CN103004126A - 改进的正交频分复用(ofdm)通信时隙结构和方法 - Google Patents

改进的正交频分复用(ofdm)通信时隙结构和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103004126A
CN103004126A CN2011800351873A CN201180035187A CN103004126A CN 103004126 A CN103004126 A CN 103004126A CN 2011800351873 A CN2011800351873 A CN 2011800351873A CN 201180035187 A CN201180035187 A CN 201180035187A CN 103004126 A CN103004126 A CN 103004126A
Authority
CN
China
Prior art keywords
symbol
subcarrier
ofdm symbol
training
modulated
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011800351873A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103004126B (zh
Inventor
沃纳·克洛泽
迈克尔·约恩·巴克利
辛岩
曲守鑫
西恩·巴塞洛缪·塞门斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
BlackBerry Ltd
Original Assignee
Research in Motion Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Research in Motion Ltd filed Critical Research in Motion Ltd
Publication of CN103004126A publication Critical patent/CN103004126A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103004126B publication Critical patent/CN103004126B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0042—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path intra-user or intra-terminal allocation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/0051—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of dedicated pilots, i.e. pilots destined for a single user or terminal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)

Abstract

本发明描述了改进的正交频分复用(OFDM)通信时隙结构和方法。一个示例方法包括：将要编码的比特集合的第一部分转换为要在时分多址接入时隙的第一部分期间发送的第一正交频分复用符号，以及将所述要编码的比特集合的第二部分转换为要在所述时分多址接入时隙的第二部分期间发送的第二正交频分复用符号。也示出和描述了其他实施例。

Description

改进的正交频分复用(OFDM)通信时隙结构和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2010年5月17日递交的美国专利申请12/781,771的优先权，通过引用将其全部内容明确地并入本文中。
技术领域
本公开大体上涉及移动通信，并且更具体地涉及改进的通信时隙结构和方法。
背景技术
当前已知的或提出的技术利用了时隙中的单个OFDM符号，这些技术允许正交频分复用(OFDM)使用当前的增强型通用分组无线电服务(EGPRS)的数字学论(numerology)。此外，当前已知或提出的技术需要在发送频带边缘进行频谱成形，并包括发送频带边缘处对于信道估计不是最优的训练符号分布。
附图说明
图1是示例移动通信系统的框图，该示例移动通信系统包括实现方法的示例移动台和示例网元以及实现和利用本文中描述的改进的通信时隙结构和方法的装置。
图2示出了图1的移动台和/或网元可以使用的示例发送队列。
图3示出了图1的移动台和/或网元可以使用的示例接收队列。
图4示出了图2的发送队列可以使用的示例信号发生器。
图5和6示出了图4的信号发生器产生的用来在两个子时隙中发送信息的示例频域信号和时域信号。
图7和8示出了图4的信号发生器产生的用来在两个子时隙中发送信息的示例频域信号和时域信号，该发送是在两个子时隙中使用基2符号分配来进行的。
图9示出了示例频域信号和对子频带的示例调制方案分配。
图10示出了示例转换器/符号映射器，该示例转换器/符号映射器可以基于向帧分配的频率空间中的子频带位置来使用不同的调制方案。
图11示出了图4的信号发生器产生的示例频域信号，示出了训练符号和数据符号在两个子频带中的分配。
图12是表示示例编码/调制过程的流程图。
图13是表示突发格式化编码比特的示例过程的流程图。
图14是表示对表示符号的频域信号进行映射的示例过程的流程图。
图15是表示示例解码/解调过程的流程图。
图16是可以执行用来实现一些或所有上述过程的示例机器可读指令的示例处理系统的方框图。
具体实施方式
本文描述了实现和利用改进的通信时隙结构的方法和装置。虽然下面公开了示例方法和包括连同其他组件一起的在硬件上执行的软件的装置，应当注意的是，这些方法和装置仅是示例性的，并且不被认为是限制。例如，可以预期，任何或所有的这些硬件和软件组件可以专门由硬件实现、专门由软件实现、专门由固件实现、或由硬件、软件和/或固件的组合实现。因此，尽管下文描述了示例方法和装置，本领域普通技术人员将容易理解所提供的示例不是实现这种方法和装置的仅有途径。
实现和利用改进的通信时隙结构的示例方法和装置包括将时分多址接入(TDMA)通信时隙细分为两个或多个子时隙，每个子时隙被单个OFDM符号所占用。在传统布置中，为了与当前技术中能够在EGPRS时隙结构中实现基于OFDM的通信(GP100364，Ericsson，“Precoded EGPRS2 Downlink，”GERAN#45，Berlin通过引用将其并入本文)相比保持不变，在单个OFDM符号上使用所定义的子载波的集合来在时隙期间携带要在此时隙期间传送的所有数据。如这里所述，可以在子时隙中传送用于发送的数据和/或训练序列符号，每个子时隙可以由大小不等的OFDM符号占用。因为每个子时隙具有比原始时隙更小的持续时间，但是以相同的频率来采样，每个OFDM符号中每个子载波之间的间隔更宽。例如，当前技术包括用单个OFDM符号占用传统时隙(例如全球移动通信系统(GSM)时隙)，该单个OFDM符号由15/26毫秒(ms)突发中6个采样的循环前缀和142个采样的主体构成，导致142个子载波传递116个数据符号和26个训练序列符号，并且每个子载波间隔1.9千赫兹(kHz)。该子载波间隔非常小，并且可以导致在高速时每个子载波所经历的信噪比退化。
在这里描述的布置中，可以在总持续时间15/26ms的两个子时隙中携带相同数量的数据和/或训练序列符号，其中每个子时隙包括具有比传统帧中更宽的带宽间隔的载波。例如，如果来自传统时隙的符号被平均分割为两个子时隙，每个子时隙包含具有6个采样的循环前缀长度和68个采样的OFDM符号主体的OFDM符号，每个子时隙中子载波的带宽是传统时隙的宽度的两倍宽(例如，3.8kHz vs.1.9kHz)。然而，因为使用6个时域采样来作为第二OFDM符号中的循环前缀，两个OFDM符号携带的子载波的总数量现在已经从142减少到136(或68x2)。在此示例中，为了传递相同的116个数据符号，训练序列符号的数量从26减少到20。在备选示例中，数据符号的数量减少到110个数据符号，并且传递所有26个训练序列符号。
在备选示例中，可以从突发之间的保护周期中获得或借用第二OFDM符号的循环前缀。此外，循环前缀不需要是整数个采样。
子时隙之间的一种符号分割是分割符号，以使得每个子时隙的OFDM主体中时域符号的数量是2的幂(即，以2为基数)。基2分割允许接收机处有效的时域到频域变换(例如，离散傅里叶变换、快速傅里叶变换等)。因此，基2数量的符号简化了解调。
为了符合EGPRS突发的频谱辐射要求，当与频带中间的子载波相比时，携带EGPRS突发的频带边缘的子载波的幅度衰减。不均匀地衰减贯穿携带EGPRS突发的频带，导致对突发中携带的信息的不均等错误保护。因此，如果始终使用相同的调制，与突发的中心相比，在突发的频率边缘会存在更低的信噪比或更高的误码率(BER)。如这里所述，在频带的中心和频带的边缘之间可以使用不同的调制方案。例如，可以将如二进制相移键控(BPSK)的调制方案或其他一些每符号比特(bits-per-symbol)相对较低的的调制方案用在频带的边缘，而每符号比特相对较高的调制方案(例如16-正交幅度调制(16-QAM))可用在频带的相对中间位置。以此方式，因为针对相同的信噪比，密度降低的调制方案提供更大的每比特保护，可以减轻由于子载波经历的不均等信噪比而造成的不均等的每比特错误保护。作为基于在通信频带中的子频带位置而选择不同调制方案的结果，提高了通过加性高斯白噪声(AWGN)信道的通信性能。
如这里所述，在一些实施例中，当在频域上看符号时，训练序列符号(也称为训练符号)可以位于使得在数据符号的每侧都存在训练符号之处。此布置允许使用插值以开发训练符号之间的信道估计，并将此信道估计应用于位于训练符号之间的数据符号。如上所述，也可以将两个或更多个子时隙用于发送信息。根据这里的公开，可以在任意一个子时隙中在频带末端处利用训练符号，并且可以在不同子时隙的信道估计中使用这些训练符号来进行辅助。例如，一个训练符号可以位于第一子时隙的最高子载波上，并且另一训练符号可以位于第二子时隙的最低子载波上。第一子时隙的最高子载波的训练符号可以用在处理第二子时隙中的信息时执行的信道估计中，因为两个子时隙的子载波是相同的并且两个子时隙在时间上接近，并且因此可以假设子时隙之间的定时比信道显著改变的定时小得多。训练符号可以包括一个或更多个训练比特。
每个上述技术可以独立使用，或者特定技术可以一起使用。
转到附图，在图1中示出了支持这里公开的示例通信时隙结构的示例移动通信系统100的方框图。移动通信系统100与基于(E)GPRS的通信系统(例如GPRS系统或EGPRS系统)相对应。GPRS是通用分组无线电服务的缩写，EGPRS是增强型GPRS的缩写，(E)GPRS指代兼容GPRS系统或EGPRS系统的实现。尽管在移动通信系统100是(E)GPRS系统的上下文中描述了所公开的通信时隙结构，所公开的通信时隙结构可以容易地适用于很多其他通信系统，因此所公开的通信时隙结构不限于仅在(E)GPRS系统中使用。
图1的移动通信系统100包括可以由任意类型的移动台或用户终端设备(例如移动电话设备、实现固定电话的移动电话设备、个人数字助理(PDA)等)实现的移动台(MS)105。移动通信系统100也包括由基站收发机(BTS)、基站控制器(BSC)、网络控制器、网元等的一个或更多个实现的网元110。虽然图1中仅示出了一个网元105和一个MS 110，移动通信系统100可以支持任意数量的网元和MS。
为了实现这里公开的一个或更多个示例通信时隙结构，移动台105包括处理器120、发送队列125和接收队列130。类似地，网元包括处理器140、发送队列145和接收队列150。在操作中，从处理器120向发送队列125递送要从移动台105向网元110发送的数据。如下详细描述的，在一些示例中，发送队列125将数据转换为符号，该符号在所指定和/或分配的TDMA时隙期间被调制到一个或更多个载波上作为两个或更多个OFDM符号，其中之一以附图标记160示出。如详细描述的，发送队列可以处理符号，以使得将TDMA时隙160分割为在其期间发送符号的两个或更多个子时隙165、170，其中，在每个时隙上发送一个OFDM符号。子时隙165、170可以具有相同的持续时间，从而均匀地分割TDMA时隙160的时间。备选地，子时隙可以具有不同的持续时间。此外，尽管示出两个子时隙，可以使用任意数量的子时隙来分割TDMA时隙。
在一个示例中，用于发送信息的TDMA时隙在时间上与携带部分要编码的比特的至少一个其他的时分多址接入时隙分开。此外，可以使用一帧中的一个时隙来发送部分比特，而可以使用另一帧中的第二时隙来发送另一部分比特。
网元110的接收队列150接收各自表示为OFDM符号的子时隙165、170，接收队列150处理符号以获得所发送的比特，并向处理器140递送该比特。接收队列150被配置为处理由发送队列125编排格式的信息。因此，如上所述，当发送队列将TDMA时隙160分割为两个子时隙165、170时，接收队列150被配置为处理这两个子时隙。
尽管上文已经使用发送队列125和接收队列150描述了从移动台105到网元110的通信的示例，从网元110到移动台105的通信以类似方式进行。向发送队列145递送来自处理器140的数据，发送队列145在TDMA时隙中的一个或更多个子时隙中传送该数据。移动台105的接收队列130接收该子时隙，确定子时隙中包括的数据并向处理器120递送该数据。
尽管移动台105和网元110各自的发送队列、接收队列和处理器在图1中示出为不同的元件，这种表示仅是为了简洁。例如，可以在处理器中实现发送队列和接收队列的部分或全部，该处理器可以是例如数字信号处理器或任意其他合适的处理器。
图2示出了示例发送队列，例如图1的发送队列125。可以向突发格式化器205递送可由处理器(例如处理器120)提供的用户码(即要发送的比特)，如下所述，处理器将该用户码与训练比特进行交织，以形成比特序列。训练比特或训练符号与数据比特或数据符号的比例不需要是固定的。如通过引用方式并入本文的3GPP TS 45.003中的“Channelcoding”针对EPGRS2所规定的，用户码比特在信道编码之后是有效载荷比特。描述3GPP TS 45.001和3GPP TS 45.002的文档也通过引用方式并入本文。备选地，突发格式化器205不处理训练比特，取而代之的是，信号发生器210可能已经预存储并且/或者预定义了可以使用的训练符号。
向信号发生器210传递来自突发格式化器205的比特序列，信号发生器210将比特映射为符号和用于作为一个或更多个OFDM符号发送的对应信号。突发成形器215从信号发生器210接收信号，并该信号的频率成形，使得它们符合通信标准。然后向放大器和上变频器220传递已成形的突发，放大器和上变频器220将信号转换为具有用于经由天线发送的合适幅度的射频信号。从而，发送由信号发生器210产生的信号。
如下所述，突发格式化器205和信号发生器操作以产生子时隙中的信号，其中，每个子时隙包括数据和/或训练符号，并由OFDM符号表示。可以根据由所调制的子载波相对于时隙的频谱边缘的位置而定的不同调制方案，调制子时隙的各种部分的子载波。
图3示出了示例接收队列，例如图1的接收队列150。通常地，接收队列150执行与发送队列125执行的操作互补的一系列操作。以此方式，接收队列150可以获得由发送队列125处理为射频信号的用户码。放大器和下变频器305从天线接收信号，并将该信号转换为基带频率。向脉冲检测器310递送基带信号，突发检测器310检测子时隙中的符号并将符号转换为比特。向突发去格式化器315递送该比特，突发去格式化器315恢复向图2的突发格式化器205提供的用户码。
图4示出了图2的信号发生器210的示例实现的额外细节。如上所述，信号发生器210从突发格式化器205接收相互交织的一系列比特，该一系列比特可以包括数据比特和训练序列比特。在信号产生器的第一和第二分支305、310接收来自突发格式化器205的比特序列。如下所述，第一和第二分支305、310中的每个将所选部分的比特序列转换为对该所选部分的比特序列进行表示的OFDM符号。例如，第一分支305可以处理序列的前68个比特，而第二分支310可以处理序列的次68个比特。在这种布置中，第一分支305和第二分支310的每个处理表示68个比特的一个OFDM符号。尽管在传统地单个OFDM符号占用单个TDMA时隙160，每个OFDM符号占用了子时隙165、170，使得TDMA时隙160包括两个OFDM符号。
第一分支305包括符号映射器320，符号映射器320的输出与N点离散傅里叶逆变换(IDFT)325耦合。并行到串行转换器330与N点IDFT325的输出耦合。类似地，第二分支310包括符号映射器340，符号映射器320的输出与L点离散傅里叶逆变换(IDFT)345耦合。并行到串行转换器350与N点IDFT 345的输出耦合。并行到串行转换器330、350中的每个可以包括在其产生的每个OFDM主体前加上循环前缀的循环前缀添加器。在一个示例中，循环前缀是来自IDFT(例如，N点IDFT 325)的最后六个采样的复制。来自并行到串行转换器330、350的输出与选择器360耦合，选择器360交替选择来自并行到串行转换器330的输出和并行到串行转换器350的输出。
在第一分支305的一个操作模式中，符号映射器320从突发格式化器205接收一系列比特，并在频域中将该序列转换为表示信息的符号的平行布置(即，符号的平行布置)，其中一些可以由数据比特组成并且其中一些可以由训练比特组成。选择用于由符号映射器320进行的映射的比特的数量取决于符号映射器使用的调制方案，如下所述，其可以变化。在图4中，将此平行布置表示为S0[k]…SN-1[k]。图5示出了来自符号映射器320的输出的示例频域表示500，其中N是68个符号。如图5所示，通过调制具有例如3.8kHz带宽的子载波(例如505、510等)来表示可表示多个比特的每个符号。
然后，由N点IDFT 325(其中N＝68)来处理对符号进行表示的频率信息的并行布置(S0[k]…SN-1[k])，以产生与对符号进行表示的频率信息相对应的例如N个时域采样(表示为X0[k]…XN-1[k])。然后，向并行到串行转换器330提供共同表示68个符号的时域采样，并行到串行转换器330在序列前面加上循环前缀。由XN-m[k]…XN-1[k]，X0[k]…XN-1[k]表示来自并行到串行转换器330的输出序列，其中，该示例m是表示循环前缀的索引，范围从1至6。备选地，可以在模拟域中加上循环前缀，并且循环前缀不需要是整数个采样。在图5中以附图标记550示出了来自并行到串行转换器330的输出的时域表示。如图所示，时域表示包括表示频域表示500的时域对应部分(correspondent)的第一部分555(即包括共同表示68个符号的采样的时域信号)，并且也包括作为第一部分555的最后6个采样的复制的循环前缀560。因此，被称为一个OFDM符号的时域信号550表示68个信息符号555，并包括六个采样的循环前缀560。
如上所述，第一和第二分支305、310操作以将比特转换为OFDM符号。在第二分支310的一个操作模式中，符号映射器340从突发格式化器205接收一系列比特，并在频域中将该序列转换为表示信息的符号的平行布置，其中一些可以是数据比特，并且其中一些可以是训练比特。选择用于由符号映射器340进行的映射的比特的数量取决于符号映射器使用的调制方案，如下所述，其可以变化。关于第二分支310，此平行布置表示为S′0[k]…S′L-1[k]。图6示出了来自符号映射器340的输出的示例频域表示600，其中L是68个符号。如图6所示，通过调制具有例如3.8kHz带宽的子载波(例如605、610等)来表示每个符号。
然后，由L点IDFT 345(其中L＝68)来处理对符号进行表示的频率信息的并行布置(S’0[k]…S’N-1[k])，以产生与对符号进行表示的频率信息相对应的例如L个时域采样(表示为X’0[k]…X’L-1[k])。然后，向并行到串行转换器350提供时域采样，并行到串行转换器350在序列前面加上循环前缀。由X’L-n[k]…X’L-1[k]，X’0[k]…X’L-1[k]表示来自并行到串行转换器330的输出序列，其中，n是表示循环前缀的索引，范围从1至6。在图6中以附图标记650示出了来自并行到串行转换器350的输出的时域表示。如图所示，时域表示包括表示频域表示600的时域对应部分的第一部分655，并且也包括作为第一部分655的最后6个采样的复制的循环前缀660。因此，被称为一个OFDM符号的时域信号650表示68个信息符号655，并包括六个采样的循环前缀660。
向选择器360提供来自并行到串行转换器330、350的输出，选择器360选择转换器330、350中的一个的输出，以创建包括两个子时隙165、170的时隙160，每个子时隙包括OFDM符号。
尽管上述示例描述了在两个子时隙及其对应的OFDM符号之间均等地划分通信符号(数据符号和训练符号)的情况，对子时隙的其他符号分配也是可能的。此外，每个子时隙不需要在每个OFDM符号中保留相同的数据符号对训练符号比率，并可以具有变化长度的循环前缀。例如，在子时隙之间划分符号以使得每个子时隙包括由OFDM符号表示的基2数量的符号是可能的。在图7和图8中示出了一个这样的示例。
图7示出了对包括128个符号(基2数量的符号)的第一子时隙的符号分配，以频域表示700对其示出。在表示700中，在具有2.1kHz的带宽的子载波上编码每个符号。可以使用符号映射器320产生表示700，以产生频域中的128个符号。可以使用N点IDFT 325(其中N＝128)通过128点IDFT将频域表示700转换为时域信号710，这产生表示128个符号并包括6个时域循环前缀采样的时域信号。
如图8所示，可以由图4的符号映射器340产生频域中的8个符号(基2数量的符号)，使得每个符号占用34kHz的带宽。以附图标记800示出了频域中的符号表示。可以使用L点IDFT 345(其中L＝8)通过8点IDFT将频域表示800转换为时域信号810，这产生表示8个符号并包括6个循环前缀采样的时域信号。
如图7和8所示，例如携带所有数据符号和一些训练符号的OFDM符号1(以附图标记710示出)具有2.1kHz的子载波间隔，而例如仅携带训练符号的OFDM符号2(以附图标记810示出)具有34kHz的子载波间隔。因为已知由高多普勒频散造成的对链路性能减少的移动敏感性随着子载波间隔增加而较不敏感，特别在高速场景中，该两个OFDM符号提供了不同的保护。
如上所述，频谱成形要求在发送频带边缘处的子载波与在频带中心处的子载波相比具有更低的能量。图9中示出了子载波能量的此通常的特有的成形，其中，与发送频带915中间处的第三子载波相比，在发送频带的低端和高端处的第一和第二子载波905、910具有更少的能量。为了减轻由于图9中示出的子载波的频谱成形造成的不均等错误保护的影响，调制阶数在发送频带中可以不同，使低阶调制方案应用于频带边缘的子载波，而相对高阶的调制方案应用于发送频带的中心。
如图10所示，可以使用可变调制符号映射器1000将不同调制阶数应用于不同子载波Si[k]。可变调制符号映射器1000可用于代替图4的符号映射器320、340。在一个示例中，可变调制符号映射器1000可以支持当前针对EGPRS2规定的所有调制方案(例如，二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、不同版本的正交幅度调制(QAM)等)。此外，可以实现更高阶的调制方案，如64QAM。在根据编码方案进行信道编码之后，可变调制符号映射器1000根据针对特定子载波选择的调制所需的输入比特的数量，分割比特的输入数据流，该编码方案是基于由于当前信道情况的总体错误保护要求已经选择的(类似于EGPRS2中正常的链路适配)。例如，如果要对最低的4个子载波(以附图标记905、920、925、930示出)进行BPSK调制(例如携带1比特/符号的调制方案)，并且要使用16-QAM(携带4比特/符号的调制方案)来调制接下来的子载波，执行以下映射：
  比特   调制方案   比特映射至的符号.
  S[0]   BPSK   S0[k]
  S[1]   BPSK   S1[k]
  S[2]   BPSK   S2[k]
  S[3]   BPSK   S3[k]
  S[4]，S[5]，S[6]，S[7]   16-QAM   S4[k]
  …   …   …
在一个示例中，训练符号可被放置在发送频带边缘，用来在信道估计中提供效用，也用来减轻不均等错误保护对携带数据的符号的影响。此概念可以推广到训练符号的不均匀分布或交错(interlace)，并从而推广到例如由标准规定的以预定和/或定义方式横跨发送频带的数据符号。由此而来的益处包括通过在具有低子载波功率谱密度的区域中提供高密度的发送符号，减轻不均等信道估计错误，并通过具有低密度的数据携带符号，减轻不均等错误保护对数据的影响。
在高阶调制导致多余子载波的情况下，这些子载波可以保持未占用、携带填充比特或携带未向接收机定义的符号。在子载波保持未占用的情况下，相邻小区上的干扰降低。备选地，当多余子载波用于携带填充比特时，这些子载波可以例如携带预定义比特序列，或被设置为全零序列。当多余子载波携带未向接收机定义的符号时，这些子载波可以例如用于降低发射机处的峰均功率比(PAPR)。
作为示例，符号映射技术包括，针对OFDM符号1，处理四个集合(B＝0，1，2，3，4)中的1800个交织比特(d[0]…d[1799])：(d[0]…d[449]，d[450]…d[899]，d[900]…d[1349]，and d[1350]…d[1799])。
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)}针对j＝1，…，4
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝6，…，12
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝14，…，20
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝22，…，30
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝32，…，38
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝40，…，46
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)，针对j＝48，…，52d(128B+j+4)}
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)，针对j＝54，…，59d(128B+j+4)}
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)，针对j＝61，…，66d(128B+j+4)}
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)，针对j＝68，…，73d(128B+j+4)}
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)，针对j＝75，…，79d(128B+j+4)}
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝81，…，87
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝89，…，95
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝97，…，105
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝107，…，113
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)，d(128B+j+3)}针对j＝115，…，121
e(B，j)＝{d(128B+j)，d(128B+j+1)，d(128B+j+2)}针对j＝123，…，126
将这些子集映射到3GPP TS 45.004规定的星座点上。
根据以下规则，将训练序列符号交错在剩余位置：
针对B＝0，1，2，3，使
e(B，0)＝TS_8PSK(0)
e(B，5)＝TS_8PSK(1)
e(B，13)＝TS_16QAM(2)
e(B，21)＝TS_16QAM(3)
e(B，31)＝TS_16QAM(4)
e(B，39)＝TS_16QAM(5)
e(B，47)＝TS_16QAM(6)
e(B，53)＝TS_32QAM(7)
e(B，60)＝TS_32QAM(8)
e(B，67)＝TS_32QAM(9)
e(B，74)＝TS_32QAM(10)
e(B，80)＝TS_16QAM(11)
e(B，88)＝TS_16QAM(12)
e(B，96)＝TS_16QAM(13)
e(B，106)＝TS_16QAM(14)
e(B，114)＝TS_16QAM(15)
e(B，122)＝TS_8PSK(16)
e(B，127)＝TS_8PSK(17)
其中，TS_8PSK(i)表示针对8PSK指定的训练序列符号，比特号是{BN(183+3i)，BN(184+3i)，BN(185+3i)}，TS_16QAM(i)表示针对16QAM指定的训练序列符号，比特号是{BN(244+3i)，BN(245+3i)，BN(246+3i)}，TS_32QAM(i)表示针对32QAM指定的训练序列符号，比特号是{BN(305+3i)，BN(306+3i)，BN(307+3i)}(参见3GPP TS45.002)。
这导致针对ODFM符号1的子载波向量。
针对OFDM符号2，将针对16QAM的训练序列符号的最后8个符号(参见3GPP TS 45.002)映射到3GPP TS 45.002中规定的星座点上。
如之前所述，可以通过任意期望方式将训练符号或数据符号在全部OFDM符号上进行分布或交错。然而，在特定示例中，以特定方式分布训练符号是有益的。例如，参考图11，两个ODFM符号1100、1105在频域中示出。如图11所示，第一OFDM符号1100包括在发送频带的最低频率处的训练符号1110，而在发送频带的最高频率处包括数据符号1115。与之相对，第二OFDM符号1105包括在发送频带的最低频率处的数据符号1120和在发送频带的最高频率处的训练符号1125。针对构成时隙的一对OFDM符号，规定OFDM符号之一包括低频训练符号(例如训练符号1110)，并规定另一OFDM符号包括高频训练符号(例如训练符号1125)，这简化技术并产生较好信道估计精度。这种训练符号的分配允许实际在信道估计中针对所有携带数据的子载波使用插值方案，于是，保证数据符号将或者与(在另一OFDM符号中的)训练符号占用相同的子载波，或者占用在频率上由包含训练符号的子载波围绕的子载波。例如，如图11所示，数据子载波D1…Dp-2，Dp+1…D116在频率上至少由训练符号TS1…TS26围绕，并因此可以通过至少在相关训练符号之间的频率中插值来进行信道估计。此外，数据子载波Dp-1和Dp与TS1和TS26占用相同的子载波，可以仅使用这两个训练符号来估计其信道估计。数据符号和训练符号在频谱中的放置可以是固定的和标准化的。
可以通过预定方式执行针对子载波的调制阶数的选择，以及训练符号在数据流内部的放置。然而，在存在快速反馈信道的情况下，执行子载波调制的动态适配将是可能的。
图12至15示出了表示可以由移动台105或网元110执行的示例处理的流程图。在这些示例中，每个流程图所表示的处理可以由一个或更多个程序来实现，包括由以下器件执行的机器可读指令：(a)处理器，例如结合图16在下文中讨论的示例处理系统1600中示出的处理器1612，(b)控制器，和/或(c)任意其他合适的设备，例如数字信号处理器(DSP)。该一个或更多个程序可以在真实的介质(例如闪存、CD-ROM、软盘、硬盘、DVD或与处理器1612相关联的存储器)中存储的软件中具体化，但是备选地，整个程序(或多个程序)和/或其部分可以由不是处理器1612的设备执行，和/或可以在固件或专用硬件(例如由专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程逻辑设备(FPLD)、离散逻辑等实现)中具体化。
例如，可以通过软件、硬件和/或固件的任意组合来实现发送队列125和接收队列150中的任意一个或其全部，或者就此而言，图1中示出的任意功能。同样，可以手动地实现图12至15的流程图所表示的一些或所有处理。此外，虽然示例处理是参考图12至15中示出的流程图描述的，但备选地可以使用用于实现这里描述的示例方法和装置的很多其他技术。例如，参考图12至15中示出的流程图，可以改变执行步骤的顺序，和/或所描述的步骤中的一些可以改变、去除、合并和/或细分为多个块。
图12中示出了可以执行来实现图2的发送队列125的示例处理1200。可以通过图12的突发格式化器205、信号发生器210、脉冲成形器215和放大器和上变频器220执行处理1200，或使用处理1200来实现图12的突发格式化器205、信号发生器210、脉冲成形器215和放大器和上变频器220执行处理1200。参考图3的示例发送队列125，处理器1200，突发格式化器205接收要编码和发送的编码比特(步骤1205)。该比特可以例如是指示音频、视频、数据或任意其他合适信息和/或数据的用户码。突发格式化器1210格式化编码比特，如结合图13所述，格式化可以包括将交织数据或编码比特与训练比特进行交织，并在子时隙之间分配符号(步骤1210)。
在已经格式化编码比特之后，可以如图4的示例所示地实现的信号发生器210将比特映射到表示符号的频域信号(步骤1215)。参考图14提供了关于映射的进一步细节。可以通过以下方式执行映射：可以使用两个或更多个子时隙，每个子时隙携带部分符号(即，每个TDMA时隙可以携带两个OFDM符号)。此外，可以使用一个或更多个调制方案来执行映射，并因此在发送频带中，每个符号的比特数量可以变化。
在已经映射频域信号之后(步骤1215)，信号发生器210将频域信号转换到时域(步骤1220)。尽管分开示出了频域信号的产生和它们向时域的转换，信号发生器事实上可以在一个处理中将已突发格式化的比特全部直接映射到时域信号，从而除去了将频域信号向时域转换的专门处理。
然后，信号发生器210向时域信号预加(prepend)循环前缀(步骤1225)。循环前缀可以例如是多个最后编号的时域信号采样(例如6个采样)的重复。备选地，可以通过任意其他方式执行循环前缀。此刻在处理中，包括循环前缀的时域信号可以称为OFDM符号。
在信号发生器210产生时域信号之后，脉冲成形器215对时域波形成形，以保证其符合发送带宽要求和限制(步骤1230)。尽管脉冲成形被示出为与信号产生分离，但不必需是这种情况，因为可以在将比特映射到符号期间或在发送队列125中的任意其他合适点处执行脉冲成形。
然后，放大器和上变频器220调制载波以传送时域信号(步骤1235)。可以通过将时域信号(即OFDM符号)向接收机传递的任意方式来执行载波的调制。
图13中示出了可以执行来突发格式化编码比特的示例处理1210。处理1210可以通过图2的突发格式化器205执行，或处理1210用于实现突发格式化器205。突发格式化器205接收编码比特，并将编码比特与训练比特进行交织(步骤1305)。以此方式，训练比特以预定方式分布在全部编码比特中，使得用于表示编码比特的频率在频率上与训练比特邻接，或者与训练比特共享频率。当然，可以在符号级别执行码与训练信息的混合，在这种情况下，编码符号将与训练符号在频率上交织。
突发格式化器205也分配编码比特和训练比特中特定的一些，以使其驻于TDMA时隙的部分中(步骤1310)。例如，突发格式化器205可以向全部发送带宽频谱分配训练比特和编码比特的第一半，该全部发送带宽频谱在时间上仅与TDMA时隙的第一半(例如子时隙165)相对应。
然后，突发格式化器205分配编码比特和训练比特中特定的其他一些，以使其驻于TDMA时隙中不是第一部分的不同部分中(步骤1315)。例如，突发格式化器205可以向全部发送带宽频谱分配训练比特和编码比特的第二半，该全部发送带宽频谱在时间上仅与TDMA时隙的第二半(例如子时隙170)相对应。
图14中示出了可以执行以实现将比特映射到频域信号表示的符号的示例处理1215。处理1215可以通过突发格式化器信号产生器210执行，或处理1215可以用于实现突发格式化器信号产生器210，其可以如图4所示实现。信号发生器210接收已突发格式化的比特，并针对每个子载波执行以下处理(步骤1405)。信号发生器210评估发送带宽中的子载波位置(步骤1410)并基于子载波的位置选择调制方案(步骤1415)。例如，如上所述，针对处于或接近信号能量衰减的发送频带边缘的子载波，可以选择低比特率调制方案(例如BPSK等)。相反，针对不接近发送频带边缘的子载波，可以选择高比特率调制方案(例如64-QAM等)。
在选择调制方案(步骤1415)之后，选择用于调制的比特(步骤1420)。如上所述，不同调制方案适于不同数量的每符号比特。因此，基于子载波针对符号使用的调制方案，此符号可以表示可变数量的比特。因此，针对16-QAM调制方案，选择4比特，而针对BPSK调制方案，选择2比特。
在选择比特和调制方案之后，基于所选调制方案，将比特映射到符号(步骤1425)。如之前所述，不同OFDM符号可以包括不同数量的符号。因此，当将比特映射到符号时，不需要使用所有可用子载波，以及如上所述，可以使用多个子时隙。
图15中示出了可以执行来执行解码和解调的示例处理1500。处理1500可以通过图1和2的接收队列150执行，或处理1500可以用于实现图1和2的接收队列150。参考图2，放大器和下变频器305从天线接收信号，并将该信号转换岛基带用于进一步处理(步骤1505)。然后，脉冲检测器310将接收信号转换到频域(步骤1510)。
然后，解码频域信号以确定它们所表示的符号，并且有益地，此解码可以跨越子时隙发生，其中在解码第二子时隙中的信息期间，可以使用来自第一子时隙的信息(步骤1515、1520)。例如，第一子时隙中的训练符号可以用于解码第二子时隙中的数据符号。这种布置有利于信道估计，以辅助符号的正确解码。
在处理来自时隙的信号之后，将信号转换为符号(步骤1525)。进一步将符号转换为比特(步骤1530)。
图16是能够实现这里公开的装置和方法的示例处理系统1600的方框图。处理系统1600可以是例如移动台处理平台、网元处理平台、服务器、个人计算机、个人数字助理(PDA)、因特网装置、移动电话或任意其他类型的计算设备。
此时示例的系统1600包括处理器1612(例如通用可编程处理器)。处理器1612包括本地存储器1614，并执行本地存储器1614和/或另一存储器设备中现存的编码指令1616。其中，处理器1612可以执行机器可读指令以实现图3-6中表示的处理。处理器1612可以是任意类型的处理单元，例如来自IntelCentrino
Figure BDA00002745976000182
微处理器系列、IntelPentium
Figure BDA00002745976000184
微处理器系列、Intel
Figure BDA00002745976000185
Itanium
Figure BDA00002745976000186
微处理器系列和/或Intel XScale
Figure BDA00002745976000187
微处理器系列的一个或更多个微处理器，来自ARM
Figure BDA00002745976000188
微处理器系列、PIC微处理器系列的一个或更多个微处理器等。当然，来自其他系列的其他处理器也是合适的。
处理器1612经由总线1622与包括易失存储器1618和非易失存储器1620的主存储器通信。易失存储器1618可以由静态随机存取存储器(SRAM)、同步动态随机存取存储器(SDRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、RAMBUS动态随机存取存储器(RDRAM)和/或其他任意类型的随机存取存储器设备实现。非易失存储器1620可以由闪存和/或任意其他期望类型的存储器设备实现。通常由存储器控制器(未示出)来控制对主存储器1618、1620的访问。
处理系统1600也包括接口电路1624。接口电路1624可以由任意类型的接口标准(例如以太网接口、通用串行总线(USB)和/或第三代输入/输出(3GIO)接口)实现。
一个或更多个输入设备1626与接口电路1624相连。输入设备1626允许用户将数据和命令输入到处理器1612。输入设备可以由例如键盘、鼠标、触摸屏、跟踪板、跟踪球、isopoint和/或语音识别系统实现。
一个或更多个输出设备1628也与接口电路1624相连。输出设备1628可以由例如显示设备(例如液晶显示器、阴极射线管显示器(CRT))、打印机和/或扬声器实现。接口电路1624因此典型地包括图形驱动卡。
接口电路1624也包括通信设备(例如调制解调器或网络接口卡)以促进经由网络(例如以太网连接、数字订户线(DSL)、电话线、同轴电缆、蜂窝电话系统等)与外部计算机的数据交换。
处理系统1600也包括用于存储软件和数据的一个或更多个大容量存储设备1630。这种大容量存储设备1630的示例包括软盘驱动器、硬盘驱动器、光盘驱动器以及数字通用磁盘(DVD)驱动器。
作为将这里描述的方法和/或装置实现到例如图16的处理系统的系统中的备选，这里描述的方法或装置可以嵌入例如处理器和/或专用集成电路(ASIC)的结构中。

Claims (50)

1.一种方法，包括：
将要编码的比特集合的第一部分转换为要在时分多址接入时隙的第一部分期间发送的第一正交频分复用符号；
将所述要编码的比特集合的第二部分转换为要在所述时分多址接入时隙的第二部分期间发送的第二正交频分复用符号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述时分多址接入时隙在时间上与携带了要编码的比特的部分的至少一个其他时分多址接入时隙分开。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，将所述比特集合的所述第一部分转换为所述第一正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述第一部分映射到由一个或更多个调制子载波表示的一个或更多个符号。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述一个或更多个子载波是根据不同调制方案调制的。
5.根据权利要求3或4所述的方法，其中，在调制接近发送频带边缘的一个或更多个子载波中使用第一阶调制方案，以及使用比所述第一阶更高的第二阶调制方案调制接近发送频带中间的一个或更多个子载波。
6.根据权利要求3或4或5所述的方法，其中，将一个或更多个训练符号调制到一个或更多个子载波上。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，将至少一个训练符号调制到所述第一正交频分复用符号或所述第二正交频分复用符号之一的低频子载波上。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，将至少一个训练符号调制到所述第一正交频分复用符号或所述第二正交频分复用符号之一的高频子载波上。
9.根据权利要求6所述的方法，其中，将至少一个训练符号调制到所述第一正交频分复用符号的低频子载波上，以及将至少一个训练符号调制到所述第二正交频分复用符号的高频子载波上。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，将所述比特集合的所述第一部分转换为所述第一正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述第一部分映射到基2数量的符号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，将所述比特集合的所述第二部分转换为所述第二正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述第二部分映射到基2数量的符号。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述比特包括信息比特和训练比特。
13.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一正交频分复用符号包括第一数量的训练符号，以及所述第二正交频分复用符号包括与所述第一数量的训练符号不同的第二数量的训练符号。
14.一种方法，包括：
将要编码的比特集合的部分转换为要在至少一个时分多址接入时隙期间发送的正交频分复用符号，其中，所述转换包括将所述比特集合的所述部分映射到由一个或更多个调制子载波表示的一个或更多个符号，以及所述一个或更多个子载波是根据不同调制方案调制的。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，使用第一阶调制方案调制接近发送频带边缘的子载波，以及使用比所述第一阶更高的第二阶调制方案调制接近发送频带中间的子载波。
16.根据权利要求14或15所述的方法，其中，将一个或更多个训练符号调制到一个或更多个子载波上。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，将至少一个训练符号调制到所述所述正交频分复用符号的低频子载波上。
18.根据权利要求16或17所述的方法，其中，将至少一个训练符号调制到所述所述正交频分复用符号的高频子载波上。
19.根据权利要求14所述的方法，其中，将所述比特集合的所述部分转换为所述正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述部分映射到基2数量的符号。
20.根据权利要求14所述的方法，其中，所述比特包括信息比特和训练比特。
21.一种方法，包括：
通过调制第一子载波集合，将要编码的比特集合的部分转换为要在时分多址接入时隙的部分期间发送的正交频分复用符号；
通过调制与所述第一子载波集合不同的第二子载波集合，将训练符号包括在所述正交频分复用符号中，其中，所述第二子载波集合中的至少一个子载波接近发送频带的边缘。
22.根据权利要求21所述的方法，其中，所述子载波是根据不同调制方案来调制的。
23.根据权利要求21或22所述的方法，其中，使用第一阶调制方案调制接近所述发送频带边缘的子载波，以及使用比所述第一阶更高的第二阶调制方案调制接近发送频带中间的子载波。
24.根据权利要求21或22或23所述的方法，其中，所述第二子载波集合中的至少一个子载波在所述发送频带的边缘处。
25.根据权利要求21或22或23或24所述的方法，其中，将所述比特集合的所述部分转换为所述正交频分复用符号包括：将所述比特集合的第一部分映射到基2数量的符号。
26.一种设备，包括：
组件，被配置为：
将要编码的比特集合的第一部分转换为要在时分多址接入时隙的第一部分期间发送的第一正交频分复用符号，以及将所述要编码的比特集合的第二部分转换为要在所述时分多址接入时隙的第二部分期间发送的第二正交频分复用符号。
27.根据权利要求26所述的设备，其中，所述时分多址接入时隙在时间上与携带了要编码的比特的部分的至少一个其他时分多址接入时隙分开。
28.根据权利要求26或27所述的设备，其中，将所述比特集合的所述第一部分转换为所述第一正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述第一部分映射到由一个或更多个调制子载波表示的一个或更多个符号。
29.根据权利要求28所述的设备，其中，所述一个或更多个子载波是根据不同调制方案调制的。
30.根据权利要求29所述的设备，其中，在调制接近发送频带边缘的一个或更多个子载波中使用第一阶调制方案，以及使用比所述第一阶更高的第二阶调制方案调制接近发送频带中间的一个或更多个子载波。
31.根据权利要求28或29或30所述的设备，其中，将一个或更多个训练符号调制到一个或更多个子载波上。
32.根据权利要求31所述的设备，其中，将至少一个训练符号调制到所述第一正交频分复用符号或所述第二正交频分复用符号之一的低频子载波上。
33.根据权利要求32所述的设备，其中，将至少一个训练符号调制到所述第一正交频分复用符号或所述第二正交频分复用符号之一的高频子载波上。
34.根据权利要求31或32或33所述的方法，其中，将至少一个训练符号调制到所述第一正交频分复用符号的低频子载波上，以及将至少一个训练符号调制在所述第二正交频分复用符号的高频子载波上。
35.根据权利要求26所述的设备，其中，将所述比特集合的所述第一部分转换为所述第一正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述第一部分映射到基2数量的符号。
36.根据权利要求35所述的设备，其中，将所述比特集合的所述第二部分转换为所述第二正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述第二部分映射到基2数量的符号。
37.根据权利要求35或36所述的设备，其中，所述比特包括信息比特和训练比特。
38.根据权利要求26所述的设备，其中，所述第一正交频分复用符号包括第一数量的训练符号，以及所述第二正交频分复用符号包括与所述第一数量的训练符号不同的第二数量的训练符号。
39.一种设备，包括：
组件，被配置为：
将要编码的比特集合的部分转换为要在至少一个时分多址接入时隙期间发送的正交频分复用符号，其中，所述转换包括将所述比特集合的所述部分映射到由一个或更多个调制子载波表示的一个或更多个符号，以及所述一个或更多个子载波是根据不同调制方案调制的。
40.根据权利要求39所述的设备，其中，使用第一阶调制方案调制接近发送频带边缘的子载波，以及使用比所述第一阶更高的第二阶调制方案调制接近发送频带中间的子载波。
41.根据权利要求39所述的设备，其中，一个或更多个训练符号调制在一个或更多个子载波上。
42.根据权利要求41所述的设备，其中，将至少一个训练符号调制到所述所述正交频分复用符号的低频子载波上。
43.根据权利要求41或42所述的设备，其中，将至少一个训练符号调制到所述所述正交频分复用符号的高频子载波上。
44.根据权利要求39所述的设备，其中，将所述比特集合的所述部分转换为所述正交频分复用符号包括：将所述比特集合的所述部分映射到基2数量的符号。
45.根据权利要求39所述的设备，其中，所述比特包括信息比特和训练比特。
46.一种设备，包括：
组件，被配置为：
通过调制第一子载波集合来将要编码的比特集合的部分转换为要在时分多址接入时隙的部分期间发送的正交频分复用符号，以及通过调制与所述第一子载波集合不同的第二子载波集合，将训练符号包括在所述正交频分复用符号中，其中，所述第二子载波集合中的至少一个子载波接近发送频带的边缘。
47.根据权利要求46所述的设备，其中，所述子载波是根据不同调制方案来调制的。
48.根据权利要求46或47所述的设备，其中，使用第一阶调制方案调制接近所述发送频带边缘的子载波，以及使用比所述第一阶更高的第二阶调制方案调制接近发送频带中间的子载波。
49.根据权利要求46或47或48所述的设备，其中，所述第二子载波集合中的至少一个子载波在所述发送频带的边缘处。
50.根据权利要求46或47或48或49所述的设备，其中，将所述比特集合的所述部分转换为所述正交频分复用符号包括：将所述比特集合的第一部分映射到基2数量的符号。
CN201180035187.3A 2010-05-17 2011-05-16 改进的正交频分复用(ofdm)通信时隙结构和方法 Active CN103004126B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/781,771 US8681731B2 (en) 2010-05-17 2010-05-17 Orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) communication slot structures and methods
US12/781,771 2010-05-17
PCT/US2011/036655 WO2011146396A1 (en) 2010-05-17 2011-05-16 Improved orthogonal frequency-division multiplexing (ofdm) communication slot structures and methods

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103004126A true CN103004126A (zh) 2013-03-27
CN103004126B CN103004126B (zh) 2015-07-01

Family

ID=44321316

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201180035187.3A Active CN103004126B (zh) 2010-05-17 2011-05-16 改进的正交频分复用(ofdm)通信时隙结构和方法

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8681731B2 (zh)
EP (1) EP2572468B1 (zh)
JP (1) JP5767699B2 (zh)
KR (1) KR101454531B1 (zh)
CN (1) CN103004126B (zh)
CA (1) CA2799785C (zh)
WO (1) WO2011146396A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109075945A (zh) * 2016-04-26 2018-12-21 骁阳网络有限公司 用于以超级信道传输数据的方法以及装置
CN110365617A (zh) * 2019-07-19 2019-10-22 清华大学 基于时空基准下的多用户正交频分多址接收方法和装置

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8817917B2 (en) * 2011-06-21 2014-08-26 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for implementing signal quality metrics and antenna diversity switching control
US9131444B2 (en) 2011-10-31 2015-09-08 Qualcomm Incorporated Optimized page matching
WO2014031057A1 (en) * 2012-08-21 2014-02-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Precoding for mimo
US9634795B2 (en) * 2013-03-04 2017-04-25 Intel Corporation Configurable constellation mapping to control spectral efficiency versus signal-to-noise ratio
CN103532897B (zh) * 2013-04-07 2017-06-13 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 Ofdm调制解调方法及对应的发射机、接收机
CN105247806B (zh) * 2013-05-16 2018-10-09 中兴通讯(美国)公司 传输和接收正交频分复用信号的方法和装置以及光通信系统
WO2015047144A1 (en) * 2013-09-27 2015-04-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods, apparatuses, and computer program products for generating fractional guard periods
US9769796B2 (en) * 2013-10-08 2017-09-19 Microsoft Technology Licensing, Llc Radio channel utilization
US9508361B2 (en) 2015-03-02 2016-11-29 Seagate Technology Llc Channel apparatus for transmitting multiple differential signals
CN107041007A (zh) * 2016-02-04 2017-08-11 华为技术有限公司 信号传输方法和装置
KR101962145B1 (ko) 2017-05-03 2019-07-17 엘지전자 주식회사 임의 접속 채널 신호를 전송하는 방법과 사용자기기, 및 임의 접속 채널 신호를 수신하는 방법 및 기지국
US10523459B2 (en) * 2017-12-18 2019-12-31 Arris Enterprises Llc Systems and methods for power savings in HFC amplifiers

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6449246B1 (en) * 1999-09-15 2002-09-10 Telcordia Technologies, Inc. Multicarrier personal access communication system
CN1744481A (zh) * 2005-09-30 2006-03-08 上海贝豪通讯电子有限公司 一种td－scdma系统中的自适应传输方法
CN1875596A (zh) * 2003-10-31 2006-12-06 三星电子株式会社 在正交频分多址通信系统中分配子信道的装置和方法
CN101496369A (zh) * 2006-07-28 2009-07-29 高通股份有限公司 闪型信令的数据编码方法和装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2802255B2 (ja) 1995-09-06 1998-09-24 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 直交周波数分割多重伝送方式及びそれを用いる送信装置と受信装置
JP3667960B2 (ja) 1997-11-04 2005-07-06 日本放送協会 Ｏｆｄｍ伝送方法、送信装置および受信装置
US6539063B1 (en) * 1999-02-18 2003-03-25 Ibiquity Digital Corporation System and method for recovering symbol timing offset and carrier frequency error in an OFDM digital audio broadcast system
US6369758B1 (en) * 2000-11-01 2002-04-09 Unique Broadband Systems, Inc. Adaptive antenna array for mobile communication
US7379417B2 (en) * 2003-02-19 2008-05-27 Wipro Limited Orthogonal frequency division multiplexing transmitter system and VLSI implementation thereof
US9203669B2 (en) * 2005-02-02 2015-12-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method using multiple modulation schemes in an OFDM/OFDMA wireless network
US7881398B2 (en) 2006-08-21 2011-02-01 Agere Systems Inc. FFT numerology for an OFDM transmission system

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6449246B1 (en) * 1999-09-15 2002-09-10 Telcordia Technologies, Inc. Multicarrier personal access communication system
CN1875596A (zh) * 2003-10-31 2006-12-06 三星电子株式会社 在正交频分多址通信系统中分配子信道的装置和方法
CN1744481A (zh) * 2005-09-30 2006-03-08 上海贝豪通讯电子有限公司 一种td－scdma系统中的自适应传输方法
CN101496369A (zh) * 2006-07-28 2009-07-29 高通股份有限公司 闪型信令的数据编码方法和装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109075945A (zh) * 2016-04-26 2018-12-21 骁阳网络有限公司 用于以超级信道传输数据的方法以及装置
CN110365617A (zh) * 2019-07-19 2019-10-22 清华大学 基于时空基准下的多用户正交频分多址接收方法和装置
CN110365617B (zh) * 2019-07-19 2020-06-12 清华大学 基于时空基准下的多用户正交频分多址接收方法和装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20110280238A1 (en) 2011-11-17
JP5767699B2 (ja) 2015-08-19
CA2799785A1 (en) 2011-11-24
US8681731B2 (en) 2014-03-25
EP2572468B1 (en) 2015-07-08
KR20130020803A (ko) 2013-02-28
JP2013527716A (ja) 2013-06-27
EP2572468A1 (en) 2013-03-27
CA2799785C (en) 2016-11-08
WO2011146396A1 (en) 2011-11-24
KR101454531B1 (ko) 2014-10-23
CN103004126B (zh) 2015-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103004126B (zh) 改进的正交频分复用(ofdm)通信时隙结构和方法
US8571132B2 (en) Constrained hopping in wireless communication systems
CN101405962B (zh) 用于选择调制和滤波器滚降以满足功率和带宽需要的方法
EP1911173B1 (en) Pilots for frequency division multiple access communications
US7948868B2 (en) Method and arrangement relating to the insertion of pilot tones in the frequency domain in SC-FDMA
US8761114B2 (en) Method and apparatus for transmitting/receiving multiple codewords in SC-FDMA system
EP1819118A2 (en) Method and apparatus for allocating transmission resources and signaling the allocated transmission resources for frequency diversity
CN101399585B (zh) Ofdma智能天线系统的用户信号产生及干扰抑制的方法与装置
CN101171815A (zh) 用于多个发送模式的信道估计优化
CN101821974A (zh) 多载波发送装置和多载波接收装置
WO2005117385A1 (en) Method and apparatus for transmitting uplink acknowledgement information in an ofdma communication system
CN1988434B (zh) 正交频分多址系统中的导频子载波分组方法
US8891556B2 (en) Signal for transmission in single-carrier communication system
US20170324605A1 (en) Apparatus and method for modulation/demodulation for transmitting and receiving signal in wireless communication system
Siegl et al. Selected Mapping with Explicit Transmission of Side Information
CN107634824B (zh) 传输信号的方法和装置
USRE49158E1 (en) Method and apparatus for transmitting/receiving multiple codewords in SC-FDMA system
CN101167269A (zh) 正交频分多址系统中的自适应数据复用方法及其发送/接收装置
WO2023084538A1 (en) Transform-precoding of a selective set of data for transmission over a wireless communication network
Chowdhuri et al. Implementation of MIMO–OFDM system in mobile Ad-Hoc networks
KR20090099422A (ko) 다중 송신 안테나를 사용하는 광대역 무선접속 시스템에서송신 다이버시티 획득을 위한 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C53 Correction of patent of invention or patent application
CB02 Change of applicant information

Address after: Voight, Ontario, Canada

Applicant after: Blackberry Ltd.

Address before: Voight, Ontario, Canada

Applicant before: Research In Motion Ltd.

COR Change of bibliographic data

Free format text: CORRECT: APPLICANT; FROM: RESEARCH IN MOTION LTD. TO: BLACKBERRY LTD.

Free format text: CORRECT: ADDRESS; FROM:

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant