CN106161322B - 一种信号处理方法、上行资源分配方法及其装置 - Google Patents

一种信号处理方法、上行资源分配方法及其装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种信号处理方法、上行资源分配方法及其装置，所述信号处理方法包括：获取时域到频域变换后的接收信号，根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零，通过对强干扰的所在的频域位置上的接收信号进行置零处理，可以提高上行共享信道的抗干扰能力，提升上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。

Description

一种信号处理方法、上行资源分配方法及其装置
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体的涉及一种信号处理方法、上行资源分配方法及其装置。
背景技术
LTE(Long Term Evolution,长期演进)系统是宽带移动通信系统，当前在全球得到越来越多的应用。但是在700MHz的应用和其它行业应用，例如军用通信领域中，一个显著缺点是比较容易受到相同频带上其它通信系统的干扰和/或人为的恶意干扰。
LTE系统上行采用DFT-S-OFDM(Discrete Fourier Transformation-Singlecarrier-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，离散傅里叶变换扩展正交频分复用)技术，一般在时域进行检测。检测过程中，在部分子载波受到强干扰的情况下，受到强干扰的子载波的频域信干噪比将会很低，导致所使用时域符号的检测信噪比降低，使得解调性能急剧恶化。也就是在现有的LTE系统的上行链路的传输过程中，部分子载波上的强干扰会使得所有时域符号的检测信噪比降低，从而严重影响所有时域符号的解调性能。
因此，如何在LTE系统上行部分带宽受到强干扰的条件下保证上行共享信道的速率，成为亟待解决的问题。
发明内容
本发明实施例提供一种信号处理方法及其装置，用以提高上行共享信道的抗干扰能力。
为了实现上述目的，本发明实施例提供了一种信号处理方法，包括：
获取时域到频域变换后的接收信号；
根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零。
相应地，本发明实施例还提供了一种信号处理装置，包括：
获取单元，用于获取时域到频域变换后的接收信号；
频域位置确定单元，用于根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
置零单元，用于根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零。
在本发明实施例中，通过获取时域到频域变换后的接收信号，然后根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，最后将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零，通过对强干扰的所在的频域位置上的接收信号进行置零处理，可以提高上行共享信道的抗干扰能力，保证上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。
本发明实施例还提供了一种上行资源分配方法及其装置，用以提高上行共享信道的抗干扰能力。
该方法包括：
获取检测到的上行干扰；
根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
相应地，还提供了一种上行资源分配装置，包括：
获取单元，用于获取检测到的上行干扰；
传输资源确定单元，用于根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
资源调度单元，用于将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
在本发明实施例中，通过获取检测到的上行干扰，然后根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源，将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输，通过将上行共享信道中容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输，可以在有干扰条件下最大化上行吞吐量，保证上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。
本发明实施例还提供了一种信号处理方法及其装置，用以提高上行共享信道的抗干扰能力。
该方法包括：
确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；
若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配；
所述干扰置零方案包括：
获取时域到频域变换后的接收信号；
根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；
所述频选调度方案包括：
获取检测到的上行干扰；
根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
相应地，还提供了一种信号处理装置，该装置包括：
方案确定单元，用于确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；
处理单元，用于若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配；所述干扰置零方案包括：获取时域到频域变换后的接收信号；根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；所述频选调度方案包括：获取检测到的上行干扰和带宽；根据检测到的上行干扰，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
在本发明实施例中，确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配。根据条件选择是使用干扰置零方案还是频选调度方案对接收信号进行处理，可以自适应的实时跟踪干扰变化，提高上行信道的抗干扰能力，保证上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中一种LTE系统的基站接收信号和发送信号的流程示意图；
图2为本发明实施例中一种LTE系统的基站收发信号的流程示意图；
图3为本发明实施例中一种信号处理流程示意图；
图4为本发明实施例中一种确定上行干扰门限的流程示意图；
图5为本发明实施例中一种上行资源分配流程示意图；
图6为本发明实施例中另一种信号处理流程示意图；
图7为本发明实施例中一种信号处理装置的结构示意图；
图8为本发明实施例中一种上行资源分配装置的结构示意图；
图9为本发明实施例中另一种信号处理装置的结构示意图；
图10为本发明实施例中另一种信号处理装置的结构示意图；
图11为本发明实施例中另一种上行资源分配装置的结构示意图；
图12为本发明实施例中另一种信号处理装置的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部份实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
为了能更好的解释本发明，下面使用具体的实施例对本发明进行说明，下述本发明实施例中所有过程都是在LTE通信系统中实现的，仅仅出于示例目的，本发明的实施例不限于此，在其它通信系统中同样可以实现下述实施例。
在本发明实施例中，以单发单收系统为例描述DFT-S-OFDM系统的发送和接收过程，本发明的实施例不限于此，还可以在其它单发多收、多发单收、多发多收等系统中实现下述实施例。
图1示出了LTE中DFT-S-OFDM系统的发送和接收过程。以单输入单输出(SingleInput Single Output，SISO)为例，在上行链路中，发送端发送数据比特，在时域进行编码、调制，经过DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)变换到频域，进行频域资源映射后，进行IFFT(Invertible Fast Fourier Transformation，快速傅里叶反变换)即为变换到时域、进行加CP(Cyclic Prefix，循环前缀)操作，经过D/A(数/模)变换和上变频发送出去；在接收端，经过下变频和A/D(模/数)变换后，进行去CP操作、再经过FFT(FastFourier Transformation，快速傅里叶变换)变换到频域，解资源映射后，进行FDE(Frequency Domain Equalization，频域均衡)，再经IDFT(Invertible Discrete FourierTransform，离散傅里叶反变换)变换到时域，再在时域进行解调和译码。其中，图1中省略了加CP、去CP、A/D、D/A、上变频和下变频等模块。
对于发送端和/或接收端多天线时的处理过程类似，每个天线对之间做与SISO类似的处理，再进行多天线间的平均或合并处理即可。
在上述上行检测过程以及检测SINR(Signal to Interference and NoiseRatio，信干噪比)过程中，设传输的信号符号为一个长度为M的列向量：
Figure BDA0000698970160000061
则不考虑CP的发送信号为：
Figure BDA0000698970160000062
其中，TN,M是子载波映射矩阵(N×M维)，FM是M点FFT矩阵、
Figure BDA0000698970160000063
是N点IFFT矩阵，一般地N≥M，则频域接收信号表示为：
R＝HFMD+n…………………………(3)
其中，R为频域接收信号，H是频域信道响应的对角矩阵，维度为M×M，n表示干扰和噪声信号。
在理想信道估计中，也就是H′＝H，则FDE和IDFT后的检测向量为：
Figure BDA0000698970160000071
其中，W＝diag{w0,w1,…,wM-1}为FDE向量，H为解资源映射后所使用子载波的频域 信道响应构成的对角矩阵，其维度为M×M，
Figure BDA0000698970160000073
分别为 对角矩阵：
Figure BDA0000698970160000074
Figure BDA0000698970160000075
由此，可以得到时域检测符号的时域SINR为：
Figure BDA0000698970160000076
其中，M为终端占用的所有子载波的个数，wk为第k个子载波的均衡系数，Hk为第k个子载波的信道估计值，
Figure BDA00006989701600000710
为发送端数据符号平均功率，σ2为子载波上的底噪和干扰功率之和。
如果在频域均衡时使用ZF(Zero Forcing，迫零)均衡器，则均衡系数为：
Figure BDA0000698970160000077
代入上述计算时域检测符号的时域SINR的公式，可得SINRZF为：
Figure BDA0000698970160000078
其中，
Figure BDA0000698970160000079
代表子载波k的信噪比。
如果频域均衡时使用MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方差)均衡器，则均衡系数为：
Figure BDA0000698970160000081
将均衡系数wm代入上述计算时域检测符号的时域SINR的式(5)，对应获得如式(9)所示的SINRMMSE：
Figure BDA0000698970160000082
其中，
Figure BDA0000698970160000083
代表子载波k的信噪比。
由上述描述可知，在部分子载波受到强干扰的情况下，如果将干扰归为噪声一起处理，则受到强干扰子载波的频域信干噪比SNRk将会非常低，导致所有时域符号的检测信噪比降低，使得解调性能急剧恶化。也就是对于DFT-S-OFDM系统，部分子载波上的强干扰会使得所有时域符号的检测信噪比有相同程度的严重降低，从而严重影响所有时域符号的解调性能。
为了解决上述问题，本发明实施例提供了三种解决方案。为了以下便于描述，将这三种方案分别称为：干扰置零方案、频选调度方案、自适应方案。下面分别对这三种解决方案进行详细描述。
(一)干扰置零方案
干扰置零方案可仅在基站侧进行，比如在LET系统中的eNB(evovled Node B，演进节点B)侧进行。
以LTE系统为例，干扰置零方案下LTE上行链路(DFT-S-OFDM)的发射和接收机可如图2所示，图2中所示的发射机和接收机为单发单收(SISO)。从图中可以看出，在对接收信号进行时域到频域变换之后执行干扰置零操作。
干扰置零方案的基本原理是基于某种准则判断上行强干扰子载波的频域位置，在接收端进行FFT之后，对被判定存在强干扰的频域位置上的接收信号进行置零处理。
其中，判断准则与干扰有关，包括但不限于以下准则：
SINR准则，即根据上行信号的SINR确定强干扰所在的频域位置；
SIR(Signal to Interference Ratio，信干比)准则，即根据上行信号的SIR确定强干扰所在的频域位置；
IoT(Interference over Thermal noise，干噪比)准则，即根据上行信号的IoT确定强干扰所在的频域位置。其中，IoT被定义为接收干扰功率(包含噪声功率)与噪声功率的比值；
干扰功率准则，即根据上行信号的功率确定强干扰所在的频域位置。
如果是多天线接收，以上测量量需要考虑多天线的合并或平均。
图3示出了干扰置零方案中的一种信号处理流程，该流程可以由信号处理装置执行，该装置可以位于基站内，也可以是基站，如图3所示，该流程的具体步骤包括：
步骤S301，获取时域到频域变换后的接收信号。
步骤S302，根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限。
步骤S303，根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零。
优选地，进行置零的接收信号中不包括用于进行干扰测量的参考信号，这样可以保证利用这些参考信号进行必要的干扰测量或IoT估计等。比如，进行置零的接收信号中不包括DMRS(De Modulation Reference Signal，解调参考信号)，即在对信号进行置零时不对DMRS信号进行置零处理。
上述流程中，强干扰所在的频域位置是指强干扰所在的子载波或PRB(PhysicalResource Block，物理资源块)。比如，在上行信道受到强干扰的情况下，时域到频域变换后的接收信号中，在部分的子载波或PRB上的接收信号是强干扰的信号。
上述流程中，所述上行干扰可以是通过信号检测得到的一些测量量，如SINR、IoT、SIR、干扰功率等测量量。
所述上行干扰门限可以是静态设置的，即预先设置的，也可以是动态计算得到的，下面分别对这两种方式进行详细说明。
方式一：静态设置上行干扰门限
静态设置的上行干扰门限的取值大小，可根据经验值或者根据系统性能要求来确定。
静态设置的上行干扰门限可以是一个，也可以是多个。如果静态设置的上行干扰门限为多个，则每个上行干扰门限对应不同的有用信号或参考信号接收功率等级。相应地，在步骤S302之前，需要先根据有用信号或参考信号接收功率确定所述有用信号或参考信号接收功率所属的等级，然后根据所述有用信号或参考信号接收功率所属的等级确定对应的上行干扰门限，所确定出的上行干扰门限将用于后续步骤中对接收信号中的强干扰所在的频域位置进行判决。
比如，实际产品实现时，考虑复杂度，可以根据仿真和测试、设置IoT门限值，并且IoT门限值可以随接收功率的不同而不同，比如可将RSRP(Reference Signal ReceivedPower，参考信号接收功率)划分为不同等级或范围，不同等级的RSRP对应不同的IoT门限值，也可以将有用信号接收功率划分为不同等级或范围，不同等级的有用信号接收功率对应不同的IoTa门限值。
可以看出，静态设置上行干扰门限的方式在技术上简单易行。进一步地，通过设置多个上行干扰门限，且每个上行干扰门限对应不同的有用信号或参考信号接收功率等级，可以根据当前有用信号或参考信号接收功率等级确定出适合的上行干扰门限，从而使得对接收信号中强干扰所在的频域位置的判决更为准确。
方式二：动态计算上行干扰门限
举例来说，可按照图4所示的流程确定上行干扰门限。如图4所示，该流程可包括如下步骤：
步骤S401，根据检测到的上行信道所有PRB的上行干扰，确定候选上行干扰门限集合。
步骤S402，根据测量得到的底噪、每个PRB的上行干扰以及测量得到的每个PRB的PUSCH(Physical Uplink Shared Channel，物理下行共享信道)信号平均接收功率，确定每个PRB的信干噪比SINR值。
步骤S403，根据每个候选上行干扰门限确定对应的PRB集合，一个PRB集合中的PRB的上行干扰小于等于该PRB集合对应的候选上行干扰门限。
步骤S404，根据每个PRB的SINR值，确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值。
步骤S405，将时域检测SINR值最大的PRB集合所对应的候选上行干扰门限，确定为上行干扰门限。
上述步骤S404中，可由公式(10)确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值，记为SINR1：
Figure BDA0000698970160000111
其中，SINR1为时域检测SINR值，M为终端占用的所有子载波的数量，所述所有子载波中包括置零子载波，Ω为置零子载波(该子载波可以认为也是受强干扰子载波)的编号集合，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure BDA0000698970160000112
为发送端数据符号平均功率，
Figure BDA0000698970160000113
为Hi的共轭，
Figure BDA0000698970160000114
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
频域均衡方式有多种，比如有ZF均衡和MMSE均衡。根据采用的频域均衡方式的不同，基于公式(10)的时域检测SINR值的计算公式也会有不同的变形。
在时域检测过程中，若采用ZF均衡，则可根据公式(11)或公式(12)确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值。公式(11)或公式(12)是将ZF均衡时的均衡系数wi代入公式(10)后得到的，ZF均衡时的均衡系数为
Figure BDA0000698970160000121
公式(11)为：
Figure BDA0000698970160000122
其中，SNIRZF,1为时域ZF检测后的SINR值，M为终端占用的子载波的数量，Ω为置零子载波(子载波可以认为是受强干扰子载波)的编号集合，SINRk为第k个子载波的信干噪比，x为置零比率，
Figure BDA0000698970160000123
其中，NRB为终端占用的PRB的数量，NΩ为置零子载波集合Ω中的PRB的数量。
为了测量上报和计算简单，上述公式(11)中每个子载波的SINR值可以被该子载波所述PRB集合的平均SINR值代替，具体可见公式(12)所示。
公式(12)为：
Figure BDA0000698970160000124
其中，SNIRZF,1为时域ZF检测后的SINR值，NRB为终端占用的PRB的数量，ΩPRB为置零PRB(该PRB可以认为是受强干扰PRB)的编号集合，SINRPRB,k为第k个PRB的平均SINR值，x为置零比率，
Figure BDA0000698970160000125
其中，
Figure BDA0000698970160000126
为置零PRB集合ΩPRB中的PRB的数量。
在时域检测过程中，若采用MMSE均衡，则可根据公式(13)或公式(14)确定每个PRB 集合对应的时域检测SINR值。公式(13)或公式(14)是将MMSE均衡时的均衡系数wi代入公式 (10)后得到的，MMSE均衡时的均衡系数为
Figure BDA0000698970160000131
公式(13)为：
Figure BDA0000698970160000132
其中，SNIRMMSE,1为时域MMSE检测SINR值，M为终端占用的子载波的数量，Ω为置零子载波(该子载波可以认为是受强干扰子载波)的编号集合，SINRk为第k个子载波的信干噪比。
为了测量上报和计算简单，上述公式(13)中每个子载波的SINR值可以被该子载波所述PRB集合的平均SINR值代替，具体可见公式(14)所示。
公式(14)为：
Figure BDA0000698970160000133
其中，SNIRMMSE,1为时域MMSE检测SINR值，NRB为终端占用的PRB的数量，ΩPRB为置零PRB(该PRB可以认为是受强干扰PRB)的编号集合，SINRPRB,k为第k个PRB的平均SINR值。
上行干扰门限的确定方式并不限于上述几种方式，本发明实施例仅是示例作用，不限于此。
其中，公式(10)的推导过程如下所述：
假设信道估计为理想信道估计，则频域均衡(FDE)后的检测向量：
Figure BDA0000698970160000141
其中，W＝diag{w0,w1,…,wM-1}为频域均衡向量，考虑理想信道估计，则
Figure BDA0000698970160000144
Figure BDA0000698970160000145
噪声功率(方差)可表示为：
Figure BDA0000698970160000146
接收的目标符有用功率表示为：
Figure BDA0000698970160000147
以第0个符号作为目标符号为例，其它符号对目标符号的干扰功率为：
Figure BDA0000698970160000148
也就是所有目标符号所受的其他符号的干扰功率相同。
则时域检测SINR可表示为前述公式(10)。
步骤303中，可以根据公式(19)将时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零：
R′＝Z0R＝Z0(HFMD+n)＝HzFMD+nz…………………(19)
其中，R′为置零之后的接收信号。R为时域到频域变换后的接收信号，即解资源映射后的矢量，R＝HFMD+n，其中矢量n包含两部分：AWGN(Additive White Gaussian Noise，加性高斯白噪声)和干扰。
Z0为维度是N×N的干扰置零矩阵，N的取值与时域到频域变换后的接收信号R的列数一致。Z0的主对角线上的强干扰所在的频域位置取值为0，主对角线上的其它位置取值为1，非对角线上的位置取值为0，Z0形态可以是：
Figure BDA0000698970160000151
H主对角线上、与干扰子载波对应位置的元素置零得到Hz：
Hz＝Z0H…………………(20)
n的与干扰子载波位置对应的元素置零得到nz：
nz＝Z0n…………………(21)
上述公式(19)仅是对时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零的一种实施方式，具体应用过程中，并不限于此。
通过上述实施例，利用干扰置零之后的频域接收信号R′进行信道估计，可以消除强干扰对信道估计的影响，从而可以提高上行共享信道的抗干扰能力，保证上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。举例来说，采用ZF检测时，若采用上述实施例提供的干扰置零方案，则根据式(7)和式(11)可以看出，噪声功率降为原来的(1-x)倍，原来的干扰信号I0在置零子载波上的部分被完全消除。
采用本发明实施例提供的干扰置零方案时，被置零子载波上的干扰信号和噪声均完全被消除掉以外，该被置零子载波上的有用信号也被完全消除。LTE上行接收信号是在时域进行解调，干扰信号和噪声被置零有利于提高时域解调信噪比，但是有用信号被置零会使得时域有效接收信号功率下降、同时引入新的时域符号间干扰。
为了解决上述问题，在本发明的另一个实施例中，在采取前述方式将时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零之后、进行信号解调之前，还要对置零后的接收信号进行频域均衡和IDFT变换，并将经过IDFT后的接收信号进行幅度补偿，以使得经过IDFT后的接收信号的均值能够落在标准星座图点上而不发生偏置。比如，若采用ZF检测，则可设置幅度补偿因子为1/(1-x)倍，其中x为一个用户的信号的置零比率。
优选地，本发明的另一个实施例中，在采用上述干扰置零方案的基础上，当对终端进行噪声和/或CQI(Channel Quality Indicator，信道质量指示符)测量时，可以使用强干扰所在的频域位置以外的频域位置上的上行参考信号进行测量，即不使用强干扰所在的频域位置上的上行参考信号进行测量。所述上行参考信号可以是SRS(Sounding ReferenceSignal，探测参考信号)。
进一步地，在根据上行参考信号进行CQI测量时，根据所使用的频域均衡方式的不同，可采用相应的算法计算SINR，从而得到CQI。例如，如果采用ZF检测进行频域均衡，则可使用公式(11)计算SINR，其中，公式(11)中的x为终端的SRS子载波中被置零的子载波占该用户的SRS子载波总数的比率，Ω表示SRS子载波中置零子载波的集合。其中，所述SRS子载波是指SRS信号所占用的子载波。
需要注意的是，CQI的测量也可以仅使用不属于置零PRB集合的子载波，但是前提是基站侧有CQI修正机制、可以根据终端的ACK/NACK反馈进行CQI的修正。
上述实施例表明，通过获取时域到频域变换后的接收信号，然后根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，最后将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零，通过对强干扰的所在的频域位置上的接收信号进行置零处理，可以提高上行共享信道的抗干扰能力，提升上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。
为了更好的解释本发明，以下结合具体的实施应用场景，描述干扰置零方案的具体实现过程。以下给出全带宽(20MHz)调度、单用户时干扰置零的一个实施例。
在步骤S301中，基站接收UE(User Equipment，用户设备，即终端)发送的信号，进行时域到频域的变换。
在步骤S302中，基站利用空闲时隙或业务时隙，对该UE的上行DMRS进行测量，得到该UE的每个子载波或每个PRB的IoT值，并根据测量得到的每个子载波或每个PRB上的IoT值计算上行干扰门限。
具体地，以根据该UE的100个PRB上的IoT值计算上行干扰门限为例，在步骤S401中，基站对该UE占的100个PRB的IoT从大到小进行排序，得到IoT集合ΩIoT＝{IoT′k}，k＝1,2,…,NIOT，NIOT为IoT集合中元素的个数，NIOT≤100。
在步骤S402中，基站计算100个PRB的SINRk值，k＝1,2,…,100。具体地，基站根据测量得到的底噪和每个PRB的IoT值IoTk，得到每个PRB的干扰与噪声功率，再由测量得到的每个PRB的接收信号功率，以及考虑多天线合并带来的增益，可以计算得到每个PRB的SINRk值。
在步骤S403中，将IoT′k作为候选上行干扰门限，每个候选上行干扰门限对应一个PRB集合Ωk(k＝1,2,…,NIOT)，该PRB集合中的每个PRB的IoT值小于等于该候选上行干扰门限IoT′k的PRB集合为，集合Ωk中的PRB个数为
Figure BDA0000698970160000171
在步骤S404中，将
Figure BDA0000698970160000172
以及集合Ωk中每个PRB的SINR值代入公式(11)或公式(12)，计算得到集合Ωk对应的
Figure BDA0000698970160000173
为使用集合Ωk包含的PRB(集合外的所有PRB置零)进行检测时的时域检测信干噪比。
在步骤S405中，求使得时域符号检测信噪比
Figure BDA0000698970160000174
取得最大值时的PRB集合
Figure BDA0000698970160000181
与该集合Ωkmax相对应的IoT门限值即为最优IoT门限值：IoTTH＝IoT′kmax。该最优IoT门限值将用于后续处理流程。
基站根据确定出的最优上行干扰门限，确定需要被置零的PRB集合或子载波集合，该PRB集合或子载波集合的索引的集合记为IndexInt_Eleminate。
在步骤S303中，基站根据步骤S302中确定出的IndexInt_Eleminate，对IndexInt_Eleminate所指示的所有PRB或子载波上的信号进行置零处理。具体地，对FFT变换得到的向量R中属于置零PRB集合或子载波集合中的所有PRB或子载波上的接收信号强制设置为0。如果是多个接收天线，多天线强干扰PRB或子载波上的信号都需要置零。
进一步地，以采用ZF检测为例，在解调之前，对IDFT变换之后的数据乘以1/(1-x)，其中x为该UE的置零比率，比如，x为被置零的PRB与该UE的PRB总数量的比率。
在使用SRS对噪声和CQI进行测量时，仅使用SRS所在子载波中不属于置零PRB集合或子载波集合的PRB或子载波进行测量。
以上论述中以ZF均衡为例进行分析，由背景介绍的内容，可自然推广到MMSE均衡。
以上各实施例描述的干扰置零方案不仅可以适用于SISO场景和SIMO(singleinput multiple output，单输入多输出)场景，针对多天线的情况，在对每个子载波或PRB的SINR计算时考虑多天线合并增益即可，这样，本发明实施例的基本思想和准则也适用于MISO(multiple input single output，多输入单输出)和MIMO(multiple input multipleoutput，多输入多输出)场景。
(二)频选调度方案
频选调度方案可仅在基站进行，比如在LET系统中的eNB侧进行。
频选调度方案的基本原理是：在进行上行资源分配时，将容量最大的传输资源分配给UE进行上行传输。比如，基站基于某种准则判断上行强干扰子载波的频域位置，基站仅在未受强干扰的子载波对用户进行调度。
其中，判断准则与干扰有关，包括但不限于以下准则：
SINR准则，即根据上行信号的SINR确定强干扰所在的频域位置；
SIR准则，即根据上行信号的SIR确定强干扰所在的频域位置；
IoT准则，即根据上行信号的IoT确定强干扰所在的频域位置。其中，IoT被定义为接收干扰功率(包含噪声功率)与噪声功率的比值；
干扰功率准则，即根据上行信号的功率确定强干扰所在的频域位置。
如果是多天线接收，以上测量量需要考虑多天线的合并或平均。
图5示出了频选调度方案中的一种上行资源分配方法的流程，该流程可以由信号处理装置执行，该装置可以位于基站内，也可以是基站，如图5所示，该流程的具体步骤包括：
步骤S501，获取检测到的上行干扰。
在实际应用中，基站可以通过信号检测得到的一些测量量，如SINR、IoT、SIR、干扰功率等测量量，从而根据这些测量量确定上行干扰的强弱。比如，基站可以利用空闲时隙或业务时隙，对UE的上行DMRS进行测量，得到该UE的每个子载波或每个PRB的IoT值。
步骤S502，根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源。
步骤S503，将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
上述流程的步骤S502中，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源可以包括下述几种方式：
方式一
首先遍历所有可用的PRB组合，得到候选PRB集合，每个候选PRB集合内的PRB为多个连续可用的PRB，然后根据每个候选PRB集合中的PRB上的上行干扰，确定每个候选PRB集合对应的信道容量，之后将候选PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为容量最大的传输资源。
其中，所述“所有可用的PRB组合”是指：针对尚未分配给任何UE使用的所有PRB，采用排列组合方式得到的所有可能的PRB集合。
上述方式一中，一个候选PRB集合对应的信道容量可以是指理论AWGN容量，其计算公式如公式(22)：
C2＝yB*log2(1+SINR2)…………………………(22)
其中，C2为AWGN容量，y为频选调度时用户实际占用带宽与用户可用总带宽的比例，B为用户可用总带宽，SINR2为频选调度所选用PRB集合的时域检测信干噪比。
其中，公式(22)中的SINR2的计算公式为：
Figure BDA0000698970160000201
其中，Ωs为频选调度时用户实际占用的子载波集合，
Figure BDA0000698970160000203
为集合Ωs中元素的数量，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure BDA0000698970160000205
为发送端数据符号平均功率，
Figure BDA0000698970160000204
为Hi的共轭，
Figure BDA0000698970160000202
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
方式二
获取N(N为大于或等于1的整数)个上行干扰门限，并针对每个上行干扰门限执行以下步骤：
从可用PRB中选择上行干扰低于当前上行干扰门限的至少1个PRB集合；根据PRB上的上行干扰，确定所述至少1个PRB集合中每个集合对应的信道容量；将所述至少1个PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为当前上行干扰门限对应的信道容量；其中，可用PRB是指尚未分配给任何UE使用的PRB；
然后，选取所述N个上行干扰门限中具有最大信道容量的上行干扰门限，将选取的上行干扰门限所对应的PRB集合确定为容量最大的传输资源。
其中，所述上行干扰门限可以是SINR、SIR、IoT、干扰功率等类型的参数。
所述上行干扰门限可以是静态设置的，即预先设置的。静态设置的上行干扰门限的取值大小，可根据经验值或者根据系统性能要求来确定。比如，实际产品实现时，考虑可实现性和复杂度，根据仿真和测试结果来设置IoT门限值。
所述上行干扰门限也可以是动态计算得到的。具体地，上行干扰门限可以根据下述步骤确定：根据检测到的上行信道的所有PRB的上行干扰，确定上行干扰门限的选择范围，所述选择范围的下限为检测到的最小的上行干扰，所述选择范围的上限为检测到的最大的上行干扰；根据设定的上行干扰门限的数量，在所述上行干扰门限的选择范围内确定相应数量的上行干扰门限。比如，预先规定上行干扰门限的数量为3个，在在确定出上行干扰门限的选择范围后，在该范围中选择3个数值作为上行干扰门限。
上述静态设置上行干扰门限的方式，在技术上简单易行；上述动态确定上行干扰门限的方式，可根据系统当前的状态确定上行干扰门限，从而使基于上行干扰门限确定出的容量最大的传输资源更适合分配给UE进行上行传输。
当然，这里仅示例性地给出了一种简单易行的上行干扰门限确定方法，但本发明实施例并不仅限于此。
上述方式二中，一个候选PRB集合对应的信道容量可以是指理论AWGN容量，其计算公式如公式(22)。公式(22)中的SINR2的计算公式见公式(23)。
方式三
获取预先设置的上行干扰门限；从可用PRB中选择上行干扰低于所述上行干扰门限的PRB，根据选择出的PRB确定候选PRB集合，每个PRB集合中包含至少一个连续的PRB；然后，将具有最大PRB数量的候选PRB集合，确定为容量最大的传输资源。其中，可用PRB是指尚未分配给任何UE使用的PRB。
所述上行干扰门限可以是SINR、SIR、IoT、干扰功率等类型的参数。所述上行干扰门限的取值大小，可根据经验值或者根据系统性能要求来确定。比如，实际产品实现时，考虑可实现性和复杂度，根据仿真和测试结果来设置IoT门限值。
优选地，本发明的另一实施例中，在采用上述频选调度方案的基础上，在上述信号处理的过程中，当对终端进行噪声和/或CQI测量时，可以使用选择出的PRB集合位置上的上行参考信号进行测量。所述上行参考信号可以是SRS。
进一步地，在根据上行参考信号进行CQI测量时，根据所使用的频域均衡方式的不同，可采用相应的算法计算SINR，从而得到CQI。例如，如果采用ZF检测进行频域均衡，则可使用公式(11)或公式(12)计算SINR，如果采用MMSE检测进行频域均衡，则可使用公式(13)或公式(14)计算SINR。
上述频选调度方案中，根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源，将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输，通过把上行共享信道中容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输，可以在有干扰条件下最大化上行吞吐量，提升上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。
应用本发明实施例提供的频选调度方案，基站可根据干扰测量结果，给UE分配一段相对较宽的、无强干扰的频段(对应多个连续的PRB)。
以上论述中以ZF均衡为例进行分析，由背景介绍的内容，可自然推广到MMSE均衡。
以上各实施例描述的干扰置零方案不仅可以适用于SISO场景和SIMO(singleinput multiple output，单输入多输出)场景，针对多天线的情况，在对每个子载波或PRB的SINR计算时考虑多天线合并增益即可，这样，本发明实施例的基本思想和准则也适用于MISO(multiple input single output，多输入单输出)和MIMO(multiple input multipleoutput，多输入多输出)场景。
需要特别指出的是，由于LTE Rel-9的上行不支持非连续调度，只能从占用频带内选择相对较宽的一段连续的、非强干扰子载波对用户进行调度，用户的带宽将会受到限制。而对于LTE Rel-10及以后的版本，协议已经支持非连续调度，最多支持两个不同起始位置的连续资源块，用户的带宽分配更为灵活。本发明实施例提供的频选调度方案既可适用于终端和基站不支持非连续调度的情况，也适用于终端和基站支持非连续调度的情况。
(三)自适应方案
自适应方案可仅在基站进行，比如在LET系统中的eNB侧进行。
通过自适应方案，可实现在干扰置零方案和频选调度方案两种方案之间进行自适应的切换，以获得最佳性能。
图6示出了自适应方案中的一种信号处理方法的流程，该流程可以由信号处理装置执行，该装置可以位于基站内，也可以是基站，如图6所示，该流程的具体步骤包括：
步骤S601，确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案。
步骤S602，若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配。其中，所述干扰置零方案和所述频选调度方案的实现过程，请参见前述实施例的描述，在此不再赘述。
根据以上流程，自适应方案可以分为两种：半静态自适应方案和实时自适应方案。其中，半静态自适应方案实现复杂度低，实时自适应方案能够实时跟踪干扰变化。可在基站中部署半静态自适应方案和实时自适应方案，根据不同场景开启不同的方案执行。
下面分别对半静态自适应方案和实时自适应方案进行详细说明。
若采用半静态自适应方案，则在步骤S601中，可以通过下述方式确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案：获取上行共享信道抗干扰方案配置信息，所述配置信息指示采用干扰置零方案或频选调度方案；若所述配置信息指示采用干扰置零方案，则确定采用所述干扰置零方案对接收信号进行处理；若所述配置信息指示采用频选调度方案，则确定采用所述频选调度方案进行上行资源分配。比如，可在基站上配置上行共享信道抗干扰方案配置信息，以指示基站使用半静态自适应方案还是使用实时自适应方案。
根据场景的不同，可以在基站上配置上行共享信道抗干扰方案配置信息，以指示基站开启与当前场景相使用的自适应方案。
一般情况下，对于用户较少且受强干扰子载波数较少，或者干扰较为分散的场景，可开启干扰置零方案，这样是可以充分利用带宽并且置零的子载波不会太多；对于用户较多的场景或者可用的连续频带较宽的场景，可开启频选调度方案，这样可以将干扰分割的不同连续频域资源分别分配给不同的用户，或者对于单个用户可用的带宽较宽。
基于以上分析，本发明实施例中，指示采用干扰置零方案的配置信息在以下情况下被发送：终端数量小于第一门限值且上行干扰高于上行干扰门限的子载波数量小于第二门限值，或者上行干扰高于上行干扰门限的子载波分布分散。指示采用频选调度方案的配置信息在以下情况下发送：终端数量大于等于所述第三门限值，或者上行链路最大可用的连续PRB的数量大于等于第四门限值，或者上行链路最大可用的连续PRB数量与可分配给该用户的PRB总数量的比值大于等于第五门限值，其中，所述可用的PRB是指干扰小于门限的PRB，所述第三门限值、第四门限值、第五门限值可以依据经验设置。
若采用实时自适应方案，则在步骤S601中，根据公式(24)确定第一信道容量，根据公式(22)确定第二信道容量(公式(22)中的C2可以表示为第二信道容量)，若第二信道容量大于第一信道容量，则确定使用频选调度方案进行上行资源分配，否则确定使用干扰置零方案对接收信号进行处理。
公式(24)为：
C1＝B*log2(1+SINR1)………………………(24)
其中，C1为第一信道容量，B为干扰置零时用户所占总带宽，所述用户所占总带宽中包括置零子载波，SINR1为干扰置零时的时域检测信干噪比、所述SINR1由公式(10)确定。
本发明实施例并不限于上述两种确定上行需要采用的上行共享信道抗干扰方案，本发明实施例仅是示例作用。
本发明实施例提供的自适应方案中，确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配。根据条件选择是使用干扰置零方案还是频选调度方案对接收信号进行处理，可以自适应的实时跟踪干扰变化，提高上行信道的抗干扰能力，提升上行共享信道的速率，保证上行共享信道的性能。
基于相同的发明构思，图7示出了一种信号处理装置，该装置可以执行信号处理方法的流程，该装置可以位于基站，也可以是基站，如图7所示，该装置包括：
获取单元701，用于获取时域到频域变换后的接收信号；
频域位置确定单元702，用于根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
置零单元703，用于根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零。
优选地，所述上行干扰门限为预先设置的。
优选地，所述预先设置的上行干扰门限为多个，每个上行干扰门限对应不同的有用信号或参考信号接收功率等级；
所述根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置之前，所述频域位置确定单元702还用于：
根据有用信号或参考信号接收功率确定所述有用信号或参考信号接收功率所属的等级；
根据所述有用信号或参考信号接收功率所属的等级确定对应的上行干扰门限。
优选地，所述根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置之前，所述频域位置确定单元702还用于：
确定上行干扰门限，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
根据检测到的上行信道所有PRB的上行干扰，确定候选上行干扰门限集合；
根据测量得到的底噪、每个PRB的上行干扰以及测量得到的每个RPB的PUSCH信号平均接收功率，确定每个PRB的信干噪比SINR值；
根据每个候选上行干扰门限确定对应的PRB集合，一个PRB集合中的PRB的上行干扰小于等于该PRB集合对应的候选上行干扰门限；
根据每个PRB的SINR值，确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值；
将时域检测SINR值最大的PRB集合所对应的候选上行干扰门限，确定为上行干扰门限。
优选地，所述频域位置确定单元702具体用于：
根据公式(10)确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值，记为SINR1。
优选地，所述频域位置确定单元702具体用于：
若频域均衡使用的是迫零ZF均衡，则根据公式(11)或公式(12)确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述公式(11)或公式(12)是将ZF均衡时的均衡系数wi代入所述公式(10)后得到的；或者，若频域均衡使用的是最小均方差MMSE均衡，则根据公式(13)或公式(14)确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述公式(13)或公式(14)是将MMSE均衡时的均衡系数wi代入所述公式(10)后得到的。
优选地，所述进行置零的接收信号不包括用于进行干扰测量的参考信号。
优选地，所述将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零之后，所述置零单元703还用于：
对置零后的接收信号进行频域均衡和离散傅里叶反变换IDFT；
将经过IDFT后的接收信号进行幅度补偿。
优选地，还包括：测量单元，具体用于当对终端进行噪声和/或CQI测量时，使用不在所述频域位置上的探测参考信号进行测量。
优选地，所述强干扰所在的频域位置是指：强干扰所在的子载波或PRB。
图8示出一种上行资源分配装置，该装置可以执行上行资源分配方法的流程，该装置可以位于基站内，也可以是基站，该装置包括：
获取单元801，用于获取检测到的上行干扰；
传输资源确定单元802，用于根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
资源调度单元803，用于将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
优选地，所述传输资源确定单元802具体用于：
遍历所有可用的PRB组合，得到候选PRB集合，每个候选PRB集合内的PRB为多个连续可用的PRB；
根据每个候选PRB集合中的PRB上的上行干扰，确定每个候选PRB集合对应的信道容量；
将所述候选PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为容量最大的传输资源。
优选地，所述传输资源确定单元802具体用于：
获取N个上行干扰门限，N为大于或等于1的整数，并针对每个上行干扰门限执行：
从可用PRB中选择上行干扰低于当前上行干扰门限的至少1个PRB集合；
根据PRB上的上行干扰，确定所述至少1个PRB集合中每个集合对应的信道容量；
将所述至少1个PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为当前上行干扰门限对应的信道容量；
选取所述N个上行干扰门限中具有最大信道容量的上行干扰门限，将选取的上行干扰门限所对应的PRB集合确定为容量最大的传输资源。
优选地，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
获取预先设置的上行干扰门限；
或者，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
根据检测到的上行信道的所有PRB的上行干扰，确定上行干扰门限的选择范围，所述选择范围的下限为检测到的最小的上行干扰，所述选择范围的上限为检测到的最大的上行干扰；
根据设定的上行干扰门限的数量，在所述上行干扰门限的选择范围内确定相应数量的上行干扰门限。
优选地，所述传输资源确定单元802具体用于：
获取预先设置的上行干扰门限；
从可用PRB中选择上行干扰低于所述上行干扰门限的PRB，根据选择出的PRB确定候选PRB集合，每个PRB集合中包含至少一个连续的PRB；
将具有最大PRB数量的候选PRB集合，确定为容量最大的传输资源。
优选地，还包括：测量单元，具体用于当对终端进行噪声和/或CQI测量时，使用选择出的PRB集合位置上的探测参考信号SRS进行测量。
图9示出了一种信号处理装置，该装置可以执行信号处理方法的流程，该装置可以位于基站内，也可以是基站，如图9所示，该装置包括：
方案确定单元901，用于确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；
处理单元902，用于若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配；所述干扰置零方案包括：获取时域到频域变换后的接收信号；根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；所述频选调度方案包括：获取检测到的上行干扰；根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
优选地，所述方案确定单元901具体用于：
获取上行共享信道抗干扰方案配置信息，所述配置信息指示采用干扰置零方案或频选调度方案；
若所述配置信息指示采用干扰置零方案，则确定采用所述干扰置零方案对接收信号进行处理；若所述配置信息指示采用频选调度方案，则确定采用所述频选调度方案进行上行资源分配。
优选地，指示采用干扰置零方案的配置信息在以下情况下被发送：
终端数量小于第一门限值且上行干扰高于上行干扰门限的子载波数量小于第二门限值，或者上行干扰高于上行干扰门限的子载波分布分散；
指示采用频选调度方案的配置信息在以下情况下发送：
终端数量大于等于所述第三门限值，或者上行链路最大可用的连续PRB的数量大于等于第四门限值，或者上行链路最大可用的连续PRB数量与可分配给该用户的PRB总数量的比值大于等于第五门限值，其中，所述可用的PRB是指干扰小于门限的PRB。
优选地，所述方案确定单元901具体用于
确定第一信道容量和第二信道容量，所述第一信道容量根据公式(24)确定，所述第二信道容量根据公式(22)确定；
若所述第二信道容量大于所述第一信道容量，则确定使用所述频选调度方案进行上行资源分配，否则确定使用所述干扰置零方案对接收信号进行处理。
优选地，所述公式(24)中SINR1由公式(10)确定。
优选地，所述公式(22)中SINR2由公式(23)确定。
基于相同的发明构思，图10为本发明实施例提供的另一种信号处理装置的结构示意图，该装置可实现本发明上述实施例提供的干扰置零方案的信号处理方法。该装置可包括：任意数量的互联的总线和桥，具体由处理器1001代表的一个或多个处理器和存储器1003代表的存储器的各种电路链接在一起。总线架构还可以将诸如外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路链接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线接口提供接口，收发机1002可以是多个元件，即包括发送机和收发机，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。处理器1001负责管理总线架构和通常的处理，存储器1003可以存储处理器1001在执行操作时所使用的数据。
处理器1001，用于读取存储器1003中的程序，执行下列过程：收发机1002获取时域到频域变换后的接收信号，处理器1001根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零。其中，所述上行干扰门限为预先设置的。
具体的，所述预先设置的上行干扰门限为多个，每个上行干扰门限对应不同的有用信号或参考信号接收功率等级；在所述根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置之前，处理器1001还根据有用信号或参考信号接收功率确定所述有用信号或参考信号接收功率所属的等级；根据所述有用信号或参考信号接收功率所属的等级确定对应的上行干扰门限。
优选地，在所述根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置之前，处理器1001还确定上行干扰门限，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
根据检测到的上行信道所有PRB的上行干扰，确定候选上行干扰门限集合；
根据测量得到的底噪、每个PRB的上行干扰以及测量得到的每个RPB的PUSCH信号平均接收功率，确定每个PRB的信干噪比SINR值；
根据每个候选上行干扰门限确定对应的PRB集合，一个PRB集合中的PRB的上行干扰小于等于该PRB集合对应的候选上行干扰门限；
根据每个PRB的SINR值，确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值；
将时域检测SINR值最大的PRB集合所对应的候选上行干扰门限，确定为上行干扰门限。
在上述确定上行干扰门限的步骤中，处理器1001根据公式(10)确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值，记为SINR1。其中，若频域均衡使用的是迫零ZF均衡，则根据公式(11)或公式(12)确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述公式(11)或公式(12)是将ZF均衡时的均衡系数wi代入所述公式(10)后得到的；或者，若频域均衡使用的是最小均方差MMSE均衡，则根据公式(13)或或公式(14)确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述公式(13)或公式(14)是将MMSE均衡时的均衡系数wi代入所述公式(10)后得到的。
在将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零之后，处理器1001对置零后的接收信号进行频域均衡和离散傅里叶反变换IDFT；将经过IDFT后的接收信号进行幅度补偿。
当对终端进行噪声和/或CQI测量时，处理器1001使用不在所述频域位置上的探测参考信号进行测量。
上述过程中，所述进行置零的接收信号不包括用于进行干扰测量的参考信号。所述强干扰所在的频域位置是指：强干扰所在的子载波或PRB。
存储器1003，用于存储一个或多个可执行程序，被用于配置所述处理器1001。
基于相同的发明构思，图11为本发明实施例提供的另一种上行资源分配装置的结构示意图，该装置可实现本发明上述实施例提供的频选调度方案的上行资源分配方法。该装置可包括：任意数量的互联的总线和桥，具体由处理器1101代表的一个或多个处理器和存储器1103代表的存储器的各种电路链接在一起。总线架构还可以将诸如外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路链接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线接口提供接口，收发机1102可以是多个元件，即包括发送机和收发机，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。处理器1101负责管理总线架构和通常的处理，存储器1103可以存储处理器1101在执行操作时所使用的数据。
处理器1101，用于读取存储器1103中的程序，执行下列过程：收发机1102获取检测到的上行干扰，处理器1101根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
具体的，处理器1101遍历所有可用的PRB组合，得到候选PRB集合，每个候选PRB集合内的PRB为多个连续可用的PRB；根据每个候选PRB集合中的PRB上的上行干扰，确定每个候选PRB集合对应的信道容量；将所述候选PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为容量最大的传输资源。
收发机1102获取N个上行干扰门限，N为大于或等于1的整数，并针对每个上行干扰门限处理器1101执行：从可用PRB中选择上行干扰低于当前上行干扰门限的至少1个PRB集合；根据PRB上的上行干扰，确定所述至少1个PRB集合中每个集合对应的信道容量；将所述至少1个PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为当前上行干扰门限对应的信道容量；选取所述N个上行干扰门限中具有最大信道容量的上行干扰门限，将选取的上行干扰门限所对应的PRB集合确定为容量最大的传输资源。
上述确定上行干扰门限的步骤包括：收发机1102获取预先设置的上行干扰门限；
或者，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
处理器1101根据检测到的上行信道的所有PRB的上行干扰，确定上行干扰门限的选择范围，所述选择范围的下限为检测到的最小的上行干扰，所述选择范围的上限为检测到的最大的上行干扰；根据设定的上行干扰门限的数量，在所述上行干扰门限的选择范围内确定相应数量的上行干扰门限。
收发机1102获取预先设置的上行干扰门限；处理器1101从可用PRB中选择上行干扰低于所述上行干扰门限的PRB，根据选择出的PRB确定候选PRB集合，每个PRB集合中包含至少一个连续的PRB；将具有最大PRB数量的候选PRB集合，确定为容量最大的传输资源。
当对终端进行噪声和/或CQI测量时，处理器1101使用选择出的PRB集合位置上的探测参考信号SRS进行测量。
存储器1103，用于存储一个或多个可执行程序，被用于配置所述处理器1101。
基于相同的发明构思，图12为本发明实施例提供的另一种信号处理装置的结构示意图，该装置可实现本发明上述实施例提供的自适应方案的信号处理方法。该装置可包括：任意数量的互联的总线和桥，具体由处理器1201代表的一个或多个处理器和存储器1203代表的存储器的各种电路链接在一起。总线架构还可以将诸如外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路链接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线接口提供接口，收发机1202可以是多个元件，即包括发送机和收发机，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。处理器1201负责管理总线架构和通常的处理，存储器1203可以存储处理器1201在执行操作时所使用的数据。
处理器1201，用于读取存储器1203中的程序，执行下列过程：处理器1201确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配。
具体的，所述干扰置零方案包括：收发机1202获取时域到频域变换后的接收信号；处理器1201根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零。所述频选调度方案包括：收发机1202获取检测到的上行干扰；处理器1201根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输。
收发机1202获取上行共享信道抗干扰方案配置信息，所述配置信息指示采用干扰置零方案或频选调度方案，若所述配置信息指示采用干扰置零方案，则处理器1201确定采用所述干扰置零方案对接收信号进行处理；若所述配置信息指示采用频选调度方案，则处理器1201确定采用所述频选调度方案进行上行资源分配。其中，指示采用干扰置零方案的配置信息在以下情况下被发送：终端数量小于第一门限值且上行干扰高于上行干扰门限的子载波数量小于第二门限值，或者上行干扰高于上行干扰门限的子载波分布分散；指示采用频选调度方案的配置信息在以下情况下发送：终端数量大于等于所述第三门限值，或者上行链路最大可用的连续PRB的数量大于等于第四门限值，或者上行链路最大可用的连续PRB数量与可分配给该用户的PRB总数量的比值大于等于第五门限值，其中，所述可用的PRB是指干扰小于门限的PRB。
处理器1201确定第一信道容量和第二信道容量，所述第一信道容量根据公式(24)确定，所述第二信道容量根据公式(22)确定；若所述第二信道容量大于所述第一信道容量，则确定使用所述频选调度方案进行上行资源分配，否则确定使用所述干扰置零方案对接收信号进行处理。所述公式(24)中SINR1由公式(10)确定，所述公式(22)中SINR2由公式(23)确定。
存储器1203，用于存储一个或多个可执行程序，被用于配置所述处理器1201。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (24)

1.一种信号处理方法，其特征在于，包括：
获取时域到频域变换后的接收信号；
根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；
所述根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置之前，还包括确定上行干扰门限的步骤，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
根据检测到的上行信道所有物理资源块PRB的上行干扰，确定候选上行干扰门限集合；
根据测量得到的底噪、每个PRB的上行干扰以及测量得到的每个RPB的上行共享信道PUSCH信号平均接收功率，确定每个PRB的信干噪比SINR值；
根据每个候选上行干扰门限确定对应的PRB集合，一个PRB集合中的PRB的上行干扰小于等于该PRB集合对应的候选上行干扰门限；
根据每个PRB的SINR值，确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值；
将时域检测SINR值最大的PRB集合所对应的候选上行干扰门限，确定为上行干扰门限。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据每个PRB的SINR值，确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值，包括：
根据下述第一公式确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值，记为SINR1：
Figure FDA0002604563780000021
其中，SINR1为时域检测SINR值，M为终端占用的所有子载波的数量，所述所有子载波中包括置零子载波，Ω为置零子载波的编号集合，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure FDA0002604563780000022
为发送端数据符号平均功率，
Figure FDA0002604563780000023
为Hi的共轭，
Figure FDA0002604563780000024
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，若频域均衡使用的是迫零ZF均衡，则根据第二公式或第三公式确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述第二公式或第三公式是将迫零ZF均衡时的均衡系数wi代入所述第一公式后得到的；或者，若频域均衡使用的是最小均方差MMSE均衡，则根据第四公式或第五公式确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述第四公式或第五公式是将MMSE均衡时的均衡系数wi代入所述第一公式后得到的；
所述第二公式为：
Figure FDA0002604563780000025
其中，SNIRZF,1为时域ZF检测后的SINR值，M为终端占用的子载波的数量，Ω为置零子载波的编号集合，SINRk为第k个子载波的信干噪比，x为置零比率，
Figure FDA0002604563780000026
其中，NRB为终端占用的PRB的数量，NΩ为置零子载波集合Ω中的PRB的数量；
所述第三公式为：
Figure FDA0002604563780000031
其中，SNIRZF,1为时域ZF检测后的SINR值，NRB为终端占用的PRB的数量，ΩPRB为置零PRB的编号集合，SINRPRB,k为第k个PRB的平均SINR值，x为置零比率，
Figure FDA0002604563780000032
其中，
Figure FDA0002604563780000033
为置零PRB集合ΩPRB中的PRB的数量；
所述第四公式为：
Figure FDA0002604563780000034
其中，SNIRMMSE,1为时域MMSE检测SINR值，M为终端占用的子载波的数量，Ω为置零子载波的编号集合，SINRk为第k个子载波的信干噪比；
所述第五公式为：
Figure FDA0002604563780000035
其中，SNIRMMSE,1为时域MMSE检测SINR值，NRB为终端占用的PRB的数量，ΩPRB为置零PRB的编号集合，SINRPRB,k为第k个PRB的平均SINR值。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述进行置零的接收信号不包括用于进行干扰测量的参考信号。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零之后，还包括：
对置零后的接收信号进行频域均衡和离散傅里叶反变换IDFT；
将经过IDFT后的接收信号进行幅度补偿。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
当对终端进行噪声和/或信道质量指示符CQI测量时，使用不在所述频域位置上的探测参考信号进行测量。
7.如权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于，所述强干扰所在的频域位置是指：强干扰所在的子载波或PRB。
8.一种上行资源分配方法，其特征在于，所述方法包括：
获取检测到的上行干扰；
根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输；
所述方法还包括：
当对终端进行噪声和/或信道质量指示符CQI测量时，使用选择出的PRB集合位置上的探测参考信号SRS进行测量；
所述根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源，包括：
获取N个上行干扰门限，N为大于或等于1的整数，并针对每个上行干扰门限执行：
从可用PRB中选择上行干扰低于当前上行干扰门限的所有PRB集合；
根据PRB上的上行干扰和有用信号接收功率，确定所述所有PRB集合中每个集合对应的信道容量；
将所述所有PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为当前上行干扰门限对应的信道容量；
选取所述N个上行干扰门限中具有最大信道容量的上行干扰门限，将选取的上行干扰门限所对应的PRB集合确定为容量最大的传输资源。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述获取上行干扰门限的步骤包括：
获取预先设置的上行干扰门限；
或者，所述获取上行干扰门限的步骤包括：
根据检测到的上行信道的所有PRB的上行干扰，确定上行干扰门限的选择范围，所述选择范围的下限为检测到的最小的上行干扰，所述选择范围的上限为检测到的最大的上行干扰；
根据设定的上行干扰门限的数量，在所述上行干扰门限的选择范围内确定相应数量的上行干扰门限。
10.一种信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：
确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；
若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配；
所述干扰置零方案包括：
获取时域到频域变换后的接收信号；
根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；
所述频选调度方案包括：
获取检测到的上行干扰；
根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输；
所述确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，包括：
确定第一信道容量和第二信道容量，所述第一信道容量根据第六公式确定，所述第二信道容量根据第七公式确定；
若所述第二信道容量大于所述第一信道容量，则确定使用所述频选调度方案进行上行资源分配，否则确定使用所述干扰置零方案对接收信号进行处理；
所述第六公式为：
C1＝B*log2(1+SINR1)
其中，C1为第一信道容量，B为干扰置零时用户所占总带宽，所述用户所占总带宽中包括置零子载波，SINR1为干扰置零时的时域检测信干噪比；
所述第七公式为：
C2＝yB*log2(1+SINR2)
其中，C2为第二信道容量，y为频选调度时用户实际占用带宽与用户可用总带宽的比例，B为用户可用总带宽，SINR2为频选调度所选用PRB集合的时域检测信干噪比。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述SINR1由第八公式确定；
所述第八公式为：
Figure FDA0002604563780000061
其中，M为终端占用的所有子载波的数量，所述所有子载波中包括置零子载波，Ω为置零子载波的编号集合，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure FDA0002604563780000062
为发送端数据符号平均功率，
Figure FDA0002604563780000063
为Hi的共轭，
Figure FDA0002604563780000064
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述SINR2由第九公式确定；
所述第九公式为：
Figure FDA0002604563780000071
其中Ωs为频选调度时用户实际占用的子载波集合，
Figure FDA0002604563780000075
为集合Ωs中元素的数量，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure FDA0002604563780000072
为发送端数据符号平均功率，
Figure FDA0002604563780000073
为Hi的共轭，
Figure FDA0002604563780000074
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
13.一种信号处理装置，其特征在于，包括：
获取单元，用于获取时域到频域变换后的接收信号；
频域位置确定单元，用于根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；
置零单元，用于根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；
所述根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置之前，所述频域位置确定单元还用于：
确定上行干扰门限，所述确定上行干扰门限的步骤包括：
根据检测到的上行信道所有物理资源块PRB的上行干扰，确定候选上行干扰门限集合；
根据测量得到的底噪、每个PRB的上行干扰以及测量得到的每个RPB的上行共享信道PUSCH信号平均接收功率，确定每个PRB的信干噪比SINR值；
根据每个候选上行干扰门限确定对应的PRB集合，一个PRB集合中的PRB的上行干扰小于等于该PRB集合对应的候选上行干扰门限；
根据每个PRB的SINR值，确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值；
将时域检测SINR值最大的PRB集合所对应的候选上行干扰门限，确定为上行干扰门限。
14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述频域位置确定单元具体用于：
根据下述第一公式确定每个PRB集合对应的时域检测SINR值，记为SINR1：
Figure FDA0002604563780000081
其中，SINR1为时域检测SINR值，M为终端占用的所有子载波的数量，所述所有子载波中包括置零子载波，Ω为置零子载波的编号集合，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure FDA0002604563780000082
为发送端数据符号平均功率，
Figure FDA0002604563780000083
为Hi的共轭，
Figure FDA0002604563780000084
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述频域位置确定单元具体用于：
若频域均衡使用的是迫零ZF均衡，则根据第二公式或第三公式确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述第二公式或第三公式是将ZF均衡时的均衡系数wi代入所述第一公式后得到的；或者，若频域均衡使用的是最小均方差MMSE均衡，则根据第四公式或第五公式确定所述每个PRB集合对应的时域检测SINR值，所述第四公式或第五公式是将MMSE均衡时的均衡系数wi代入所述第一公式后得到的；
所述第二公式为：
Figure FDA0002604563780000091
其中，SNIRZF,1为时域ZF检测后的SINR值，M为终端占用的子载波的数量，Ω为置零子载波的编号集合，SINRk为第k个子载波的信干噪比，x为置零比率，
Figure FDA0002604563780000092
其中，NRB为终端占用的PRB的数量，NΩ为置零PRB集合Ω中的PRB的数量；
所述第三公式为：
Figure FDA0002604563780000093
其中，SNIRZF,1为时域ZF检测后的SINR值，NRB为终端占用的PRB的数量，ΩPRB为置零的PRB集合，SINRPRB,k为第k个PRB的平均SINR值，x为置零比率，
Figure FDA0002604563780000094
其中，
Figure FDA0002604563780000095
为置零PRB集合ΩPRB中的PRB的数量；
所述第四公式为：
Figure FDA0002604563780000096
其中，SNIRMMSE,1为时域MMSE检测SINR值，M为终端占用的子载波的数量，Ω为置零子载波的编号集合，SINRk为第k个子载波的信干噪比；
所述第五公式为：
Figure FDA0002604563780000101
其中，SNIRMMSE,1为时域MMSE检测SINR值，NRB为终端占用的PRB的数量，ΩPRB为置零的PRB集合，SINRPRB,k为第k个PRB的平均SINR值。
16.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述进行置零的接收信号不包括用于进行干扰测量的参考信号。
17.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零之后，所述置零单元还用于：
对置零后的接收信号进行频域均衡和离散傅里叶反变换IDFT；
将经过IDFT后的接收信号进行幅度补偿。
18.如权利要求13所述的装置，其特征在于，还包括：测量单元，具体用于当对终端进行噪声和/或信道质量指示符CQI测量时，使用不在所述频域位置上的探测参考信号进行测量。
19.如权利要求13至18中任一项所述的装置，其特征在于，所述强干扰所在的频域位置是指：强干扰所在的子载波或PRB。
20.一种上行资源分配装置，其特征在于，所述装置包括：
获取单元，用于获取检测到的上行干扰；
传输资源确定单元，用于根据检测到的上行干扰和带宽，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；
资源调度单元，用于将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输；
还包括：测量单元，具体用于当对终端进行噪声和/或信道质量指示符CQI测量时，使用选择出的PRB集合位置上的探测参考信号SRS进行测量；
所述传输资源确定单元具体用于：
获取N个上行干扰门限，N为大于或等于1的整数，并针对每个上行干扰门限执行：
从可用PRB中选择上行干扰低于当前上行干扰门限的至少1个PRB集合；
根据PRB上的上行干扰，确定所述至少1个PRB集合中每个集合对应的信道容量；
将所述至少1个PRB集合中具有最大信道容量的PRB集合，确定为当前上行干扰门限对应的信道容量；
选取所述N个上行干扰门限中具有最大信道容量的上行干扰门限，将选取的上行干扰门限所对应的PRB集合确定为容量最大的传输资源。
21.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述获取上行干扰门限具体为：
获取预先设置的上行干扰门限；
或者，所述获取上行干扰门限具体为：
根据检测到的上行信道的所有PRB的上行干扰，确定上行干扰门限的选择范围，所述选择范围的下限为检测到的最小的上行干扰，所述选择范围的上限为检测到的最大的上行干扰；
根据设定的上行干扰门限的数量，在所述上行干扰门限的选择范围内确定相应数量的上行干扰门限。
22.一种信号处理装置，其特征在于，所述装置包括：
方案确定单元，用于确定需要采用的上行共享信道抗干扰方案，所述上行共享信道抗干扰方案包括干扰置零方案和频选调度方案；
处理单元，用于若确定采用干扰置零方案，则使用干扰置零方案对接收信号进行处理，若确定采用频选调度方案，则使用频选调度方案进行上行链路资源分配；所述干扰置零方案包括：获取时域到频域变换后的接收信号；根据检测到的上行干扰确定所述时域到频域变换后的接收信号中强干扰所在的频域位置，所述频域位置上的接收信号的上行干扰高于上行干扰门限；根据确定出的强干扰所在的频域位置，将所述时域到频域变换后的接收信号中相应频域位置上的信号进行置零；所述频选调度方案包括：获取检测到的上行干扰和带宽；根据检测到的上行干扰，从可用的传输资源中确定容量最大的传输资源；将确定出的容量最大的传输资源分配给终端进行上行传输；
所述方案确定单元具体用于
确定第一信道容量和第二信道容量，所述第一信道容量根据第六公式确定，所述第二信道容量根据第七公式确定；
若所述第二信道容量大于所述第一信道容量，则确定使用所述频选调度方案进行上行资源分配，否则确定使用所述干扰置零方案对接收信号进行处理；
所述第六公式为：
C1＝B*log2(1+SINR1)
其中，C1为第一信道容量，B为干扰置零时用户所占总带宽，所述用户所占总带宽中包括置零子载波，SINR1为干扰置零时的时域检测信干噪比；
所述第七公式为：
C2＝yB*log2(1+SINR2)
其中，C2为第二信道容量，y为频选调度时用户实际占用带宽与用户可用总带宽的比例，B为用户可用总带宽，SINR2为频选调度所选用PRB集合的时域检测信干噪比。
23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述SINR1由第八公式确定；
所述第八公式为：
Figure FDA0002604563780000121
其中，M为终端占用的所有子载波的数量，所述所有子载波中包括置零子载波，Ω为置零子载波的编号集合，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure FDA0002604563780000131
为发送端数据符号平均功率，
Figure FDA0002604563780000132
为Hi的共轭，
Figure FDA0002604563780000133
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
24.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述SINR2由第九公式确定；
所述第九公式为：
Figure FDA0002604563780000134
其中Ωs为频选调度时用户实际占用的子载波集合，
Figure FDA0002604563780000138
为集合Ωs中元素的数量，wi为第i个子载波的均衡系数，Hi为第i个子载波的信道估计值，
Figure FDA0002604563780000135
为发送端数据符号平均功率，
Figure FDA0002604563780000136
为Hi的共轭，
Figure FDA0002604563780000137
为第i个子载波上的底噪和干扰功率之和。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111224762B (zh) * 2018-11-26 2021-06-11 大唐移动通信设备有限公司 一种探测参考信号资源分配方法及装置
CN111465051B (zh) * 2020-03-25 2022-05-24 紫光展锐(重庆)科技有限公司 Sinr的估计方法、系统、电子设备和存储介质
CN113630200B (zh) * 2020-05-06 2023-10-10 广州海格通信集团股份有限公司 通信干扰数据识别方法、装置、无线通信设备和存储介质
CN113438675B (zh) * 2021-06-24 2022-09-27 中国联合网络通信集团有限公司 一种干扰处理方法、装置及设备
CN114867051B (zh) * 2022-05-07 2023-11-03 南京码锐为电子科技有限公司 一种无线通信抗干扰的控制系统
CN116722940B (zh) * 2023-08-07 2023-12-01 天津七一二通信广播股份有限公司 数据链通信系统的时频域链路质量估计及闭环速率自适应方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101969370A (zh) * 2010-10-11 2011-02-09 新邮通信设备有限公司 一种小区间的干扰协调方法
CN102148780A (zh) * 2011-03-24 2011-08-10 电子科技大学 一种基于ci-ofdm系统的干扰处理方法
CN102668442A (zh) * 2009-12-23 2012-09-12 日本电气株式会社 资源分配
CN102958170A (zh) * 2011-08-30 2013-03-06 华为技术有限公司 一种上行干扰协调方法和基站
CN104301006A (zh) * 2014-09-26 2015-01-21 西安空间无线电技术研究所 一种多路慢跳频信号抗干扰处理系统

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090257356A1 (en) * 2008-04-11 2009-10-15 Nokia Siemens Networks Oy Enhanced channel quality indication reports
KR101712566B1 (ko) * 2011-03-03 2017-03-06 텔레콤 이탈리아 소시에떼 퍼 아찌오니 릴레이 노드를 지니는 ｏｆｄｍａ 무선 네트워크를 위한 링크 스케줄링 알고리즘
US8725079B2 (en) * 2011-06-07 2014-05-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) System and method for determining the severity of interference in different areas of a cellular radio network and coordinating radio resource management features in response
CN102752015B (zh) * 2012-07-09 2014-04-09 中国人民解放军国防科学技术大学 一种ds/fh混合扩频通信系统窄带干扰检测处理方法
CN103874217B (zh) * 2014-03-17 2017-06-13 大唐移动通信设备有限公司 在tdd‑lte系统中上行抗干扰的方法及设备

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102668442A (zh) * 2009-12-23 2012-09-12 日本电气株式会社 资源分配
CN101969370A (zh) * 2010-10-11 2011-02-09 新邮通信设备有限公司 一种小区间的干扰协调方法
CN102148780A (zh) * 2011-03-24 2011-08-10 电子科技大学 一种基于ci-ofdm系统的干扰处理方法
CN102958170A (zh) * 2011-08-30 2013-03-06 华为技术有限公司 一种上行干扰协调方法和基站
CN104301006A (zh) * 2014-09-26 2015-01-21 西安空间无线电技术研究所 一种多路慢跳频信号抗干扰处理系统

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