CN1770754A

CN1770754A - 用于在通信系统中估计载波干扰噪声比的设备和方法

Info

Publication number: CN1770754A
Application number: CNA2005101170195A
Authority: CN
Inventors: 张在焕; 金仁滢; 朴润相; 宋凤基
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2004-10-28
Filing date: 2005-10-28
Publication date: 2006-05-10
Anticipated expiration: 2025-10-28
Also published as: US20060093074A1; CN1770754B; EP1653642B1; EP1653642A2; EP1653642A3; KR20060037806A; KR100713436B1; US7590171B2

Abstract

提供一种在基于正交频分复用(OFDM)或正交频分多址(OFDMA)的通信系统中用于估计载波干扰噪声比(CINR)的设备和方法。在该通信系统中，所有基站将前导或导频的功率电平增加BdB。因此，接收的信号功率电平和接收的干扰电平增加BdB，但是噪声电平不增加。前导或导频间隔的传输功率与数据间隔相比增加。在干扰和噪声电平从前导或导频中被估计之后，前导或导频的干扰和噪声电平估计通过考虑前导或导频的增加电平来修正。

Description

用于在通信系统中估计载波干扰噪声比的设备和方法

技术领域

本发明总的来说涉及一种噪声估计设备和方法，更具体地讲，涉及这样一种载波干扰噪声比(CINR)估计设备和方法，其用于在基于正交频分复用(OFDM)或正交频分多址(OFDMA)的通信系统中估计用作信道质量标准之一的CINR。

背景技术

近来，正交频分复用(OFDM)技术已经被用于通过有线/无线信道以高速率传输数据。OFDM技术通过多个子信道传输数据。OFDM技术将输入串行数据转换为并行数据，将该并行数据调制到多个子载波上，即具有正交性的子信道，然后传输该调制的数据。

这种OFDM技术被广泛地应用到数字传输技术，如数字/音频广播、数字TV、无线局域网(WLAN)、无线异步传输模式(WATM)、宽带无线接入(BWA)等。在过去，由于实现OFDM技术所需的硬件复杂性，所以该技术没有被广泛使用，但是由于包括快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT)的各种数字信号处理技术的发展其近来已经被采用。这种OFDM技术与传统的频分复用(FDM)技术相似，但是最重要的是其可以在保持多个子载波之间的正交性的同时通过传输这多个子载波来实现最佳的传输效率。此外，OFDM技术提高频率效率并且抗多径衰减很强。

另外，OFDM技术通过利用重叠频谱而使抗频率选择衰减的能力很强，并且通过利用保护间隔(guard interval)能够减少符号间干扰的影响。就硬件来说，OFDM技术可采用简单的均衡器并且抗脉冲噪声的能力很强。

在基于OFDM/OFDMA的通信系统中，用作自适应功率控制(APC)、自适应调制/解调等所需的参数，例如载波干扰噪声比(CINR)的信道信号质量必须被测量。APC或自适应调制/解调单元根据使用CINR测量的信道信号质量来控制功率或调制/解调电平。在这种情况下，通过子载波信号功率的总和除以噪声和干扰功率的总和来定义CINR，并且CINR用作确定通信系统中的信道质量的标准。

用于估计CINR的现有技术被公开在标题为“FAST AND ACCURATESIGNAL-TO-NOISE RATIO ESTIMATION TECHNIQUE FOR OFDMSYSTEMS”的专利号为6,456,653的美国专利(以下称为“′653专利”)中。在′653专利中公开了用于使用保护带估计噪声电平的方法。然而，上述的传统噪声电平估计方法具有的问题在于当子载波的数量不足时估计噪声电平的准确性可能降低，并且估计的噪声电平由于邻近信道泄露比(ACLR)可能高于实际测量的噪声电平。

发明内容

因此，已经设计了本发明来解决出现在现有技术中的以上和其他问题。因此，本发明一方面在于提供一种在正交频分复用(OFDM)系统中估计更准确的载波干扰噪声比的设备和方法。

可通过用于在通信系统中估计载波干扰噪声比(CINR)的设备来实现本发明的以上和其他方面。该设备包括：信号功率估计器，用于估计总的接收的信号功率；干扰和噪声功率估计器，用于估计接收的信号的干扰和噪声功率；噪声电平估计器，用于估计接收的信号的噪声电平；和CINR计算器，用于使用信号功率估计器、干扰和噪声功率估计器以及噪声电平估计器的输出来估计数据间隔中的CINR。

附图说明

通过下面结合附图进行的详细描述，本发明的上述和其他方面和优点将会变得更加清楚，其中：

图1是示出根据本发明实施例的具有载波干扰噪声比(CINR)估计器的正交频分复用(OFDM)接收器的方框图；

图2是示出根据本发明实施例的CINR估计器的方框图；

图3是示出根据本发明实施例的信号功率估计器的方框图；

图4是示出根据本发明实施例的干扰和噪声功率估计器的方框图；

图5是示出根据本发明实施例的噪声电平估计器的方框图；

图6示出根据本发明实施例的CINR估计器的CINR计算器的详细情况；和

图7是示出根据本发明实施例的CINR估计器的操作的流程图。

具体实施方式

以下，参照附图来详细描述本发明的优选实施例。在以下描述中，为了简明起见，已知功能和包含于此的配置的详细描述将被省略。

图1是示出根据本发明实施例的具有载波干扰噪声比(CINR)估计器的正交频分复用(OFDM)接收器的方框图。参照图1，OFDM接收器100包括天线111、射频(RF)处理器113、保护间隔(GI)去除器115、串行并行(S/P)变换器117、快速傅立叶变换(FFT)处理器119、均衡器121、信道估计器123以及CINR估计器200。

RF处理器113将通过天线111接收的信道数据输出到GI去除器115。GI去除器115从接收的信道数据中去除GI。S/P变换器117将GI已经被去除的串行信道数据转换为多个并行数据段，随后将并行数据输出到FFI处理器119。FFT处理器119对GI已经被去除的并行信道数据执行FFT操作，随后将与FFT操作的结果相应的信道数据输出到均衡器121。均衡器121从FFI操作结果的信道数据中去除在通信信道环境中发生的信道失真，随后输出信道失真已经被去除的数据。

信道估计器123根据当发送和接收功能被执行时由信道降低引起的频域中的相位和幅度倾斜来估计信道状态，随后补偿频域中的相位和幅度倾斜。CINR估计器200估计信道质量，即CINR。

在上述的OFDM系统中，OFDM发送器对调制的信号执行逆FFT(IFFT)操作，将GI插入信号，并且发送已经插入GI的信号。相反地，OFDM接收器从接收的信号中去除GI，对已经去除GI的接收的信号执行FFT操作，对FFT操作的结果进行解调，并且恢复原始信号。

OFDM发送器发送具有已知模式的数字信号，如导频信号或前导信号。OFDM接收器使用接收的信号估计CINR。在这种情况下，本发明考虑导频信号或前导信号的升压电平(boosting level)。更具体地讲，当发送前导或导频时，与数据间隔中的传输功率相比基站将前导或导频间隔中的传输功率增加值BdB。

实际上，前导或导频间隔中的CINR值与数据间隔中的CINR不同。在这种情况下，根据标准定义增加值。传统地前导间隔的增加值与导频间隔的增加值不同。如果在数据间隔中功率电平增加，则相对于数据间隔的增加电平用于本发明的增加值BdB被分析作为前导或导频间隔的增加电平。

当将被估计的数据间隔中的CINR值用CINR_d表示时，其可如方程(1)所示来写。

{CINR}_{d} = \frac{C_{d}}{I_{d} + N_{d}} - - - (1)

在这种情况下，当前导间隔中的CINR值用CINR_p表示时，其可如方程(2)所示来写。

{CINR}_{p} = \frac{C_{p}}{I_{p} + N_{p}} - - - (2)

在方程(1)和(2)中，C_d和C_p表示接收的实际信号功率电平，I_d和I_p表示接收的干扰电平，N_d和N_p表示噪声电平。具有下角标“d”的值是数据间隔中的电平值，具有下角标“p”的值是前导间隔中的电平值。除噪声电平之外，传统上数据间隔和前导间隔之间的两个电平值彼此不同。所有基站将前导的功率电平增加BdB。因此，接收的信号功率电平和接收的干扰电平增加BdB，但是噪声电平没有被增加。这些电平值可如方程(3)所示来写。

C_p＝10^0.1BC_d

I_p＝10^0.1BI_d......(3)

N_p＝N_d

增加电平值B在以上方程(3)中由标准来定义。

可从方程(1)、(2)和(3)中看出，前导或导频间隔中的CINR值与数据间隔的CINR值不同。

当在基于OFDM或OFDMA的通信系统中前导或导频间隔中的传输功率的增加电平高于数据间隔中的传输功率的增加电平时，前导或导频信号间隔中的CINR估计与数据间隔中的CINR估计不同。根据本发明的实施例，通过在干扰和噪声电平从前导或导频信号中被估计之后考虑前导或导频的增加电平来修正前导或导频信号的干扰和噪声电平估计。

更具体地讲，本发明实施例通过考虑前导或导频信号的增加的传输功率来修正前导或导频的CINR值，从而数据间隔中的CINR值被计算。因此，当用于计算数据间隔中的CINR的方程(1)的C_d、I_d和N_d用被以上方程(3)中的由C_p、I_p和N_p表示的C_d、I_d和N_d替换时，得到方程(4)。

{CINR}_{d} = \frac{C_{p} / 10^{0.1 B}}{I_{p} / 10^{0.1 B} + N_{p}}

= \frac{C_{p}}{I_{p} + 10^{0.1 B} {\times N}_{p}} - - - (4)

= \frac{C_{p}}{I_{p} + N_{p} + (10^{0.1 B} - 1) N_{p}}

如在方程(4)所见，可通过计算C_p、I_p和N_p来获得数据间隔中的CINR。这里，C_p表示前导或导频信号间隔中的接收的实际信号功率，I_p表示前导或导频信号间隔中的接收的干扰电平，N_p表示前导或导频信号间隔中的噪声电平。可通过从接收的信号功率电平中减去由包括在方程(4)的分母中的增加值修正的前导或导频信号的干扰和噪声电平来获得接收的实际信号功率电平。修正的前导或导频信号的干扰和噪声电平如方程(5)所示来表示。

I_p+N_p+(10^0.1B-1)N_p ......(5)

如上所述，本发明使用前导或导频间隔中的接收的实际信号的功率电平、接收的干扰电平和噪声电平来计算数据间隔中的CINR。将描述根据本发明实现的CINR估计器。

图2是示出根据本发明实施例的CINR估计器200的方框图。参照图2，CINR估计器200包括：信号功率估计器210，用于估计总的接收的信号功率；干扰和噪声功率估计器220，用于估计接收的前导或导频信号的干扰和噪声功率；噪声电平估计器230，用于估计接收的信号的噪声电平；和CINR计算器240，用于估计数据间隔中的CINR。

CINR估计器200将从图1中示出的FFT处理器119中接收的信号的子载波输出到信号功率估计器210、干扰和噪声功率估计器220以及噪声电平估计器230。信号功率估计器210估计接收的信号功率。更具体地讲，信号功率估计器210计算来自从FFT处理器119接收的信号的每一子载波的功率，计算子载波功率值的总和以估计信号功率，并将估计的信号功率信息输出到CINR计算器240。

干扰和噪声功率估计器220估计接收的信号的噪声功率以将估计的噪声功率信息输出到CINR计算器240，并且使用接收的信号的每一子载波具有与相邻子载波相似的信道特性的事实来估计包括在接收的信号中的噪声的功率。

噪声电平估计器230估计接收的信号的噪声电平。为了估计噪声电平，噪声电平估计器230使用一些不包括将被传输的信号的子载波来估计噪声电平。在本发明被应用到其的OFDM通信系统中，设计了在其中用于同步的时域模式被重复的前导结构，从而一些子载波仅传输信号。

例如，当其被设计成时域中的重复模式被一次形成时，奇数子载波不包括将被传输的信号，仅偶数子载波包括将被传输的导频信号。在这种情况下，奇数子载波仅包括噪声。如果FFT大小不足够大，则奇数子载波的总的噪声功率可被确定为包括在所有使用的子载波中的噪声的电平的一半值，这是因为奇数和偶数子载波的噪声遵循具有相同标准偏差的一般分布。即，根据本发明实施例的噪声电平估计器230使用不包括将被传输的信号的一些子载波的信号功率来估计噪声电平，随后将估计的噪声电平信息提供给CINR计算器240。

另一方面，根据本发明另一实施例的噪声电平估计器230可使用公开在标题为“FAST AND ACCURATE SIGNAL-TO-NOISE RATIO ESTIMATIONTECHNIQUE FOR OFDM SYSTEMS”的专利号为6,456,653的美国专利中的技术。

CINR计算器240从信号功率估计器210接收总的接收的信号的功率信息，从干扰和噪声功率估计器220接收干扰和噪声功率信息，并且从噪声电平估计器230接收噪声电平信息。随后，CINR计算器240使用与总的接收的信号相关的信号功率信息、干扰和噪声功率信息以及噪声电平信息来估计数据间隔中的CINR。在这种情况下，CINR计算器240通过考虑B值来修正前导或导频信号间隔中的噪声电平，B值表示当前导或导频信号间隔中的传输功率与数据间隔中的传输功率相比增加时的增加电平。由于增加电平值B由标准定义，所以没必要另外地被计算或测量。

图3是示出根据本发明实施例的信号功率估计器210的方框图。参照图3，信号功率估计器210计算从图1的FFT处理器119提供的每一子载波的功率。信号功率估计器210包括：多个功率检测器211到215，用于从FFT处理器119接收多个子载波并且检测这些子载波的功率值。信号功率估计器210还包括：加法器216，用于计算从功率检测器211到215提供的信号功率值的总和。加法器216将从功率检测器211到215输出的信号功率值求和，并且输出总的接收信号功率。

图4是示出根据本发明实施例的干扰和噪声功率估计器220的方框图。参照图4，干扰和噪声功率估计器220包括多个相关器222-1到222-M、多个计算算子(computational operator)224-1到224-M和加法器226。相关器222-1到222-M将预设在接收的信号的多个子载波中的导频序列逐元素相关，并计算子载波的相关值。随后，计算算子224-1到224-M分别计算每一子载波的相关值与至少一个相邻子载波的相关值之间的差。在这种情况下，具有相似信道特性的相邻子载波的数量可被任意定义。由于相邻子载波具有基本上相同的信道特性，所以相关值之间的差是信号分量被消除的干扰和噪声分量的值。加法器226将来自计算算子224-1到224-M的干扰和噪声分量求和，随后计算总的干扰和噪声功率。

图5是示出根据本发明实施例的噪声电平估计器230的方框图。参照图5，噪声电平估计器230包括多个噪声功率检测器232-2到232-M-1、加法器以及乘法器236。

如上所述，用于同步的时域模式被重复的前导结构在本发明被应用到其的OFDM通信系统中被设计，从而一些子载波仅传输信号。例如，当其被设计成时域中的重复模式被一次形成时，奇数子载波不包括将被传输的信号，仅偶数子载波包括将被传输的导频信号。当其被设计为时域模式被重复两次时，每三个子载波被分配导频信号。不包括将被传输的信号的子载波仅包括噪声。

根据本发明实施例的噪声电平估计器230将不包括将被传输的信号的一些子载波的噪声功率电平求和。噪声功率检测器232-2到232-M-1相应于在由噪声电平估计器230接收的所有子载波中的不包括将被传输的信号的一些子载波被配置。噪声功率检测器232-2到232-M-1接收不包括将被传输的信号的一些子载波，计算接收的子载波的功率值，并且将接收的子载波的功率值提供给加法器234。

加法器234将从噪声功率检测器232-2到232-M-1提供的功率值求和，并将求和的结果提供给乘法器236。在这种实施例中，由于通信系统被设计为时域中的重复模式被一次形成，所以奇数子载波不包括将被传输的信号，仅偶数子载波包括将被传输的导频信号。在这种情况下，奇数子载波仅包括噪声。由加法器234计算的总的噪声功率可被确定为包括在所有使用的子载波中的噪声的电平的一半值，这是因为奇数和偶数子载波的噪声遵循具有相同标准偏差的一般分布。

由于计算的噪声功率电平是被包括在所有使用的子载波中的噪声的电平的一半值，所以所有子载波的噪声功率必须是从加法器234输出的噪声功率电平的两倍。因此，提供乘法器236。乘法器236通过将从加法器234输出的噪声功率值乘以二来计算总的噪声功率电平。乘法器236将加法器234的输出设置为总的噪声功率。本领域的技术人员应该理解通信系统的配置可以根据用于传输信号的子载波的数量而不同。

根据本发明实施例的噪声电平估计器230使用不包括将被传输的信号的子载波的功率值来估计噪声电平，并且将估计的噪声电平信息提供给CINR计算器240。

如果每x数量的子载波被分配前导，则当对不包括将被传输的信号的子载波的噪声功率电平求和并将噪声功率电平的总和除以(x-1)时，本发明另一实施例能够使用用于包括将被传输的信号的子载波的噪声功率电平估计。这里，x是2、3、4等，并且必须是小于FFT大小的值。

当数据间隔中的CINR使用导频间隔中的导频来估计时，与前导相关的噪声电平估计可被使用。

图6示出根据本发明实施例的CINR估计器200的CINR计算器240的详细情况。如图6所示，CINR计算器240根据方程(4)。如方程(4)所示，数据间隔中的CINR可通过计算前导或导频信号间隔中的C_p、I_p和N_p来获得。如上所述，C_p表示前导或导频信号间隔中的接收的实际信号功率电平，I_p表示前导或导频信号间隔中的接收的干扰电平，N_p表示前导或导频信号间隔中的噪声电平。

在方程(4)，可使用干扰和噪声功率估计器220来计算分母的I_p+N_p。增加电平值B由标准定义，并且没必要被另外地计算或测量。可使用噪声电平估计器230来计算噪声电平N_p。可从总的接收的信号功率以及干扰和噪声功率中计算接收的实际信号功率电平C_p。即，可通过从总的接收的信号功率中减去干扰和噪声功率来获得接收的实际信号功率电平C_p。因此，根据本发明实施例的CINR计算器240通过从由信号功率估计器210输出的总的信号功率的值中减去由干扰和噪声电平功率估计器220输出的干扰和噪声功率的值来获得实际信号功率。

参照图6，CINR计算器240的第一乘法器245将来自噪声电平功率器230的噪声功率电平乘以(10^0.1B-1)以得出值(10^0.1B-1)N_p，从而方程(4)的分母值被计算。第一乘法器245将得出的值(10^0.1B-1)N_p提供给第一计算算子243。第一计算算子243将由干扰和噪声功率估计器220输出的干扰和噪声功率I_p+N_p与由第一乘法器245输出的值(10^0.1B-1)N_p相加，然后将该相加的结果输出给倒数发生器247。倒数发生器247产生由第一计算算子243输出的I_p+N_p+(10^0.1B-1)N_p的倒数，并将产生的倒数提供给第二乘法器249。

第二计算算子241从由信号功率估计器210输出的总的接收的信号功率值中减去由干扰和噪声功率估计器220输出的干扰和噪声功率值，从而方程(4)的分子，即前导或导频信号间隔中的实际信号功率可被计算。第二计算算子241将相减的结果输出给第二乘法器249。第二乘法器249将从倒数发生器247产生的I_p+N_p+(10^0.1B-1)N_p的倒数乘以由第二计算算子241接收的实际接收的信号功率值，从而计算出数据间隔中的CINR。

如上所述，根据本发明实施例的CINR估计器200根据接收的前导或导频信号间隔中的实际信号功率电平、干扰和噪声功率电平以及噪声电平来计算数据间隔中的CINR。

图7是根据本发明实施例的CINR估计器200的操作的流程图。参照图7，在步骤310，CINR估计器200的信号功率估计器210估计总的接收的信号的功率。更具体地讲，信号功率估计器210计算从FFT处理器119接收的每一子载波的功率值，并将各个子载波的功率值求和，从而估计总的信号功率。

随后，在步骤320，干扰和噪声估计器220估计接收的信号的干扰和噪声功率。此时，可使用接收的信号的相邻子载波之间的相似信道特性来估计接收的信号的干扰和噪声功率。随后，在步骤330，噪声电平估计器230估计接收的信号的噪声功率电平。如上所述，根据本发明实施例的噪声电平估计器230可使用不包括将被传输的信号的一些子载波来估计噪声功率电平。

随后，在步骤340，CINR计算器240通过从由信号功率估计器210输出的总的信号功率的值中减去由干扰和噪声电平功率估计器220输出的干扰和噪声功率的值来获得实际信号功率。如上所述，CINR计算器240通过考虑表示当前导或导频间隔中的传输功率与数据间隔中的传输功率相比增加时的增加电平的B值来修正前导或导频间隔中的噪声电平。

根据本发明，用作自适应功率控制(APC)或自适应调制和编码(AMC)所需的参数的CINR可被准确地估计。

尽管已经为了示例性的目的公开了本发明的优选实施例，但本领域的技术人员应该理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可对其进行各种修改、添加和替换。本发明不仅可被应用于正交频分复用(OFDM)系统，而且可被应用于正交频分多址(OFDMA)以及离散多音技术(DMT)。

因此，本发明不限于上述实施例，而是由所附权利要求连同其等同物的全部范围定义。

Claims

1、一种在通信系统中用于估计载波干扰噪声比的设备，包括：

信号功率估计器，用于估计总的接收的信号功率；

干扰和噪声功率估计器，用于估计接收的信号的干扰和噪声功率；

噪声电平估计器，用于估计接收的信号的噪声电平；和

载波干扰噪声比计算器，用于使用信号功率估计器、干扰和噪声功率估计器以及噪声电平估计器的输出来估计数据间隔中的载波干扰噪声比。

2、如权利要求1所述的设备，其中，载波干扰噪声比计算器考虑表示当前导和导频间隔中的一个的传输功率与数据间隔的传输功率相比增加时的增加电平的B值。

3、如权利要求1所述的设备，其中，信号功率估计器包括：

多个功率检测器，用于接收多个子载波并且检测所述子载波的功率值；和

加法器，用于将从功率检测器提供的功率值求和，并输出总的接收的信号功率。

4、如权利要求1所述的设备，其中，干扰和噪声功率估计器包括：

多个相关器，用于将预设在接收的信号的多个子载波中的参考序列逐元素相关，并输出子载波的相关值；

多个计算算子，其每一用于计算每一子载波的相关值与至少一个相邻子载波的相关值之间的差；和

加法器，用于对来自计算算子的子载波的相关值之间的差求和，并计算总的干扰和噪声功率。

5、如权利要求1所述的设备，其中，噪声电平估计器使用来自所有接收的子载波中的不包括将被传输的信号的子载波的功率值来估计总的噪声电平。

6、如权利要求1所述的设备，其中，噪声电平估计器包括：

多个噪声功率检测器，用于计算所有接收的子载波中的不包括将被传输的信号的一些子载波的功率值；

加法器，用于对噪声功率检测器的输出求和；和

乘法器，用于使用加法器的输出计算总的子载波噪声电平。

7、如权利要求1所述的设备，其中，载波干扰噪声比计算器通过从由信号功率估计器输出的总的接收的信号功率的值中减去由干扰和噪声功率估计器输出的干扰和噪声功率的值来计算实际信号功率。

8、如权利要求5所述的设备，其中，载波干扰噪声比计算器使用以下方程计算载波干扰噪声比：

{CINR}_{d} = \frac{C_{p} / 10^{0.1 B}}{I_{p} / 10^{0.1 B} + N_{p}} = \frac{C_{p}}{I_{p} + 10^{0.1 B} \times N_{p}} = \frac{C_{p}}{I_{p} + N_{p} + (10^{0.1 B} - 1) N_{p}},

其中，C_p表示前导和导频信号间隔中的一个中的接收的实际信号功率电平，I_p表示前导或导频信号间隔中的接收的干扰电平，以及N_p表示前导和导频信号间隔中的一个中的噪声电平。

9、一种在通信系统中用于估计载波干扰噪声比的方法，包括：

估计总的接收的信号功率；

估计接收的信号的干扰和噪声功率；

估计接收的信号的噪声电平；和

使用总的接收的信号功率、干扰和噪声功率以及噪声电平来估计数据间隔中的载波干扰噪声比。

10、如权利要求9所述的方法，其中，估计载波干扰噪声比的步骤考虑表示当前导和导频间隔中的一个的传输功率与数据间隔的传输功率相比增加时的增加电平的B值。

11、如权利要求9所述的方法，其中，估计总的接收的信号功率的步骤包括：

接收多个子载波并且检测所述多个子载波的功率值；

对所述功率值求和；和

输出总的接收的信号功率。

12、如权利要求9所述的方法，其中，估计干扰和噪声功率的步骤包括：

将预设在接收的信号的多个子载波中的参考序列逐元素相关；

输出子载波的相关值；

计算每一子载波的相关值与至少一个相邻子载波的相关值之间的差；和

对子载波的相关值之间的差求和并计算总的干扰和噪声功率。

13、如权利要求9所述的方法，其中，估计噪声电平的步骤包括：

使用所有接收的子载波中的不包括将被传输的信号的一些子载波的功率值来估计总的噪声电平。

14、如权利要求9所述的方法，其中，估计噪声电平的步骤包括：

计算所有接收的子载波中的不包括将被传输的信号的一些子载波的功率值；

对计算的功率值求和；和

使用求和的结果计算总的子载波噪声电平。

15、如权利要求9所述的方法，其中，计算载波干扰噪声比的步骤包括：

通过从总的接收的信号功率的值中减去干扰和噪声功率的值来计算实际信号功率。

16、如权利要求13所述的方法，其中，载波干扰噪声比使用以下方程来计算：

{CINR}_{d} = \frac{C_{p} / 10^{0.1 B}}{I_{p} / 10^{0.1 B} + N_{p}} = \frac{C_{p}}{I_{p} + 10^{0.1 B} \times N_{p}} = \frac{C_{p}}{I_{p} + N_{p} + (10^{0.1 B} - 1) N_{p}},

其中，C_p表示前导和导频信号间隔中的一个中的接收的实际信号功率电平，I_p表示前导和导频信号间隔中的一个中的接收的干扰电平，以及N_p表示前导和导频信号间隔中的一个中的噪声电平。