CN100531177C - 载波干扰噪声比的估计方法和估计系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种载波干扰噪声比的估计方法和估计系统，根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；然后根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比。通过本发明，能够减小由于信道时变和频率选择性衰落对载波干扰噪声比的估计值的影响，从而能够精确估计出载波干扰噪声比。

Description

载波干扰噪声比的估计方法和估计系统

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及载波干扰噪声比的估计技术。

背景技术

近些年来，以OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)为代表的多载波传输技术越来越受到人们的广泛关注。多载波传输技术的核心是将数据流分解为若干个独立的子数据流，使每个子数据流具有低得多的比特速率，然后利用所述多载波传输技术得到的低比特速率的符号去调制相应的子载波，并将多个低速率数据符号进行并行发送。

以OFDM技术为基础的OFDM系统，在传输数据符号时，OFDM符号内各个子载波上的总功率分为两部分，一部分是信号功率，另一部分是干扰加噪声的功率。载波干扰噪声比为子载波上的信号功率与干扰加噪声的功率的比值。载波干扰噪声比是反映信道质量的一个重要参数，精确估计出载波干扰噪声比是OFDM系统进行AMC(Adaptive Modulation Coding，自适应编码调制)和功率控制所必需的。

与本发明有关的现有技术一提供了一种载波干扰噪声比的估计方法，其以基于802.16e标准的通信系统的上行PUSC(Partial usage of subchannels，使用部分子信道)模式为例，具体实施过程如下：

在标准802.16e上行PUSC模式下，一个上行用户分配到的时频资源由多个时频单元组成，时频单元中数据子载波和导频子载波的位置是确定的，图1为一个时频单元内的导频子载波和数据子载波的位置示意图。一个时频单元总共包含12个子载波，其中有4个导频子载波，8个数据子载波，导频子载波位于第一和第三个OFDM符号内，第二个OFDM符号不含导频子载波。图1中，R_i，j代表数据子载波，P_i，j代表导频子载波，i为一个时频单元内OFDM符号的编号，j为一个时频单元内的同一个OFDM符号内数据子载波或导频子载波的编号。

在实际的通信过程中，用户(即终端)在分配到的时频资源上进行通信。可以利用分配到的时频区域中的部分或者所有的导频子载波来进行载波干扰噪声比估算，利用的导频子载波越多，得到的载波干扰噪声比就越准确。

将一个上行用户分配到的时频资源划分为多个时频单元，选取其中的K个时频单元用于载波干扰噪声比的计算，P_i，j，k代表第k个时频单元中的第i个OFDM符号的第j个导频子载波(1≤k≤K，i＝1或3，1≤j≤2)。

设各个导频子载波上传输的数据值为S_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)，对应的频域信道响应值为H_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)，则导频子载波可表达为

P_i，j，k＝H_i，j，kS_i，j，k+N_i，j，k.........................[1]

其中N_i，j，k近似服从零均值的高斯分布，根据载波干扰噪声比的定义，导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤l≤K)上的载波干扰噪声比为：

$\frac{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}{S}_{i,j,k}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|N_{i,j,k}\right|}^2}...\left[2\right]$

在802.16e系统中，导频子载波上传输的数据，即S_i，j，k(i＝1或3，1≤j ≤2，1≤k≤K)，在接收端都是已知的，这样通过公式[3]就得到了导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的频域信道响应的估计值

${\hat{H}}_{i,j,k}=\frac{P_{i,j,k}}{S_{i,j,k}}=H_{i,j,k}+\frac{N_{i,j,k}}{S_{i,j,k}}...\left[3\right]$

将公式[3]中的H_i，j，k看作信号，

看作干扰加噪声，则

中的信号功率P_C为|H_i，j，k|²，干扰加噪声的功率P_N为

总功率P为

这样，(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比为：

$\mathrm{CINR}=\frac{P_C}{P_N}=\frac{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{|N_{i,j,k}/S_{i,j,k}|}^2}...\left[4\right]$

导频子载波上传送的数据的调制方式为BPSK(Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控)，此时S_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1＝k≤K)的模值均为1。所以

$\frac{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{J=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{|N_{i,j,k}/S_{i,j,k}|}^2}=\frac{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}{S}_{i,j,k}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|N_{i,j,k}\right|}^2}...\left[5\right]$

公式[5]中表明，导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比与

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比是相同的。

另外，由于N_i，j，k近似服从零均值的高斯分布，所以

也近似服从零均值的高斯分布。记为： $\frac{N_{i,j,k}}{S_{i,j,k}}=W_{i,j,k},$ 则由公式[3]可以推导出：

${\hat{H}}_{i,j,k}=\frac{P_{i,j,k}}{S_{i,j,k}}=H_{i,j,k}+W_{i,j,k}...\left[6\right]$

将(i＝1或3，1≤j ≤2，1≤k≤K)的总功率记为：

$P=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,j,k}\right|}^2...\left[7\right]$

将

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中的实际信号功率记为：

$P_C=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2...\left[8\right]$

由于频域信道响应值H_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通过公式[8]求出实际信号功率P_C，于是需要估算实际信号功率，记为频域信道响应值的估计值的实际信号功率的估算值

${\hat{P}}_C=2*\mathrm{real}\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\right)...\left[9\right]$

其中，real()表示取实部。

假设信道为时不变信道，则H_1，j，k＝H_3，j，k，(1≤j≤2，1≤k≤K)。此时，由公式[6]和[9]可以导出：

${\hat{P}}_C=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left[(H_{1,j,k}+W_{1,j,k})(H_{3,j,k}^{*}+W_{3,j,k}^{*})\right]$

......[10]

$=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{1,j,k}{H}_{3,j,k}^{*}\right)+U=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2+U$

其中，所述 $U=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}(H_{1,j,k}{W}_{3,j,k}^{*}+W_{1,j,k}{H}_{3,j,k}^{*}+W_{1,j,k}{W}_{3,j,k}^{*}),$ 可以看出所述U是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U近似为零。结合公式[8]、公式[9]和公式[10]可以得到如公式[11]所示的关系：

${\hat{P}}_C=2*\mathrm{real}\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2{=P}_C...\left[11\right]$

由公式[11]可以看出：

等于

(i＝1或3，1≤j ≤2，1≤k≤K)中实际的信号功率P_C。则

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中的噪声加干扰的功率为：

$P_N=P-P_C=P-{\hat{P}}_C...\left[12\right]$

则

(i＝1或3，1≤j ≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比即导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比为：

$\mathrm{CINR}=\frac{{\hat{P}}_C}{P_N}=\frac{{\hat{P}}_C}{P-{\hat{P}}_C}...\left[13\right]$

由现有技术一可以看出，其存在如下的技术缺陷：

由于现有技术一是在假设信号经历的信道是时不变信道的条件下进行CINR估计的，这种条件下，得到的CINR估计值精度比较高。但是通常信号所经历的信道是时变信道，此时采用现有技术一，估计出的信号功率会偏小，导致最终的CINR估计值与实际值相比偏小。信道的变化越快，载波干扰噪声比的估计值的误差就会越大。

与本发明有关的现有技术二提供了另一种进行载波干扰噪声比的估计方法，其仍然以802.16e标准为基础的通信系统的上行PUSC模式为例。

将一个上行用户分配到的时频资源划分为多个时频单元，时频单元结构见图1，选取其中的K个时频单元用于载波干扰噪声比的计算，P_i，j，k代表第k个时频单元中的第i个OFDM符号的第j个导频子载波(1≤k≤K，i＝1或3，1≤j≤2)。

由现有技术一中公式[1]至公式[5]获知导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，l ≤k≤K)上的载波干扰噪声比与

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比是相同的。

由现有技术一中公式[7]和公式[8]获知：

将

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的总功率记为：

$P=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,j,k}\right|}^2...\left[7\right]$

将(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中的实际信号功率记为：

$P_C=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2...\left[8\right]$

由于频域信道响应值H_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通过公式[8]求出实际信号功率P_C，于是需要估算实际信号功率，记为频域信道响应值的估计值的实际信号功率的估算值

${\hat{P}}_C=2*\mathrm{real}\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\left({\hat{H}}_{i,1,k}{\hat{H}}_{i,2,k}^{*}\right)\right)...\left[14\right]$

其中，real()表示取实部。

忽略频率选择性衰落的影响，此时H_i，1，k＝H_i，2，k，(i＝1或3，1≤k≤K)。那么

${\hat{P}}_C=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\left({\hat{H}}_{i,1,k}{\hat{H}}_{i,2,k}^{*}\right)=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\left[(H_{i,1,k}+W_{i,1,k})(H_{i,2,k}^{*}+W_{i,2,k}^{*})\right]$

$=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\left(H_{i,1,k}{H}_{i,2,k}^{*}\right)+V...\left[15\right]$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2+V$

公式[15]中， $V=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}(H_{i,1,k}{W}_{i,2,k}^{*}+W_{i,1,k}{H}_{i,2,k}^{*}+W_{i,1,k}{W}_{i,2,k}^{*}),$ 是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为V近似为零。结合公式[8]、公式[14]和公式[15]得到：

${\hat{P}}_C\text{=2*real}\left(\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}\left({\hat{H}}_{i,1,k}{\hat{H}}_{i,2,k}^{*}\right)\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2=P_C...\left[16\right]$

由公式[16]可以看出，

等于(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中实际的信号功率P_C。因此，

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中噪声加干扰的功率为：

$P_N=P-P_C=P-{\hat{P}}_C...\left[17\right]$

于是，(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比即导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比为：

$\mathrm{CINR}=\frac{{\hat{P}}_C}{P_N}=\frac{{\hat{P}}_C}{P-{\hat{P}}_C}...\left[18\right]$

由现有技术二的技术方案可以看出，现有技术二是在忽略频率选择性衰落的影响的条件下进行CINR估计的，但是在实际通信中，多径效应会产生频率选择性衰落，而频率选择性衰落的存在会导致估计出信号功率偏小，因此会使最终的载波干扰噪声比的估计值与实际值相比偏小。频率选择性衰落越严重，载波干扰噪声比的估计值的误差就会越大。

发明内容

本发明实施例要解决的技术问题在于提供一种载波干扰噪声比的估计方法和估计系统，以减小由于信道时变和频率选择性衰落对载波干扰噪声比的估计值的影响。

为解决上述技术问题，通过如下技术方案实现：

本发明实施例提供一种载波干扰噪声比的估计方法，其包括：

A、根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；

B、根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比。

本发明实施例还提供一种载波干扰噪声比的估计系统，其包括：干扰加噪声功率计算单元和载波干扰噪声比计算单元；

所述干扰加噪声功率计算单元，用于根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；

所述载波干扰噪声比计算单元，用于根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比。

通过本发明提供的技术方案可以看出，本发明中根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，因此本发明能够减小由于信道时变和频率选择性衰落对载波干扰噪声比的估计值的影响，从而能够精确估计出载波干扰噪声比，克服了现有技术中由于信道时变或频率选择性衰落造成载波干扰噪声比的估计误差的技术问题。

附图说明

图1为802.16e系统上行PUSC模式下的一个时频单元内导频子载波和数据子载波的位置示意图；

图2为本发明提供第一实施例的流程图；

图3为本发明提供的第三实施例的结构框图。

具体实施方式

下面结合说明书附图来说明本发明的具体实施方式。

本发明提供的第一实施例提供了一种载波干扰噪声比的估计方法，其主要思想是：根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；然后根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比。其具体实施过程如图2所示，包括如下步骤：

步骤S201，将用户分配到的时频资源划分为多个时频单元，然后以时频单元为单位从时频单元中选取一个或多个子载波组，所述子载波组中的子载波属于两个符号，占据两个相邻或相近的频点；所述子载波组包含两个子载波对，所述子载波对由两个位于同一频点、不同符号的子载波组成，或，由两个位于同一符号、不同频点的子载波组成。

步骤S201中，所述子载波可以都是导频子载波，并且所述导频子载波上承载的数据的调制方式相同；也可以都是数据子载波，并且所述数据子载波上承载的数据的调制方式相同；也可以一部分是导频子载波，一部分是数据子载波，但此时所述导频子载波和数据子载波上承载的数据的调制方式必须相同。

下面以802.16e标准为基础的通信系统中的上行PUSC模式下，在用户分配到的时频资源选取的子载波组为例说明步骤S201的具体实施过程。

在以802.16e标准为基础的通信系统中的上行PUSC模式下，用户分配到的时频资源包含了多个slot，而一个slot又由6个时频单元组成。从其中一个时频单元中选取属于两个OFDM符号的四个导频子载波组成一个或多个子载波组，每一个子载波组包含两个子载波对，所述子载波对由两个位于同一频点、不同符号的导频子载波组成，所述两个导频子载波对占据的两个频点在频域上相邻或相近。或，由两个位于同一符号、不同频点的子载波组成，所述两个子载波对占据两个相同频点。从一个时频单元中选取的一个子载波组中的导频子载波和数据子载波的位置如图1所示：

图中R_i，j代表数据子载波，P_i，j(i＝1，3；1≤j≤2)代表导频子载波，其中所述i为一个时频单元内OFDM符号的编号，j为一个时频单元的同一个OFDM符号内数据子载波或导频子载波的编号。从图1中可以看出，一个时频单元在时间上占据了3个OFDM符号，在频域上占据了4个频点。一个时频单元总共包含了12个子载波，其中有4个导频子载波P_1，1、P_1，2、P_3，1、P_3，2以及8个数据子载波。其中导频子载波P_1，1和P_1，2分别位于第一个OFDM符号内的第一频点和第四频点上，构成一个子载波对；导频子载波P_3，1和P_3，2分别位于第三个OFDM符号内第一频点和第四频点上，构成一个子载波对。或者是，导频子载波P_1，1和P_3，1位于不同的符号，但位于同一频点，其构成一个子载波对；同样导频子载波P_1，2和P_3，2构成一个子载波对。可以看出，所述两个导频子载波对占据的两个频点在频域上相邻或相近。

步骤S202，提取所选取的各个子载波组中的所有子载波上对应的频域信道响应估计值。

假设经过步骤S201后，选取有K个子载波组，则第k个子载波组中的导频子载波记为：P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)，所述导频子载波上对应的频域信道响应记为H_i，j，k。

分析第k个子载波组内的4个导频子载波，即P_1，1，k、P_1，2，k、P_3，1，k和P_3，2，k，其对应的频域信道响应分别为H_1，1，k、H_1，2，k、H_3，1，k和H_3，2，k。由于信道的时变特性和频率选择性衰落特性的影响，所述H_1，1，k、H_1，2，k、H_3，1，k和H_3，2，k之间互不相同。其中1≤k≤K。

设H_1，1，k与H_1，2，k间的频域信道响应变化量为ε_1，k；H_1，1，k与H_3，1，k间的频域信道变化量为ε_2，k，则：

$\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{1,2},k}=H_{\mathrm{1,1},k}+{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\\ H_{\mathrm{3,1},k}=H_{\mathrm{1,1},k}+{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\end{array}\right....\left[19\right]$

在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量近似相等，因此H_1，2，k与H_3，2，k间满足如下关系：

H_3，2，k＝H_1，2，k+ε_2，k................................[20]

由现有技术一中的公式[1]、[3]、[6]可知，所述导频子载波上对应的频域信道响应估计值

可以表示为：

${\hat{H}}_{i,j,k}=H_{i,j,k}+W_{i,j,k}...\left[21\right]$

公式[21]描述了所述

与所述H_i，j，k之间的关系，其中W_i，j，k表示干扰加噪声。

将公式[21]与公式[19]和公式[20]结合，则导频子载波P_1，1，k、P_1，2，k、P_3，1，k和P_3，2，k上对应的频域信道响应估计值分别为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}=H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{1,1},k}\\ {\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}=H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{1,2},k}+{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\\ {\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}=H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{3,1},k}+{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\\ {\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}=H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{3,2},k}+{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}+{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\end{array}\right....\left[22\right]$

步骤S203，以子载波组为单位，分别计算所选取的子载波组中位于相同OFDM符号、不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

考虑到实际的频域信道响应无法获知，使用实际的信号功率的估计值进行干扰加噪声功率的计算，然而这样会引入误差，之后需要将引入的误差消除掉。具体过程以如图1所示的第k个子载波组选取的导频子载波为例进行说明：

首先计算第k个子载波组中位于第一个OFDM符号、不同频点(第一频点和第四频点)上的两个导频子载波P_1，1，k和P_1，2，k(1≤k≤K)组成的子载波组对对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率。

和

(1≤k≤K)的总功率为：

$P_1=\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{1,j,k}\right|}^2...\left[23\right]$

和

(1≤k≤K)中信号功率的估计值为：

${\hat{P}}_{C1}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}^{*}\right)...\left[24\right]$

因此，

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率的估计值为：

${\hat{P}}_{N1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}...\left[25\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的信号功率为：

$P_{C1}=\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{1,j,k}\right|}^2...\left[26\right]$

实际的频域信道响应无法获知，因此无法直接使用[26]式求取P_C1。使用信号功率的估计值

进行干扰加噪声功率的计算就引入了误差

进一步分析[24]式可得：

${\hat{P}}_{C1}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}^{*}\right)=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{1,1},k})(H_{\mathrm{1,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,2},k}^{*})$

$=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{1,2},k}^{*}+U_1)...\left[27\right]$

公式[27]中， $U_1=(H_{\mathrm{1,1},k}{W}_{\mathrm{1,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{1,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,1},k}{W}_{\mathrm{1,2},k}^{*}),$ 是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₁近似为零。因此

${\hat{P}}_{C1}=2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{1,2},k}^{*}\right)...\left[28\right]$

使用进行干扰加噪声功率的计算引入的误差：

$P_{C1}-{\hat{P}}_{C1}=\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{1,j,k}\right|}^2-2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{1,2},k}^{*}\right)$

$={|H_{\mathrm{1,1},k}-H_{\mathrm{1,2},k}|}^2={\left|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\right|}^2...\left[29\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的干扰加噪声的功率P_N1为：

$P_{N1}=P_1-P_{C1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}-{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\right|}^2...\left[30\right]$

接下来，计算第k个子载波组中，位于第三个OFDM符号上、不同频点(第一频点和第四频点)上的两个导频子载波P_3，1，k和P_3，2，k(1≤k≤K)组成的导频子载波组对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率。具体过程如下：

和

(1≤k≤K)的总功率为：

$P_2=\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{3,j,k}\right|}^2...\left[31\right]$

和(1≤k≤K)中信号功率的估计值记为

满足入公式[32]所示的关系：

${\hat{P}}_{C2}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)...\left[32\right]$

因此

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率的估计值为：

${\hat{P}}_{N2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}...\left[33\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的信号功率为：

$P_{C2}=\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{3,j,k}\right|}^2...\left[34\right]$

实际的频域信道响应无法获知，因此无法直接使用[34]式求取P_C2。使用信号功率的估计值进行干扰加噪声功率的计算就引入了误差

进一步分析[32]式可得：

${\hat{P}}_{C2}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{3,1},k}+W_{\mathrm{3,1},k})(H_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{3,2},k}^{*})$

$=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{3,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+U_2)...\left[35\right]$

公式[35]中， $U_2=(H_{\mathrm{3,1},k}{W}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{3,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{3,1},k}{W}_{\mathrm{3,2},k}^{*}),$ 其是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₂近似为零。因此：

${\hat{P}}_{C2}=2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{3,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)...\left[36\right]$

将公式[34]与公式[36]进行相减运算得到使用

进行干扰加噪声功率的计算引入的误差：

$P_{C2}-{\hat{P}}_{C2}=\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{3,j,k}\right|}^2-2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{3,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)$

$={|H_{\mathrm{3,1},k}-H_{\mathrm{3,2},k}|}^2={\left|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\right|}^2...\left[37\right]$

和(1≤k≤K)中实际的干扰加噪声的功率P_N2为：

$P_{N2}=P_2-P_{C2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}-{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\right|}^2...\left[38\right]$

当选取一个子载波组时，按照上述方法计算就可得到所选取的子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率P_N；如果选取了多个子载波组，还需要按照上述方法，计算所选取的其它子载波组中位于相同OFDM符号、不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

步骤S204，以子载波组为单位，分别计算所选取的子载波组中位于不同OFDM符号、相同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。仍然以图1所示的第k个子载波组中选取的导频子载波为例说明具体实施过程。

首先，计算第k个子载波组中，位于第一个频点且位于不同OFDM符号(第一个OFDM符号和第三个OFDM符号)上的两个导频子载波P_1，1，k和P_3，1，k(1≤k≤K)组成的导频子载波组对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率。具体计算过程如下：

和

(1≤k≤K)的总功率为：

$P_3=\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,1,k}\right|}^2...\left[39\right]$

和

(1≤k≤K)中信号功率的估计值

为：

${\hat{P}}_{C3}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)...\left[40\right]$

因此和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率的估计值为：

${\hat{P}}_{N3}=P_3-{\hat{P}}_{C3}...\left[41\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的信号功率为：

$P_{C3}=\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,1,k}\right|}^2...\left[42\right]$

实际的频域信道响应无法获知，因此无法直接使用[42]式求取P_C3。使用信号功率的估计值

进行干扰加噪声功率的计算就引入了误差

进一步分析[40]式可得：

${\hat{P}}_{C3}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{1,1},k})(H_{\mathrm{3,1},k}^{*}+W_{\mathrm{3,1},k}^{*})$

$=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}+U_3)...\left[43\right]$

公式[43]中， $U_3=(H_{\mathrm{1,1},k}{W}_{\mathrm{3,1},k}^{*}+W_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}+W_{\mathrm{1,1},k}{W}_{\mathrm{3,1},k}^{*}),$ 其是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₃近似为零。因此：

${\hat{P}}_{C3}=2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)...\left[44\right]$

将公式[42]与公式[44]进行相减运算得到使用进行干扰加噪声功率的计算引入的误差：

$P_{C3}-{\hat{P}}_{C3}=\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,1,k}\right|}^2-2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)$

$={|H_{\mathrm{1,1},k}-H_{\mathrm{3,1},k}|}^2={\left|{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\right|}^2...\left[45\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的干扰加噪声的功率P_N3为：

$P_{N3}=P_3-P_{C3}=P_3-{\hat{P}}_{C3}-{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\right|}^2...\left[46\right]$

接下来，计算第k个子载波组中，位于第三个频点且位于不同OFDM符号(第一OFDM符号和第三OFDM符号)上的两个导频子载波P_1，2，k和P_3，2，k(1≤k≤K)组成的导频子载波组对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率。具体计算过程如下：

和

(1≤k≤K)的总功率为：

$P_4=\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,2,k}\right|}^2...\left[47\right]$

和

(1≤k≤K)中信号功率的估计值为：

${\hat{P}}_{C4}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)...\left[48\right]$

因此

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率的估计值为：

${\hat{P}}_{N4}=P_4-{\hat{P}}_{C4}...\left[49\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的信号功率为：

$P_{C4}=\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,2,k}\right|}^2...\left[50\right]$

实际的频域信道响应无法获知，因此无法直接使用[50]式求取P_C4。使用信号功率的估计值

进行干扰加噪声功率的计算就引入了误差

进一步分析[48]式可得：

${\hat{P}}_{C4}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,2},k}+W_{\mathrm{1,2},k})(H_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{3,2},k}^{*})$

$=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+U_4)...\left[51\right]$

公式[51]中， $U_4=(H_{\mathrm{1,2},k}{W}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,2},k}{W}_{\mathrm{3,2},k}^{*}),$ 其是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₄近似为零。因此：

${\hat{P}}_{C4}=2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)...\left[52\right]$

将公式[52]与公式[50]进行相减运算得到使用进行干扰加噪声功率的计算引入的误差：

$P_{C4}-{\hat{P}}_{C4}=\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,2,k}\right|}^2-2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)$

$={|H_{\mathrm{1,2},k}-H_{\mathrm{3,2},k}|}^2={\left|{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\right|}^2...\left[53\right]$

和(1≤k≤K)中实际的干扰加噪声的功率P_N4为：

$P_{N4}=P_4-P_{C4}=P_4-{\hat{P}}_{C4}-{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\right|}^2...\left[54\right]$

当选取一个子载波组时，按照上述方法计算就可得到所选取的子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率P_N；如果选取了多个子载波组，还需要按照上述方法，计算所选取的其它子载波组中位于不同OFDM符号、相同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

步骤S205，以子载波组为单位，分别计算所选取的子载波组中位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

仍然以如图1所示的第k个子载波组中选取的导频子载波为例进行说明：

首先计算第k个子载波组中，位于第一OFDM符号且位于第一频点上的导频子载波P_1，1，k，以及位于第三OFDM符号且第四频点上的导频子载波P_3，2，k(1≤k≤K)组成的导频子载波组对应的频域信道响应估计值和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率。

和

(1≤k≤K)的总功率为：

$P_5={\left|{\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}\right|}^2...\left[55\right]$

和

(1≤k≤K)中信号功率的估计值

为：

${\hat{P}}_{C5}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)...\left[56\right]$

因此，

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声的功率的估计值为：

${\hat{P}}_{N5}=P_5-{\hat{P}}_{C5}...\left[57\right]$

和(1≤k≤K)中实际信号的功率为：

$P_{C5}={\left|H_{\mathrm{1,1},k}\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{3,2},k}\right|}^2...\left[58\right]$

实际的频域信道响应无法获知，因此无法直接使用[58]式求取P_C5。使用信号功率的估计值

进行干扰加噪声功率的计算就引入了误差

进一步分析[56]式可得实际信号功率的估计值

为：

${\hat{P}}_{C5}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,1},k}+W_{\mathrm{1,1},k})(H_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{3,2},k}^{*})$

$=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+U_5)...\left[59\right]$

公式[59]中， $U_5=(H_{\mathrm{1,1},k}{W}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}+W_{\mathrm{1,1},k}{W}_{\mathrm{3,2},k}^{*}),$ 其是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₅近似为零。因此：

${\hat{P}}_{C5}=2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)...\left[60\right]$

将公式[58]与公式[60]进行相减运算得到使用

进行干扰加噪声功率的计算引入的误差：

$P_{C5}-{\hat{P}}_{C5}={\left|H_{\mathrm{1,1},k}\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{3,2},k}\right|}^2-2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,1},k}{H}_{\mathrm{3,2},k}^{*}\right)$

$={|H_{\mathrm{1,1},k}-H_{\mathrm{3,2},k}|}^2={|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}+{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}|}^2...\left[61\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的干扰加噪声的功率P_N5为：

$P_{N5}=P_5-P_{C5}=P_5-{\hat{P}}_{C5}-{|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}+{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}|}^2...\left[62\right]$

接下来，计算第k个子载波组中，位于第一个OFDM符号且位于第四频点上的导频子载波P_1，2，k(1≤k≤K)，以及位于第三个OFDM符号且位于第一频点上的导频子载波P_3，1，k(1≤k≤K)组成的导频子载波组对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率。具体计算过程如下：

和(1≤k≤K)的总功率为：

$P_6={\left|{\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}\right|}^2...\left[63\right]$

和(1≤k≤K)中信号功率的估计值

为：

${\hat{P}}_{C6}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)...\left[64\right]$

因此，和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声的功率的估计值为：

${\hat{P}}_{N6}=P_6-{\hat{P}}_{C6}...\left[65\right]$

和

(1≤k≤K)中实际的信号功率为：

P_C6＝|H_1，1，k|²+|H_3，2，k|².............................[66]

实际的频域信道响应无法获知，因此无法直接使用[58]式求取P_C6。使用信号功率的估计值

进行干扰加噪声功率的计算就引入了误差

进一步分析[64]式可得实际信号功率的估计值为：

${\hat{P}}_{C6}=2*\mathrm{real}\left({\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k}{\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)=2*\mathrm{real}\left((H_{\mathrm{1,2},k}+W_{\mathrm{1,2},k})(H_{\mathrm{3,1},k}^{*}+W_{\mathrm{3,1},k}^{*})\right)$

$=2*\mathrm{real}(H_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}+U_6)...\left[67\right]$

公式[67]中， $U_6=(H_{\mathrm{1,2},k}{W}_{\mathrm{3,1},k}^{*}+W_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}+W_{\mathrm{1,2},k}{W}_{\mathrm{3,1},k}^{*}),$ 其是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₆近似为零。因此为：

${\hat{P}}_{C6}=2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)...\left[68\right]$

将公式[66]与公式[68]进行相减运算得到使用

进行干扰加噪声功率的计算引入的误差：

$P_{C6}-{\hat{P}}_{C6}={\left|H_{\mathrm{1,2},k}\right|}^2+{\left|H_{\mathrm{3,1},k}\right|}^2-2*\mathrm{real}\left(H_{\mathrm{1,2},k}{H}_{\mathrm{3,1},k}^{*}\right)$

$={|H_{\mathrm{1,2},k}-H_{\mathrm{3,1},k}|}^2={|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}-{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}|}^2...\left[69\right]$

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声的功率P_N6为：

$P_{N6}=P_6-P_{C6}=P_6-{\hat{P}}_{C6}-{|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}-{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}|}^2...\left[70\right]$

当选取一个子载波组时，按照上述方法计算就可得到所选取的子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率P_N；如果选取了多个子载波组，还需要按照上述方法，计算所选取的其它子载波组中位于不同OFDM符号、不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

步骤S206，按照计算一个子载波组中所有位于相同OFDM符号、不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中，与所有位于不同OFDM符号、相同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，同计算所有位于不同OFDM符号且位于不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的干扰加噪声功率。

具体实施过程仍然以如图1所示的第k个子载波组为例进行说明，即按照步骤S203中计算P_N1和P_N2的过程中，以及步骤S204中计算P_N3和P_N4的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，与步骤S205中计算P_N5和P_N6的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的干扰加噪声的功率P_N。具体实施过程如下：

根据公式[62]得到的P_N5以及公式[70]得到的P_N6可得：

$P_{N5}+P_{N6}=P_5-{\hat{P}}_{C5}+P_6-{\hat{P}}_{C6}-{|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}+{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}|}^2-{|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}-{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}|}^2$

$=P_5-{\hat{P}}_{C5}+P_6-{\hat{P}}_{C6}-2*{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\right|}^2-2*{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\right|}^2...\left[71\right]$

根据公式[30]得到的P_N1、公式[38]得到的P_N2、公式[46]得到的P_N3以及公式[54]得到的P_N4可得：

$P_{N1}+P_{N2}+P_{N3}+P_{N4}$

$=P_1-{\hat{P}}_{C1}+P_2-{\hat{P}}_{C2}+P_3-{\hat{P}}_{C3}+P_4-{\hat{P}}_{C4}-2*{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{1,k}\right|}^2-2*{\left|{\mathrm{\ϵ}}_{2,k}\right|}^2...\left[72\right]$

因为P_N5为

和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率；P_N6为

和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率，可以看出，P_N5+P_N6是

和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率P_N。P_N1为

和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率；P_N2为

和(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率；P_N3为

和(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率；P_N4为和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率；可以看出，P_N1+P_N2+P_N3+P_N4是

和(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率P_N的2倍。经过上述分析可以看出，P_N1+P_N2+P_N3+P_N4-P_N5-P_N6就等于

和(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率P_N。于是将公式[72]与公式[71]相减得到P_N：

$P_N=P_{N1}+P_{N2}+P_{N3}+P_{N4}-P_{N5}-P_{N6}$

.........[73]

$=P_1-{\hat{P}}_{C1}+P_2-{\hat{P}}_{C2}+P_3-{\hat{P}}_{C3}+P_4-{\hat{P}}_{C4}-P_5+{\hat{P}}_{C5}-P_6+{\hat{P}}_{C6}$

可以看出公式[72]与公式[71]相减后，第k个子载波组中所有导频子载波间的信道响应变化量正好消除掉，因此通过此方法得到的P_N不受信道时变和频率选择性衰落的影响。

当选取一个子载波组时，按照上述方法计算就可得到所选取的子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率P_N；如果选取了多个子载波组，还需要按照上述方法，计算所选取的其它子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率P_N。

步骤S207，利用得到的所选取的各个子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率，以及所选取的各个子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，计算所述所有子载波对应的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比。

步骤S207分两种情况进行说明，如下：

第一种，当选取多个子载波组时：

首先，将计算得到的各个子载波组中子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率相加，得到所选取的所有子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的总功率P_N*。以及，

计算并得到所选取的所有子载波组中所有子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上对应的频域信道响应估计值

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的总功率为：

$P=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,j,k}\right|}^2...\left[74\right]$

然后，根据得到的P_N*以及公式[74]得到的总功率P计算

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比为：

$\mathrm{CINR}=\frac{P-P_N*}{P_N*}...\left[75\right]$

第二种情况，当选取一个子载波组时：

不需要将计算得到的所有子载波组中子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率相加，而是仅仅计算并得到所选取的子载波组中所有子载波上对应的频域信道响应估计值的总功率，然后根据得到的所选取的子载波组中所有子载波上对应的频域信道响应估计值的总功率以及步骤S206中得到的所选取的子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率，计算并得到所选取的子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值中的载波干扰噪声比。具体计算方法与上述相关描述类似，这里不再详细描述。

步骤S208，根据子载波上承载数据的调制方式，由子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出子载波上的载波干扰噪声比。

下面仍然以上述选取的导频子载波为例说明步骤S208的具体实施过程：

当导频子载波上承载数据的调制方式采用BPSK调制时，导频子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比CINR与导频子载波的载波干扰噪声比CINR_BPSK相等，即两者间的系数为1，此时CINR_BPSK＝CINR。

如果导频子载波上承载的数据采用QPSK(四进制相移键控)调制，导频子载波的载波干扰噪声比CINR_QPSK＝CINR。

如果导频子载波上承载的数据采用16QAM(正交幅度)调制，导频子载波的载波干扰噪声比 ${\mathrm{CINR}}_{16\mathrm{QAM}}=\mathrm{CINR}*\frac{17}{9}.$

如果导频子载波上承载的数据采用64QAM调制，导频子载波的载波干扰噪声比CINR_64Q4M＝CINR*2.685。

本发明提供的第二实施例提供了另一种载波干扰噪声比的测量方法，在该第二实施例中主要考虑了在同一个子载波组中，计算位于相同OFDM符号、不同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等，计算位于不同OFDM符号、相同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等，以及干扰加噪声在时频平面上近似服从零均值的高斯分布。因此在该第二实施例中，只需要如下计算就可以完成：

计算第k个子载波组中位于相同OFDM符号、不同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，位于不同OFDM符号、相同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。可以认为第二实施例是在本发明提供的第一实施例的基础上，简化了计算量。第二实施例的具体实施过程如下：

第k个子载波组中的两个导频子载波P_1，1，k和P_1，2，k(1≤k≤K)对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率P_N1、导频子载波P_3，1，k和P_3，2，k(1≤k≤K)对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率P_N2、导频子载波P_1，1，k和P_3，1，k(1≤k≤K)对应的频域信道响应估计值

和(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率P_N3、导频子载波P_1，2，k和P_3，2，k(1≤k≤K)对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声功率P_N4满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_{N1}={\left|W_{\mathrm{1,1},k}\right|}^2+{\left|W_{\mathrm{1,2},k}\right|}^2\\ P_{N2}={\left|W_{\mathrm{3,1},k}\right|}^2+{\left|W_{\mathrm{3,2},k}\right|}^2\\ P_{N3}={\left|W_{\mathrm{1,1},k}\right|}^2+{\left|W_{\mathrm{3,1},k}\right|}^2\\ P_{N4}={\left|W_{\mathrm{1,2},k}\right|}^2+{\left|W_{\mathrm{3,2},k}\right|}^2\end{array}\right....\left[76\right]$

由于和(1≤k≤K)中的干扰加噪声W_1，1，k、W_3，2，k、W_1，2，k和W_3，1，k(1≤k≤K)近似服从零均值的高斯分布，因此通过图1可以看出P_N1、P_N2、P_N3、P_N4和P_N之间满足如下关系：

P_N1＝P_N2＝P_N3＝P_N4＝P_N/2................................[77]

将公式[77]与公式[30]、公式[38]、公式[46]和公式[54]结合可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_1-{\hat{P}}_{C1}=P_2-{\hat{P}}_{C2}\\ P_3-{\hat{P}}_{C3}=P_4-{\hat{P}}_{C4}\end{array}\right....\left[78\right]$

将公式[78]代入公式[73]可得：

$P_N=P_{N1}+P_{N2}+P_{N3}+P_{N4}-P_{N5}-P_{N6}$

$=P_1-{\hat{P}}_{C1}+P_2-{\hat{P}}_{C2}+P_3-{\hat{P}}_{C3}+P_4-{\hat{P}}_{C4}+P_5-{\hat{P}}_{C5}+P_6-{\hat{P}}_{C6}...\left[79\right]$

$=2(P_2-{\hat{P}}_{C2})+2(P_4-{\hat{P}}_{C4})-P_5+{\hat{P}}_{C5}-P_6+{\hat{P}}_{C6}$

或，

$P_N=P_{N1}+P_{N2}+P_{N3}+P_{N4}-P_{N5}-P_{N6}$

$=P_1-{\hat{P}}_{C1}+P_2-{\hat{P}}_{C2}+P_3-{\hat{P}}_{C3}+P_4-{\hat{P}}_{C4}+P_5-{\hat{P}}_{C5}+P_6-{\hat{P}}_{C6}...\left[80\right]$

$=2(P_1-{\hat{P}}_{C1})+2(P_3-{\hat{P}}_{C3})-P_5+{\hat{P}}_{C5}-P_6+{\hat{P}}_{C6}$

由公式[79]或公式[80]可以看出，要得到第k个子载波组中的所有子载波对应的频域信道响应估计值

和

(1≤k≤K)中的干扰加噪声的功率P_N，只需要分别计算第k个子载波组中位于相同OFDM符号、不同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，例如P_N1或P_N2；或者是，位于不同OFDM符号、相同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，例如P_N3或P_N4；以及，位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波组对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，例如P_N5和P_N6。

当选取一个子载波组时，按照上述方法计算就可得到所选取的子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率P_N；如果选取了多个子载波组，还需要按照上述方法，计算所选取的其它子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率P_N。

之后的处理过程与第一实施例中的相关描述雷同，这里不再详细描述。

对比本发明提供的第二实施例中公式[79]或公式[80]以及本发明提供的第一实施例中的公式[73]可以看出，利用公式[74]仅仅需要计算P₂、

P₄、P₅、P₆和

八个变量就可以求得

和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率P_N，而利用公式[73]则必须要计算P₁、

P₂、

P₃、

P₄、

P₅、

P₆和

十二个变量才可以求得

和

(1≤k≤K)中干扰加噪声的功率P_N，因此本发明提供的第二实施例较第一实施例减少了计算量，但是同样保证了测量出的载波干扰噪声比CINR不受信道时变和频率选择性衰落的影响。

本发明提供的上述实施例中是以导频子载波(所述导频子载波上承载的数据的调制方式相同)为例测量载波干扰噪声比的。也可以利用数据子载波测量载波干扰噪声比，并且所述数据子载波上承载的数据的调制方式相同；也可以一部分利用导频子载波，一部分利用数据子载波，但此时所述导频子载波和所述数据子载波上承载的数据的调制方式必须相同。测量载波干扰噪声比的具体方法与上述实施例的具体实施过程类似，这里不再详细描述。

另外，上述实施例中是以基于802.16协议的通信系统的上行链路的PUSC模式下为用户分配的时频资源为例进行描述的，当然本发明还可以适用基于802.16协议的通信系统的上行链路AMC模式，下行链路的PUSC、FUSC(Fullusage of subchannels，使用全部子信道)或AMC模式下为用户分配的时频资源。本发明还适用于基于OFDM技术的其它通信系统。

本发明提供的第三实施例是一种载波干扰噪声比的估计系统，其结构如图3所示，包括：子载波选取单元、频域信道响应估计值提取单元、干扰加噪声功率计算单元和载波干扰噪声比计算单元。

所述载波干扰噪声比的估计系统首先通过子载波选取单元在用户分配到的时频资源中选取一个或多个子载波组，所述子载波组中的子载波属于两个符号，所述子载波组包含两个子载波对，所述子载波对由两个位于同一频点、不同符号的子载波组成，所述两个子载波对占据的两个频点在频域上相邻或相近；或，由两个位于同一符号、不同频点的子载波组成，所述两个子载波对占据两个相同频点。具体选取办法雷同于第一实施例中的相关描述。

然后通过所述频域信道响应估计值提取单元提取所选取的子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值。具体实施过程雷同于第一实施例中的相关描述。

接着通过所述干扰加噪声功率计算单元中的第一干扰加噪声功率计算子单元，以子载波组为单位，分别计算子载波组中位于相同OFDM符号、不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，分别位于不同OFDM符号、相同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，分别位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

然后通过所述干扰加噪声功率计算单元中的第二干扰加噪声功率计算子单元，按照计算一个子载波组中所有位于相同OFDM符号、不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中，与所有位于不同OFDM符号、相同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，同计算所有位于不同OFDM符号且位于不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。也就是说，将第一干扰加噪声功率计算子单元计算出的前两项结果求和，并减去第三项计算结果，从而消除信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率。具体计算方法雷同于第一实施例中的相关描述，这里不再详细描述。

最后，所述载波干扰噪声比计算单元利用所述干扰加噪声功率计算单元计算得到的每一个子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率，结合所提取的所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率，计算所述所有子载波对应的频域信道响应估计值中的载波干扰噪声比；并根据导频子载波上承载数据的调制方式，由导频子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出导频子载波上的载波干扰噪声比。具体分两种情况进行说明：

第一种情况，当选取仅仅一个子载波组时，所述载波干扰噪声比计算单元的处理过程如下：

计算所述子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率；利用得到的所述子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率，以及所述子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率，计算所述所有子载波对应的频域信道响应估计值中的载波干扰噪声比；根据导频子载波上承载数据的调制方式，由导频子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出导频子载波上的载波干扰噪声比。具体计算方法雷同于第一实施例中的相关描述，这里不再详细描述。

第二种情况，当选取多个子载波组时，所述载波干扰噪声比计算单元的处理过程如下：

将得到的所有子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率进行求和，得到所有子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率和；以及，分别计算并得到每个子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率；根据导频子载波上承载数据的调制方式，利用所得到的所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率，以及所有子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率和，计算所述所有子载波对应的频域信道响应估计值中的载波干扰噪声比；根据导频子载波上承载数据的调制方式，由导频子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出导频子载波上的载波干扰噪声比。具体计算方法雷同于第一实施例中的相关描述，这里不再详细描述。

本发明提供的第四实施例对应本发明提供的第二实施例的方法，其包括子载波选取单元、频域信道响应估计值提取单元、干扰加噪声功率计算单元和载波干扰噪声比计算单元。其中子载波组选取单元、子载波的频域信道响应提取单元、频域信道响应估计值提取单元和载波干扰噪声比计算单元，与本发明提供的第三实施中的相关描述雷同，而所述干扰加噪声功率计算单元中包括的内容与本发明提供的第三实施例不同，在本发明提供的第四实施例中，所述干扰加噪声功率计算单元包括第三干扰加噪声功率计算子单元和第四干扰加噪声功率计算子单元。下面仅仅对所述第三干扰加噪声功率计算子单元和第四干扰加噪声功率计算子单元的处理过程进行描述：

所述第三干扰加噪声功率计算子单元仅仅计算同一个子载波组中位于相同OFDM符号、不同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，计算所述子载波组中位于不同OFDM符号、相同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，计算所述子载波组中位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；然后将计算结果传送给所述第四干扰加噪声功率计算子单元。

由于在同一个子载波组中，位于相同OFDM符号、不同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，等于位于不同OFDM符号、相同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，因此所述第四干扰加噪声功率计算子单元利用上述相等关系，以及按照计算一个子载波组中所有位于相同OFDM符号、不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中、与所有位于不同OFDM符号、相同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，同计算所有位于不同OFDM符号且位于不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的干扰加噪声功率。具体计算方法雷同于第二实施例中的相关描述，这里不再详细描述。

本发明提供的第三实施例和第四实施例中的子载波可以全部是导频子载波，并且所述导频子载波上承载的数据的调制方式相同；也可以全部是数据子载波，并且所述数据子载波上承载的数据的调制方式相同；也可以一部分是导频子载波，一部分是数据子载波，此时所述导频子载波和数据子载波上承载的数据使用相同的调制方式，如PSK调制方式，或8QAM、16QAM、32QAM、64QAM等QAM调制方式。

另外，本发明提供的第三实施例和第四实施例中的为用户分配的时频资源可以是基于802.16协议的通信系统的上行链路的PUSC模式下为用户分配的时频资源，也可以是基于802.16协议的通信系统的上行链路AMC模式，基于802.16协议的通信系统的下行链路的PUSC、FUSC或AMC模式下为用户分配的时频资源。本发明还适用于基于OFDM技术的其它通信系统。

通过本发明提供的技术方案可以看出，本发明中根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；然后根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比，因此本发明能够减小由于信道时变和频率选择性衰落对载波干扰噪声比的估计值的影响，从而能够精确估计出载波干扰噪声比，克服了现有技术中由于信道时变或频率选择性衰落造成载波干扰噪声比的估计误差的技术问题。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (15)

1、一种载波干扰噪声比的估计方法，其特征在于，包括：

A、根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；

B、根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比。

2、如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，所述步骤A具体包括：

A1、在用户分配到的时频资源中选取子载波组，所述子载波组中的子载波属于两个符号，占据两个相邻或相近的频点；

A2、按照计算一个子载波组中所有位于相同OFDM符号、不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中，与所有位于不同OFDM符号、相同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，同计算所有位于不同OFDM符号且位于不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

3、如权利要求2所述的估计方法，其特征在于，所述步骤A1具体包括：

将用户分配到的时频资源划分为多个时频单元，以时频单元为单位从时频单元中选取一个或多个子载波组，所述子载波组中的子载波属于两个符号，占据两个相邻或相近的频点；所述子载波组包含两个子载波对，所述子载波对由两个位于同一频点、不同符号的子载波组成，或，由两个位于同一符号、不同频点的子载波组成。

4、如权利要求2所述的估计方法，其特征在于，所述步骤A还包括：

提取所选取的子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值。

5、如权利要求1至4任意一项所述的估计方法，其特征在于，所述步骤A还包括：

以子载波组为单位，分别计算位于相同OFDM符号、不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，计算位于不同OFDM符号、相同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，计算位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

6、如权利要求1至4任意一项所述的估计方法，其特征在于，所述步骤A还包括：

以子载波组为单位，分别计算位于相同OFDM符号、不同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，计算位于不同OFDM符号、相同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，计算位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

7、如权利要求6所述的估计方法，其特征在于，所述步骤A还包括：

在一个子载波组中，位于相同OFDM符号、不同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，等于位于不同OFDM符号、相同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

8、如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，所述步骤B具体包括：

计算所述子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率；

根据子载波上承载数据的调制方式，利用得到的所述子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率，以及所述子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率，计算所述所有子载波对应的频域信道响应估计值中的载波干扰噪声比；

根据子载波上承载数据的调制方式，由子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出子载波上的载波干扰噪声比。

9、如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，所述步骤B具体包括：

将得到的所有子载波组中的子载波对应的干扰加噪声的功率进行求和，得到所有子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率和；以及，计算并得到所有子载波组中所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率；

根据子载波上承载数据的调制方式，利用所得到的所有子载波对应的频域信道响应估计值对应的总功率，以及所有子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声的功率和，计算所述所有子载波对应的频域信道响应估计值中的载波干扰噪声比；

根据子载波上承载数据的调制方式，由子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出子载波上的载波干扰噪声比。

10、如权利要求1所述的估计方法，其特征在于，所述子载波包括：

导频子载波或/和数据子载波，所述子载波承载数据的调制方式相同。

11、一种载波干扰噪声比的估计系统，其特征在于，包括：

干扰加噪声功率计算单元和载波干扰噪声比计算单元；

所述干扰加噪声功率计算单元，用于根据在频域上靠近的子载波的频域信道响应随时间变化的变化量的规律，消除在计算所述子载波对应的频域信道响应估计值中干扰加噪声功率的过程中，由于信道时变和频率选择性衰落引起的频域信道响应变化量而引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；

所述载波干扰噪声比计算单元，用于根据所述干扰加噪声功率计算所述子载波对应的载波干扰噪声比。

12、如权利要求11所述的估计系统，其特征在于，还包括：

子载波选取单元，用于在用户分配到的时频资源中选取一个或多个子载波组，所述子载波组中的子载波属于两个符号，所述子载波组包含两个子载波对，所述子载波对由两个位于同一频点、不同符号的子载波组成，所述两个子载波对占据的两个频点在频域上相邻或相近；或，由两个位于同一符号、不同频点的子载波组成，所述两个子载波对占据两个相同频点。

13、如权利要求12所述的估计系统，其特征在于，还包括：

频域信道响应估计值提取单元，用于提取所选取的子载波组中的子载波对应的频域信道响应估计值。

14、如权利要求11、12或13所述的估计系统，其特征在于，所述干扰加噪声功率计算单元包括：

第一干扰加噪声功率计算子单元和第二干扰加噪声功率计算子单元；

所述第一干扰加噪声功率计算子单元，用于以子载波组为单位，分别计算位于相同OFDM符号、不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，分别计算位于不同OFDM符号、相同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，分别计算位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；

所述第二干扰加噪声功率计算子单元，用于按照计算一个子载波组中所有位于相同OFDM符号、不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中，与所有位于不同OFDM符号、相同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，同计算所有位于不同OFDM符号且位于不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

15、如权利要求11、12或13所述的估计系统，其特征在于，所述干扰加噪声功率计算单元包括：

第三干扰加噪声功率计算子单元和第四干扰加噪声功率计算子单元；

所述第三干扰加噪声功率计算子单元，用于以子载波组为单位，分别计算位于相同OFDM符号、不同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，分别计算位于不同OFDM符号、相同频点上的一对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；以及，分别计算位于不同OFDM符号且位于不同频点上的两对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率；

所述第四干扰加噪声功率计算子单元，用于根据在一个子载波组中，位于相同OFDM符号、不同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率，等于位于不同OFDM符号、相同频点上的每对子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的规律，以及，按照计算一个子载波组中所有位于相同OFDM符号、不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中，与所有位于不同OFDM符号、相同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中由于信道时变和频率选择性衰落引入的误差之和，同计算所有位于不同OFDM符号且位于不同频点上的子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率的过程中引入的误差相等的规律，消除信道时变和频率选择性衰落引入的误差，并得到所述子载波对应的频域信道响应估计值中的干扰加噪声功率。

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