CN103384226A - 一种频域均衡检测的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频域均衡检测的方法和设备，该方法包括：计算导频子载波的时域信干噪比SINR以及导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR；利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测。本发明实施例中，通过自适应的选择MRC检测方式或者IRC检测方式来进行频域均衡检测，使得当干扰在接收信号中起主导作用时，可以将上述干扰和噪声区分处理，能够充分保证检测性能；当干扰在接收信号中不起主导作用时，不会由于信道估计误差的引入导致计算精度下降，能够充分保证检测性能。

Description

一种频域均衡检测的方法和设备

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种频域均衡检测的方法和设备。

背景技术

(1)LTE(Long Term Evolution，长期演进)系统的上行数据信号和导频信号的时频域结构。

子帧n中PUSCH(Physical Uplink Shared Channel，物理上行共享信道)的时频域结构为：时域上占用一个子帧(1ms)，频域上占用N个PRB(PhysicalResource Block，物理资源块)，每个PRB在频域上占用12个SC(Subcarrier，子载波)。每个子帧内包含两列PUSCH导频，在常规CP(Cyclic Prefix，循环前缀)下，PUSCH的导频信号位于第四列SC-FDMA(SingleCarrier-Frequency Division Multiple Access，单载波频分多址)符号；在扩展CP下，导频信号位于第三列SC-FDMA符号。

PUSCH跳频具有子帧内跳频和子帧间跳频两种模式，且有以下组合：组合一：子帧间不跳频、子帧内不跳频；组合二：子帧间不跳频、子帧内跳频；组合三：子帧间跳频、子帧内不跳频；组合四：子帧间跳频、子帧内跳频。

图1和图2分别给出了常规CP条件下、组合一和组合二对应的PUSCH数据符号和导频符号的位置结构。其中，反斜线标注的两列SC-FDMA符号为导频符号，其它12列SC-FDMA符号为数据符号。

(2)MRC(Maximum Ratio Combining，最大比值合并)检测方式。

eNodeB(演进型节点B，即基站)进行上行信道估计，得到目标小区i内的目标用户(i，1)的信道响应估计值

频域均衡检测过程中，在最小二乘(LS)-MRC准则下，发送符号的估计值为：

${\hat{s}}_i=w^{H}r={\left[{\hat{H}}_{i,1}^H{\hat{H}}_{i,1}\right]}^{-1}{\hat{H}}_{i,1}^{H}r;$

频域均衡检测过程中，在最小均方误差(MMSE)-MRC准则下，发送符号的估计值为：

${\hat{s}}_i=w^{H}r={[{\hat{H}}_{i,1}^H{\hat{H}}_{i,1}+{\mathrm{\δ}}_n^2{I}_{N_T}]}^{-1}{\hat{H}}_{i,1}^{H}r.$

(3)IRC(Interference Rejection Combining，干扰抑制合并)检测方式。

eNodeB进行上行信道估计，得到信道响应估计值

并进一步计算得到噪声和干扰的协方差矩阵

频域均衡检测过程中，在最小二乘(LS)-IRC准则下，发送符号的估计值为：

${\hat{s}}_i=w^{H}r={\left[{\hat{H}}_{i,1}^H{\hat{R}}_e^{-1}{\hat{H}}_{i,1}\right]}^{-1}{\hat{H}}_{i,1}^H{\hat{R}}_e^{-1}r;$

频域均衡检测过程中，在最小均方误差(MMSE)-IRC准则下，发送符号的估计值为：

${\hat{s}}_i=w^{H}r={[{\hat{H}}_{i,1}^H{\hat{R}}_e^{-1}{\hat{H}}_{i,1}+I_{N_T}]}^{-1}{\hat{H}}_{i,1}^H{\hat{R}}_e^{-1}r.$

(4)LTE系统上行存在小区间干扰条件下的接收信号模型。

假设eNodeB最多支持K个小区，目标小区为i，干扰小区为j(0<＝j<=K-1)，来自目标小区i的UE(User Equipment，用户设备)信号为期望信号，来自干扰小区j的UE信号为干扰信号；则在目标小区i内，调度了用户ID为(i，1)的UE，该UE的发送信号为

信道响应为

假定小区半径较小，eNodeB接收到的多小区UE的信号基本同步，且CP(Cyclic Prefix，循环前缀)的长度远大于无线信道的时延扩展，则每个子载波近似经历平坦衰落，且等效的频域数学模型可以表达为：

$\begin{array}{c}r=H^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id}0}{s}^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id}0}+H^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id}1}{s}^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id}1}+...+H^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id}(K-1)}{s}^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id}(K-1)}+N\\ =\mathrm{Hs}+N\end{array};$ 其中，

H=[H^cell_id0,H^cell_id1,...,H^cell_id(K-1)]，H^cell_id(k)表示小区ID为k的UE的信道响应，k＝0,1...K-1，且K表示一个eNodeB内部支持的小区数。

此外，s=[s^cell_id0,s^cell_id1,...,s^cell_id(K-1)]^T，s^cell_id(k)表示小区ID为k的UE的发送信号，k=0,1...K-1，s^cell_id(k)∈Ω，Ω表示星座点的集合，(·)^T表示·的转置；N表示噪声，服从均值为0、方差为δ²的复高斯分布。

进一步的，定义 $H_{i,1}{s}_{i,1}=H_1^{\mathrm{cell}\_\mathrm{idi}}{s}_1^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id\; i}},$ i=0,1,...K-1， $I=\underset{j=0,j\&NotEqual;i}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_j{s}_j,$ 则接收信号表达式为：

$r=H_{i,1}{s}_{i,1}+\underset{j=0,j\&NotEqual;i}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{H}_j{s}_j+N=H_{i,1}{s}_{i,1}+I+N.$

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在以下问题：

现有技术中只能固定的选择采用MRC检测方式或者IRC检测方式进行检测，通过对接收信号表达式的分析可知，当干扰在接收信号起主导作用时，MRC检测方式仅仅将上述干扰当作噪声来处理，势必引起检测性能急剧恶化；当干扰在接收信号中不起主导作用时，IRC检测方式由于信道估计误差的引入，将导致计算精度下降，并会导致检测性能下降。

发明内容

本发明实施例提供一种频域均衡检测的方法和设备，以自适应的选择MRC检测方式或者IRC检测方式来进行频域均衡检测，保证检测性能。

为了达到上述目的，本发明实施例提供一种频域均衡检测的方法，包括：

计算导频子载波的时域信干噪比SINR以及导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR；

利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测。

本发明实施例提供一种频域均衡检测的设备，包括：

第一计算模块，用于计算导频子载波的时域信干噪比SINR；

第二计算模块，用于计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

第三计算模块，用于利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR；

确定模块，用于利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测。

与现有技术相比，本发明实施例至少具有以下优点：本发明实施例中，通过自适应的选择MRC检测方式或者IRC检测方式来进行频域均衡检测，使得当干扰在接收信号中起主导作用时，可以将上述干扰和噪声区分处理，能够充分保证检测性能；当干扰在接收信号中不起主导作用时，不会由于信道估计误差的引入导致计算精度下降，能够充分保证检测性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中子帧间不跳频、子帧内不跳频时数据符号和导频符号位置图；

图2为现有技术中子帧间不跳频、子帧内跳频时数据符号和导频符号位置图；

图3是本发明实施例一提供的一种频域均衡检测的方法流程示意图；

图4是本发明实施例二提供的一种频域均衡检测的设备结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

在LTE系统的下行采用了OFDMA(Orthogonal Frequency DivisionMultiple Access，正交频分复用多址接入)，上行采用SC-FDMA技术，小区内各用户相互正交，不存在干扰，但各小区之间使用了相同频带，小区间的干扰成为主要干扰，在很多实际场景下，LTE上行是干扰受限系统，且在某些PRB带宽可能存在窄带干扰；在干扰受限系统中(系统中存在较强的用户间干扰或者频率复用引起的同道干扰)，当干扰在接收信号起主导作用时，MRC检测方式将上述干扰当作噪声来处理，此时IRC检测方式的性能优于MRC检测方式；当干扰在接收信号中不起主导作用时，IRC检测方式会导致检测性能下降，此时MRC检测方式的性能优于IRC检测方式。

针对上述发现，本发明实施例一提供一种频域均衡检测的方法，该方法可以应用在LTE系统中，通过自适应的选择MRC检测方式或者IRC检测方式来进行频域均衡检测，当干扰在接收信号中起主导作用时，IRC检测方式的性能优于MRC检测方式，因此通过IRC检测方式进行频域均衡检测，可以将干扰和噪声区分处理，充分保证检测性能；当干扰在接收信号中不起主导作用时，MRC检测方式的性能优于IRC检测方式，因此通过MRC检测方式进行频域均衡检测，从而不会导致计算精度下降，充分保证检测性能。

如图3所示，该频域均衡检测的方法包括以下步骤：

步骤301，计算导频子载波的时域信干噪比SINR以及导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot。

步骤302，利用计算得到的导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR。

步骤303，利用时域信干噪比SINR以及噪干比NIR确定采用IRC检测方式或者MRC检测方式进行频域均衡检测。

本发明实施例中，假设LTE系统上行目标小区i内有一个目标用户(i，1)，并且可以定义以下变量：i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号，N_R表示上行接收天线个数；以及，表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量；

表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量；

表示第symbol个SC-FDMA符号上，第sc个导频子载波上的接收信号，且其为N_R×1维的列向量。

本发明实施例中，计算导频子载波的时域信干噪比SINR的过程，具体包括：根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)和噪声干扰抑制的信道估计，以获得时域信干噪比SINR。

进一步的，上述根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得时域信干噪比SINR，具体包括如下步骤：

步骤1、通过如下公式对

以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计(即将导频子载波的频域接收信号

和

做LS准则的信道估计)，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

步骤2、通过如下公式对初步信道响应进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

步骤3、通过如下公式计算第一信号功率P₁(即此时的总信号功率，其单位是瓦特)：

$P_1=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right|}^2\right\};$

步骤4、通过如下公式对第一时域信道响应

进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}=F\left\{{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

其中，F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

步骤5、通过如下公式计算第二信号功率P₂(即抑噪处理后的总信号功率，其单位是瓦特)：

$P_2=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}\right|}^2\right\};$

步骤6、通过如下公式计算时域信干噪比SINR(其单位是dB)：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{time}}=10\&times;\log 10\left(\frac{P_2}{P_1-P_2}\right).$

本发明实施例中，计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot的过程，包括：根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得信道响应估计值

利用信道响应估计值

计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot。

进一步的，上述根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得信道响应估计值

具体包括如下步骤：

步骤1、通过如下公式对

以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计(即将导频子载波的频域接收信号

和

做LS准则的信道估计)，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

步骤2、通过如下公式对初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

步骤3、通过如下公式对第一时域信道响应进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}=F\left\{{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

步骤4、将

做DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变换)变换到频域，得到处理后的信道响应估计值

此外，上述利用信道响应估计值计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot的过程，具体包括：对每个slot内的每个导频子载波，按照如下公式计算每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}=E\left[{\left|\right|r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}-{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}{s}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}\left|\right|}_2^2\right];$

以及，按照如下公式计算一个PRB内所有导频子载波对应的平均后的导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{pilot}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}\underset{\mathrm{sc}=N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}{n}_{\mathrm{RB}}}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}(n_{\mathrm{RB}}+1)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}\right);$

需要注意的是，

表示向量A乘以A的共轭转置，即：

E[A]表示向量A/矩阵A的数学期望(或者平均值)；表示一个PRB内包含的子载波个数；n_RB表示当前PRB的编号。

以一个PRB内包含的子载波个数为12为例，则以一个PRB的12个子载波为基本单位计算得到导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

具体的，对每个slot内的每个导频子载波，计算每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

之后以12个子载波为基本单位对导频子载波的

进行平均，得到平均后的

表示一个PRB内包含的子载波个数。

进一步的，还可以有

的简化计算方法，由LTE导频信号特点可知：导频序列s_i模值为1，即||s_i||=1，那么：

$R_e=E\left[{\left|\right|r-H_i{s}_i\left|\right|}_2^2\right]=E\left[{\left|\right|\frac{r-H_i{s}_i}{s_i}\left|\right|}_2^2\right]=E\left[{\left|\right|\frac{r}{S_i}-H_i\left|\right|}_2^2\right]$

在上述公式中，

表示向量A乘以A的共轭转置，即：

E[A]表示向量A/矩阵A的数学期望(或者平均值)，r表示频域接收信号；即R_e可以通过用户i的初始信道估计值(接收信号除以导频序列)与用户i经过抑制噪声处理后的信道估计值的差异来得到。

本发明实施例中，利用导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR的过程，具体包括：按照如下公式计算噪干比NIR(即噪声功率和干扰功率的比值，简称“噪干比”)：

$\mathrm{NIR}=\frac{\mathrm{mean}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right)}{\mathrm{mean}\left(\mathrm{abs}(R_e-\mathrm{diag}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right))\right)}-1=\frac{\mathrm{\&beta;}}{\mathrm{\&alpha;}}-1;$

在上述公式中，mean(A)表示向量A平均值，diag(A)表示提取矩阵A的对角元素，abs(A)表示取向量A的绝对值；以及，

β=mean(diag(R_e))，且其是R_e矩阵对角线元素的平均值，可以看作是干扰和噪声的平均功率；以及，

α=mean(abs(R_e-diag(diag(R_e))))，且其是R_e矩阵非对角线元素的模值的平均值，近似为干扰平均功率；以及，

R_e由导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot(如

)确定。

本发明实施例中，利用时域信干噪比SINR以及噪干比NIR确定采用IRC检测方式或者MRC检测方式进行频域均衡检测的过程，具体包括：

比较时域信干噪比SINR与预设门限值SINR_th1和SINR_th2，其中，SINR_th2小于SINR_th1；

当时域信干噪比SINR大于SINR_th1时，则认为信道质量较好，确定需要在每个子载波上采用MRC检测方式进行频域均衡检测；

当时域信干噪比SINR小于SINR_th2时，则认为信道质量较差，确定需要在每个子载波上采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当时域信干噪比SINR位于SINR_th2与SINR_th1之间时，基于每个PRB，比较噪干比NIR与预设门限值NIR_th；

当噪干比NIR大于NIR_th时，则认为噪声功率小于干扰功率，R_e仍保持不变，确定需要在每个子载波上采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当噪干比NIR不大于NIR_th时，则认为噪声功率大于等于干扰功率，确定需要在每个子载波上采用MRC检测方式进行频域均衡检测。

需要注意的是，SINR_th1和SINR_th2的确定方式，具体包括：通过MCS(Modulation and Coding Style，调制编码方式)等级确定SINR_th1和SINR_th2；或者，通过不同的调制阶数确定SINR_th1和SINR_th2。

通过MCS等级确定SINR_th1和SINR_th2时，SINR_th1和SINR_th2与MCS等级挂钩，对于不同的MCS等级通过仿真，设定相对合理的SINR_th1和SINR_th2；通过不同的调制阶数确定SINR_th1和SINR_th2时，与不同的调制阶数相对应，针对QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相相移键控信号)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制)和64QAM等，分别给出一个门限SINR_th1和SINR_th2的取值范围。

本发明实施例中，采用IRC检测方式或者MRC检测方式进行频域均衡检测的过程进一步包括：利用数据子载波的接收信号

数据子载波的信道估计响应矩阵

以及更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

对每个数据子载波进行频域均衡检测。

例如，在确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测后，利用数据子载波的接收信号

信道估计响应矩阵

以及更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等信息，进行最小二乘(LS)-MRC准则下的频域均衡检测，或者进行最小均方误差(MMSE)-MRC准则下的频域均衡检测。

进一步的，基于是否存在PUSCH子帧内跳频，则数据子载波的信道估计响应矩阵

的确定方式，具体为：当不存在PUSCH子帧内跳频时，对进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵

或者，当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的等效信道估计响应矩阵

等于该slot内导频子载波的

此外，更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵的确定方式具体为：按照如下公式确定数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}\left(\mathrm{new}\right)}=A1\&times;\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}}+A2\&times;I;$

需要注意的是，当采用IRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=1.0，A2=0.0；当采用MRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=0.0，

且其是数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

矩阵对角线元素的平均值，是干扰和噪声的平均功率；此外，I表示单位矩阵。

进一步的，基于是否存在PUSCH子帧内跳频，则数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

的确定方式，具体为：当不存在PUSCH子帧内跳频时，需要对导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot进行时隙间插值运算，以得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

或者，当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的SC-FDMA符号，需要在相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等于该slot内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot。

本发明实施例的一种优选实施方式中，可以根据数据子载波的接收信号

信道估计响应矩阵

以及更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

对每个数据子载波进行LS准则下的频域均衡检测；且在LS准则下，得到上行发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left(\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}\left(\mathrm{new}\right)}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left(\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}\left(\mathrm{new}\right)}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}$

本发明实施例中，在频域均衡检测过程结束之后，还可以对频域均衡检测后的信号进行解调、解扰和译码等操作，得到信源比特。

实施例二

基于与上述方法同样的发明构思，本发明实施例中还提供了一种频域均衡检测的设备，如图4所示，该设备包括：

第一计算模块11，用于计算导频子载波的时域信干噪比SINR；

第二计算模块12，用于计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

第三计算模块13，用于利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR；

确定模块14，用于利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测。

所述第一计算模块11，具体用于根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于离散傅里叶逆变换IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得所述时域信干噪比SINR；

其中，(i，1)为上行目标小区i内的目标用户，且i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，sc表示子载波编号；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量，且N_R表示上行接收天线个数；

表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量。

所述第一计算模块11，进一步用于通过如下公式对以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

通过如下公式对所述初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

通过如下公式计算第一信号功率P₁：

$P_1=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right|}^2\right\};$

通过如下公式对所述第一时域信道响应

进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

通过如下公式计算第二信号功率P₂：

$P_2=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}\right|}^2\right\};$

通过如下公式计算所述时域信干噪比SINR：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{time}}=10\&times;\log 10\left(\frac{P_2}{P_1-P_2}\right).$

所述第二计算模块12，具体用于根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得信道响应估计值

利用所述信道响应估计值

计算所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

其中，(i，1)为上行目标小区i内的目标用户，且i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，sc表示子载波编号；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量，且N_R表示上行接收天线个数；

表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量；

表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量。

所述第二计算模块12，进一步用于通过如下公式对

以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

通过如下公式对所述初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

通过如下公式对所述第一时域信道响应进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

将做离散傅立叶变换DFT变换到频域，得到处理后的信道响应估计值

所述第二计算模块12，进一步用于对每个slot内的每个导频子载波，按照如下公式计算每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}=E\left[{\left|\right|r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}-{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}{s}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}\left|\right|}_2^2\right];$

以及，按照如下公式计算一个物理资源块PRB内所有导频子载波对应的平均后的导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{pilot}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}\underset{\mathrm{sc}=N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}{n}_{\mathrm{RB}}}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}(n_{\mathrm{RB}}+1)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}\right);$

其中，表示向量A乘以A的共轭转置，且

E[A]表示向量A/矩阵A的数学期望或者平均值；

表示一个PRB内包含的子载波个数；

n_RB表示当前PRB的编号。

所述第三计算模块13，具体用于按照如下公式计算噪干比NIR：

$\mathrm{NIR}=\frac{\mathrm{mean}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right)}{\mathrm{mean}\left(\mathrm{abs}(R_e-\mathrm{diag}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right))\right)}-1=\frac{\mathrm{\&beta;}}{\mathrm{\&alpha;}}-1;$

其中，mean表示平均值，diag表示提取对角元素，abs表示取绝对值；

β=mean(diag(R_e))，且其是R_e矩阵对角线元素的平均值，是干扰和噪声的平均功率；

α=mean(abs(R_e-diag(diag(R_e))))，且其是R_e矩阵非对角线元素的模值的平均值，近似为干扰平均功率；

所述R_e由导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot确定。

所述确定模块14，具体用于比较所述时域信干噪比SINR与预设门限值SINR_th1和SINR_th2，且所述SINR_th2小于所述SINR_th1；

当所述时域信干噪比SINR大于所述SINR_th1时，则确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述时域信干噪比SINR小于所述SINR_th2时，则确定采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述时域信干噪比SINR位于所述SINR_th2与所述SINR_th1之间时，比较所述噪干比NIR与预设门限值NIR_th；

当所述噪干比NIR大于所述NIR_th时，则确定采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述噪干比NIR不大于所述NIR_th时，则确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测。

所述确定模块14，进一步用于通过调制编码方式MCS等级确定所述SINR_th1和SINR_th2；或者，通过不同的调制阶数确定所述SINR_th1和SINR_th2。

本发明实施例中，该设备还包括：

检测模块15，用于利用数据子载波的接收信号

数据子载波的信道估计响应矩阵

以及更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

对每个数据子载波进行频域均衡检测；

其中，i表示目标小区编号，sc表示子载波编号，symbol表示单载波频分多址SC-FDMA符号编号；n_RB表示当前PRB的编号；

表示第symbol个SC-FDMA符号上，第sc个导频子载波上的接收信号，且其为N_R×1维的列向量。

所述确定模块14，还用于确定所述数据子载波的信道估计响应矩阵

且所述数据子载波的信道估计响应矩阵

的确定方式，具体为：

当不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，对

进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵

或者，

当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的信道估计响应矩阵

等于该slot内导频子载波的

其中，

表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量。

所述确定模块14，还用于确定所述更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

且所述更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵的确定方式，具体为：

按照如下公式确定所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}\left(\mathrm{new}\right)}=A1\&times;\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}}+A2\&times;I;$

其中，当采用IRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=1.0，A2=0.0；

当采用MRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=0.0，

且其是数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

矩阵对角线元素的平均值；I表示单位矩阵。

所述确定模块14，还用于确定所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

且所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

的确定方式，具体为：

当不存在PUSCH子帧内跳频时，对所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

或者，

当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等于该slot内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot。

其中，本发明装置的各个模块可以集成于一体，也可以分离部署。上述模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述进行分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (26)

1.一种频域均衡检测的方法，其特征在于，包括：

计算导频子载波的时域信干噪比SINR以及导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR；

利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算导频子载波的时域信干噪比SINR，包括：

根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号进行基于离散傅里叶逆变换IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得所述时域信干噪比SINR；

其中，(i，1)为上行目标小区i内的目标用户，且i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，sc表示子载波编号；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量，且N_R表示上行接收天线个数；

表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于离散傅里叶逆变换IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得所述时域信干噪比SINR，具体包括：

通过如下公式对

以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

通过如下公式对所述初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

通过如下公式计算第一信号功率P₁：

$P_1=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right|}^2\right\};$

通过如下公式对所述第一时域信道响应

进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}=F\left\{{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\},$ F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

通过如下公式计算第二信号功率P₂：

$P_2=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}\right|}^2\right\};$

通过如下公式计算所述时域信干噪比SINR：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{time}}=10\&times;\log 10\left(\frac{P_2}{P_1-P_2}\right).$

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot，包括：

根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得信道响应估计值

利用所述信道响应估计值

计算所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

其中，(i，1)为上行目标小区i内的目标用户，且i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，sc表示子载波编号；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量，且N_R表示上行接收天线个数；

表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量；

表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，根据导频子载波的接收信号以及分配给目标用户的导频信号进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得信道响应估计值具体包括：

通过如下公式对

以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

通过如下公式对所述初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

通过如下公式对所述第一时域信道响应

进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

将

做离散傅立叶变换DFT变换到频域，得到处理后的信道响应估计值

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，利用所述信道响应估计值

计算所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot，具体包括：

对每个slot内的每个导频子载波，按照如下公式计算每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}=E\left[{\left|\right|r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}-{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}{s}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}\left|\right|}_2^2\right];$

以及，按照如下公式计算一个物理资源块PRB内所有导频子载波对应的平均后的导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{pilot}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}\underset{\mathrm{sc}=N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}{n}_{\mathrm{RB}}}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}(n_{\mathrm{RB}}+1)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}\right);$

其中，表示向量A乘以A的共轭转置，且

E[A]表示向量A/矩阵A的数学期望或者平均值；

表示一个PRB内包含的子载波个数；

n_RB表示当前PRB的编号。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR，包括：

按照如下公式计算噪干比NIR：

$\mathrm{NIR}=\frac{\mathrm{mean}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right)}{\mathrm{mean}\left(\mathrm{abs}(R_e-\mathrm{diag}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right))\right)}-1=\frac{\mathrm{\&beta;}}{\mathrm{\&alpha;}}-1;$

其中，mean表示平均值，diag表示提取对角元素，abs表示取绝对值；

β=mean(diag(R_e))，且其是R_e矩阵对角线元素的平均值，是干扰和噪声的平均功率；

α=mean(abs(R_e-diag(diag(R_e))))，且其是R_e矩阵非对角线元素的模值的平均值，近似为干扰平均功率；

所述R_e由导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot确定。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测，包括：

比较所述时域信干噪比SINR与预设门限值SINR_th1和SINR_th2，且所述SINR_th2小于所述SINR_th1；

当所述时域信干噪比SINR大于所述SINR_th1时，则确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述时域信干噪比SINR小于所述SINR_th2时，则确定采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述时域信干噪比SINR位于所述SINR_th2与所述SINR_th1之间时，比较所述噪干比NIR与预设门限值NIR_th；

当所述噪干比NIR大于所述NIR_th时，则确定采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述噪干比NIR不大于所述NIR_th时，则确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述SINR_th1和SINR_th2的确定方式，具体包括：

通过调制编码方式MCS等级确定所述SINR_th1和SINR_th2；或者，通过不同的调制阶数确定所述SINR_th1和SINR_th2。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，采用IRC检测方式或者MRC检测方式进行频域均衡检测的过程，进一步包括：

利用数据子载波的接收信号

数据子载波的信道估计响应矩阵

以及更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

对每个数据子载波进行频域均衡检测；

其中，i表示目标小区编号，sc表示子载波编号，symbol表示单载波频分多址SC-FDMA符号编号；n_RB表示当前PRB的编号；

表示第symbol个SC-FDMA符号上，第sc个导频子载波上的接收信号，且其为N_R×1维的列向量。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述数据子载波的信道估计响应矩阵

的确定方式，具体为：

当不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，对

进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵

或者，

当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的信道估计响应矩阵

等于该slot内导频子载波的

其中，表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

的确定方式，具体为：

按照如下公式确定所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}\left(\mathrm{new}\right)}=A1\&times;\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}}+A2\&times;I;$

其中，当采用IRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=1.0，A2=0.0；

当采用MRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=0.0，

且其是数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

矩阵对角线元素的平均值；I表示单位矩阵。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

的确定方式，具体为：

当不存在PUSCH子帧内跳频时，对所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

或者，

当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等于该slot内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot。

14.一种频域均衡检测的设备，其特征在于，包括：

第一计算模块，用于计算导频子载波的时域信干噪比SINR；

第二计算模块，用于计算导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

第三计算模块，用于利用所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot计算噪干比NIR；

确定模块，用于利用所述时域信干噪比SINR以及所述噪干比NIR确定采用干扰抑制合并IRC检测方式或者最大比值合并MRC检测方式进行频域均衡检测。

15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，

所述第一计算模块，具体用于根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于离散傅里叶逆变换IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得所述时域信干噪比SINR；

其中，(i，1)为上行目标小区i内的目标用户，且i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，sc表示子载波编号；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量，且N_R表示上行接收天线个数；

表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量。

16.如权利要求15所述的设备，其特征在于，

所述第一计算模块，进一步用于通过如下公式对

以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

通过如下公式对所述初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

通过如下公式计算第一信号功率P₁：

$P_1=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right|}^2\right\};$

通过如下公式对所述第一时域信道响应

进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

通过如下公式计算第二信号功率P₂：

$P_2=\mathrm{sum}\left\{{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V2\right)}\right|}^2\right\};$

通过如下公式计算所述时域信干噪比SINR：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{time}}=10\&times;\log 10\left(\frac{P_2}{P_1-P_2}\right).$

17.如权利要求14所述的设备，其特征在于，

所述第二计算模块，具体用于根据导频子载波的接收信号

以及分配给目标用户的导频信号

进行基于IDFT和噪声干扰抑制的信道估计，获得信道响应估计值

利用所述信道响应估计值

计算所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot；

其中，(i，1)为上行目标小区i内的目标用户，且i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，sc表示子载波编号；

表示第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的接收信号，其为N_R×1维的列向量，且N_R表示上行接收天线个数；

表示目标用户(i，1)在第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的导频信号，且其为标量；

表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量。

18.如权利要求17所述的设备，其特征在于，

所述第二计算模块，进一步用于通过如下公式对以及

进行基于最小二乘LS准则的信道估计，得到初步信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\frac{r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}}{s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}};$

通过如下公式对所述初步信道响应

进行IDFT变换，得到第一时域信道响应

${\hat{h}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}=\mathrm{IDFT}\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1\left(V1\right)}\right\};$

通过如下公式对所述第一时域信道响应

进行时域取窗抑噪处理，得到抑噪后的第二时域信道响应

F{□}表示时域取窗抑制噪声的函数；

将

做离散傅立叶变换DFT变换到频域，得到处理后的信道响应估计值

19.如权利要求17所述的设备，其特征在于，

所述第二计算模块，进一步用于对每个slot内的每个导频子载波，按照

如下公式计算每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}=E\left[{\left|\right|r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}-{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}{s}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1}\left|\right|}_2^2\right];$

以及，按照如下公式计算一个物理资源块PRB内所有导频子载波对应的平均后的导频子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{pilot}}=\frac{1}{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}}\underset{\mathrm{sc}=N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}{n}_{\mathrm{RB}}}{\overset{N_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RB}}(n_{\mathrm{RB}}+1)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}\right);$

其中，

表示向量A乘以A的共轭转置，且

E[A]表示向量A/矩阵A的数学期望或者平均值；

表示一个PRB内包含的子载波个数；

n_RB表示当前PRB的编号。

20.如权利要求14所述的设备，其特征在于，

所述第三计算模块，具体用于按照如下公式计算噪干比NIR：

$\mathrm{NIR}=\frac{\mathrm{mean}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right)}{\mathrm{mean}\left(\mathrm{abs}(R_e-\mathrm{diag}\left(\mathrm{diag}\left(R_e\right)\right))\right)}-1=\frac{\mathrm{\&beta;}}{\mathrm{\&alpha;}}-1;$

其中，mean表示平均值，diag表示提取对角元素，abs表示取绝对值；

β=mean(diag(R_e))，且其是R_e矩阵对角线元素的平均值，是干扰和噪声的平均功率；

α=mean(abs(R_e-diag(diag(R_e))))，且其是R_e矩阵非对角线元素的模值的平均值，近似为干扰平均功率；

所述R_e由导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot确定。

21.如权利要求14所述的设备，其特征在于，

所述确定模块，具体用于比较所述时域信干噪比SINR与预设门限值SINR_th1和SINR_th2，且所述SINR_th2小于所述SINR_th1；

当所述时域信干噪比SINR大于所述SINR_th1时，则确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述时域信干噪比SINR小于所述SINR_th2时，则确定采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述时域信干噪比SINR位于所述SINR_th2与所述SINR_th1之间时，比较所述噪干比NIR与预设门限值NIR_th；

当所述噪干比NIR大于所述NIR_th时，则确定采用IRC检测方式进行频域均衡检测；

当所述噪干比NIR不大于所述NIR_th时，则确定采用MRC检测方式进行频域均衡检测。

22.如权利要求21所述的设备，其特征在于，

所述确定模块，进一步用于通过调制编码方式MCS等级确定所述SINR_th1和SINR_th2；或者，通过不同的调制阶数确定所述SINR_th1和SINR_th2。

23.如权利要求14所述的设备，其特征在于，还包括：

检测模块，用于利用数据子载波的接收信号

数据子载波的信道估计响应矩阵

以及更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵对每个数据子载波进行频域均衡检测；

其中，i表示目标小区编号，sc表示子载波编号，symbol表示单载波频分多址SC-FDMA符号编号；n_RB表示当前PRB的编号；

表示第symbol个SC-FDMA符号上，第sc个导频子载波上的接收信号，且其为N_R×1维的列向量。

24.如权利要求23所述的设备，其特征在于，

所述确定模块，还用于确定所述数据子载波的信道估计响应矩阵且所述数据子载波的信道估计响应矩阵

的确定方式，具体为：

当不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，对

进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵或者，

当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的信道估计响应矩阵等于该slot内导频子载波的

其中，

表示目标小区i内，第slot个时隙内，第sc个导频子载波上的目标用户(i，1)的信道响应估计值，且其为N_R×1维的列向量。

25.如权利要求23所述的设备，其特征在于，

所述确定模块，还用于确定所述更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

且所述更新后的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

的确定方式，具体为：

按照如下公式确定所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

$\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}\left(\mathrm{new}\right)}=A1\&times;\hat{R}{e}_{n_{\mathrm{RB}}}^{i,\mathrm{Data}}+A2\&times;I;$

其中，当采用IRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=1.0，A2=0.0；

当采用MRC检测方式进行频域均衡检测时，则A1=0.0，

且其是数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

矩阵对角线元素的平均值；I表示单位矩阵。

26.如权利要求25所述的设备，其特征在于，

所述确定模块，还用于确定所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

且所述数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

的确定方式，具体为：

当不存在PUSCH子帧内跳频时，对所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

或者，

当存在PUSCH子帧内跳频时，则对于一个slot内的所有SC-FDMA符号，在相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等于该slot内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵Re_pilot。

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