CN105007241A - 一种高铁环境下多普勒频偏估计方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种高铁环境下多普勒频偏估计方法，包括步骤10，获取时域信道估计，步骤20，分离含LOS径信道估计值，步骤30，进行频偏估计。本发明还提供了一种高铁环境下多普勒频偏估计系统。本发明运算复杂度低、精度高，能够有效消除频偏突跳，释放了射频拉远单元的负荷，系统结构简单、成本低。

Description

一种高铁环境下多普勒频偏估计方法和系统

技术领域

本发明涉及高铁通信服务领域，更具体地，涉及一种高铁环境下多普勒频偏估计方法和系统。

背景技术

高速列车作为现代重要交通工具，与人们的生活息息相关。当前我国高速铁路正在大规模建设并投入运营，列车时速可达350km/h，未来运行速度可达500km/h甚至更高，这使人们的生活更加便捷高效。在乘坐高速列车的几个小时中，乘客需要处在实时“信息在线”状态，高速列车不能成为“信息孤岛”，所以乘客必须能够通过手机、笔记本等无线终端实时与外界保持联系，这就要求在高速移动条件下，高速铁路为乘客提供可靠有效的数据业务。然而，由于高速列车的高速移动，列车上的用户无法享受到低速环境下平稳流畅的通信服务，车体穿透损耗大、多普勒频移和小区间频繁切换为高铁信息化进程中面临的三大严峻考验。高速带来的多普勒频移会破坏OFDM子载波的正交性，导致基站和移动终端的相干解调性能降低，直接影响网络性能，用户感知变差；频繁的小区重选和切换会导致成功率下降，甚至因切换不及时而导致掉话，频繁的小区重选也将影响PS业务速率等指标；无线信号穿透车体穿透损耗大，影响车内无线覆盖。

目前，高速铁路的速度在300km/h以上，以高速铁路的速度为400km/h进行分析，多普勒频移的公式可以表示为Δf＝(f×v)/c，其中f为载波频率，v是终端与信号发射端之间的相对速度。当v＝400km/h，f＝2.5G时，最大多普勒频移f_m≈740Hz，相对于OFDM子载波带宽15kHz，频偏约为5％。具体说来，当移动终端离基站越来越近时，频偏减小，而频偏的变化更剧烈，相反，当移动终端离基站越来越远时，频偏增加，而频偏的变化更缓慢。OFDM系统同步包括时间同步和频率同步，时间同步包括精确地找到每个OFDM符号开始的时间。频率同步则是为了找到并且纠正由于在移动信道环境下的多普勒频移造成的接收端和发送端振荡器的不同步。同步产生的错误会大幅影响OFDM子载波之间的正交性，产生载波间干扰ICI，影像系统的性能。为了保持OFDM系统的同步，必须对频偏进行补偿。目前的频偏补偿算法主要基于OFDM系统的导频信息和CP统计特性。现有的基于OFDM系统的导频信息和CP统计特性的频偏估计算法都是利用接收信号的相位变化信息，或用已知的导频和判决数据，或利用数据的重复性来提取频偏值，然而，利用CP的频偏估计算法性能最差，利用已知导频的算法性能虽然好一些，但其复杂度高。

发明内容

本发明提出了一种铁环境下多普勒频偏估计方法和系统，其运算复杂度低、精度高，能够有效消除频偏突跳，释放了射频拉远单元的负荷，系统结构简单、成本低。

本发明所提供的高铁环境下多普勒频偏估计方法，包括如下步骤：

步骤10，获取时域信道估计，其中步骤10具体包括：

步骤101，提取频域接收信号中的OFDM导频信号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应：

$\hat{H}(m_p,k_p)=\frac{Y(m_p,k_p)}{X(m_p,k_p)}$ 公式(1)

在公式(1)中，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，Y(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域接收信号，X(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域发送信号，P为大于1的整数；

步骤102，对导频位置频域信道响应进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应d为大于1的整数；

步骤103，对频域信道响应进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值：

${\hat{h}}_{m_p}=\[\hat{h}(m_p,0),K,\hat{h}(m_p,L-1)\]$ 公式(2)

在公式(2)中，是时域信道第一径系数的估计值，是时域信道第L-1径系数的估计值，L为发射天线和接收天线之间莱斯径的记忆长度，L为大于1的整数；

步骤20，分离含LOS径信道估计值，具体为从时域信道估计值中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{los}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0);$

步骤30，进行频偏估计，具体为利用不同位置信道有LOS分量的径进行频偏估计：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2{\mathrm{\πN}}_m{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈K_p}{\Σ}\arg \left\{{\hat{h}}_{los}(m_p+D){{\hat{h}}_{los}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$ 公式(3)

在公式(3)中，为频偏估计值，K_p为带有导频OFDM符号位置集合，D为两个进行相关处理带有导频的OFDM符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM组数，每组2个符号进行相关处理，D和m为大于1的整数。

优选的，在所述步骤30之后还包括如下步骤：

步骤40，检测多普勒频移突跳点，如果检测到频偏突跳OFDM符号则进入步骤50，反之，如果检测到非频偏突跳OFDM符号，则进入步骤60；

步骤50，计算频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值；

步骤60，计算非频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值。

优选的，所述步骤40具体包括如下步骤：

步骤401，计算当前OFDM符号上的频偏估计值的绝对值与前一OFDM符号利用锁相环跟踪后的频偏估计值的绝对值的差值，这里令第i个OFDM符号上的频偏差值为

${\mathrm{\Δ}}_i=\left|{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i\right|-\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-1}\right|$ 公式(4)

在公式(4)中，为第i-1个OFDM符号上利用锁相环跟踪后的频偏估计值，i为大于2的整数，可由公式(5)得到

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-1}=\mathrm{\α}\·{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-2}+(1-\mathrm{\α})\·{\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}}_{i-1}$ 公式(5)

其中，是第i-1个OFDM符号上利用前一OFDM符号锁相环跟踪后的频偏值补偿后还剩余的频偏，α为锁相环跟踪因子，α取值范围为0.9-1；

步骤402，将设定的突跳判决阈值与步骤401中得到的频偏差值Δ_i进行比较，若第一次出现频偏差值大于突跳判决阈值时，则判断该频偏差值对应的OFDM符号为频偏突跳符号，反之，则判断该频偏差值对应的OFDM符号为非频偏突跳符号。

优选的，设定多个突跳判决阈值的初始值，计算在所述多个突跳判决阈值的初始值时没有突跳出现时误判为突跳的概率与正确检测到突跳的概率，选取没有突跳出现时误判为突跳的概率最小的突跳判决阈值的初始值，以及选取正确检测到突跳的概率最大的突跳判决阈值的初始值，将选取出来的两个突跳判决阈值的初始值的中间值作为突跳判决阈值。

优选的，所述步骤50具体包括如下步骤：

步骤501，利用所述步骤40的方法进行频率突跳点检测后，若判断得到第j+1个OFDM符号上出现频偏突跳，则对其直接补偿m倍的前一OFDM符号经过锁相环跟踪后的频偏值，这里令第j+1个OFDM符号上得到的频偏估计值为第j个OFDM符号的经过锁相环跟踪后的频偏估计值为则倍数m的取值如下：

当余数 $\[\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{j+1}}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_i}\]>0.5|$ 时，

当余数 $\[\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{j+1}}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_i}\]\≤0.5,$

其中，表示向上取整，表示向下取整，余数表示取的余数；

步骤502，利用步骤501获得的m值通过公式(6)获得第j+1个OFDM符号上的频偏估计值

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{j+1}=m\·{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_j$ (公式6)。

优选的，所述步骤60具体为：利用上述公式(5)计算非频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值，

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-1}=\mathrm{\α}\·{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-2}+(1-\mathrm{\α})\·{\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}}_{i-1}$ 公式(5)

其中，是第i-1个OFDM符号上利用前一OFDM符号锁相环跟踪后的频偏值补偿后还剩余的频偏，α为锁相环跟踪因子，α取值范围为0.9-1；

本发明所述的实现上述高铁环境下多普勒频偏估计方法的高铁环境下多普勒频偏估计系统，其特征在于所述系统包括：依次通过光纤链路通信连接的车载基站、射频天线单元、中央控制基站、服务接入网关，其中，

中央控制基站，用于在上行链路中将从射频天线单元接收的光信号进行光电转换和解调处理后，通过光纤链路传输到服务接入网关；以及在下行链路中，通过光开关打开或关闭不同射频天线单元以切换对高速列车进行网络覆盖的射频天线单元小区，将从接入服务网关接收的数据进行基带处理调制成射频信号，并将射频信号通过光纤链路传输到对高速列车进行网络覆盖的射频天线单元；

接入服务网关，用于在上行链路中将从中央控制基站接收的数据传输到运营商，以及在下行链路中将从运营商接收的数据传输到中央控制基站；

多个射频天线单元，设置于高速铁路轨道旁，用于在上行链路中，将从车载基站接收的射频信号经过波分复用转换成光信号，然后通过光纤链路传输到中央控制基站；以及在下行链路中，将从中央控制基站接收的射频信号进行波分复用光电转换并放大，将经过波分复用光电转换并放大后的射频信号发射到高速列车的车载基站；

车载基站，用于作为中央控制基站与移动终端之间的中继，建立车厢内移动终端与轨道旁的射频天线单元之间的无线高速链路；用于通过连接车厢内部支持多种通信制式的接入点为移动终端提供接入；以及用于实现上述高铁环境下多普勒频偏估计方法。

与现有技术相比，本发明提出的高铁环境下多普勒频偏估计方法和系统，通过对接收信号做时域信道估计，分离出时域信道含莱斯(LOS)径的信道值，利用LOS分量径的特征进行频偏估计，从而具有更高的估计精度；通过设定一个门限可以自适应的判断出射频拉远单元切换时的突跳点，当判断产生了多普勒突跳后，有效的消除了突跳；能够把复杂的时变信道估计和抗多普勒效应算法移到车载基站上，释放了射频拉远单元的压力，解决了移动终端功率和性能受限的难题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法的流程图；

图2是本发明所述的频偏突跳消除方法的流程图；

图3是本发明所述的高铁环境下多普勒频偏估计系统的框图。

具体实施方式

实施例一

无线信道中存在多径传播和多普勒效应，LTE下行采用的OFDMA技术具有较强的对抗无线衰落信道的能力，但是对频率和相位偏移非常敏感。由高速移动引起的多普勒频移会破坏OFDM子载波之间的正交性，产生载波间干扰(ICI)。本实施例就LTE下行链路的频偏估计技术进行研究，针对高铁莱斯信道的特点，将频偏对接收信号带来的影响转移到频偏对信道的影响，通过提取信道信息的方法来进行频偏估计。所述方法首先进行时域信道估计，然后对时域信道响应的莱斯LOS径进行分离，最后利用提取的信道LOS径进行相关处理得到频偏估计值。

如图1所示，本发明提出的一种更高精度的高铁环境下多普勒频偏估计方法，包括如下步骤：

步骤10，获取时域信道估计。

步骤20，分离含LOS径信道估计值，具体为从时域信道估计值中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{los}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0).$

步骤30，进行频偏估计，具体为利用不同位置信道有LOS分量的径进行频偏估计：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2{\mathrm{\πN}}_m{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈K_p}{\Σ}\arg \left\{{\hat{h}}_{los}(m_p+D){{\hat{h}}_{los}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$ 公式(3)

在公式(3)中，为频偏估计值，K_p为带有导频OFDM符号位置集合，D为两个进行相关处理带有导频的OFDM符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM组数，每组2个符号进行相关处理，D和m为大于1的整数。

其中步骤10具体包括：

步骤101，提取频域接收信号中的OFDM导频信号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应：

$\hat{H}(m_p,k_p)=\frac{Y(m_p,k_p)}{X(m_p,k_p)}$ 公式(1)

在公式(1)中，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，Y(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域接收信号，X(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域发送信号，P为大于1的整数。

步骤102，对导频位置频域信道响应进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应d为大于1的整数，这里的内插算法可以采用线性内插、高斯内插和Cubic内插中的任何一种。

步骤103，对频域信道响应进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值：

${\hat{h}}_{m_p}=\[\hat{h}(m_p,0),K,\hat{h}(m_p,L-1)\]$ 公式(2)

在公式(2)中，是时域信道第一径系数的估计值，是时域信道第L-1径系数的估计值，L为发射天线和接收天线之间莱斯径的记忆长度，L为大于1的整数。

在LTE-TDD下行链路中，协议采用基于传统OFDM技术的OFDMA技术，同OFDM一样，OFDMA对频率偏差非常敏感，尤其是在高速环境中，速度越大，多普勒频移越大，且当移动终端在小区内部射频拉远单元之间进行切换时，会产生多普勒的突跳，即移动终端两定向天线上接收信号的频偏将发生突跳，分别由负最大多普勒频移跳变为零或由零跳变为正最大多普勒频移，这会严重影响系统性能。因此，本发明在上述通过步骤30获得的频偏估计值的基础上，还需要判断是否发生了多普勒突跳，并且分别采取了适用于频偏突跳OFDM符号的方法进行频偏估计值的计算，以消除频偏突跳。

如图2所述，在图1的步骤30之后进行的频偏突跳消除方法具体包括如下步骤：

步骤40，检测多普勒频移突跳点，如果检测到频偏突跳OFDM符号则进入步骤50，反之，如果检测到非频偏突跳OFDM符号，则进入步骤60。

步骤50，计算频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值。

步骤60，计算非频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值。

多普勒频移突跳的检测就是首先设定一个判决阈值，然后将该阈值与前后符号的频偏差值(即当前OFDM符号上估计得到的频偏值的绝对值与前一符号上利用锁相环跟踪后的频偏值的绝对值之差)进行比较，将频偏差值大于突跳判决阈值的符号判为频偏突跳符号，反之为频偏非突跳符号。其中，步骤40具体包括如下步骤：

步骤401，计算当前OFDM符号上的频偏估计值的绝对值与前一OFDM符号利用锁相环跟踪后的频偏估计值的绝对值的差值，这里令第i个OFDM符号上的频偏差值为

${\mathrm{\Δ}}_i=\left|{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_i\right|-\left|{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-1}\right|$ 公式(4)

在公式(4)中，为第i-1个OFDM符号上利用锁相环跟踪后的频偏估计值，i为大于2的整数，可由公式(5)得到

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-1}=\mathrm{\α}\·{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-2}+(1-\mathrm{\α})\·{\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}}_{i-1}$ 公式(5)

其中，是第i-1个OFDM符号上利用前一OFDM符号锁相环跟踪后的频偏值补偿后还剩余的频偏，α为锁相环跟踪因子，α取值范围为0.9-1。

步骤402，将设定的突跳判决阈值与步骤401中得到的频偏差值Δ_i进行比较，若第一次出现频偏差值大于突跳判决阈值时，则判断该频偏差值对应的OFDM符号为频偏突跳符号，反之，则判断该频偏差值对应的OFDM符号为非频偏突跳符号。

利用的突跳判决阈值可以按照下面的方法进行设定：设定多个突跳判决阈值的初始值，计算在所述多个突跳判决阈值的初始值时没有突跳出现时误判为突跳的概率与正确检测到突跳的概率，选取没有突跳出现时误判为突跳的概率最小的突跳判决阈值的初始值，以及选取正确检测到突跳的概率最大的突跳判决阈值的初始值，将选取出来的两个突跳判决阈值的初始值的中间值作为突跳判决阈值。

所述步骤50具体包括如下步骤：

步骤501，利用所述步骤40的方法进行频率突跳点检测后，若判断得到第j+1个OFDM符号上出现频偏突跳，则对其直接补偿m倍的前一OFDM符号经过锁相环跟踪后的频偏值，这里令第j+1个OFDM符号上得到的频偏估计值为第j个OFDM符号的经过锁相环跟踪后的频偏估计值为则倍数m的取值如下：

当余数 $\[\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{j+1}}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_i}\]>0.5$ 时，

当余数 $\[\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{j+1}}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_i}\]\≤0.5,$

其中，表示向上取整，表示向下取整，余数表示取的余数；

步骤502，利用步骤501获得的m值通过公式(6)获得第j+1个OFDM符号上的频偏估计值

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{j+1}=m\·{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_j$ (公式6)。

对频偏突跳OFDM符号处理完后，再对当前补偿后的信号进行频偏估计，得到当前补偿后信号的残余频偏值，然后再对其进行锁相环跟踪处理，将锁相环跟踪后的值作为当前OFDM符号的锁相环跟踪值。

在突跳符号后锁相环未跟踪上的一段时间内，还有一些符号(在此简称为突跳波动OFDM符号)由于受到频偏突跳符号的影响，也将具有较大的剩余频偏。若直接利用前一个符号即频偏突跳符号的锁相环跟踪后的值进行补偿，该符号上将仍剩有较大的频偏值，这是由于突跳符号的残余频偏的锁相环跟踪值很小造成的。故对于突跳波动区域传输的约20个OFDM符号，仍可以采用与突跳符号相同的处理方法。

非频偏突跳符号是指射频拉远单元切换前后锁相环完全跟踪上频率变化的OFDM符号(在此简称为绝对无频偏突跳OFDM符号)。由于在绝对无频偏突跳符号上的剩余频偏值很小，估计得到的频偏值主要受噪声的影响，而利用锁相环跟踪可以减小大量的噪声，故对该类型OFDM符号直接利用前一OFDM符号的锁相环跟踪后的频偏值进行补偿处理，可以使OFDM符号上的残余频偏控制在0值左右，消除剩余频偏的影响。因此，所述步骤60具体为：利用上述公式(5)计算非频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值，

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-1}=\mathrm{\α}\·{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}_{i-2}+(1-\mathrm{\α})\·{\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}}_{i-1}$ 公式(5)

其中，是第i-1个OFDM符号上利用前一OFDM符号锁相环跟踪后的频偏值补偿后还剩余的频偏，α为锁相环跟踪因子，α取值范围为0.9-1；

本发明提出的突跳消除算法可以自适应的判断突跳点，即在没有通知移动终端切换时，终端也可以正确的区分出真正由于射频拉远单元切换引起的频率突跳和由噪声引起的频率突跳，并对该突跳进行解决，最终将误差控制在允许的范围内，有效的解决了射频拉远单元切换时由于移动终端不能及时的跟踪上频率的变化而造成的通信质量下降甚至掉话等现象。

实施例二

目前，利用现有蜂窝公众移动通信系统(UMTS)是一种常用的高速铁路宽带无线接入网络架构，其通过一个基带处理单元控制多个远端射频拉远单元(RRU)的组网方式来增加小区半径，并且减少小区切换次数。通过射频拉远技术，可以将每个基带处理单元(BBU)小区的覆盖范围扩大到40-70km，减少蜂窝小区的切换次数。但是，此方案依然需要沿铁路线铺放大量昂贵的基站设备，成本较高。由于高速列车运行间距很远，这些设备的频谱资源和处理能力在没有列车位于其覆盖范围内时都处于闲置状态，造成极大的浪费。此外，利用RRU进行多普勒频偏估计，由于多普勒频偏估计算法通常较为复杂，这势必增加了RRU的负荷，且导致系统的性能降低。

由于高速列车的运行轨迹一般是固定的，其运行时间和方向也是可预知的，并且列车之间距离间隔大。考虑到高速铁路的这些特点，本发明提出了一种高铁环境下多普勒频偏估计系统，可以有效地对高速铁路进行宽带无线网络覆盖，利用车载基站能够提高多普勒频偏估计的效率。

如图3所示，本发明所述的高铁环境下多普勒频偏估计系统可以分为三个部分：核心网络31、车地网络32和车厢网络33，其中核心网络31由接入服务网关(ASG)311、中央控制基站(CCS)312、光纤链路(未示出)、运营商313组成，车地网络32由安装在铁轨旁边的多个射频天线单元(RAU)321组成，车厢网络33由车载基站331和位于车厢内部的多个移动终端332组成。车载基站331、射频天线单元321、中央控制基站312、服务接入网关311依次通过光纤链路通信连接。

中央控制基站312，用于在上行链路中将从射频天线单元321接收的光信号进行光电转换和解调处理后，通过光纤链路传输到服务接入网关311；以及在下行链路中，通过光开关打开或关闭不同射频天线单元321以切换对高速列车进行网络覆盖的射频天线单元小区，将从接入服务网关311接收的数据进行基带处理调制成射频信号，并将射频信号通过光纤链路传输到对高速列车进行网络覆盖的射频天线单元321。

接入服务网关311，用于在上行链路中将从中央控制基站312接收的数据传输到运营商313，以及在下行链路中将从运营商313接收的数据传输到中央控制基站312。

多个射频天线单元321，设置于高速铁路轨道旁，用于在上行链路中，将从车载基站331接收的射频信号经过波分复用转换成光信号，然后通过光纤链路传输到中央控制基站312；以及在下行链路中，将从中央控制基站312接收的射频信号进行波分复用光电转换并放大，将经过波分复用光电转换并放大后的射频信号发射到高速列车的车载基站331；

车载基站331，用于作为中央控制基站312与移动终端332之间的中继，建立车厢内移动终端332与轨道旁的射频天线单元321之间的无线高速链路；用于通过连接车厢内部支持多种通信制式(GSM/WCDMA/LTE/WTLAN等)的接入点为移动终端332提供接入；以及用于实施例中所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法。

由此可见，CCS312负责集中控制、基带处理、光电转换等功能；分布在铁路沿线的RAU321则完成简单的射频发射与接收、放大、光电转换等功能。这就使得整个网络建设成本大大降低，系统操作、控制和维护也更方便。同时，CCS312可以根据高速列车运行方向和位置信息，准确控制RAU321打开和关闭的时间，实现平滑切换，避免了传统蜂窝网络中的延迟和切换失败等情况。采用光开关作为RAU321切换方式，只是在物理层进行光路切换，避免了传统方法中MAC层以上的信令交换所需步骤和时间。用户移动终端332无需直接与轨道边的RAU321进行通信，而只需在准静态信道环境下与车载基站331通信，从而把复杂的时变信道估计算法和抗多普勒效应算法移到车载基站上，解决了用户终端功率和性能受限的难题，释放了传统的BBU的负荷，保证车地无线链路的可靠性和有效性。

应当理解的是，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不足以限制本发明的技术方案，对本领域普通技术人员来说，在本发明的精神和原则之内，可以根据上述说明加以增减、替换、变换或改进，而所有这些增减、替换、变换或改进后的技术方案，都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (7)

1.一种高铁环境下多普勒频偏估计方法，其特征在于所述方法包括如下步骤：

步骤10，获取时域信道估计，其中步骤10具体包括：

步骤101，提取频域接收信号中的OFDM导频信号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应：

       公式(1)

在公式(1)中，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，Y(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域接收信号，X(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域发送信号，P为大于1的整数；

步骤102，对导频位置频域信道响应进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应d为大于1的整数；

步骤103，对频域信道响应进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值：

       公式(2)

在公式(2)中，是时域信道第一径系数的估计值，是时域信道第L-1径系数的估计值，L为发射天线和接收天线之间莱斯径的记忆长度，L为大于1的整数；

步骤20，分离含LOS径信道估计值，具体为从时域信道估计值中提取带有LOS分量的径，即第一径：

步骤30，进行频偏估计，具体为利用不同位置信道有LOS分量的径进行频偏估计：

      公式(3)

在公式(3)中，为频偏估计值，K_p为带有导频OFDM符号位置集合，D为两个进行相关处理带有导频的OFDM符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM组数，每组2个符号进行相关处理，D和m为大于1的整数。

2.根据权利要求1所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法，其特征在于在所述步骤30 之后还包括如下步骤：

步骤40，检测多普勒频移突跳点，如果检测到频偏突跳OFDM符号则进入步骤50，反之，如果检测到非频偏突跳OFDM符号，则进入步骤60；

步骤50，计算频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值；

步骤60，计算非频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值。

3.根据权利要求2所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法，其特征在于所述步骤40具体包括如下步骤：

步骤401，计算当前OFDM符号上的频偏估计值的绝对值与前一OFDM符号利用锁相环跟踪后的频偏估计值的绝对值的差值，这里令第i个OFDM符号上的频偏差值为

       公式(4)

在公式(4)中，为第i-1个OFDM符号上利用锁相环跟踪后的频偏估计值，i为大于2的整数，可由公式(5)得到

     公式(5)

其中，是第i-1个OFDM符号上利用前一OFDM符号锁相环跟踪后的频偏值补偿后还剩余的频偏，α为锁相环跟踪因子，α取值范围为0.9-1；

步骤402，将设定的突跳判决阈值与步骤401中得到的频偏差值Δ_i进行比较，若第一次出现频偏差值大于突跳判决阈值时，则判断该频偏差值对应的OFDM符号为频偏突跳符号，反之，则判断该频偏差值对应的OFDM符号为非频偏突跳符号。

4.根据权利要求3所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法，其特征在于：设定多个突跳判决阈值的初始值，计算在所述多个突跳判决阈值的初始值时没有突跳出现时误判为突跳的概率与正确检测到突跳的概率，选取没有突跳出现时误判为突跳的概率最小的突跳判决阈值的初始值，以及选取正确检测到突跳的概率最大的突跳判决阈值的初始值，将选取出来的两个突跳判决阈值的初始值的中间值作为突跳判决阈值。

5.根据权利要求2所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法，其特征在于所述步骤50具体包括如下步骤：

步骤501，利用所述步骤40的方法进行频率突跳点检测后，若判断得到第j+1个OFDM符号上出现频偏突跳，则对其直接补偿m倍的前一OFDM符号经过锁相环跟踪后的频偏值，这里令第j+1个OFDM符号上得到的频偏估计值为第j个OFDM符号的经过锁相环跟踪后的频偏估计值为则倍数m的取值如下：

当余数时，

当余数

其中，表示向上取整，表示向下取整，余数表示取的余数；

步骤502，利用步骤501获得的m值通过公式(6)获得第j+1个OFDM符号上的频偏估计值

       (公式6)。

6.根据权利要求2所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法，其特征在于所述步骤60具体为：利用上述公式(5)计算非频偏突跳OFDM符号上的频偏估计值，

      公式(5)

其中，是第i-1个OFDM符号上利用前一OFDM符号锁相环跟踪后的频偏值补偿后还剩余的频偏，α为锁相环跟踪因子，α取值范围为0.9-1。

7.一种实现如权利要求1-6中任意一项所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法的高铁环境下多普勒频偏估计系统，其特征在于所述系统包括：依次通过光纤链路通信连接的车载基站、射频天线单元、中央控制基站、服务接入网关，其中，

中央控制基站，用于在上行链路中将从射频天线单元接收的光信号进行光电转换和解调处理后，通过光纤链路传输到服务接入网关；以及在下行链路中，通过光开关打开或关闭不同射频天线单元以切换对高速列车进行网络覆盖的射频天线单元小区，将从接入服务网关接收的数据进行基带处理调制成射频信号，并将射频信号通过光纤链路传输到对高速列车进行网络覆盖的射频天线单元；

接入服务网关，用于在上行链路中将从中央控制基站接收的数据传输到运营商，以及在下行链路中将从运营商接收的数据传输到中央控制基站；

多个射频天线单元，设置于高速铁路轨道旁，用于在上行链路中，将从车载基站接收的射频信号经过波分复用转换成光信号，然后通过光纤链路传输到中央控制基站；以及在下行链路中，将从中央控制基站接收的射频信号进行波分复用光电转换并放大，将经过波分复用光电转换并放大后的射频信号发射到高速列车的车载基站；

车载基站，用于作为中央控制基站与移动终端之间的中继，建立车厢内移动终端与轨道旁的射频天线单元之间的无线高速链路；用于通过连接车厢内部支持多种通信制式的接入点为移动终端提供接入；以及用于实现如权利要求1-6中任意一项所述的高铁环境下多普勒频偏估计方法。