KR20100053800A - 서브캐리어 별 채널상태 측정 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

서브캐리어 별로 채널 상태를 측정하여 피드백하는 방법이 공개된다. 복수의 서브캐리어를 사용하는 광대역 무선 이동 통신 시스템에서 서브캐리어 별로 채널상태를 추정하기 위해, 각 서브캐리어 별로 캐리어 전력을 계산하고, 각 서브캐리어 별로 신호 전력을 계산하고, 및 이렇게 계산된 값을 이용하여 서브캐리어 별로 채널상태를 계산할 수 있다. 이 때, 수신 신호의 전력은 위의 수신 신호의 캐리어 전력과 노이즈 전력의 합이다. 계산된 서브캐리어 별 채널상태를 이용하여 서브밴드 별 채널 품질 정보를 생성하여 피드백할 수 있다.
서브캐리어, 채널 품질 정보, 광대역 무선 이동 통신 시스템

Description

서브캐리어 별 채널상태 측정 장치 및 방법{A METHOD FOR MEASURING CHANNEL STATUS PER SUBCARRIER}
본 발명은 광대역 무선 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 복수의 서브캐리어를 사용하는 이동통신 시스템에서, 서브캐리어 별 신호 대 잡음/간섭비 및 잡음 전력 측정 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 이동 통신 시스템에서 채널 품질을 측정하기 위해 파일럿 신호를 전송할 수 있다. 송신단에서 수신단으로 미리 약속된 파일럿 신호를 전송하면, 수신단은 수신된 파일럿 신호의 SNR(signal to noise ratio), SIR(signal to interference ratio), 및/또는 SINR(signal-to-interference-noise ratio)등을 측정함으로써, 파일럿 신호가 전송된 채널의 상태를 측정한다. 수신단은, 측정된 값을 토대로 채널 품질 정보(CQI; channel quality information)를 생성하여, 이 정보를 송신단에게 피드백 할 수 있다. 송신단은 피드백된 정보를 바탕으로 송신 신호의 송신 전력, 코딩율, 및/또는 변조율 등을 조절할 수 있다.
그런데 광대역의 주파수를 사용하는 이동 통신 시스템에서 송신된 신호는, 주파수 대역 별로 서로 다른 페이딩에 빠질 수 있고, 따라서 주파수 대역 별로 서 로 다른 SNR, SIR, 및/또는 SINR을 가질 수 있다. OFDM/OFDMA 시스템에서는 여러 개의 서브캐리어에 데이터를 실어 송신하기 때문에, 주파수 선택적 페이딩을 겪는 경우에는, 서브캐리어 별로 SNR, SIR, 및/또는 SINR가 달라질 수 있다.
그런데, 종래 기술에서는, 전체 주파수 대역에 걸쳐 1개의 SNR, SIR, 및/또는 SINR을 계산하기 때문에 서브캐리어에 따라 달라지는 채널의 특성을 반영할 수 없다.
효율적인 신호 전송을 위해, 채널 상태를 서브캐리어 별로 계산하고, 서브밴드 별로 채널 품질 정보를 결정할 수 있어야 한다.
상술한 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 복수의 서브캐리어를 사용하는 광대역 무선 이동 통신 시스템에서 채널상태를 추정하는 방법은, (a) 수신 신호를 구성하는 모든 서브캐리어 중 파일럿 신호가 할당되는 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 캐리어 전력을 계산하는 단계; (b) 위의 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 신호 전력을 계산하는 단계; 및 (c) 위의 계산된 캐리어 전력 및 위의 계산된 수신 신호의 전력을 이용하여, 위의 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 채널상태를 계산하는 단계를 포함하며, 위의 수신 신호의 전력은 위의 수신 신호의 캐리어 전력과 노이즈 전력의 합이다.
본 발명에서 '캐리어 전력'이라 함은, 수신단에서 수신된 신호 중 노이즈 및 간섭 신호 성분이 제외된 원하는 신호의 전력을 의미한다. 또한, 본 발명에서 '수신 신호의 전력'이라 함은, 수신단에서 수신된 신호로서 노이즈 및 간섭 신호 성분이 포함된 신호의 전력을 의미한다.
바람직하게, 위의 노이즈 전력은, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 전력, 간섭 신호 전력, 및 위의 AWGN 전력과 간섭 신호 전력의 합 중 어느 하나일 수 있다.
바람직하게, 위의 채널상태는, SNR(signal to noise ratio), SIR(signal to interference ratio), 및 SINR(signal to interference/noise ratio) 중 어느 하나일 수 있다.
바람직하게, 위의 단계 (a) 및 위의 단계 (b)는 각각 IIR 필터(infinite impulse response filter) 연산 단계를 포함할 수 있다.
바람직하게, 위의 수신 신호는 두 개 이상의 서브밴드로 구분되며, 위의 각각의 서브밴드는 각각 하나 이상의 서브캐리어를 포함하며, 위의 채널 특성 추정 방법은, (d) 위의 두 개 이상의 서브밴드의 각 서브밴드를 대표하는 서브밴드 채널상태를 계산하는 단계를 더 포함할 수 있다.
바람직하게, 위의 채널 특성 추정 방법은, (e) 위의 계산된 서브밴드 채널상태를 기초로 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보(CQI)를 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
바람직하게, 위의 단계 (d)는 위의 각각의 서브밴드에 포함된 하나 이상의 서브캐리어의 채널상태를 평균하는 단계를 포함할 수 있다.
바람직하게, 위의 채널 특성 추정 방법은, (f) 위의 결정된 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보를 위의 수신 신호를 전송한 통신 장치에게 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 양상에 따른 복수의 서브캐리어를 사용하는 광대역 무선 이동 통신 장치는, 수신 안테나; 및 위의 수신 안테나에 전기적으로 연결된 프로세서를 포함하며, 위의 프로세서는, (a) 위의 수신 안테나로부터 수신되는 수신 신호를 구성하는 모든 서브캐리어 중 파일럿 신호가 할당되는 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 캐리어 전력을 계산하고, (b) 위의 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 신호 전력을 계산하며, (c) 위의 계산된 캐리어 전력 및 위의 계산된 수신 신호의 전력을 이용하여 위의 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 채널상태를 계산하도록 되어 있으며, 위의 수신 신호의 전력은 위의 수신 신호의 캐리어 전력과 노이즈 전력의 합이다
바람직하게, 위의 노이즈 전력은, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 전력, 간섭 신호 전력, 및 위의 AWGN 전력과 간섭 신호 전력의 합 중 어느 하나일 수 있다.
바람직하게, 위의 채널상태는, SNR(signal to noise ratio), SIR(signal to interference ratio), 및 SINR(signal to interference/noise ratio) 중 어느 하나일 수 있다.
바람직하게, 위의 (a) 및 위의 (b)에서 위의 계산은 각각 IIR 필터(infinite impulse response filter) 연산을 포함할 수 있다.
바람직하게, 위의 수신 신호는 두 개 이상의 서브밴드로 구분되며, 위의 각각의 서브밴드는 각각 하나 이상의 서브캐리어를 포함하며, 위의 프로세서는, (d) 위의 두 개 이상의 서브밴드의 각 서브밴드를 대표하는 서브밴드 채널상태를 더 계산하도록 되어 있을 수 있다.
바람직하게, 위의 프로세서는, (e) 위의 계산된 서브밴드 채널상태를 기초로 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보(CQI)를 더 결정하도록 되어 있을 수 있다.
바람직하게, 위의 프로세서는, (f) 위의 결정된 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보를 위의 수신 신호를 전송한 통신 장치에게 전송하도록 되어 있을 수 있다.
본 발명에 의하면, 채널 상태를 서브캐리어 별로 계산하고, 서브밴드 별로 채널 품질 정보를 결정하여 피드백 함으로써 효율적인 통신을 할 수 있다.
이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일하거나 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
이하, 본 발명의 실시예를 이해하는 데에 필요한 기술적 내용들을 서술한다.
본 발명은 다중 캐리어 시스템, 예를 들어 OFDM/OFDMA와 같은 시스템에서, 주파수 대역 별로 파일럿 신호를 전송하여 전송 채널 품질을 측정할 때에, 주파수 선택적 페이딩의 효과를 고려하여 채널 품질 정보를 각각의 서브 채널 별로 측정하 는 방법에 관한 것이다.
OFDM은 효율적으로 전체 시스템 대역폭을 다중 직교 서브밴드(subband)들로 분할하는 기술이다. 이 서브밴드들은 또한, 톤(tone)들, 캐리어(carrier)들, 서브-캐리어(sub-carrier)들, 빈(bin)들, 및 주파수 채널들로 지칭될 수 있다. 각각의 서브밴드(sub-band)는 데이터와 함께 변조될 수 있는 서브-캐리어와 연관된다. 변조 심볼은, 각 시구간에서, N개의 서브밴드에 걸쳐 각각 송신될 수 있다. OFDM은, 지연확산(delay spread)에 의한 심볼간 간섭(inter-symbol interference; ISI)을 제거하는데 적합하다. ISI 는 다중경로 채널에서 주파수 선택적 페이딩에 의해 발생된다. ISI를 없애기 위해, 알려진 바와 같이 송신에 앞서 각 OFDM 심볼의 부분이 반복된다.
동기 신호를 검출하기 위해서 수신기는 무선 채널의 정보(감쇄, 위상 편이 또는 시간지연 등)를 알아야 한다. 이때 채널 추정은 서브캐리어의 크기 및 기준 위상을 추정하는 것을 말한다. 무선채널환경은 시간과 주파수 영역 상에서 채널상태가 시간적으로 불규칙하게 변하게 되는 페이딩 특성을 갖는다. 이러한 채널에 대해 진폭과 위상을 추정하는 것을 채널추정이라고 한다. 즉, 채널추정은 무선구간 또는 무선채널의 주파수 응답을 추정하는 것이다.
채널추정 방법으로는, 2차원 채널 추정기를 사용하여 몇 개 기지국의 파일롯 심볼(pilot symbol)을 바탕으로 기준값을 추정하는 방법이 있다. 이때, 파일롯 심볼은, 서브캐리어 위상 동기화 및 기지국 정보 획득 등에 도움을 주기 위한 것으로서, 실제 데이터를 가지지 않지만, 높은 출력을 갖는 심볼을 말한다. 송신단 및 수신단은 이러한 파일롯 심볼을 이용하여 채널추정을 수행할 수 있다. 파일롯 심볼에 의한 채널 추정은 송수신단에서 공통적으로 알고 있는 파일롯 심볼을 통해서 채널을 추정하고, 그 추정치를 이용하여 데이터를 복원하는 것이다.
파일럿 신호가 차지하는 무선 자원 영역이 커질수록 전송 오버헤드가 커지므로, 파일럿은 전송 효율을 고려하여 전송 프레임 내의 일부 자원 영역에 할당된다. 전송 프레임은 작은 단위의 서브 프레임으로 구분될 수도 있다. 하나의 서브 프레임은, 시간축으로는 여러 개의 OFDM 심볼로 구성되며, 주파수 축으로는 여러 개의 서브캐리어로 구성된다. 하나의 서브캐리어와 하나의 OFDM 심볼에 의해 결정되는 자원 요소에는 하나의 변조 심볼이 할당될 수 있는데, 하나의 파일럿 신호는 하나의 변조 심볼에 매핑될 수 있다.
광대역 무선 이동 통신 시스템에서는, 송신 신호가 넓은 주파수 대역에 걸쳐 전송되므로, 주파수마다 채널 특성이 다를 수 있다. 따라서 페이딩이 주파수에 따라 서로 다르게 발생할 수 있다. 주파수 선택적 페이딩은, 신호가 두 개의 서로 다른 경로를 통해 수신기에 도달함으로써 부분적으로 상쇄 간섭을 일으킴으로써 발생한다. 상쇄 간섭은 특정 주파수에서 가장 크게 일어날 수 있는데, 이 주파수는 시간에 따라 변화할 수 있다. 주파수 선택적 페이딩에 의한 효과는, OFDM을 서브캐리어 인터리빙 및 FEC(forward error correction)과 함께 사용함으로써 상쇄시킬 수 있다. 또는 1/4 파장만큼 떨어져 있는 안테나를 갖는 두 개의 수신기, 또는 2개의 안테나를 갖는 다이버시티 수신기를 사용함으로써 상쇄시킬 수 있다. 이러한 수신기는 2개의 안테나에서 수신되는 신호를 계속 비교하고, 더 좋은 신호를 선택 한다.
OFDM/OFDMA를 이용한 디지털 통신 시스템에서 파일럿 심볼은 각각 서브캐리어에 의해 전송된다. 단말은 이러한 파일럿 심볼을 수신하고, 수신된 파일럿 심볼을 이용하여 서브캐리어 별로 신호 전력을 계산한다. 또한, 단말은 서브캐리어 별 잡음 및 간섭 전력을 계산할 수 있다. 이렇게 계산된 값들로부터 서브캐리어 별 캐리어 신호 대 잡음비(SNR; Signal-to-noise ratio) 및/또는 서브캐리어 별 신호 대 간섭비(SIR or S/I; signal-to-noise ratio)를 구한다. 신호 대 간섭비는 캐리어 대 간섭비(carrier-to-interference ratio; C/I or CIR)라고 지칭될 수도 있다. SIR은 수신된 변조 캐리어 전력 S의 평균값과 수신된 공통채널 간섭(co-channel interference) 전력 I이 평균값과의 비율이다. 여기서, 공통채널 간섭은 다른 전송장치로부터 전송된 크로스톡(cross-talk)을 의미한다. CIR은, 신호 대 잡음비(SNR or S/N), 즉, 캐리어 대 잡음비(CNR or C/N)와 유사하다. 차이점은 I에 영향을 주는 간섭 라디오 전송기는 라디오 자원 관리(radio resource management)에 의해 제어될 수 있지만, N은 다른 소스로부터 생성되는 노이즈 전력, 통산 AWGN(additive white Gaussian noise)라는 점이다. 만일, N과 I가 동시에 발생한다면, 캐리어 대 노이즈/간섭 비(carrier-to-noise-and-interference ratio)를 사용할 수 있다.
상술한 바와 같이 광대역 무선 이동 통신 시스템에서는 주파수 별로 서로 다른 채널 특성을 가질 수 있으므로, 파일럿 신호를 전 주파수 대역에 걸쳐 분산하여 매핑하고, 각 서브주파수 대역마다 채널 특성을 독립적으로 측정하는 것이 바람직 하다. 서브밴드 별로 채널 특성을 따로 산출하면 신호 송수신 방법을 최적으로 제어할 수 있다. 이하, 본 발명에 따른, 서브캐리어 별로 채널 특성을 측정하는 방법과, 측정된 서브캐리어 별 채널 특성을 기초로 서브밴드 별로 채널 특성을 산출하는 방법을 설명한다.
본 발명에 의한 장치는, 단말이 수신한 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 신호를 획득하는 주파수 획득부, 획득한 파일럿 신호로부터 신호 전력을 구하는 신호 전력 계산부, 및 이렇게 계산된 신호 전력과 총 수신 전력을 연산하여 잡음 및 간섭 신호를 구하는 연산부로 이뤄진다. 본 발명에 의하면, 종래의 기술보다 신호 대 잡음/간섭비를 더 정확하게 도출해 낼 수 있다.
본 발명에 의하면, OFDM/OFDMA를 이용한 디지털 통신 시스템에서 매 서브 프레임당 첫 번째 OFDM 심볼에 위치한 모든 파일럿 심볼을 이용하여 신호 전력 및 잡음/간섭 전력을 구하게 되므로, 각 서브캐리어의 채널 환경이 반영된다.
본 발명에 의하면, 단말은 서브밴드(Sub-band) 별 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information)를 더욱 정확하게 측정하여 기지국에 전송할 수 있다. 기지국은, 전송된 서브밴드 별 채널 품질 정보를 적절하게 적용함으로써, 채널 환경이 좋은 서브캐리어 영역을 해당 단말의 데이터 전송에 할당하므로 더 높은 데이터 전송 효율을 기대할 수 있다.
도 1은 시간-주파수 영역 상에서 송신 파일럿 신호(pilot signal)가 배치되어 있는 구조의 예를 나타낸 것이다.
파일럿 신호는 기준 신호(reference signal)라고 지칭할 수도 있다. 도 1을 참조하면, 단말에 할당되는 총 서브캐리어의 개수는 1024개이다. 1개의 TTI는 14개의 OFDM 심볼로 구성될 수 있다. 도시한 바와 같이, 1번째, 5번째, 8번째, 및 12번째 OFDM 심볼에 파일럿 신호가 매핑 될 수 있다.
도 2는, 도 1과 같이 주어지는 파일럿 신호의 배치 구조를 더 자세히 도시한 것이다.
도 2의 각각의 작은 네모 박스(rectangular box)는 하나의 변조 심볼을 나타낸다. 가로축은 OFDM 심볼을 나타내며, 세로축은 서브캐리어를 나타낸다. 각 서브캐리어의 위치는 인덱스 i로 나타낼 수 있다. 도 2에서는 6개의 OFDM 심볼을 나타내었지만, 이는 예시를 위한 것일 뿐이며, 도시되는 OFDM 심볼의 개수는 특정 무선 이동 통신 시스템의 구현 예에 따라 변경될 수 있다. 도면에서 굵은 실선으로 둘러 쌓인 부분은 하나의 자원 블록(Resource Block)을 나타낸다. 여기서는 12개의 서브캐리어 및 6개의 OFDM 심볼에 의해 형성되는 것으로 구현에 따라 변경될 수 있다.
세로축의 전체 서브캐리어는 2개 이상의 서브밴드로 구분될 수 있다. 각각의 서브밴드는 2개 이상의 자원 블록으로 구성될 수 있다. 도 2를 참조하면, 이 예에서는 총 L개의 서브밴드로 구분되며, 각 서브밴드는 총 K개의 자원 블록으로 구성된다. 시간-주파수 영역 상에 파일럿 신호를 할당하는 방법은 여러 가지가 존재할 수 있다. 도 2를 참조하면, 이 예에서는 각 자원 블록의 서브캐리어 인덱스 2 및 9에 파일럿 신호가 할당된다.
도 2에서 어둡게 칠한 부분이 파일럿 신호가 할당되는 무선 자원을 나타낸다. 비록, 도 2에서는 첫번째 OFDM 심볼에만 파일럿 신호를 표시하였지만, 다른 OFDM 심볼에도 파일럿 신호가 할당될 수 있다.
단말에 할당된 모든 서브캐리어 영역의 신호를 합하고 잡음 및 간섭 역시 모두 합하여 해당 서브프레임에서 하나의 신호 대 잡음비만을 구할 수 있다. 이를 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008078447518-PAT00001
여기서, N은 1개의 TTI 내에 존재하는 모든 서브캐리어 중 파일롯 신호가 할당되는 서브캐리어의 개수이다. G는 수신된 신호를 베이스 밴드 신호로 변환할 때의 이득(gain)을 가리킨다. p(n)은 파일럿 신호와 잡음이 섞여있는 신호를 나타낸다.
Figure 112008078447518-PAT00002
는 추정된 채널을 의미한다.
Figure 112008078447518-PAT00003
은 파일롯 신호가 할당되는 특정 서브캐리어를 통해 수신되는 노이즈 파워를 나타낸다.
Figure 112008078447518-PAT00004
는 파일롯 신호가 할당되는 특정 서브캐리어를 통해 수신되는 시그널 파워를 나타낸다.
수학식 1을 도 1에 적용하면, 수학식 1의 N값은 (자원 블록 당 파일럿 신호가 할당되는 서브캐리어의 개수)*(각 서브밴드에 포함되는 자원 블록의 개수)*(단말에 할당되는 전체 주파수 영역을 구성하는 서브밴드의 개수)으로 주어질 수 있다. 따라서, 이 예에서 N=2*K*L이다.
수학식 1에 나타낸 바와 같이, 종래 기술에서는 1개의 TTI 내에 존재하는 모든 서브캐리어 중 파일롯 신호가 할당되는 모든 서브캐리어를 이용하여 하나의 신호 대 잡음 비를 계산함을 알 수 있다. 따라서, 종래 기술에 따르면, 여러 개의 서브밴드 CQI(sub-band CQI)를 사용할 때에, 각각의 서브밴드 별로 계산되는 복수의 서브밴드 CQI는 서로 동일한 값을 가지게 된다. 따라서, 서브밴드에 따라 달라지는 채널의 특성이 반영되지 못한다.
즉, 종래 기술에서는 단말에 할당된 모든 서브캐리어 영역의 모든 신호 전력을 합산하고 모든 잡음 및 간섭 전력을 합산하여 하나의 신호 대 잡음/간섭비를 구한다.
상술한 바와 같이, 주파수 선택적 페이딩 환경에서는 캐리어 별로 신호 대 잡음/간섭비가 달라질 수 있다. 따라서, 서브캐리어에 따라 달라지는 채널의 특성을 반영하여, 서브캐리어 별 신호 대 잡음/간섭비를 산출할 필요가 있다.
도 3은, 본 발명의 일 실시예에 따라, 서브캐리어 별로, 노이즈가 포함되지 않은 서브캐리어의 전력을 계산하는 방법이다.
도 3에 따른 방법에 의하면, 주파수 영역의 신호에서 파일럿 심볼이 위치한 서브캐리어에서 파일럿 심볼을 추출하고 이를 이용하여 채널을 추정한 후, 추정된 채널을 이용하여 수신 신호를 보상함으로써, 수신 신호의 서브캐리어 전력을 구한다. 수신 신호의 서브캐리어 전력을 이용하여 서브캐리어 별 잡음 및 간섭 신호를 구한다.
우선 송신단에서 인덱스 i를 갖는 서브캐리어에 파일럿 신호 x(i)를 매핑하여 전송한다. 이 신호가 채널 h(i)를 통해 전송될 때에 노이즈 n(i)가 더해진다. 이 때, n(i)는 평균값의 기대치가 0인 AWGN(Additive White Gaussian Noise)으로 가정한다. 따라서, 수신단에서 수신되는 신호 y(i)는 다음의 수학식 2를 만족한다.
Figure 112008078447518-PAT00005
이때, x(i), h(i), n(i), y(i)는, 단말은 시간 영역에서 수신한 신호를 FFT 연산을 통해 주파수 영역 신호로 변환한 신호이다. 채널 h(i)를 추정하여 그 켤레수인 h*(i)를 수신된 신호 y(i)에 곱한다. 이때 그 곱한 결과는 수학식 3과 같이 주어진다.
Figure 112008078447518-PAT00006
그 다음, y(i)h*(i)에 신호 x(i)의 켤레수인 x*(i)를 곱하면 그 결과는 수학식 4와 같이 주어진다. 이때, x(i)는 미리 정해진 신호이므로 그 켤레수인 x*(i)는 미리 알 수 있다
Figure 112008078447518-PAT00007
이때, x(i)에 그 켤레값인 x*(i)을 곱한 결과가 1이 되도록 x(i)를 미리 설정할 수 있다. 즉,
Figure 112008078447518-PAT00008
이 되도록 설정될 수 있다. 따라서, 수학식 4의 우변은 수학식 5와 같이 주어진다.
Figure 112008078447518-PAT00009
그 다음, y(i)h*(i)x*(i)를 IIF 필터에 통과시키면, n(i)의 평균값의 기대치가 0이므로 수학식 5의 우변에 있는 항 중 n(i)h*(i)x*(i)의 값은 0이 된다. 따라서, IIR 필터의 출력은
Figure 112008078447518-PAT00010
이 된다.
그런데, 수신된 신호인 y(i)=x(i)h(i)+n(i) 중 노이즈를 제외한 수신 신호는 x(i)h(i)인데, 이 수신 신호의 전력은 수학식 6과 같이 구할 수 있다.
Figure 112008078447518-PAT00011
따라서, 채널 h(i)와 그 기대값인
Figure 112008078447518-PAT00012
가 동일하다고 가정하면, 노이즈를 제외한 수신 신호의 파워
Figure 112008078447518-PAT00013
는 IIR 필터의 출력
Figure 112008078447518-PAT00014
에 의해 얻을 수 있다.
도 4는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 서브캐리어 별로, 노이즈를 포함한 총 수신 신호의 전력을 계산하는 방법을 나타낸다.
도 3과 마찬가지로 수신단에서 수신되는 신호는 y(i)로 주어진다. y(i)의 켤례수인 y*(i)를 y(i)에 곱하면, 노이즈를 포함하는 수신 신호의 총 전력을 계산할 수 있다(수학식 7).
Figure 112008078447518-PAT00015
IIR 필터에 수학식 7의 신호를 통과시키면 AWGN 노이즈인 n(i)가 포함된 항은 그 기대값이 0으로 되므로, 서브캐리어 별 총 수신 전력(노이즈 포함)은 수학식 8과 같이 주어진다.
Figure 112008078447518-PAT00016
이때, 각 서브캐리어 별 신호 대 잡음 비는
Figure 112008078447518-PAT00017
Figure 112008078447518-PAT00018
에 의해 구할 수 있다.
이때, 수학식 1 내지 수학식 8에서 정의된 n(i)가 다른 단말 또는 기지국에 의한 랜덤 간섭 신호를 포함한다고 가정하면, 각 서브캐리어 별 신호 대 간섭/잡음 비 SINR(i)을 구할 수 있음이 자명하다.
본 발명의 일 실시예에서는, 상술한 방법에 따라 획득한 서브캐리어 별 신호 대 잡음 비를 이용하여, 각각의 서브밴드 별로 SNR 또는 SINR을 독립적으로 구할 수 있다. 그 다음, 이렇게 독립적으로 획득된 SNR/SINR을 바탕으로 서브밴드 별 CQI를 결정할 수 있다.
결정하여 전송할 수 있다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 이동 통신 수신단의 구조를 나타낸다.
도 5에 의한 수신단은 상술한 수학식에 대한 연산을 수행하는 모듈들을 포함할 수 있다. 캐리어 전력 추정부(401)에서는, 수신단에서 수신된 신호 중 노이즈를 제외한 서브캐리어의 전력을 추정한다. 이때, 상술한 수학식 3 내지 수학식 6의 연산 및 IIR 필터 동작(operation)을 수행할 수 있다. 수신신호 전력 추정부(402)는, 수신단에서 수신된 신호의 전력을 서브캐리어 별로 추정한다. 이때, 수신된 노이즈의 전력이 포함된다. 이때, 상술한 수학식 7 및 IIR 필터 동작을 수행할 수 있다. 서브캐리어 별 채널 추정부(403)는, 캐리어 전력 추정부(401) 및 수신신호 전력 추정부(402)의 출력을 기초로 서브캐리어 별로 채널을 추정한다. 이 추정값은 SNR, SIR, 또는 SINR일 수 있다. CQI 생성부(404)에서는, 예컨데, 서브캐리어 별로 산출된 채널 추정값을 기초로 서브밴드마다 CQI를 생성한다.
상술한 모듈 401 내지 404는 하나의 프로세서 또는 여러 개의 프로세서에 나뉘어 구현될 수 있다. 또한, 비록 도시하지는 않았지만, CQI 생성부(404)에서 생성된 서브밴드 별 CQI는 송신단에게 피드백 될 수 있다.
도 6은, 수학식 2 내지 8을 기초로 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 것이다.
상술한 수학식들에 의해 계산되는 SNR의 값의 정확도를 평가하기 위해, 시뮬레이터에 타겟 노이즈, 타겟 SNR을 설정하고, 상술한 수학식들에 의해 추정된 SNR 및 노이즈 값을 설정된 값들과 비교한 결과, 양호한 추정값을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
본 발명에 의해 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다. 첫째, 주파수 선택적 페이딩 환경을 겪은 신호의 잡음 및 간섭 전력을 서브캐리어 별로 구할 수 있다. 둘째, 서브캐리어 별로 구한 신호 대 잡음/간섭비를 기반으로 하여 서브밴드 CQI를 정확하게 결정하여 전송할 수 있다. 셋째, 서브캐리어 별 신호 대 잡음/간섭비의 평균을 구하여 AGC 셋-포인트(set-point)[dB]를 구한 후, 이 값을 기지국에 피드백 함으로써 송신 전력을 적절하게 조정하여 시스템 전체의 효율을 높일 수 있다. 또한, DFT 기반의 채널 추정기를 구현 할 때에는, 시간 영역에서 잡음 레벨 이하의 신호를 제거하고, 잡음 레벨 이하의 신호가 제거된 신호를 다시 FFT 연산함으로써 채널 추정 값으로 사용하는데, 이 때 기준이 되는 잡음 레벨로서 서브캐리어 별 잡음 및 간섭 전력을 사용할 수 있다.
본 발명은 WIMAX, 3GPP를 포함한 멀티 캐리어 광대역 이동 통신 시스템에 사용될 수 있다는 것을 이해할 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결 합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 멀티 캐리어를 사용하는 광대역 무선 이동 통신 시스템의 송신기 또는 수신기에 사용될 수 있다.
도 1은 시간-주파수 영역 상에서 송신 파일럿 신호(pilot signal)가 배치되어 있는 구조를 나타낸 것이다.
도 2는, 도 1과 같이 주어지는 파일럿 신호의 배치 구조를 더 자세히 도시한 것이다.
도 3은, 본 발명의 일 실시예에 따라, 서브캐리어 별로, 노이즈가 포함되지 않은 서브캐리어의 전력을 계산하는 방법이다.
도 4는, 본 발명의 일 실시예에 따라, 서브캐리어 별로, 노이즈를 포함한 총 수신 신호의 전력을 계산하는 방법을 나타낸다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 이동 통신 수신단의 구조를 나타낸다.
도 6은, 수학식 2 내지 수학식 8을 기초로 시뮬레이션 한 결과를 나타낸 것이다.

Claims (15)

  1. 복수의 서브캐리어를 사용하는 광대역 무선 이동 통신 시스템에서 채널상태를 추정하는 방법으로서,
    (a) 수신 신호를 구성하는 모든 서브캐리어 중 파일럿 신호가 할당되는 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 캐리어 전력을 계산하는 단계;
    (b) 상기 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 신호 전력을 계산하는 단계; 및
    (c) 상기 계산된 캐리어 전력 및 상기 계산된 수신 신호의 전력을 이용하여, 상기 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 채널상태를 계산하는 단계
    를 포함하며,
    상기 수신 신호의 전력은 상기 수신 신호의 캐리어 전력과 노이즈 전력의 합인,
    채널 특성 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 노이즈 전력은, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 전력, 간섭 신호 전력, 및 상기 AWGN 전력과 간섭 신호 전력의 합 중 어느 하나인, 채널 특성 추정 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 채널상태는, SNR(signal to noise ratio), SIR(signal to interference ratio), 및 SINR(signal to interference/noise ratio) 중 어느 하나인, 채널 특성 추정 방법.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 단계 (a) 및 상기 단계 (b)는 각각 IIR 필터(infinite impulse response filter) 연산 단계를 포함하는, 채널 특성 추정 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 수신 신호는 두 개 이상의 서브밴드로 구분되며, 상기 각각의 서브밴드는 각각 하나 이상의 서브캐리어를 포함하며,
    상기 채널 특성 추정 방법은, (d) 상기 두 개 이상의 서브밴드의 각 서브밴드를 대표하는 서브밴드 채널상태를 계산하는 단계를 더 포함하는,
    채널 특성 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 채널 특성 추정 방법은, (e) 상기 계산된 서브밴드 채널상태를 기초로 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보(CQI)를 결정하는 단계를 더 포함하는, 채널 특성 추정 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 단계 (d)는 상기 각각의 서브밴드에 포함된 하나 이상의 서브캐리어의 채널상태를 평균하는 단계를 포함하는, 채널 특성 추정 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 채널 특성 추정 방법은, (f) 상기 결정된 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보를 상기 수신 신호를 전송한 통신 장치에게 전송하는 단계를 더 포함하는, 채널 특성 추정 방법.
  9. 복수의 서브캐리어를 사용하는 광대역 무선 이동 통신 장치로서,
    수신 안테나; 및
    상기 수신 안테나에 전기적으로 연결된 프로세서
    를 포함하며,
    상기 프로세서는, (a) 상기 수신 안테나로부터 수신되는 수신 신호를 구성하는 모든 서브캐리어 중 파일럿 신호가 할당되는 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 캐리어 전력을 계산하고, (b) 상기 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 신호 전력을 계산하며, (c) 상기 계산된 캐리어 전력 및 상기 계산된 수신 신호의 전력을 이용하여 상기 일군의 서브캐리어의 각 서브캐리어의 채널상태를 계산하도록 되어 있으며,
    상기 수신 신호의 전력은 상기 수신 신호의 캐리어 전력과 노이즈 전력의 합인,
    광대역 무선 이동 통신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 노이즈 전력은, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 전력, 간섭 신호 전력, 및 상기 AWGN 전력과 간섭 신호 전력의 합 중 어느 하나인, 광대역 무선 이동 통신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 채널상태는, SNR(signal to noise ratio), SIR(signal to interference ratio), 및 SINR(signal to interference/noise ratio) 중 어느 하나인, 광대역 무선 이동 통신 장치.
  12. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 (a) 및 상기 (b)에서 상기 계산은 각각 IIR 필터(infinite impulse response filter) 연산을 포함하는, 광대역 무선 이동 통신 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 수신 신호는 두 개 이상의 서브밴드로 구분되며, 상기 각각의 서브밴드 는 각각 하나 이상의 서브캐리어를 포함하며,
    상기 프로세서는, (d) 상기 두 개 이상의 서브밴드의 각 서브밴드를 대표하는 서브밴드 채널상태를 더 계산하도록 되어 있는,
    광대역 무선 이동 통신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 프로세서는, (e) 상기 계산된 서브밴드 채널상태를 기초로 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보(CQI)를 더 결정하도록 되어 있는, 광대역 무선 이동 통신 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 프로세서는, (f) 상기 결정된 각 서브밴드에 대한 채널 품질 정보를 상기 수신 신호를 전송한 통신 장치에게 전송하도록 되어 있는, 광대역 무선 이동 통신 장치.
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KR101252980B1 (ko) * 2011-10-28 2013-04-15 세종대학교산학협력단 수신 신호 전력을 이용한 적응적 변조 방식의 데이터 전송 장치 및 그 방법
KR20190109858A (ko) * 2018-03-19 2019-09-27 한국전자통신연구원 무인기를 위한 광대역 전송 방법

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