CN100596130C - 一种载波干扰噪声比的测量方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种载波干扰噪声比的测量方法，包括：分别从一个或多个时频单元中的两个符号上的相同频点选取多个子载波，每个时频单元中选取的子载波数量相同；分别从所述时频单元的所述两个符号中选取一个或两个符号，计算选取的符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，及该符号上的子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率；根据所述时频单元内所述符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，消除前者干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；根据消除误差后的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率，计算得到载波干扰噪声比。本发明可在终端经历时变或时不变信道时精确测量载波干扰噪声比。

Description

一种载波干扰噪声比的测量方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种对通信系统中的载波干扰噪声比进行测量的方法及其装置。

背景技术

近些年来，以正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)为代表的多载波传输技术受到了人们的广泛关注。多载波传输把数据流分解为若干个独立的子数据流，使每个子数据流具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输系统。

经过多年的发展，OFDM技术已经成功应用于非对称数字用户环路(Asymmetric Digital Subscriber Line，ADSL)、无线本地环路(Wireless LocalLoop，WLL)、数字音频广播(Digital Audio Broadcasting，DAB)、高清晰度电视(High-definition Television，HDTV)、无线局域网(Wireless Local AreaNetwork，WLAN)等系统中。正交频分多址(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexingAccess，OFDMA)是以OFDM调制为基础的新一代无线接入技术，是第二代宽带无线接入的一种新的多址方法，它将接入和调制有效地结合在一起。

OFDM将经过编码的待传输数据作为频域信息，然后将频域信息调制为时域信号在信道上传输，而在接收端则进行逆过程解调。OFDM系统的调制和解调可以分别由离散傅立叶逆变换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)和离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波调制之后，发送到信道中。在接收端，将接收信号进行相干解调，然后将基带信号进行N点DFT运算，即可获得发送的数据符号。在实际应用中，IDFT/DFT采用快速傅立叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)和快速傅立叶变换(Fast FourierTransform，FFT)来实现。IFFT/FFT技术的采用使得OFDM系统的复杂度大大降低，再加上高性能信息处理器件，比如可编程逻辑器件(ProgrammableLogic Device，PLD)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、微处理器(Micro Processor，μP)等的发展和应用，使得OFDM系统的实现更加容易，成为应用最广的一种多载波传输方案。

由于无线信道存在频率选择性，但是不可能所有的子载波同时处于比较深的衰落情况中，因此可以通过动态比特分配以及动态子信道分配的方法，充分利用载波干扰噪声比较高的子信道，从而提高系统的性能。OFDM符号内各个子载波上的总功率分为两部分，一部分是信号功率，另一部分是干扰加噪声的功率。载波干扰噪声比(Carrier-to-inference plus noise ratio，CINR)为子载波上的信号功率与干扰加噪声的功率的比值。OFDM系统保留了一些子信道作为传送导频信息之用。这些子信道的相位与幅度都是已知的。通过检测这些子信道的功率能够得到载波干扰噪声比。载波干扰噪声比是反映信道质量的一个重要参数，精确估计出载波干扰噪声比是OFDM系统进行自适应编码调制(Adaptive Modulation Coding，AMC)和功率控制所必需的。

现有技术中，通过导频子载波上的频域信道估计值之间的相关运算，估计出信号功率，进而得到载波干扰噪声比值。

在802.16e系统中，根据子载波的排列方式的不同存在多种模式，下行常用的模式有使用部分子信道(Partial usage of subchannels，PUSC)模式、使用全部子信道(Full usage of subchannels，PUSC)模式和自适应编码调制(AdaptiveModulation Coding，AMC)模式，上行常用的模式有PUSC模式和AMC模式。

现以802.16e上行PUSC模式为例说明使用现有技术进行载波干扰噪声比测量的具体过程。当上行PUSC模式的子载波个数为1024时，这1024个子载波分为保护子载波(183个)和可用子载波(841个)，可用子载波中包含一个直流子载波。

对1024个子载波按照低频到高频的顺序进行编号，记为子载波1、子载波2、...、子载波1024。子载波1至92为左保护子载波，子载波934至1024为右保护子载波，子载波513为直流子载波。对余下的840个可用子载波按照低频到高频的顺序进行划分，每4个连续的可用子载波构成一个tile，这样就有210个tile。按照某种特定的排列方式，重新排列210个tile，构成35个子信道。每个子信道包含6个tile即24个子载波，构成一个子信道的6个tile在频域上是不连续的，而每个tile中的4个子载波在频域上是连续的。

在标准802.16e上行PUSC模式下，一个上行用户分配到的时频区域由多个上行slot组成。上行slot是一个时频两维概念，在时域上占据了连续的3个OFDM符号，在频域上占据了1个子信道。上行slot可以划分为6个大小和结构都相同的时频单元，每个时频单元在时域上占据了连续的3个OFDM符号，在频域上占据了1个tile(即4个连续的子载波)。

时频单元中数据子载波和导频子载波的位置是确定的，图1为一个时频单元内的导频子载波和数据子载波的位置示意图。一个时频单元总共包含12个子载波，其中有4个导频子载波，8个数据子载波，导频子载波位于第一和第三个OFDM符号内，第二个OFDM符号不含导频子载波。图1中，R_i，j(1≤i ≤6，1≤j≤12)代表数据子载波，P_i，j(1≤i≤6，1≤j≤2)代表导频子载波，i为一个时频单元内OFDM符号的编号，j为一个时频单元内的同一个OFDM符号内数据子载波或导频子载波的编号。

在实际的通信过程中，用户(即终端)在分配到的时频区域上进行通信。可以利用分配到的时频区域中的部分或者所有的导频子载波来进行载波干扰噪声比计算，利用的导频子载波越多，得到的载波干扰噪声比就越准确。

将一个上行用户分配到的时频区域划分为多个时频单元，选取其中的K个时频单元用于载波干扰噪声比的计算，P_i，j，k代表第k个时频单元中的第i个OFDM符号的第j个导频子载波(1≤k≤K，i＝1或3，1≤j≤2)。

设各个导频子载波上传输的数据值为S_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)，对应的频域信道响应值为H_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)，则导频子载波可表达为

P_i，j，k＝H_i，j，kS_i，j，k+N_i，j，k    (1)

N_i，j，k为导频子载波上的干扰加噪声。根据载波干扰噪声比的定义，导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比为

802.16e系统中导频子载波上传输的数据S_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)在接收端都是已知的，因此可将子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的频域信道响应的估计值

${\hat{H}}_{i,j,k}=\frac{P_{i,j,k}}{S_{i,j,k}}=H_{i,j,k}+\frac{N_{i,j,k}}{S_{i,j,k}}---\left(2\right)$

(2)式中，可以将中的H_i，j，k看作信号，将

看作干扰加噪声，则

中的信号功率为|H_i，j，k|²，干扰加噪声的功率为

总功率为

因此

(i＝1或3，1≤j ≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比为

标准802.16e规定导频子载波承载数据的调制方式为二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)，并经过同样的功率提升，因此S_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的模值都是一样的，所以

$\frac{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{|N_{i,j,k}/S_{i,j,k}|}^2}=\frac{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}{S}_{i,j,k}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|N_{i,j,k}\right|}^2}---\left(3\right)$

(3)式表明，导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比与

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比是相同的。

这里认为N_i，j，k服从零均值的高斯分布，所以

也服从零均值的高斯分布。记

则

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的总功率为

$P=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,j,k}\right|}^2---\left(4\right)$

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中实际的信号功率为

$P_C=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2---\left(5\right)$

频域信道响应值H_i，j，k(i＝1或3，1≤j ≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通过(5)式求出实际的信号功率P_C，(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中的信号功率估计值可用下式计算

${\hat{P}}_C=2*\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\right|---\left(6\right)$

假设信道为时不变信道，则H_1，j，k＝H_3，j，k，(1≤j≤2，1≤k≤K)。那么

$2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)$

$=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left[(H_{1,j,k}+W_{1,j,k})(H_{3,j,k}^{*}+W_{3,j,k}^{*})\right]$ (7)

$=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{1,j,k}{H}_{3,j,k}^{*}\right)+U_0$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2+U_0$

(7)式中，

是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₀近似为零。结合(5)、(6)、(7)式得到

${\hat{P}}_C=2*\left|\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\right|=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2=P_C---\left(8\right)$

即(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中的信号功率估计值

等于

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中实际的信号功率P_C。

因此，

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)中干扰加噪声的功率为

$P_N=P-P_C=P-{\hat{P}}_C---\left(9\right)$

则

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比，也即导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比为

$\mathrm{CINR}=\frac{{\hat{P}}_C}{P_N}=\frac{{\hat{P}}_C}{P-{\hat{P}}_C}---\left(10\right)$

上述载波干扰噪声比的测量过程是基于信道为时不变信道的，当终端不移动时，信号经历的是近似的时不变信道，在这种情况下采用现有技术进行载波干扰噪声比的测量，精度很高。但是当终端移动时，信号经历的是时变信道，此时若采用现有技术，将忽略由于多普勒频移引起的时间选择性衰落，这样得到的载波干扰噪声比估计值的误差较大。终端的移动速度越快，信道的变化越快，载波干扰噪声比估计值的误差就会越大。

发明内容

本发明提供一种载波干扰噪声比的测量方法，用以解决现有技术中当移动终端经历时变信道时载波干扰噪声比测量不准确的问题。

本发明另提供一种载波干扰噪声比的测量装置。

本发明方法包括步骤：

分别从一个或多个时频单元中的两个OFDM符号上的相同频点选取多个子载波，并保证每个时频单元中选取的子载波数量相同；其中，选取子载波时，在所述两个OFDM符号的每个符号中的相邻或相近的频点选取子载波；

分别从所述时频单元的所述两个OFDM符号中选取一个或两个符号，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，及选取的OFDM符号上的子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率；

根据所述时频单元内所述OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，利用计算出的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率和所述频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率，消除前者干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；

根据消除误差后的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率，计算得到载波干扰噪声比。

根据本发明的上述方法，选取子载波之前还包括步骤：

从一个时频资源中选取一个或多个时频单元；所述时频单元在时域上至少占据2个OFDM符号，在频域上至少有2个子载波。

选取的所述子载波承载数据的调制方式相同。

选取的所述子载波为导频子载波或/和数据子载波。

当选取的子载波包含数据子载波时，通过解出该数据子载波承载的数据获取该子载波的频域信道响应估计值。

根据本发明的上述方法，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率的过程包括：

分别计算各时频单元中所选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的功率并进行累加；

分别计算各时频单元中所选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值并进行累加；

将计算得到的子载波的频域信道响应估计值的总功率减去相应子载波的频域信道响应估计值中实际信号的总功率估计值，得到所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率。

上述方法中，当分别从各时频单元中的所述两个OFDM符号中选取一个符号时，计算各时频单元中所述一个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值的过程包括：

分别将所述OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值与同一时频单元中的另一个OFDM符号上相同频点的子载波的频域信道响应估计值进行共轭相乘运算后取实部，得到该OFDM符号上各子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值，并将其累加；

当分别从各时频单元中选取所述两个OFDM符号时，计算各时频单元中所述两个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值，包括步骤：

将所述两个OFDM符号中的相同频点的所述子载波的频域信道响应估计值分别进行共轭相乘运算后取实部并进行累加，将累加结果乘2。

根据本发明的上述方法，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率的过程包括：

分别计算各时频单元中选取的各OFDM符号中每个符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和的功率并进行累加；

分别计算各时频单元中选取的各OFDM符号中每个符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的功率估计值并进行累加；

将计算得到的所述OFDM符号的子载波的频域信道响应估计值之和的总功率减去相应OFDM符号的子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的总功率估计值，得到所述子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率。

上述方法中，当分别从各时频单元中的所述两个OFDM符号中选取一个符号时，计算各时频单元中所述OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的功率估计值的过程包括：

将所述OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和与同一时频单元中的另一个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和进行共轭相乘运算后取实部；

当分别从各时频单元中的所述两个OFDM符号时，计算各时频单元中所述两个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的功率估计值的过程包括：

将所述两个OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应估计值之和进行共轭相乘运算后取其实部，并将结果值乘2。

根据本发明的上述方法，根据所述时频单元内所述OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，消除所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差的过程包括：

在计算所述频域信道响应估计值的干扰噪声功率以及频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率时，分别引入由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；

根据所述时频单元内所述OFDM符号的子载波的频域信道响应在频域上不变的规律，解出所述功率误差；

利用解出的功率误差，计算得到所述频域信道响应估计值的干扰噪声功率。

根据本发明的上述方法，计算载波干扰噪声比进一步包括：根据所述子载波承载数据的调制方式，调整由所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率计算得到的载波干扰噪声比，得到子载波的载波干扰噪声比。

上述方法中，包括步骤：

根据所述子载波承载数据的调制方式确定对应的调整系数；

将所述子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比与该系数相乘，得到所述子载波的载波干扰噪声比。

本发明提供的载波干扰噪声比的测量装置，包括：

子载波选取模块，用于分别从一个或多个时频单元中的两个OFDM符号上的相同频点选取多个子载波，并保证每个时频单元中选取的子载波数量相同；其中，选取子载波时，在所述两个OFDM符号的每个符号中的相邻或相近的频点选取子载波；

干扰噪声功率计算模块，用于分别从所述时频单元中的所述两个OFDM符号中选取一个或两个符号，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，及该OFDM符号上的子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率；

干扰噪声功率误差消除模块，用于根据所述时频单元内所述OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，利用计算出的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率和所述频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率，消除前者干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；

载波干扰噪声比计算模块，用于根据消除误差后的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率，计算得到载波干扰噪声比。

本发明的有益效果如下：

(1)本发明通过利用一个或多个时频单元中的两个符号中相同频点的子载波的频域信道响应估计值计算子载波的干扰噪声功率，并根据一个时频单元中同一符号的子载波的频域信道响应在频域上不变的规律，消除计算出的干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差，从而克服了现有技术中信号经历时变信道时由时间选择性衰落所造成的载波干扰噪声比测量不准的问题，使计算得到的载波干扰噪声比更加精确，进而达到充分利用载波干扰噪声比较高的子信道进行资源分配，提高系统性能的目的。

(2)本发明可利用导频子载波或/和数据子载波的频域信道响应估计值精确测量载波干扰噪声比，满足不同情况下的载波干扰噪声比的测量要求，提高了载波干扰噪声比测量的灵活性。

(3)本发明根据子载波承载数据的调制方式调整载波干扰噪声比，使本发明方法适用于在多种数据调制方式下对载波干扰比进行精确测量，提高了本发明的适应性。

附图说明

图1为802.16e系统上行PUSC模式下的一个时频单元内导频子载波和数据子载波位置示意图；

图2为本发明实施例一中在802.16e系统上行PUSC模式下利用导频子载波的频域信道响应估计值测量载波干扰噪声比的流程示意图；

图3为本发明实施例二中在802.16e系统上行PUSC模式下利用导频子载波的频域信道响应估计值测量载波干扰噪声比的流程示意图；

图4为本发明的载波干扰噪声比的测量装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明根据一个时频单元中同一符号上相邻或相近的子载波的频域信道响应在频域上不变的规律，消除在利用两个符号上同频点的子载波计算的子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率中由频域信道响应随时间线性变化所引起的功率误差，从而保证载波干扰噪声比的测量精度。

下面通过三个实施例对本发明进行详细描述。

实施例一

本实施例描述802.16e上行PUSC模式下，利用导频子载波上频域信道响应的估计值测量子载波的载波干扰噪声比的具体过程。

本实施例沿用现有技术中所举的实例，现有技术已经证明，在导频子载波承载数据的调制方式为BPSK时，导频子载波P_i，j，k(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比与其频域信道估计值

(i＝1或3，1≤j≤2，1≤k≤K)的载波干扰噪声比是相同的，因此，可通过频域信道估计值来测量导频子载波的载波干扰噪声比。

参见图2，为本发明在802.16e系统上行PUSC模式下，利用导频子载波的频域响应信号估计值测量载波干扰噪声比的流程示意图。导频子载波承载数据的调制方式为BPSK，利用导频子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比确定导频子载波的载波干扰噪声比的具体步骤包括：

S101、在分配给用户的时频资源中选取K个时频单元，选取各时频单元中第1、3个OFDM符号中的导频子载波P_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，并获取其频域响应信号估计值

并分别计算第1、3个OFDM符号中的导频子载波的频域信道响应估计值之和

本实施例中所选的时频单元在时域上占据3个OFDM符号，在频域上有4个子载波，如图1所示。

第1个OFDM符号中的导频子载波的频域信道响应估计值之和为

${\hat{J}}_{1,k}={\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}+{\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k},(1\≤k\≤K)---\left(1.1\right)$

第3个OFDM符号中的导频子载波的频域信道响应估计值之和为

${\hat{J}}_{3,k}={\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}+{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k},(1\≤k\≤K)---\left(1.2\right)$

S102、计算所有时频单元中的第1、3个OFDM符号的导频子载波P_i，j，k (i＝1，3；1≤j ≤2，1≤k≤K)的频域信道响应估计值的总功率值P₁和实际信号的总功率估计值

并由此得到

的干扰噪声功率估计值

的总功率为

$P_1=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,j,k}\right|}^2---\left(1.3\right)$

中实际的信号功率为

$P_{C1}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1,3}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2---\left(1.4\right)$

频域信道响应值H_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通过(1.4)式求出实际的信号功率P_C1，在此，将

中的实际信号的总功率估计值记为

${\hat{P}}_{C1}=\mathrm{Re}\{2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\}---\left(1.5\right)$

其中，Re{}表示取实部。

则

的干扰噪声功率的估计值为

${\hat{P}}_{N1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}---\left(1.6\right)$

S103、计算所有时频单元中的第1、3个OFDM符号中的导频子载波P_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)的频域信道响应估计值之和

的功率值P₂和实际信号的总功率估计值

并由此得到

的干扰噪声功率估计值

因为

所以

${\hat{J}}_{i,k}={\hat{H}}_{i,1,k}+{\hat{H}}_{i,2,k}=J_{i,k}+V_{i,k}---\left(1.7\right)$

(1.7)式中，J_i，k＝H_i，1，k+H_i，2，k，V_i，k＝W_i，1，k+W_i，2，k。可以将

中的J_i，k看作信号，将V_i，k看作干扰加噪声，则

中的信号功率为|J_i，k|²，干扰加噪声的功率为|V_i，k|²，总功率为

的总功率为

$P_2=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{J}}_{i,k}\right|}^2---\left(1.8\right)$

中实际的信号功率为

$P_{C2}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|J_{i,k}\right|}^2---\left(1.9\right)$

频域信道响应值H_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通过(1.9)式求出实际的信号功率P_C2，在此，将中的实际信号的总功率估计值记为

${\hat{P}}_{C2}=\mathrm{Re}\{2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{J}}_{1,k}{\hat{J}}_{3,k}^{*}\right)\}---\left(1.10\right)$

其中，Re{}表示取实部。

则

的干扰噪声功率的估计值为

${\hat{P}}_{N2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}---\left(1.11\right)$

S104、在上述步骤S102和S103中计算出的干扰噪声功率

和中分别引入由导频子载波的频域信道响应随时间变化所引起的功率误差ε₁和ε₂，并根据一个时频单元内同一OFDM符号中的导频子载波的频域信道响应近似不变的规律，解出引入的误差值，并对计算出的干扰噪声功率进行调整，消除误差的因素的影响。

观察(1.5)式可知

$2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)$

$=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left[(H_{1,j,k}+W_{1,j,k})(H_{3,j,k}^{*}+W_{3,j,k}^{*})\right]---\left(1.12\right)$

$=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{1,j,k}{H}_{3,j,k}^{*}\right)+U_1$

(1.12)式中，

是许多个零均值的高斯变量累加的结果，可以认为U₁近似为零，则

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_{1,j,k}{H}_{3,j,k}^{*}\right)---\left(1.13\right)$

当终端移动时，信号经历的是时变信道，频域信道响应值随着时间发生变化，即H_1，j，k≠H_3，j，k，(1≤j≤2，1≤k≤K)。此时

${\hat{P}}_{C1}=\mathrm{Re}\{2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\}\≠P_{C1}---\left(1.14\right)$

由此可以看出，根据(1.5)式计算出的

小于其实际的信号功率P_C1，因此，在计算信号功率的过程中引入误差

则

的干扰噪声功率为

$P_{N1}=P_1-P_{C1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}-{\mathrm{\ϵ}}_1---\left(1.15\right)$

同理，根据(1.10)式计算出的

小于其实际的信号功率P_C2，因此，在计算信号功率的过程中引入误差

则

的干扰噪声功率为

$P_{N2}=P_2-P_{C2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}-{\mathrm{\ϵ}}_2---\left(1.16\right)$

对于时变信道，OFDM符号频域信道响应值P_i，j，k是变化的，因此，导频子载波上的频域信道响应值H_i，j，k满足如下的关系式：

H_3，j，k＝H_1，j，k+ΔH_j，k    (1.17)

由(1.17)式可得

J_3，k＝J_1，k+ΔJ_k             (1.18)

上式中ΔJ_k＝ΔH_1，k+ΔH_2，k。

实际通信中信号经历的是多径信道，多径会产生频域选择性衰落，即同一个OFDM符号内各个导频子载波上的频域信道响应值是变化的。图1描述了1个时频单元内导频子载波和数据子载波的分布，从图1中可以看出：在1个时频单元内的第1或第3个符号中，两个导频子载波之间隔了两个数据子载波，这两个导频子载波在频域上靠得很近，此时由多径产生频域选择性衰落可以忽略。因此

$\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{1,1},k}=H_{\mathrm{1,2},k}\\ H_{\mathrm{3,1},k}=H_{\mathrm{3,2},k}\end{array}\right.---\left(1.19\right)$

根据(1.15)、(1.16)、(1.17)可得

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{H}_{1,k}=\mathrm{\Δ}{H}_{2,k}=\mathrm{\Δ}{H}_k\\ \mathrm{\Δ}{J}_k=2*\mathrm{\Δ}{H}_k\end{array}\right.---\left(1.20\right)$

因此，可得到误差ε₁和ε₂的表达式：

${\mathrm{\ϵ}}_1=P_{C1}-{\hat{P}}_{C1}=2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{\Δ}{H}_k\right|}^2---\left(1.21\right)$

${\mathrm{\ϵ}}_2=P_{C2}-{\hat{P}}_{C2}=4*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{\Δ}{H}_k\right|}^2---(1.22)$

由(1.21)、(1.22)式可知

ε₂＝2ε₁                    (1.23)

在连续的几个OFDM符号内，各个导频子载波上的干扰加噪声是近似独立同分布的，所以可以认为P_N1＝P_N2＝P_N。

由(1.15)、(1.16)、(1.23)式就能够解得ε₁、ε₂和P_N。

${\mathrm{\ϵ}}_1=(P_2-{\hat{P}}_{C2})-(P_1-{\hat{P}}_{C1})$

${\mathrm{\ϵ}}_2=2(P_2-{\hat{P}}_{C2})-2(P_1-{\hat{P}}_{C1})$

$P_N=P_{N1}=P_1-P_{C1}=2(P_1-{\hat{P}}_{C1})-(P_2-{\hat{P}}_{C2})---\left(1.24\right)$

S105、利用

干扰噪声功率计算得到载波干扰噪声比。

的载波干扰噪声比为

${\mathrm{CINR}}_1=\frac{P_1-P_N}{P_N}---\left(1.25\right)$

S106、根据导频子载波上承载数据的调制方式，由导频子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出导频子载波上的载波干扰噪声比。

本实施例中，导频子载波上承载数据的调制方式为BPSK。当采用BPSK调制时，导频子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比CINR₁与导频子载波的载波干扰噪声比CINR_BPSK相等，即两者间的系数为1，此时CINR_BPSK＝CINR₁。

实施例二

本实施例描述802.16e上行PUSC模式下，利用导频子载波上频域信道响应的估计值测量子载波的载波干扰噪声比的具体过程，该过程与实施例一类似，不同之处在于，实施例一是通过两个OFDM符号的载波干扰噪声功率测量载波干扰噪声比，本实施例是通过一个OFDM符号的载波干扰噪声功率测量载波干扰噪声比。

参见图3，为本发明在802.16e系统上行PUSC模式下利用导频子载波的频域信道响应估计值测量载波干扰噪声比的流程示意图，其具体步骤包括：

S201、在分配给用户的时频区域中选取K个时频单元，选取各时频单元中第1、3个OFDM符号中的导频子载波P_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，并获取其频域响应信号估计值

并分别计算第1、3个OFDM符号中的导频子载波的频域信道响应估计值之和

${\hat{J}}_{1,k}={\hat{H}}_{\mathrm{1,1},k}+{\hat{H}}_{\mathrm{1,2},k},(1\≤k\≤K)$

${\hat{J}}_{3,k}={\hat{H}}_{\mathrm{3,1},k}+{\hat{H}}_{\mathrm{3,2},k},(1\≤k\≤K)$

S202、计算所有时频单元中的导频子载波P_i，j，k(i＝1，1≤j≤2，1≤k≤K)的频域信道响应估计值

的总功率值P₁和实际信号的总功率估计值

并由此得到

的干扰噪声功率估计值

的总功率为

$P_1=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{H}}_{i,j,k}\right|}^2$

实际的信号功率为

$P_{C1}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{i,j,k}\right|}^2$

实际的信号功率估计值为

${\hat{P}}_{C1}=\mathrm{Re}\left\{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{H}}_{1,j,k}{\hat{H}}_{3,j,k}^{*}\right)\right\}$

干扰噪声功率为

${\hat{P}}_{N1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}$

S203、计算所有时频单元中的导频子载波P_i，j，k(i＝1，1≤j≤2，1≤k≤K)的频域信道响应估计值之和

的功率值P₂和实际信号的总功率估计值

并由此得到

的干扰噪声功率估计值

的总功率为

$P_2=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{J}}_{1,k}\right|}^2$

实际的信号功率为

$P_{C2}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|J_{1,k}\right|}^2$

实际的信号功率的估计值为

${\hat{P}}_{C2}=\mathrm{Re}\left\{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{J}}_{1,k}{\hat{J}}_{3,k}^{*}\right)\right\}$

干扰噪声功率为

${\hat{P}}_{N2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}$

S204、在上述步骤S202和S203中计算出的干扰噪声功率

和

中分别引入由导频子载波的频域信道响应随时间变化所引起的功率误差ε₁和ε₂，并根据一个时频单元内同一OFDM符号中的导频子载波的频域信道响应近似不变的规律，解出引入的误差值，并对计算出的干扰噪声功率进行调整，消除误差的因素的影响。

在的干扰噪声功率中引入误差后：

$P_{N1}=P_1-P_{C1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}-{\mathrm{\ϵ}}_1$

在

的干扰噪声功率中引入误差后：

$P_{N2}=P_2-P_{C2}=P_2{-\hat{P}}_{C2}-{\mathrm{\ϵ}}_2$

同实施例一，根据同一符号内的导频子载波的频域信道响应近似相等，可以计算得到

ε₂＝2ε₁

又因为在连续的几个OFDM符号内，各个导频子载波上的干扰加噪声是近似独立同分布的，所以可以认为P_N1＝P_N2＝P_N，因而可计算得到

${\mathrm{\ϵ}}_1=(P_2-{\hat{P}}_{C2})-(P_1-{\hat{P}}_{C1})$

${\mathrm{\ϵ}}_2=2(P_2-{\hat{P}}_{C2})-2(P_1-{\hat{P}}_{C1})$

$P_N=P_{N1}=P_1-P_{C1}=2(P_1-{\hat{P}}_{C1})-(P_2-{\hat{P}}_{C2})$

S205、利用干扰噪声功率计算得到载波干扰噪声比。

的载波干扰噪声比为

${\mathrm{CINR}}_1=\frac{P_1-P_N}{P_N}$

S206、根据导频子载波上承载数据的调制方式，由导频子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出导频子载波上的载波干扰噪声比。

需要说明的是，如果信号经历时不变信道时，采用上述实施例一和实施例二所描述的方法进行载波干扰噪声比的测量也是可行的。

除了利用导频子载波上频域信道响应的估计值计算载波干扰噪声比，还可以利用数据子载波上频域信道响应的估计值计算载波干扰噪声比，其方法与利用导频子载波的频域信道响应估计值计算载波干扰噪声比的原理基本相同。

子载波上的载波干扰噪声比与其频域信道响应值的载波干扰噪声比是由子载波承载数据的调制方式决定的。在标准802.16e中规定导频子载波承载数据的调制方式为BPSK，在这种调制方式下，导频子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比与导频子载波的载波干扰噪声比相等。在标准802.16e中规定数据子载波承载数据的调制方式可以是QPSK、16QAM或者64QAM，因此需要根据不同承载数据的调制方式确定数据子载波上的载波干扰噪声比与其频域信道响应值的载波干扰噪声比之间的系数关系。

下面以数据子载波为例，描述不同承载数据的调制方式下，子载波上的载波干扰噪声比与其频域信道响应值的载波干扰噪声比之间的系数关系的推导过程。

如图1所示，R_i，j代表数据子载波，i为一个时频单元内OFDM符号的编号，j为一个时频单元的同一个OFDM符号内数据子载波的编号。从图1中可以看出，时频单元内的第二个OFDM符号是不含导频子载波的。设一个上行数据资源块中含有K个时频单元，R_i，j，k代表第k个时频单元中、第i个OFDM符号的第j个数据子载波。这里利用数据子载波R_i，j，k(i＝1，3；1≤j ≤2，1≤k≤K)进行载波干扰噪声估计。

设各个数据子载波上传输的数据值为T_i，j，k(1≤i≤6，1≤j ≤12，1≤k≤K)，对应的频域信道响应值为D_i，j，k(1≤i ≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)。则数据子载波R_i，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)为

R_i，j，k＝D_i，j，kT_i，j，k+N_i，j，k

其中，N_i，j，k为数据子载波上的干扰加噪声，N_i，j，k服从零均值的高斯分布。根据载波干扰噪声比的定义，数据子载波R_i，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比为

在802.16e  系统的接收端，能够解出数据子载波R_i，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)上传输的数据值(即为T_i，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K))，这样就得到了数据子载波上频域信道响应的估计值

${\hat{D}}_{i,j,k}=\frac{R_{i,j,k}}{T_{i,j,k}}=D_{i,j,k}+\frac{N_{i,j,k}}{T_{i,j,k}}$

上式中，可以将

中的D_i，j，k看作信号，将

看作干扰加噪声，则

中的信号功率为|D_i，j，k|²，干扰加噪声的功率为

总功率为

因此，

的载波干扰噪声比为

如果数据子载波上承载的数据采用QPSK调制，T_i，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)的模值都等于1，因此

此时数据子载波R_i，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)上的载波干扰噪声比与的载波干扰噪声比是相同的。

如果数据子载波上承载的数据采用16QAM调制，每个数据子载波上传输的数值代表了4个比特的信息，记这四个比特为b₃b₂b₁b₀。表1规定了一种16QAM调制的映射规则，b₃b₂b₁b₀根据映射规则映射到星座图中的某一个星座点上，星座点对应的数值就是子载波上传输的数值。

表1：比特信息映射规则(16QAM调制)

从表1可以看出，采用16QAM调制时，各个星座点对应的数值的模值是不完全相同的，有3种不同的模值，因此

即数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比CINR_16QAM不等于

上的载波干扰噪声比CINR₁。CINR_16QAM和CINR₁不相等，但是两者存在一定的关系。

数据子载波需要传输的比特信息是随机的，因此当发射端的数据调制方式为16QAM时，数据映射到每个星座点上的概率都等于1/16。由表1可知，采用16QAM调制时各个星座点对应的数值的模方(模值的平方，即|T|²)可能是1/5、1或9/5。并且

(表示|T|²等于1/5的概率为1/4)；

从统计角度得出：

${\left|T\right|}^2=P({\left|T\right|}^2=\frac{1}{5})*\frac{1}{5}+P({\left|T\right|}^2=1)*1+P({\left|T\right|}^2=\frac{9}{5})*\frac{9}{5}=1$

$\frac{1}{{\left|T\right|}^2}=P({\left|T\right|}^2=\frac{1}{5})*5+P({\left|T\right|}^2=1)*1+P({\left|T\right|}^2=\frac{9}{5})*\frac{9}{5}=\frac{17}{9}$

因此数据子载波R＝DT+N的载波干扰噪声比

信道响应估计值的载波干扰噪声比

由此就可以推出数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比与

的载波干扰噪声比之间的关系：

${\mathrm{CINR}}_{16\mathrm{QAM}}={\mathrm{CINR}}_1*\frac{17}{9}$

由上式就能够通过CINR₁解出数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比CINR_16QAM。

如果数据子载波上承载的数据采用64QAM调制，每个数据子载波上传输的数值代表了6个比特的信息，记这6个比特为b₅b₄b₃b₂b₁b₀。表2规定了一种64QAM调制的映射规则，b₅b₄b₃b₂b₁b₀根据映射规则映射到星座图中的某一个星座点上，星座点对应的数值就是子载波上传输的数值。

表2：比特信息映射规则(64QAM调制)

从表2可以看出，采用64QAM调制时，各个星座点对应的数值的模值是不完全相同的，有9种不同的模值，因此

即数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比CINR_64QAM不等于上的载波干扰噪声比CINR₁。CINR_64QAM和CINR₁不相等，但是两者存在一定的关系。

由表2可知，采用64QAM调制时各个星座点对应的数值的模方(模值的平方，即|T|²)可能是1/21、5/21、3/7、13/21、17/21、25/21、29/21、37/21或7/3。并且

从统计角度可以得出：

${\left|T\right|}^2=P({\left|T\right|}^2=\frac{1}{21})*\frac{1}{21}+P({\left|T\right|}^2=\frac{5}{21})*\frac{5}{21}+P({\left|T\right|}^2=\frac{3}{7})*\frac{3}{7}$

$+P({\left|T\right|}^2=\frac{13}{21})*\frac{13}{21}+P({\left|T\right|}^2=\frac{17}{21})*\frac{17}{21}+P({\left|T\right|}^2=\frac{25}{21})*\frac{25}{21}$

$+P({\left|T\right|}^2=\frac{29}{21})*\frac{29}{21}+P({\left|T\right|}^2=\frac{37}{21})*\frac{37}{21}+P({\left|T\right|}^2=\frac{7}{3})*\frac{7}{3}=1$

$\frac{1}{{\left|T\right|}^2}=P({\left|T\right|}^2=\frac{1}{21})*21+P({\left|T\right|}^2=\frac{5}{21})*\frac{21}{5}+P({\left|T\right|}^2=\frac{3}{7})*\frac{7}{3}$

$+P({\left|T\right|}^2=\frac{13}{21})*\frac{21}{13}+P({\left|T\right|}^2=\frac{17}{21})*\frac{21}{17}+P({\left|T\right|}^2=\frac{25}{21})*\frac{21}{25}$

$+P({\left|T\right|}^2=\frac{29}{21})*\frac{21}{29}+P({\left|T\right|}^2=\frac{37}{21})*\frac{21}{37}+P({\left|T\right|}^2=\frac{7}{3})*\frac{3}{7}=2.685$

因此数据子载波R＝DT+N的载波干扰噪声比

信道响应估计值

的载波干扰噪声比

由此就可以推出数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比与

的载波干扰噪声比之间的关系：

CINR_64QAM＝CINR₁*2.685

由上式就能够通过CINR₁解出数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比CINR_64QAM。

实施例三

本实施例描述802.16e上行PUSC模式下，利用数据子载波上频域信道响应的估计值测量子载波的载波干扰噪声比的具体过程。

图1中，R_i，j代表数据子载波，i为一个时频单元内OFDM符号的编号，j为一个时频单元的同一个OFDM符号内数据子载波的编号。设一个上行数据资源块中含有K个时频单元，R_i，j，k代表第k个时频单元中、第i个OFDM符号的第j个数据子载波。本实施例利用数据子载波R_i，j，k(i＝1，3；1≤j ≤2，1≤k≤K)进行载波干扰噪声测量，具体步骤包括：

S301、在分配给用户的时频区域中选取K个时频单元，选取各时频单元中第1、3个OFDM符号中的数据子载波R_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，并通过解出数据子载波上传输的数据，获取对应数据子载波的频域响应信号估计值

并分别计算第1、3个OFDM符号上的数据子载波的频域信道响应估计值之和

设数据子载波上传输的数据为T_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，对应子载波的频域信道响应值为D_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，由于数据子载波上承载的数据对于接收端来说不是已知的，因此，需要首先在接收端解出T_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，然后，才能获得其频域信道响应估计值

${\hat{D}}_{i,j,k}=\frac{R_{i,j,k}}{T_{i,j,k}}=D_{i,j,k}+\frac{N_{i,j,k}}{T_{i,j,k}}$

因此，第1个OFDM符号上的数据子载波的频域信道响应估计值之和为

${\hat{J}}_{1,k}={\hat{D}}_{\mathrm{1,1},k}+{\hat{D}}_{\mathrm{1,2},k},(1\≤k\≤K)$

第3个OFDM符号上的数据子载波的频域信道响应估计值之和为

${\hat{J}}_{3,k}={\hat{D}}_{\mathrm{3,1},k}+{\hat{D}}_{\mathrm{3,2},k},(1\≤k\≤K)$

S302、计算所有时频单元中的数据子载波R_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)的频域信道响应估计值的总功率值P₁和实际信号的总功率估计值

并由此得到的干扰噪声功率估计值

根据与实施例一相同的原理，得到

的总功率为

$P_1=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{D}}_{i,j,k}\right|}^2$

实际的信号功率估计值为

${\hat{P}}_{C1}=\mathrm{Re}\{2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{D}}_{1,j,k}{\hat{D}}_{3,j,k}^{*}\right)\}$

干扰噪声功率的估算值为

${\hat{P}}_{N1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}$

S303、计算所有时频单元中的数据子载波R_i，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)的频域信道响应估计值之和

的功率值P₂和实际信号的总功率估计值

并由此得到

的干扰噪声功率的估计值

根据与实施例一相同的原理，得到

的总功率为

$P_2=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{1,3}}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\hat{J}}_{i,k}\right|}^2$

实际的信号功率估计值为

${\hat{P}}_{C2}=\mathrm{Re}\{2*\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left({\hat{J}}_{1,k}{\hat{J}}_{3,k}^{*}\right)\}$

干扰噪声功率的估算值为

${\hat{P}}_{N2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}$

S304、在上述步骤S302和S303中计算出的干扰噪声功率

和

中分别引入由数据子载波的频域信道响应随时间变化所引起的功率误差ε₁和ε₂，并根据一个时频单元内同一OFDM符号中的数据子载波的频域信道响应近似不变的规律，解出引入的误差值，并对计算出的干扰噪声功率进行调整，消除误差因素的影响。

在计算信号功率的过程中引入误差

则

的干扰噪声功率为

$P_{N1}=P_1-P_{C1}=P_1-{\hat{P}}_{C1}-{\mathrm{\ϵ}}_1$

同理，在计算信号功率的过程中引入误差

则的干扰噪声功率为

$P_{N2}=P_2-P_{C2}=P_2-{\hat{P}}_{C2}-{\mathrm{\ϵ}}_2$

根据与实施例一相同的原理，得到

ε₂＝2ε₁

并由此得到

${\mathrm{\ϵ}}_1=(P_2-{\hat{P}}_{C2})-(P_1-{\hat{P}}_{C1})$

${\mathrm{\ϵ}}_2=2(P_2-{\hat{P}}_{C2})-2(P_1-{\hat{P}}_{C1})$

$P_N=P_{N1}=P_1-P_{C1}=2(P_1-{\hat{P}}_{C1})-(P_2-{\hat{P}}_{C2})$

S305、利用干扰噪声功率计算得到数据载波干扰噪声比。

的载波干扰噪声比为

${\mathrm{CINR}}_1=\frac{P_1-P_N}{P_N}$

S306、根据数据子载波上承载数据的调制方式，由频域信道响应估计值的载波干扰噪声比得出数据子载波上的载波干扰噪声比。

本实施例中，当数据子载波上承载数据的调制方式为QPSK时，数据子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比CINR₁与数据子载波的载波干扰噪声比CINR_QPSK相等，即两者间的系数为1，此时CINR_QPSK＝CINR₁；

当数据子载波上承载数据的调制方式为16QAM时，数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比

当数据子载波上承载数据的调制方式为64QAM时，数据子载波R_i，j，k上的载波干扰噪声比CINR_64QAM＝CINR₁*2.685。

综合上述各实施例可知，子载波的载波干扰噪声比与子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比之间的关系是由子载波承载的数据的调制方式决定的。

常用的调制方式有多进制相移键控(M-ary Phase Shift Keying，MPSK)和正交幅度调制(Quadrature amplitude Keying，QAM)。

MPSK包括了BPSK、QPSK、8PSK、16PSK等等，如果子载波上承载数据的调制方式为MPSK(可以是MPSK的任意一种)，子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比CINR₁与子载波的载波干扰噪声比CINR_MPSK相等，即两者间的系数为1，此时CINR_MPSK＝CINR₁。

QAM调制包括了16QAM、64QAM等等。如果子载波上承载数据的调制方式为16QAM，那么子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比CINR₁与子载波的载波干扰噪声比CINR_16QAM之间的关系式为

如果子载波上承载数据的调制方式为64QAM，那么子载波频域信道响应估计值的载波干扰噪声比CINR₁与子载波的载波干扰噪声比CINR_64QAM之间的关系式为CINR_64QAM＝CINR₁*2.685。

上述实施例中，在分配给用户的时频资源中可选取任意多个时频单元，各时频单元的分布可以连续也可以离散，并允许重叠。每个时频单元中所选的OFDM符号可以不相同，但每个时频单元中所选的子载波个数相同。通过上述实施例中所描述的推导过程，可以分析得出只要保证每个时频单元中所选的子载波个数相同，就可以得到相同的误差比例关系，因而能够消除计算出的干扰噪声功率中的误差，因此，采用本发明方法时对时频单元在时频资源中的分布情况，以及各时频单元中OFDM符号的分布位置没有限制，只要保证各时频单元中选取的子载波在频域上的间隔距离不要太远。因为多径信道的延迟会产生频域选择性衰落，频域上间隔较远的子载波，其频域信道响应变化量较大，若认为近似不变将影响载波干扰噪声比的测量精度。需要根据信号经历的多径信道的延迟情况确定选取子载波的间隔距离，多径信道的延迟越大，选取的子载波的间隔距离应越近。

上述实施例分别以导频子载波和数据子载波的频域信道响应估计值计算子载波的载波干扰噪声比。当导频子载波和数据子载波承载的数据采用相同的调制方式时，也可以同时使用导频子载波和数据子载波的频域信道响应估计值计算子载波的载波干扰噪声比，其计算过程与实施例类似。

上述实施例是以802.16e系统的上行PUSC模式为例进行描述的。本发明方法同样适用于802.16e系统的其他模式，如上行和下行AMC模式、下行FUSC模式和下行PUSC模式。除此之外，只要是基于OFDM技术的通信系统，都可以采用本发明提供的方法进行载波干扰噪声比的测量。

基于上述方法，本发明提供了一种载波干扰噪声比的测量装置。

如图4所示，为本发明的载波干扰噪声比的测量装置，该装置包括子载波选取模块、干扰噪声功率计算模块、干扰噪声功率误差消除模块和载波干扰噪声比计算模块。

子载波选取模块分别从一个或多个时频单元中的两个符号上的相同频点选取多个子载波，每个时频单元中选取的子载波数量相同；获取这些子载波的频域信道响应估计值，并分别计算每个符号上的所选取的子载波的频域信道响应估计值之和。选取的这些子载波承载数据的调制方式相同，为导频子载波或/和数据子载波。当选取的子载波为数据子载波时，该模块首先解出数据子载波上传输的数据，再根据解出的数据得到数据子载波的频域信道响应估计值。

干扰噪声功率计算模块分别从上述选取的时频单元中的两个符号中选取部分或全部的符号，计算选取的符号上的子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，及该符号上的子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率。

干扰噪声功率误差消除模块根据时频单元内所选取的符号中子载波的频域信道响应在频域上不变，利用计算出的子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率和频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率，消除前者干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差。

载波干扰噪声比计算模块根据消除误差后的子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，计算得到载波干扰噪声比。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (13)

1、一种载波干扰噪声比的测量方法，其特征在于，包括以下步骤：

分别从一个或多个时频单元中的两个正交频分复用OFDM符号上的相同频点选取多个子载波，并保证每个时频单元中选取的子载波数量相同；其中，选取子载波时，在所述两个OFDM符号的每个符号中的相邻或相近的频点选取子载波；

分别从所述时频单元的所述两个OFDM符号中选取一个或两个符号，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，及选取的OFDM符号上的子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率；

根据所述时频单元内所述OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，利用计算出的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率和所述频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率，消除前者干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；

根据消除误差后的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率，计算得到载波干扰噪声比。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，选取子载波之前还包括步骤：

从一个时频资源中选取一个或多个时频单元；所述时频单元在时域上至少占据2个OFDM符号，在频域上至少有2个子载波。

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，选取的所述子载波承载数据的调制方式相同。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，选取的所述子载波为导频子载波或/和数据子载波。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于，当选取的子载波包含数据子载波时，通过解出该数据子载波承载的数据获取该子载波的频域信道响应估计值。

6、如权利要求1所述的方法，其特征在于，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率的过程包括：

分别计算各时频单元中所选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的功率并进行累加；

分别计算各时频单元中所选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值并进行累加；

将计算得到的子载波的频域信道响应估计值的总功率减去相应子载波的频域信道响应估计值中实际信号的总功率估计值，得到所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率。

7、如权利要求6所述的方法，其特征在于，当分别从各时频单元中的所述两个OFDM符号中选取一个符号时，计算各时频单元中所述一个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值的过程包括：

分别将所述OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值与同一时频单元中的另一个OFDM符号上相同频点的子载波的频域信道响应估计值进行共轭相乘运算后取实部，得到该OFDM符号上各子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值，并将其累加；

当分别从各时频单元中选取所述两个OFDM符号时，计算各时频单元中所述两个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值中实际信号的功率估计值，包括步骤：

将所述两个OFDM符号中的相同频点的所述子载波的频域信道响应估计值分别进行共轭相乘运算后取实部并进行累加，将累加结果乘2。

8、如权利要求1所述的方法，其特征在于，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率的过程包括：

分别计算各时频单元中选取的各OFDM符号中每个符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和的功率并进行累加；

分别计算各时频单元中选取的各OFDM符号中每个符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的功率估计值并进行累加；

将计算得到的所述OFDM符号的子载波的频域信道响应估计值之和的总功率减去相应OFDM符号的子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的总功率估计值，得到所述子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率。

9、如权利要求8所述的方法，其特征在于，当分别从各时频单元中的所述两个OFDM符号中选取一个符号时，计算各时频单元中所述OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的功率估计值的过程包括：

将所述OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和与同一时频单元中的另一个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和进行共轭相乘运算后取实部；

当分别从各时频单元中的所述两个OFDM符号时，计算各时频单元中所述两个OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值之和中实际信号的功率估计值的过程包括：

将所述两个OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应估计值之和进行共轭相乘运算后取其实部，并将结果值乘2。

10、如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述时频单元内所述OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，消除所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差的过程包括：

在计算所述频域信道响应估计值的干扰噪声功率以及频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率时，分别引入由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；

根据所述时频单元内所述OFDM符号的子载波的频域信道响应在频域上不变的规律，解出所述功率误差；

利用解出的功率误差，计算得到所述频域信道响应估计值的干扰噪声功率。

11、如权利要求1所述的方法，其特征在于，计算载波干扰噪声比进一步包括：

根据所述子载波承载数据的调制方式，调整由所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率计算得到的载波干扰噪声比，得到子载波的载波干扰噪声比。

12、如权利要求11所述的方法，其特征在于，包括步骤：

根据所述子载波承载数据的调制方式确定对应的调整系数；

将所述子载波的频域信道响应估计值的载波干扰噪声比与该系数相乘，得到所述子载波的载波干扰噪声比。

13、一种载波干扰噪声比的测量装置，其特征在于，包括：

子载波选取模块，用于分别从一个或多个时频单元中的两个正交频分复用OFDM符号上的相同频点选取多个子载波，并保证每个时频单元中选取的子载波数量相同；其中，选取子载波时，在所述两个OFDM符号的每个符号中的相邻或相近的频点选取子载波；

干扰噪声功率计算模块，用于分别从所述时频单元中的所述两个OFDM符号中选取一个或两个符号，计算选取的OFDM符号上的所述子载波的频域信道响应估计值的干扰噪声功率，及该OFDM符号上的子载波的频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率；

干扰噪声功率误差消除模块，用于根据所述时频单元内所述OFDM符号中的所述子载波的频域信道响应在频域上不变，利用计算出的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率和所述频域信道响应估计值之和的干扰噪声功率，消除前者干扰噪声功率中由频域信道响应随时间变化所引起的功率误差；

载波干扰噪声比计算模块，用于根据消除误差后的所述子载波频域信道响应估计值的干扰噪声功率，计算得到载波干扰噪声比。

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