CN109547373B - 用于ofdm系统频域强干扰环境的频偏估计方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统，该频偏估计方法包括：接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整。本发明的频偏估计方法及频偏估计系统首先对FFT变换后的子载波信号直接进行干扰削除，然后对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和调整，并根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整，利用OFDM系统自身特点计算更加准确，并且无需单独设置干扰削除装置，节省资源和运算复杂度。

Description

用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及系统
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统。
背景技术
图1为现有技术OFDM系统频域强干扰环境下频域干扰削除算法流程图，如图1所示，频域干扰削除算法流程包括以下步骤：接收有用信号和干扰信号，将该有用信号和干扰信号处理成零中频信号，并将零中频信号分成两路进行加窗，两个窗函数之间相差N/2点相移，形成两路加窗之后的数据流，其中，N为窗函数点数；将两路加窗之后的数据流分别进行N点FFT变换，使用FFT之后的数据，获取有用信号的频带部分；采用IIR环路滤波器进行有用信号频率点的信号功率的迭代运算，将迭代滤波的功率信号分成多个功率块，并计算每一功率块采样点内的功率和，得到该功率块的功率数值；对每一个功率块按照功率数值大小表进行降采样排序，以得到最大功率块数值和中间功率块数值，以计算最大功率块数值和中间功率块数值的比值，该比值为功率块峰均比，并根据功率块峰均比设置判决门限调节因子；根据判决门限调节因子与中间功率块数值相乘，得到干扰检测门限，根据该干扰检测门限计算所有超过门限的位置索引，根据每个超过门限的位置索引功率与干扰检测门限的比值大小对该位置索引的频带部分进行钳位去干扰或设置零值，以得到干扰抑制后的数据；对干扰抑制后的数据进行N点IFFT变换，对IFFT变换之后的数据进行反加窗处理，并截去反加窗后数据的两端，以获得时域中间信号；对两路时域中间信号进行交叠和输出。
目前，一般都是在ADC(Analog-to-Digital Converter，模数转换器) 采集信号后，采用一个如图1所示的独立的模块进行干扰削除处理，这种独立于OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，即正交频分复用技术)系统自身的干扰削除算法，资源消耗大，并且不能完全适应OFDM-TDD(正交频分复用一时分双工)系统的突发特点，因此，现有的频域干扰削除算法装置仅适合连续信号的干扰信号检测盒削除，例如连续发送的QPSK(Quadrature Phase Shift Keyin，正交相移键控)信号、GMSK(Gaussian filteredminimum shift keying，高斯滤波最小移频键控)信号或者扩频CDMA(Code DivisionMultiple Access，码分多址)信号等。
因此，提供一种用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统。
发明内容
鉴于上述问题，提出了本发明以便提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统，首先对FFT变换后的子载波信号直接进行干扰削除，然后对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整，并根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整，利用OFDM系统自身特点计算更加准确，并且无需单独设置干扰削除装置，节省资源和运算复杂度。
根据本发明的一个方面，提供一种用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，包括以下步骤：
接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；
对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；
根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整。
进一步地，对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除具体实现如下：
计算所有子载波信号的第一功率均值，根据第一功率均值剔除干扰子载波信号。
进一步地，对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除具体实现还包括：
计算剔除干扰子载波信号后的所有子载波信号的第二功率均值，根据第二功率均值进一步剔除干扰子载波信号。
进一步地，根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算具体实现如下：
第一步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的相位偏差
phaseoffset,i＝arctan((Pi,1)**Pi,2) i＝1:Npilot,sym
其中，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，Pi,sym为属于同一根天线的每一个导频符号， i＝1:Npilot,sym,sym＝1,2,..Nsymb，sym为OFDM符号的索引，Nsymb是符号的个数，Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数；
第二步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的频率偏差
Figure BDA0001868494160000041
其中，freqoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的频率偏差，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，L为相邻两个OFDM符号导频的时间间隔，L＝NFFT+Lcp， NFFT为子载波数目，Lcp为循环前缀长度，Ts为采样周期；
第三步，将导频偏差序列取平均，得到第sym个符号的小数频偏：
Figure BDA0001868494160000042
其中，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏， Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数，freqsym,i为第sym个符号第i 个导频与第sym-1个符号第i个导频之间的小数频偏；
第四步，多个符号之间的导频偏差进行平均得到小数频偏：
Figure BDA0001868494160000043
其中，foe为小数频偏，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏，Nsymb是符号的个数。
进一步地，在对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和调整与根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算之间，还包括：判断导频子载波是否受干扰，若有干扰，则恢复该导频子载波。
进一步地，当不同子载波上的原始导频子载波相同时，则利用以下公式恢复该导频子载波：
rfre(s,k)＝rfre(s,k+IP)
其中，rfre(s,k)为恢复的导频子载波，s为符号位置，k为子载波位置，IP为相邻导频之间子载波个数，rfre(s,k+IP)为rfre(s,k)的相邻导频子载波。
进一步地，当不同子载波上的原始导频子载波不同时，则利用以下公式恢复该导频子载波：
rfre(s,k)＝sfre(s,k)*H(s,k+IP)
其中，rfre(s,k)为恢复的导频子载波，sfre(s,k)为导频子载波的原始子载波信息，H(s,k+IP)为邻近子载波上的信道信息，s为符号位置， k为子载波位置，IP为相邻导频之间子载波个数。
根据本发明的另一方面，提供一种实现上述方法的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统，包括：
子载波信号干扰削除模块，用于接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；
子载波信号整数频偏计算和调整模块，用于对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；
子载波信号小数频偏计算模块，用于根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整。
进一步地，在子载波信号干扰削除模块中，计算所有子载波信号的第一功率均值，根据第一功率均值剔除干扰子载波信号。
进一步地，在子载波信号干扰削除模块中，计算剔除干扰子载波信号后的所有子载波信号的第二功率均值，根据第二功率均值进一步剔除干扰子载波信号。
本发明与现有技术相比具有以下的优点：
1.本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统首先对FFT变换后的子载波信号直接进行干扰削除，然后对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整，并根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整，利用OFDM系统自身特点计算更加准确，并且无需单独设置干扰削除装置，节省资源和运算复杂度；
2.本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统在削除子载波信号上的干扰时，两次计算均值来判定干扰信号的位置，第一次均值计算获取并剔除大的干扰信号，而后第二次均值计算不再受到大的干扰信号干扰从而计算准确，从而根据第二次均值的结果来判定干扰信号的位置，从而可以更加有效的剔除干扰信号；
3.本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统对导频子载波进行修正，使得计算OFDM系统的小数频偏非常准确，并且有很强的抗干扰能力。
附图说明
以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1是现有技术OFDM系统频域强干扰环境下频域干扰削除算法流程图；
图2是本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法步骤图；
图3是本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法应用示意图；
图4示出了在频域干扰检测后削除仿真图；
图5示出了无干扰削除处理解调后的星座图；
图6示出了有干扰削除处理解调后的星座图；
图7是本发明的用于计算小数频偏的导频的摆放位置和相关计算示意图；
图8是本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统框图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。
图2是本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法步骤图，如图2所示，本发明提供的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，包括以下步骤：
接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；
对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；
根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整。
其中，可以通过最大似然估计法计算整数频偏。
本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法首先对 FFT变换后的子载波信号直接进行干扰削除，然后对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整，并根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整，利用OFDM系统自身特点计算更加准确，并且无需单独设置干扰削除装置，节省资源和运算复杂度。
图3是本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法应用示意图，如图3所示，本发明提供的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，还包括：采集时域信号并进行滤波抽取，并完成定时同步，数字AGC(Automatic Gain Control，自动增益控制)处理，再进行FFT，得到FFT变换后的子载波信号。
参见图3，在对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除之前，还包括：对FFT变换后的子载波信号进行频域资源阶映射，分离数据和导频。
在根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算之前，还包括：缓存两个导频符号。
进一步地，对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除具体实现如下：计算所有子载波信号的第一功率均值，根据第一功率均值剔除干扰子载波信号。对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除具体实现还进一步包括：计算剔除干扰子载波信号后的所有子载波信号的第二功率均值，根据第二功率均值进一步剔除干扰子载波信号。
具体地，第一步，计算所有子载波的均值功率A，剔除干扰子载波上的信号；第二步，再次计算均值功率B，B作为真正的干扰门限，超过B门限的信号才判定为真正的干扰信号，而后剔除。
本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法在削除子载波信号上的干扰时，两次计算均值来判定干扰信号的位置，第一次均值计算获取并剔除大的干扰信号，而后第二次均值计算不再受到大的干扰信号干扰从而计算准确，从而根据第二次均值的结果来判定干扰信号的位置，从而可以更加有效的剔除干扰信号。
本发明利用OFDM系统自身需要计算FFT的特点，在FFT之后，进行有用子载波的提取，在削除子载波上的干扰时，采用两级均值方法获取受干扰子载波的位置，而后削除这些子载波上的干扰信号。接下来进行整数频偏计算，干扰被削除后整数频偏计算准确性明显提升。
图4示出了在频域干扰检测后削除仿真图，如图4所示，具体示出了导频信号干扰削除之后的信号图，可以看出，能够削除大的干扰信号。
图5示出了无干扰削除处理解调后的星座图，图6示出了有干扰削除处理解调后的星座图，参见图5和图6，明显看出，有干扰削除处理解调后的星座图误码率小。
信号受干扰相位保持不变，幅度变成均值。等到干扰被削除后，进行整数频偏的修正，调整整体子载波的位置，此时认为子载波信号所在位置准确，从而可以进行小数频偏计算。
基于OFDM导频符号的频偏估计，是在FFT之后进行相关，且需要考虑FFT处理的运算量和时延，可估计范围的最大值只为±ΔF/2＝FS/L，FS是物理层的采样速率，例如FS＝30.72MSPS，L为两个符号之间的采样点，例如L＝2200，则±ΔF/2＝0.014MSPS，即估计方差与信噪比及求和的样值数成反比例，根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算具体实现如下：
第一步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的相位偏差
phaseoffset,i＝arctan((Pi,1)**Pi,2) i＝1:Npilot,sym
其中，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，Pi,sym为属于同一根天线的每一个导频符号， i＝1:Npilot,sym,sym＝1,2,..Nsymb，sym为OFDM符号的索引，Nsymb是符号的个数，Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数；
第二步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的频率偏差
Figure BDA0001868494160000101
其中，freqoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的频率偏差，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，L为相邻两个OFDM符号导频的时间间隔，L＝NFFT+Lcp， NFFT为子载波数目，Lcp为循环前缀长度，Ts为采样周期；
第三步，将导频偏差序列取平均，得到第sym个符号的小数频偏：
Figure BDA0001868494160000102
其中，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏， Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数，freqsym,i为第sym个符号第i 个导频与第sym-1个符号第i个导频之间的小数频偏；
第四步，多个符号之间的导频偏差进行平均得到小数频偏：
Figure BDA0001868494160000111
其中，foe为小数频偏，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏，Nsymb是符号的个数。
一个OFDM时隙中，一般至少有4个OFDM符号，即Nsymb＝4，一个OFDM符号中插入的导频一般有256或512个子载波。
参见图2，在对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和调整与根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算之间，还包括：判断导频子载波是否受干扰，若有干扰，则恢复该导频子载波。
进一步地，当不同子载波上的原始导频子载波相同时，则利用以下公式恢复该导频子载波：
rfre(s,k)＝rfre(s,k+IP)
其中，rfre(s,k)为恢复的导频子载波，s为符号位置，k为子载波位置，IP为相邻导频之间子载波个数，rfre(s,k+IP)为rfre(s,k)的相邻导频子载波。也就是说，当不同子载波上的原始导频子载波相同时，则通过复制邻近的导频信息替换受干扰的导频子载波来恢复该导频子载波。两个符号上的某一个导频子载波受干扰，则用邻近导频子载波来替代，使得小数频偏计算更加准确。
进一步地，当不同子载波上的原始导频子载波不同时，则利用以下公式恢复该导频子载波：
rfre(s,k)＝sfre(s,k)*H(s,k+IP)
其中，rfre(s,k)为恢复的导频子载波，sfre(s,k)为导频子载波的原始子载波信息，H(s,k+IP)为邻近子载波上的信道信息，s为符号位置， k为子载波位置，IP为相邻导频之间子载波个数。
具体地，因为整数频偏完成测量和修正，此时就可以准确的知道导频所在的子载波位置，并且判断导频位置的信号是否受干扰，如果某一个位置的导频受干扰，则记录此位置，例如符号(s,k)：s是符号位置，k是子载波位置，则使用rfre(s,k)＝rfre(s,k+IP)，IP是相邻导频之间子载波个数，即子载波上的导频数值一样则直接代替。如果不同子载波上原始发送的导频数值不一样，则通过rfre(s,k)＝sfre (s,k)*H(s,k+IP)把受干扰的导频恢复出来，由于导频是已知序列，故此恢复的方法和数据不一样，H(s,k+IP)是邻近子载波上的信道信息，也就是使用临近子载波上的信道频域响应H(s,k+IP)和原始子载波的信息sfre(s,k)在频域上相乘就认为是本子载波的接收信号，利用了相邻子载波的信道信息一样原则，也就是H(s,k+IP)＝H(s,k)，导频干扰去除之后，就可以利用两个相邻符号导频之间的相位差计算频偏。
本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统对导频子载波进行修正，使得计算OFDM系统的小数频偏非常准确，并且有很强的抗干扰能力。
具体地，如图7所示，显示了四个符号分别FFT之后，信号在频域，Nsymb＝4个符号，p代表导频的摆放位置，s代表业务数据的摆放位置，IP＝6就是相邻导频之间的子载波个数，如果p12位置的导频检测出被干扰，则p11来代替，如果P12位置的导频不同于p11位置导频d原始发送信号也就是不同子载波上原始发送的导频不一样，则通过rfre(s,k)＝sfre(s,k)*H(s,k+IP)来代替，这4个符号，可以计算出三个频偏foe1，foe2，foe3，对这三个频偏求平均得到最终foe。
对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。
图8是本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统框图，如图8所示，本发明提供的实现上述方法的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统，包括：
子载波信号干扰削除模块，用于接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；
子载波信号整数频偏计算和调整模块，用于对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；
子载波信号小数频偏计算模块，用于根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整。
本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统首先对 FFT变换后的子载波信号直接进行干扰削除，然后对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整，并根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整，利用OFDM系统自身特点计算更加准确，并且无需单独设置干扰削除装置，节省资源和运算复杂度。
进一步地，在子载波信号干扰削除模块中，计算所有子载波信号的第一功率均值，根据第一功率均值剔除干扰子载波信号。
进一步地，在子载波信号干扰削除模块中，计算剔除干扰子载波信号后的所有子载波信号的第二功率均值，根据第二功率均值进一步剔除干扰子载波信号。
本发明的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统在削除子载波信号上的干扰时，两次计算均值来判定干扰信号的位置，第一次均值计算获取并剔除大的干扰信号，而后第二次均值计算不再受到大的干扰信号干扰从而计算准确，从而根据第二次均值的结果来判定干扰信号的位置，从而可以更加有效的剔除干扰信号。
对于系统实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (9)

1.一种用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；
对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；
根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整；
根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算具体实现如下：
第一步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的相位偏差
phaseoffset，i＝arctan((Pi，1)**Pi，2) i＝1：Npilot，sym
其中，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，Pi,sym为属于同一根天线的每一个导频符号，i＝1:Npilot,sym，sym＝1,2,…Nsymb，sym为OFDM符号的索引，Nsymb是符号的个数，Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数；
第二步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的频率偏差
Figure FDA0003150367100000011
其中，freqoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的频率偏差，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，L为相邻两个OFDM符号导频的时间间隔，L＝NFFT+Lcp，NFFT为子载波数目，Lcp为循环前缀长度，Ts为采样周期；
第三步，将导频偏差序列取平均，得到第sym个符号的小数频偏：
Figure FDA0003150367100000012
其中，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏，Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数，freqsym,i为第sym个符号第i个导频与第sym-1个符号第i个导频之间的小数频偏；
第四步，多个符号之间的导频偏差进行平均得到小数频偏：
Figure FDA0003150367100000021
其中，foe为小数频偏，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏，Nsymb是符号的个数。
2.根据权利要求1所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，其特征在于，对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除具体实现如下：
计算所有子载波信号的第一功率均值，根据第一功率均值剔除干扰子载波信号。
3.根据权利要求2所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，其特征在于，对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除具体实现还包括：
计算剔除干扰子载波信号后的所有子载波信号的第二功率均值，根据第二功率均值进一步剔除干扰子载波信号。
4.根据权利要求3所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，其特征在于，在对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和调整与根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算之间，还包括：判断导频子载波是否受干扰，若有干扰，则恢复该导频子载波。
5.根据权利要求4所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，其特征在于，当不同子载波上的原始导频子载波相同时，则利用以下公式恢复该导频子载波：
rfre(s,k)＝rfre(s,k+IP)
其中，rfre(s,k)为恢复的导频子载波，s为符号位置，k为子载波位置，IP为相邻导频之间子载波个数，rfre(s,k+IP)为rfre(s,k)的相邻导频子载波。
6.根据权利要求4所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计方法，其特征在于，当不同子载波上的原始导频子载波不同时，则利用以下公式恢复该导频子载波：
rfre(s,k)＝sfre(s,k)*H(s,k+IP)
其中，rfre(s,k)为恢复的导频子载波，sfre(s,k)为导频子载波的原始子载波信息，H(s,k+IP)为邻近子载波上的信道信息，s为符号位置，k为子载波位置，IP为相邻导频之间子载波个数。
7.一种用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统，其特征在于，包括：
子载波信号干扰削除模块，用于接收并对FFT变换后的子载波信号进行干扰削除；
子载波信号整数频偏计算和调整模块，用于对干扰削除后的子载波信号进行整数频偏计算和整数频偏调整；
子载波信号小数频偏计算模块，用于根据符号间导频的相位差对整数频偏调整后的子载波信号进行小数频偏计算，以进行小数频偏调整；
根据符号间导频的相位差进行小数频偏计算具体实现如下：
第一步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的相位偏差
phaseoffset，i＝arctan((Pi，1)**Pi，2) i＝1：Npilot，sym
其中，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，Pi,sym为属于同一根天线的每一个导频符号，i＝1:Npilot,sym，sym＝1,2,…Nsymb，sym为OFDM符号的索引，Nsymb是符号的个数，Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数；
第二步，计算相邻两个OFDM符号导频序列对应导频的频率偏差
Figure FDA0003150367100000041
其中，freqoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的频率偏差，phaseoffset,i为相邻两个OFDM符号导频序列对应第i个导频的相位偏差，L为相邻两个OFDM符号导频的时间间隔，L＝NFFT+Lcp，NFFT为子载波数目，Lcp为循环前缀长度，Ts为采样周期；
第三步，将导频偏差序列取平均，得到第sym个符号的小数频偏：
Figure FDA0003150367100000042
其中，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏，Npilot,sym为一个符号中实际提取的导频个数，freqsym,i为第sym个符号第i个导频与第sym-1个符号第i个导频之间的小数频偏；
第四步，多个符号之间的导频偏差进行平均得到小数频偏：
Figure FDA0003150367100000043
其中，foe为小数频偏，foesym为第sym个符号与第sym-1个符号之间的小数频偏，Nsymb是符号的个数。
8.根据权利要求7所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统，其特征在于，在子载波信号干扰削除模块中，计算所有子载波信号的第一功率均值，根据第一功率均值剔除干扰子载波信号。
9.根据权利要求8所述的用于OFDM系统频域强干扰环境的频偏估计系统，其特征在于，在子载波信号干扰削除模块中，计算剔除干扰子载波信号后的所有子载波信号的第二功率均值，根据第二功率均值进一步剔除干扰子载波信号。
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