KR100768327B1 - 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 cinr 추정장치 및 그 방법 - Google Patents

다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 cinr 추정장치 및 그 방법 Download PDF

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장경희
김규현
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인하대학교 산학협력단
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Abstract

본 발명은 통신시스템, 특히 OFDM/OFDMA 시스템에서의 CINR 추정장치 및 그 방법에 관한 것으로, 상기 CINR 추정장치는, 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호들을 추출하는 프리앰블 추출부; 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 저장하는 프리앰블 레지스터; 상기 프리앰블 추출부로부터 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호와 상기 프리앰블 레지스터로부터 출력되는 프리앰블 신호를 곱셈하여 이로 인해 생성된 신호를 출력하는 곱셈부; 상기 곱셈부로부터 출력되는 신호와, 상기 프리앰블 추출부로부터 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호 및, CQI 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산하는 CINR 계산기; 및 상기 CINR의 계산기에 상기 CQI 주기 정보를 제공하는 콘트롤러;를 포함한다. 이러한 본 발명은, 하드웨어의 복잡도를 감소시킬 수 있을 뿐 아니라 보다 정확한 CINR 값을 기지국에 제공함으로써 다중반송파 신호를 사용하는 시스템의 성능을 전체적으로 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
CINR, OFDM, OFDMA, AMC, 다이버시티

Description

다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치 및 그 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CARRIER TO INTERFERENCE AND NOISE RATIO IN SYSTEMS USING MULTI-CARRIER SIGNAL}
도 1은 종래 기술에 의한 CINR 추정장치를 나타낸 블록 구성도,
도 2는 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템에서의 프리앰블 구조를 나타낸 도면,
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치의 블록 구성도,
도 4는 OFDM 시스템에 적용되는 밴드 타입의 AMC 방식을 나타낸 도면,
도 5는 OFDM 시스템에 적용되는 다이버시티 방식을 나타낸 도면,
도 6a 내지 도 6c는 본 발명에 따른 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR의 추정방법을 나타낸 흐름도.
*도면의 주요 부호에 대한 설명*
31 : 프리앰블 추출부 32 : 프리앰블 레지스터
33 : 곱셈부 34 : CINR 계산기
35 : 콘트롤러
본 발명은 통신시스템, 특히, 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 OFDM) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 OFDMA)을 기반으로 하는 통신시스템에서 수신 척도의 하나인 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)을 추정하는 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근 유/무선 채널에서 고속의 데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 OFDM/OFDMA(이하 OFDM 이라 함) 방식은 복수의 반송파를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하고, 이들 각각에 대해 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier) 즉, 서브채널(Sub Channel)로 변조하여 전송하는 방식을 말하며, 디지털/오디오 방송, 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network), 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode), 광대역 무선 접속망(BWA: Broadband Wireless Access) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되고 있다.
이러한 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(FDM:Frequency Division Multiplexing)과 유사하나 무엇보다도 다수 개의 부반송파간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있고, 간단한 단일 탭 등화기로 채널의 왜곡을 보상할 수 있으며, 또한, 인접 심볼간의 심각한 간섭 문제를 CP(Cyclic Prefix)를 사용하여 쉽게 해결할 수 있을 뿐 아니라 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용함으로써 주파수 선택적 페이딩 현상과 협대역 간섭에 강한 장점을 가지고 있어 현재 IEEE 802.16a/d/e 표준 및 와이브로(WiBro) 시스템의 물리계층으로 사용되고 있다.
한편, 이러한 OFDM 시스템에서는 적응전력제어나 적응 변복조 등에 없어서는 안 될 파라미터인 채널 신호 품질, 예를 들어, CINR(Carrier to Interference Noise Ratio )을 측정해야 한다.
왜냐하면, OFDMA 시스템에서 CINR은 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의되므로, 사용자에 대한 부반송파 할당, 전력 할당 등에 있어서 기지국이 무선 자원을 효율적으로 관리할 수 있게 하는 지표가 되기 때문이다.
따라서, 이동국이 이러한 CINR을 정확하게 측정할수록 기지국은 좀더 효율적으로 무선 자원을 관리할 수 있게 되며, 이에 따라 전체적인 시스템의 성능도 향상시킬 수 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치를 나타낸 블록 구성도로서, 도 1에서 도시한 바와 같이, 종래 기술에 의한 CINR 추정장치(10)는 채널추정신호 발생부(11), 에러 계산부(12), 제 1 및 제 2 전력 계산부(13, 14), CINR 계산부(15)로 구성되어 있다.
이때, 상기 채널추정신호 발생부(11)는 수신신호(r[k,n])에 가중치를 주어 채널 추정된 신호(s[k,n])를 발생시키며, 에러 계산부(12)는 수신신호(r[k,n])와 채널추정된 신호(s[k,n]) 사이의 에러를 계산하여 에러신호를 출력한다.
또한, 상기 제 1 전력 계산부(13)는 상기 채널추정신호 발생부(11)에서 발생 신호(s[k,n])의 전력 값(A[k])을 계산하며, 제 2 전력 계산부(14)는 상기 에러 계산부(12)에서 계산된 에러신호의 전력 값(E[k])을 계산한다.
또한, 상기 CINR 계산부(15)는, 상기 제 1 및 제 2 전력 계산부(13, 14)에서 계산된 전력 값(A[k],E[k]) 을 이용하여 CINR을 계산하며, 이때, 전력 부스팅(boosting)된 파일롯(pilot)을 사용하여 계산한다.
상기 CINR 계산부(15)는, 다음의 수학식 1을 통해 파일롯 기반의 CINR을 계산할 수 있다.
Figure 112006035985910-pat00001
여기서,
Figure 112006035985910-pat00002
는 메시지 k에서 수신된 심볼 n을,
Figure 112006035985910-pat00003
는 수신심볼 n에 해당하는 검파신호를 나타내며, CINR의 평균값은 다음의 수학식 2를 통해 구할 수 있다.
Figure 112006035985910-pat00004
여기서,
Figure 112006035985910-pat00005
는 기지국에 의하여 결정되는 평균화 파라미터를 나타낸다.
그러나, 종래의 CINR 추정장치 및 방법은 트래픽 채널 대비 일정 크기의 전력(이하,
Figure 112006035985910-pat00006
)이 부스팅되어야 전송되는 파일롯을 이용해야 하는데, 이러한 방식은 전체 주파수 대역에 걸쳐있는 파일롯을 이용해야 하므로 하드웨어의 복잡도가 높을 뿐 아니라, 일부의 대역만 사용할 경우 주파수 효율이 떨어지는 문제점이 있었다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 사용자가 사용하고자 하는 밴드 또는 주파수 대역에서의 프리앰블만 필요하므로, 하드웨어의 복잡도를 줄일 수 있는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은, CINR 추정시, 파일롯보다 더 큰 전력 값(
Figure 112006043715077-pat00007
)으로 부스팅되는 프리앰블을 이용함으로써, 보다 정확한 CINR 값을 기지국에 제공할 수 있으며, 이에 따라, 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 성능을 전체적으로 향상시킬 수 있는 CINR 추정장치 및 그 방법을 제공하는데 다른 목적이 있다.
본 발명의 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허청구범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 CINR 추정장치는, 통신시스템, 특히 OFDM/OFDMA 시스템에서 주로 사용되며, 상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치는, 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호들을 추출하는 프리앰블 추출부; 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 저장하는 프리앰블 레지스터; 상기 프리앰블 추출부로부터 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호와 상기 프리앰블 레지스터로부터 출력되는 프리앰블 신호를 곱셈하여 이로 인해 생성된 신호를 출력하는 곱셈부; 상기 곱셈부로부터 출력되는 신호와, 상기 프리앰블 추출부로부터 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호 및, CQI(Channel Quality Indicator) 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산하는 CINR 계산기; 및 상기 CINR의 계산기에 상기 CQI 주기 정보를 제공하는 콘트롤러;를 포함한다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 CINR 추정방법은, 통신시스템, 특히 OFDM/OFDMA 시스템에서 주로 사용되며, 상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법은, 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호들을 추출하는 프리앰블 추출단계; 상기 프리앰블 추출단계에서 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호와 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 곱셈하여 이로 인해 생성된 신호를 출력하는 신호 곱셈단계; 및 상기 신호 곱셈단계에서 출력되는 신호와, 상기 프리앰블 추출단계에서 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호 및, CQI 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산하는 CINR 계산단계;를 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련된 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다.
또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예들을 상세히 설명하기로 한다.
본 발명을 설명하기에 앞서, 본 실시예에서는 와이브로(WiBro) 및 IEEE 802.16 d/e 시스템의 규격을 중심으로 설명하고자 한다. 그러나, 본 발명은 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템 뿐만 아니라 파일롯과 프리앰블을 사용하는 일반적인 통신시스템에도 적용할 수 있다. 따라서, 비록 본 명세서에서는 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템을 중심으로 설명하지만, 본 발명의 개념과 범위가 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템으로 한정되는 것은 아니다.
도 2는 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템에서의 프리앰블 구조를 나타낸다.
도 2에 도시된 OFDM를 기반으로 한 휴대인터넷 시스템의 하향 링크 프리앰블은 초기 시간 동기, 주파수 옵셋 추정, 셀 탐색에 사용되며, 도 2에서 도시한 바와 같이, 상기 프리앰블은 역고속 푸리에 변환 (IFFT, Inverse Fast Fourier Transform) 통과 이후 시간 영역에서 3번 반복되는 구조를 가진다.
또한, 프리앰블을 구성하는 부반송파들은 특정 PN 코드가 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조되어 전송되며, 시간 영역에서 Np의 길이만큼 반복되는 특성을 갖고 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치의 블록 구성도를 나타낸다.
도 3에서 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치는, 프리앰블 추출부(31), 프리앰블 레지스터(32), 곱셈부(33), CINR 계산기(34), 콘트롤러(35)를 포함한다.
여기서, 상기 프리앰블 추출부(31)는, 제 1 프리앰블 추출기(31a), 직렬/병렬 변환기(31b), 제 2 프리앰블 추출기(31c), 간섭 추정기(31d)로 구성되며, 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호{R(k), I}들을 추출한다.
이때, 상기 제 1 프리앰블 추출기(31a)는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파 집합 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 추출하며, 상기 직렬/병렬 변환기(31b)는 상기 제 1 프리앰블 추출기(31a)로부터 추출된 직렬 형태의 부반송파 신호를 병렬 형태를 가진 복수의 부반송파 신호{R(k)}로 변환하여 출력한다
또한, 상기 제 2 프리앰블 추출기(31c)는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파 집합 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 추출하며, 상기 간섭 추정기(31d)는 상기 제 2 프리앰블 추출기(31c)로부터 추출된 부반송파 신호를 이용하여 간섭성분의 값(I)을 추정하고, 그 값을 출력한다.
이때, 상기 제 1 프리앰블 추출기(31a) 및 상기 제 2 프리앰블 추출기(31c)를 이용하여 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보로 할당된 부반송파 신호들을 추출하기 위해서는 다음의 수학식 3을 이용한다.
Figure 112006035985910-pat00008
여기서 PreambleCarrietSetn은 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파 신호들의 집합을 나타내고, n은 이들 집합의 인덱스(index)를 나타내며, k는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호들의 인덱스를 나타낸다. 본 실시예에서는 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템의 규격을 사용하고 있으므로, n은 0, 1, 또는 2의 인덱스 가지며, k는 0~283까지의 인덱스를 가진다.
한편, 상기 프리앰블 레지스터(32)는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호{PC(k)}를 저장하는데, 이때의 프리앰블 신호{PC(k)}는 셀 탐색기(Cell Searcher; 미도시)와 BS(Base Station; 미도시)를 통해 찾아낼 수 있으며, 이렇게 찾아낸 프리앰블 신호{PC(k)}는 상기 프리앰블 레지스터(32)에 저장된다.
또한, 상기 곱셈부(33)는 복수의 곱셈기(33a)와 병렬/직렬 변환기(33b)로 구성되며, 상기 프리앰블 추출부(31)로부터 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호{R(k)}와 상기 프리앰블 레지스터(32)로부터 출력되는 프리앰블 신호{PC(k)}를 곱셈하여 생성되는 신호를 출력한다.
이때, 상기 복수의 곱셈기(33a)는, 상기 직렬/병렬 변환기(31b)로부터 출력되는 부반송파 신호{R(k)}와 상기 프리앰블 레지스터(32)로부터 출력되는 프리앰블 신호{PC(k)}를 곱셈하며, 상기 병렬/직렬 변환기(33b)는 상기 복수의 곱셈기(33a)에서 곱셈하여 생성된 병렬 신호를 직렬 형태의 신호{C(k)}로 변환하여 출력한다.
또한, 상기 콘트롤러(35)는 상기 CINR의 계산기(34)에 CQI(Channel Quality Indicator) 주기 정보를 제공하며, 상기 CINR의 계산기(34)는, 상기 곱셈부(33)로부터 출력되는 신호{C(k)}와, 상기 프리앰블 추출부(31)로부터 추출된 부반송파 신호{R(k), I} 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호(I) 및, 상기 콘트롤러(35)로부터 제공된 CQI 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산한다.
이때, 상기 CINR 계산기(34)가 CINR을 계산하는 방식은 부반송파 할당방식에 따라 차이가 있는데, 본 발명에 따른 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치에 적용되는 부반송파 할당방식에는 도 4에 도시한 밴드 타입의 AMC(Adaptive Modulation and Coding) 방식과, 도 5에 도시한 다이버시티(diversity) 방식이 있다.
밴드 타입의 AMC 방식은 사용자가 원하는 밴드 내에서만 평균하여 CINR 값을 계산하고, 다이버시티의 경우에는 전체 주파수 대역에 대한 평균CINR 값을 계산한다.
이때, 부반송파 할당방식이 AMC 방식일 경우, N 번째 밴드의 평균 CINR 값은 다음의 수학식 4를 통해 구할 수 있다.
Figure 112006035985910-pat00009
상기 수학식 4에서 N은 N번째 밴드를, L은 288을 전체 밴드수로 나눈 값을 의미하고,
Figure 112006035985910-pat00010
는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호의 전력 값을 의미하며, AN, EN, IN은 N번째 밴드의 수신신호, 잡음성분, 간섭성분 각각의 전력 값을 나타내고, R(k)는 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호를, PC(k)는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 나타낸다.
그러나, 만약 N이 0이거나 L-1인 경우, 즉 첫 번째 밴드이거나 마지막 밴드인 경우 수학식 4의 L×(N+1)은 L×(N+3)으로 수정되어야 한다. 이는 와이브로 및 IEEE 802.16 d/e 시스템에서 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호는 284개이지만, 본 실시예에서는 L의 값을 용이하게 계산하기 위해 전체 밴드수 24의 배수인 288개로 부반송파 신호의 수를 가정하였으므로, 주파수 영역 0 ~ 1과 287 ~ 288에는 어떠한 부반송파 신호도 존재하지 않기 때문이다.
또한, 부반송파 할당방식이 다이버시티인 경우, 전체 주파수 대역에 대한 평 균CINR 값은 다음의 수학식 5를 통해 구할 수 있다.
Figure 112006035985910-pat00011
한편, 상기 CINR 계산기(34)는 상기 수학식 4 및 수학식 5에서 언급한 바와 같이,
Figure 112006035985910-pat00012
전력만큼 감소된 값을 출력한다. 이는 송신단에서 프리앰블 신호를 전송할 때, 데이터 신호의 전력에 비해 프리앰블 신호의 전력을
Figure 112006035985910-pat00013
만큼 부스팅시켜 전송하기 때문이다.
한편, 도 6a는 본 발명에 따른 CINR의 추정방법을 나타낸 흐름도로서, 도 6a에서 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR의 추정방법은 크게 3단계로 나누어 볼 수 있다.
먼저 ,주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호들을 추출한다(S61).
이때, 상기 S61 단계는 도 6b와 같은 흐름도로 진행되는데, 먼저, 주파수 영 역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 추출하고(S61a), 상기 S61a 단계로부터 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 직렬 형태의 부반송파 신호를 병렬 형태를 가진 복수의 부반송파 신호로 변환하여 출력하며(S61b), 상기 S61b 단계에서 출력된 신호는 후술할 S62 단계에서 이용된다.
또한, 상기 S61a 단계로부터 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 이용하여 간섭성분의 값을 추정하고 그 값을 출력하며(S61c), 상기 출력된 값은 후술할 S63 단계에서 이용된다.
한편, 상기 S61 단계에서 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호와 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 곱셈하여 이로 인해 생성된 신호를 출력한다(S62).
이때, 상기 S62 단계는 도 6c와 같은 흐름도로 진행되는데, 먼저, 상기 S61b 단계에서 출력된 부반송파 신호와 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 곱셈하고(S62a), 상기 S62a 단계에서 곱셈하여 생성된 병렬 신호를 직렬 형태의 신호로 변환하여 출력하며(S62b), 이때 출력된 신호는 후술할 S63 단계에서 이용된다.
한편, 마지막으로, 상기 S61단계에서 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호와, 상기 S62단계에서 출력되는 부반송파 신호 및, CQI 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산하고(S63), 상기 계산된 CINR값을 출력한다.
이때, 적용되는 부반송파 할당방식으로, 밴드 타입의 AMC 방식과 다이버시티 방식이 사용되며, 밴드 타입의 AMC 방식이 사용되는 경우 상기 수학식 4를 이용하여 CINR 값을 계산하고, 다이버시티 방식이 사용되는 경우 상기 수학식 5를 이용하여 CINR 값을 계산한다.
이상에서 설명한 본 발명의 바람직한 일실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러가지 치환, 변형 및 변경이 가능할 것이며, 이러한 치환, 변경 등은 이하의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 의한 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치 및 그 방법은, 사용자가 사용하고자 하는 밴드 또는 주파수 대역에서의 프리앰블만 필요하므로, 하드웨어의 복잡도를 줄일 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은, CINR 추정시, 파일롯보다 더 큰 전력 값(
Figure 112006043715077-pat00014
)으로 부스팅되는 프리앰블을 이용함으로써, 보다 정확한 CINR 값을 기지국에 제공할 수 있으며, 이에 따라, 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 성능을 전체적으로 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (12)

  1. 다중반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정장치에 있어서,
    상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치는,
    주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호들을 추출하는 프리앰블 추출부;
    수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 저장하는 프리앰블 레지스터;
    상기 프리앰블 추출부로부터 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호와 상기 프리앰블 레지스터로부터 출력되는 프리앰블 신호를 곱셈하여 이로 인해 생성된 신호를 출력하는 곱셈부;
    상기 곱셈부로부터 출력되는 신호와, 상기 프리앰블 추출부로부터 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호 및, CQI(Channel Quality Indicator) 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산하는 CINR 계산기; 및
    상기 CINR의 계산기에 상기 CQI 주기 정보를 제공하는 콘트롤러;를 포함하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 프리앰블 추출부는,
    주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파 집합 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 추출하는 제 1 프리앰블 추출기;
    상기 제 1 프리앰블 추출기로부터 추출된 직렬 형태의 부반송파 신호를 병렬 형태를 가진 복수의 부반송파 신호로 변환하여 출력하는 직렬/병렬 변환기;
    주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파 집합 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 추출하는 제 2 프리앰블 추출기; 및
    상기 제 2 프리앰블 추출기로부터 추출된 부반송파 신호를 이용하여 간섭성분의 값을 추정하는 간섭 추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정장치.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 곱셈부는,
    상기 직렬/병렬 변환기로부터 출력되는 부반송파 신호와 상기 프리앰블 레지스터로부터 출력되는 프리앰블 신호를 곱셈하는 복수의 곱셈기; 및
    상기 복수의 곱셈기에서 곱셈하여 생성된 병렬 신호를 직렬 형태의 신호로 변환하여 출력하는 병렬/직렬 변환기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치에 적용되는 부반송파 할당방식으로, 밴드 타입의 AMC(Adaptive Modulation and Coding) 방식 또는 다이버시티(diversity) 방식인 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 CINR 계산기는, 상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치에 적용되는 부반송파 할당방식이 밴드 타입의 AMC 방식인 경우, 아래의 수식을 이용하여 CINR 값을 계산하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치.
    Figure 112006043715077-pat00015
    이때,
    Figure 112006043715077-pat00016
    은 N번째 밴드의 평균 CINR 값,
    Figure 112006043715077-pat00017
    는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호의 전력 값,
    L은 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호의 개수를 전체 밴드 수로 나눈 값,
    AN, EN, IN은 N번째 밴드의 수신신호, 잡음성분, 간섭성분 각각의 전력 값,
    k는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호들의 인덱스,
    R(k)는 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호,
    PC(k)는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호.
  6. 제 4항에 있어서,
    상기 CINR 계산기는, 상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치에 적용되는 부반송파 할당방식이 다이버시티 방식인 경우, 아래의 수식을 이용하여 CINR 값을 계산하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정장치.
    Figure 112006043715077-pat00018
    이때,
    Figure 112006043715077-pat00019
    는 평균 CINR 값,
    Figure 112006043715077-pat00020
    는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호의 전력 값,
    A, E, I은 수신신호, 잡음성분, 간섭성분 각각의 전력 값,
    k는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호들의 인덱스, k=0~T,
    R(k)는 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호,
    PC(k)는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호.
  7. 다중반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정방법에 있어서,
    상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법은,
    주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호들을 추출하는 프리앰블 추출단계;
    상기 프리앰블 추출단계에서 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호와 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 곱셈하여 이로 인해 생성된 신호를 출력하는 신호 곱셈단계; 및
    상기 신호 곱셈단계에서 출력되는 신호와, 상기 프리앰블 추출단계에서 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호 및, CQI(Channel Quality Indicator) 주기 정보를 이용하여 부반송파 할당방식에 따른 CINR 값을 계산하는 CINR 계산단계;를 포함하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 프리앰블 추출단계는,
    주파수 영역의 프리앰블에 할당된 모든 부반송파들의 집합 중 수신신호와 잡음성분 및 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호를 추출하는 신호 추출단계;
    상기 신호 추출단계로부터 추출된 부반송파 신호 중 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 직렬 형태의 부반송파 신호를 병렬 형태를 가진 복수의 부반송파 신호로 변환하여 출력하는 직렬/병렬 변환단계; 및
    상기 신호 추출단계로부터 추출된 부반송파 신호 중 간섭성분의 정보를 가진 부반송파 신호을 이용하여 간섭성분의 값을 추정하는 간섭 추정단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 신호 곱셈단계는,
    상기 직렬/병렬 변환단계에서 출력된 부반송파 신호와 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호를 곱셈하는 곱셈단계; 및
    상기 곱셈단계에서 곱셈하여 생성된 병렬 신호를 직렬 형태의 신호로 변환하여 출력하는 병렬/직렬 변환단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법에 적용되는 부반송파 할당방식으로, 밴드 타입의 AMC(Adaptive Modulation and Coding) 방식 또는 다이버시티(diversity) 방식을 사용하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 CINR 계산단계는, 상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법에 적용되는 부반송파 할당방식이 밴드 타입의 AMC 방식인 경우, 아래의 수식을 이용하여 CINR 값을 계산하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법.
    Figure 112007023270409-pat00021
    이때,
    Figure 112007023270409-pat00022
    은 N번째 밴드의 평균 CINR 값,
    Figure 112007023270409-pat00023
    는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호의 전력 값,
    L은 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호의 개수를 전체 밴드 수로 나눈 값,
    AN, EN, IN은 N번째 밴드의 수신신호, 잡음성분, 간섭성분 각각의 전력 값,
    k는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호들의 인덱스,
    R(k)는 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호,
    PC(k)는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 CINR 계산단계는, 상기 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법에 적용되는 부반송파 할당방식이 다이버시티 방식인 경우, 아래의 수식을 이용하여 CINR 값을 계산하는 것을 특징으로 하는 다중 반송파 신호를 사용하는 시스템의 CINR 추정방법.
    Figure 112007023270409-pat00024
    이때,
    Figure 112007023270409-pat00025
    는 평균 CINR 값,
    Figure 112007023270409-pat00026
    는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호의 전력 값,
    A, E, I은 수신신호, 잡음성분, 간섭성분 각각의 전력 값,
    k는 주파수 영역의 프리앰블에 할당된 부반송파 신호들의 인덱스, k=0~T,
    R(k)는 수신신호와 잡음성분의 정보를 가진 부반송파 신호,
    PC(k)는 수신신호에 해당하는 프리앰블 신호.
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