KR20050008388A - 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법 - Google Patents

다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템에서, 상기 제1개수를 상기 제2개수로 분할한 제3길이의 시퀀스를 상기 제2개수로 생성하고, 상기 제2개수의 시퀀스들 각각에 대해서, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분을 나타내는 부반송파들에 대응되도록 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 제4개수의 부반송파들 각각에 상기 시퀀스 구성 성분들 각각이 대응되도록 매핑하여 해당 송신 안테나의 프리앰블 시퀀스로 생성한다.

Description

다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법{APPARATUS FOR GENERATING PREAMBLE SEQUENCES IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM USING A PLURARITY OF TRANSMISSION ANTENNAS AND METHOD THEREOF}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 최소 피크대 평균 전력비를 가지는 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 무선 통신 시스템(wireless communication system)은 무선 통신 서비스를 지원하는 시스템으로서, 기지국(Node B)과 사용자 단말기(UE: UserEquipment)로 구성된다. 그리고, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임(frame)을 사용하여 무선 통신 서비스를 지원한다. 따라서, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임의 송신 및 수신을 위해 상호 동기를 획득하여야 하며, 상기 동기 획득을 위해서 상기 기지국은 상기 사용자 단말기가 상기 기지국에서 전송하는 프레임의 시작을 알 수 있도록 동기 신호를 전송한다. 그러면, 상기 사용자 단말기는 상기 기지국이 전송하는 동기신호를 수신하여 상기 기지국의 프레임 타이밍(frame timing)을 확인하고, 상기 확인된 프레임 타이밍에 따라서 수신되는 프레임을 복조하게 된다. 그리고 상기 동기신호는 기지국과 상기 사용자 단말기가 미리 약속하고 있는 특정 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)를 사용하는 것이 일반적이다.
또한 상기 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "OFDM 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)에서 사용되는 프리앰블 시퀀스는 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 "PAPR"이라 칭하기로 한다)가 작은 것을 사용하며, 기지국에서 사용자 단말기로 전송하는 프리앰블은 긴 프리앰블로서 대략적 동기(coarse synchronization)를 수행하기 위해 필요한 프리앰블과, 미세 주파수 동기를 수행하기 위해 필요한 짧은 프리앰블을 연결하여 사용한다. 또한 상기 사용자 단말기에서 기지국으로 전송하는 프리앰블은 상기 짧은 프리앰블만을 이용하여 미세 주파수 동기를 획득하도록 한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스로서 PAPR이 작은 것을 사용해야하는 이유를 설명하면 다음과 같다. 먼저, 상기 OFDM 통신 시스템은 다중 반송파(multi carrier) 통신 시스템으로서 다수의 반송파들, 즉 다수의 부반송파(sub-carrier)들을 사용하기 때문에 상기 부반송파들 각각의 직교성이 중요하게 여겨진다. 그래서, 상기 부반송파들 각각간에는 상호 직교성을 가지도록 위상(phase)이 설정되는데, 상기 부반송파들을 통한 신호 송수신 과정에서 상기 위상이 변경될 경우 상기 부반송파들간의 신호가 겹쳐질 수 있다. 이 경우 상기 위상 변경으로 인해 겹쳐진 신호의 크기는 상기 OFDM 통신 시스템에 구비되어 있는 증폭기(amplifier)의 선형 구간을 벗어나게 되고, 따라서 정상적인 신호 송수신이 불가능하기 때문에 상기 OFDM 통신 시스템은 최소의 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용하는 것이다.
또한 상기 OFDM 통신 시스템에서는 하나의 프레임을 시간적으로 다중화하여 여러 사용자들, 즉 사용자 단말기들에 대한 데이터들을 전송한다. 상기 OFDM 통신 시스템에서도 프레임의 시작을 알려주는 프레임 프리앰블이 프레임의 시작점에서부터 일정 구간동안 전송된다. 또한, 하나의 프레임 내에 상기 각 사용자들에게 전송하는 데이터가 불규칙적으로 전송될 수 있으므로 데이터의 시작을 알리는 버스트 프리앰블이 각 데이터의 앞부분에 존재한다. 따라서 사용자 단말기는 상기 데이터의 전송 시작점을 알기 위해서는 데이터 프리앰블을 수신하여야만 한다. 즉, 상기 사용자 단말기는 데이터의 수신을 위해 데이터의 시작점에 대한 동기를 맞추어야 하는데, 이를 위해서는 신호를 수신하기 전에 모든 시스템에서 공통으로 사용하는 프리앰블 시퀀스를 포착하여 동기를 맞추어야만 한다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 OFDM 통신 시스템이 아닌 통신 시스템,즉 상기 OFDM 방식을 사용하지 않는 통신 시스템과 소스 코딩(source coding) 방식과, 채널 코딩(channel coding) 방식 및 변조(modulation) 방식 등에 있어서 동일하다. 물론, 부호 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 "CDMA"라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 데이터를 확산(spreading)하여 전송하는 반면에, 상기 OFDM 통신 시스템은 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)한 후 보호 구간(Guard interval)을 삽입하는 형태로 전송함으로써, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 CDMA 통신 시스템에 비해서 광대역 신호를 비교적 간단한 하드웨어(hardware)로 전송할 수 있다. 즉, 상기 OFDM 통신 시스템은 데이터에 대한 변조를 수행한 후에는 다수의 비트(bit)/심볼(symbol)열을 묶어서 주파수 영역(frequency domain)에 해당하는 IFFT 입력으로 병렬화된 비트/심볼열을 입력하면 출력으로 IFFT되어진 시간 영역(time domain) 신호가 출력된다. 여기서, 상기 출력된 시간영역 신호는 광대역 신호를 여러 개의 협대역(narrow band) 부반송파 신호로 멀티플렉싱한 것으로, 한 OFDM 심볼 구간동안 다수개의 변조 심볼들이 상기 IFFT 과정을 통해 전송된다.
그러나 상기 OFDM 통신시스템에서 상기와 같이 IFFT된 OFDM 심볼을 그대로 전송하게되면 이전 OFDM 심볼과 현재 OFDM 심볼간에 간섭(interference)을 피할 수 없다. 상기 심볼간 간섭을 제거하기 위해서 상기 보호 구간을 삽입하는 것이다. 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심볼의 시작점을 잘못 추정하는 경우 부반송파간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심볼의 오판정 확률이높아지는 단점이 있다. 그래서 상기 보호구간을 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심볼의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식이 제안되어 사용되고 있다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 방식 및 Cyclic Postfix 방식의 일정 비트들은 미리 설정된 설정 비트들로서 OFDM 통신 시스템에서 그 크기가 미리 결정된다. 상기 보호구간을 시간 영역의 한 OFDM 심볼의 일부분, 즉 한 OFDM 심볼의 처음 부분 혹은 마지막 부분을 복사하여 반복 배치하는 형태의 특성을 이용하여 수신기에서 수신 OFDM 심볼의 시간/주파수 동기를 잡는데 이용할 수도 있다.
한편, 송신기가 송신한 송신 신호는 무선 채널을 통과하면서 왜곡되고, 수신기는 상기 왜곡된 송신 신호를 수신하게 된다. 상기 수신기는 상기 송신 신호가 왜곡된 형태의 수신 신호를 상기 송신기와 수신기간에 미리 설정되어 있는 프리앰블 시퀀스를 이용하여 시간/주파수 동기를 획득하고, 채널 추정(channel estimation)한 후에 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)을 통해서 주파수 영역의 심볼로 복조한다. 이렇게 주파수 영역의 심볼들을 복조한 후, 상기 수신기는 상기 복조된 심볼들에 대해서 상기 송신기에서 적용한 채널 코딩에 상응하는 채널 디코딩(channel decoding) 및 소스 디코딩(source decoding)을 수행하여 정보 데이터로 복호한다.
상기 OFDM 통신 시스템은 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 모두에 있어 프리앰블 시퀀스를 이용한다. 물론 상기 OFDM 통신 시스템의 경우 프리앰블 이외에 보호 구간과 파일럿(pilot) 부반송파등을 이용하여 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 등을 수행하기도 한다. 상기 프리앰블 시퀀스의 경우 매 프레임 또는 데이터의 버스트의 시작부분에 미리 알고 있는(known) 심볼들이 전송되며 이때 추정된 시간/주파수/채널 정보를 데이터 전송 부분에서 보호 구간 및 파일럿 부반송파등의 정보를 이용하여 업데이트(update)하는데 사용한다.
그러면 여기서 도 1 및 도 2를 참조하여 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 사용하고 있는 프리앰블 시퀀스 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템의 긴 프리앰블 시퀀스(long preamble sequence) 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, 현재 OFDM 통신 시스템에서는 순방향(DL: Down Link) 및 역방향(UL: Up Link) 모두에서 동일한 프리앰블 시퀀스를 사용하고 있다. 상기 도 1을 참조하면, 상기 긴 프리앰블 시퀀스는 64 길이의 시퀀스가 4번, 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태를 가지며, OFDM 통신 시스템의 특성상 상기에서 설명한 바와 같은 Cyclic Prefix가 상기 64 길이의 시퀀스가 4번 반복된 형태의 시퀀스 전단과, 상기 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 시퀀스 전단에 첨가되어 있다. 또한, 상기에서 설명한 바와 같이 IFFT를 수행하기 이전의 신호들은 주파수 영역 신호들이며, IFFT를 수행한 이후의 신호들은 시간 영역 신호들인데, 상기 도 1에 도시한 긴 프리앰블 시퀀스는 IFFT를 수행한 이후의 시간 영역에서의 긴 프리앰블 시퀀스를 도시한 것이다.
한편, 상기 IFFT를 수행하기 이전의 주파수 영역에서의 긴 프리앰블 시퀀스를 나타내면 다음과 같다.
상기 주파수 영역에서의 긴 프리앰블 시퀀스들, 즉 S(-100:100), P(-100:100) 에 명시된 숫자는 IFFT 수행시 적용하는 부반송파 위치를 나타내는 것으로 이는 하기에서 도 3을 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 S(-100:100)은 64 길이의 시퀀스가 4번 반복된 형태의 주파수 영역 시퀀스를 나타내며, P(-100:100)은 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 주파수 영역 시퀀스를 나타낸다. 상기 S(-100:100) 및 P(-100:100)의 표현에서 sqrt(2)는 root 2를 의미하며, sqrt(2)*sqrt(2)는 상기 S(-100:100) 및 P(-100:100)의 송신 전력(transmit power)을 증가시키기 위해 2단계로 증폭하는 것을 의미한다.
상기에서는 도 1을 참조하여 긴 프리앰블 시퀀스 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 짧은 프리앰블 시퀀스 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 2는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 짧은 프리앰블 시퀀스(short preamble sequence) 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 짧은 프리앰블 시퀀스는 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태를 가지며, OFDM 통신 시스템의 특성상 상기에서 설명한 바와 같은 Cyclic Prefix가 상기 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 시퀀스 전단에 첨가되어 있다. 또한, 상기 도 2에 도시한 짧은 프리앰블 시퀀스는 IFFT를 수행한 이후의 시간 영역에서의 짧은 프리앰블 시퀀스를 도시한 것이며, 주파수 영역에서의 짧은 프리앰블 시퀀스는 상기에서 설명한 P(-100:100)이다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 긴 프리앰블 시퀀스는 다음과 같은 사항들을 고려하여 생성되어야만 한다.
(1) 낮은 PAPR을 가져야만 한다.
OFDM 통신 시스템의 송신기 전송단의 전력 증폭기(PA: Power Amplifier)의 전송효율을 최대로 하기 위해서 OFDM 심볼의 PAPR이 낮아야만 한다. 이는 상기에서 설명한 바와 같이 IFFT가 수행된 신호는 전력 증폭기로 입력되고, 상기 전력 증폭기의 비선형(non-linear) 특성 때문에 낮은 PAPR이 요구되는 것이다. OFDM 심볼의 PAPR은 전송단의 IFFT 출력단에 해당하는 OFDM의 시간 영역 심볼의 최대 전력과 평균전력의 비율이 작아야하고, 상기 최대 전력과 평균전력의 비율이 작기 위해서는 균일한 분포를 가져야한다. 이를 다시 말하면, 전송단의 IFFT의 입력단, 즉 주파수영역에서 상호상관이 작은 심볼을 조합하면 출력의 PAPR은 작아지는 것이다.
(2) 통신 초기화에 필요한 파라미터(parameter) 추정에 적합해야 한다.
상기 파라미터 추정은 채널 추정과, 주파수 옵셋(frequency offset) 추정과, 시간 오프셋(time offset) 추정을 포함한다.
(3) 낮은 복잡도(complexity)와 낮은 오버헤드(overhead)를 가져야한다.
(4) 대략적 주파수 옵셋 추정이 가능해야 한다.
상기와 같은 사항들을 고려하여 생성된 긴 프리앰블 시퀀스들의 기능을 설명하면 다음과 같다.
(1) 64 길이의 시퀀스가 4번 반복된 형태의 시퀀스는 시간 옵셋 추정과 대략적 주파수 옵셋 추정을 위해 사용된다.
(2) 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 시퀀스는 미세 주파수 옵셋과 채널 추정을 위해 사용된다.
결과적으로 상기 긴 프리앰블 시퀀스는 상기 OFDM 통신 시스템에서 다음과 같은 용도로 사용된다.
(1) 순방향 프로토콜 데이터 유닛(PDU: Protocol Data Unit, 이하 "PDU"라 칭하기로 한다)의 첫 번째 프리앰블 시퀀스로 사용된다.
(2) 초기 레인징(Initial Ranging)에 사용된다.
(3) 주파수대역 요구 레인징(Bandwidth Request Ranging)에 사용된다.
그리고 상기 짧은 프리앰블 시퀀스는 상기 OFDM 통신 시스템에서 다음과 같은 용도로 사용된다.
(1) 역방향 데이터 프리앰블 시퀀스로 사용된다.
(2) 주기적 레인징(Periodic Ranging)에 사용된다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템에서 상기 초기 레인징과 주기적 레인징을 수행함으로써 정확한 동기를 획득할 수 있기 때문에, 상기 역방향 데이터 프리앰블 시퀀스는 채널 추정을 위한 목적으로 주로 사용된다. 상기 채널 추정에서 고려해야 할 사항은 PAPR, 성능 그리고 복잡도인데, 기존의 짧은 프리앰블 시퀀스의 경우 PAPR은 3.5805[dB], 그리고 채널 추정 알고리즘으로는 MMSE(Minimum Mean Square Error, 이하 "MMSE"라 칭하기로 한다)와 LS(Least Square, 이하 "LS"라 칭하기로 한다) 등 다양한 형태의 채널 추정 알고리즘이 사용될 수 있다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑(mapping) 관계를 설명하기로 한다.
상기 도 3은 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3은 OFDM 통신 시스템의 전체 부반송파들의 개수가 256개일 경우, 즉 -128번 부반송파 내지 127번까지의 256개의 부반송파들이 존재하고, 실제 사용되는 부반송파들의 개수가 200개일 경우, 즉 -100번,...,-1번,1번...,100번 까지의 200개의 부반송파들이 사용될 경우를 가정하고 있다. 상기 도 3에서 IFFT 전단의 입력 번호들은 주파수 성분들, 즉 부반송파들 번호를 나타낸다. 여기서, 상기 256개의 부반송파들중 200개의 부반송파들만, 즉 상기 256개의 부반송파들중 0번 부반송파와, -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파와, 101번 부반송파 내지 127번 부반송파를 제외한 200개의 부반송파들만을 사용한다. 상기 0번 부반송파와, -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파와, 101번 부반송파 내지 127번 부반송파들 각각에는 널 데이터(null data), 즉 0 데이터(0 data)를 삽입하여 전송하는데 그 이유를 설명하면 다음과 같다. 첫 번째로, 0번 부반송파에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 0번 부반송파가 IFFT를 수행한 뒤에는 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내기 때문이다. 또한 상기 -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파까지의 28개의 부반송파들과, 101번 부반송파부터 127번 부반송파까지의 27개의 부반송파들에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파까지의 28개의 부반송파들과, 101번 부반송파부터 127번 부반송파까지의 27개의 부반송파들이 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되기 때문에, 주파수 영역에서 보호 구간(guard interval)을 주기 위함이다.
그래서 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 S(-100:100) 혹은 P(-100:100)가 상기 IFFT에 입력되면, 상기 IFFT는 입력되는 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 S(-100:100) 혹은 P(-100:100)를 해당 부반송파들에 매핑시켜 IFFT를 수행함으로써 시간 영역의 프리앰블 시퀀스로 출력한다.
그러면 여기서 도 4를 참조하여 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 4는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 먼저 전송하고자 하는 정보 비트들(information bits)이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 매핑기(symbol mapper)(411)로 입력된다. 상기 심볼 매핑기(411)는 상기 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(413)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(413)는 상기 심볼 매핑기(411)에서 출력하는 심볼을 입력하여 역고속 푸리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transformer, 이하 "IFFT기"라 칭하기로 한다)(419)의 입력수인 A-포인트(A-point)에 일치하도록 병렬 변환한 후 선택기(selector)(417)로 출력한다. 그리고 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(415)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(417)로 출력한다. 상기 선택기(417)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 직렬/병렬 변환기(413)에서 출력하는 신호 혹은 상기 프리앰블 시퀀스 생성기(415)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(419)로 출력한다.
상기 IFFT기(419)는 상기 선택기(417)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(421)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(421)로는 상기 IFFT기(419)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 Cyclic Prefix가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(421)는 상기 IFFT기(419)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(423)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(423)는 상기 병렬/직렬 변환기(421)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(425)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(425)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(423)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 안테나(antenna)를 통해 전송한다.
그러면 여기서, 다수개의 송신 안테나(Tx ANT)들, 일 예로 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 및 프리앰블 시퀀스 생성 방법에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 경우, 수신기에서 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 데이터들이 겪는 채널을 추정하기 위해서는 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 프리앰블 시퀀스를 송신해야만 한다. 그러나, 현재 OFDM 통신 시스템에서 송신 안테나들의 개수가 2개 이상인 경우 상기 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 데이터들이 겪는 채널을 추정하기 위해 프리앰블 시퀀스를 송신하는 구체적인 방안은 존재하지 않는다.
만약, 상기 송신 안테나들 각각마다 서로 다른 부반송파들을 할당하여 프리앰블 시퀀스를 할당한다면, 수신기에서는 상기 프리앰블 시퀀스를 위해 할당된 부반송파들에 대한 채널만 가능할 뿐 나머지 부반송파들에 대한 채널 추정은 불가능하게 된다. 그러므로 송신 안테나의 개수가 2개 이상인 경우의 송신 안테나들 각각에 대해서 모든 부반송파들에 대한 채널을 추정하기 위한 프리앰블 송신 규칙이 필요로 하게 된다.
다음으로, OFDM 통신 시스템은 상기에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템의 특성상 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용해야만 한다. 일반적인 OFDM 통신 시스템, 즉 1개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서는 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안 등이 활발하게 연구되고 있다. 상기 1개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템과 마찬가지로 2개 이상, 즉 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템 역시 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용해야만 한다. 그러나, 현재 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서는 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안이 제시되고 있지 않으며, 따라서 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
다음으로 OFDM 통신 시스템에서 일반적으로 사용되는 주파수 영역(frequency-domain)에서의 채널 추정 방법은 다음과 같다.
상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 IFFT기 입력들의 개수가 A이고 실제 사용되는 부반송파들의 개수를 B라고 가정할 때, 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스는 하기 수학식 1과 같이 정의된다.
또한, 상기 주파수 영역에서의 채널 응답(channel response)을라 정의하면, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기에서 FFT를 수행한 이후의 신호는 하기 수학식 2와 같이 표현된다.
,
상기 수학식 2에서 Zk는 백색 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise, 이하 "AWGN"이라 칭하기로 한다)이다. 여기서, 상기 채널 추정을 수행하기 위해서는 송신기와 수신기간 상호 규약하에 미리 알고 있는 신호 Xk로 나누면 되는데, 이를 수학식으로 표현하면 하기 수학식 3과 같다.
그러면, 여기서 N개의 송신 안테나들을 가지는 OFDM 통신 시스템의 채널 추정 동작의 문제점을 설명하면 다음과 같다.
N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 경우, 수신기에서 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 신호의 채널 상태를 정확하게 추정하기 위해서는 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 프리앰블 시퀀스들을 송신해야만 한다. 그러나, 상기에서 설명한 바와 같이 통상적인 OFDM 통신 시스템의 경우 상기 N개의 송신 안테나들, 즉 다수의 송신 안테나들을 사용하여 프리앰블 시퀀스들을 송신하는 구체적인 방안이 제시되어 있지 않다. 만약 상기 N개의 송신 안테나들 각각에 서로 다른 부반송파들을 할당하여 프리앰블 시퀀스들을 송신한다면, 수신기는 주파수 영역에서 채널 추정 동작을 수행할 때 상기 프리앰블 시퀀스들을 송신하기 위해 할당된 부반송파들에 대해서만 채널 추정이 가능할 뿐 나머지 부반송파들에 대해서는 채널 추정이 불가능하다.
일반적으로, 채널 추정이 불가능한 부반송파들은 채널 추정한 부반송파들의 채널 상태를 보간(Interpolation)하여 채널 추정하는 것이 가능한데, 상기 OFDM 통신 시스템의 주파수 선택적 특성이 크고, 사용하는 송신 안테나들의 개수가 증가하면 할수록 상기 보간에 의한 채널 추정 성능은 저하된다. 따라서, N개의 송신 안테나들 각각의 모든 부반송파들에 대한 채널 추정이 가능한 채널 추정 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 다수의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다수의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 최소 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다수의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 정확한 채널 추정을 가능하게 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1장치는; 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서, 상기 제1개수를 상기 제2개수로 분할한 제3길이의 시퀀스를 생성하는 상기 제2개수의 시퀀스 생성기들과, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분을 나타내는 부반송파들에 대응되도록 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 제4개수의 부반송파들 각각에 상기 시퀀스 구성 성분들 각각이 대응되도록 매핑하여 해당 송신 안테나의 프리앰블 시퀀스로 생성하는 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스 매핑기들을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2장치는; 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 프리앰블 시퀀스들을 송신하며, 제2개수의 수신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템의 채널 추정 장치에 있어서, 상기 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 상기 제1개수의 프리앰블 시퀀스들을 입력하여 제1행렬을 합성하는 제1행렬 합성기와, 상기 제2개수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제2개수의 수신 신호들을 입력하여 제2행렬을 합성하는 제2행렬 합성기와, 상기 제1행렬과 제2행렬을 곱셈하여 시간 영역의 채널 응답을 추정하는 행렬 곱셈기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은; 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서, 상기 제1개수를 상기 제2개수로 분할한 제3길이의 시퀀스를 상기 제2개수로 생성하는 과정과, 상기 제2개수의 시퀀스들 각각에 대해서, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분을 나타내는 부반송파들에 대응되도록 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 제4개수의 부반송파들 각각에 상기 시퀀스 구성 성분들 각각이 대응되도록 매핑하여 해당 송신 안테나의 프리앰블 시퀀스로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은; 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 프리앰블 시퀀스들을 송신하며, 제2개수의 수신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서, 상기 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 상기 제1개수의 프리앰블 시퀀스들을 입력하여 제1행렬을 합성하는 과정과, 상기 제2개수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제2개수의 수신 신호들을 입력하여 제2행렬을 합성하는 과정과, 상기 제1행렬과 제2행렬을 곱셈하여 시간 영역의 채널 응답을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템의 긴 프리앰블 시퀀스(long preamble sequence) 구조를 도시한 도면
도 2는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 짧은 프리앰블 시퀀스(short preamble sequence) 구조를 도시한 도면
도 3은 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 6은 도 5의 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 도시한 도면
도 7은 4개의 송신 안테나들을 사용하는 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 도시한 도면
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기 내부 구조를 도시한 도면
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 길이 26의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기 내부 구조를 도시한 도면
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 도시한 순서도
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 4개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 길이 104의 프리앰블 시퀀스를 매핑하는 과정을 도시한 순서도
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 N개의 송신 안테나들과 R개의 수신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 채널 추정기 내부 구조를 도시한 도면
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명이 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 전송하고자 하는 정보 비트들(information bits)이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 매핑기(symbol mapper)(511)로 입력된다. 상기 심볼 매핑기(511)는 상기 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(513)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(513)는 상기 심볼 매핑기(511)에서 출력하는 심볼을 입력하여 B*N-포인트(B*N-point)에 일치하도록 병렬 변환하여 OFDM 심벌(symbol)로 생성한 후 다수 안테나 송신 부호기(515)로 출력한다. 여기서, 상기 B는 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 전체 부반송파들에서 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 부반송파(sub-carrier), 즉 0번 부반송파와, 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되는 부반송파들, 즉 보호 구간(guard interval)에 해당하는 부반송파들을 제외한 부반송파들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 N은 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 송신 안테나(TxANT)들의 개수를 나타낸다.
상기 다수 안테나 송신 부호기(515)는 그 사용 목적에 따라 시공간 부호기(space-time coder), 데이터 다중화기(data multiplexer) 등과 같은 장치로 설정 가능하다. 여기서, 상기 사용 목적이 일 예로 송신 안테나 다이버시티(Tx antenna diversity)라면 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)로는 시공간 부호기가 사용되고, 상기 사용 목적이 데이터 용량 증가라면 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)로는 데이터 다중화기가 사용된다. 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력된 신호는 선택기(519) 및 선택기(531)로 입력된다.
또한, 0번 안테나(ANT #0) 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(517)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(519)로 출력한다. 상기 0번 안테나(ANT #0) 프리앰블 시퀀스 생성기 및 하기 N-1번 안테나(ANT #N-1) 프리앰블 시퀀스 생성기(529)의 동작은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 선택기(519)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력하는 신호 혹은 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)기(521)로 출력한다. 여기서, 상기 선택기(519)에서 출력한 신호는 상기 IFFT기(521)의 입력들중 상기 0번 안테나에 대응되는 입력들로 일대일 매핑되어 입력된다. 그리고, 상기 도 5에는 도시되어 있지 않으나 상기 프리앰블 시퀀스 생성기 및 선택기 구조는 송신안테나들의 개수와 동일한 개수로 각각 구비되며, 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 다만, 상기 도 5에서는 설명의 편의상 0번 안테나에 대응하는 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517) 및 선택기(519)와, N-1번 안테나에 대응하는 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529) 및 선택기(531)만을 도시하였으며, 설명 역시 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517) 및 선택기(519)와 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529) 및 선택기(531)만을 일 예로 하여 설명하기로 한다.
즉, 상기 선택기(519)는 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517)에서 출력한 프리앰블 시퀀스를 선택할 것인지, 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력한 심볼을 송신할 것인지를 선택하고, 상기 선택 결과에 따른 신호를 IFFT기(521)로 출력한다. 상기 IFFT기(521)는 상기 선택기(519)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(523)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(523)로는 상기 IFFT기(521)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 Cyclic Prefix가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(523)는 상기 IFFT기(521)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(525)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(525)는 상기 병렬/직렬 변환기(523)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(527)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(527)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(525)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 안테나(antenna)를 통해 전송한다.
이런 식으로, N-1번 안테나(ANT #N-1) 프리앰블 시퀀스 생성기(529)는 상기 제어기의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 선택기(531)로 출력한다. 상기 선택기(531)는 해당 시점의 스케줄링에 따라 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력하는 신호 혹은 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(533)로 출력한다. 여기서, 상기 선택기(531)에서 출력한 신호는 상기 IFFT기(533)의 입력들중 상기 N-1번 안테나에 대응되는 입력들로 일대일 매핑되어 입력된다.
즉, 상기 선택기(531)는 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)에서 출력한 프리앰블 시퀀스를 선택할 것인지, 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력한 심볼을 송신할 것인지를 선택하고, 상기 선택 결과에 따른 신호를 IFFT기(533)로 출력한다. 상기 IFFT기(533)는 상기 선택기(531)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(535)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(535)로는 상기 IFFT기(533)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 Cyclic Prefix가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(535)는 상기 IFFT기(533)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(537)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(537)는 상기 병렬/직렬 변환기(535)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 RF 처리기(539)로 출력한다. 상기 RF 처리기(539)는 필터와 전처리기 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(537)에서 출력한 신호를 실제 에어상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후안테나를 통해 전송한다.
상기 도 5에서는 다수의 송신 안테나들, 즉 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 6을 참조하여 상기 도 5의 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 6은 도 5의 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 6을 참조하면, 상기 프리앰블 시퀀스 생성부(500)는 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(610)와, 1번 안테나 프리앰블 생성기(620)와, ... , N-1번 프리앰블 생성기(630)로 구성된다. 여기서, 상기 프리앰블 시퀀스 생성부(500)는 상기 도 5에서 설명한 바와 같이 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 송신 안테나들의 개수와 동일한 개수의 프리앰블 시퀀스 생성기들로 구성된다. 그리고, 상기 도 6의 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(610)와 상기 도 5의 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517)는 참조 부호는 상이하지만 실질적으로는 동일한 구성이며, 이런 식으로 상기 도 6의 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(630)는 상기 도 5의 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)와 참조 부호만 상이할 뿐 실질적으로는 동일한 구성이다.
그러면 여기서 상기 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 프리앰블 시퀀스 매핑 규칙을 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 도 5에서 설명한 바와 같이 상기 OFDM 통신 시스템의 송신 안테나들 각각에 해당하는 IFFT기의 입력에서 전체 A개의 부반송파들 중에 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 0번 부반송파와, 보호 구간을 위한 고주파 대역의 부반송파들을 제외한 B개의 부반송파들만이 사용되고 있다. 상기 OFDM 통신 시스템의 송신 안테나들의 개수가 N개이고, 상기 IFFT기의 입력으로 사용되는 부반송파들의 개수가 B개이기 때문에 상기 송신 안테나들 각각은 B/N개의 서로 겹치지 않는 부반송파들을 사용함으로써 송신 안테나들간의 직교성(orthogonality)을 얻을 수 있다.
일 예로, 상기 도 6에 도시한 바와 같이 0번 안테나는 B개의 부반송파들 중 해당 부반송파 인덱스(index)의 상기 N에 대한 잉여류가 0인 부반송파들에만 프리앰블 시퀀스를 송신한다. 여기서, 상기 N에 대한 잉여류가 0이라 함은 상기 해당 부반송파의 인덱스를 N으로 나눈 나머지가 0임을 나타낸다(sub carrier index % N = 0). 물론, 여기서 상기 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 부반송파, 즉 0번 부반송파의 인덱스가 0이기 때문에 상기 N에 대한 잉여류가 0인 부반송파에 해당하지만 상기 0번 부반송파에는 널 데이터(null data)만이 송신되어야하므로 제외된다. 따라서, 실제 프리앰블 시퀀스가 매핑되는 길이는 B/N이 된다.
그러면 여기서 상기 도 6을 참조하여 실제 상기 프리앰블 시퀀스 생성기들의 동작을 설명하기로 한다.
첫 번째로, 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(610)는 최소 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 "PAPR"이라 칭하기로 한다) 시퀀스 생성기(611)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(613)로 구성된다. 상기 최소 PAPR 시퀀스 생성기(611)는 상기 도 5의 IFFT기(521)를 통해 IFFT를 수행한 후의 PAPR이 최소인, 일 예로 상기 IFFT를 수행한 후의 PAPR이 3[dB] 이하인 길이 B/N의 시퀀스를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(613)로 출력한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(613)는 상기 최소 PAPR 시퀀스 생성기(611)에서 출력한 길이 B/N의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 0인 부반송파들에 상기 길이 B/N의 시퀀스의 각 엘리먼트(element)들을 매핑한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(613)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 ""라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 0인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 N이 된다.
두 번째로, 상기 1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(620)는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(621)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(623)로 구성된다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(621)는 상기 도 5의 IFFT기(521)를 통해 IFFT를 수행한 후의 PAPR이 최소인, 일 예로 상기 IFFT를 수행한 후의 PAPR이 3[dB] 이하인 길이 B/N의 시퀀스를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(623)로 출력한다. 여기서, 상기 1번 송신 안테나는 상기 0번 송신 안테나와는 달리 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 0이 아닌 부반송파 위치에 시퀀스가 실리기 때문에 프리앰블 시퀀스 매핑기(623)를 통한 후 동일한 간격으로 프리앰블 시퀀스가 매핑된다는 것을 알 수 있다. 이렇게 규칙적으로 프리앰블 시퀀스가 매핑될 경우 골래이 상보 시퀀스(Golay Complementary Sequence)를 사용하면 항상 3[dB] 이하의 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 얻을 수 있다. 그런데, 상기 골래이 상보 시퀀스는 그 길이가(인 정수)이어야 한다는 길이상의 제한 조건이 있기 때문에 상기 OFDM 통신 시스템에서 필요로하는 프리앰블 시퀀스의 길이 조건을 만족하지 못하는 경우가 발생하였다.
이렇게,(인 정수)의 길이 제한 조건으로 인해 상기 골래이 상보 시퀀스의 사용에 제한이 발생되는 경우, 복소 골래이 상보 시퀀스(Complex Golay Complementary Sequence)를 사용하면 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 얻을 수 있다. 일 예로, 길이 L의 골래이 상보 시퀀스 쌍(pair) [A,B]와 길이 M의 골래이 상보 시퀀스 쌍 [C,D]를 이용하여 길이 L+M의 복소 골래이 상보 시퀀스 쌍 [E,F,G,H]을 생성할 수 있기 때문에 상기 복소 골래이 상보 시퀀스의 경우엔 길이가혹은(인 정수)으로 확장 가능하게 된다. 상기 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정은 하기에서 도 8을 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(623)는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(621)에서 출력한 길이 B/N의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 1인 부반송파들에 상기 길이 B/N의 시퀀스의 각 엘리먼트들을 매핑한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(623)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 ""라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 1인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 N이 된다.
이런 식으로, 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(630)는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(631)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(633)로 구성된다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(631)는 길이 B/N의 시퀀스를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(633)로 출력한다. 여기서, 상기는 그 길이에 따라 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스이다. 또한, 상기 N-1번 송신 안테나 역시 상기 0번 송신 안테나와는 달리 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 0이 아닌 부반송파 위치에 시퀀스가 실리기 때문에 프리앰블 시퀀스 매핑기(633)를 통한 후 동일한 간격으로 프리앰블 시퀀스가 매핑된다는 것을 알 수 있다. 그러므로, 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(631)는 상기 OFDM 통신 시스템에서 필요로 하는 길이 조건에 상응하도록 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성하여 프리앰블 시퀀스 매핑기(633)로 출력한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(633)는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(631)에서 출력한 길이 B/N의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 N-1인 부반송파들에 상기 길이 B/N의 시퀀스의 각 엘리먼트들을 매핑한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(633)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 ""라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 N에 대한 잉여류가 N-1인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 N이 된다.
상기 도 6에서는 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 7을 참조하여 4개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 7은 4개의 송신 안테나들을 사용하는 프리앰블 시퀀스 생성부(500) 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 7을 설명하기에 앞서, 4개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스 매핑 규칙을 살펴보기로 한다.
상기 도 5에서 설명한 OFDM 통신 시스템이 4개의 송신 안테나들을 사용한다고 가정하면, 상기 송신 안테나들의 개수가 4이므로 상기 송신 안테나들 각각에 해당하는 IFFT기의 전체 부반송파들의 개수가 128이고, 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 0번 부반송파와 고주파 대역의 부반송파들을 제외하고 104개의 부반송파들만이 사용된다고 가정하기로 한다. 상기 송신 안테나들의 개수가 4이고 사용 가능한 부반송파들의 개수가 104이기 때문에 상기 송신 안테나들 각각은 26개의 서로 겹치지 않은 부반송파들을 사용함으로써 각 송신 안테나들간에 직교성을 얻을 수 있다. 일 예로, 상기 도 7에 도시한 바와 같이 0번 송신 안테나는 104개의 부반송파들 중 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 0인 부반송파들에 프리앰블 시퀀스를 송신한다. 따라서, 실제 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 0인 부반송파들에 매핑되는 프리앰블 시퀀스의 길이는 26이 된다.
또한, 상기 도 7을 설명하기에 앞서 상기 도 7의 프리앰블 시퀀스 생성기들은 상기 도 5 및 도 6에서 설명한 프리앰블 시퀀스 생성기들과 동일한 구성이며, 송신 안테나들의 개수와 전체 부반송파들의 개수에 따라 시퀀스들의 길이만 상이해질 뿐이다. 그러면 여기서 상기 도 7을 참조하여 실제 상기 프리앰블 시퀀스 생성기들의 동작을 설명하기로 한다.
첫 번째로, 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(710)는 최소 PAPR 시퀀스 생성기(711)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(713)로 구성된다. 상기 최소 PAPR 시퀀스 생성기(711)는 최소 PAPR을 가지는 길이 26(104/4)의 시퀀스()를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(713)로 출력한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(713)는 상기 최소 PAPR 시퀀스 생성기(711)에서 출력한 길이 26의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 0인 부반송파들에 상기 길이 26의 시퀀스의 각 엘리먼트들을 매핑한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(713)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 "()"라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 0인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 4가 된다.
두 번째로, 상기 1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(720)는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(723)로 구성된다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)는 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스인 길이 26의 시퀀스를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(723)로 출력한다. 여기서, 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)가 생성하는 시퀀스의 형태는 프리앰블 시퀀스 길이 및 상기 OFDM 통신 시스템의 필요에 따라 결정된다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)는 길이 26의 시퀀스를 생성하므로 골래이 상보 시퀀스로 생성하는 것이 가능하며, 상기 길이 26의 골래이 상보 시퀀스는 다음과 같다.
상기 길이 26의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 방법은 하기에서 도 9를 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(723)는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)에서 출력한 길이 26의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 1인 부반송파들에 상기 길이 26의 시퀀스의 각 엘리먼트들을 매핑한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(723)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 ""라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 1인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 4가 된다. 여기서, 상기 프리앰블 시퀀스는 다음과 같다.
세 번째로, 상기 2번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(730)는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(731)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(733)로 구성된다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(731)는 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스인 26의 시퀀스를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(733)로 출력한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(733)는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(731)에서 출력한 길이 26의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 1인 부반송파들에 상기 길이 26의 시퀀스의 각 엘리먼트들을 매핑한다. 여기서, 상기는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)에서 생성한과 동일한 골래이 상보 시퀀스로 생성된다고 가정하기로 한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(733)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 ""라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 2인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 4가 된다. 상기 프리앰블 시퀀스는 다음과 같다.
마지막으로, 상기 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(740)는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(741)와, 프리앰블 시퀀스 매핑기(743)로 구성된다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(741)는 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스인 26의 시퀀스를 생성하여 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(743)로 출력한다. 여기서, 상기는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(721)에서 생성한및와 동일한 골래이 상보 시퀀스로 생성된다고 가정하기로 한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(743)는 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(741)에서 출력한 길이 26의 시퀀스를 입력하여 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 3인 부반송파들에 상기 길이 26의 시퀀스의 각 엘리먼트들을 매핑한다. 상기 프리앰블 시퀀스 매핑기(743)의 매핑 동작에 따라 생성된 프리앰블 시퀀스를 ""라 표현하기로 하며, 상기 프리앰블 시퀀스는 부반송파 인덱스의 4에 대한 잉여류가 3인 각 엘리먼트들간의 부반송파 거리는 4가 된다. 상기 프리앰블 시퀀스는 다음과 같다.
여기서, 상기 1번 안테나 내지 3번 안테나 각각을 통해서 송신될 프리앰블 시퀀스들, 즉( -52:52 )와,(-52:52) 및(-52:52)를 IFFT를 수행한 후의 거친 후의 PAPR은 1.9010[dB]가 된다.
상기 도 7에서는 4개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 생성 과정을 설명하였으며, 다음으로 도 8을 참조하여 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 8을 설명하기에 앞서, 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(800)는 상기 도 6 및 도 7에 도시되어 있는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기들과 실질적으로 동일한 구성을 가지며 다만 참조부호만 상이할 뿐임에 유의하여야 한다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(800)는 골래이 상보 시퀀스 생성기들(811)(813)과, 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)로 구성된다.
상기 도 8을 참조하면, 먼저 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(800)는 상기 OFDM 통신 시스템에서 생성하고자 하는 시퀀스의 길이가(인 정수)인 경우 골래이 상보 시퀀스를 생성하고, 상기 생성하고자 하는 시퀀스의 길이가(인 정수)인 경우 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성한다. 상기에서 설명한 바와 같이 골래이 상보 시퀀스의 PAPR 특성이 가장 우수하므로 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(800)는 길이 조건에 부합하는지에 따라 우선적으로 상기 골래이 상보 시퀀스를 생성하고, 다음으로 상기 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성한다.
상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(800)가 상기 골래이 상보 시퀀스를 생성할 경우, 길이 L의 골래이 상보 시퀀스와 길이 M의 골래이 상보 시퀀스를 이용해서 길이 L*M 혹은 2*L*M의 골래이 상보 시퀀스 역시 생성하는 것이 가능하다. 그러면 여기서 상기 길이 L*M 혹은 2*L*M의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정을 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(811)는 길이 L의 골래이 상보 시퀀스쌍을 생성하여 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)로 출력한다. 여기서, 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(811)에서 생성한 길이 L의 골래이 상보 시퀀스쌍을라 칭하기로 한다. 또한 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(813)는 길이 M의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 생성하여 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)로 출력한다. 여기서, 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(813)에서 생성한 길이 M의 골래이 상보 시퀀스쌍을라 칭하기로 한다. 또한, 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(811) 및 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(813)는 별도의 합성 규칙없이 이미 생성되어 있는 길이 L 및 길이 M의 골래이 상보 시퀀스를 사용한다.
상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)는 상기 골래이 상보 시퀀스 발생기(811)에서 출력한 길이 L의 골래이 상보 시퀀스 쌍과 상기 골래이 상보 시퀀스 발생기(813)에서 출력한 길이 M의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 입력하고, 상기 입력한 길이 L의 골래이 상보 시퀀스 쌍과 상기 길이 M의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 합성하여 길이 K의 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성한다. 여기서, 상기 길이 K는 L*M 혹은 2*L*M 혹은 L+M이 될 수 있으며, 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)가 생성한 길이 K의 시퀀스를로 정의하기로 한다.
그러면, 여기서 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)가 상기 길이 L의 골래이 상보 시퀀스 쌍과 상기 길이 M의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 합성하여 길이 K의 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정을 구체적으로 살펴보기로 한다.
상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)는 생성해야 하는 시퀀스의 길이에 따라 3가지 합성 규칙을 적용하여 골래이 상보 시퀀스 혹은복소 골래이 상보 시퀀스를 생성하며, 상기 합성 규칙을 나타내는 변수를 "Method"라고 정의한다. 첫 번째로, 제1합성 규칙을 사용할 경우, 즉 상기 Method = 0일 경우 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)는 길이 L*M의 골래이 상보 시퀀스를 합성한다. 여기서, 상기 길이 L*M의 골래이 상보 시퀀스를 합성하는 과정은 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 두 번째로, 제2합성 규칙을 사용할 경우, 즉 상기 Method = 1일 경우 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)는 길이 2*L*M의 골래이 상보 시퀀스를 합성한다. 여기서, 상기 길이 2*L*M의 골래이 상보 시퀀스를 합성하는 과정은 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 세 번째로, 제3합성 규칙을 사용할 경우, 즉 상기 Method = 2일 경우 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(815)는 길이 L+M의 복소 골래이 상보 시퀀스를 합성한다. 여기서, 상기 길이 L+M의 복소 골래이 상보 시퀀스를 합성하는 과정은 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
다음으로 도 9를 참조하여 길이 26의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정을 샐명하기로 한다.
상기 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 길이 26의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 9를 설명하기에 앞서, 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보시퀀스 생성기(900)는 상기 도 8의 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(800)와 실질적으로 동일한 구성을 가지며 다만 참조부호와 입출력되는 시퀀스들의 길이만 상이할 뿐임에 유의하여야 한다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 생성기(900)는 골래이 상보 시퀀스 생성기들(911)(913)과, 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(915)로 구성된다.
상기 도 9에서는 길이 26의 골래이 상보 시퀀스와 길이 1의 골래이 상보 시퀀스를 이용하여 길이 26의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 경우를 일 예로 하여 설명하기로 한다. 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(911)는 길이 26의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 생성하여 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(915)로 출력한다. 여기서, 상기 길이 26의 골래이 상보 시퀀스 쌍은 다음과 같다.
그리고, 상기 골래이 상보 시퀀스 생성기(913)는 길이 1의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 생성하여 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(915)로 출력한다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(915)는 상기 제1합성 규칙(Method=0)을 사용하여 길이 26의 골래이 상보 시퀀스 쌍을 생성한다. 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(915)는 상기 제1합성 규칙을 사용하여 생성된 길이 26의 골래이 상보 시퀀스 쌍들중PAPR이 최소인 골래이 상보 시퀀스를 선택하여 최종적으로으로 출력한다. 여기서, 상기 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기(915)에서 출력하는 길이 26의 골래이 상보 시퀀스는 다음과 같다.
다음으로 도 10을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 10은 본 발명의 실시예에 따른 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 10을 참조하면, 먼저 1011단계에서 OFDM 통신 시스템의 송신기는 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간이 아닐 경우, 즉 데이터 송신 구간일 경우 상기 송신기는 1013단계로 진행한다. 상기 1013단계에서 상기 송신기는 송신하고자 하는 데이터를 IFFT 입력단의 해당 부반송파들에 매핑되도록 제어하고 상기 1011단계로 돌아간다.
한편, 상기 1011단계에서 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간일 경우 상기 송신기는 1015단계로 진행한다. 상기 1015단계에서 상기 송신기는 0번 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로을 매핑하고, 1번 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로을 매핑하고, 이런 식으로 마지막인 N-1번 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로을 매핑한 후 종료한다.
이런 식으로, OFDM 통신 시스템의 송신기는 송신 안테나들 각각을 통해 본 발명의 실시예에서와 같이 프리앰블 시퀀스를 송신함으로써 수신측에서의 채널 추정(channel estimation) 효율을 극대화시킬 수 있다.
다음으로 도 11을 참조하여 길이 104의 프리앰블 시퀀스를 사용하는 경우의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 11은 본 발명의 실시예에 따른 4개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 길이 104의 프리앰블 시퀀스를 매핑하는 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 11을 참조하면, 먼저 1111단계에서 OFDM 통신 시스템의 송신기는 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간이 아닐 경우, 즉 데이터 송신 구간일 경우 상기 송신기는 1113단계로 진행한다. 상기 1113단계에서 상기 송신기는 송신하고자 하는 데이터를 IFFT 입력단의 해당 부반송파들에 매핑되도록 제어하고 상기 1111단계로 돌아간다.
한편, 상기 1111단계에서 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간일 경우 상기 송신기는 1115단계로 진행한다. 상기 1115단계에서 상기 송신기는 0번 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로을 매핑하고, 1번 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로을 매핑하고, 2번 안테나에 해당하는IFFT기의 입력으로을 매핑하고, 3번 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로을 매핑한 후 종료한다.
이런 식으로, OFDM 통신 시스템의 송신기는 송신 안테나들 각각을 통해 본 발명의 실시예에서와 같이 프리앰블 시퀀스를 송신함으로써 수신측에서의 채널 추정(channel estimation) 효율을 극대화시킬 수 있다.
다음으로 도 12를 참조하여 송신 안테나들의 개수가 N개이고, 수신 안테나(Rx ANT)들의 개수가 M개인 OFDM 통신 시스템의 채널 추정 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 12는 본 발명의 실시예에 따른 N개의 송신 안테나들과 R개의 수신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 채널 추정기 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 12를 설명하기에 앞서, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기의 송신 안테나들 각각에서 출력하는 시간 영역(time-domain)에서의 신호는 하기 수학식 4와 같이 표현된다.
, 단 , n = 0, 1, ... , A-1이고, t = 0, 1, ... , M-1
상기 수학식 4에서는 t번째 송신 안테나를 통해서 송신된 프리앰블 시퀀스를 의미한다. 상기 t번째 송신 안테나를 통해서 송신된 프리앰블 시퀀스가 채널을 통과한 후 r번째 수신 안테나를 통해 수신된 시간 영역에서의 신호는 하기수학식 5와 같이 표현된다.
상기 수학식 5에서,는 t번째 송신 안테나와 r번째 수신 안테나 사이의 시간 영역에서의 채널 응답을 나타내고,는 AWGN이다. 또한, 상기 수학식 5에서 Q는 채널의 다중 경로(multipath) 개수를 의미한다.
상기 수학식 5를 행렬식으로 변환하면 하기 수학식 6과 같다.
상기 수학식 6에서,,, 그리고는 전치 행렬(transpose)을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 6의 x는 하기 수학식 7과 같이 표현된다.
그리고, 상기 시간 영역에서의 채널 응답 행렬 h는 하기 수학식 8과 같이 표현된다.
,
또한, 상기,와 같이 표현된다.
여기서, 최적의 채널 추정 성능을 위해서 최대 근사(ML: Maximum Likelihood, 이하 "ML"이라 칭하기로 한다) 채널 추정을 하면 하기 수학식 9와 같이 표현된다.
상기 수학식 9에서,는 허미시안(Hermitian) 행렬을 의미하며, 상기 수학식 9의 채널 응답 h*이 실제 시간 영역에서의 채널 응답이 되는 것이다. 실제 채널 등화(Equalization) 과정은 주파수 영역에서 이루어지기 때문에 FFT를 수행한 후의 주파수 영역에서의 채널 응답은 하기 수학식 10과 같이 표현된다.
상기 수학식 10에서() 행렬이다.
상기에서 설명한 바와 같이 시간 영역에서의 채널 응답을 사용하여 채널 추정을 수행함으로 상기 다수의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 프리앰블 시퀀스들이 상기 OFDM 통신 시스템의 모든 부반송파들을 사용하지 않을 경우에도 정확한 채널 추정을 가능하게 한다. 또한, 시간 영역에서 채널 추정을 수행하므로 보간에 의한 성능 저하없이 정확한 채널 추정이 가능하게 된다.
상기 도 12를 참조하면, 상기 채널 추정기는 M개의 IFFT기들, 즉 IFFT기(1211) 내지 IFFT기(1215)의 M개의 IFFT기들과, 2개의 행렬 합성기들(1217)(1219)과, 행렬 곱셈기(1221)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)기(1223)로 구성된다. 먼저, 기지국에서 0번 송신 안테나를 통해 송신하는 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 X0는 상기 IFFT기(1211)로 입력되고, 상기 IFFT기(1211)는 상기 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 X0에 대해서 IFFT를 수행하여 x0를 출력한다. 여기서, 상기 기지국에서 송신하는 프리앰블 시퀀스들은 기지국과 단말기간에 미리 규약되어 있으며, Xm-1은 m-1번째 송신안테나를 통해 송신되는 주파수 영역의 m-1번 안테나 프리앰블 시퀀스를 나타내며, xm-1은 상기 주파수 영역의 m-1번 안테나 프리앰블 시퀀스가 IFFT 수행된 시간 영역의 m-1번 안테나 프리앰블 시퀀스를 나타낸다. 상기 기지국에서 1번 송신 안테나를 통해 송신하는 1번 안테나 프리앰블 시퀀스 X1는 상기 IFFT기(1213)로 입력되고, 상기 IFFT기(1213)는 상기 1번 안테나 프리앰블 시퀀스 X1에 대해서 IFFT를 수행하여 x1를 출력한다. 이런식으로, 상기 기지국에서 M-1번 송신 안테나를 통해 송신하는M-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 XM-1는 상기 IFFT기(1215)로 입력되고, 상기 IFFT기(1215)는 상기 M-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 XM-1에 대해서 IFFT를 수행하여 xM-1을 출력한다.
한편, 상기 행렬 합성기(1217)는 상기 R개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신된 시간 영역의 수신 신호들, 즉 0번 수신 안테나를 통해 수신한 시간 영역의 수신 신호 y0내지 R-1번 수신 안테나를 통해 수신한 시간 영역의 수신 신호 yR-1를 사용하여 행렬(matrix) y를 합성하여 상기 행렬 곱셈기(1221)로 출력한다. 여기서, 상기 행렬 y = (y0y1... yR-1)이다. 또한, 상기 행렬 합성기(1219)는 상기 IFFT기(1211) 내지 IFFT기(1215)에서 출력한 x0내지 xM-1을 입력하여 행렬를 합성하여 상기 행렬 곱셈기(1221)로 출력한다. 여기서, 상기 x = (x0x1... xM-1)이다.
상기 행렬 곱셈기(1221)는 상기 행렬 합성기(1217)에서 출력한 행렬 y와 상기 행렬 합성기(1219)에서 출력한 행렬를 입력하고, 상기 행렬 y와 행렬를 곱셈한 후 상기 FFT기(1223)로 출력한다. 여기서, 상기 행렬 곱셈기(1221)에서 출력하는 값은 시간 영역에서의 채널 응답 추정값으로서이 된다. 상기 FFT기(1223)는 상기 행렬 곱셈기(1221)에서 출력한 시간 영역에서의 채널 응답 추정값을 입력하여 FFT를 수행함으로써주파수 영역에서의 채널 응답 추정값 H*를 획득한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 다수의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 최소 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스 생성을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 이렇게 최소 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스 생성은 OFDM 통신 시스템 전체 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 다수의 송신 안테나들 각각을 통해 프리앰블 시퀀스를 송신함으로써 수신기가 정확한 채널 추정을 수행할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 OFDM 통신 시스템에서 요구하는 프리앰블 시퀀스의 길이에 상응하여 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스 등을 사용하여 프리앰블 시퀀스를 생성함으로써 길이 제한이 존재하지 않으면서도 개수 제한까지 존재하지 않는 프리앰블 시퀀스 생성을 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims (14)

  1. 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서,
    상기 제1개수를 상기 제2개수로 분할한 제3길이의 시퀀스를 생성하는 상기 제2개수의 시퀀스 생성기들과,
    상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분을 나타내는 부반송파들에 대응되도록 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 제4개수의 부반송파들 각각에 상기 시퀀스 구성 성분들 각각이 대응되도록 매핑하여 해당 송신 안테나의 프리앰블 시퀀스로 생성하는 상기 제2개수의 프리앰블 시퀀스 매핑기들을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 시퀀스는 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스임을 특징으로 하는 상기 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 시퀀스 생성기는;
    길이 L의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 제1골래이 상보 시퀀스 생성기와,
    길이 M의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 제2골래이 상보 시퀀스 생성기와,
    소정 제어에 따라 상기 길이 L의 골래이 상보 시퀀스와 길이 M의 골래이 상보 시퀀스를 합성하여 상기 제3길이의 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 골래이 상보 시퀀스/복소 골래이 상보 시퀀스 합성기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  4. 제1개수의 부반송파들을 사용하고, 제2개수의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서,
    상기 제1개수를 상기 제2개수로 분할한 제3길이의 시퀀스를 상기 제2개수로 생성하는 과정과,
    상기 제2개수의 시퀀스들 각각에 대해서, 상기 제1개수의 부반송파들 중 DC 성분과 상기 부반송파들간 간섭 제거 성분을 나타내는 부반송파들에 대응되도록 널 데이터를 삽입하며, 상기 제1개수의 부반송파들중 상기 널 데이터가 삽입된 부반송파들 이외의 제4개수의 부반송파들 각각에 상기 시퀀스 구성 성분들 각각이 대응되도록 매핑하여 해당 송신 안테나의 프리앰블 시퀀스로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 시퀀스는 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스임을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 시퀀스를 생성하는 과정은;
    길이 L의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정과,
    길이 M의 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정과,
    소정 제어에 따라 상기 길이 L의 골래이 상보 시퀀스와 길이 M의 골래이 상보 시퀀스를 합성하여 상기 제3길이의 골래이 상보 시퀀스 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스를 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 프리앰블 시퀀스들을 송신하며, 제2개수의 수신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 채널 추정 장치에 있어서,
    상기 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 상기 제1개수의 프리앰블 시퀀스들을 입력하여 제1행렬을 합성하는 제1행렬 합성기와,
    상기 제2개수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제2개수의 수신 신호들을 입력하여 제2행렬을 합성하는 제2행렬 합성기와,
    상기 제1행렬과 제2행렬을 곱셈하여 시간 영역의 채널 응답을 추정하는 행렬 곱셈기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1행렬은 하기 수학식 11과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 장치.
    상기 수학식 11에서, x는 상기 제1개수의 프리앰블 시퀀스들의 집합을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 행렬을 나타냄.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제2행렬은 상기 제2개수의 수신 신호들의 집합을 나타냄을 특징으로 하는 상기 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 시간 영역의 채널 응답은 하기 수학식 12와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 장치.
    상기 수학식 12에서 h*은 상기 시간 영역의 채널 응답을 나타냄.
  11. 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 프리앰블 시퀀스들을 송신하며, 제2개수의 수신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,
    상기 제1개수의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 상기 제1개수의 프리앰블 시퀀스들을 입력하여 제1행렬을 합성하는 과정과,
    상기 제2개수의 수신 안테나들 각각을 통해 수신되는 제2개수의 수신 신호들을 입력하여 제2행렬을 합성하는 과정과,
    상기 제1행렬과 제2행렬을 곱셈하여 시간 영역의 채널 응답을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1행렬은 하기 수학식 13과 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 13에서, x는 상기 제1개수의 프리앰블 시퀀스들의 집합을 나타내며, H는 허미시안(Hermitian) 행렬을 나타냄.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제2행렬은 상기 제2개수의 수신 신호들의 집합을 나타냄을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 시간 영역의 채널 응답은 하기 수학식 14와 같이 표현됨을 특징으로 하는 상기 방법.
    상기 수학식 14에서 h*은 상기 시간 영역의 채널 응답을 나타냄.
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