CN101335980B - 载波干扰噪声比测量方法和通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了载波干扰噪声比测量方法和通信设备，用以提高载波干扰噪声功率的估计精度。在本发明中，确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的该两个差值相减，将该相减结果作为该每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加；根据该干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率；根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。采用本发明技术方案，可以提高载波干扰噪声比的估计精度，并且相对也更容易处理。

Description

载波干扰噪声比测量方法和通信设备

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及载波干扰噪声比测量方法和通信设备。

背景技术

3GPP(3rd Generation Partnership Project，第三代移动通信标准化组织)LTE(Long Term Evolution，长期演进)项目是近年来3GPP启动的最大的新技术研发项目，其中，上行多址技术采用SC-FDMA(Single Carrier-FrequencyDivision Multiplexing Access，单载波频分复用)，下行采用OFDMA(OrthogonalFrequency Division Multiplexing Access，正交频分复用)多址技术。上下行的传输基本单元为一个子帧，1毫秒间隔，其中，下行子帧结构如图1所示，上行子帧结构如图2所示。

在LTE系统中，每个子载波上都包含两部分功率，一部分是信号功率，另一部分是干扰噪声功率，载波干扰噪声比是一定时间范围内期望用户占用的子载波上的总功率和总干扰噪声功率的比值，它是反映信道质量的重要参数，是自适应码率调制、功率控制和闭环MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)等的必需统计量。在LTE系统中，期望用户的载波干扰噪声比一般以一个子帧为基本测量单元。

目前测量载波干扰噪声比的方案都需要获得干扰噪声的功率，以图1所示的LTE下行子帧的结构为例，图1中的R_i，j(i＝1，2，3，4；j＝1，2，...，M，M为子载波的数量)表示第i个导频符号上第j个子载波上承载的信号，Ri，j可以表示为公式(1)：

R_i，j＝H_i，jS_i，j+n_i，j    (1)

其中，S_i，j表示第i个导频符号上第j个子载波上承载的模为1的已知导频信号，n_i，j表示第i个导频符号上第j个子载波上承载的干扰噪声信号，H_i，j表示第i个导频符号上第j个子载波的信道响应。

R_i，j在去除已知导频信号后可以得到第i个导频符号上第j个子载波上的信道估计值如公式(2)所示，

是信道响应H_i，j和第i个导频符号上第j个子载波上承载的干扰噪声W_i，j之和：

${\hat{H}}_{i,j}=H_{i,j}+w_{i,j}---\left(2\right)$

其中，W_i，j满足公式(3)：

w_i，j＝n_i，j/S_i，j    (3)

由于S_i，j是模为1的已知信号，因而w_i，j功率跟n_i，j一致。

在求取干扰噪声的功率时，对

作M点的DFT(Discrete Fourier Test，离散傅立叶变换)变换到时域为

波形如图3所示，信道能量集中在局部，而干扰噪声分布在整个范围，从图中所示噪声范围就可以根据公式(4)估计出干扰噪声的功率：

$P_N=\frac{M}{M-L}\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=L}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{\hat{H}}}_{i,j}\right|}^2---\left(4\right)$

发明人在研究本发明时发现，采用上述方案时，由于在获得载波干扰噪声功率时，把信号从频域变换到时域，相当于对信号的频谱加了一个矩形窗，因而在时域上信道的能量不仅仅是分布在CP(Cyclic Prefix，循环前缀)范围内，也泄漏到了整个范围，从而估计出的噪声功率偏大，特别是在较高信噪比时偏差较大，使得载波干扰噪声比的估计精度不高。同时，在实现上有一定的复杂度。

发明内容

本发明实施例提供载波干扰噪声比测量方法和通信设备，用以提高载波干扰噪声比的估计精度。

本发明实施例提供了一种载波干扰噪声比测量方法，包括：

确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的所述两个差值相减，将所述相减结果作为所述每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加，所述每对子载波为所述每对导频符号中相邻或间隔小于设定阈值的两个子载波；

基于所述子帧中每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

本发明实施例还提供了一种载波干扰噪声比测量方法，包括：

确定载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加，其中，将子帧中两对导频符号中的相邻或间隔小于设定阈值的一对导频符号在一子载波上的信道估计值的差值与相邻或间隔小于设定阈值的另一对导频符号在该子载波上的信道估计值的差值相减，将所述相减结果作为在该子载波上各导频符号干扰噪声的叠加；

基于所述载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

本发明实施例还提供了一种通信设备，包括：

用于确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的所述两个差值相减，将所述相减结果作为所述每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加并输出的模块，所述每对子载波为所述每对导频符号中相邻或间隔小于设定阈值的两个子载波；

用于基于所述子帧中每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率并输出的模块；

用于根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比的模块。

本发明实施例还提供了一种通信设备，包括：

用于确定载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加，其中，将子帧中两对导频符号中的相邻或间隔小于设定阈值的一对导频符号在一子载波上的信道估计值的差值与相邻或间隔小于设定阈值的另一对导频符号在该子载波上的信道估计值的差值相减，将所述相减结果作为在该子载波上各导频符号干扰噪声的叠加并输出的模块；

用于基于所述载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率并输出的模块；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比的模块。

采用本发明实施例提供的技术方案，可以方便地获得导频符号的干扰噪声，进而方便地获得载波干扰噪声比。相对于现有技术，本发明实施例提供的技术方案可以提高载波干扰噪声比的估计精度，并且相对也更容易处理。

附图说明

图1为3GPP LTE下行子帧结构示意图；

图2为3GPP LTE上行子帧结构示意图；

图3为现有技术中信道响应时域波形示意图；

图4为实施例一中获得载波干扰噪声比(CINR)的流程图；

图5为实施例一和现有技术在AWGN信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图；

图6为实施例一和现有技术在TU信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图；

图7为实施例二和现有技术在AWGN信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图；

图8为实施例二和现有技术在TU信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图；

图9为实施例三中的通信设备框图；

图10为实施例四中的通信设备框图。

具体实施方式

本发明实施例中，通过适当的假设条件来认为通过相应的计算可以抵消掉相应子载波的信道估计值中的信道响应，从而获得子帧中导频符号的总干扰噪声功率，并根据该总噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

下面结合附图对本发明实施例做进一步地描述。

实施例一

在实施例一中，确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的该两个差值相减，将该相减结果作为该每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加；

根据该干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

以图2所示的LTE上行子帧为例来进行说明，LTE下行子帧的具体实现可以参见对LTE上行子帧的相应描述。

图2中的R_i，j(i＝1，2，3，4；j＝1，2，...，M，M为子载波的数量)表示第i个导频符号上第j个子载波上承载的信号，R_i，j可以表示为公式(1)：

R_i，j＝H_i，jS_i，j+n_i，j    (1)

其中，S_i，j表示第i个导频符号上第j个子载波上承载的模为1的已知导频信号，n_i，j表示第i个导频符号上第j个子载波上承载的干扰噪声信号，H_i，j表示第i个导频符号上第j个子载波的信道响应。

第i个导频符号上第j个子载波的信道估计值

如公式(2)所示：

${\hat{H}}_{i,j}=H_{i,j}+w_{i,j}---\left(2\right)$

由于可以认为在频域上越接近的子载波，其信道响应的变化会越小，因此，可以假设两个导频符号的附近两个子载波的信道响应的差值相同。其中，两个导频符号的附近两个子载波是该两个导频符号中相邻或者间隔较小(可以是小于设定阈值，例如间隔一个子载波)的两个子载波，而在时域上的两个导频符号也可以是相邻或者间隔的情况。

下面以时域和频域均相邻来进行说明。

将子帧中的第一个导频符号和第二个导频符号作为一对导频符号，第三个导频符号和第四个导频符号作为一对导频符号，且将各个子载波分为M/2个相邻的子载波对，假设每对导频符号在每对子载波中的第一子载波上的信道响应的差值与在第二子载波上的信道响应的差值相同，可以得到如公式(5)所示的等式：

H_1，2j-1-H_2，2j-1＝H_1，2j-H_2，2j

H_3，2j-1-H_4，2j-1＝H_3，2j-H_4，2j    (5)

其中，j＝1，2，...，M/2。

由于导频子载波上的信道估计值

是能够获得的参数，因此，在实施例一中，利用来获得子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N。

由于公式(5)的成立，因此：

$({\hat{H}}_{\mathrm{1,2}j-1}-{\hat{H}}_{\mathrm{2,2}j-1})-({\hat{H}}_{\mathrm{1,2}j}-{\hat{H}}_{\mathrm{2,2}j})$

$=(H_{\mathrm{1,2}j-1}+W_{\mathrm{1,2}j-1}-H_{\mathrm{2,2}j-1}-W_{2,2j-1})-(H_{\mathrm{1,2}j}+W_{\mathrm{1,2}j}-H_{\mathrm{2,2}j}-W_{\mathrm{2,2}j})$

$=W_{\mathrm{1,2}j-1}-W_{\mathrm{2,2}j-1}-W_{\mathrm{1,2}j}+W_{\mathrm{2,2}j}$

而W_1，2j-1-W_2，2j-1-W_1，2j+W_2，2j即为相应的导频符号的干扰噪声W_1，2j-1、W_2，2j-1、W_1，2j、W_2，2j的叠加。

可见，假设公式(5)成立则可以通过上述算式消除相应子载波的信道估计值中的信道响应。因此，可以将

的计算结果作为子帧中第一个导频符号(即i＝1)和第二个导频符号(即i＝2)的干扰噪声功率。

同理，可以将

的计算结果作为子帧中第三个导频符号(即i＝3)和第四个导频符号(即i＝4)的干扰噪声功率。

因此，在实施例一中，通过公式(6)获得子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N：

$P_N=\underset{j=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\Σ}}}\{{|({\hat{H}}_{\mathrm{1,2}j-1}-{\hat{H}}_{\mathrm{2,2}j-1})-({\hat{H}}_{\mathrm{1,2}j}-{\hat{H}}_{\mathrm{2,2}j})|}^2+{|({\hat{H}}_{\mathrm{3,2}j-1}-{\hat{H}}_{\mathrm{4,2}j-1})-({\hat{H}}_{\mathrm{3,2}j}-{\hat{H}}_{\mathrm{4,2}j})|}^2\}---\left(6\right)$

另外，根据公式(7)获得子帧中导频符号的总功率P：

$P=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,j}\right|}^2---\left(7\right)$

于是可以根据公式(8)得到子帧中导频符号的干扰噪声比作载波干扰噪声比(CINR)：

$\mathrm{CINR}=\frac{P-P_N}{P_N}---\left(8\right)$

由于实施例一的其他实例中，在一对导频符号可以是两个间隔的导频符号，因此，为了满足更多的情况，可以通过公式(9)来获得子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N：

$P_N=\underset{j=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\Σ}}}\{{|({\hat{H}}_{i\mathrm{1,2}j-1}-{\hat{H}}_{i\mathrm{2,2}j-1})-({\hat{H}}_{i\mathrm{1,2}j}-{\hat{H}}_{i\mathrm{2,2}j})|}^2+{|({\hat{H}}_{i\mathrm{3,2}j-1}-{\hat{H}}_{i\mathrm{4,2}j-1})-({\hat{H}}_{i\mathrm{3,2}j}-{\hat{H}}_{i\mathrm{4,2}j})|}^2\}---\left(9\right)$

其中，i₁至i₄表示各个导频符号，可见，当i₁为1、i₂为2、i₃为3、i₄为4时，公式(9)与公式(6)相同，但当i₁为1、i₂为3、i₃为2、i₄为4时，则可以体现出一对导频符号是间隔的情况。

对于每对子载波中包括间隔为1的两个子载波的情况，可以通过公式(10)来获得子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N：

$P_N=\underset{j=1}{\overset{M/4}{\mathrm{\Σ}}}\left\{{|({\hat{H}}_{i\mathrm{1,4}j-3}-{\hat{H}}_{i\mathrm{2,4}j-3})-({\hat{H}}_{i\mathrm{1,4}j-1}-{\hat{H}}_{i\mathrm{2,4}j-1})|}^2{|({\hat{H}}_{i\mathrm{3,4}j-3}-{\hat{H}}_{i\mathrm{4,4}j-3})-({\hat{H}}_{i\mathrm{3,4}j-1}-{\hat{H}}_{i\mathrm{4,4}j-1})|}^2\right\}$

$+\underset{j=1}{\overset{M/4}{\mathrm{\Σ}}}\{{|({\hat{H}}_{i\mathrm{1,4}j-2}-{\hat{H}}_{i\mathrm{2,4}j-2})-({\hat{H}}_{i\mathrm{1,4}j}-{\hat{H}}_{i\mathrm{2,4}j})|}^2+{|({\hat{H}}_{i\mathrm{3,4}j-2}-{\hat{H}}_{i\mathrm{4,4}j-2})-({\hat{H}}_{i\mathrm{3,4}j}-{\hat{H}}_{i\mathrm{4,4}j})|}^2\}---\left(10\right)$

实施例一中获得载波干扰噪声比(CINR)的流程可以如图4所示，包括以下步骤：

步骤S101，确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的该两个差值相减，将该相减结果作为该每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加；

步骤S102，根据该干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

据该干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率的具体方法为：求取该每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的平方，将平方得到的结果作为该每对导频符号与每对子载波的干扰噪声功率，并将该每对导频符号与每对子载波的干扰噪声功率进行累积获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率。

步骤S103，获得该子帧导频符号的总功率P；

在具体实现时，步骤S102和步骤S103的执行不限于上述先后顺序，可以根据系统需要设定。

步骤S104，根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N(即两对导频符号的总干扰噪声功率之和)和该子帧导频符号的总功率P获得相应的干扰噪声比(即该子帧中导频符号的干扰噪声比)，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比(CINR)。

如图5和图6所示，实施例一的技术方案和现有技术相比，可以获得更为精确的载波干扰噪声比。其中，图5和图6中横坐标表示设定的载波干扰噪声比值，纵坐标表示测量得到的载波干扰噪声比值。图5示出的是实施例一和现有技术在高斯白噪声(AWGN)信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图，如图所示，采用实施例一技术方案得到的测量结果与理想值几乎完全一致，而现有技术得到的测量结果与理想值却有较大差距。图6示出的是实施例一和现有技术在典型城市环境的6径模型(TU)信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图，如图所示，相对于现有技术，采用实施例一技术方案得到的测量结果与理想值更为接近。可见，实施例一比现有技术能够测量得到更为精确的载波干扰噪声比。

实施例二

在实施例二中，确定载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加，其中，将子帧中两对导频符号中的一对导频符号一子载波上的信道估计值的差值与另一对导频符号在该子载波上的信道估计值的差值相减，将该相减结果作为在该子载波上各导频符号干扰噪声的叠加；

根据该干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

仍以图2所示的LTE上行子帧为例来进行说明，LTE下行子帧的具体实现可以参见对LTE上行子帧的相应描述。与实施例一中描述的相同，图2中的R_i，j(i＝1，2，3，4；j＝1，2，...，M)，其中，M为子载波的数量，可以表示为公式(1)：

R_i，j＝H_i，jS_i，j+n_i，j    (1)

其中，S_i，j是模为1的已知导频信号，n_i，j是干扰噪声信号，H_i，j是信道响应。

而同样，导频子载波上的信道估计值

如公式(2)所示：

${\hat{H}}_{i,j}=H_{i,j}+w_{i,j}---\left(2\right)$

每对导频符号中的两个导频符号是相邻或者间隔的关系，一对导频符号的同一子载波的信道响应的差值与另一对导频符号的相应差值相近，在实施例二中，假设，一对导频符号的同一子载波的信道响应的差值与另一对导频符号的相应差值相同。

基于一对导频符号的同一子载波的信道响应的差值与另一对导频符号的相应差值相同的假设，可以得到如公式(11)所示的等式：

H_1，j-H_2，j＝H_3，j-H_4，j    (11)

其中，j＝1，2，...，M。

公式(11)在形式上体现的是1、2两个相邻符号的同一子载波的信道响应的差值与3、4两个相邻符号的同一子载波的信道响应的差值相同，但公式(11)也可以变形为：

H_1，j-H_3，j＝H_2，j-H_4，j

即1、3两个相邻符号的同一子载波的信道响应的差值与2、4两个相邻符号的同一子载波的信道响应的差值相同，可见，只要每对导频符号的间隔都相同即可。

同样由于导频子载波上的信道估计值

是能够获得的参数，因此，在实施例二中，利用来获得子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N。

由于公式(11)的成立，因此：

$({\hat{H}}_{1,j}-{\hat{H}}_{2,j})-({\hat{H}}_{3,j}-{\hat{H}}_{4,j})$

$=(H_{1,j}+W_{1,j}-H_{2,j}-W_{2,j})-(H_{3,j}+W_{3,j}-H_{4,j}-W_{4,j})$

$=W_{1,j}-W_{2,j}-W_{3,j}+W_{4,j}$

而W_1，j-W_2，j-W_3，j+W_4，j即为相应的导频符号的干扰噪声W_1，j、W_2，j、W_3，j、W_4，j的叠加。可见，假设公式(11)成立则可以通过上述算式消除相应子载波的信道估计值中的信道响应获得相应子载波的干扰噪声。因此，在实施例二中，通过公式(12)来获得干扰噪声功率P_N：

$P_N=\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|({\hat{H}}_{1,j}-{\hat{H}}_{2,j})-({\hat{H}}_{3,j}-{\hat{H}}_{4,j})|}^2---\left(12\right)$

另外，可以根据公式(7)获得子帧中导频符号的总功率P：

$P=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,j}\right|}^2---\left(7\right)$

于是可以根据公式(8)得到载波干扰噪声比(CINR)：

$\mathrm{CINR}=\frac{P-P_N}{P_N}---\left(8\right)$

采用实施例二提供的技术方案，同样能够方便地获得载波干扰噪声比。

由于在实施例二中，也可以通过

来获得相应的导频符号的干扰噪声W_1，j、W_2，j、W_3，j、W_4，j的叠加，因此，为了满足更多的情况，可以通过公式(13)子帧中导频符号的总干扰噪声功率P_N：

$P_N=\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|({\hat{H}}_{i1,j}-{\hat{H}}_{i2,j})-({\hat{H}}_{i3,j}-{\hat{H}}_{i4,j})|}^2---\left(13\right)$

其中，i1至i4表示各个导频符号。

如图7和图8所示，实施例二的技术方案和现有技术相比，可以获得更为精确的载波干扰噪声比。其中，图7和图8中横坐标表示设定的载波干扰噪声比值，纵坐标表示测量得到的载波干扰噪声比值。图7示出的是实施例二和现有技术在高斯白噪声(AWGN)信道得到的载波干扰噪声比测量结果与理想值的比对示意图，如图所示，采用实施例二技术方案得到的测量结果与理想值几乎完全一致，而现有技术得到的测量结果与理想值却有较大差距。图8示出的是实施例二和现有技术在典型城市环境的6径模型(TU)信道得到的载波干扰噪声测量比结果与理想值的比对示意图，如图所示，相对于现有技术，采用实施例二技术方案得到的测量结果与理想值更为接近。可见，实施例二比现有技术能够测量得到更为精确的载波干扰噪声比。

实施例三

实施例三中的通信设备，如图9所示，包括第一模块100、第二模块200和第三模块300，其中：

第一模块100，用于确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的该两个差值相减，将该相减结果作为每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加并输出；

第二模块200，用于根据接收到的干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率并输出；

第三模块300，用于根据接收到的该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

实施例四

实施例四中的通信设备，如图10所示，包括第二模块200、第四模块400和第五模块500，其中：

第四模块400，用于确定载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加，其中，将子帧中两对导频符号中的一对导频符号一子载波上的信道估计值的差值与另一对导频符号在该子载波上的信道估计值的差值相减，将该相减结果作为在该子载波上各导频符号干扰噪声的叠加并输出；

第二模块200，用于根据该干扰噪声的叠加获得该子帧中导频符号的总干扰噪声功率并输出；

第五模块500，用于根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

综上所述，采用本发明实施例所提供的技术方案，可以方便地获得导频符号的干扰噪声，进而方便地获得载波干扰噪声比，并且，可以提高载波干扰噪声比的估计精度。并且，本发明实施例技术方案适用于单天线和多天线，且适用于LTE系统的上行和下行，还适用于LTE系统以及其他各种OFDM系统。根据不同OFDM系统的需要，各导频符号可以为OFDM符号或者SC-FDMA符号。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (12)

1.一种载波干扰噪声比测量方法，其特征在于，包括：

确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的所述两个差值相减，将所述相减结果作为所述每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加，所述每对子载波为所述每对导频符号中相邻或间隔小于设定阈值的两个子载波；

基于所述子帧中每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述每对导频符号中包括两个相邻或者间隔的导频符号。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，获得所述每对子载波的方法为：将载波中的全部子载波分为相应的子载波对。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述每对子载波中包括相邻或者间隔小于设定阈值的两个子载波。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述子帧中每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率的具体方法为：求取所述每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方，将所述平方得到的结果作为所述每对导频符号与每对子载波的干扰噪声功率，并将所述每对导频符号与每对子载波的干扰噪声功率进行累积获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率。

6.如权利要求1、2或4所述的方法，其特征在于，所述导频符号为正交频分复用导频符号或者单载波频分复用导频符号。

7.一种载波干扰噪声比测量方法，其特征在于，包括：

确定载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加，其中，将子帧中两对导频符号中的相邻或间隔小于设定阈值的一对导频符号在一子载波上的信道估计值的差值与相邻或间隔小于设定阈值的另一对导频符号在该子载波上的信道估计值的差值相减，将所述相减结果作为在该子载波上各导频符号干扰噪声的叠加；

基于所述载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率；

根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述各对导频符号中包括两个相邻或者间隔的导频符号。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，基于所述载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率的具体方法为：求取所述每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方，将所述平方得到的结果作为所述每对导频符号与每对子载波的干扰噪声功率，并将所述每对导频符号与每对子载波的干扰噪声功率进行累积获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率。

10.如权利要求7至9任一权利要求所述的方法，其特征在于，所述导频符号为正交频分复用导频符号或者单载波频分复用导频符号。

11.一种通信设备，其特征在于，包括：

用于确定子帧中两对导频符号中每对导频符号分别在每对子载波中的第一子载波上的信道估计值的差值以及在第二子载波上的信道估计值的差值，并将每对导频符号与每对子载波所获得的所述两个差值相减，将所述相减结果作为所述每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加并输出的模块，所述每对子载波为所述每对导频符号中相邻或间隔小于设定阈值的两个子载波；

用于基于所述子帧中每对导频符号与每对子载波相应的干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率并输出的模块；

用于根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比的模块。

12.一种通信设备，其特征在于，包括：

用于确定载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加，其中，将子帧中两对导频符号中的相邻或间隔小于设定阈值的一对导频符号在一子载波上的信道估计值的差值与相邻或间隔小于设定阈值的另一对导频符号在该子载波上的信道估计值的差值相减，将所述相减结果作为在该子载波上各导频符号干扰噪声的叠加并输出的模块；

用于基于所述载波中每个子载波上各导频符号干扰噪声的叠加的模的平方求和，获得所述子帧中导频符号的总干扰噪声功率并输出的模块；

用于根据该子帧中导频符号的总干扰噪声功率和总功率获得相应的干扰噪声比，并将该干扰噪声比作为载波干扰噪声比的模块。

Images