，j＝H_i，jS_i，j+NI_i，j                (1)

其中，NI_i，j表示第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的干扰噪声信号，H_i，j表示第i个导频符号上第j个导频子载波上的信道响应。

R_i，j在与S_i，j进行相关之后，可以得到第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的信道响应的估计值

是信道响应H_i，j和第i个导频符号上第j个导频子载波上承载的干扰噪声W_i，j之和，如公式(2)所示：

${\hat{H}}_{i,j}=H_{i,j}+W_{i,j}---\left(2\right)$

其中， $W_{i,j}={\mathrm{NI}}_{i,j}{\·S}_{i,j}^{*},$ S_i，j ^*与S_i，j共轭。

由于S_i，j是模为1的已知信号，所以W_i，j与NI_i，j具有相同的功率，用P_NI表示。

现有的CINR估计方法，基于在导频符号内相邻子载波具有基本上相同的信道特性，所以相关值之间的差是信号分量被消除的干扰和噪声分量的值，即假设H_i，j≈H_i，j+1≈H_i，j+2或者H_i，j≈H_i，j+1，对所有干扰和噪声分量求和，随后计算总的干扰和噪声功率P_NI，然后根据信号和干扰噪声的总功率P_SNI，利用公式(3)估计CINR：

$\mathrm{CINR}=\frac{P_{\mathrm{SNI}}-P_{\mathrm{NI}}}{P_{\mathrm{NI}}}---\left(3\right)$

这种技术是在忽略频率选择性衰落影响的条件下进行CINR估计的。在信号经历的信道不存在频率选择性衰落的情况下，得到CINR估计值精度比较高。但是通常信号所经历的信道都存在频率选择性衰落，该技术方案的假设条件误差较大，会导致估计的噪声干扰功率偏大，使得估计的信号功率偏小，最终使得载波干扰噪声比的估计值比实际值偏小。而频率选择性衰落越严重，载波干扰噪声比的估计误差就会越大，特别是在较高信噪比时，估计误差很大，甚至出现平顶现象，使得估计的CINR远远小于实际的CINR值。这会极大地影响系统进行自适应编码调制、功率控制和资源分配，进而极大地影响系统性能。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种正交频分复用系统中提高估计载波干扰噪声比精度的方法及装置，用以解决现有技术载波干扰噪声比估计误差大的问题。

为解决上述技术问题，一方面，本发明提供一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，所述方法包括以下步骤：

S101，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值；

S102，根据所述二阶差分值，获取所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项；

S103，根据所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率；

S104，获取子帧中导频符号的总平均功率；

S105，根据所述平均干扰噪声功率和总平均功率，获取载波干扰噪声比。

进一步，步骤S101中，获取二阶差分值包括以下步骤：

S1011，获取每组中第一、二个导频子载波上的信道响应估计值的差值，以及第二、三个导频子载波上的信道响应估计值的差值；

S1012，将每组中所获得的两个差值相减，所得结果为所述二阶差分值。

进一步，步骤S102中，获取所述干扰噪声项包括以下步骤：

S1021，将子帧中的导频符号按照相邻或相隔分成两对；

S1022，将每对导频符号内对应的同一组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减；然后将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减，所得结果为所述干扰噪声项。

进一步，步骤S103中，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率包括以下步骤：

S1031，获取每组导频子载波上的干扰噪声项的平方，然后对各组导频子载波上的干扰噪声项的平方进行求和；

S1032，所得和值除以24倍的分组数目，所得结果为所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

进一步，步骤S101中，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，分组形式为：

H_i，3m-2，H_i，3m-1，H_i，3m；

其中，i＝1，2，3，4，i表示导频符号的编号；m＝1，2，...，M，

表示向下取整，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

进一步，步骤S101中，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，分组形式为：

H_i，m，H_i，m+1，H_i，m+2；

其中，i＝1，2，3，4，i表示导频符号的编号；m＝1，2，...，M，M＝K-2，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

另一方面，本发明还提供一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置，包括：所述装置包括：

分组单元，用于将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组；

二阶差分值获取单元，用于获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值；

干扰噪声项获取单元，用于根据所述二阶差分值，获取所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项；

平均干扰噪声功率获取单元，用于所述根据每组导频子载波上的干扰噪声项，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率；

总平均功率获取单元，用于获取子帧中导频符号的总平均功率；

载波干扰噪声比获取单元，用于根据所述平均干扰噪声功率和总平均功率，获取载波干扰噪声比。

进一步，所述二阶差分值获取单元包括：

一次求差子单元，用于获取每组中第一、二个导频子载波上的信道响应估计值的差值，以及第二、三个导频子载波上的信道响应估计值的差值；

二次求差子单元，用于将每组中所获得的两个差值相减，所得结果为所述二阶差分值。

进一步，所述干扰噪声项获取单元包括：

分对子单元，用于将子帧中的导频符号按照相邻或相隔分成两对；

干扰噪声项获取子单元，用于将每对导频符号内对应的同一组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减；然后将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减，所得结果为所述干扰噪声项。

进一步，所述子平均干扰噪声功率获取单元包括：

求和子单元，用于获取每组导频子载波上的干扰噪声项的平方，然后对各组导频子载波上的干扰噪声项的平方进行求和；

平均干扰噪声功率获取子单元，用于将求和子单元所得和值除以24倍的分组数目，所得结果为所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

本发明有益效果如下：

本发明根据正交频分复用系统的特点，通过对一个子帧中所有导频符号的多个相邻导频子载波上信道响应估计值的处理，消除计算出的干扰噪声功率由于频域信道响应随频率和时间变化所引起的功率误差，从而克服了由于信道的频率选择性衰落和时间选择性衰落而引起的载波干扰噪声比测量不准确的缺点，使得计算得到的信号功率和干扰噪声功率更加准确，从而使得计算得到的载波干扰噪声比更加准确，进而达到充分利用载波干扰噪声比进行自适应编码调制、功率控制和资源分配、提高系统性能的目的，以及对MIMO-OFDM系统所涉及的关键算法如信道估计算法和解MIMO算法等算法性能改进提供了所需的干扰噪声功率或载波干扰噪声比参数，能够进一步提高系统性能。

附图说明

图1是现有的LTE下行子帧结构图；

图2是本发明实施例1一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比方法的流程图；

图3是本发明实施例2一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比装置的结构示意图；

图4是本发明实施例3一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比装置的结构示意图；

图5是通过本发明技术方案和现有技术估计的载波干扰噪声比的对比图。

具体实施方式

为了解决现有技术载波干扰噪声比的估计误差大的问题，本发明提供了一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法及装置，以下结合附图以及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不限定本发明。

本发明实施例1涉及一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，本实施例以图1所示的LTE下行子帧结构为例进行说明，LTE的基本传输单元是1个子帧，1毫秒的时间间隔；图1中，D表示数据子载波，P_i，j(i＝1，2，3，4，j＝1，2，...，K，K为导频子载波的数量)表示第i个导频符号上第j个导频子载波。S_i，j表示第i个导频符号上第j个导频子载波P_i，j上发送的导频信号，经过信道后，相应的接收信号R_i，j可以表示为公式(1)：

R_i，j＝H_i，jS_i，j+NI_i，j                 (1)

其中，NI_i，j表示第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的干扰噪声信号，H_i，j表示第i个导频符号上第j个导频子载波上的信道响应。

第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的信道响应的估计值

是信道响应H_i，j和第i个导频符号上第j个导频子载波上承载的干扰噪声W_i，j之和，如公式(2)所示：

${\hat{H}}_{i,j}=H_{i,j}+W_{i,j}---\left(2\right)$

其中， $W_{i,j}={\mathrm{NI}}_{i,j}{\·S}_{i,j}^{*},$ S_i，j ^*与S_i，j共轭。

由于S_i，j是模为1的已知信号，所以W_i，j与NI_i，j具有相同的功率，用P_NI表示。

虽然可以认为在频域上越接近的子载波，其信道响应的变化会越小，但由于信道的频率选择性衰落，此时相邻子载波信道响应的变化是不可避免地存在着。同时，由于信道的时间选择性衰落，不同导频符号下相同子载波对应的信道响应也不可避免地存在着变化。通过适当的假设条件来认为通过相应的计算可以抵消掉相应子载波的信道响应估计值中的信道响应，并能克服信道频率选择性衰落和时间选择性衰落，从而获得子帧中导频符号的平均干扰噪声功率，并根据该平均干扰噪声功率和总平均功率获得相应的载波干扰噪声比。

结合图2，本实施例正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，包括以下步骤：

S101，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，分为M组，然后获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值。

首先，进行分组，分组方法包括两种。第一种分组方法是：将每个导频符号内的导频子载波每三个相邻的导频子载波分为一组，每一组没有相同的导频子载波。具体分组形式为：

{H_i，3m-2，H_i，3m-1，H_i，3m}；

其中，i＝1，2，3，4，i表示导频符号的编号；m＝1，2，...，M， 表示向下取整，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

例如，若K＝7，则M＝2，m＝1，2。则分为两组，分别为：{H_i，1，H_i，2，H_i，3}和{H_i，4，H_i，5，H_i，6}。这种分组方法需要说明的是，当K不是3的整数倍时，存在不能整除的问题，因此，排在最后两位或一位的、不能整除的导频子载波必须舍弃。

第二种分组方法是：将每个导频符号内三个相邻的导频子载波作为一组；并将该组内后两位的两个导频子载波、以及与上述三个相邻导频子载波相邻的下一个导频子载波作为下一组，以此类推，进行分组。分组形式具体为：

{H_i，m，H_i，m+1，H_i，m+2}

其中，i＝1，2，3，4，i表示导频符号的编号；m＝1，2，...，M，M＝K-2，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

例如，K＝7，则M＝5，m＝1，2，3，4，5。则共分为5组，5组依次为：{H_i，1，H_i，2，H_i，3}、{H_i，2，H_i，3，H_i，4}、{H_i，3，H_i，4，H_i，5}、{H_i，4，H_i，5，H_i，6}、{H_i，5，H_i，6，H_i，7}。

两种方法对比可以看出，在导频子载波数量相同的情况下，第二种分组方法可以获得更多的分组，且不存在舍弃最后导频子载波的问题。而分组越多，最终获取的载波干扰噪声比也就越准确。因此，在相同的情况下，优选第二中分组方法。

在分组之后，还包括以下步骤：

S1011，获取每组中第一、二个导频子载波上的信道响应估计值的差值，以及第二、三个导频子载波上的信道响应估计值的差值；即用每组中第二个导频子载波上的信道响应估计值减去每组中第一个导频子载波上的信道响应估计值，以及，用每组中第三个导频子载波上的信道响应估计值减去每组中第二个导频子载波上的信道响应估计值。

S1012，将每组中所获得的两个差值相减，所得结果为所述二阶差分值。

上述两步的具体求解过程如公式(4)所示：

Δ_i，m＝(H_i，m2-H_i，m1)-(H_i，m3-H_i，m2)

                                                     (4)

      ＝2H_i，m2-H_i，m1-H_i，m3

上式中，i＝1，2，3，4，m＝1，2，...，M，H_i，m1、H_i，m2、H_i，m3分别表示第i个导频符号内第m组导频子载波的第一、第二、第三个导频子载波的信道响应值。

S102，根据所述二阶差分值，获取子帧中的同一组导频子载波上的干扰噪声项。具体求解步骤如下：

S1021，将子帧中的导频符号按照相邻或相隔分成两对；由于LTE下行子帧结构包括4个导频符号，当按照相邻分成两对时，第1、2个导频符号为一对，第3、4个导频符号为一对；当按照相隔分成两对时，第1、3个导频符号为一对，第2、4个导频符号为一对。

S1022，将每对导频符号内对应的同一组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减；然后将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减，所得结果为所述干扰噪声项。

假设一对导频符号同一组导频子载波上信道响应的二阶差分值的差值与另一对导频符号的对应二阶差分值的差值相等，可以得到如公式(5)所述的等式：

Δ_1，m-Δ_3，m＝Δ_2，m-Δ_4，m                      (5)

其中，m＝1，2，...，M。

公式(5)形式上体现的是第1、3两个相隔导频符号的同一组导频子载波上信道响应的二阶差分值的差值与第2、4两个相隔导频符号的对应组导频子载波上信道响应的二阶差分值的差值相等。公式(5)也可以变形为：

Δ_1，m-Δ_2，m＝Δ_3，m-Δ_4，m    (6)

即1、2两个相邻导频符号的同一组导频子载波上信道响应的二阶差分值的差值与第3、4两个相邻导频符号的对应组导频子载波上信道响应的二阶差分值的差值相等。可见，只要每对导频符号的间隔都相等即可。

本步骤中，“将每对导频符号内对应的同一组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减”具体是指，假设步骤S1021中，导频符号按照相邻分成两对，即第1、2个导频符号为一对，第3、4个导频符号为一对。则用第1导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第2导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值。包含第3、4个导频符号的另一对计算过程与第一对的计算过程一致。这里说的对应，是指导频符号内的导频子载波的组号对应，即组号相同。对于导频符号按照相隔分成两对，即第1、3个导频符号为一对，第2、4个导频符号为一对时，计算情况与上述步骤相似，即，第1导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第3导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值；第2导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第4导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值。

本步骤中，“将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减”具体是指，用第一对导频符号内对应的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减结果，对应减去第二对导频符号内对应的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减结果。例如：假设导频符号按照相邻分成两对，即第1、2个导频符号为一对，第3、4个导频符号为一对。则用第1导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第2导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值，得到第一对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差。然后用第3导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第4导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值，得到第二对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差，再用第一对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差减去第二对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差，即得到每个导频符号的每组导频子载波上的干扰噪声项。本次计算说的对应，也是指导频符号内的导频子载波的组号对应，即组号相同。对于对于导频符号按照相隔分成两对，即第1、3个导频符号为一对，第2、4个导频符号为一对时，计算情况与上述步骤相似，即，第1导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第3导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值，得到第一对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差；第2导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值减去第4导频符号内的第m组导频子载波上的信道响应估计值，得到第二对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差。再用第一对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差减去第二对导频子载波的第m组导频子载波上的信道响应估计值差，即得到每个导频符号的每组导频子载波上的干扰噪声项。

S103，根据子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。具体求解步骤如下：

S1031，获取每组导频子载波上的干扰噪声项的平方，然后对各组导频子载波上的干扰噪声项的平方进行求和；

S1032，所得和值除以24倍的分组数目，所得结果为所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

由于导频子载波上的信道响应估计值

可以通过公式(2)获得，因此，在本实施例中，利用

来估计Δ_i，m的估计值

然后获得子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

由于公式(5)的成立，因此有：

$({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{1,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{3,m})-({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{2,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{4,m})$

$=[(2{\hat{H}}_{1,m2}-{\hat{H}}_{1,m1}-{\hat{H}}_{1,m3})-(2{\hat{H}}_{3,m2}-{\hat{H}}_{3,m1}-{\hat{H}}_{3,m3})]-$

$[(2{\hat{H}}_{2,m2}-{\hat{H}}_{2,m1}-{\stackrel{\←}{H}}_{2,m3})-(2{\hat{H}}_{4,m2}-{\hat{H}}_{4,m1}-{\hat{H}}_{4,m3})]$

$=({\mathrm{\Δ}}_{1,m}-{\mathrm{\Δ}}_{3,m})-({\mathrm{\Δ}}_{2,m}-{\mathrm{\Δ}}_{4,m})+[({2W}_{1,m2}-W_{1,m1}-W_{1,m3})-({2W}_{3,m2}-W_{3,m1}-W_{3,m3})]-$

$[({2W}_{2,m2}-W_{2,m1}-W_{2,m3})-({2W}_{4,m2}-W_{4,m1}-W_{4,m3})]$

$=[({2W}_{1,m2}-W_{1,m1}-W_{1,m3})-({2W}_{3,m2}-W_{3,m1}-W_{3,m3})]-$

$[({2W}_{2,m2}-W_{2,m1}-W_{2,m3})-({2W}_{4,m2}-W_{4,m1}-W_{4,m3})]$

上式中W_i，m1、W_i，m2、W_i，m3分别表示第i个导频符号内第m个导频子载波组中的第一、第二、第三个导频子载波的干扰噪声。可见，假设公式(5)成立，则可以通过上式消除相应导频子载波的信道估计值中的信道响应获得相应子载波的干扰噪声。因此，在本实施例中，通过公式(7)来获得平均干扰噪声功率P_NI：

$P_{\mathrm{NI}}=\frac{1}{24M}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{1,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{3,m})-({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{2,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{4,m})|}^2---\left(7\right)$

其中，M表示分组数目，m表示各个组的编号，

表示各导频符号的第m组导频子载波上的干扰噪声项。

公式(7)是导频符号按照相隔的情况分成两对的计算公式，将公式(7)等价变换，得到公式(9)，即可表示导频符号按照相邻的情况分成两对的计算公式。

$P_{\mathrm{NI}}=\frac{1}{24M}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{1,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{2,m})-({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{3,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{4,m})|}^2---\left(9\right)$

公式(7)中，由于：

$|({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{1,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{3,m})-({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{2,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{4,m})|=|-\{({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{3,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{1,m})-({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{4,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{2,m})\left\}\right|$

$=|({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{3,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{1,m})-({\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{4,m}-{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{2,m})|$

因此，在本实施例中，也可以通过

等其它形式获得相应的干扰噪声。

S104，获取子帧中导频符号的总平均功率。可以根据公式(8)获得子帧中导频符号的总平均功率P_SNI：

$P_{\mathrm{SNI}}=\frac{1}{4K}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,j}\right|}^2---\left(8\right)$

其中，i＝1，2，3，4，j＝1，2，...，K，K为导频子载波的数量；是第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的信道响应的估计值。

S105，根据所述平均干扰噪声功率和总平均功率，获取载波干扰噪声比。可以根据公式(3)获得载波干扰噪声比(CINR)：

$\mathrm{CINR}=\frac{P_{\mathrm{SNI}}-P_{\mathrm{NI}}}{P_{\mathrm{NI}}}---\left(3\right)$

采用本实施例的技术方案，可以方便的获得干扰噪声平均功率和总平均功率，进而获得载波干扰噪声比。

如图3所示，本发明实施例2涉及一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置。所述装置包括：

分组单元301，用于将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组。

二阶差分值获取单元302，用于在分组单元301分组之后，获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值。

干扰噪声项获取单元303，用于根据所述二阶差分值获取单元302获取的二阶差分值，获取子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项。

平均干扰噪声功率获取单元304，用于根据干扰噪声项获取单元303获取的子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

总平均功率获取单元305，用于获取子帧中导频符号的总平均功率；可以根据以下公式获得子帧中导频符号的总平均功率P_SNI：

$P_{\mathrm{SNI}}=\frac{1}{4K}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,j}\right|}^2$

其中，i＝1，2，3，4，j＝1，2，...，K，K为导频子载波的数量；是第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的信道响应的估计值。

载波干扰噪声比获取单元306，用于根据平均干扰噪声功率获取单元304或取得平均干扰噪声功率和总平均功率获取单元305获取的总平均功率，获取载波干扰噪声比。

如图4所示，本发明实施例3涉及一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置。所述装置包括：

分组单元301，用于将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组。其中，分组单元301还包括第一分组子单元3011和/或第二分组子单元3012。本实施例中，分组单元301还包括第一分组子单元3011和第二分组子单元3012；具体分组时，通过设置，选择第一分组子单元3011或第二分组子单元3012进行分组。其中，第一分组子单元3011将每个导频符号内的导频子载波每三个相邻的导频子载波分为一组，每一组没有重复的导频子载波。具体分组形式为：

{H_i，3m-2，H_i，3m-1，H_i，3m}；

其中，i＝1，2，3，4，i表示导频符号的编号；m＝1，2，...，M， 表示向下取整，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

第二分组子单元3012将每个导频符号内三个相邻的导频子载波作为一组；并将该组内后两位的两个导频子载波、以及与上述三个相邻导频子载波相邻的下一个导频子载波作为下一组，以此类推，进行分组。分组形式具体为：

{H_i，m，H_i，m+1，H_i，m+2}

其中，i＝1，2，3，4，i表示导频符号的编号；m＝1，2，...，M，M＝K-2，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

二阶差分值获取单元302，用于在分组单元301分组之后，获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值；其中，二阶差分值获取单元302进一步包括一次求差子单元3021和二次求差子单元302。一次求差子单元3021用于获取每组中第一、二个导频子载波上的信道响应估计值的差值，以及第二、三个导频子载波上的信道响应估计值的差值；二次求差子单元3022用于将一次求差子单元3021获取的每组中所得的两个差值相减，所得结果为所述二阶差分值。

干扰噪声项获取单元303，用于根据所述二阶差分值获取单元302获取的二阶差分值，获取子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项；其中，干扰噪声项获取单元303进一步包括分对子单元3031和干扰噪声项获取子单元3032。分对子单元3031用于将子帧中的导频符号按照相邻或相隔分成两对；干扰噪声项获取子单元3032，用于将每对导频符号内对应的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减；然后将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减，所得结果为所述干扰噪声项。

平均干扰噪声功率获取单元304，用于根据干扰噪声项获取单元303获取的同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取子帧中导频符号的平均干扰噪声功率；其中，平均干扰噪声功率获取单元304进一步包括求和子单元3041和平均干扰噪声功率获取子单元3042。求和子单元3041用于获取同一组导频子载波上的干扰噪声项的平方，然后对各组导频子载波上的干扰噪声项的平方进行求和；平均干扰噪声功率获取子单元3042用于将求和子单元3041所获取的和值除以24倍的分组数目，所得结果为子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

总平均功率获取单元305，用于获取子帧中导频符号的总平均功率；可以根据以下公式获得子帧中导频符号的总平均功率P_SNI：

$P_{\mathrm{SNI}}=\frac{1}{4K}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,j}\right|}^2$

其中，i＝1，2，3，4，j＝1，2，...，K，K为导频子载波的数量；

是第i个导频符号上第j个导频子载波上发送的信道响应的估计值。

载波干扰噪声比获取单元306，用于根据平均干扰噪声功率获取单元304或取得平均干扰噪声功率和总平均功率获取单元305获取的总平均功率，获取载波干扰噪声比。

图5是通过上述实施例的技术方案与现有技术相比，在LTE的测试信道多普勒为70Hz时，扩展的车载A信道模型下(EVA70，Extended Vehicular A model)的测量性能对比图，图中的横坐标表示设定的载波干扰噪声比值，纵坐标表示测量得到的载波干扰噪声比值，单位都是分贝(dB)，带有三角形的曲线表示通过现有技术获得的载波干扰噪声比曲线；带有圆圈的曲线表示通过本发明上述实施例获得的载波干扰噪声比曲线；带有星号的曲线表示真实的载波干扰噪声比曲线。从图中可以看到，现有技术测量值与真实值误差较大，而且在设定值超过20dB以上，随着设定值的增加，测量值出现了平顶现象，测量值稳定在13dB，测量误差越来越大；相对于现有技术，采用本发明的技术方案得到的测量结果与真实值更为接近，在0～40dB的范围内，测量值基本与真实值一样。可见，本发明的技术方案比现有技术能够获得更为准确的载波干扰噪声比。

由上述实施例可以看出，本发明通过对一个子帧中所有导频符号的多个相邻导频子载波上信道响应估计值的处理，消除计算出的干扰噪声功率由于频域信道响应随频率和时间变化所引起的功率误差，从而克服了现有技术中由于信道的频率选择性衰落和时间选择性衰落而引起的载波干扰噪声比测量不准确的缺点，使得计算得到的信号功率和干扰噪声功率更加准确，从而使得计算得到的载波干扰噪声比更加准确，解决了现有技术中存在的载波干扰噪声比计算不能同时对抗信道的频率选择性衰落和时间选择性衰落的问题，进而达到充分利用载波干扰噪声比进行自适应编码调制、功率控制和资源分配，提高系统性能的目的，以及对MIMO-OFDM系统所涉及的关键算法如信道估计算法和解MIMO算法等算法性能改进提供了所需的干扰噪声功率或载波干扰噪声比参数，能够进一步提高系统性能。

尽管为示例目的，已经公开了本发明的优选实施例，本领域的技术人员将意识到各种改进、增加和取代也是可能的，因此，本发明的范围应当不限于上述实施例。

Claims (8)

1.一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

S101，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组；并将该组内后两位的两个导频子载波、以及与上述三个相邻导频子载波相邻的下一个导频子载波作为下一组，以此类推，进行分组，获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值；

S102，根据所述二阶差分值，获取所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项；获取所述干扰噪声项包括以下步骤：

S1021，将子帧中的导频符号按照相邻或相隔分成两对；

S1022，将每对导频符号内对应的同一组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减；然后将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减，所得结果为所述干扰噪声项；

S103，根据所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率；

S104，获取子帧中导频符号的总平均功率；

S105，根据所述平均干扰噪声功率和总平均功率，获取载波干扰噪声比。

2.如权利要求1所述的正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，其特征在于，步骤S101中，获取二阶差分值包括以下步骤：

S1011，获取每组中第一、二个导频子载波上的信道响应估计值的差值，以及第二、三个导频子载波上的信道响应估计值的差值；

S1012，将每组中所获得的两个差值相减，所得结果为所述二阶差分值。

3.如权利要求1所述的正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，其特征在于，步骤S103中，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率包括以下步骤：

S1031，获取每组导频子载波上的干扰噪声项的平方，然后对各组导频子载波上的干扰噪声项的平方进行求和；

S1032，所得和值除以24倍的分组数目，所得结果为所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

4.如权利要求1所述的正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，其特征在于，步骤S101中，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，分组形式为：

H_i,3m-2,H_i,3m-1,H_i,3m;

其中，i=1,2,3,4，i表示导频符号的编号；m=1,2,...,M，

表示向下取整，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

5.如权利要求1所述的正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的方法，其特征在于，步骤S101中，将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组进行分组，分组形式为：

H_i,m,H_i,m+1,H_i,m+2；

其中，i=1,2,3,4，i表示导频符号的编号；m=1,2,...,M，M=K-2，M表示分组数目，m表示各个组的编号，K表示导频子载波的数量。

6.一种正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置，其特征在于，包括：所述装置包括：

分组单元，用于将子帧中每个导频符号内相邻的三个导频子载波作为一组；并将该组内后两位的两个导频子载波、以及与上述三个相邻导频子载波相邻的下一个导频子载波作为下一组，以此类推，进行分组；

二阶差分值获取单元，用于获取每个导频符号的每组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值；

干扰噪声项获取单元，用于根据所述二阶差分值，获取所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项；所述干扰噪声项获取单元包括：

分对子单元，用于将子帧中的导频符号按照相邻或相隔分成两对；

干扰噪声项获取子单元，用于将每对导频符号内对应的同一组导频子载波上的信道响应估计值的二阶差分值相减；然后将两对导频符号所得的相减结果再次对应相减，所得结果为所述干扰噪声项；

平均干扰噪声功率获取单元，用于根据所述子帧中同一组导频子载波上的干扰噪声项，获取所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率；

总平均功率获取单元，用于获取子帧中导频符号的总平均功率；

载波干扰噪声比获取单元，用于根据所述平均干扰噪声功率和总平均功率，获取载波干扰噪声比。

7.如权利要求6所述的正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置，其特征在于，所述二阶差分值获取单元包括：

一次求差子单元，用于获取每组中第一、二个导频子载波上的信道响应估计值的差值，以及第二、三个导频子载波上的信道响应估计值的差值；

二次求差子单元，用于将每组中所获得的两个差值相减，所得结果为所述二阶差分值。

8.如权利要求6所述的正交频分复用系统中估计载波干扰噪声比的装置，其特征在于，所述平均干扰噪声功率获取单元包括：

求和子单元，用于获取每组导频子载波上的干扰噪声项的平方，然后对各组导频子载波上的干扰噪声项的平方进行求和；

平均干扰噪声功率获取子单元，用于将求和子单元所得和值除以24倍的分组数目，所得结果为所述子帧中导频符号的平均干扰噪声功率。

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