KR100922739B1 - 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 릴레이 시스템에서의 채널 추정 장치와 동기화 장치 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 릴레이 시스템에서의 채널 추정 장치와 동기화 장치 및 그 방법이 개시된다. 트랜스패런트 릴레이 시스템 또는 상호협력 릴레이 시스템에서의 송신장치들로부터 단말이 수신한 신호를 기초로 파일럿 신호들을 추출하고, 추출된 파일럿 신호들과 기설정된 기준 파일럿 신호들을 기초로 추출된 파일럿 신호들을 전송한 송신장치와 단말 간의 전파지연을 추정하고, 추정된 전파지연을 기초로 해당 송신장치의 전파지연 가중치를 추정하여 해당 송신장치와 단말 간의 채널을 추정함으로써, 릴레이를 통하여 데이터를 전송받는 경우 전파지연으로 인한 채널 추정 성능 열화를 극복한다. 또한 송신 장치별로 기존 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하고, 단말이 신호를 수신시 그 신호를 전송한 송신 장치를 식별하고, 식별된 송신 장치에 대한 저장된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 그 신호에 대해 보상함으로써, 해당 송신 장치와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋의 영향을 제거한다.
다중 홉 릴레이(multi hop Relay), OFDM, 동기화, 채널 추정

Description

직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 릴레이 시스템에서의 채널 추정 장치와 동기화 장치 및 그 방법{Apparatus and method for channel estimation and synchronization for OFDM/OFDMA relay system}
본 발명은 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 릴레이 시스템에서의 채널 추정 장치와 동기화 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 즉 다중 홉 릴레이를 갖는 OFDM/OFDMA 방식 릴레이 시스템에서 릴레이를 통하여 데이터를 전송받는 경우 전파지연으로 인한 채널 추정이나 수신 신호를 해석시 발생하는 성능 열화를 극복할 수 있는 채널 추정 보상 장치 및 방법과, 단말의 이동성에 의하여 발생하는 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 보상할 수 있는 동기화 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명은 정보통신부의 IT신성장동력핵심기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다.[과제관리번호: 2006-S-001-01, 과제명: 4세대 이동통신용 적응 무선접속 및 전송 기술개발].
일반적으로 직교주파수분할다중방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM)의 송신단 측에서는 직렬로 입력되는 심볼열을 N개의 심볼로 구 성된 블록 단위의 병렬형태로 변환한다. 병렬화된 심볼열을 역고속푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT)하여 각 심볼을 상호 직교성을 갖는 반송파로 변조시킨 후, 이들을 각각 더하여 전송한다. 따라서 OFDM은 여러 개의 심볼이 전달되고, 그만큼 심볼 주기가 증가하는 효과가 있어 다중경로 채널에 강건한 장점이 있다. 또한 인접 심볼간의 간섭(InterSymbol Interference; ISI)을 제거하기 위하여 채널의 임펄스 응답(impulse response)보다 긴 보호구간을 삽입하며 부반송파간에 직교성을 유지하기 위하여 보호구간으로 CP(Cyclic Prefix)를 삽입하여 전송한다.
그리고 채널을 통과하여 수신되는 신호는 위상 지터(phase jitter), 도플러 천이(Doppler shift) 등에 의한 반송파 주파수 오프셋이 발생하고 송신단과 수신단 사이의 거리에 따라 심볼 타이밍 오프셋이 발생한다. 반송파 주파수 오프셋은 부반송파간에 간섭을 발생시켜 신호의 전력 및 위상을 변화시키고, 심볼 타이밍 오프셋은 직교주파수분할다중방식 신호의 CP구간을 벗어날 때 인접 심볼간의 간섭과 인접 채널간의 간섭을 발생시킨다. 이와 같이 송수신기 사이의 타이밍이 크게 어긋나거나 반송파 주파수가 다르게 되면 간섭을 일으키게 되고, 최종적으로 채널간의 직교성을 유지할 수 없게 만들어 채널 추정과 이에 따른 수신 신호 해석시의 오류율을 증가시키게 된다. 또한, 심볼 타이밍 오프셋은 주파수 영역에서 선형 위상 왜곡을 발생시키며, 파일럿을 이용한 종래의 채널 추정 방식을 사용할 경우에 채널 추정 성능이 열화된다.
이러한 이유로, 수신단에서는 고속푸리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT)을 수행하기 이전에 송수신기 사이의 반송파 주파수와 타이밍 동기가 반드시 선행되어야 한다. OFDM 또는 직교주파수분할다중접속방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access:OFDMA)를 사용하는 이동통신시스템은 일반적으로 송신단 측에서 하향링크 프레임 앞부분에 초기 동기화를 위한 프리앰블 심볼을 전송한다. 그리고 종래의 이동통신시스템에서 수신단에서의 동기화 장치는 기지국(Base station; BS)에서 전송하는 프리앰블 심볼을 이용하여 기지국과의 반송파 주파수 및 심볼 타이밍 동기를 획득한다.
미래의 이동통신시스템은 현재의 이동통신시스템에서 사용하는 2GHz이하 대역보다 높은 고주파 대역을 사용할 것으로 예상되어 셀 반경의 감소 및 그에 따른 음영 지역의 증가가 발생할 것으로 보인다. 또한 제한된 송신 전력 하에서 전송속도를 향상시키는 것은 신호대잡음비(Eb/No)의 감소를 야기하여 시스템의 성능을 저하시킬 것으로 예상된다.
상기 제기된 문제점에 대한 해결책으로 다중 홉 릴레이시스템(multi hop relay system)이 활발히 논의되고 있다. 다중 홉 릴레이시스템은 송신단과 수신단 사이에 분산적으로 존재하는 한 개 또는 다수 개의 릴레이를 이용하여 신호를 전송함으로써 전송 신뢰도를 높이거나 다중화 이득을 확보하여 대역 효율성을 극대화하기 위한 무선 통신시스템의 한 유형이다. 다중 홉 릴레이를 갖는 이동통신시스템에서는 기지국과 단말(Mobile Station:MS) 간에 직접 통신도 가능하지만, 셀 경계에 있거나 전파 음영지역에 있는 단말들은 특정 위치에 고정된 릴레이 스테이션(Fixed Relay Station; FRS)의 중계를 거쳐 기지국과 통신하게 된다. 이하에서는 다중 홉(multi hop)은 릴레이가 신호를 릴레잉(relaying)하는 구조에 내포될 수 있는 개념인 바, 간단히 다중 홉 릴레이 시스템은 릴레이 시스템이라 칭하기로 한다.
이와 같은 릴레이의 중계 기능을 통해 서비스 불능 지역 또는 셀 경계까지 서비스 영역을 확대할 수 있을 뿐만 아니라, 인접 셀 간의 간섭을 완화함으로써 수율을 향상시킬 수 있다. 또한 기지국과 릴레이는 무선으로 연결되고, 이들 장치에 어떤 단말이 접속되어 있는지를 인지하여 공간적으로 주파수 재사용이 가능하며, 기지국은 릴레이에 접속된 단말들에 대한 자원 관리를 중앙 집중적으로 수행하게 된다.
릴레이의 종류는 이동성에 따라서 고정형 릴레이(Fixed Relay), 노매딕 릴레이(Nomadic Relay), 이동 릴레이(Mobile Relay)가 있다. 고정형 릴레이는 기지국과 같이 특정 위치에 고정되어 있는 형태로 단말이 신호를 수신하는데 있어서의 음영지역 해소와 셀 반경 확장을 위해 사용될 수 있다. 노매딕 릴레이는 필요에 따라서 위치를 변경해 가면서 설치할 수 있는 형태로 행사장과 짧은 기간에 사용자의 수가 증가하는 경우에 사용할 수 있다. 이동 릴레이는 기차와 버스 등에 설치하여 사용할 수 있다.
이와 같은 릴레이의 또 다른 분류 방법으로, 릴레이 시스템 구성 시 단말의 입장에서 릴레이의 존재여부를 알 필요 없게 설계되어 기존의 이동통신시스템과 상호호환성(compatibiling)이 있는 릴레이의 경우를 트랜스패런트 릴레이, 또는 트랜스패런트 이동 릴레이(Transparent Mobile Multihop Relay)라 하고, 단말의 수신신호의 신뢰성을 높이기 위해 기지국과 릴레이가 상호 협력적(cooperative)으로 전송 하는 릴레이시스템에서의 릴레이를 상호협력 릴레이라 정의한다.
도 1은 OFDM/OFDMA 방식 릴레이 시스템에서 용도에 따른 각 릴레이를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(120, 130)(Throughput Enhancement Relay Station:TE)는 셀 내에서 낮은 간섭 신호 및 잡음에 대한 신호비(Signal to Interference plus Noise Ratio:SINR) 영역에 있는 단말의 데이터 수율 향상이 목적이다. 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(120, 130)는 단지 데이터만을 전송하고, 릴레이와 단말(120과 121 또는 130과 131) 사이의 링크(link)는 기지국(Base Station:BS)(110)에 의해 제어된다. 또한 셀 영역 확장을 위한 릴레이(Coverage Extension Relay Station:CE)(140, 150)는 기지국(110)이 담당할 수 없는 셀 영역 밖의 단말(141, 151)을 위하여 셀 영역을 확장하는 것이 목적이다. 셀 영역 확장을 위한 릴레이(140, 150)는 하향 및 상향링크 제어 신호를 데이터와 함께 전송하며, 릴레이와 단말(140과 141 또는 150과 151) 사이의 제어신호는 릴레이(140, 150)가 직접 전송한다.
한편, 트랜스패런트 릴레이를 포함하는 시스템인 트랜스패런트 릴레이 시스템은 기존 이동통신시스템과 상호 호환성이 있어야 하므로 트랜스패런트 릴레이 시스템에서의 단말은 트랜스패런트 릴레이의 존재여부를 알지 못한다. 따라서 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(120, 130)가 트랜스패런트 릴레이인 경우에서 그 릴레이 영역 내의 단말(121, 131)은 기지국(110)과의 동기화 과정은 수행하지만 그 릴레이(120, 130)와의 동기화 과정은 수행하지 않는다. 따라서 그 릴레이(120, 130)를 통하여 데이터를 전송받을 경우 전파지연에 의한 채널 추정 성능열화가 발생하는 문제점이 있다.
또한 트랜스패런트 릴레이가 아닌 상호협력 릴레이를 포함하는 상호협력 릴레이시스템에서도 상호 협력을 통해 전송되는 신호의 전파 지연이 각 전송 주체에 따라서 각각 다르게 발생하여 전파지연에 의한 채널 추정 성능 열화가 발생하는 문제점이 있다.
그리고 트랜스패런트 릴레이를 포함한 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 단말이 이동하면 기지국과 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋과 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋이 크게 달라지게 되므로 기지국과 동기를 맞추고 릴레이를 통하여 데이터를 전송받는 경우 잘못 추정된 반송파 주파수 오프셋에 의한 데이터 수신시 채널 추정 및 수신 신호 해석 등에 있어서 성능열화가 발생한다. 즉 기존 이동통신시스템의 방식으로 반송파 주파수 오프셋 추적과정을 수행할 경우 릴레이와 단말간 링크의 반송파 주파수 오프셋을 추정할 수 없게 되어 성능열화가 발생하는 문제점이 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는, 직교주파수분할다중/직교주파수분할다중접속(OFDM/OFDMA) 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 전파지연으로 인한 채널 추정 성능 열화를 개선하는 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널을 추정하는 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는, 기지국과 적어도 하나 이상의 상호협력 릴레이들로 이루어진 송신 장치들 및 송신 장치들이 전송하는 신호를 수신하는 단말을 포함하는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 전파지연으로 인한 채널 추정 성능 열화를 개선하는 송신 장치들 각각과 단말 간의 채널을 추정하는 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는, OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 신호를 전송한 송신 장치와 단말 간의 동기화를 위한 동기화 장치를 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는, 직교주파수분할다중/직교주파수분할다중접속(OFDM/OFDMA) 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 전파지연으로 인한 채널 추정 성능 열화를 개선하는 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널을 추정하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는, 기지국과 적어도 하나 이상의 상호협력 릴레이들로 이루어진 송신 장치들 및 송신 장치들이 전송하는 신 호를 수신하는 단말을 포함하는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 전파지연으로 인한 채널 추정 성능 열화를 개선하는 송신 장치들 각각과 단말 간의 채널을 추정하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는, OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 신호를 전송한 송신 장치와 단말 간의 동기화를 위한 동기화 방법을 제공하는데 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 기지국, 트랜스패런트 릴레이로 이루어진 송신 장치들 및 단말을 포함하는 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 상기 송신 장치들 중 상기 단말에게 신호를 전송한 송신 장치와 상기 단말 간의 동기화를 위한 동기화 장치의 일 실시예는, 미리 추정된 상기 각각의 송신 장치와 상기 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하는 오프셋 저장부; 상기 신호를 수신하는 경우 상기 신호를 전송한 송신 장치를 식별하는 송신 장치 식별부; 및 상기 식별된 송신 장치에 대한 상기 저장된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 상기 수신한 신호에 대하여 보상하는 보상부;를 포함한다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 기지국, 트랜스패런트 릴레이로 이루어진 송신 장치들 및 단말을 포함하는 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 상기 송신 장치들 중 상기 단말에게 신호를 전송한 송신 장치와 상기 단말 간의 동기화를 위한 동기화 방 법의 일 실시예는, 미리 추정된 상기 각각의 송신 장치와 상기 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하는 오프셋 저장 단계; 상기 신호를 수신하는 경우 상기 신호를 전송한 송신 장치를 식별하는 송신 장치 식별 단계; 및 상기 식별된 송신 장치에 대한 상기 저장된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 상기 수신한 신호에 대하여 보상하는 보상 단계;를 포함한다.
본 발명에 따르면 트랜스패런트 다중 홉 릴레이시스템에서 전파지연으로 인한 채널 추정 성능 열화를 극복할 수 있는 채널 추정을 수행한다. 즉, 종래의 채널 추정 방법은 전파지연이 존재하는 경우, 채널 추정 과정에서 전파지연에 대한 영향을 제거하지 못함에 따라 전체 시스템의 성능이 열화되지만, 본 발명에서 제안하는 채널 추정 방법 및 장치를 이용하여 전파지연에 대한 영향을 제거함으로써 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다. 그리고 본 발명에서 제안하는 채널 추정 방법 및 장치는 추가적인 훈련 신호(traning signal) 없이 종래의 파일럿 신호를 이용하여 전파지연 가중치를 추정하여 채널을 추정할 수 있는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따르면 상호협력 다중 홉 릴레이 시스템에서 전파지연으로 인한 성능 열화를 극복할 수 있는 채널 추정을 수행함에 있어, 종래의 방식에 비하여 채널 추정 성능 향상을 기대할 수 있다. 즉, 종래의 채널 추정 방법은 전파지연이 존재하는 경우, 채널 추정 과정에서 전파지연에 대한 영향을 제거하지 못함에 따라 전체 시스템의 성능이 열화되지만, 본 발명에서 제안하는 채널 추정 방법 및 장치를 이용하여 전파지연에 대한 영향을 제거함으로써 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.
그리고, 본 발명에서 제안하는 채널 추정 방법 및 장치는 기지국과 릴레이의 합이 2 개인 경우에 국한되지 않고, 기지국과 릴레이의 합이 여러 개의 릴레이가 존재하는 경우에 적용할 수 있는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따르면 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 단말이 트랜스패런트 릴레이와의 동기화 과정을 수행하지 않음에 따라 발생하는 반송파 주파수 오프셋과 타이밍의 영향에 의한 성능열화가 나타났던 종래의 방식에 비해 성능 향상을 기대할 수 있다. 즉, 기존의 시스템은 동기화 과정에서 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋의 영향을 제거하지 못함에 따라 전체 시스템의 성능이 열화되지만, 본 발명에서 제안하는 동기화 방법 및 장치를 이용하여 트랜스패런트 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋에 대한 영향을 제거할 수 있는 장점이 있다.
본 발명의 실시예들과 이와 관련된 기술 내용들을 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 도면 부호가 기재된 구성 요소들은 서로 동일하거나 유사한 구성 요소들임을 나타낸다.
먼저, 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치 및 방법에 관하여 살펴본다.
도 2는 OFDM/OFDMA 방식 릴레이 시스템에서 기지국, 릴레이 및 단말의 위치를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 위치 1에 위치한 단말(Mobile Station:MS)은 기지국(110)과 동기를 획득하고, 기지국(110)으로부터 데이터를 수신 또는 데이터 수율 향상용 릴레이(RS0)로부터 데이터를 수신한다. 위치 2에 위치한 단말은 기지국(110)과 동기를 획득하고, 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(RS0)로부터 데이터를 수신한다. 위치 3에 위치한 단말은 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)와 동기를 획득하고, 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)로부터 데이터를 수신한다.
도 3a은 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 하향링크 프레임 블록을 도시한 도면이다.
도 3a에서는 도 2의 상황을 전제한다. MS0은 위치 1에 위치한 단말로 기지국(110)으로부터 신호를 수신하고, MS1은 위치 1에 위치한 단말로 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(RS0)로부터 신호를 수신한다. MS2는 위치 2에 위치한 단말로 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(RS0)으로부터 신호를 수신하며, MS3는 위치 3에 위치한 단말로 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)로부터 신호를 수신함을 가정한다.
도 3a를 참조하면, P, FCH, MAP은 모두 기지국(110) 또는 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)에서 전송하고, 각각 초기 동기화를 위한 프리앰블, 제어 신호인 프레임 제어 헤더(Frame Control Header), MAP정보를 나타낸다. BS tx는 기지국(110)에서 전송하는 하향링크 프레임, RS0 tx는 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(RS0)에서 전송하는 하향링크 프레임, RS1 tx는 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)에서 전송하는 하향링크 프레임을 나타낸다. BS->MS/RS는 기지국(110)이 전송하는 프레임 구간, RS->MS은 릴레이(RS0, RS1)가 전송하는 프레임 구간을 나타낸다.
MS0는 기지국(110)으로부터 신호를 수신하므로 기지국(110)에서 전송하는 프리앰블을 통해 기지국(110)과 동기화 과정을 수행한다. 또한 MS2도 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)가 전송하는 프리앰블을 통해 셀 영역 확장을 위한 릴레이(RS1)와 동기화하는 과정을 수행한다. 그러나 MS1은 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(RS0)로부터 신호를 수신하지만 그 릴레이(RS0)와 동기를 획득하지 못한다. 즉 그 릴레이(RS0)로부터 수신되는 데이터 신호는
Figure 112009036011127-pat00001
의 전파 지연이 발생하고, 기지국(110)과 동기를 획득하는 구간은
Figure 112009036011127-pat00002
의 전파지연이 발생하게 되어, 데이터 수율 향상을 위한 릴레이(RS0)로부터 데이터를 수신함으로 인한
Figure 112009036011127-pat00003
의 전파지연이 발생하게 된다. MS2의 경우에서도 마찬가지로 전파지연이 발생하게 된다.
도 3b는 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이에 의한 전파지연이 채널 추정에 미치는 영향을 도시한 도면이다.
도 3b를 참조하면 단말이 수신한 신호에 대하여 기지국(110)에 대한 심볼 타이밍을 추정(symbol timing estimate)하고 추정값으로부터 CP(Cyclic Prefix) 길이만큼 제거하고 고속푸리에 변환(Fast Fourier Transform:FFT)을 취하게 되므로 인접 심볼간 간섭이 일어나지 않는다. 그렇지만
Figure 112009036011127-pat00004
의 전파지연이 주파수 영역에서 위상회전으로 나타나 채널 보상시 성능이 열화된다.
상기 제기된 전파 지연의 문제점과 마찬가지로 반송파 주파수 오프셋에 의한 성능열화 또한 RS0로부터 신호를 수신하지만 RS0와 동기를 획득하지 못하고 기지국(110)과의 동기를 획득한 MS1의 경우에서 나타난다. 초기 동기화를 위해 프리앰블을 전송하는 기지국(110)으로부터 신호를 수신하는 MS0, 초기 동기화를 위해 프리앰블을 전송하는 RS1으로부터 신호를 수신하는 MS3의 경우에는 반송파 주파수 오프셋에 의한 영향이 나타나지 않는다. 이와 같이 트랜스패런트 릴레이시스템에서 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이로부터 신호를 수신하는 단말은 반송파 주파수 오프셋의 영향에 의해 성능이 열화될 수 있는 문제점이 있다.
도 3c는 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 심볼 타이밍 분석을 위한 상하향링크 프레임 블록을 도시한 도면이다.
도 3c를 참조하면, 특히 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이를 포함한 트랜스패런트 릴레이시스템에서의 전파 지연이 발생하는 이유를 알 수 있다. 위치 1에 위치하고 기지국(110)으로부터 데이터를 수신하는 MS0은 프리앰블 심볼부터 하향링크 마지막 심볼까지 연속적으로 기지국(110)으로부터 전송되는 신호를 수신하게 된다. 위치 1에 위치하고 RS0로부터 데이터를 수신하는 MS1과 위치 2에 위치하고 RS0로부터 데이터를 수신하는 MS2 모두 기지국(110)과의 동기를 획득한 상태이므로 MS1과 MS2가 획득한 심볼의 시작위치보다 지연되어 릴레이로부터 데이터를 수신한다. 즉,MS0는 하향링크 전 구간 동안 연속적으로 기지국(110)으로부터 전송되는 신호를 수신하여 전파 지연으로 인한 추가적으로 심볼 타이밍 오프셋이 발생되지 않지만, MS1과 MS2는 기지국(110)의 프리앰블 심볼을 이용하여 정확한 동기를 획득하더라도 실제 데이터는 릴레이(RS0)로부터 전송되는 신호를 수신하기 때문 에 전파 지연으로 인하여 추가적으로 심볼 타이밍 오프셋이 발생된다. 추가적인 심볼 타이밍 오프셋이 존재하는 경우 주파수 영역에서 위상 왜곡이 발생하여 종래의 채널 추정 방식으로는 완벽한 채널을 추정할 수 없게 되어 전체 시스템의 성능이 열화된다.
도 4 내지 도 5에서 설명하는 본 발명에 따른 채널 추정 장치 및 방법은 기지국, 트랜스패런트 릴레이, 단말을 포함하는 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 단말이 기지국과 동기화하고, 트랜스패런트 릴레이로부터 데이터 신호를 수신하는 상황에서 적용될 수 있다.
도 4a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 제1 실시예를 도시한 도면이다.
도 4b는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 제2 실시예를 도시한 도면이다.
도 5a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 5a 뿐만 아니라 도 5 전체에서의 각 단계는 도 4a 뿐만 아니라 도 4 전체에서의 각 구성 요소에 의해 수행될 수 있는 바, 이하에서는 도 4와 도 5를 함께 설명하기로 한다. 그리고 도4a와 도 4b의 중복되는 구성요소는 함께 설명하기로 한 다.
도 4a를 참조하면, 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치는 파일럿 추출부(410), 파일럿 저장부(420), 전파지연 추정부(430), 가중치 추정부(440), 채널 추정부(450), 채널 보상부(460)를 포함한다.
도 4b를 참조하면, 상기 구성요소 이외에도 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치는 동기화부(404), CP 제거부(405), 고속푸리에변환부(406) 및 복조부(407) 등을 더 포함할 수 있다. 기타 RF 수신부(401), 아날로그 디지털 변환부(A/D)(402), 제어부(403) 등을 더 포함할 수 있다.
RF 수신부(401)는 수신 안테나를 통하여 트랜스패런트 릴레이로부터 시간 영역 신호를 수신하게 된다. 수신된 시간 영역 신호를 아날로그 디지털 변환부(402)에서 디지털화한다. 그리고 그 디지털화된 신호는 기지국으로부터 RF 수신부(401)가 수신한 신호, 즉 기지국이 전송하는 프리앰블을 기준으로 동기화부(404)에서 동기화가 이루어지고, 동기화가 이루어진 신호는 CP 제거부(405)에서 CP가 제거되어 고속푸리에변환부(406)에서 주파수 영역 신호로 변환된다. 그 주파수 영역 신호는 파일럿 추출부(410)와 채널 보상부(460)의 입력이 된다.
파일럿 저장부(420)와 파일럿 추출부(410)에 대한 설명을 위해 파일럿 신호를 언급한다. 파일럿 신호는 시간 동기 획득(time synchronization acquisition)과, 주파수 동기 획득(frequency synchronization acquisition)과, 탐색(cell search), 즉 기지국 구분과, 채널 추정(channel estimation) 및 채널 품질 정보(Channel Quality Information) 측정을 위해서 사용되는 신호이다.
특히 OFDM/OFDMA 방식 릴레이 시스템에서 시변(time-varying) 채널에 대한 채널 추정을 위해, 송신측은 심볼 내의 일부 부반송파에 할당되는 파일럿 부반송파에 수신측이 이미 알고 있는 파일럿(pilot) 신호를 전송한다. 그러면 수신측은 실제로 데이터가 전송되는 부반송파에 관한 채널 추정을 파일럿을 이용한 보간에 의해 한다.
이렇게 수신측, 즉 단말이 이미 알고 있는 파일럿 신호는 기준 파일럿 신호로서 파일럿 저장부(420)에 저장된다.(S510)
파일럿 추출부(410)는 즉 어느 순서의 심볼에 어느 부반송파에서 파일럿 신호가 전송되는지에 대한 미리 알려진 정보를 기초로, 즉 이미 알려진 파일럿 위치를 사용하여 상기 주파수 영역 신호에 포함되어 있는 트랜스패런트 릴레이로부터 단말이 수신한 파일럿 신호들을 추출한다.(S520)
전파지연 추정부(430)는 이렇게 추출된 파일럿 신호들 각각과 그에 대응하는 기준 파일럿 신호를 기초로 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 전파지연을 추정한다.(S530) 여기서 기준 파일럿 신호는 파일럿 저장부(420)에 저장된 기준 파일럿 신호를 이용할 수 있다.
가중치 추정부(440)는 전파지연 추정부(430)에서 추정된 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 전파지연을 기초로 전파지연 가중치를 추정한다.(S540) 여기에서 전파지연 가중치는 단말이 수신한 주파수 영역 신호에 대하여 상기 추정된 전파지연의 효과를 보정하여 주는 채널 전달함수로 표현될 수 있다.
채널 추정부(450)는 파일럿 추출부(410)에서 추출된 파일럿 신호들 각각과 각각의 추출된 파일럿 신호에 대응하는 파일럿 저장부(420)의 기준 파일럿 신호, 그리고 가중치 추정부(440)에서 추정된 전파지연 가중치를 이용하여 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널을 추정한다.(S550)
채널 보상부(460)는 채널 추정부(450)에서 추정된 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널을 기초로 단말이 수신한 신호에 대하여 채널 보상을 수행한다.(S560)
도 4c는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 전파지연 추정부(430)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 5b는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 전파지연 추정 단계(S50)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 4c를 참조하면, 전파지연 추정부(430)는 복소 곱셈부(431), 공액 복소수 변환부(432), 지수함수 생성부(433), 누산처리부(434), 절대값 연산부(435), 최대값 탐색부(436)을 포함한다.
복소 곱셈부(431)는 파일럿 추출부(410)에 의해
Figure 112009036011127-pat00005
번째 심볼의 파일럿 위치 p에서 주파수 영역 신호로부터 추출된 파일럿 신호인 Yl(p)와 공액복소수 변환부(432)에 의해 그 추출된 파일럿 신호 Yl(p)에 대응하는 기준 파일럿 신호를 공액 복소수 변환한 Rl *(p)와 지수함수 생성부(433)에 의해 파일럿 위치 p에 기초하여 생성한 지수함수
Figure 112009036011127-pat00006
에 비례하는 제1 복소값
Figure 112009036011127-pat00007
을 생성한다.(S531) 여기서 n은 시간 영역 샘플, N은 고속푸리에변환의 사이즈이다.
누산처리부(434)는 제1 복소값
Figure 112009036011127-pat00008
을 추출된 파일럿 신호들에 대하여 누산하여 제2 복소값
Figure 112009036011127-pat00009
을 생성한다.(S532) 여기서 Sp는 파일럿 위치 p의 집합을 의미한다.
절대값 연산부(435)는 제2 복소값의 절대값
Figure 112009036011127-pat00010
을 생성한다.(S533)
최대값 탐색부는(436)는 제2 복소값의 절대값을 최대로 하는 시간 영역 샘플
Figure 112009036011127-pat00011
을 탐색하여 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 전파지연을 추정한다.(S534)
도 4d는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 가중치 추정부(440)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 5c는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 가중치 추정 단계(S540)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 4d를 참조하면, 가중치 추정부(440)는 델타함수 생성부(442) 및 지연부(441)를 포함한다.
가중치 추정부(440)는 델타함수 생성부(442)에 의하여 시간 영역의 델타 함수
Figure 112009036011127-pat00012
를 생성하고, 생성된 시간 영역의 델타함수에 전파지연 추정부(430)에서 추정된 전파지연만큼 지연부(441)에 의하여 시간지연시켜서
Figure 112009036011127-pat00013
를 생성한다.(S541) 그리고 가중치 추정부(440)는 이 시간지연된 시간 영역의 델타함수에 대 한 고속푸리에변환을 고속푸리에변환부(406)에 요청하고, 이 고속푸리에변환이 이루어진 값을 전파지연 가중치로 추정하게 된다.(S542)
여기에서 고속푸리에변환하는 것은 OFDM 기술에서 기본적인 기술인 바, 가중치 추정부(440)는 고속푸리에변환부(406)에 반드시 요청하여서 고속푸리에변환값을 획득하지 않고, 자신 내부에서 고속푸리에변환을 하거나 다른 구성요소 등에서 고속푸리에변환값을 획득할 수도 있을 것이다.
도 4e는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 채널 추정부(450)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 5d는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 채널 추정 단계(S550)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 4e를 참조하면, 채널 추정부(450)는 위상 왜곡 제거부(451), 보간부(452) 및 채널 추정 결정부(453)을 포함한다.
그리고 상기 위상 왜곡 제거부(451)는 공액복소수 변환부(451a), 복소 곱셈부(451b), 복소 나눗셈부(451c)를 포함한다.
위상 왜곡 제거부(451)는 추출된 파일럿 신호 Yl(p)를 파일럿 추출부(410)로부터 획득한다. 이는 복소곱셈부(451b)의 입력이 된다. 또한 위상 왜곡 제거부(451)는 추출된 파일럿 신호 Yl(p)의 파일럿 위치 p에서의 전파지연 가중치 W(p)를 가중치 추정부(440)에서 추정된 전파지연 가중치를 이용하여 획득한다. 이 W(p)는 공액복소부 변환부(451a)에 입력되어 공액복소수 변환이 수행된다. 그 공액 복소수 변환이 수행된 W*(p)와 파일럿 추출부(410)의 추출된 파일럿 신호 Yl(p)는 복소 곱셈부(451b)의 입력이 되어 복소 곱셈부에서(451b)에서 양 값이 곱해진다. 복소 나눗셈부(451c)는 파일럿 저장부(420)에 저장된 그 파일럿 위치 p에서의 기준 파일럿 신호 Rl(p)를 획득하여 Yl(p)W*(p) 을 Rl(p)로 나누어서 각각의 파일럿 위치 p에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 전파지연으로 인한 위상 왜곡을 제거한 위상 왜곡 제거 채널
Figure 112009036011127-pat00014
를 구한다.(S551)
보간부(452)는 상기의 위상 왜곡 제거 채널을 기초로 주파수 영역 신호의 주파수 영역에 대한 보간을 수행하여 보간(interpolation)된 채널
Figure 112009036011127-pat00015
를 구한다.(S552) 보간은 선형보간을 활용할 수 있다.
채널 추정 결정부(453)는 보간된 채널과 전파지연 가중치를 기초로 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널을 추정한다.(S553) 그 추정은 보간이 이루어진 채널
Figure 112009036011127-pat00016
와 가중치 추정부(440)에 의하여 추정된 전파지연 가중치 W(k)를 곱하여 이루어질 수 있다. 이 곱해진 값은 채널 보상부(460)에 전달된다.
다음에서는 수학식을 기초로 도 4와 도 5를 참조하여 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 동작을 설명한다.
트랜스패런트 릴레이 시스템에서 송신단, 즉 기지국이나 릴레이와 같은 신호를 전송하는 주체에서 송신한 l 번째 OFDM 심볼의 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009036011127-pat00017
여기서, x l (n)와 X l (k)는 각각 l 번째 OFDM 심볼의 n 번째 시간영역 샘플의 시간영역 신호, l 번째 OFDM 심볼의 k 번째 주파수영역 신호를 나타내고, N은 고속푸리에변환의 사이즈를 나타낸다.
송신 안테나에서 송신한 OFDM 심볼이 채널을 통과하고 반송파 주파수 옵셋과 심볼 타이밍 옵셋, 그리고 전파지연이 존재하는 경우 릴레이가 전송하여 단말이 수신한 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009036011127-pat00018
여기서, y l (n)은 l 번째 OFDM 심볼의 n 번째 샘플의 수신 신호, H(k)은 트랜스패런트 릴레이와 단말 간 채널의 주파수응답, 즉 채널 전달함수, ε는 기지국과 단말 사이의 정규화된 반송파 주파수 옵셋(normalized Carrier Frequecy Offset:normalized CFO), δ는 기지국과 단말 사이의 정규화된 심볼 타이밍 옵셋(normalized Symbol Timing Offset:STO), δR는 릴레이와 단말 사이의 정규화된 전파지연을 나타낸다.
도 4b에 나타난 동기화부(404)를 이용해 기존 방식을 사용하여 기지국과 반송파 주파수 동기 및 심볼 타이밍 동기화가 된 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009036011127-pat00019
상기 수학식 3을 고속푸리에변환을 취하여 주파수 영역신호로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00020
상기 수학식 4로 표현되는 것과 같이 전파 지연이 존재하는 수신된 주파수 영역 신호는 추정된 반송파 주파수 옵셋과 추정된 심볼 타이밍 옵셋으로 기지국과의 동기를 획득하더라도 릴레이에 의한 전파지연에 대한 영향은 그대로 남아있음을 알 수 있다. 따라서 전파지연으로 인한 옵셋을 정확히 추정해야 하며, 전파지연 추정과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00021
상기 수학식 5에 의하여 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 전파지연을 추정 하고, 이 경우 p는 주파수 영역 신호가 속한
Figure 112009036011127-pat00022
번째 심볼에서의 기설정된 주파수 위치인 파일럿 위치, Sp는 파일럿 위치 p들의 집합,
Figure 112009036011127-pat00023
은 추정된 전파 지연, n은 시간 영역 샘플, Yl(p)는 파일럿 위치 p에서의 파일럿 추출부(410)에 의하여 추출된 파일럿 신호, R* l(p)는 파일럿 위치 p에서의 파일럿 저장부(420)의 기준 파일럿 신호의 공액 복소수 변환 신호, N은 고속푸리에변환의 사이즈이다.
상기 수학식 5와 같은 연산을 취할 경우 Y l (p)와 R l (p)가 같은 신호이면 도 4c의 절대값 연산부(435)의 출력인
Figure 112009036011127-pat00024
은 전파지연에 해당하는 위치에서 시작하는 채널 임펄스 응답의 형태를 갖는다. 채널 임펄스 응답이 지수함수적으로 감소하는 형태라 가정할 때 전파지연은 상기 수학식 5과 같이 절대값 연산부(435)의 출력을 최대로 하는 시간 영역 샘플 위치를 구함으로써 추정할 수 있다. 이 때 정확한 전파지연을 추정하기 위해서는 정수배 반송파 주파수 옵셋이 발생하지 않아야 하기 때문에, 도 4b의 동기화부(404)를 통과한 신호를 이용하여 추정한다.
상기 수학식 5로부터 추정된 전파지연은 가중치 추정부(440)에 입력 되며, 상기 추정된 전파지연을 이용하여 전파지연 가중치를 추정하기 위한 과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00025
여기서, δ(n)은 델타 함수, W(k)는 주파수 위치, 즉 수신 신호를 전송한 부반송파의 주파수 영역 상의 위치 k에서의 가중치 추정부(440)에 의하여 추정된 전파지연 가중치를 나타낸다. 전파지연 가중치는 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정을 위한 값이다. 상기 수학식 6은 델타 함수가 전파지연만큼 시간지연된 상태에서 고속푸리에변환을 취한 것과 동일하다.
채널 추정부(450)는 수신된 주파수 영역 신호에서 전파지연에 의한 위상 왜곡을 제거한 후, 채널 추정을 하고, 이후 보간을 수행하여 전 부반송파에 대한 채널 값을 추정한다. 그리고 마지막으로 추정된 채널을 위상 왜곡을 시켜 실제 수신된 신호의 채널과 동일하게 만든다. 수신된 주파수 영역 신호에서 전파지연에 의한 위상 왜곡을 제거하는 과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00026
여기서,
Figure 112009036011127-pat00027
는 각각 파일럿 위치 p 에서 전파지연에 의 한 위상 왜곡을 제거한 후의 추정된 채널인 위상 왜곡 제거 채널, 파일럿 위치 p에서 단말이 수신한 주파수 영역 신호, 파일럿 위치 p에서 가중치 추정부(440)에 의해 추정된 전파지연 가중치의 공액 복소수 변환 성분을 나타낸다.
상기 수학식 7로부터 모든 부반송파에 대한 채널 값을 추정하는 과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00028
여기서,
Figure 112009036011127-pat00029
는 전 부반송파의 추정된 채널을 나타낸다.
마지막으로, 실제 수신 신호가 경험한 채널을 추정하기 위하여
Figure 112009036011127-pat00030
에 전파지연에 의한 위상 왜곡을 보상하는 과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00031
여기서,
Figure 112009036011127-pat00032
는 실제 수신된 주파수 영역 신호가 경험한 채널의 추정치를 나타낸다.
상기 수학식 9을 상기 수학식 4에 대입하면, 다음과 같이 주어진다.
Figure 112009036011127-pat00033
상기 수학식 10에서
Figure 112009036011127-pat00034
로 양변을 나눔으로써, Xl(k)를 알아낼 수 있다. 따라서 채널 보상부(460)에서는 채널 추정부(450)에 의해 추정된 채널
Figure 112009036011127-pat00035
를 통하여 단말이 수신한 주파수 영역 신호인 Yl(k)에 대하여 채널 보상을 수행하여 송신한 신호인 Xl(k)를 추정할 수 있다.
다음에서는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치 및 방법에 관하여 살펴본다.
수신신호의 신뢰성을 높이기 위해 기지국과 릴레이의 상호협력적으로 전송하는 상호협력 다중 홉 릴레이시스템에서는 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 상호 협력 다중 홉 시스템에서는 단말이 릴레이를 인식하고 있으므로 기지국과 릴레이에서 전송되는 프리앰블을 이용하여 단말에서의 경로 선택도 함께 고려할 수 있다. 그러나, 기지국으로부터 수신되는 신호와 릴레이로부터 수신되는 신호의 전파 지연과 주파수 오프셋이 각기 다르므로 정확한 반송파 동기와 타이밍 동기가 어렵다는 문제점이 있다.
도 6a는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 단말의 위치에 따른 심볼 타이밍 분석을 위한 상하향링크 프레임 블록을 도시한 도면이다.
도 6b는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 전파지연에 따른 심볼 타이밍 오프셋이 발생하는 것을 도시한 도면이다.
도 6은 단말이 기지국과 릴레이 사이에 위치하고, 기지국과 릴레이로부터 상호협력 STBC(Space-Time Block Code) 신호를 수신하는 경우를 가정한다.
도 6a를 참조하면, 단말은 기지국과 동기를 획득한 상태이므로 기지국으로부터 수신되는 신호와 릴레이로부터 수신되는 신호 사이에 전파지연이 발생한다.
도 6b를 참조하면, 상기 발생하는 전파지연으로 인하여 추가적으로 심볼 타이밍 오프셋이 발생하는 것을 도시한 도면이다.
2개의 릴레이로부터 상호협력 STBC 신호를 수신하는 단말 또한 기지국과의 동기를 획득한 상태이므로 2개의 릴레이로부터 수신되는 신호 모두 전파지연으로 인하여 추가적으로 심볼 타이밍 오프셋이 발생한다. 이 경우 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정을 할 경우 채널 추정에 의한 성능 열화로 인하여 변조 방식의 차수가 높아질수록 전체 시스템의 성능 또한 더욱 저하될 것이다.
도 7 내지 도 9에서 설명하는 본 발명에 따른 채널 추정 장치 및 방법은 기지국, 적어도 한 개 이상의 상호협력 릴레이, 단말을 포함하는 상호협력 릴레이 시스템에서 기지국이나 릴레이와 같은 송신 장치가 전송하는 신호를 단말이 수신하는 상황에서 적용될 수 있다.
도 7a은 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 제1 실시예를 도시한 도면이다.
도 8a은 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 제1 실시예를 도시한 도면이다.
도 9a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 9a 뿐만 아니라 도 9 전체에서의 각 단계는 도 7a 뿐만 아니라 도 7 전체에서의 각 구성 요소에 의해 수행될 수 있는 바, 이하에서는 도 7과 도 9를 함께 설명하기로 한다. 그리고 도 7과 도 8의 중복되는 부분은 함께 설명하기로 한다. 또 도 8은 단말이 기지국과 릴레이1 또는 릴레이1과 릴레이2로부터 단말이 신호를 수신하는 경우를 가정한다.
도 7a를 참조하면 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치는 파일럿 추출부(710), 파일럿 저장부(720), 전파지연 추정부(730), 가중치 추정부(740), 채널 추정부(750), 복호화부(760)을 포함한다.
도 8a를 참조하면, 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치는 도 7a의 파일럿 추출부(710)에 대응되는 제1 및 제2 파일럿 추출부(811, 812), 도 7a의 파일럿 저장부(710)에 대응되는 제1 및 제2 파일럿 저장부(821, 822), 도 7a의 전파지연 추정부(730)에 대응하는 전파지연 추정부(830), 도 7a의 가중치 추정부(740)에 대응하는 제1 및 제2 가중치 추정부(841, 842), 도 7a의 채널 추정부(750)에 대응하는 제1 및 제2 채널 추정부(851, 852)를 포함한다. 이 외에도 동기화부(804), CP 제거부(805), 고속푸리에변환부(806) 및 복조부(807) 등을 포함한다. 기타 RF 수신부(801), 아날로그 디지털 변환부(A/D)(802), 제어부(803) 등을 더 포함한다. 이하 설명에서 도 7a와 도 8a의 대응 구성 요소들은 도 7을 중심으로 설명한다.
RF 수신부(801)는 수신 안테나를 통하여 기지국이나 릴레이와 같은 각 송신 장치로부터 시간 영역 신호를 수신하게 된다. 수신된 시간 영역 신호를 아날로그 디지털 변환부(802)에서 디지털화한다. 그리고 그 디지털화된 신호는 기지국으로부터 RF 수신부(801)가 수신한 신호, 즉 기지국이 전송하는 프리앰블을 기준으로 동기화부(804)에서 동기화가 이루어지고, 동기화가 이루어진 신호는 CP 제거부(805)에서 CP가 제거되어 고속푸리에변환부(806)에서 주파수 영역 신호로 변환된다. 그 주파수 영역 신호는 파일럿 추출부(810, 811 및 812)와 채널 보상부(860, 861 및 862)의 입력이 된다.
파일럿 저장부(720)는 단말이 미리 알고 있는 각 송신 장치별 파일럿 신호들을 기준 파일럿 신호들로서 저장한다.(S910)
파일럿 추출부(710)는 각 송신 장치별로 어느 순서의 심볼에 어느 부반송파에서 파일럿 신호가 전송되는지에 대한 미리 알려진 정보를 사용하여, 즉 각 송신 장치별로 미리 알려진 파일럿 위치를 사용하여, 단말이 수신한 주파수 영역 신호에 포함되어 있는 각 송신 장치별 파일럿 신호들을 추출한다.(S920)
전파지연 추정부(730)는 이렇게 추출된 파일럿 신호들 각각과 그에 대응하는 기준 파일럿 신호를 기초로 추출된 파일럿 신호를 전송한 송신 장치와 단말 간의 전파지연을 추정한다.(S930) 여기서 기준 파일럿 신호는 파일럿 저장부(720)에 저장된 기준 파일럿 신호를 이용할 수 있다.
가중치 추정부(740)는 전파지연 추정부(730)에서 추정된 각 송신 장치와 단말 간의 전파지연을 기초로 각 송신 장치의 전파지연 가중치를 추정한다.(S940) 여 기에서 각 송신 장치의 전파지연 가중치는 단말이 수신한 주파수 영역 신호에 대하여 상기 추정된 전파지연의 효과를 보정하여 주는 채널 전달함수로 표현될 수 있다.
채널 추정부(750)는 단말에 신호를 전송한 송신 장치별로 파일럿 추출부(710)에서 추출된 파일럿 신호들 각각과 각각의 추출된 파일럿 신호에 대응하는 파일럿 저장부(720)의 기준 파일럿 신호, 그리고 상기 송신 장치별로 가중치 추정부(740)에서 추정된 전파지연 가중치를 이용하여 각 송신 장치와 단말 간의 채널을 추정한다.(S950)
복호화부(760)는 채널 추정부(750)에서 추정된 각 송신 장치와 단말 간의 채널을 기초로 단말이 수신한 신호를 복호화한다.(S960)
도 7b는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 전파지연 추정부(730)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 8b는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 전파지연 추정부(831, 832)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 9b는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 전파지연 추정 단계(S930)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 7b를 참조하면, 전파지연 추정부(730)는 복소곱셈부(731), 제1 누산처리부(732), 절대값 연산부(733), 제2 누산처리부(734), 최대값 탐색부(735), 지수함수 생성부(736), 공액복소수변환부(737)를 포함한다.
도 8b를 참조하면 전파지연 추정부(830)는 복소곱셈부(831), 제1 누산처리 부(832), 절대값 연산부(833), 제2 누산처리부(834), 최대값 탐색부(835), 지수함수 생성부(836), 공액복소수변환부(837)를 포함한다.
복소 곱셈부(731, 831)는 단말에 신호를 전송한 송신 장치별로 해당 송신 장치가 전송하는 심볼들 중 일정 구간의 심볼들 - 즉 도 8에서는 첫번째와 두번째 심볼 - 각각에서의 ⅰ)파일럿 추출부(710, 811 및 812)에 의해 추출된 파일럿 신호와 ⅱ)그 추출된 파일럿 신호에 대응하는 기준 파일럿 신호를 공액복소수 변환부(737, 837)에 의해 공액 복소수 변환한 값과 ⅲ)해당 파일럿 위치에 기초하여 지수함수 생성부(736, 836)에 의해 생성한 지수함수에 비례하는 제1 복소값들을 생성한다.(S931)
제1 누산처리부(732, 832)는 제1 복소값들을 상기 일정 구간의 심볼들 각각별로 누산하여 제2 복소값을 생성한다.(S932)
절대값 연산부(733, 833)는 제2 복소값의 절대값을 생성한다.(S933)
제2 누산처리부(734, 834)는 각각의 송신 장치별로 제2 복소값의 절대값을 누산하여 각각의 송신 장치별 누산값을 생성한다.(S934)
최대값 탐색부는(735, 835)는 각각의 송신 장치별 누산값을 최대로 하는 시간 영역 샘플을 탐색하여 해당 송신 장치와 단말 간의 전파지연을 추정한다.(S935)
도 7c는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 가중치 추정부(740)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 8c는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 가중치 추정부(841, 842)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 9c는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 가중치 추정 단계(S940)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 7c를 참조하면, 가중치 추정부(740)는 델타함수 생성부(741) 및 지연부(742)를 포함한다.
도 8c를 참조하면, 제1 가중치 추정부(841)와 제2 가중치 추정부(842)는 각각 제1 델타함수 생성부(841a)와 제1 지연부(841b), 제2 델타함수 생성부(842a)와 제2 지연부(842b)를 포함한다.
가중치 추정부(740, 841 및 842)는 델타함수 생성부(741, 841a 및 842a)에 의하여 각 송신 장치별로 시간 영역의 델타 함수
Figure 112009036011127-pat00036
를 생성하고, 각 송신 장치별로 생성된 시간 영역의 델타함수에 전파지연 추정부(730, 830)에서 추정된 해당 송신 장치와 단말 간의 전파지연만큼 지연부(742, 841b 및 842b)에 의하여 시간지연시켜서 각 송신 장치별로 시간지연된 델타함수를 생성한다.(S941) 그리고 가중치 추정부(740, 841 및 842)는 이 각 송신장치별로 시간지연된 델타함수에 대한 고속푸리에변환을 고속푸리에변환부(806)에 요청하고, 이 고속푸리에변환이 이루어진 값을 해당 송신 장치의 전파지연 가중치로 추정하게 된다.(S942)
여기에서 고속푸리에변환하는 것은 OFDM 기술에서 기본적인 기술인 바, 가중치 추정부(740, 841 및 842)는 고속푸리에변환부(806)에 반드시 요청하여서 고속푸리에변환값을 획득하지 않고, 자신 내부에서 고속푸리에변환을 하거나 다른 구성요소 등에서 고속푸리에변환값을 획득할 수도 있을 것이다.
도 7d는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 채널 추정부(750)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 8d는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 채널 추정부(851. 852)의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 9d는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 채널 추정 단계(S950)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도이다.
도 7d를 참조하면, 채널 추정부(750)는 위상 왜곡 제거부(851), 보간부(852) 및 평균 연산부(753) 및 채널 추정 결정부(754)를 포함한다.
도 8d를 참조하면 제1 채널 추정부(851)와 제2 채널 추정부(852)는 각각 제1 위상 왜곡 제거부(881)와 제1 보간부(882)와 제1 평균 연산부(883)와 제1 채널 추정 결정부(884), 각각 제2 위상 왜곡 제거부(885)와 제2 보간부(886)와 제2 평균 연산부(887)와 제2 채널 추정 결정부(888)를 포함한다.
그리고 상기 제1 및 제2 위상 왜곡 제거부(881, 885)는 모두 공액복소수 변환 소부들과 복소곱셈소부들, 그리고 복소 나눗셈소부들을 포함한다.
그리고 상기 제1 및 제2 보간부(882, 886)는 모두 보간소부들을 포함한다.
도 7d의 위상 왜곡 제거부(751)는 각 송신 장치별 일정 구간 심볼의 각 심볼마다 미리 정하여진 파일럿 위치에서의 추출된 파일럿 신호를 파일럿 추출부(710)로부터 획득한다. 또한 위상 왜곡 제거부(751)는 추출된 파일럿 신호의 파일럿 위치에서의 전파지연 가중치를 가중치 추정부(740)에서 추정된 전파지연 가중치를 이용하여 획득한다. 그리고 이 전파지연 가중치에 공액복소수 변환이 수행된 신호값과 파일럿 추출부(710)의 추출된 파일럿 신호를 곱한다. 이후 파일럿 저장부(720) 에 저장된 그 파일럿 위치에서의 기준 파일럿 신호를 획득하여 상기 곱한 결과를 이 기준 파일럿 신호값으로 나눈다. 이를 통하여 위상 왜곡 제거부(751)는 각 송신 장치별 일정 구간 심볼의 각 심볼마다 미리 정해진 파일럿 위치에서 해당 송신 장치와 단말 간의 전파지연으로 인한 위상 왜곡을 제거한 위상 왜곡 제거 채널을 구한다.(S951)
보간부(752)는 상기의 위상 왜곡 제거 채널을 기초로 주파수 영역 신호의 주파수 영역에 대한 보간을 수행하여 보간된 채널을 구한다.(S952) 보간은 선형보간을 활용할 수 있다.
각각의 송신 장치마다 상기 일정 구간에 포함된 심볼의 개수만큼 보간된 채널이 구해지므로 평균 연산부(753)는 각각의 송신 장치별로 그 심볼 개수만큼의 보간 채널들을 평균한다.(S953)
채널 추정 결정부(754)는 상기 평균 채널과 해당 송신 장치와 단말 간의 전파지연 가중치를 기초로 해당 송신 장치와 단말 간의 채널을 추정한다.(S954) 이 추정된 채널 정보는 복호화부(760)에 전달된다.
보다 구체적으로 도 8에서 단말이 기지국과 릴레이1에서 또는 릴레이1과 릴레이 2에서 상호협력 STBC 신호를 수신받는 경우처럼 두 개의 송신 장치를 통해 신호를 수신하는 경우를 가정하여 설명하도록 한다.
여기서 STBC 방식은 S.M.Alamouti가 제안한(S.M.Alamouti, 'A simple transmitter diversity scheme for wireless communications', IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol. 16, pp. 1451-1458, Oct. 1998) 송신 안테 나 다이버시티 방식, 즉 STBC 방식에서부터 Vahid Tarokh 등이 제안한(Vahid Tarokh, 'Space time block coding from orthogonal designs', IEEE Trans. on Info., Theory, Vol. 45, pp. 1456-1467, July 1999) STBC 방식 등까지 다양한 형태로 개발되었다. 여기서는 두 개의 송신 장치로부터 단말이 신호를 수신한다는 것을 가정하였으므로 이에 적합한 Alamouti STBC 방식, 즉 S.M.Alamouti가 제안한 송신 안테나 다이버시티(Tx.ANT diversity) 방식(S.M.Alamouti, 'A simple transmitter diversity scheme forwireless communications', IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol. 16, pp. 1451-1458, Oct. 1998)을 먼저 설명하고 이를 기초로 도 8의 구체적인 실시예를 설명한다.
먼저, Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식은 다중입력 다중출력(Multiple Input Multiple Output:MIMO) 이동 통신 시스템의 송신기에서 2개의 송신 안테나들을 사용할 경우에 적용되는 송신 안테나 다이버시티 방식이며, 상기 송신기로 입력되는 직렬 변조 심벌들을 xixj라고 가정하기로 한다. 그러면 상기 직렬 변조 심벌들 xixj는 상기 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식에 의해 하기 수학식11에 나타낸 바와 같이 시공간 블록 부호화된다.
Figure 112009036011127-pat00037
상기 수학식 11에 나타낸 Xij와 같은 형태의 행렬(matrix)이 상기 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식에 따른 부호화 행렬이며, *은 복소 컨쥬게이트(complex conjugate) 연산을 나타낸다.
상기 수학식 11과 같은 Alamouti 행렬은 상기 2개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 변조 심볼들의 부호화 행렬이며, 상기 Alamouti 행렬에서 각 행(row)의 엘리먼트(element)들은 상기 2개의 송신 안테나들 각각에 대응되며, 상기 Alamouti 행렬에서 상기 각 열(column)들의 엘리먼트는 해당 시구간에서의 상기 2개의 송신 안테나들 각각에 대응된다.
즉, 첫 번째 시구간 t1에서는 제1송신 안테나(Tx.ANT 1)를 통해서는 xi이 송신되고, 제2송신 안테나(Tx.ANT 2)를 통해서는 xj가 송신되고, 두 번째 시구간 t1+1에서는 상기 제1송신 안테나를 통해서는 -xj *이 송신되고, 제2송신 안테나(Tx.ANT 2)를 통해서는 xi *이 송신된다.
위의 Alamouti 송신 안테나 다이버시티 방식에 따라 기지국과 적어도 ㅎ하하나 이상의 상호협력 릴레이를 포함하는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 기지국과 릴레이가 각각 하나씩 존재하고, 이 상호협력 릴레이 시스템은 시공간 부호화(Space-Time Coding:STC), 여기서는 STBC를 사용하는 경우를 예를 들어 설명한다.
상호협력 릴레이 시스템에서 기지국과 릴레이의 송신 안테나의 수가 각각 1인 경우에 송신단에서 송신한 1번째, 2번째 STBC 부호화된 OFDM 심볼의 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009036011127-pat00038
여기서, xBS ,1(n), xBS ,2(n)는 각각 기지국에서 송신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 n번째 시간 영역 샘플의 송신 신호, xRS ,1(n), xRS ,2(n)는 각각 릴레이에서 송신 하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 n번째 시간 영역 샘플의 송신 신호, X1(k), X2(k)는 각각 주파수 영역에서의 k 번째 부반송파가 송신하는 신호를 나타낸다. 단말의 수신 안테나의 수가 1인 가정 하에서, 송신 안테나에서 송신한 OFDM 심볼이 그 송신 안테나의 송신 장치와 단말 간의 채널을 통과하고 반송파 주파수 옵셋과 심볼 타이밍 옵셋, 그리고 전파지연이 존재하는 경우의 단말의 수신 신호는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009036011127-pat00039
여기서, y1(n), y2(n)는 각각 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 n 번째 샘플의 수신 신호, HBM ,1(k), HBM ,2(k)는 각각 기지국과 단말 사이의 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 k번째 부반송파에서 기지국과 단말 간 채널의 주파수 응답, HRM ,1(k), HRM ,2(k)는 각각 릴레이와 단말 사이의 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 k번째 부반송파에서 릴레이와 단말 간 채널의 주파수 응답, ε는 정규화된 반송파 주파수 옵셋, δ는 정규화된 심볼 타이밍 옵셋, δBM, δRM는 각각 기지국과 단말, 릴레이와 단말 사이의 정규화된 전파지연을 나타낸다. 도 8a에 나타난 동기화부(804)를 이용해 기지국과 반송파 주파수 동기와 심볼 타이밍 동기화가 된 수신 신호는 다음 수학식과 같이 표현 된다.
Figure 112009036011127-pat00040
상기 수학식 14를 고속푸리에변환을 취하여 주파수 영역신호로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00041
상기 수학식 15에서 STBC 복호를 위하여 연속한 2개의 OFDM 심볼 동안 채널의 평균을 취하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009036011127-pat00042
상기 수학식 15를 상기 수학식 16을 이용하여 종래의 STBC 복호 과정과 동일한 방식으로 다음과 같이 행렬 형태로 나타낼 수 있다.
Figure 112009036011127-pat00043
상기 수학식 17에서 Y2(k)에 공액복소수 변환을 취한 후, 복호 과정은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009036011127-pat00044
상기 수학식 18로 표현되는 것과 같이 전파 지연이 존재하는 수신된 주파수 영역 신호는 추정된 반송파 주파수 옵셋과 추정된 심볼 타이밍 옵셋으로 동기를 획득하더라도 전파지연에 대한 영향은 그대로 남아있게 된다. 전파지연 추정은 다음 식을 사용하여 이루어진다.
Figure 112009036011127-pat00045
상기 수학식 19에 의하여 각 송신 장치와 단말 간의 전파지연을 추정하고, 이 경우
Figure 112009036011127-pat00046
는 각각 기지국과 단말 사이의 기지국에서 전송하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 기설정된 파일럿 위치, 릴레이와 단말 사이의 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 기설정된 파일럿 위치,
Figure 112009036011127-pat00047
는 각각 해당 파일럿 위치에서의 기지국이 단말에 전송하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 파일럿 신호, 해당 파일럿 위치에서의 릴레이가 단말에 전송하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 파일럿 신호, 즉 기준 파일럿 신호들이고,
Figure 112009036011127-pat00048
는 각각 기지국과 단말, 릴레이와 단말 사이의 추정된 전파 지연을 나타낸다.
상기 수학식 19와 같은 연산을 취할 경우
Figure 112009036011127-pat00049
,
Figure 112009036011127-pat00050
가 같은 신호이면 도 8b의 절대값 연산부(833)의 4개의 출력값인
Figure 112009036011127-pat00051
,
Figure 112009036011127-pat00052
,
Figure 112009036011127-pat00053
,
Figure 112009036011127-pat00054
중 앞의 2개와 뒤의 2개는 각각 기지국과 단말 간의 전파지연, 릴레이와 단말 간의 전파지연에 해당하는 위치에서 시작하는 채널 임펄스 응답의 형태를 가진다. 채널 채널 임펄스 응답이 지수함수적으로 감소하는 형태라 가정할 때 각 송신 장치와 단말 간의 전파지연은 상기 수학식 19과 같이 해당 송신 장치에 대하여 해당 송신 장치에 대한 절대값 연산부들의 출력의 합을 최대로 하는 시간 영역 샘플 위치를 구함으로써 추정할 수 있다. 이 때 정확한 전파지연을 추정하기 위해서는 정수배 반송파 주파수 옵셋이 발생하지 않아야 하기 때문에 동기화부(804)를 통과한 신호를 이용하여 추정한다.
상기 수학식 19로부터 추정된 기지국과 단말 간 또는 릴레이와 단말 간의 전파지연은 각각 제1가중치 추정부(841)와 제2 가중치 추정부(842)에 입력되며, 상기 추정된 각 송신 장치와 단말 간의 전파지연을 이용하여 각 송신 장치별 전파지연 가중치를 추정하기 위한 과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00055
상기 수학식 19에서, δ(n)은 델타 함수, WBM(k), WRM(k)는 각각 주파수 위치, 즉 수신 신호를 전송한 부반송파의 주파수 영역 상의 위치 k에서의 제1 가중치 추정부(841)와 제2 가중치 추정부(842)에 의하여 추정된 전파지연 가중치를 나타낸다. 이 전파지연 가중치들은 해당 송신 장치와 단말 간의 채널 추정을 위한 값이다. 상기 수학식 20은 각 송신 장치별로 델타 함수가 해당 송신 장치와 단말 간의 전파지연만큼 시간지연된 상태에서 고속푸리에변환을 취한 것과 동일하다.
도 8a의 채널 추정부(851, 852)는 수신된 주파수 영역 신호에서 각 송신 장치별로 전파지연에 의한 위상 왜곡을 제거한 후, 채널 추정을 하고, 이후 보간을 수행하여 각 송신 장치별로 전 부반송파에 대한 채널 값을 추정한다. 수신된 주파수 영역 신호에서 각 송신 장치별로 전파지연에 의한 위상 왜곡을 보상하는 식은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00056
여기에서,
Figure 112009036011127-pat00057
,
Figure 112009036011127-pat00058
는 각각 기지국으로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 해당 파일럿 위치에서 전파지연에 의한 위상 왜곡을 제거한 후의 추정된 채널인 위상 왜곡 제거 채널,
Figure 112009036011127-pat00059
,
Figure 112009036011127-pat00060
는 각각 기지국으로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 해당 파일럿 위치에서 단말이 수신한 주파수 영역 신호,
Figure 112009036011127-pat00061
,
Figure 112009036011127-pat00062
는 각각 기지국으로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 해당 파일럿 위치에서 제1 가중치 추정부(841) 에 의해 추정된 전파지연 가중치의 공액복소수 변환 성분을 나타낸다. 또한
Figure 112009036011127-pat00063
,
Figure 112009036011127-pat00064
는 각각 릴레이로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 해당 파일럿 위치에서 전파지연에 의한 위상 왜곡을 제거한 후의 추정된 채널인 위상 왜곡 제거 채 널,
Figure 112009036011127-pat00065
,
Figure 112009036011127-pat00066
는 각각 릴레이로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 해당 파일럿 위치에서 단말이 수신한 주파수 영역 신호,
Figure 112009036011127-pat00067
,
Figure 112009036011127-pat00068
는 각각 릴레이로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼에서의 해당 파일럿 위치에서 제2 가중치 추정부(842)에 의해 추정된 전파지연 가중치의 공액복소수 변환 성분을 나타낸다.
상기 수학식 21로부터 모든 부반송파에 대한 채널 값을 추정하는 과정은 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00069
여기서,
Figure 112009036011127-pat00070
는 각각 기지국로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 전 부반송파에 대한 추정된 채널, 릴레이로부터 단말이 수신하는 1번째, 2번째 OFDM 심볼의 전 부반송파에 대한 추정된 채널을 나타낸다.
마지막으로, 실제 수신된 주파수 영역 신호가 경험한 채널을 추정하기 위하서는
Figure 112009036011127-pat00071
를 사용하여 각 송신 장치별 채 널의 평균을 구하고, 각 송신 장치별 채널 평균에 해당 송신 장치의 전파지연에 의한 위상 왜곡을 보상한다. 그 보상 결과는 STBC 복조를 위하여 사용된다. 이를 표현하는 식은 하기 수학식 23과 같다.
Figure 112009036011127-pat00072
여기서,
Figure 112009036011127-pat00073
는 각각 기지국과 단말, 릴레이와 단말 사이의 실제 수신 신호가 경험한 채널의 추정치를 나타낸다.
상기 수학식 23에서 추정된 채널을 상기 수학식 18에 대입하면 다음과 같다.
Figure 112009036011127-pat00074
상기 수학식 24에 의하여 복호화부(860)에서는 제1 및 제2 채널 추정부(851, 852)에 의해 추정된 채널들인
Figure 112009036011127-pat00075
를 이용하여 단말이 송신 장치들로부터 수신한 주파수 영역 신호인 Y1(k), Y2(k)의 소스(source) 신호인 X1(k), X2(k)를 추정할 수 있다.
한편, 전술한 도 8의 구체적인 실시예에서는 상호협력 릴레이 시스템에서 기지국과 릴레이가 각각 하나이고 이들로부터 단말이 신호를 수신하는 경우에서의 채널 추정 방법 및 장치를 예시하였다. 그렇지만 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 채널 추정 방법 및 장치의 구성은 상호협력 릴레이시스템에서의 기지국과 릴레이의 수의 합이 2개에서 4개로 늘어나는 경우에도 적용될 수 있음을 이해할 것이다. 또한 상호협력 릴레이 시스템에서 STBC 뿐만 아니라 SFBC 시스템에도 적용될 수 있음을 이해할 것이다.
다음에서는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서의 동기화 장치 및 그 방법에 관하여 살펴본다.
도 10a는 반송파 주파수 오프셋의 영향 분석을 위한 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템을 도시한 도면이다.
도 10b는 도 10a의 OFDM/OFDMA 방식 시스템에서 단말의 이동에 따른 도플러 천이가 발생하는 것을 도시한 도면이다.
도 10a를 참조하면 특히 릴레이가 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이인 경우에 그 반송파 주파수 오프셋의 영향 분석을 나타낸다. 수신되는 신호 중에서 경로 선택(path selection)에 의하여 결정된 경로를 실선으로 표시하였다. 도 10a의 BS는 기지국, RS0와 RS1은 모두 데이터 수율 향상 릴레이를 가정하며, MS0와 MS1은 이동 단말을 가정한다. 이 도면에서 기지국과 릴레이 링크간의 반송파 주파수 오프셋과 기지국과 단말의 링크간 반송파 주파수 오프셋과 릴레이와 단말의 링크간 반송파 주파수 오프셋을 각각 εBR, εBM, εRR 으로 표시하였고, 관련되는 릴레이와 이동 단말에 따라 적절한 아래 첨자를 추가하였다. MS1은 기지국과 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋인 εBM1 로 반송파 주파수 오프셋을 추정하고 데이터는 RS0으로부터 수신한다. 수신되는 신호는 릴레이와 단말간의 반송파 주파수 오프셋인 εR0M1 를 가지고 수신되므로 단말이 실제 겪는 반송파 주파수 오프셋은 εBM1-εR0M1 이 된다. 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이를 포함하는 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 단말과 그 트랜스패런트 릴레이는 모두 기지국에 동기를 맞추기 때문에 기지국과 단말 링크간 반송파 주파수 오프셋, 릴레이와 단말 링크간 반송파 주파수 오프셋은 εBM1
Figure 112009036011127-pat00076
εR0M1 로 가정할 수 있다.
상기 설명에서는 도플러 천이는 고려하지 않고 정지상태일 때의 송수신단의 오실레이터의 차이를 가정하였다. 전술한 바와 같이 단말과 릴레이는 모두 기지국을 기준으로 반송파 주파수를 추정하기 때문에 εBM1 와 εR0M1 의 반송파 주파수 오프셋은 정수배 주파수 오프셋은 동일하고 소수배 주파수 오프셋에서만 오차가 발생한다고 볼 수 있다. 즉, 단말이 정지상황에서는 오실레이터의 반송파 주파수 추정 오차부분이 주요 성능열화의 원인이 된다.
도 10b를 참조하면, 단말이 기지국 쪽으로 Vkm/h의 속도로 이동하고 있다.
도플러 천이는 단말의 속도와 반송파 주파수에 비례하므로 고속 이동환경을 지원하고 반송파 주파수가 높은 차세대 이동통신시스템에서는 반드시 고려해야한다. 단말이 기지국이 위치한 방향으로 이동할 때 도플러 천이로 인해 기지국과 단말 링크간 반송파 주파수 오프셋은 증가하고, 단말이 기지국의 반대 방향으로 이동하는 경우에는 기지국과 단말 링크간 반송파 주파수 오프셋은 감소한다. 즉, 기지국과 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋은 εBM1 + εDoppler 로 주어지고, 릴레이와 단말 링크간 반송파 주파수 오프셋은 εR0M1 - εDoppler 로 주어진다. 여기서 εDoppler 는 도플러 천이로 인한 반송파 주파수 오프셋을 나타낸다. 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이를 포함하는 트랜스패런트 릴레이 시스템의 영역에 있는 단말은 기지국과 동기화 과정을 수행하므로 반송파 주파수 오프셋 추정 시 기지국과 이동 단말 링크간 주파수 오프셋을 추정한다. 그러나 릴레이는 고정되어 있으므로 기지국과 릴레이간 반송파 주파수 오프셋은 도플러 천이에 의해서 영향을 받지 않는다. 이 때문에 단말이 이동 시 기지국과 단말 링크간 반송파 주파수 오프셋과 릴레이와 단말 링크간 주파수 오프셋은 서로 다르게 된다. 즉, 단말이 릴레이로부터 데이터를 수신할 때 릴레이와 단말 링크간 반송파 주파수로 동기화를 하지 않기 때문에 인접 부반송파간의 간섭이 발생한다. 이동환경에서 단말이 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이로부터 데이터 수신시 반송파 주파수 오프셋은
Figure 112009036011127-pat00077
로 주어진다. 여기서 K는 단말의 이동방향에 의해 결정되는 상수이며 -2 ~ +2의 범위를 갖는다. 도 10b의 예는 K의 절대값이 가장 크 게 발생하는 예이다. K 값은 단말이 릴레이와 기지국의 일직선 상에서 기지국을 향해 이동할 때 -2이며, 릴레이를 향해 이동할 때 2이다.
전술한 바와 같이 트랜스패런트 릴레이시스템에서는 단말이 릴레이와의 동기화 과정을 수행하지 않으므로 반송파 주파수 오프셋이 발생하여 고속 푸리에 변환 후 인접 부반송파간의 간섭이 발생한다.
도 11은 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 반송파 주파수 오프셋 분석을 위한 상하향링크 프레임 블록을 도시한 도면이다.
도 11을 참조하면, 도 10에서와 같은 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 단말이 이동시 기지국으로부터 전송되는 프레임의 앞 부분의 신호로 반송파 주파수를 추정하여 릴레이로부터 수신되는 신호를 보상할 경우 잘못된 반송파 주파수 오프셋에 의해 성능이 열화되는 구간(1100)을 보여준다. 릴레이로부터 수신되는 신호가 반송파 주파수 오프셋에 의한 인접 부반송파간의 간섭이 발생하지 않으려면 단말이 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋을 별도로 획득해야 한다.
상기 설명한 바와 같이 기지국과 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋과 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋은 일반적으로 정수배 반송파 주파수 오프셋에서는 동일하나 소수배 반송파 주파수 오프셋에서는 KεDoppler 의 오차가 발생하므로 본 발명에서는 반송파 주파수 추적부에서 이를 추정하고 보상하는 동기화 방법 및 장치를 제안한다.
기존 이동통신시스템의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋 추적(tracking)부는 초기 동기후 프리앰블 뒤의 하향링크 심볼을 이용하여 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋을 추적한다. 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이를 포함한 시스템에서의 단말은 프리앰블과 MAP은 기지국으로부터 수신하고 데이터는 릴레이로부터 수신한다. 이 경우 기존 이동통신시스템의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋 추적부를 그대로 적용하면 기지국으로부터 수신되는 신호의 타이밍 및 반송파 주파수만 추적하게 된다. 따라서 단말이 릴레이로부터 신호를 수신할 때 반송파 주파수 오프셋에 의한 성능 열화가 발생한다. 이를 극복하기 위해서는 단말이 릴레이로부터 수신되는 신호를 사용하여 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋을 추적해야하며, 이를 위해서 단말이 하향링크 심볼 중 릴레이로부터 수신되는 신호구간에서 반송파 주파수 오프셋을 추정한 후 보상하여야 한다.
그러나 단순히 단말이 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋을 별도로 획득하는 것만으로는 잘못 추정된 반송파 주파수 오프셋으로 인한 인접 부반송파간의 간섭을 완전히 제거할 수 없다. 이는 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋을 추적하는 동안에 전 단계에서 추정한 값으로 수신신호를 미리 보상해야하기 때문이다. 즉, 단말은 릴레이로부터 데이터를 전송받아
Figure 112009036011127-pat00078
을 추정한 이후 기지국으로부터 MAP 등의 제어신호를 전송받는 시점에는 수신신호를
Figure 112009036011127-pat00079
로 보상한 후 신호를 읽어
Figure 112009036011127-pat00080
을 추정하게된다. 즉, 단말이 릴레이로부터 혹은 기지국으로부터 전송받는 시점에서 잘못된 반송파 주파수 오프셋으로 보상하기 때문에 인접 부반송파 간의 간섭이 발생하게 된다. 따라서 본 발명에서는 기지국으로부터 수신되는 신호의 반송파 주파수 오프셋과 릴레이로부터 수신되는 신호의 반송파 주파수 오프셋을 개별적으로 보상, 추정하는 동기화 방법 및 장치를 제공한다.
도 12a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 장치의 제1 실시예를 도시한 도면이다.
도 13은 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.
도 13의 동기화 방법의 각 구성 단계는 도 12a의 동기화 장치의 각 구성 요소에 의해 수행될 수 있으므로, 이하에서 도 12a와 도 13을 함께 설명한다.
도 12a와 도 13을 살펴보기에 앞서, 본 발명의 실시예들이 활용될 수 있는 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 그 시스템의 초기화 과정은 다음과 같다.
단말이 전원을 켜면 단말이 수신한 하향링크 신호를 사용하여 초기 동기화 과정을 수행한다. 초기 동기화 과정에서는 프레임 탐색, 소수배 반송파 주파수 오프셋, 심볼 타이밍 오프셋 추정, 셀 탐색을 수행한다. 셀 탐색 과정에서는 단말이 속한 세그먼트와 셀 ID를 획득하며 정수배 반송파 주파수 오프셋을 추정한다.
하향링크 초기 동기화를 수행한 이후 단말은 상향링크 구간에서 상향링크 초기 레인징 과정을 수행함과 동시에 상향링크 신호의 전력을 사용하여 경로를 결정한다. 기지국은 상향링크 수신 전력을 사용하여 단말에게 데이터를 전송할 경로(기지국 또는 릴레이)를 지정한다.
초기 동기화 과정을 통해 단말은 기지국과의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋을 추정한다. 또한 릴레이로부터의 수신구간에서 릴레이로부터 수신되는 신호의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋을 추정하고 추정된 반송파 주파수 오프셋에 초기 동기화에서 이루어진 정수배 반송파 주파수 오프셋을 더해 릴레이와 단말 링크간의 반송파 주파수 오프셋의 추정을 완료한다. 아래에서 설명하는 오프셋 저장부(1210)는 상기 릴레이와 단말 링크 간의 반송파 주파수 오프셋의 추정이 완료된 이후 이러한 초기화 과정을 통해 획득된 기지국에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋과 릴레이에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장한다.
도 12a를 참조하면, 본 발명에 따른 동기화 장치는 오프셋 저장부(1210), 송신 장치 식별부(1220), 보상부(1230), 추정부(1240) 및 갱신부(1250)를 포함한다.
오프셋 저장부(1210)는 미리 추정된 기지국에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하는 기지국에 관한 오프셋 저장부(1211) 및 미리 추정된 릴레이에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하는 릴레이에 관한 오프셋 저장부(1212)를 포함한다.(S1310)
송신 장치 식별부(1220)는 일반적으로 단말이 수신하는 신호에 대하여 그 신호를 기지국이 송신하였는지, 아니면 릴레이가 송신하였는지를 수신 신호의 프레임 내에 포함되어 있는 프리앰블 등으로부터 확인한다. 여기에서 기지국이 신호를 송신한 것으로 판단되면, 즉 수신 신호가 기지국으로부터 수신되는 MAP 신호와 기지국으로부터 수신되는 데이터(BM 신호)라고 판단되면 그 수신 신호는 기지국에 관한 보상부(1231)로 입력된다. 만일 수신 신호가 릴레이로부터 수신되는 데이터(RM 신 호)라고 판단되면 그 수신 신호는 릴레이에 관한 보상부(1232)로 입력된다.(S1320)
보상부(1230)는 그 수신 신호를 송신한 주체에 따라 나누어져 았는 기지국에 관한 보상부(1231)와 릴레이에 관한 보상부(1232)를 포함한다.
기지국에 관한 보상부(1231)의 경우 기지국에 관한 오프셋 저장부(1211)로부터 기지국에 관한 반송파 주파수 오프셋과 타이밍 오프셋인
Figure 112009036011127-pat00081
을 획득하여 이 오프셋들으로 수신 신호에 대하여 보상을 수행한다.
릴레이에 관한 보상부(1232)의 경우 릴레이에 관한 오프셋 저장부(1212)로부터 릴레이에 관한 반송파 주파수 오프셋과 타이밍 오프셋인
Figure 112009036011127-pat00082
을 획득하여 이 오프셋들로 수신 신호에 대하여 보상을 수행한다.
이렇게 보상부(1230)는 수신한 신호를 전송한 송신 장치별로 해당 송신 장치의 오프셋으로 수신 신호에 대한 보상을 수행한다.(S1330)
추정부(1240)은 그 수신 신호를 송신한 주체에 따라 나누어져 있는 기지국에 관한 추정부(1241)와 릴레이에 관한 추정부(1242)를 포함한다.
만일 수신 신호가 기지국이 전송한 것이어서 기지국에 관한 보상부(1231)에서 보상이 이루어졌다면, 그 보상이 이루어진 신호는 기지국에 관한 추정부(1241)의 입력(b1)이 된다.
만일 수신 신호가 릴레이가 전송한 것이어서 릴레이에 관한 보상부(1232)에서 보상이 이루어졌다면, 그 보상이 이루어진 신호는 릴레이에 관한 추정부(1242) 의 입력(b2)이 된다.
기지국에 관한 추정부(1241)는 수신 신호의 보상 신호에 대하여 기지국과 단말 간의 반송파 주파수 오프셋과 타이밍 오프셋을 추정한다.
릴레이에 관한 추정부(1242)는 수신 신호의 보상 신호에 대하여 릴레이와 단말 간의 반송파 주파수 오프셋과 타이밍 오프셋을 추정한다.
이렇게 추정부(1240)는 신호를 송신한 장치와 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 기존에 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 갱신하기 위해 새로 추정하게 된다.(S1340)
갱신부(1250)는 그 수신 신호를 송신한 주체에 따라 나누어져 있는 기지국에 관한 갱신부(1251)와 릴레이에 관한 갱신부(1252)를 포함한다.
만일 수신 신호가 기지국이 전송한 것이어서 기지국에 관한 추정부(1241)에서 기지국에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋의 추정이 이루어졌다면, 그 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋은 기지국에 관한 갱신부(1251)의 입력(c1)이 된다.
만일 수신 신호가 릴레이가 전송한 것이어서 릴레이에 관한 추정부(1242)에서 릴레이에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋의 추정이 이루어졌다면, 그 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋은 릴레이에 관한 갱신부(1252)의 입력(c2)이 된다.
기지국에 관한 갱신부(1251)는 기지국에 관하여 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 기지국에 관한 오프셋 저장부(1211)에 전달하여 기지국에 관한 오프셋 저장부(1211)에 저장되어 있던 기존의 기지국에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 상기 추정된 값으로 갱신하도록 한다.
릴레이에 관한 갱신부(1252)는 릴레이에 관하여 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 릴레이에 관한 오프셋 저장부(1212)에 전달하여 릴레이에 관한 오프셋 저장부(1212)에 저장되어 있던 기존의 릴레이에 관한 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 상기 추정된 값으로 갱신하도록 한다.
이렇게 갱신부(1250)는 신호를 송신한 장치와 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 갱신하여 다음에 송신되는 신호에 대하여 그 갱신된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 보상할 수 있도록 한다.(S1350)
도 12a에서의 본 발명에 따른 동기화 장치의 제1 실시예는 구현시 소요되는 하드웨어를 최소화하기 위하여 도 12b의 제2 실시예와 같이 변형될 수 있다.
도 12b는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 장치의 제2 실시예를 도시한 도면이다.
도 12b를 참조하면, 제어부(1261)의 제어신호에 의하여 수신 신호를 송신한 장치를 식별하는 것은 도 12a의 송신 장치 식별부(1220)가 하는 역할과 대응된다. 이 외에 각 구성요소는 도 12a의 동기화 장치의 각 구성요소에 대응되므로 이에 대한 설명은 도 12a를 참조하기로 한다.
도 12c는 본 발명에 따른 동기화 장치의 구성 요소 중 추정부(1240)의 일 실시예를 도시한 도면이다. 여기서
Figure 112009036011127-pat00083
는 기지국으로부터 수신된 신호의 반 송파 주파수 및 타이밍 오프셋 추정값,
Figure 112009036011127-pat00084
은 릴레이로부터 수신된 신호의 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋 추정값을 나타낸다.
도 12c를 참조하면, 추정부(1240)는 기지국에 관한 추정부(1241)과 릴레이에 관한 추정부(1242)를 포함하고 있다.
기지국에 관한 추정부(1241)는 제1 공액복소수 변환부(1241a), 제 1 복소 곱셈부(1241b), 제 1 누산부(1241c), 제 1 최대값 탐색부(1241d), 제 1 위상 추적부(1241e)를 포함한다.
릴레이에 관한 추정부(1242)는 제 2 공액복소수 변환부(1242a), 제 2 복소 곱셈부(1242b), 제 2 누산부(1242c), 제 2 최대값 탐색부(1242d), 제 2 위상 추정부(1242e)를 포함한다..
상기 추정부(1240)의 구성요소들의 기능은 아래 수학식을 통해 파악될 수 있다. 상기 수신된 신호에 대하여 수신된 신호를 전송한 송신 장치에 관한 반송파 주파수 및 타이밍 오프셋을 도 12a의 보상부(1230)에 의해 보상한 이후에, 릴레이로부터 수신된 데이터 신호 또는 기지국으로부터 수신된 데이터 신호를 읽어 타이밍 및 반송파 주파수 오프셋을 추정한다.
Figure 112009036011127-pat00085
여기서 i는 기지국과 릴레이 중 어느 송신 장치로부터 신호를 수신을 하는지에 따라 결정되는 데이터 통신 경로의 구분 기호, Ns ,i는 프레임 내에서 i로 구분되는 데이터 통신 경로에 따라 수신된 신호의 시작점, Mi는 i로 구분되는 데이터 통신 경로의 채널 추정과 관련하여 사용되는 심볼의 수, L은 반복되는 신호의 길이, - 주로 CP 사이즈가 이에 해당한다 - n은 시간 영역 샘플, ND는 CP를 포함한 심볼의 길이, N은 고속푸리에변환의 크기를 나타낸다.
도 12d는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 장치의 제3 실시예를 도시한 도면이다.
도 12d를 참조하면, 제어부(1203a)와 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋 동기화부(1203b)가 포함된 동기화부(1203)는 도 12a와 도 12b에서 예시한 본 발명에 따른 동기화 장치의 제1 실시예와 제2 실시예에 의해 구현될 수 있다. 즉 제어부(1203a)는 도12a의 송신 장치 식별부(1220)에 대응될 수 있는 부분이고, 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋 동기화부(1203b)는 도 12a의 송신 장치 식별부(1220)를 제외한 나머지 구성요소들과 대응될 수 있는 부분이다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예컨데, i) 상호협력 릴레이 시스템에서 2개의 릴레이가 STBC 또는 SFBC 전송을 하는 경우의 채널 추정 및 보상 장치, ii) 상호협력 릴레이 시스템에서 기지국과 릴레이 수의 합이 3개 내지 4개 일 때 STBC 또는 SFBC 전송을 하는 경우의 채널 추정 및 보상 장치 등과 같은 다양한 변형예가 존재할 수 있다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속(OFDM/OFDMA) 방식 릴레이 시스템에서 용도에 따른 각 릴레이를 도시한 도면,
도 2는 OFDM/OFDMA 방식 릴레이 시스템에서 기지국, 릴레이 및 단말의 위치를 도시한 도면,
도 3a은 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 하향링크 프레임 블록을 도시한 도면,
도 3b는 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이에 의한 전파지연이 채널 추정에 미치는 영향을 도시한 도면,
도 3c는 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 심볼 타이밍 분석을 위한 상하향링크 프레임 블록을 도시한 도면,
도 4a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 제1 실시예를 도시한 도면,
도 4b는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 제2 실시예를 도시한 도면,
도 4c는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 전파지연 추정부(430)의 일 실시예를 도시한 도면
도 4d는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 가중치 추정부(440)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 4e는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 채널 추정부(450)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 5a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 5b는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 전파지연 추정 단계(S530)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 5c는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 가중치 추정 단계(S540)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 5d는 본 발명에 따른 트랜스패런트 릴레이와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 채널 추정 단계(S550)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 6a는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 단말의 위치에 따른 심볼 타이밍 분석을 위한 상하향링크 프레임 블록을 도시한 도면,
도 6b는 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 전파지연에 따른 심볼 타이밍 오프셋이 발생하는 것을 도시한 도면,
도 7a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서의 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 제1 실시예를 도시한 도면,
도 7b는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 전파지연 추정부(730)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 7c는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 가중치 추정부(740)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 7d는본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 채널 추정부(750)의 일 실시예를 도시한 도면
도 8a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서의 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 제2 실시예를 도시한 도면,
도 8b는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 전파지연 추정부(831, 832)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 8c는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 가중치 추정부(841, 842)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 8d는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 장치의 구성 요소 중 채널 추정부(851, 852)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 9a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 상호협력 릴레이 시스템에서 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 9b는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 전파지연 추정 단계(S930)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 9c는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 가중치 추정 단계(S940)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 9d는 본 발명에 따른 각 송신 장치와 단말 간의 채널 추정 방법의 구성 단계 중 채널 추정 단계(S950)의 일 실시예 흐름을 도시한 흐름도,
도 10a는 반송파 주파수 오프셋의 영향 분석을 위한 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템을 도시한 도면,
도 10b는 도 10a의 OFDM/OFDMA 방식 시스템에서 단말의 이동에 따른 도플러 천이가 발생하는 것을 도시한 도면,
도 11은 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 반송파 주파수 오프셋 분석을 위한 상하향링크 프레임 블록을 도시한 도면,
도 12a는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 장치의 제1 실시예를 도시한 도면,
도 12b는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 장치의 제2 실시예를 도시한 도면,
도 12c는 본 발명에 따른 동기화 장치의 구성 요소 중 추정부(1240)의 일 실시예를 도시한 도면,
도 12d는 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 장치의 제3 실시예를 도시한 도면, 그리고,
도 13은 본 발명에 따른 OFDN/OFDMA 방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 동기화 방법의 일 실시예를 도시한 도면이다.

Claims (6)

  1. 기지국, 트랜스패런트 릴레이로 이루어진 송신 장치들 및 단말을 포함하는 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 상기 송신 장치들 중 상기 단말에게 신호를 전송한 송신 장치와 상기 단말 간의 동기화를 위한 동기화 장치에 있어서,
    미리 추정된 상기 각각의 송신 장치와 상기 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하는 오프셋 저장부;
    상기 신호를 수신하는 경우 상기 신호를 전송한 송신 장치를 식별하는 송신 장치 식별부; 및
    상기 식별된 송신 장치에 대한 상기 저장된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 상기 수신한 신호에 대하여 보상하는 보상부;를 포함함을 특징으로 하는 동기화 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 보상부에서 상기 보상이 이루어진 신호를 기초로 상기 식별된 송신 장치와 상기 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 추정하는 추정부; 및
    상기 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋으로 상기 오프셋 저장부에 저장된 상기 식별된 송신 장치의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 갱신하는 갱신부;를 더 포함함을 특징으로 하는 동기화 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 트랜스패런트 릴레이는 데이터 수율 향상을 위한 트랜스패런트 릴레이임을 특징으로 하는 동기화 장치.
  4. 기지국, 트랜스패런트 릴레이로 이루어진 송신 장치들 및 단말을 포함하는 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식 트랜스패런트 릴레이 시스템에서 상기 송신 장치들 중 상기 단말에게 신호를 전송한 송신 장치와 상기 단말 간의 동기화를 위한 동기화 방법에 있어서,
    미리 추정된 상기 각각의 송신 장치와 상기 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 저장하는 오프셋 저장 단계;
    상기 신호를 수신하는 경우 상기 신호를 전송한 송신 장치를 식별하는 송신 장치 식별 단계; 및
    상기 식별된 송신 장치에 대한 상기 저장된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 상기 수신한 신호에 대하여 보상하는 보상 단계;를 포함함을 특징으로 하는 동기화 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 보상 단계 이후 상기 보상이 이루어진 신호를 기초로 상기 식별된 송신 장치와 상기 단말 간의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 추정하는 추정 단계; 및
    상기 추정된 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋으로 상기 저장된 상기 식별된 송신 장치의 반송파 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋을 갱신하는 갱신 단계;를 더 포함함을 특징으로 하는 동기화 방법.
  6. 제4항에 있어서, 상기 트랜스패런트 릴레이는 데이터 수율 향상을 위한 트랜스 패런트 릴레이임을 특징으로 하는 동기화 방법.
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